JPH0746887A - 単相誘導電動機の速度制御装置 - Google Patents
単相誘導電動機の速度制御装置Info
- Publication number
- JPH0746887A JPH0746887A JP5214893A JP21489393A JPH0746887A JP H0746887 A JPH0746887 A JP H0746887A JP 5214893 A JP5214893 A JP 5214893A JP 21489393 A JP21489393 A JP 21489393A JP H0746887 A JPH0746887 A JP H0746887A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- command value
- phase
- induction motor
- phase induction
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 電動機にかかる電圧の高調波成分を減らすこ
とにより、電動機騒音を低減することができる単相誘導
電動機の速度制御装置を提供する。 【構成】 単相ブリッジコンバータ２のスイッチング素
子Ｔｒ１１〜Ｔｒ２２を制御することにより、単相誘導
電動機５に印加される電圧を制御する。一方、三相イン
バータ４のスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ３２を制御する
ことにより、単相誘導電動機５に印加される電圧の周波
数を制御する。このように、電圧と周波数をそれぞれ別
々に制御することで、印加電圧の高調波成分を低減で
き、電動機騒音を低減できる。
とにより、電動機騒音を低減することができる単相誘導
電動機の速度制御装置を提供する。 【構成】 単相ブリッジコンバータ２のスイッチング素
子Ｔｒ１１〜Ｔｒ２２を制御することにより、単相誘導
電動機５に印加される電圧を制御する。一方、三相イン
バータ４のスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ３２を制御する
ことにより、単相誘導電動機５に印加される電圧の周波
数を制御する。このように、電圧と周波数をそれぞれ別
々に制御することで、印加電圧の高調波成分を低減で
き、電動機騒音を低減できる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、例えば、コンベア、ポ
ンプなどの負荷の駆動に使用される単相誘導電動機の速
度制御装置に係り、特に電動機の騒音防止のための技術
に関する。
ンプなどの負荷の駆動に使用される単相誘導電動機の速
度制御装置に係り、特に電動機の騒音防止のための技術
に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来から、単相誘導電動機の速度制御装
置としては、図３に示すように、フルブリッジインバー
タ回路１４を用いたものが広く知られている。この単相
誘導電動機５の速度制御装置は、駆動源の単相交流電源
１と、単相交流電源１の出力を整流するための単相全波
整流回路１２と、平滑用コンデンサ３と、スイッチング
素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２がブリッジ構成に
なっているフルブリッジインバータ回路１４と、フルブ
リッジインバータ回路１４の各スイッチング素子Ｑ１１
〜Ｑ２２を制御する制御系と、電動機５の各巻線５ａ，
５ｂに流れる電流に位相差をつける進相用コンデンサ１
０と、電動機５の回転方向を切換える正転・逆転切換え
スイッチ１１とでなる。単相誘導電動機５の巻線５ａ，
５ｂと進相用コンデンサ１０と正転・逆転切換えスイッ
チ１１とは、フルブリッジインバータ回路１４の点Ａ
（スイッチング素子Ｑ１１−Ｑ１２間）と点Ｂ（スイッ
チング素子Ｑ２１−Ｑ２２間）の間に設けられている。
置としては、図３に示すように、フルブリッジインバー
タ回路１４を用いたものが広く知られている。この単相
誘導電動機５の速度制御装置は、駆動源の単相交流電源
１と、単相交流電源１の出力を整流するための単相全波
整流回路１２と、平滑用コンデンサ３と、スイッチング
素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２がブリッジ構成に
なっているフルブリッジインバータ回路１４と、フルブ
リッジインバータ回路１４の各スイッチング素子Ｑ１１
〜Ｑ２２を制御する制御系と、電動機５の各巻線５ａ，
５ｂに流れる電流に位相差をつける進相用コンデンサ１
０と、電動機５の回転方向を切換える正転・逆転切換え
スイッチ１１とでなる。単相誘導電動機５の巻線５ａ，
５ｂと進相用コンデンサ１０と正転・逆転切換えスイッ
チ１１とは、フルブリッジインバータ回路１４の点Ａ
（スイッチング素子Ｑ１１−Ｑ１２間）と点Ｂ（スイッ
チング素子Ｑ２１−Ｑ２２間）の間に設けられている。
【０００３】フルブリッジインバータ回路１４を用いた
単相誘導電動機５の速度制御は、インバータの周波数ｆ
を制御することで行う。一方、電動機５に印加する電圧
Ｖについては、周波数ｆと電圧Ｖの比が一定になるよう
に制御され、これはＶ／ｆ制御として広く知られてい
る。図３の装置の制御系について図４を用いて説明す
る。この制御系は、インバータの運転周波数ｆを設定す
る周波数指令設定器６と、周波数指令設定器６の出力の
周波数指令値ｆから電圧指令値Ｖを演算する電圧指令値
演算手段７と、周波数指令値ｆ及び電圧指令値Ｖに基づ
きスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ２２のオン／オフ制御パ
ルスを出力するスイッチング制御手段１８とでなる。図
５は、スイッチング制御手段１８の出力パルスによるス
イッチング素子Ｑ１１〜Ｑ２２のオン／オフ制御状態
と、電動機５の巻線５ａ又は５ｂに印加される点ＡＢ間
の電圧Ｖａｂの波形を示す。この電圧Ｖａｂの波形にお
いて、電圧Ｖａｂの値がＶｄｃ（図３の点ＣＤ間に印加
される電圧）になる角度（電気角）をθとする。
単相誘導電動機５の速度制御は、インバータの周波数ｆ
を制御することで行う。一方、電動機５に印加する電圧
Ｖについては、周波数ｆと電圧Ｖの比が一定になるよう
に制御され、これはＶ／ｆ制御として広く知られてい
る。図３の装置の制御系について図４を用いて説明す
る。この制御系は、インバータの運転周波数ｆを設定す
る周波数指令設定器６と、周波数指令設定器６の出力の
周波数指令値ｆから電圧指令値Ｖを演算する電圧指令値
演算手段７と、周波数指令値ｆ及び電圧指令値Ｖに基づ
きスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ２２のオン／オフ制御パ
ルスを出力するスイッチング制御手段１８とでなる。図
５は、スイッチング制御手段１８の出力パルスによるス
イッチング素子Ｑ１１〜Ｑ２２のオン／オフ制御状態
と、電動機５の巻線５ａ又は５ｂに印加される点ＡＢ間
の電圧Ｖａｂの波形を示す。この電圧Ｖａｂの波形にお
いて、電圧Ｖａｂの値がＶｄｃ（図３の点ＣＤ間に印加
される電圧）になる角度（電気角）をθとする。
【０００４】図６は、上記図５に示した電圧Ｖａｂの波
形の高調波特性を示す。図６の縦軸は基本波電圧に対す
る高調波電圧の割合を示したもので、縦軸の値が大きい
ほど高調波が含まれる割合が大きいことを示す。また、
高調波の含まれる割合とθとの関係は、θが小さいほど
高調波が含まれる割合が大きい。
形の高調波特性を示す。図６の縦軸は基本波電圧に対す
る高調波電圧の割合を示したもので、縦軸の値が大きい
ほど高調波が含まれる割合が大きいことを示す。また、
高調波の含まれる割合とθとの関係は、θが小さいほど
高調波が含まれる割合が大きい。
【０００５】具体例で計算すると、図５に示した電圧Ｖ
ａｂのような波形は次式で表される。
ａｂのような波形は次式で表される。
【０００６】
【数１】
【０００７】また、ｎ次高調波成分は次式で表される。
【０００８】
【数２】
【０００９】ここで、電圧Ｖｄｃ＝１４０Ｖ、周波数指
令値ｆ＝１０Ｈｚ、電圧指令値Ｖ＝４０Ｖのとき、上記
数２より、θ≒３７°となる。このとき、図６を参照す
ると、３次、５次、７次の高調波が基本波に対して０．
６以上の割合で多く含まれていることが分る。
令値ｆ＝１０Ｈｚ、電圧指令値Ｖ＝４０Ｖのとき、上記
数２より、θ≒３７°となる。このとき、図６を参照す
ると、３次、５次、７次の高調波が基本波に対して０．
６以上の割合で多く含まれていることが分る。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た従来の装置では、単相全波整流回路１２の出力電圧を
変化させることができないので、フルブリッジインバー
タ回路１４において、Ｖ／ｆの値が一定になるように、
周波数ｆと電圧Ｖの両方を制御しなければならない。さ
らに、図５に示した電圧Ｖａｂの波形において、従来の
装置では角度θが小さくなるので、後述するように、電
動機５にかかる電圧の高調波成分が大きくなり、結果と
して、電動機５の騒音が大きくなるといった問題があ
る。
た従来の装置では、単相全波整流回路１２の出力電圧を
変化させることができないので、フルブリッジインバー
タ回路１４において、Ｖ／ｆの値が一定になるように、
周波数ｆと電圧Ｖの両方を制御しなければならない。さ
らに、図５に示した電圧Ｖａｂの波形において、従来の
装置では角度θが小さくなるので、後述するように、電
動機５にかかる電圧の高調波成分が大きくなり、結果と
して、電動機５の騒音が大きくなるといった問題があ
る。
【００１１】本発明は、上述した問題点を解決するもの
で、電動機にかかる電圧の高調波成分を減らすことによ
り、電動機騒音を低減することができる単相誘導電動機
の速度制御装置を提供することを目的とする。
で、電動機にかかる電圧の高調波成分を減らすことによ
り、電動機騒音を低減することができる単相誘導電動機
の速度制御装置を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に請求項１の発明は、交流電源から直流可変電圧を得る
単相コンバータと、上記単相コンバータを構成するスイ
ッチング素子を制御する第１スイッチング制御手段と、
上記単相コンバータからの直流電圧を交流電圧に変換
し、該交流電圧を単相誘導電動機に供給する三相インバ
ータと、上記三相インバータを構成するスイッチング素
子を制御する第２スイッチング制御手段と、上記第２ス
イッチング制御手段に対する周波数指令値を設定する周
波数指令値設定手段と、上記周波数指令値設定手段の出
力から上記第１スイッチング制御手段に対する電圧指令
値を演算する電圧指令値演算手段とを備えた単相誘導電
動機の速度制御装置である。
に請求項１の発明は、交流電源から直流可変電圧を得る
単相コンバータと、上記単相コンバータを構成するスイ
ッチング素子を制御する第１スイッチング制御手段と、
上記単相コンバータからの直流電圧を交流電圧に変換
し、該交流電圧を単相誘導電動機に供給する三相インバ
ータと、上記三相インバータを構成するスイッチング素
子を制御する第２スイッチング制御手段と、上記第２ス
イッチング制御手段に対する周波数指令値を設定する周
波数指令値設定手段と、上記周波数指令値設定手段の出
力から上記第１スイッチング制御手段に対する電圧指令
値を演算する電圧指令値演算手段とを備えた単相誘導電
動機の速度制御装置である。
【００１３】請求項２の発明は、上記単相誘導電動機に
流れる電流を検出する電流検出手段を有し、上記電圧指
令値演算手段は、上記電流検出手段の出力と上記周波数
指令値設定手段からの周波数指令値より、電圧指令の補
正値を演算するものである請求項１記載の単相誘導電動
機の速度制御装置である。請求項３の発明は、上記単相
誘導電動機に流れる電流を検出する電流検出手段を有
し、上記電圧指令値演算手段は、上記電流検出手段の出
力と上記第２スイッチング制御手段の出力とから、電圧
指令の補正値を演算するものである請求項１記載の単相
誘導電動機の速度制御装置である。
流れる電流を検出する電流検出手段を有し、上記電圧指
令値演算手段は、上記電流検出手段の出力と上記周波数
指令値設定手段からの周波数指令値より、電圧指令の補
正値を演算するものである請求項１記載の単相誘導電動
機の速度制御装置である。請求項３の発明は、上記単相
誘導電動機に流れる電流を検出する電流検出手段を有
し、上記電圧指令値演算手段は、上記電流検出手段の出
力と上記第２スイッチング制御手段の出力とから、電圧
指令の補正値を演算するものである請求項１記載の単相
誘導電動機の速度制御装置である。
【００１４】
【作用】請求項１の構成によれば、第１スイッチング制
御手段により単相コンバータのスイッチング素子を制御
することで、単相コンバータの出力電圧を変化させてそ
の電圧を電動機に供給し、一方、第２スイッチング制御
手段により三相インバータのスイッチング素子を制御す
ることで、三相インバータでは電動機の周波数だけを制
御する。このように、単相コンバータを用いて電動機に
かかる電圧を制御し、三相インバータを用いて電動機の
周波数を制御することにより、電動機の電圧と周波数を
別々に分けて制御することができ、印加電圧の高調波成
分を低減することができる。請求項２，３の構成によれ
ば、電流検出手段により単相誘導電動機に流れる電流を
検出し、この検出した電流値に基づき電圧指令の補正値
を演算して、電圧指令値に補正をかけることにより、単
相誘導電動機に対して的確な制御が行える。
御手段により単相コンバータのスイッチング素子を制御
することで、単相コンバータの出力電圧を変化させてそ
の電圧を電動機に供給し、一方、第２スイッチング制御
手段により三相インバータのスイッチング素子を制御す
ることで、三相インバータでは電動機の周波数だけを制
御する。このように、単相コンバータを用いて電動機に
かかる電圧を制御し、三相インバータを用いて電動機の
周波数を制御することにより、電動機の電圧と周波数を
別々に分けて制御することができ、印加電圧の高調波成
分を低減することができる。請求項２，３の構成によれ
ば、電流検出手段により単相誘導電動機に流れる電流を
検出し、この検出した電流値に基づき電圧指令の補正値
を演算して、電圧指令値に補正をかけることにより、単
相誘導電動機に対して的確な制御が行える。
【００１５】
【実施例】以下、本発明を具体化した一実施例について
説明する。図１は単相誘導電動機５の速度制御装置を示
す。本速度制御装置は、駆動源の単相交流電源１と、ス
イッチング素子Ｔｒ１１〜Ｔｒ２２がブリッジ構成にな
っている単相ブリッジコンバータ２と、平滑用コンデン
サ３と、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２とＱ２１，Ｑ
２２とＱ３１，Ｑ３２とが並列接続された三相インバー
タ４と、単相ブリッジコンバータ２の各スイッチング素
子Ｔｒ１１〜Ｔｒ２２及び三相インバータ４の各スイッ
チング素子Ｑ１１〜Ｑ３２を制御する制御系とでなる。
単相誘導電動機５の巻線５ａは三相インバータ４の点Ａ
Ｂ間に、巻線５ｂは三相インバータ４の点ＡＣ間に設け
られる。なお、点Ａはスイッチング素子Ｑ１１−Ｑ１２
間、点Ｂはスイッチング素子Ｑ２１−Ｑ２２間、点Ｃは
スイッチング素子Ｑ３１−Ｑ３２間である。
説明する。図１は単相誘導電動機５の速度制御装置を示
す。本速度制御装置は、駆動源の単相交流電源１と、ス
イッチング素子Ｔｒ１１〜Ｔｒ２２がブリッジ構成にな
っている単相ブリッジコンバータ２と、平滑用コンデン
サ３と、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２とＱ２１，Ｑ
２２とＱ３１，Ｑ３２とが並列接続された三相インバー
タ４と、単相ブリッジコンバータ２の各スイッチング素
子Ｔｒ１１〜Ｔｒ２２及び三相インバータ４の各スイッ
チング素子Ｑ１１〜Ｑ３２を制御する制御系とでなる。
単相誘導電動機５の巻線５ａは三相インバータ４の点Ａ
Ｂ間に、巻線５ｂは三相インバータ４の点ＡＣ間に設け
られる。なお、点Ａはスイッチング素子Ｑ１１−Ｑ１２
間、点Ｂはスイッチング素子Ｑ２１−Ｑ２２間、点Ｃは
スイッチング素子Ｑ３１−Ｑ３２間である。
【００１６】図２は図１の装置の制御系を示す。この制
御系は、周波数指令値ｆを設定する周波数指令設定器６
と、周波数指令値ｆから電圧指令値Ｖを演算する電圧指
令値演算手段７と、電圧指令値Ｖに基づきスイッチング
素子Ｔｒ１１〜Ｔｒ２２のオン／オフ制御パルスを出力
する単相コンバータスイッチングパターン生成器８と、
周波数指令値ｆに基づきスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ３
２のオン／オフ制御パルスを出力する三相インバータス
イッチングパターン生成器９とでなる。なお、電圧指令
値演算手段７において、電圧指令値Ｖと周波数指令値ｆ
との関係は、図２に示したように、予め分かっているの
で、周波数指令値ｆから電圧指令値Ｖを求めることがで
きる。
御系は、周波数指令値ｆを設定する周波数指令設定器６
と、周波数指令値ｆから電圧指令値Ｖを演算する電圧指
令値演算手段７と、電圧指令値Ｖに基づきスイッチング
素子Ｔｒ１１〜Ｔｒ２２のオン／オフ制御パルスを出力
する単相コンバータスイッチングパターン生成器８と、
周波数指令値ｆに基づきスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ３
２のオン／オフ制御パルスを出力する三相インバータス
イッチングパターン生成器９とでなる。なお、電圧指令
値演算手段７において、電圧指令値Ｖと周波数指令値ｆ
との関係は、図２に示したように、予め分かっているの
で、周波数指令値ｆから電圧指令値Ｖを求めることがで
きる。
【００１７】本実施例によれば、単相ブリッジコンバー
タ２により、単相誘導電動機５の巻線５ａ，５ｂに印加
する電圧を変化させることができるので、三相インバー
タ４においては単相誘導電動機５の周波数を制御出力す
るだけでよい。従って、上述した図５におけるθを任意
に変化させることができるので、θを大きくすることで
容易に高調波を低減することができ、電動機騒音を低減
することができる。さらに、電圧制御が容易で高調波含
有率の低い高周波キャリアＰＷＭ制御を用いれば、一
層、高調波の低減を行うことができる。
タ２により、単相誘導電動機５の巻線５ａ，５ｂに印加
する電圧を変化させることができるので、三相インバー
タ４においては単相誘導電動機５の周波数を制御出力す
るだけでよい。従って、上述した図５におけるθを任意
に変化させることができるので、θを大きくすることで
容易に高調波を低減することができ、電動機騒音を低減
することができる。さらに、電圧制御が容易で高調波含
有率の低い高周波キャリアＰＷＭ制御を用いれば、一
層、高調波の低減を行うことができる。
【００１８】また、三相インバータ４がフルブリッジイ
ンバータ回路１４であっても、同様の効果が得られる。
なお、電流検出手段を用いて、この電流検出手段により
単相誘導電動機５に流れる電流を検出し、この電流値と
周波数指令値ｆとから、電圧指令値Ｖの補正値を演算
し、この補正値を単相コンバータスイッチングパターン
生成器８に入力するようにすることで、一層、的確な電
動機制御ができる。また、上記電流値と三相インバータ
スイッチングパターン生成器９の出力とから、電圧指令
値Ｖの補正値を演算し、この補正値を単相コンバータス
イッチングパターン生成器８に入力するようにしてもよ
い。
ンバータ回路１４であっても、同様の効果が得られる。
なお、電流検出手段を用いて、この電流検出手段により
単相誘導電動機５に流れる電流を検出し、この電流値と
周波数指令値ｆとから、電圧指令値Ｖの補正値を演算
し、この補正値を単相コンバータスイッチングパターン
生成器８に入力するようにすることで、一層、的確な電
動機制御ができる。また、上記電流値と三相インバータ
スイッチングパターン生成器９の出力とから、電圧指令
値Ｖの補正値を演算し、この補正値を単相コンバータス
イッチングパターン生成器８に入力するようにしてもよ
い。
【００１９】
【発明の効果】以上のように請求項１の発明によれば、
単相誘導電動機にかかる可変電圧は単相コンバータによ
って制御し、可変周波数は三相インバータによって制御
する。このように、電圧と周波数をそれぞれ別々に分け
て制御することにより、印加電圧の高調波成分を減らす
ことができ、電動機の騒音防止を図ることができる。請
求項２，３の発明によれば、単相誘導電動機に流れる電
流値に基いて、電圧指令値に補正をかけるので、低騒音
で的確な電動機の速度制御を行うことができる。
単相誘導電動機にかかる可変電圧は単相コンバータによ
って制御し、可変周波数は三相インバータによって制御
する。このように、電圧と周波数をそれぞれ別々に分け
て制御することにより、印加電圧の高調波成分を減らす
ことができ、電動機の騒音防止を図ることができる。請
求項２，３の発明によれば、単相誘導電動機に流れる電
流値に基いて、電圧指令値に補正をかけるので、低騒音
で的確な電動機の速度制御を行うことができる。
【図１】本発明の一実施例による単相誘導電動機の速度
制御装置の回路図である。
制御装置の回路図である。
【図２】該装置の制御系を示すブロック図である。
【図３】従来の単相誘導電動機の速度制御装置の回路図
である。
である。
【図４】該装置の制御系を示すブロック図である。
【図５】該装置におけるインバータ回路の各スイッチン
グ素子のオン／オフ制御状態と、電動機の巻線にかかる
電圧波形とを示すタイムチャートである。
グ素子のオン／オフ制御状態と、電動機の巻線にかかる
電圧波形とを示すタイムチャートである。
【図６】高調波特性を示す図である。
２ 単相ブリッジコンバータ ４ 三相インバータ ５ 単相誘導電動機 ６ 周波数指令設定器 ７ 電圧指令値演算手段 ８ 単相コンバータスイッチングパターン生成器 ９ 三相インバータスイッチングパターン生成器 Ｔｒ１１〜Ｔｒ２２ スイッチング素子 Ｑ１１〜Ｑ３２ スイッチング素子
Claims (3)
- 【請求項１】 交流電源から直流可変電圧を得る単相コ
ンバータと、 上記単相コンバータを構成するスイッチング素子を制御
する第１スイッチング制御手段と、 上記単相コンバータからの直流電圧を交流電圧に変換
し、該交流電圧を単相誘導電動機に供給する三相インバ
ータと、 上記三相インバータを構成するスイッチング素子を制御
する第２スイッチング制御手段と、 上記第２スイッチング制御手段に対する周波数指令値を
設定する周波数指令値設定手段と、 上記周波数指令値設定手段の出力から上記第１スイッチ
ング制御手段に対する電圧指令値を演算する電圧指令値
演算手段とを備えたことを特徴とする単相誘導電動機の
速度制御装置。 - 【請求項２】 上記単相誘導電動機に流れる電流を検出
する電流検出手段を有し、 上記電圧指令値演算手段は、上記電流検出手段の出力と
上記周波数指令値設定手段からの周波数指令値より、電
圧指令の補正値を演算するものであることを特徴とする
請求項１記載の単相誘導電動機の速度制御装置。 - 【請求項３】 上記単相誘導電動機に流れる電流を検出
する電流検出手段を有し、 上記電圧指令値演算手段は、上記電流検出手段の出力と
上記第２スイッチング制御手段の出力とから、電圧指令
の補正値を演算するものであることを特徴とする請求項
１記載の単相誘導電動機の速度制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5214893A JPH0746887A (ja) | 1993-08-05 | 1993-08-05 | 単相誘導電動機の速度制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5214893A JPH0746887A (ja) | 1993-08-05 | 1993-08-05 | 単相誘導電動機の速度制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0746887A true JPH0746887A (ja) | 1995-02-14 |
Family
ID=16663312
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5214893A Withdrawn JPH0746887A (ja) | 1993-08-05 | 1993-08-05 | 単相誘導電動機の速度制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0746887A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20030073137A (ko) * | 2002-03-08 | 2003-09-19 | 엘지산전 주식회사 | 단상 유도전동기의 구동회로 |
| CN101969273A (zh) * | 2010-10-21 | 2011-02-09 | 黑龙江大学 | 用于单相感应电机的非对称逆变器 |
| CN102064726A (zh) * | 2010-12-30 | 2011-05-18 | 黑龙江大学 | 用于单相感应电机的可控双电源串联的非对称逆变器 |
| CN102098001A (zh) * | 2010-12-30 | 2011-06-15 | 黑龙江大学 | 用于单相感应电机的可控双电源并联的非对称逆变器 |
| CN104113229A (zh) * | 2009-12-24 | 2014-10-22 | 三菱电机株式会社 | 电力变换装置以及电力变换装置的驱动方法 |
-
1993
- 1993-08-05 JP JP5214893A patent/JPH0746887A/ja not_active Withdrawn
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20030073137A (ko) * | 2002-03-08 | 2003-09-19 | 엘지산전 주식회사 | 단상 유도전동기의 구동회로 |
| CN104113229A (zh) * | 2009-12-24 | 2014-10-22 | 三菱电机株式会社 | 电力变换装置以及电力变换装置的驱动方法 |
| CN101969273A (zh) * | 2010-10-21 | 2011-02-09 | 黑龙江大学 | 用于单相感应电机的非对称逆变器 |
| CN102064726A (zh) * | 2010-12-30 | 2011-05-18 | 黑龙江大学 | 用于单相感应电机的可控双电源串联的非对称逆变器 |
| CN102098001A (zh) * | 2010-12-30 | 2011-06-15 | 黑龙江大学 | 用于单相感应电机的可控双电源并联的非对称逆变器 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US8084986B2 (en) | Dead-time compensation apparatus of PWM inverter and method thereof | |
| US7053569B2 (en) | Inverter control method and its device | |
| KR101594662B1 (ko) | 전력 변환 장치 | |
| KR900001790B1 (ko) | 전동기 구동용 전원장치 | |
| JPH0746855A (ja) | インバータの二相ｐｗｍ制御装置 | |
| JPH09215398A (ja) | インバータの制御装置 | |
| JPH0746887A (ja) | 単相誘導電動機の速度制御装置 | |
| JP4380089B2 (ja) | 自由回転中の誘導電動機の回転速度検出方法と再起動方法 | |
| JPS63224698A (ja) | 電動機の速度制御装置 | |
| JPH10201248A (ja) | 電源装置 | |
| JP2001314095A (ja) | 電動機駆動装置及びこれを用いた空気調和機 | |
| JP4842179B2 (ja) | 電力変換装置及びその制御方法 | |
| KR970705226A (ko) | 직접 교류 변환기(direct a.c. converter) | |
| JP4448300B2 (ja) | 同期機の制御装置 | |
| JPH0746872A (ja) | 単相誘導電動機の速度制御装置 | |
| JP2000350486A (ja) | ブラシレスモータの制御装置 | |
| KR100335980B1 (ko) | 컨버터 제어 장치 및 방법 | |
| JP3329831B2 (ja) | 電力変換装置、交流モータ制御装置、及びそれらの制御方法 | |
| JP3152295B2 (ja) | インバ−タの制御方法及び装置 | |
| JP3269521B2 (ja) | インバ−タの制御方法及び装置 | |
| JPH03253291A (ja) | 電動機駆動装置 | |
| JP2004080855A (ja) | 電力変換装置 | |
| JPS63240391A (ja) | 電動機の速度制御装置 | |
| Jing et al. | DSP based implementation of adaptive speed controller for three-phase induction motor | |
| JPH10323083A (ja) | 電圧型インバータ装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20001031 |