JPH10323083A - 電圧型インバータ装置 - Google Patents
電圧型インバータ装置Info
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- JPH10323083A JPH10323083A JP9125839A JP12583997A JPH10323083A JP H10323083 A JPH10323083 A JP H10323083A JP 9125839 A JP9125839 A JP 9125839A JP 12583997 A JP12583997 A JP 12583997A JP H10323083 A JPH10323083 A JP H10323083A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】インバータの出力電圧の歪みを低コストで改善
することにある。 【解決手段】交流電源より入力される交流電圧をコンバ
ータ２により直流電圧に変換し、この直流電圧を交流電
圧に変換するインバータ３をＰＷＭ制御回路により指令
周波数をもとに正弦波三角波比較法に基づいて求められ
たパルス幅の制御信号により制御する電圧型インバータ
装置において、インバータ３の出力回路の１相に流れる
電流を検出する電流検出器８と、この検出電流のゼロク
ロスを検出するゼロクロス検出回路９と、このゼロクロ
ス検出信号をもとに所定の電気角の位相間隔で１周期分
のパルス幅補正値を順次出力する３相ゼロクロス演算回
路10と、このゼロクロス演算回路より出力されるパルス
幅補正値によりＰＷＭ制御回路で求められたパルス幅を
補正して、この補正されたパルス幅の制御信号によりイ
ンバータを制御するパルス幅補正演算部とを設ける。
することにある。 【解決手段】交流電源より入力される交流電圧をコンバ
ータ２により直流電圧に変換し、この直流電圧を交流電
圧に変換するインバータ３をＰＷＭ制御回路により指令
周波数をもとに正弦波三角波比較法に基づいて求められ
たパルス幅の制御信号により制御する電圧型インバータ
装置において、インバータ３の出力回路の１相に流れる
電流を検出する電流検出器８と、この検出電流のゼロク
ロスを検出するゼロクロス検出回路９と、このゼロクロ
ス検出信号をもとに所定の電気角の位相間隔で１周期分
のパルス幅補正値を順次出力する３相ゼロクロス演算回
路10と、このゼロクロス演算回路より出力されるパルス
幅補正値によりＰＷＭ制御回路で求められたパルス幅を
補正して、この補正されたパルス幅の制御信号によりイ
ンバータを制御するパルス幅補正演算部とを設ける。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、冷熱製品の空調機
等に使用される電圧型インバータ装置に関するものであ
る。
等に使用される電圧型インバータ装置に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】従来、例えば冷熱製品の空調機に使用さ
れる電圧型インバータ装置としては、図３に示すように
３相交流電源１にコンバータ２の入力端が接続され、こ
のコンバータ２の出力端にインバータ３の入力端が接続
された主回路を構成し、指令周波数６をもとにパルス幅
変調制御回路（以下ＰＷＭ制御回路と呼ぶ）５より出力
される制御信号によりインバータ３を制御して誘導電動
機４を駆動するようにしたものがある。
れる電圧型インバータ装置としては、図３に示すように
３相交流電源１にコンバータ２の入力端が接続され、こ
のコンバータ２の出力端にインバータ３の入力端が接続
された主回路を構成し、指令周波数６をもとにパルス幅
変調制御回路（以下ＰＷＭ制御回路と呼ぶ）５より出力
される制御信号によりインバータ３を制御して誘導電動
機４を駆動するようにしたものがある。
【０００３】ここで、コンバータ２は交流電源１の出力
を直流電圧に変換する整流器Ｒｆ、この整流器Ｒｆより
出力される直流電圧を平滑するリアクトルＬ及び充電用
コンデンサＣより構成され、一定の直流電圧を得てい
る。
を直流電圧に変換する整流器Ｒｆ、この整流器Ｒｆより
出力される直流電圧を平滑するリアクトルＬ及び充電用
コンデンサＣより構成され、一定の直流電圧を得てい
る。
【０００４】また、インバータ３はコンバータ２より入
力される直流電圧を交流電圧に変換して誘導電動機４を
駆動するもので、ＰＷＭ制御回路５で指令周波数６によ
り正弦波三角波比較法に基づいて計算されたパルス幅の
制御信号によりインバータ３の出力電圧が制御される。
力される直流電圧を交流電圧に変換して誘導電動機４を
駆動するもので、ＰＷＭ制御回路５で指令周波数６によ
り正弦波三角波比較法に基づいて計算されたパルス幅の
制御信号によりインバータ３の出力電圧が制御される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記インバ
ター３において、１相分の回路２７は図４に示すように
スイッチング用トランジスタ素子Ｑ１，Ｑ4 及び各素子
に並列接続されたダイオードＤ1 ，Ｄ4 から構成されて
いる。
ター３において、１相分の回路２７は図４に示すように
スイッチング用トランジスタ素子Ｑ１，Ｑ4 及び各素子
に並列接続されたダイオードＤ1 ，Ｄ4 から構成されて
いる。
【０００６】このような構成の回路２７において、ＰＷ
Ｍ制御回路５で設定されたパルス幅Ｐu によりトランジ
スタ素子Ｑ１はパルス幅Ｐu だけオンさせ、また逆にト
ランジスタ素子Ｑ4 はそれと同じ幅だけオフさせるのが
理想的な動作で、そのときのトランジスタ素子Ｑ１，Ｑ
4 の波形が図５（ａ）に示すような出力電圧と考えられ
る。
Ｍ制御回路５で設定されたパルス幅Ｐu によりトランジ
スタ素子Ｑ１はパルス幅Ｐu だけオンさせ、また逆にト
ランジスタ素子Ｑ4 はそれと同じ幅だけオフさせるのが
理想的な動作で、そのときのトランジスタ素子Ｑ１，Ｑ
4 の波形が図５（ａ）に示すような出力電圧と考えられ
る。
【０００７】しかし、実際はトランジスタ素子Ｑ１とＱ
4 は、動作特性が全く同一な理想的なスイッチではな
く、その何ずれかに応答遅れがあるため、トランジスタ
素子Ｑ１とＱ4 のオン、オフの切換時に図５（ｂ）に示
すように両方とも同時にオンする期間が発生する。
4 は、動作特性が全く同一な理想的なスイッチではな
く、その何ずれかに応答遅れがあるため、トランジスタ
素子Ｑ１とＱ4 のオン、オフの切換時に図５（ｂ）に示
すように両方とも同時にオンする期間が発生する。
【０００８】そこで、このような同時オンとなることを
回避するため、トランジスタ素子Ｑ１，Ｑ4 に対してい
ずれもオフする休止期間ｔd を設け、Ｑ１' 及びＱ4 '
に示す信号で制御するようにしている。
回避するため、トランジスタ素子Ｑ１，Ｑ4 に対してい
ずれもオフする休止期間ｔd を設け、Ｑ１' 及びＱ4 '
に示す信号で制御するようにしている。
【０００９】この時、休止期間ｔd 中のパルスがモータ
電流ｉu の正及び負の場合で実際の出力電圧ＶuNに影響
があり、図５（ｃ）に示すようにＱ１' の波形と比較し
て正は同一波形（ＶuN（ｉu >0））に、負は前後にｔd
のパルスが付け加わる波形（ＶuN（ｉu <0））になる。
電流ｉu の正及び負の場合で実際の出力電圧ＶuNに影響
があり、図５（ｃ）に示すようにＱ１' の波形と比較し
て正は同一波形（ＶuN（ｉu >0））に、負は前後にｔd
のパルスが付け加わる波形（ＶuN（ｉu <0））になる。
【００１０】この結果、図５（ｄ）に示すように理想の
出力電圧Ｖu と実際の出力電圧ＶuNの差は、モータ電流
ｉu の正及び負によりｅ(+) 及びｅ(-) の電圧が誤差と
なって発生し、出力電圧の歪みを大きくする要因となっ
ている。
出力電圧Ｖu と実際の出力電圧ＶuNの差は、モータ電流
ｉu の正及び負によりｅ(+) 及びｅ(-) の電圧が誤差と
なって発生し、出力電圧の歪みを大きくする要因となっ
ている。
【００１１】本発明は上記のような不具合を解消し、イ
ンバータの出力電圧の歪みを低コストで改善できる電圧
型インバータ装置を提供することを目的とする。
ンバータの出力電圧の歪みを低コストで改善できる電圧
型インバータ装置を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明は上記の目的を達
成するため、次のような手段より電圧型インバータ装置
を構成するものである。
成するため、次のような手段より電圧型インバータ装置
を構成するものである。
【００１３】請求項１に対応する発明は、交流電源より
入力される交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ
と、このコンバータより入力される直流電圧を交流電圧
に変換して負荷に供給するインバータと、このインバー
タを指令周波数をもとに正弦波三角波比較法に基づいて
求められたパルス幅の制御信号により制御するパルス幅
変調制御手段とを備えた電圧型インバータ装置におい
て、前記インバータの出力回路の１相に流れる電流を検
出する電流検出器と、この電流検出器により検出された
電流のゼロクロスを検出するゼロクロス検出手段と、こ
のゼロクロス検出手段により検出される電流のゼロクロ
ス検出信号をもとに所定の電気角の位相間隔で１周期分
のパルス幅補正値を順次出力するゼロクロス演算手段
と、このゼロクロス演算手段より出力されるパルス幅補
正値により前記パルス幅変調制御手段で求められたパル
ス幅を補正して、この補正されたパルス幅の制御信号に
より前記インバータを制御するパルス幅補正演算手段と
を設ける。
入力される交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ
と、このコンバータより入力される直流電圧を交流電圧
に変換して負荷に供給するインバータと、このインバー
タを指令周波数をもとに正弦波三角波比較法に基づいて
求められたパルス幅の制御信号により制御するパルス幅
変調制御手段とを備えた電圧型インバータ装置におい
て、前記インバータの出力回路の１相に流れる電流を検
出する電流検出器と、この電流検出器により検出された
電流のゼロクロスを検出するゼロクロス検出手段と、こ
のゼロクロス検出手段により検出される電流のゼロクロ
ス検出信号をもとに所定の電気角の位相間隔で１周期分
のパルス幅補正値を順次出力するゼロクロス演算手段
と、このゼロクロス演算手段より出力されるパルス幅補
正値により前記パルス幅変調制御手段で求められたパル
ス幅を補正して、この補正されたパルス幅の制御信号に
より前記インバータを制御するパルス幅補正演算手段と
を設ける。
【００１４】請求項２に対応する発明は、請求項１に対
応する発明の電圧型インバータ装置において、ゼロクロ
ス検出手段は、電流検出器により検出された電流のゼロ
クロスの有無を判断する判断部からなり、ゼロクロス演
算手段は、前記判断部により電流のゼロクロス有を判断
するとスタートする位相タイマと、この位相タイマより
出力されるタイマ値により電気角６０°毎の位相を０°
〜３６０°まで判定する位相判定部と、各位相判定部に
対応させて設けられ各位相が判定される毎に予め設定さ
れたパルス幅補正値をパルス幅補正演算手段に与える設
定部とから構成したものである。
応する発明の電圧型インバータ装置において、ゼロクロ
ス検出手段は、電流検出器により検出された電流のゼロ
クロスの有無を判断する判断部からなり、ゼロクロス演
算手段は、前記判断部により電流のゼロクロス有を判断
するとスタートする位相タイマと、この位相タイマより
出力されるタイマ値により電気角６０°毎の位相を０°
〜３６０°まで判定する位相判定部と、各位相判定部に
対応させて設けられ各位相が判定される毎に予め設定さ
れたパルス幅補正値をパルス幅補正演算手段に与える設
定部とから構成したものである。
【００１５】従って、上記請求項１及び請求項２に対応
する発明の電圧型インバータ装置にあっては、モータ電
流の正、負に関係なく、いずれも実際の出力電圧のパル
ス幅も同じになるので、誤差の発生がなくなり、インバ
ータ３の出力電圧の歪み発生をなくすことができる。
する発明の電圧型インバータ装置にあっては、モータ電
流の正、負に関係なく、いずれも実際の出力電圧のパル
ス幅も同じになるので、誤差の発生がなくなり、インバ
ータ３の出力電圧の歪み発生をなくすことができる。
【００１６】
【発明の実施の形態】以下本発明の実施の形態を図面を
参照して説明する。
参照して説明する。
【００１７】図１は本発明による電圧型インバータ装置
の実施の形態を示す回路構成図であり、図５と同一部分
には同一符号を付して説明する。
の実施の形態を示す回路構成図であり、図５と同一部分
には同一符号を付して説明する。
【００１８】図１において、１は３相交流電源、２はこ
の３相交流電源１に接続されたコンバータで、このコン
バータ２は整流器Ｒｆ，平滑リアクトルＬ及び充電用コ
ンデンサＣから構成され、交流電圧を直流電圧に変換す
るものである。
の３相交流電源１に接続されたコンバータで、このコン
バータ２は整流器Ｒｆ，平滑リアクトルＬ及び充電用コ
ンデンサＣから構成され、交流電圧を直流電圧に変換す
るものである。
【００１９】また、３はコンバータ２より出力される一
定の直流電圧を交流電圧に変換するインバータ３で、こ
のインバータ３はその出力電圧で誘導電動機４を駆動す
るものである。
定の直流電圧を交流電圧に変換するインバータ３で、こ
のインバータ３はその出力電圧で誘導電動機４を駆動す
るものである。
【００２０】さらに、５−１は指令周波数６により正弦
波三角波比較法に基づいて計算されたパルス幅の制御信
号によりインバータ３の出力電圧を制御する波形改善Ｐ
ＷＭ制御回路である。
波三角波比較法に基づいて計算されたパルス幅の制御信
号によりインバータ３の出力電圧を制御する波形改善Ｐ
ＷＭ制御回路である。
【００２１】一方、８はインバータ３の出力回路の１相
に設けられた電流検出器、９はこの電流検出器８で検出
された相電流が与えられるゼロクロス検出回路９であ
る。
に設けられた電流検出器、９はこの電流検出器８で検出
された相電流が与えられるゼロクロス検出回路９であ
る。
【００２２】また、１０はゼロクロス検出回路９よりゼ
ロクロス検出信号が入力される３相ゼロクロス演算回路
で、この３相ゼロクロス演算回路１０はゼロクロス検出
信号をもとに３相各相に対応するパルス補正値Ｔu ，Ｔ
v ，Ｔw を電気角６０°の位相間隔で０°〜３６０°ま
で順次求めて波形改善ＰＷＭ制御回路５−１にそれぞれ
与えるものである。
ロクロス検出信号が入力される３相ゼロクロス演算回路
で、この３相ゼロクロス演算回路１０はゼロクロス検出
信号をもとに３相各相に対応するパルス補正値Ｔu ，Ｔ
v ，Ｔw を電気角６０°の位相間隔で０°〜３６０°ま
で順次求めて波形改善ＰＷＭ制御回路５−１にそれぞれ
与えるものである。
【００２３】図２は上記波形改善ＰＷＭ制御回路５−
１、ゼロクロス検出回路９及び３相ゼロクロス演算回路
１０の詳細を示す機能ブロック図である。
１、ゼロクロス検出回路９及び３相ゼロクロス演算回路
１０の詳細を示す機能ブロック図である。
【００２４】図２において、ゼロクロス検出回路９は電
流検出器８で検出された相電流のゼロクロスの有無を判
断する判断部１１を有し、ゼロクロスがあればゼロクロ
ス検出信号を出力する。
流検出器８で検出された相電流のゼロクロスの有無を判
断する判断部１１を有し、ゼロクロスがあればゼロクロ
ス検出信号を出力する。
【００２５】また、３相ゼロクロス演算回路１０はゼロ
クロス検出回路９よりゼロクロス検出信号が入力される
とスタートする位相タイマ１２と、この位相タイマ１２
より出力されるタイマ値により電気角６０°毎の位相を
０°〜３６０°に達するまで判定する位相判定部１３〜
１８と、これら各位相判定部１３〜１８で各位相が判定
されるとそれぞれ出力されるパルス幅補正値Ｔu ，
Ｔv ，Ｔw を設定する設定部１９〜２４から構成されて
いる。
クロス検出回路９よりゼロクロス検出信号が入力される
とスタートする位相タイマ１２と、この位相タイマ１２
より出力されるタイマ値により電気角６０°毎の位相を
０°〜３６０°に達するまで判定する位相判定部１３〜
１８と、これら各位相判定部１３〜１８で各位相が判定
されるとそれぞれ出力されるパルス幅補正値Ｔu ，
Ｔv ，Ｔw を設定する設定部１９〜２４から構成されて
いる。
【００２６】ここで、位相判定部１３は電気角０°〜６
０°までを判定し、位相判定部１４は電気角６０°〜１
２０°までを判定し、位相判定部１５は電気角１２０°
〜１８０°までを判定し、位相判定部１６は電気角１８
０°〜２４０°までを判定し、位相判定部１７は電気角
２４０°〜３００°までを判定し、位相判定部１８は電
気角３００°〜３６０°までを判定する。
０°までを判定し、位相判定部１４は電気角６０°〜１
２０°までを判定し、位相判定部１５は電気角１２０°
〜１８０°までを判定し、位相判定部１６は電気角１８
０°〜２４０°までを判定し、位相判定部１７は電気角
２４０°〜３００°までを判定し、位相判定部１８は電
気角３００°〜３６０°までを判定する。
【００２７】また、設定部１９は位相判定部１３で０°
〜６０°までを判定しているときパルス幅補正値Ｔu ，
Ｔv ，Ｔw として（Ｔu ＝ｔd ，Ｔv ＝- ｔd ，Ｔw ＝
ｔd）を出力し、設定部２０は位相判定部１４で６０°
〜１２０°までを判定しているときパルス幅補正値
Ｔu ，Ｔv ，Ｔw として（Ｔu ＝ｔd ，Ｔv ＝- ｔd ，
Ｔw ＝- ｔd ）を出力し、設定部２１は位相判定部１５
で１２０°〜１８０°までを判定しているときパルス幅
補正値Ｔu ，Ｔv ，Ｔw として（Ｔu ＝ｔd ，Ｔv＝ｔ
d ，Ｔw ＝- ｔd ）を出力し、設定部２２は位相判定部
１６で１８０°〜２４０°までを判定しているときパル
ス幅補正値Ｔu ，Ｔv ，Ｔw として（Ｔu ＝- ｔd ，Ｔ
v ＝ｔd ，Ｔw ＝- ｔd ）を出力し、設定部２３は位相
判定部１７で２４０°〜３００°までを判定していると
きパルス幅補正値Ｔu ，Ｔv ，Ｔw として（Ｔu ＝- ｔ
d ，Ｔv ＝ｔd ，Ｔw ＝ｔd ）を出力し、設定部２４は
位相判定部１８で３００°〜３６０°までを判定してい
るときパルス幅補正値Ｔu ，Ｔv ，Ｔw として（Ｔu ＝
- ｔd ，Ｔv ＝- ｔd ，Ｔw ＝ｔd ）を出力する。
〜６０°までを判定しているときパルス幅補正値Ｔu ，
Ｔv ，Ｔw として（Ｔu ＝ｔd ，Ｔv ＝- ｔd ，Ｔw ＝
ｔd）を出力し、設定部２０は位相判定部１４で６０°
〜１２０°までを判定しているときパルス幅補正値
Ｔu ，Ｔv ，Ｔw として（Ｔu ＝ｔd ，Ｔv ＝- ｔd ，
Ｔw ＝- ｔd ）を出力し、設定部２１は位相判定部１５
で１２０°〜１８０°までを判定しているときパルス幅
補正値Ｔu ，Ｔv ，Ｔw として（Ｔu ＝ｔd ，Ｔv＝ｔ
d ，Ｔw ＝- ｔd ）を出力し、設定部２２は位相判定部
１６で１８０°〜２４０°までを判定しているときパル
ス幅補正値Ｔu ，Ｔv ，Ｔw として（Ｔu ＝- ｔd ，Ｔ
v ＝ｔd ，Ｔw ＝- ｔd ）を出力し、設定部２３は位相
判定部１７で２４０°〜３００°までを判定していると
きパルス幅補正値Ｔu ，Ｔv ，Ｔw として（Ｔu ＝- ｔ
d ，Ｔv ＝ｔd ，Ｔw ＝ｔd ）を出力し、設定部２４は
位相判定部１８で３００°〜３６０°までを判定してい
るときパルス幅補正値Ｔu ，Ｔv ，Ｔw として（Ｔu ＝
- ｔd ，Ｔv ＝- ｔd ，Ｔw ＝ｔd ）を出力する。
【００２８】さらに、波形改善ＰＷＭ制御回路５−１は
指令周波数６が入力されるとこの指令周波数６により正
弦波三角波比較法に基づいて計算されたパルス幅Ｐu ，
Ｐv，Ｐw を得るパルス幅演算部２５と、前述した３相
ゼロクロス演算回路１０の各設定部１９〜２４に設定さ
れたパルス幅補正値Ｔu ，Ｔv ，Ｔw によりパルス幅演
算部２５より入力されるパルス幅Ｐu ，Ｐv ，Ｐw を補
正し、この補正されたパルス幅（Ｐu ´＝Ｐu ＋Ｔu ，
Ｐv ´＝Ｐv ＋Ｔv ，Ｐw ´＝Ｐw ＋Ｔw ）をインバー
タ３にトランジスタ素子のオン、オフ制御信号として出
力するパルス幅補正演算部２６とから構成されている。
指令周波数６が入力されるとこの指令周波数６により正
弦波三角波比較法に基づいて計算されたパルス幅Ｐu ，
Ｐv，Ｐw を得るパルス幅演算部２５と、前述した３相
ゼロクロス演算回路１０の各設定部１９〜２４に設定さ
れたパルス幅補正値Ｔu ，Ｔv ，Ｔw によりパルス幅演
算部２５より入力されるパルス幅Ｐu ，Ｐv ，Ｐw を補
正し、この補正されたパルス幅（Ｐu ´＝Ｐu ＋Ｔu ，
Ｐv ´＝Ｐv ＋Ｔv ，Ｐw ´＝Ｐw ＋Ｔw ）をインバー
タ３にトランジスタ素子のオン、オフ制御信号として出
力するパルス幅補正演算部２６とから構成されている。
【００２９】次に上記のように構成された電圧型インバ
ータ装置の作用を述べる。
ータ装置の作用を述べる。
【００３０】３相交流電源１より３相交流電圧がコンバ
ータ２に入力されると、このコンバータ２では交流電圧
を直流電圧に変換してインバータ３に与える。このイン
バータ３では、コンバータ２より入力される一定の直流
電圧を３相の交流電圧に変換して誘導電動機４に与え、
該誘導電動機４を駆動している。
ータ２に入力されると、このコンバータ２では交流電圧
を直流電圧に変換してインバータ３に与える。このイン
バータ３では、コンバータ２より入力される一定の直流
電圧を３相の交流電圧に変換して誘導電動機４に与え、
該誘導電動機４を駆動している。
【００３１】このとき誘導電動機４の駆動電圧は波形改
善ＰＷＭ制御回路５−１より出力されるパルス幅の制御
信号によりインバータ３を制御することで得られる。
善ＰＷＭ制御回路５−１より出力されるパルス幅の制御
信号によりインバータ３を制御することで得られる。
【００３２】ここで、その詳細について述べると次の通
りである。
りである。
【００３３】いま、電流検出器８によりインバータ３の
例えばＵ相の出力電流が検出されてゼロクロス検出回路
９に入力されているものとすれば、このゼロクロス検出
回路９では判断部１１によりその検出電流のゼロクロス
の有無を判断し、ゼロクロス有の時点で３相ゼロクロス
演算回路１０の位相タイマ１２を始動する。
例えばＵ相の出力電流が検出されてゼロクロス検出回路
９に入力されているものとすれば、このゼロクロス検出
回路９では判断部１１によりその検出電流のゼロクロス
の有無を判断し、ゼロクロス有の時点で３相ゼロクロス
演算回路１０の位相タイマ１２を始動する。
【００３４】この位相タイマ１２が始動されると、位相
判定部１３〜１８ではそのタイマ値により電気角６０°
毎の位相を０°〜３６０°に達するまで順次判定し、そ
の判定信号がそれぞれ対応する設定部１９〜２４に入力
されると、各設定部１９〜２４では予め設定されている
３相各相に対応するパルス幅補正値Ｔu ，Ｔv ，Ｔwを
出力する。
判定部１３〜１８ではそのタイマ値により電気角６０°
毎の位相を０°〜３６０°に達するまで順次判定し、そ
の判定信号がそれぞれ対応する設定部１９〜２４に入力
されると、各設定部１９〜２４では予め設定されている
３相各相に対応するパルス幅補正値Ｔu ，Ｔv ，Ｔwを
出力する。
【００３５】即ち、位相判定部１３がタイマ値により
（０°〜６０°）であると判定すると設定部１９よりパ
ルス幅補正値Ｔu ，Ｔv ，Ｔw として（Ｔu ＝- ｔd ，
Ｔv ＝ｔd ，Ｔw ＝- ｔd ）を出力し、位相判定部１４
がタイマ値により（６０°〜１２０°）であると判定す
ると設定部２０よりパルス幅補正値Ｔu ，Ｔv ，Ｔw と
して（Ｔu ＝ｔd ，Ｔv ＝- ｔd ，Ｔw ＝- ｔd ）を出
力し、位相判定部１５がタイマ値により（１２０°〜１
８０°）であると判定すると設定部２１よりパルス幅補
正値Ｔu ，Ｔv ，Ｔw として（Ｔu ＝ｔd ，Ｔv ＝
ｔd ，Ｔw ＝- ｔd ）を出力する。
（０°〜６０°）であると判定すると設定部１９よりパ
ルス幅補正値Ｔu ，Ｔv ，Ｔw として（Ｔu ＝- ｔd ，
Ｔv ＝ｔd ，Ｔw ＝- ｔd ）を出力し、位相判定部１４
がタイマ値により（６０°〜１２０°）であると判定す
ると設定部２０よりパルス幅補正値Ｔu ，Ｔv ，Ｔw と
して（Ｔu ＝ｔd ，Ｔv ＝- ｔd ，Ｔw ＝- ｔd ）を出
力し、位相判定部１５がタイマ値により（１２０°〜１
８０°）であると判定すると設定部２１よりパルス幅補
正値Ｔu ，Ｔv ，Ｔw として（Ｔu ＝ｔd ，Ｔv ＝
ｔd ，Ｔw ＝- ｔd ）を出力する。
【００３６】さらに、位相判定部１６がタイマ値により
（１８０°〜２４０°）であると判定すると設定部２２
よりパルス幅補正値Ｔu ，Ｔv ，Ｔw として（Ｔu ＝-
ｔd，Ｔv ＝ｔd ，Ｔw ＝- ｔd ）を出力し、位相判定
部１７がタイマ値により（２４０°〜３００°）である
と判定すると設定部２３よりパルス幅補正値Ｔu ，
Ｔv ，Ｔw として（Ｔu ＝- ｔd ，Ｔv ＝ｔd ，Ｔw ＝
ｔd ）を出力し、位相判定部１８がタイマ値により（３
００°〜３６０°）であると判定すると設定部２４より
パルス幅補正値Ｔu ，Ｔv ，Ｔw として（Ｔu ＝-
ｔd ，Ｔv ＝- ｔd ，Ｔw ＝ｔd ）を出力する。
（１８０°〜２４０°）であると判定すると設定部２２
よりパルス幅補正値Ｔu ，Ｔv ，Ｔw として（Ｔu ＝-
ｔd，Ｔv ＝ｔd ，Ｔw ＝- ｔd ）を出力し、位相判定
部１７がタイマ値により（２４０°〜３００°）である
と判定すると設定部２３よりパルス幅補正値Ｔu ，
Ｔv ，Ｔw として（Ｔu ＝- ｔd ，Ｔv ＝ｔd ，Ｔw ＝
ｔd ）を出力し、位相判定部１８がタイマ値により（３
００°〜３６０°）であると判定すると設定部２４より
パルス幅補正値Ｔu ，Ｔv ，Ｔw として（Ｔu ＝-
ｔd ，Ｔv ＝- ｔd ，Ｔw ＝ｔd ）を出力する。
【００３７】これら各設定部１９〜２４より順次出力さ
れるパルス幅補正値Ｔu ，Ｔv ，Ｔw が波形改善ＰＷＭ
制御回路５−１のパルス幅補正演算部２６に入力される
と、このパルス幅補正演算部２６ではパルス幅演算部２
５で求められたパルス幅Ｐu，Ｐv ，Ｐw をパルス幅補
正値Ｔu ，Ｔv ，Ｔw により補正し、この補正されたパ
ルス幅（Ｐu ´＝Ｐu ＋Ｔu ，Ｐv ´＝Ｐv ＋Ｔv ，Ｐ
w ´＝Ｐw ＋Ｔw ）の制御信号によりインバータ３にト
ランジスタ素子のオン、オフすることでインバータ３が
制御される。
れるパルス幅補正値Ｔu ，Ｔv ，Ｔw が波形改善ＰＷＭ
制御回路５−１のパルス幅補正演算部２６に入力される
と、このパルス幅補正演算部２６ではパルス幅演算部２
５で求められたパルス幅Ｐu，Ｐv ，Ｐw をパルス幅補
正値Ｔu ，Ｔv ，Ｔw により補正し、この補正されたパ
ルス幅（Ｐu ´＝Ｐu ＋Ｔu ，Ｐv ´＝Ｐv ＋Ｔv ，Ｐ
w ´＝Ｐw ＋Ｔw ）の制御信号によりインバータ３にト
ランジスタ素子のオン、オフすることでインバータ３が
制御される。
【００３８】このように本実施の形態では、インバータ
３の出力回路の一相に流れる電流を電流検出器８により
検出し、その検出電流のゼロクロスをゼロクロス検出回
路９により検出して３相ゼロクロス演算回路１０に与
え、この３相ゼロクロス演算回路１０により位相タイマ
１２より出力されるタイマ値をもとに位相判定部１３〜
１８で電気角６０°毎の位相を０°〜３６０°に達する
まで判定し、これら各位相判定部１３〜１８で位相が判
定されると設定部１９〜２４に予め設定されたパルス幅
補正値Ｔu ，Ｔv ，Ｔw を波形改善ＰＷＭ制御回路５−
１のパルス幅補正演算部２６に順次与えて、パルス幅演
算部２５で求められたパルス幅Ｐu ，Ｐv，Ｐw をパル
ス幅補正値Ｔu ，Ｔv ，Ｔw により補正し、この補正さ
れたパルス幅の制御信号によりインバータ３を制御する
ようにしたものである。
３の出力回路の一相に流れる電流を電流検出器８により
検出し、その検出電流のゼロクロスをゼロクロス検出回
路９により検出して３相ゼロクロス演算回路１０に与
え、この３相ゼロクロス演算回路１０により位相タイマ
１２より出力されるタイマ値をもとに位相判定部１３〜
１８で電気角６０°毎の位相を０°〜３６０°に達する
まで判定し、これら各位相判定部１３〜１８で位相が判
定されると設定部１９〜２４に予め設定されたパルス幅
補正値Ｔu ，Ｔv ，Ｔw を波形改善ＰＷＭ制御回路５−
１のパルス幅補正演算部２６に順次与えて、パルス幅演
算部２５で求められたパルス幅Ｐu ，Ｐv，Ｐw をパル
ス幅補正値Ｔu ，Ｔv ，Ｔw により補正し、この補正さ
れたパルス幅の制御信号によりインバータ３を制御する
ようにしたものである。
【００３９】従って、モータ電流の正、負に関係なく、
いずれも実際の出力電圧のパルス幅はＰu となるので、
従来のようにモータ電流が正の場合（Ｐu ＋ｔd ）と負
の場合（Ｐu −ｔd ）とで異なることで生じる誤差±ｔ
d によるインバータ３の出力電圧の歪み発生をなくすこ
とができる。
いずれも実際の出力電圧のパルス幅はＰu となるので、
従来のようにモータ電流が正の場合（Ｐu ＋ｔd ）と負
の場合（Ｐu −ｔd ）とで異なることで生じる誤差±ｔ
d によるインバータ３の出力電圧の歪み発生をなくすこ
とができる。
【００４０】また、その実現手段も電流検出器８とゼロ
クロス検出回路９を設けるだけで、他の波形改善ＰＷＭ
制御回路５−１及び３相ゼロクロス演算回路１０は従来
から使用されているワンチップマイコンで実現可能とな
るので、低コストにして構成できる。
クロス検出回路９を設けるだけで、他の波形改善ＰＷＭ
制御回路５−１及び３相ゼロクロス演算回路１０は従来
から使用されているワンチップマイコンで実現可能とな
るので、低コストにして構成できる。
【００４１】
【発明の効果】以上述べたように本発明によれば、イン
バータの出力電圧の歪みを低コストで改善できる電圧型
インバータ装置を提供できる。
バータの出力電圧の歪みを低コストで改善できる電圧型
インバータ装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による電圧型インバータ装置の実施の形
態を示す回路構成図。
態を示す回路構成図。
【図２】同実施の形態におけるゼロクロス検出回路、３
相ゼロクロス演算回路及び波形改善ＰＷＭ制御回路の詳
細を示すブロック図。
相ゼロクロス演算回路及び波形改善ＰＷＭ制御回路の詳
細を示すブロック図。
【図３】従来の電圧型インバータ装置の一例を示す回路
構成図。
構成図。
【図４】同装置におけるインバータの１相分を示す回路
図。
図。
【図５】同装置におけるインバータ制御時の動作波形
図。
図。
１……３相交流電源 ２……コンバータ ３……インバータ ４……誘導電動機 ５−１……波形改善ＰＷＭ制御回路 ８……電流検出器 ９……ゼロクロス検出回路 １０……３相ゼロクロス演算回路 １１……判断部 １２……位相タイマ １３〜１８……位相判定部 １９〜２４……設定部 ２５……パルス幅演算部 ２６……パルス補正幅演算部
Claims (2)
- 【請求項１】 交流電源より入力される交流電圧を直流
電圧に変換するコンバータと、このコンバータより入力
される直流電圧を交流電圧に変換して負荷に供給するイ
ンバータと、このインバータを指令周波数をもとに正弦
波三角波比較法に基づいて求められたパルス幅の制御信
号により制御するパルス幅変調制御手段とを備えた電圧
型インバータ装置において、 前記インバータの出力回路の１相に流れる電流を検出す
る電流検出器と、この電流検出器により検出された電流
のゼロクロスを検出するゼロクロス検出手段と、このゼ
ロクロス検出手段により検出される電流のゼロクロス検
出信号をもとに所定の電気角の位相間隔で１周期分のパ
ルス幅補正値を順次出力するゼロクロス演算手段と、こ
のゼロクロス演算手段より出力されるパルス幅補正値に
より前記パルス幅変調制御手段で求められたパルス幅を
補正して、この補正されたパルス幅の制御信号により前
記インバータを制御するパルス幅補正演算手段とを設け
たことを特徴とする電圧型インバータ装置。 - 【請求項２】 請求項１記載の電圧型インバータ装置に
おいて、 ゼロクロス検出手段は、電流検出器により検出された電
流のゼロクロスの有無を判断する判断部を有し、ゼロク
ロス演算手段は、前記判断部により電流のゼロクロス有
を判断するとスタートする位相タイマと、この位相タイ
マより出力されるタイマ値により電気角６０°毎の位相
を０°〜３６０°まで判定する位相判定部と、各位相判
定部に対応させて設けられ各位相が判定される毎に予め
設定されたパルス幅補正値をパルス幅補正演算手段に与
える設定部とから構成したことを特徴とする電圧型イン
バータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9125839A JPH10323083A (ja) | 1997-05-15 | 1997-05-15 | 電圧型インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9125839A JPH10323083A (ja) | 1997-05-15 | 1997-05-15 | 電圧型インバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10323083A true JPH10323083A (ja) | 1998-12-04 |
Family
ID=14920226
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9125839A Withdrawn JPH10323083A (ja) | 1997-05-15 | 1997-05-15 | 電圧型インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10323083A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2878664A1 (fr) * | 2004-11-30 | 2006-06-02 | Denso Corp | Unite de commande de moteur et dispostif de direction |
| JP2013172591A (ja) * | 2012-02-22 | 2013-09-02 | Denso Corp | 交流電動機の制御装置 |
-
1997
- 1997-05-15 JP JP9125839A patent/JPH10323083A/ja not_active Withdrawn
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2878664A1 (fr) * | 2004-11-30 | 2006-06-02 | Denso Corp | Unite de commande de moteur et dispostif de direction |
| DE102005052015B4 (de) * | 2004-11-30 | 2017-08-31 | Denso Corporation | Motorsteuerung und Lenkvorrichtung |
| JP2013172591A (ja) * | 2012-02-22 | 2013-09-02 | Denso Corp | 交流電動機の制御装置 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20040803 |