JPH09131075A - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- JPH09131075A JPH09131075A JP7283538A JP28353895A JPH09131075A JP H09131075 A JPH09131075 A JP H09131075A JP 7283538 A JP7283538 A JP 7283538A JP 28353895 A JP28353895 A JP 28353895A JP H09131075 A JPH09131075 A JP H09131075A
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/4807—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode having a high frequency intermediate AC stage
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- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】部品点数の削減および装置の小型化を図ったイ
ンバータ装置を提供する。 【解決手段】直流電圧を入力とし、これを駆動パルスの
幅に応じた電圧値の正極および負極の正弦半波電圧に変
換するコンバータ回路２を有し、その出力から交流出力
電圧を得るインバータ装置であって、コンバータ回路２
の正極および負極の正弦半波電圧の出力ラインにそれぞ
れ設けられたスイッチ回路３，４と、交流出力電圧の半
周期の間に複数のパルスを発生させ、該パルス信号を基
に、正の正弦半波電圧を成形する場合には、スイッチ回
路４をオフ状態としてスイッチ回路３およびコンバータ
回路２を駆動し、負の正弦半波電圧を成形する場合に
は、スイッチ回路３をオフ状態としてスイッチ回路４お
よびコンバータ回路２を駆動する制御部５を有する。制
御部５は、交流出力電圧が正弦波交流電圧となるように
パルス信号の各パルスの幅を変調する。
ンバータ装置を提供する。 【解決手段】直流電圧を入力とし、これを駆動パルスの
幅に応じた電圧値の正極および負極の正弦半波電圧に変
換するコンバータ回路２を有し、その出力から交流出力
電圧を得るインバータ装置であって、コンバータ回路２
の正極および負極の正弦半波電圧の出力ラインにそれぞ
れ設けられたスイッチ回路３，４と、交流出力電圧の半
周期の間に複数のパルスを発生させ、該パルス信号を基
に、正の正弦半波電圧を成形する場合には、スイッチ回
路４をオフ状態としてスイッチ回路３およびコンバータ
回路２を駆動し、負の正弦半波電圧を成形する場合に
は、スイッチ回路３をオフ状態としてスイッチ回路４お
よびコンバータ回路２を駆動する制御部５を有する。制
御部５は、交流出力電圧が正弦波交流電圧となるように
パルス信号の各パルスの幅を変調する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直流電圧を単相交
流電圧に変換するインバータ装置に関する。
流電圧に変換するインバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、この種のインバータ装置は、例え
ば特開平5-146158号公報に示されるように、直流電圧を
安定化された交流電圧に変換することを目的として用い
られている。図７に、この特開平5-146158号公報に開示
されたインバータ装置の概略構成を示す。
ば特開平5-146158号公報に示されるように、直流電圧を
安定化された交流電圧に変換することを目的として用い
られている。図７に、この特開平5-146158号公報に開示
されたインバータ装置の概略構成を示す。
【０００３】図７において、インバータ装置１００は、
入力端子１０３，１０４に接続された直流電源２００か
らの直流電圧を単相交流電圧に変換し、これを出力端子
１０５，１０６に接続された負荷３００へ供給するもの
であって、その構成はＤＣ／ＡＣインバータ１０１，１
０２と、ドライバ１１１，１１２と、ドライバの駆動制
御を行う制御部１１０とからなる。以下、各構成部につ
いて詳しく説明する。
入力端子１０３，１０４に接続された直流電源２００か
らの直流電圧を単相交流電圧に変換し、これを出力端子
１０５，１０６に接続された負荷３００へ供給するもの
であって、その構成はＤＣ／ＡＣインバータ１０１，１
０２と、ドライバ１１１，１１２と、ドライバの駆動制
御を行う制御部１１０とからなる。以下、各構成部につ
いて詳しく説明する。
【０００４】ＤＣ／ＡＣインバータ１０１，１０２は入
力された直流電圧を交流電圧に変換するものであって、
入力ラインが入力端子１０３，１０４に接続され、出力
ラインが出力端子１０５，１０６に接続されている。
力された直流電圧を交流電圧に変換するものであって、
入力ラインが入力端子１０３，１０４に接続され、出力
ラインが出力端子１０５，１０６に接続されている。
【０００５】制御部１１０は、ＤＣ／ＡＣインバータ１
０１を駆動するためのドライバ１１１と、ＤＣ／ＡＣイ
ンバータ１０２を駆動するためのドライバ１１２と、こ
れらドライバを制御するための波形形成回路部１１３、
ＰＷＭ回路部１１４、誤差増幅部１１５、ドライバ切換
えコントロール部１１６、正弦波基準電圧部１１７とか
ら構成されている。
０１を駆動するためのドライバ１１１と、ＤＣ／ＡＣイ
ンバータ１０２を駆動するためのドライバ１１２と、こ
れらドライバを制御するための波形形成回路部１１３、
ＰＷＭ回路部１１４、誤差増幅部１１５、ドライバ切換
えコントロール部１１６、正弦波基準電圧部１１７とか
ら構成されている。
【０００６】誤差増幅部１１５は、出力端子１０５にお
ける出力電圧を一方の入力、正弦波基準電圧部１１７の
出力を他方の入力とし、出力端子１０５における出力電
圧値と正弦波基準電圧部１１７からの基準波形とを比較
して誤差信号を出力する。ＰＷＭ回路部１１４はその内
部に鋸波を有し、誤差増幅部１１５の出力を入力とし、
誤差増幅部１１５から出力された誤差信号と鋸波とを比
較して、誤差信号の電圧レベルに応じたＰＷＭ信号を出
力する。
ける出力電圧を一方の入力、正弦波基準電圧部１１７の
出力を他方の入力とし、出力端子１０５における出力電
圧値と正弦波基準電圧部１１７からの基準波形とを比較
して誤差信号を出力する。ＰＷＭ回路部１１４はその内
部に鋸波を有し、誤差増幅部１１５の出力を入力とし、
誤差増幅部１１５から出力された誤差信号と鋸波とを比
較して、誤差信号の電圧レベルに応じたＰＷＭ信号を出
力する。
【０００７】波形形成回路部１１３はＰＷＭ回路部１１
４の出力を入力とし、ＤＣ／ＡＣインバータ１０１，１
０２をそれぞれ制御するための信号をＰＷＭ信号から分
離抽出し、それぞれドライバ１１１，１１２へ出力す
る。
４の出力を入力とし、ＤＣ／ＡＣインバータ１０１，１
０２をそれぞれ制御するための信号をＰＷＭ信号から分
離抽出し、それぞれドライバ１１１，１１２へ出力す
る。
【０００８】ドライバ１１１，１１２は、波形形成回路
部１１３にてＰＷＭ信号から分離抽出された信号に基づ
いてＤＣ／ＡＣインバータ１０１，１０２を駆動する。
このドライバ１１１，１１２が波形形成回路部１１３に
てＰＷＭ信号から分離抽出された信号に基づいてＤＣ／
ＡＣインバータ１０１，１０２を駆動することにより、
直流電源２００からの直流電力が高周波電力に変換され
る。出力側では、高周波電力を整流平滑し、インバータ
の出力電圧を得る。駆動パルス信号幅が小さい場合はイ
ンバータの出力電圧が低くくなり、大きい場合にはイン
バータの出力電圧が高くなる。
部１１３にてＰＷＭ信号から分離抽出された信号に基づ
いてＤＣ／ＡＣインバータ１０１，１０２を駆動する。
このドライバ１１１，１１２が波形形成回路部１１３に
てＰＷＭ信号から分離抽出された信号に基づいてＤＣ／
ＡＣインバータ１０１，１０２を駆動することにより、
直流電源２００からの直流電力が高周波電力に変換され
る。出力側では、高周波電力を整流平滑し、インバータ
の出力電圧を得る。駆動パルス信号幅が小さい場合はイ
ンバータの出力電圧が低くくなり、大きい場合にはイン
バータの出力電圧が高くなる。
【０００９】ドライバ切換えコントロール部１１６は、
正弦波基準電圧部１１７からの基準波形に基づいてドラ
イバ１１１，１１２の駆動を制御する。
正弦波基準電圧部１１７からの基準波形に基づいてドラ
イバ１１１，１１２の駆動を制御する。
【００１０】上述のように構成されるインバータ装置で
は、ドライバ切換えコントロール部１１６によって正弦
波出力電圧（インバータの出力電圧）の半周期毎にドラ
イバ１１１，１１２を交互に駆動させ、２系統のＤＣ／
ＡＣインバータによりそれぞれ半周期の正弦電圧を発生
させることにより交流出力電圧が得られる。また、制御
部１１０にて交流出力電圧の検出値により駆動パルス信
号の各パルスの幅を例えば図８に示すように調整して負
帰還制御を行うことにより、交流出力電圧が定電圧化さ
れる。
は、ドライバ切換えコントロール部１１６によって正弦
波出力電圧（インバータの出力電圧）の半周期毎にドラ
イバ１１１，１１２を交互に駆動させ、２系統のＤＣ／
ＡＣインバータによりそれぞれ半周期の正弦電圧を発生
させることにより交流出力電圧が得られる。また、制御
部１１０にて交流出力電圧の検出値により駆動パルス信
号の各パルスの幅を例えば図８に示すように調整して負
帰還制御を行うことにより、交流出力電圧が定電圧化さ
れる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た従来のインバータ装置においては、２系統のＤＣ／Ａ
Ｃインバータにより半周期の正弦電圧を発生させる構成
となっているため、部品点数が多く、回路構成が複雑に
なるという問題がある。また、インバータに接続される
負荷が複素負荷の場合には出力側で無効電力が発生し、
これによってインバータの正弦波交流出力電圧に波形歪
みが生じてしまうという問題がある。
た従来のインバータ装置においては、２系統のＤＣ／Ａ
Ｃインバータにより半周期の正弦電圧を発生させる構成
となっているため、部品点数が多く、回路構成が複雑に
なるという問題がある。また、インバータに接続される
負荷が複素負荷の場合には出力側で無効電力が発生し、
これによってインバータの正弦波交流出力電圧に波形歪
みが生じてしまうという問題がある。
【００１２】本発明は、上記各問題を解決し、部品点数
の削減および装置の小型化を図ることのできるインバー
タ装置を提供することにある。さらには、インバータに
複素負荷が接続された場合においても、出力側で発生し
た無効電力によりインバータの正弦波交流出力電圧に波
形歪みが生じることのないインバータ装置を提供するこ
とにある。
の削減および装置の小型化を図ることのできるインバー
タ装置を提供することにある。さらには、インバータに
複素負荷が接続された場合においても、出力側で発生し
た無効電力によりインバータの正弦波交流出力電圧に波
形歪みが生じることのないインバータ装置を提供するこ
とにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明のインバータ装置
は、直流電圧を入力とし、これを駆動パルスの幅に応じ
た電圧値の正極および負極の正弦半波電圧に変換するコ
ンバータ回路を有し、前記コンバータ回路の出力から交
流出力電圧を得るインバータ装置であって、前記コンバ
ータ回路の正極および負極の正弦半波電圧の出力ライン
にそれぞれ設けられた第１および第２のスイッチ回路
と、前記交流出力電圧の半周期の間に複数のパルスを発
生させ、該パルス信号を基に、正の正弦半波電圧を成形
する場合には、前記第２のスイッチ回路をオフ状態とし
て前記第１のスイッチ回路およびコンバータ回路を駆動
し、負の正弦半波電圧を成形する場合には、前記第１の
スイッチ回路をオフ状態として前記第２のスイッチ回路
およびコンバータ回路を駆動する制御部を有し、前記制
御部は、前記交流出力電圧が正弦波交流電圧となるよう
に前記パルス信号の各パルスの幅を変調することを特徴
とする。
は、直流電圧を入力とし、これを駆動パルスの幅に応じ
た電圧値の正極および負極の正弦半波電圧に変換するコ
ンバータ回路を有し、前記コンバータ回路の出力から交
流出力電圧を得るインバータ装置であって、前記コンバ
ータ回路の正極および負極の正弦半波電圧の出力ライン
にそれぞれ設けられた第１および第２のスイッチ回路
と、前記交流出力電圧の半周期の間に複数のパルスを発
生させ、該パルス信号を基に、正の正弦半波電圧を成形
する場合には、前記第２のスイッチ回路をオフ状態とし
て前記第１のスイッチ回路およびコンバータ回路を駆動
し、負の正弦半波電圧を成形する場合には、前記第１の
スイッチ回路をオフ状態として前記第２のスイッチ回路
およびコンバータ回路を駆動する制御部を有し、前記制
御部は、前記交流出力電圧が正弦波交流電圧となるよう
に前記パルス信号の各パルスの幅を変調することを特徴
とする。
【００１４】上記インバータ装置において、前記コンバ
ータ回路はトランスを有し、ＯＮ状態で直流電流によっ
て電力が蓄積され、ＯＦＦ状態で蓄積された電力が伝送
されることにより正極および負極の直流出力を得る構成
となっており、前記制御部は、正弦波基準電圧を発生す
る正弦波基準電圧発生部と、前記交流出力電圧と前記正
弦波基準電圧を比較して誤差信号を出力する誤差増幅部
と、基準クロックを発生する基準クロック発生部と、前
記基準クロックに同期した鋸波信号を生成し、該鋸波信
号と前記誤差信号とを比較して誤差信号の電圧レベルに
応じたパルス幅のＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ回路部
と、前記ＰＷＭ信号を基に、前記コンバータ回路を駆動
させる第１の駆動信号、前記第１および第２のスイッチ
回路を駆動させる第２および第３の駆動信号を生成する
波形成形回路と、からなり、前記波形成形回路が、正の
正弦半波電圧の成形の場合は、ＰＷＭ信号を第１の駆動
信号とし、該第１の駆動信号の位相を反転した信号を第
２の駆動信号とし、第３の駆動信号をオフ状態とし、負
の正弦半波電圧の成形の場合は、ＰＷＭ信号を第１の駆
動信号とし、該第１の駆動信号の位相を反転した信号を
第３の駆動信号とし、第２の駆動信号をオフ状態とする
ものであってもよい。
ータ回路はトランスを有し、ＯＮ状態で直流電流によっ
て電力が蓄積され、ＯＦＦ状態で蓄積された電力が伝送
されることにより正極および負極の直流出力を得る構成
となっており、前記制御部は、正弦波基準電圧を発生す
る正弦波基準電圧発生部と、前記交流出力電圧と前記正
弦波基準電圧を比較して誤差信号を出力する誤差増幅部
と、基準クロックを発生する基準クロック発生部と、前
記基準クロックに同期した鋸波信号を生成し、該鋸波信
号と前記誤差信号とを比較して誤差信号の電圧レベルに
応じたパルス幅のＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ回路部
と、前記ＰＷＭ信号を基に、前記コンバータ回路を駆動
させる第１の駆動信号、前記第１および第２のスイッチ
回路を駆動させる第２および第３の駆動信号を生成する
波形成形回路と、からなり、前記波形成形回路が、正の
正弦半波電圧の成形の場合は、ＰＷＭ信号を第１の駆動
信号とし、該第１の駆動信号の位相を反転した信号を第
２の駆動信号とし、第３の駆動信号をオフ状態とし、負
の正弦半波電圧の成形の場合は、ＰＷＭ信号を第１の駆
動信号とし、該第１の駆動信号の位相を反転した信号を
第３の駆動信号とし、第２の駆動信号をオフ状態とする
ものであってもよい。
【００１５】さらに、前記波形成形部は、前記誤差信号
の正負を検出し、正の正弦半波電圧の成形の場合は、前
記誤差信号が正のときにのみＰＷＭ信号を第１の駆動信
号とし、これ以外は第１および第２の駆動信号をオフ状
態とし、負の正弦半波電圧の成形の場合は、前記誤差信
号が負のときにのみＰＷＭ信号を第１の駆動信号とし、
これ以外は第１および第３の駆動信号をオフ状態とする
構成となっており、前記制御部は、正または負の正弦半
波電圧の成形の際に第１の駆動信号がオフ状態となる
と、その状態を無効電力によって交流出力電圧に波形歪
みが発生した状態として検出する出力電圧波形歪検出回
路をさらに有し、正の正弦半波電圧の成形の際に波形歪
みが検出されると、ＰＷＭ信号を駆動信号として第２の
スイッチ回路のみを駆動することにより、前記無効電力
をトランスに蓄積させて入力側へ伝送させ、負の正弦半
波電圧の成形の際に波形歪みが検出されると、ＰＷＭ信
号を駆動信号として第１のスイッチ回路のみを駆動する
ことにより、前記無効電力をトランスに蓄積させて入力
側へ伝送させるものであってもよい。
の正負を検出し、正の正弦半波電圧の成形の場合は、前
記誤差信号が正のときにのみＰＷＭ信号を第１の駆動信
号とし、これ以外は第１および第２の駆動信号をオフ状
態とし、負の正弦半波電圧の成形の場合は、前記誤差信
号が負のときにのみＰＷＭ信号を第１の駆動信号とし、
これ以外は第１および第３の駆動信号をオフ状態とする
構成となっており、前記制御部は、正または負の正弦半
波電圧の成形の際に第１の駆動信号がオフ状態となる
と、その状態を無効電力によって交流出力電圧に波形歪
みが発生した状態として検出する出力電圧波形歪検出回
路をさらに有し、正の正弦半波電圧の成形の際に波形歪
みが検出されると、ＰＷＭ信号を駆動信号として第２の
スイッチ回路のみを駆動することにより、前記無効電力
をトランスに蓄積させて入力側へ伝送させ、負の正弦半
波電圧の成形の際に波形歪みが検出されると、ＰＷＭ信
号を駆動信号として第１のスイッチ回路のみを駆動する
ことにより、前記無効電力をトランスに蓄積させて入力
側へ伝送させるものであってもよい。
【００１６】
【作用】従来のインバータ装置は、２系統のＤＣ／ＡＣ
インバータ回路を用いて交流出力電圧を得る構成となっ
ていたのに対して、本発明は、コンバータ回路から２系
統の出力を得ることにより交流出力電圧を得る構成とな
っている。したがって、従来のようにＤＣ／ＡＣインバ
ータ回路を２つにすることによって必要となっていた駆
動ドライバやそのコントロール回路などは必要なくな
る。
インバータ回路を用いて交流出力電圧を得る構成となっ
ていたのに対して、本発明は、コンバータ回路から２系
統の出力を得ることにより交流出力電圧を得る構成とな
っている。したがって、従来のようにＤＣ／ＡＣインバ
ータ回路を２つにすることによって必要となっていた駆
動ドライバやそのコントロール回路などは必要なくな
る。
【００１７】本発明では、コンバータ回路により直流電
圧が駆動パルスの幅に応じた電圧値の正極および正極お
よび負極の正弦半波電圧に変換される。このコンバータ
回路の出力は、駆動パルスの幅が小さいと低くなり、大
きいと高くなる。本発明では、出力交流電圧が正弦波基
準電圧に近付くように駆動パルスの幅が制御されるの
で、インバータの出力波形は正弦波基準電圧に収束す
る。
圧が駆動パルスの幅に応じた電圧値の正極および正極お
よび負極の正弦半波電圧に変換される。このコンバータ
回路の出力は、駆動パルスの幅が小さいと低くなり、大
きいと高くなる。本発明では、出力交流電圧が正弦波基
準電圧に近付くように駆動パルスの幅が制御されるの
で、インバータの出力波形は正弦波基準電圧に収束す
る。
【００１８】また、本発明のうち出力電圧波形歪検出回
路を有するものにおいては、例えば、正の正弦半波電圧
の成形の際に出力側に無効電力が発生して出力電圧波形
に波形歪みが生じると、その波形歪み出力電圧波形歪検
出回路により検出される。波形歪みが検出されると、制
御部によって第２のスイッチ回路による無効電力の入力
側へ帰還が行われる。したがって、無効電力によって出
力交流電圧の波形が大きく歪むことはない。
路を有するものにおいては、例えば、正の正弦半波電圧
の成形の際に出力側に無効電力が発生して出力電圧波形
に波形歪みが生じると、その波形歪み出力電圧波形歪検
出回路により検出される。波形歪みが検出されると、制
御部によって第２のスイッチ回路による無効電力の入力
側へ帰還が行われる。したがって、無効電力によって出
力交流電圧の波形が大きく歪むことはない。
【００１９】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施例について図
面を参照して説明する。
面を参照して説明する。
【００２０】＜第１実施例＞図１は、本発明の第１の実
施例のインバータ装置の概略構成を示すブロック図であ
る。
施例のインバータ装置の概略構成を示すブロック図であ
る。
【００２１】図１において、インバータ装置１は入力端
子１１に入力された直流電圧を単相交流電圧に変換し、
これを出力端子１２から出力するものであって、その構
成はコンバータ回路２と、スイッチ回路３，４と、これ
らを制御する制御部５とからなる。
子１１に入力された直流電圧を単相交流電圧に変換し、
これを出力端子１２から出力するものであって、その構
成はコンバータ回路２と、スイッチ回路３，４と、これ
らを制御する制御部５とからなる。
【００２２】コンバータ回路２は、入力ラインが入力端
子１１に接続されており、入力直流電圧を駆動信号のパ
ルス幅に応じた電圧値の正極および負極の正弦半波電圧
に変換する。具体的には、コンバータ回路２はトランス
を有し、ＯＮ状態で電力を蓄積し、ＯＦＦ状態で蓄積し
た電力を伝送することにより正極および負極の正弦半波
電圧を得る構成となっている。
子１１に接続されており、入力直流電圧を駆動信号のパ
ルス幅に応じた電圧値の正極および負極の正弦半波電圧
に変換する。具体的には、コンバータ回路２はトランス
を有し、ＯＮ状態で電力を蓄積し、ＯＦＦ状態で蓄積し
た電力を伝送することにより正極および負極の正弦半波
電圧を得る構成となっている。
【００２３】制御部５は、波形形成回路部６、ＰＷＭ回
路部７、誤差増幅部８、ＣＬＫ発生部９、および正弦波
基準電圧部１０から構成されている。
路部７、誤差増幅部８、ＣＬＫ発生部９、および正弦波
基準電圧部１０から構成されている。
【００２４】誤差増幅部８は、出力端子１２における出
力電圧を一方の入力、正弦波基準電圧部１０の出力を他
方の入力とし、出力端子１２における出力電圧値と正弦
波基準電圧部１０からの基準波形とを比較して誤差信号
を出力する。
力電圧を一方の入力、正弦波基準電圧部１０の出力を他
方の入力とし、出力端子１２における出力電圧値と正弦
波基準電圧部１０からの基準波形とを比較して誤差信号
を出力する。
【００２５】ＰＷＭ回路部７はＣＬＫ発生部９から入力
されるＣＬＫ信号（基準クロック）を一方の入力、誤差
増幅部８から出力された誤差信号を他方の入力とし、Ｃ
ＬＫ信号に同期した鋸波信号と誤差信号とを比較して、
誤差信号の電圧レベルに応じたパルス幅のＰＷＭ信号を
出力する。
されるＣＬＫ信号（基準クロック）を一方の入力、誤差
増幅部８から出力された誤差信号を他方の入力とし、Ｃ
ＬＫ信号に同期した鋸波信号と誤差信号とを比較して、
誤差信号の電圧レベルに応じたパルス幅のＰＷＭ信号を
出力する。
【００２６】波形形成回路部６はＰＷＭ回路部７の出力
を入力とし、コンバータ回路２およびスイッチ回路３，
４を駆動するためのＤＲＶ信号ａ，ｂ，ｃをそれぞれ出
力する。この波形形成回路部６から出力される各ＤＲＶ
信号ａ，ｂ，ｃによって、コンバータ回路２およびスイ
ッチ回路３，４が駆動され、直流電圧が正弦波交流電圧
に変換される。正の正弦半波電圧を成形する場合には、
スイッチ回路４をオフ状態としてコンバータ回路２およ
びスイッチ回路３を駆動し、負の正弦半波電圧を成形す
る場合には、スイッチ回路３をオフ状態としてコンバー
タ回路２およびスイッチ回路４を駆動する。図２にコン
バータ回路２およびスイッチ回路３，４の具体的な構成
を示し、以下にその動作を具体的に説明する。
を入力とし、コンバータ回路２およびスイッチ回路３，
４を駆動するためのＤＲＶ信号ａ，ｂ，ｃをそれぞれ出
力する。この波形形成回路部６から出力される各ＤＲＶ
信号ａ，ｂ，ｃによって、コンバータ回路２およびスイ
ッチ回路３，４が駆動され、直流電圧が正弦波交流電圧
に変換される。正の正弦半波電圧を成形する場合には、
スイッチ回路４をオフ状態としてコンバータ回路２およ
びスイッチ回路３を駆動し、負の正弦半波電圧を成形す
る場合には、スイッチ回路３をオフ状態としてコンバー
タ回路２およびスイッチ回路４を駆動する。図２にコン
バータ回路２およびスイッチ回路３，４の具体的な構成
を示し、以下にその動作を具体的に説明する。
【００２７】図２に示すように、上述のコンバータ回路
２およびスイッチ回路３，４により構成される部分は以
下のような構成となっている。
２およびスイッチ回路３，４により構成される部分は以
下のような構成となっている。
【００２８】一次側に直列に接続された巻線Ｎｐ１，Ｎ
ｐ２を備え、二次側に直列に巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２を備え
たトランス２３を有する。巻線Ｎｐ１の他端は、MOSFET
２２のドレインと接続されている。トランス２３の一次
側には、プラス側電源ラインが巻線Ｎｐ１と巻線Ｎｐ２
との接続ラインに接続され、マイナス電源ラインがMOSF
ET２２のソースと接続された直流電源２０が設けられて
いる。この直流電源２０のマイナス側電源ラインは、ダ
イオード２１を介して巻線Ｎｐ２の他端に接続されてい
る。MOSFET２２のゲートは、制御部５からのＤＲＶ信号
ａラインが接続され、ＤＲＶ信号ａに基づいてその動作
が制御される。
ｐ２を備え、二次側に直列に巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２を備え
たトランス２３を有する。巻線Ｎｐ１の他端は、MOSFET
２２のドレインと接続されている。トランス２３の一次
側には、プラス側電源ラインが巻線Ｎｐ１と巻線Ｎｐ２
との接続ラインに接続され、マイナス電源ラインがMOSF
ET２２のソースと接続された直流電源２０が設けられて
いる。この直流電源２０のマイナス側電源ラインは、ダ
イオード２１を介して巻線Ｎｐ２の他端に接続されてい
る。MOSFET２２のゲートは、制御部５からのＤＲＶ信号
ａラインが接続され、ＤＲＶ信号ａに基づいてその動作
が制御される。
【００２９】上記トランス２３の二次側においては、巻
線Ｎｓ１の一端はダイオード２４を介してMOSFET２６の
ドレインに接続され、他端は交流出力端子２９ｂと接続
されている。MOSFET２６のソースは、交流出力端子２９
ａと接続されている。巻線Ｎｓ２の一端はダイオード２
５を介してMOSFET２７のドレインに接続され、他端はMO
SFET２６のソースと交流出力端子２９ａとを接続するラ
インに接続されている。MOSFET２７のソースは、巻線Ｎ
ｓ１の他端と交流出力端子２９ｂとを接続するラインと
接続されている。また、巻線Ｎｓ１の他端と交流出力端
子２９ｂとを接続するラインと、MOSFET２６のソースと
交流出力端子２９ａとを接続するラインとの間にはコン
デンサ２８が並列に接続されている。MOSFET２６のゲー
トは制御部５からのＤＲＶ信号ｂラインと接続され、MO
SFET２７のゲートはＤＲＶ信号ｃラインと接続され、各
MOSFETはＤＲＶ信号ｂ，ｃに基づいてその動作が制御さ
れる。
線Ｎｓ１の一端はダイオード２４を介してMOSFET２６の
ドレインに接続され、他端は交流出力端子２９ｂと接続
されている。MOSFET２６のソースは、交流出力端子２９
ａと接続されている。巻線Ｎｓ２の一端はダイオード２
５を介してMOSFET２７のドレインに接続され、他端はMO
SFET２６のソースと交流出力端子２９ａとを接続するラ
インに接続されている。MOSFET２７のソースは、巻線Ｎ
ｓ１の他端と交流出力端子２９ｂとを接続するラインと
接続されている。また、巻線Ｎｓ１の他端と交流出力端
子２９ｂとを接続するラインと、MOSFET２６のソースと
交流出力端子２９ａとを接続するラインとの間にはコン
デンサ２８が並列に接続されている。MOSFET２６のゲー
トは制御部５からのＤＲＶ信号ｂラインと接続され、MO
SFET２７のゲートはＤＲＶ信号ｃラインと接続され、各
MOSFETはＤＲＶ信号ｂ，ｃに基づいてその動作が制御さ
れる。
【００３０】上記のように構成されるインバータ装置１
では、まず、誤差増幅部８にて交流出力端子２９ａにお
ける電圧値が検出されて、その電圧値と正弦波基準電圧
部１０からの正弦波基準信号とが比較され、誤差信号が
生成される。この生成された誤差信号はＰＷＭ回路部７
に入力される。
では、まず、誤差増幅部８にて交流出力端子２９ａにお
ける電圧値が検出されて、その電圧値と正弦波基準電圧
部１０からの正弦波基準信号とが比較され、誤差信号が
生成される。この生成された誤差信号はＰＷＭ回路部７
に入力される。
【００３１】誤差信号が入力されると、ＰＷＭ回路部７
は、誤差信号とＣＬＫ発生部９からのＣＬＫ信号に同期
した鋸波信号を比較して、誤差信号の電圧レベルに応じ
たＰＷＭ信号を生成する。この生成されたＰＷＭ信号は
波形成形部６に入力される。
は、誤差信号とＣＬＫ発生部９からのＣＬＫ信号に同期
した鋸波信号を比較して、誤差信号の電圧レベルに応じ
たＰＷＭ信号を生成する。この生成されたＰＷＭ信号は
波形成形部６に入力される。
【００３２】ＰＷＭ信号が入力されると、波形成形部６
は、ＰＷＭ信号から３系統のＤＲＶ信号ａ，ｂ，ｃを生
成する。この生成された３系統のＤＲＶ信号ａ，ｂ，ｃ
に基づいてMOSFET２２，２６，２７が制御される。
は、ＰＷＭ信号から３系統のＤＲＶ信号ａ，ｂ，ｃを生
成する。この生成された３系統のＤＲＶ信号ａ，ｂ，ｃ
に基づいてMOSFET２２，２６，２７が制御される。
【００３３】上述のインバータ装置１では、３系統のＤ
ＲＶ信号ａ，ｂ，ｃに基づくMOSFET２２，２６，２７の
制御により、コンバータ回路２とスイッチ回路３による
半周期の正弦波電圧の発生、コンバータ回路２とスイッ
チ回路４による半周期の正弦波電圧の発生が行われる。
以下、これら正弦波電圧の発生について図３を参照して
具体的に説明する。
ＲＶ信号ａ，ｂ，ｃに基づくMOSFET２２，２６，２７の
制御により、コンバータ回路２とスイッチ回路３による
半周期の正弦波電圧の発生、コンバータ回路２とスイッ
チ回路４による半周期の正弦波電圧の発生が行われる。
以下、これら正弦波電圧の発生について図３を参照して
具体的に説明する。
【００３４】（１）コンバータ回路２とスイッチ回路３
による半周期の正弦波電圧の発生コンバータ回路２とス
イッチ回路３によって半周期の正弦波電圧を発生させる
場合（正の正弦半波電圧の成形）、図３に示すように、
ＤＲＶ信号ａはＰＷＭ信号と同じ信号となり、ＤＲＶ信
号ｂはＤＲＶ信号ａの位相を反転した信号となる。MOSF
ET２２，２６は制御部５から出力されたＤＲＶ信号ａ，
ｂに基づいて互いに逆位相で駆動される。このとき、Ｄ
ＲＶ信号ｃはオフ状態で出力されておらず、MOSFET２７
は動作停止状態にある。
による半周期の正弦波電圧の発生コンバータ回路２とス
イッチ回路３によって半周期の正弦波電圧を発生させる
場合（正の正弦半波電圧の成形）、図３に示すように、
ＤＲＶ信号ａはＰＷＭ信号と同じ信号となり、ＤＲＶ信
号ｂはＤＲＶ信号ａの位相を反転した信号となる。MOSF
ET２２，２６は制御部５から出力されたＤＲＶ信号ａ，
ｂに基づいて互いに逆位相で駆動される。このとき、Ｄ
ＲＶ信号ｃはオフ状態で出力されておらず、MOSFET２７
は動作停止状態にある。
【００３５】MOSFET２２が駆動されると、トランス２３
により直流電力が高周波電力に変換される。すなわち、
MOSFET２２がＯＮ期間に巻線Ｎｐ１に電力が蓄積され、
ＯＦＦ期間に巻線Ｎｐ１に蓄積された電力が巻線Ｎｓ１
を介してトランス２３の二次側に伝送される。このトラ
ンス２３の二次側に伝送された高周波電力は、ダイオー
ド２４とコンデンサ２８によって整流され、平滑され
る。MOSFET２６はMOSFET２２と逆位相で駆動されている
ので、電力平滑時にはMOSFET２６はＯＮ状態にある。
により直流電力が高周波電力に変換される。すなわち、
MOSFET２２がＯＮ期間に巻線Ｎｐ１に電力が蓄積され、
ＯＦＦ期間に巻線Ｎｐ１に蓄積された電力が巻線Ｎｓ１
を介してトランス２３の二次側に伝送される。このトラ
ンス２３の二次側に伝送された高周波電力は、ダイオー
ド２４とコンデンサ２８によって整流され、平滑され
る。MOSFET２６はMOSFET２２と逆位相で駆動されている
ので、電力平滑時にはMOSFET２６はＯＮ状態にある。
【００３６】なお、上記MOSFET２２のＯＮ／ＯＦＦ駆動
によって巻線Ｎｓ２にも高周波電圧が誘起されるが、MO
SFET２７が動作停止状態になっているために、ハイイン
ピーダンス状態のため巻線Ｎｓ２を介した電力伝送は生
じない。
によって巻線Ｎｓ２にも高周波電圧が誘起されるが、MO
SFET２７が動作停止状態になっているために、ハイイン
ピーダンス状態のため巻線Ｎｓ２を介した電力伝送は生
じない。
【００３７】ＤＲＶ信号ａ，ｂのパルス幅は交流電圧の
出力の検出に応じて時間的に変化し、パルス幅が狭い場
合には出力電圧が低くくなり、パルス幅が広い場合には
出力電圧値が高くなる。
出力の検出に応じて時間的に変化し、パルス幅が狭い場
合には出力電圧が低くくなり、パルス幅が広い場合には
出力電圧値が高くなる。
【００３８】上述のようにして、制御部５は、交流出力
電圧の検出値に基づいてＤＲＶ信号のＰＷＭ制御を行っ
て出力電圧を定電圧化し、コンバータ回路２とスイッチ
回路３により半周期の正弦波電圧を発生させる。
電圧の検出値に基づいてＤＲＶ信号のＰＷＭ制御を行っ
て出力電圧を定電圧化し、コンバータ回路２とスイッチ
回路３により半周期の正弦波電圧を発生させる。
【００３９】（２）コンバータ回路２とスイッチ回路４
による半周期の正弦波電圧の発生コンバータ回路２とス
イッチ回路４によって半周期の正弦波電圧を発生させる
場合（負の正弦半波電圧の成形）は、図３に示すように
ＤＲＶ信号ａはＰＷＭ信号と同じ信号となり、ＤＲＶ信
号ｃはＤＲＶ信号ａの位相を反転した信号となる。ここ
でも、上述の（１）にて説明した動作と同様にして、MO
SFET２２とMOSFET２７を逆位相のＤＲＶ信号ａ，ｃで駆
動させ、ＤＲＶ信号ｂは信号出力しない。MOSFET２２
は、トランス２３を駆動して、直流電力を高周波電力に
変換して巻線巻線Ｎｓ２を介してトランス２３の二次側
に電力を伝送する。この伝送された高周波電力は、ダイ
オード２５とコンデンサ２８により整流され、平滑され
る。このとき、MOSFET２２のＯＮ／ＯＦＦ駆動によって
巻線Ｎｓ１にも高周波電圧が誘起されるが、MOSFET２６
が動作停止状態になっているために、ハイインピーダン
ス状態のため巻線Ｎｓ１を介した電力伝送は生じない。
による半周期の正弦波電圧の発生コンバータ回路２とス
イッチ回路４によって半周期の正弦波電圧を発生させる
場合（負の正弦半波電圧の成形）は、図３に示すように
ＤＲＶ信号ａはＰＷＭ信号と同じ信号となり、ＤＲＶ信
号ｃはＤＲＶ信号ａの位相を反転した信号となる。ここ
でも、上述の（１）にて説明した動作と同様にして、MO
SFET２２とMOSFET２７を逆位相のＤＲＶ信号ａ，ｃで駆
動させ、ＤＲＶ信号ｂは信号出力しない。MOSFET２２
は、トランス２３を駆動して、直流電力を高周波電力に
変換して巻線巻線Ｎｓ２を介してトランス２３の二次側
に電力を伝送する。この伝送された高周波電力は、ダイ
オード２５とコンデンサ２８により整流され、平滑され
る。このとき、MOSFET２２のＯＮ／ＯＦＦ駆動によって
巻線Ｎｓ１にも高周波電圧が誘起されるが、MOSFET２６
が動作停止状態になっているために、ハイインピーダン
ス状態のため巻線Ｎｓ１を介した電力伝送は生じない。
【００４０】上述のようにして、制御部５は、交流出力
電圧の検出値に基づいてＤＲＶ信号のＰＷＭ制御を行っ
て出力電圧を定電圧化し、コンバータ回路２とスイッチ
回路４により半周期の正弦波電圧を発生させる。
電圧の検出値に基づいてＤＲＶ信号のＰＷＭ制御を行っ
て出力電圧を定電圧化し、コンバータ回路２とスイッチ
回路４により半周期の正弦波電圧を発生させる。
【００４１】以上説明したように、本実施例のインバー
タ装置では、交流出力電圧の半周期毎にコンバータ回路
２およびスイッチ回路３による半周期の正弦波電圧の発
生（すなわち、正の正弦半波電圧の成形）とコンバータ
回路２およびスイッチ回路４による半周期の正弦波電圧
の発生（すなわち、負の正弦半波電圧の成形）を交互に
行わせることにより正弦波の交流出力電圧が得られる。
タ装置では、交流出力電圧の半周期毎にコンバータ回路
２およびスイッチ回路３による半周期の正弦波電圧の発
生（すなわち、正の正弦半波電圧の成形）とコンバータ
回路２およびスイッチ回路４による半周期の正弦波電圧
の発生（すなわち、負の正弦半波電圧の成形）を交互に
行わせることにより正弦波の交流出力電圧が得られる。
【００４２】また、本実施例のインバータ装置では、MO
SFET２６およびMOSFET２７による以下のような出力の短
絡防止も行われる。
SFET２６およびMOSFET２７による以下のような出力の短
絡防止も行われる。
【００４３】トランス２３の巻線Ｎｓ１を介した電力供
給時は、MOSFET２２と逆位相でＯＮ／ＯＦＦ動作を行
い、巻線Ｎｓ１を介した電力供給が停止し、巻線Ｎｓ２
を介した電力供給動作が開始されると、MOSFET２６はＯ
ＦＦ状態となり、スイッチ回路４の出力から見てハイイ
ンピーダンス状態となって出力短絡を防止する。MOSFET
２７についても同様に巻線Ｎｓ１を介した電力供給動作
が始まるとMOSFET２７はＯＦＦ状態となり、スイッチ回
路３の出力から見てハイインピーダンス状態となって出
力短絡を防止する。
給時は、MOSFET２２と逆位相でＯＮ／ＯＦＦ動作を行
い、巻線Ｎｓ１を介した電力供給が停止し、巻線Ｎｓ２
を介した電力供給動作が開始されると、MOSFET２６はＯ
ＦＦ状態となり、スイッチ回路４の出力から見てハイイ
ンピーダンス状態となって出力短絡を防止する。MOSFET
２７についても同様に巻線Ｎｓ１を介した電力供給動作
が始まるとMOSFET２７はＯＦＦ状態となり、スイッチ回
路３の出力から見てハイインピーダンス状態となって出
力短絡を防止する。
【００４４】＜第２実施例＞上述の第１の実施例のイン
バータ装置の説明は、インバータが交流電力を供給する
負荷が純抵抗で、出力電圧に歪みが発生しない場合であ
る。一般に、インバータの負荷が複素負荷の場合、出力
電流と出力電圧の位相にずれを生じ、インバータの出力
に無効電力が発生して出力電圧の波形に歪みが生じる。
ここでは、インバータに複素負荷が接続された場合にお
いても、出力側で発生した無効電力によりインバータの
正弦波交流出力電圧に波形歪みが生じることのないイン
バータ装置について説明する。
バータ装置の説明は、インバータが交流電力を供給する
負荷が純抵抗で、出力電圧に歪みが発生しない場合であ
る。一般に、インバータの負荷が複素負荷の場合、出力
電流と出力電圧の位相にずれを生じ、インバータの出力
に無効電力が発生して出力電圧の波形に歪みが生じる。
ここでは、インバータに複素負荷が接続された場合にお
いても、出力側で発生した無効電力によりインバータの
正弦波交流出力電圧に波形歪みが生じることのないイン
バータ装置について説明する。
【００４５】本実施例のインバータ装置は、出力交流電
圧に発生する波形歪みを検出する出力電圧波形歪検出回
路が設けられた以外は、上述の第１の実施例のインバー
タ装置とほぼ同じ構成のものとなっている。ここでは、
第１の実施例の説明と重複するところは省略し、動作の
異なるところについて説明する。
圧に発生する波形歪みを検出する出力電圧波形歪検出回
路が設けられた以外は、上述の第１の実施例のインバー
タ装置とほぼ同じ構成のものとなっている。ここでは、
第１の実施例の説明と重複するところは省略し、動作の
異なるところについて説明する。
【００４６】図４はインバータ装置における電圧波形歪
低減動作のタイムチャートおよびその出力電圧波形歪み
を示した図である。
低減動作のタイムチャートおよびその出力電圧波形歪み
を示した図である。
【００４７】インバータの負荷が複素負荷の場合、図４
に示すように、出力端子２９ａにおける出力電圧の波形
に点線で示されるような出力電圧波形歪みが生じる。こ
の出力電圧波形歪みは、出力電圧波形の正および負の半
周期においてそれぞれ発生する。
に示すように、出力端子２９ａにおける出力電圧の波形
に点線で示されるような出力電圧波形歪みが生じる。こ
の出力電圧波形歪みは、出力電圧波形の正および負の半
周期においてそれぞれ発生する。
【００４８】例えば、正の正弦半波電圧の成形の際に、
出力電圧波形歪みが生じると、誤差信号はその波形歪み
分小さくなり、その歪みがある程度大きいと、ゼロクロ
スして負の極性になる。よって、出力電圧波形歪みの発
生は誤差信号の正から負への遷移を検出することにより
知ることができる。このことから、本実施例では、波形
成形部６は、誤差信号の正負を検出しており、正の正弦
半波電圧の成形の場合、誤差信号が正のときにのみＰＷ
Ｍ信号からＤＲＶ信号ａを生成し、ＤＲＶ信号ｂをＤＲ
Ｖ信号ａの位相を反転した信号とし、これ以外はＤＲＶ
信号ａ，ｂともにオフ状態とする。同様に、負の正弦半
波電圧の成形の場合は、誤差信号が負のときにのみＰＷ
Ｍ信号からＤＲＶ信号ａを生成し、ＤＲＶ信号ｃをＤＲ
Ｖ信号ａの位相を反転した信号とし、これ以外はＤＲＶ
信号ａ，ｃともにオフ状態とする。このように動作すれ
ば、例えば、正の正弦半波電圧の成形の際に出力側に無
効電力が発生して出力交流電圧に波形歪みが生じた場
合、その波形歪みの発生はＤＲＶ信号ａのオフ状態を検
出することにより知ることができる。同様にして、負の
正弦半波電圧の成形の際にも波形歪みを検出できる。
出力電圧波形歪みが生じると、誤差信号はその波形歪み
分小さくなり、その歪みがある程度大きいと、ゼロクロ
スして負の極性になる。よって、出力電圧波形歪みの発
生は誤差信号の正から負への遷移を検出することにより
知ることができる。このことから、本実施例では、波形
成形部６は、誤差信号の正負を検出しており、正の正弦
半波電圧の成形の場合、誤差信号が正のときにのみＰＷ
Ｍ信号からＤＲＶ信号ａを生成し、ＤＲＶ信号ｂをＤＲ
Ｖ信号ａの位相を反転した信号とし、これ以外はＤＲＶ
信号ａ，ｂともにオフ状態とする。同様に、負の正弦半
波電圧の成形の場合は、誤差信号が負のときにのみＰＷ
Ｍ信号からＤＲＶ信号ａを生成し、ＤＲＶ信号ｃをＤＲ
Ｖ信号ａの位相を反転した信号とし、これ以外はＤＲＶ
信号ａ，ｃともにオフ状態とする。このように動作すれ
ば、例えば、正の正弦半波電圧の成形の際に出力側に無
効電力が発生して出力交流電圧に波形歪みが生じた場
合、その波形歪みの発生はＤＲＶ信号ａのオフ状態を検
出することにより知ることができる。同様にして、負の
正弦半波電圧の成形の際にも波形歪みを検出できる。
【００４９】出力電圧波形歪検出回は、正または負の正
弦半波電圧の成形の際にＤＲＶ信号ａがオフ状態となる
と、その状態を出力交流電圧に波形歪みが発生した状態
として検出する。
弦半波電圧の成形の際にＤＲＶ信号ａがオフ状態となる
と、その状態を出力交流電圧に波形歪みが発生した状態
として検出する。
【００５０】以下、制御部５による正および負の正弦半
波電圧の成形の際の出力交流電圧波形歪の低減について
説明する。
波電圧の成形の際の出力交流電圧波形歪の低減について
説明する。
【００５１】まず、出力電圧波形の正の半周期における
出力電圧波形歪みの低減の動作について説明する。
出力電圧波形歪みの低減の動作について説明する。
【００５２】図５は出力電圧波形の正の半周期における
出力電圧波形歪みの低減を説明するための図で、（ａ）
はＤＲＶ信号ａ，ｂ，ｃに関するタイミングチャートと
出力電圧および出力電流を示した図で、（ｂ）は電力回
生の際のインバータ装置１に関する等価回路図である。
出力電圧波形歪みの低減を説明するための図で、（ａ）
はＤＲＶ信号ａ，ｂ，ｃに関するタイミングチャートと
出力電圧および出力電流を示した図で、（ｂ）は電力回
生の際のインバータ装置１に関する等価回路図である。
【００５３】図５（ａ）に示すように、正の半周期の電
圧波形において歪みが発生するまでは、制御部５はMOSF
ET２２およびMOSFET２６を位相反転にて連続で駆動さ
せ、出力に歪みの無い交流電圧を発生させる。
圧波形において歪みが発生するまでは、制御部５はMOSF
ET２２およびMOSFET２６を位相反転にて連続で駆動さ
せ、出力に歪みの無い交流電圧を発生させる。
【００５４】複素負荷により出力電圧に歪みが発生し、
その波形歪みが出力電圧波形歪検出回により検出される
と、制御部５はMOSFET２２およびMOSFET２６の駆動を停
止するとともに、MOSFET２７をＰＷＭ信号を基に駆動さ
せ、波形歪みの原因となっている無効電力を入力側に帰
還する。すなわち、MOSFET２２およびMOSFET２６の駆動
が停止されると、MOSFET２７のＯＮ期間中にトランス２
３の巻線Ｎｓ２無効電力によって電力が蓄積され、ＯＦ
Ｆ期間にその蓄積された電力が巻線Ｎｐ２からダイオー
ド２１を介して一次側へ伝送される。このようにして、
無効電力を入力側に帰還させるスイッチング動作を波形
歪みが是正されるまで行う（電力回生）。この電力回生
の際のインバータ装置１の等価回路を図５（ｂ）に示
す。
その波形歪みが出力電圧波形歪検出回により検出される
と、制御部５はMOSFET２２およびMOSFET２６の駆動を停
止するとともに、MOSFET２７をＰＷＭ信号を基に駆動さ
せ、波形歪みの原因となっている無効電力を入力側に帰
還する。すなわち、MOSFET２２およびMOSFET２６の駆動
が停止されると、MOSFET２７のＯＮ期間中にトランス２
３の巻線Ｎｓ２無効電力によって電力が蓄積され、ＯＦ
Ｆ期間にその蓄積された電力が巻線Ｎｐ２からダイオー
ド２１を介して一次側へ伝送される。このようにして、
無効電力を入力側に帰還させるスイッチング動作を波形
歪みが是正されるまで行う（電力回生）。この電力回生
の際のインバータ装置１の等価回路を図５（ｂ）に示
す。
【００５５】波形歪みが無くなると、制御部５は、MOSF
ET２７の駆動を停止し、再びMOSFET２２およびMOSFET２
６の位相反転駆動を再開して出力側に電力を送出する。
この電力伝送の際、波形歪みが無くなった状態における
誤差信号を基にＰＷＭ信号が生成され、これを基にＤＲ
Ｖ信号ａ，ｂが生成される。なお、ここでいう波形歪み
が無くなった状態とは、波形成形回路６においてＤＲＶ
信号ａが再びオン・オフ駆動となる状態、すなわち、波
形歪みによって負極に遷移していた誤差信号がその波形
歪みの低減により再び正極に遷移した状態である。
ET２７の駆動を停止し、再びMOSFET２２およびMOSFET２
６の位相反転駆動を再開して出力側に電力を送出する。
この電力伝送の際、波形歪みが無くなった状態における
誤差信号を基にＰＷＭ信号が生成され、これを基にＤＲ
Ｖ信号ａ，ｂが生成される。なお、ここでいう波形歪み
が無くなった状態とは、波形成形回路６においてＤＲＶ
信号ａが再びオン・オフ駆動となる状態、すなわち、波
形歪みによって負極に遷移していた誤差信号がその波形
歪みの低減により再び正極に遷移した状態である。
【００５６】上述のように、制御部５は、コンバータ回
路２およびスイッチ回路３による出力側への電力伝送動
作とMOSFET２７のＰＷＭスイッチング動作による無効電
力帰還動作を出力電圧波形の歪みを検出しながら交互に
行い、出力電圧波形歪みを低減する。
路２およびスイッチ回路３による出力側への電力伝送動
作とMOSFET２７のＰＷＭスイッチング動作による無効電
力帰還動作を出力電圧波形の歪みを検出しながら交互に
行い、出力電圧波形歪みを低減する。
【００５７】次に、出力電圧波形の負の半周期における
出力電圧波形歪みの低減の動作について説明する。
出力電圧波形歪みの低減の動作について説明する。
【００５８】図６は出力電圧波形の負の半周期における
出力電圧波形歪みの低減を説明するための図で、（ａ）
はＤＲＶ信号ａ，ｂ，ｃに関するタイミングチャートと
出力電圧および出力電流を示した図で、（ｂ）は電力回
生の際のインバータ装置１に関する等価回路図である。
出力電圧波形歪みの低減を説明するための図で、（ａ）
はＤＲＶ信号ａ，ｂ，ｃに関するタイミングチャートと
出力電圧および出力電流を示した図で、（ｂ）は電力回
生の際のインバータ装置１に関する等価回路図である。
【００５９】上述の正の半周期の場合と同様に、負の半
周期においても波形歪みの低減が行われる。すなわち、
図６（ａ）に示すように、制御部５は、コンバータ回路
２およびスイッチ回路３による出力側への電力伝送動作
を行っている際に、出力電圧波形の歪みが検出される
と、MOSFET２６のＰＷＭスイッチング動作による無効電
力帰還動作に切換えて出力電圧波形の歪みを補正し（電
力回生）、波形歪みが無くなると、再びコンバータ回路
２およびスイッチ回路３による出力側への電力伝送動作
を行う。このようにして、出力電圧波形歪みを低減す
る。この負の半周期における電力回生の際のインバータ
装置１の等価回路を図６（ｂ）に示す。
周期においても波形歪みの低減が行われる。すなわち、
図６（ａ）に示すように、制御部５は、コンバータ回路
２およびスイッチ回路３による出力側への電力伝送動作
を行っている際に、出力電圧波形の歪みが検出される
と、MOSFET２６のＰＷＭスイッチング動作による無効電
力帰還動作に切換えて出力電圧波形の歪みを補正し（電
力回生）、波形歪みが無くなると、再びコンバータ回路
２およびスイッチ回路３による出力側への電力伝送動作
を行う。このようにして、出力電圧波形歪みを低減す
る。この負の半周期における電力回生の際のインバータ
装置１の等価回路を図６（ｂ）に示す。
【００６０】
【発明の効果】本発明は以上説明したように構成されて
いるので、以下に記載するような効果を奏する。
いるので、以下に記載するような効果を奏する。
【００６１】請求項１に記載のものにおいては、コンバ
ータ回路から２系統の出力を得るといった回路を共有し
た構成となっているので、部品点数の少ない、小型のイ
ンバータ装置を提供することができるという効果があ
る。
ータ回路から２系統の出力を得るといった回路を共有し
た構成となっているので、部品点数の少ない、小型のイ
ンバータ装置を提供することができるという効果があ
る。
【００６２】請求項２に記載のものにおいては、上記効
果を奏するインバータ装置を実現できるという効果があ
る。
果を奏するインバータ装置を実現できるという効果があ
る。
【００６３】請求項３に記載のものにおいては、出力側
の無効電力によって生じる出力波形の歪みを低減できる
インバータ装置を提供することができるという効果があ
る。
の無効電力によって生じる出力波形の歪みを低減できる
インバータ装置を提供することができるという効果があ
る。
【図１】本発明の第１の実施例のインバータ装置の概略
構成を示すブロック図である。
構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示したコンバータ回路２およびスイッチ
回路３，４の具体的な構成を示した図である。
回路３，４の具体的な構成を示した図である。
【図３】図２に示したインバータ装置の動作を示したタ
イムチャートである。
イムチャートである。
【図４】インバータ装置における電圧波形歪低減動作の
タイムチャートおよびその出力電圧波形歪みを示した図
である。
タイムチャートおよびその出力電圧波形歪みを示した図
である。
【図５】出力電圧波形の正の半周期における出力電圧波
形歪みの低減を説明するための図で、（ａ）はＤＲＶ信
号ａ，ｂ，ｃに関するタイミングチャートと出力電圧お
よび出力電流を示した図で、（ｂ）は電力回生の際の図
２に示したインバータ装置に関する等価回路図である。
形歪みの低減を説明するための図で、（ａ）はＤＲＶ信
号ａ，ｂ，ｃに関するタイミングチャートと出力電圧お
よび出力電流を示した図で、（ｂ）は電力回生の際の図
２に示したインバータ装置に関する等価回路図である。
【図６】出力電圧波形の負の半周期における出力電圧波
形歪みの低減を説明するための図で、（ａ）はＤＲＶ信
号ａ，ｂ，ｃに関するタイミングチャートと出力電圧お
よび出力電流を示した図で、（ｂ）は電力回生の際の図
２に示したインバータ装置に関する等価回路図である。
形歪みの低減を説明するための図で、（ａ）はＤＲＶ信
号ａ，ｂ，ｃに関するタイミングチャートと出力電圧お
よび出力電流を示した図で、（ｂ）は電力回生の際の図
２に示したインバータ装置に関する等価回路図である。
【図７】特開平5-146158号公報に開示されたインバータ
装置の概略構成を示すブロック図である。
装置の概略構成を示すブロック図である。
【図８】図８に示した従来のインバータ装置の動作を説
明するためのタイムチャートである。
明するためのタイムチャートである。
１ インバータ装置 ２ コンバータ回路 ３，４ スイッチ回路 ５ 制御部 ６ 波形成形部 ７ ＰＷＭ回路部 ８ 誤差信号 ９ ＣＬＫ発生部 １０ 正弦波基準電圧部 １１ 入力端子 １２ 出力端子 ２０ 直流電源 ２１，２４，２５ ダイオード ２２，２６，２７ ＭＯＳＦＥＴ ２３ トランス ２８ コンデンサ ２９ａ，２９ｂ 交流出力端子 Ｎｐ１，Ｎｐ２，Ｎｓ１，Ｎｓ２ 巻線
Claims (3)
- 【請求項１】 直流電圧を入力とし、これを駆動パルス
の幅に応じた電圧値の正極および負極の正弦半波電圧に
変換するコンバータ回路を有し、前記コンバータ回路の
出力から交流出力電圧を得るインバータ装置であって、 前記コンバータ回路の正極および負極の正弦半波電圧の
出力ラインにそれぞれ設けられた第１および第２のスイ
ッチ回路と、 前記交流出力電圧の半周期の間に複数のパルスを発生さ
せ、該パルス信号を基に、正の正弦半波電圧を成形する
場合には、前記第２のスイッチ回路をオフ状態として前
記第１のスイッチ回路およびコンバータ回路を駆動し、
負の正弦半波電圧を成形する場合には、前記第１のスイ
ッチ回路をオフ状態として前記第２のスイッチ回路およ
びコンバータ回路を駆動する制御部を有し、 前記制御部は、前記交流出力電圧が正弦波交流電圧とな
るように前記パルス信号の各パルスの幅を変調すること
を特徴とするインバータ装置。 - 【請求項２】 請求項１に記載のインバータ装置におい
て、 前記コンバータ回路はトランスを有し、ＯＮ状態で直流
電流によって電力が蓄積され、ＯＦＦ状態で蓄積された
電力が伝送されることにより正極および負極の直流出力
を得る構成となっており、 前記制御部は、 正弦波基準電圧を発生する正弦波基準電圧発生部と、 前記交流出力電圧と前記正弦波基準電圧を比較して誤差
信号を出力する誤差増幅部と、 基準クロックを発生する基準クロック発生部と、 前記基準クロックに同期した鋸波信号を生成し、該鋸波
信号と前記誤差信号とを比較して誤差信号の電圧レベル
に応じたパルス幅のＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ回路部
と、 前記ＰＷＭ信号を基に、前記コンバータ回路を駆動させ
る第１の駆動信号、前記第１および第２のスイッチ回路
を駆動させる第２および第３の駆動信号を生成する波形
成形回路と、からなり、 前記波形成形回路が、正の正弦半波電圧の成形の場合
は、ＰＷＭ信号を第１の駆動信号とし、該第１の駆動信
号の位相を反転した信号を第２の駆動信号とし、第３の
駆動信号をオフ状態とし、負の正弦半波電圧の成形の場
合は、ＰＷＭ信号を第１の駆動信号とし、該第１の駆動
信号の位相を反転した信号を第３の駆動信号とし、第２
の駆動信号をオフ状態とすることを特徴とするインバー
タ装置。 - 【請求項３】 請求項２に記載のインバータ装置におい
て、 前記波形成形部は、前記誤差信号の正負を検出し、正の
正弦半波電圧の成形の場合は、誤差信号が正のときにの
みＰＷＭ信号を第１の駆動信号とし、これ以外は第１お
よび第２の駆動信号をオフ状態とし、負の正弦半波電圧
の成形の場合は、誤差信号が負のときにのみＰＷＭ信号
を第１の駆動信号とし、これ以外は第１および第３の駆
動信号をオフ状態とする構成となっており、 前記制御部は、正または負の正弦半波電圧の成形の際に
第１の駆動信号がオフ状態となると、その状態を無効電
力によって交流出力電圧に波形歪みが発生した状態とし
て検出する出力電圧波形歪検出回路をさらに有し、正の
正弦半波電圧の成形の際に波形歪みが検出されると、Ｐ
ＷＭ信号を駆動信号として第２のスイッチ回路のみを駆
動することにより、前記無効電力をトランスに蓄積させ
て入力側へ伝送させ、負の正弦半波電圧の成形の際に波
形歪みが検出されると、ＰＷＭ信号を駆動信号として第
１のスイッチ回路のみを駆動することにより、前記無効
電力をトランスに蓄積させて入力側へ伝送させることを
特徴とするインバータ装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7283538A JP2914251B2 (ja) | 1995-10-31 | 1995-10-31 | インバータ装置 |
| US08/740,202 US5742496A (en) | 1995-10-31 | 1996-10-24 | Invertor apparatus for converting a DC voltage to a single-phase AC voltage |
| CN96120273A CN1074605C (zh) | 1995-10-31 | 1996-10-31 | 逆变装置和正弦波交流电压的形成方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7283538A JP2914251B2 (ja) | 1995-10-31 | 1995-10-31 | インバータ装置 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09131075A true JPH09131075A (ja) | 1997-05-16 |
| JP2914251B2 JP2914251B2 (ja) | 1999-06-28 |
Family
ID=17666835
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|---|---|---|---|
| JP7283538A Expired - Fee Related JP2914251B2 (ja) | 1995-10-31 | 1995-10-31 | インバータ装置 |
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| CN (1) | CN1074605C (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| CN104283446A (zh) * | 2014-10-31 | 2015-01-14 | 连云港杰瑞电子有限公司 | 基于单芯片的直流到交流信号的转换电路 |
| WO2019226009A1 (ko) * | 2018-05-24 | 2019-11-28 | 엘지전자 주식회사 | 전력변환장치 및 이를 구비하는 태양광 모듈 |
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| US5742496A (en) | 1998-04-21 |
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