JPH05146158A - Ａｃ／ｄｃインバータ制御方式 - Google Patents
Ａｃ／ｄｃインバータ制御方式Info
- Publication number
- JPH05146158A JPH05146158A JP3306459A JP30645991A JPH05146158A JP H05146158 A JPH05146158 A JP H05146158A JP 3306459 A JP3306459 A JP 3306459A JP 30645991 A JP30645991 A JP 30645991A JP H05146158 A JPH05146158 A JP H05146158A
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- Japan
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- sine wave
- signal
- voltage
- inverter
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 回路構成が簡素化して、装置規模を縮小す
る。 【構成】 正弦波出力電圧〔ａ〕および正弦波基準電圧
部Ｄからの基準正弦波電圧を誤差増幅部（Ｃ）に入力し
て誤差信号〔ｂ〕を出力し、この誤差信号〔ｂ〕の電圧
値に応じた正極のパルス幅信号〔ｆ〕をＰＷＭ回路
（Ｅ）で生成する。この正極のパルス幅信号〔ｆ〕を、
ＡＮＤゲート２１を通じて正極の正弦波交流電圧〔ａ〕
を発生させる側のＤＣ／ＡＣインバータＡ、Ｂに供給
し、さらに正極のパルス幅信号をインバータ１９で反転
した負極パルス幅信号〔ｉ〕を生成して、負極の正弦波
交流電圧〔ａ〕を発生させる側のＤＣ／ＡＣインバータ
Ａ、Ｂに供給する。正極あるいは負極の正弦波交流電圧
〔ａ〕を発生するＤＣ／ＡＣインバータＡ、Ｂの切り換
えは正弦波基準電圧部２５の波形に同期したコンパレー
タ１７およびインバータ１９からの切り換え信号
〔ｈ〕、〔ｉ〕により行う。
る。 【構成】 正弦波出力電圧〔ａ〕および正弦波基準電圧
部Ｄからの基準正弦波電圧を誤差増幅部（Ｃ）に入力し
て誤差信号〔ｂ〕を出力し、この誤差信号〔ｂ〕の電圧
値に応じた正極のパルス幅信号〔ｆ〕をＰＷＭ回路
（Ｅ）で生成する。この正極のパルス幅信号〔ｆ〕を、
ＡＮＤゲート２１を通じて正極の正弦波交流電圧〔ａ〕
を発生させる側のＤＣ／ＡＣインバータＡ、Ｂに供給
し、さらに正極のパルス幅信号をインバータ１９で反転
した負極パルス幅信号〔ｉ〕を生成して、負極の正弦波
交流電圧〔ａ〕を発生させる側のＤＣ／ＡＣインバータ
Ａ、Ｂに供給する。正極あるいは負極の正弦波交流電圧
〔ａ〕を発生するＤＣ／ＡＣインバータＡ、Ｂの切り換
えは正弦波基準電圧部２５の波形に同期したコンパレー
タ１７およびインバータ１９からの切り換え信号
〔ｈ〕、〔ｉ〕により行う。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、直流電力を単相交流電
力に変換するインバータ装置に利用するＡＣ／ＤＣイン
バータ制御方式関する。
力に変換するインバータ装置に利用するＡＣ／ＤＣイン
バータ制御方式関する。
【０００２】
【従来の技術】図６は、この種の従来のＡＣ／ＤＣイン
バータ制御方式の構成を示している。
バータ制御方式の構成を示している。
【０００３】図６において、この例は、インバータ装置
Ｎと制御部Ｃで構成されている。
Ｎと制御部Ｃで構成されている。
【０００４】インバータ装置Ｎは、ＤＣ／ＡＣインバー
タ（０）２６、ＤＣ／ＡＣインバータ（１）２７および
コンデンサ２８から構成されている。ＤＣ／ＡＣインバ
ータ（０）２６は、直流電源Ｅからの直流を正弦波交流
電力の正極の半周期に変換する。ＤＣ／ＡＣインバータ
（１）２７は、直流電源Ｅからの直流を正弦波交流電力
の負極の半周期に変換する。
タ（０）２６、ＤＣ／ＡＣインバータ（１）２７および
コンデンサ２８から構成されている。ＤＣ／ＡＣインバ
ータ（０）２６は、直流電源Ｅからの直流を正弦波交流
電力の正極の半周期に変換する。ＤＣ／ＡＣインバータ
（１）２７は、直流電源Ｅからの直流を正弦波交流電力
の負極の半周期に変換する。
【０００５】制御部Ｃは、ドライバ（０）２９、ドライ
バ（１）３０、ＰＷＭ回路部（０）３１、ＰＷＭ回路部
（１）３２、ドライバコントロール部３３、誤差増幅部
３４、正弦波基準電圧部３５、フォトカプラ３６および
フォトカプラ３７から構成されており、この制御部Ｃ
で、ＤＣ／ＡＣインバータ（０）２６、ＤＣ／ＡＣイン
バータ（１）２７の閉ループ制御を行う。
バ（１）３０、ＰＷＭ回路部（０）３１、ＰＷＭ回路部
（１）３２、ドライバコントロール部３３、誤差増幅部
３４、正弦波基準電圧部３５、フォトカプラ３６および
フォトカプラ３７から構成されており、この制御部Ｃ
で、ＤＣ／ＡＣインバータ（０）２６、ＤＣ／ＡＣイン
バータ（１）２７の閉ループ制御を行う。
【０００６】次に、この構成の動作について説明する。
【０００７】図７は、図６の構成における信号処理波
形、およびタイミングを示している。
形、およびタイミングを示している。
【０００８】インバータ装置Ａの出力端である正弦波出
力端子３８に正極の正弦波交流電圧〔ｍ〕が発生してい
る場合、誤差増幅部３４は正弦波交流電力と正弦波基準
電圧部３５の基準信号とを比較し、誤差信号〔ｎ〕をフ
ォトカプラ３６を通じてＰＷＭ回路部（０）３１に供給
する。ＰＷＭ回路部（０）３１では誤差信号〔ｎ〕の電
圧レベルに比例したパルス幅信号を生成し、ドライバ
力端子３８に正極の正弦波交流電圧〔ｍ〕が発生してい
る場合、誤差増幅部３４は正弦波交流電力と正弦波基準
電圧部３５の基準信号とを比較し、誤差信号〔ｎ〕をフ
ォトカプラ３６を通じてＰＷＭ回路部（０）３１に供給
する。ＰＷＭ回路部（０）３１では誤差信号〔ｎ〕の電
圧レベルに比例したパルス幅信号を生成し、ドライバ
〔０〕２９に供給する。ドライバ
〔０〕２９はパルス幅
信号〔ｐ〕を用いてＤＣ／ＡＣインバータ（０）２６を
駆動し、正極の正弦波交流電力〔ｍ〕を発生させる。パ
ルス幅が小さい場合、正弦波交流電圧〔ｍ〕の電圧は低
く、パルス幅が大きい場合、電圧は大きくなる。負極の
正弦波交流電力〔ｍ〕についても同様で誤差増幅部３４
で得られた誤差信号〔ｏ〕は、フォトカプラ３７を通じ
てＰＷＭ回路部（１）３２に供給され、ててで誤差信号
〔ｏ〕の電圧レベルに比例したパルス幅信号〔ｑ〕を生
成し、ドライバ〔１〕３０に伝達する。ドライバ〔１〕
３０は、パルス幅信号を用いてＤＣ／ＡＣインバータ
（１）２７を駆動して、負極の正弦波交流電力〔ｍ〕を
発生させる。
信号〔ｐ〕を用いてＤＣ／ＡＣインバータ（０）２６を
駆動し、正極の正弦波交流電力〔ｍ〕を発生させる。パ
ルス幅が小さい場合、正弦波交流電圧〔ｍ〕の電圧は低
く、パルス幅が大きい場合、電圧は大きくなる。負極の
正弦波交流電力〔ｍ〕についても同様で誤差増幅部３４
で得られた誤差信号〔ｏ〕は、フォトカプラ３７を通じ
てＰＷＭ回路部（１）３２に供給され、ててで誤差信号
〔ｏ〕の電圧レベルに比例したパルス幅信号〔ｑ〕を生
成し、ドライバ〔１〕３０に伝達する。ドライバ〔１〕
３０は、パルス幅信号を用いてＤＣ／ＡＣインバータ
（１）２７を駆動して、負極の正弦波交流電力〔ｍ〕を
発生させる。
【０００９】ここで、誤差信号〔ｎ〕〔ｏ〕の伝達に２
つのフォトカプラ〔３６〕〔３７〕を用いているが、こ
れは正極の半周期と負極の半周期の誤差信号〔ｎ〕
〔ｏ〕を分離するためである。
つのフォトカプラ〔３６〕〔３７〕を用いているが、こ
れは正極の半周期と負極の半周期の誤差信号〔ｎ〕
〔ｏ〕を分離するためである。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来例
のＡＣ／ＤＣインバータ制御方式では、２個のＰＷＭ回
路部〔３１〕〔３２〕および誤差信号伝達用のフォトカ
プラ〔３６〕〔３７〕が必要である。したがって、回路
構成が複雑となり、装置規模が増大するという欠点があ
る。
のＡＣ／ＤＣインバータ制御方式では、２個のＰＷＭ回
路部〔３１〕〔３２〕および誤差信号伝達用のフォトカ
プラ〔３６〕〔３７〕が必要である。したがって、回路
構成が複雑となり、装置規模が増大するという欠点があ
る。
【００１１】本発明の目的は、このような課題し、回路
構成が簡素化し、装置規模が縮小できるＡＣ／ＤＣイン
バータ制御方式を提供することにある。
構成が簡素化し、装置規模が縮小できるＡＣ／ＤＣイン
バータ制御方式を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明のＡＣ／ＤＣイン
バータ制御方式は、正極あるいは負極のパルス幅信号が
供給されて、正極あるいは負極の出力正弦波交流電力を
発生させる第１および第２のＤＣ／ＡＣインバータと、
基準正弦波電圧を生成して送出する正弦波基準電圧部
と、出力正弦波交流電力および基準正弦波電圧を供給し
て誤差電圧を出力する誤差電圧発生手段と、誤差電圧値
に応じた正極のパルス幅信号を送出するパルス幅変調手
段と、正極のパルス幅信号を反転した負極のパルス幅信
号を生成して送出する負極パルス幅信号生成送出手段
と、基準正弦波電圧の波形に同期し、且つ、正極あるい
は負極のパルス幅信号を切り換えて第１あるいは第２の
ＤＣ／ＡＣインバータに送出するパルス幅信号極性切り
換え・送出手段とを備えるものである。
バータ制御方式は、正極あるいは負極のパルス幅信号が
供給されて、正極あるいは負極の出力正弦波交流電力を
発生させる第１および第２のＤＣ／ＡＣインバータと、
基準正弦波電圧を生成して送出する正弦波基準電圧部
と、出力正弦波交流電力および基準正弦波電圧を供給し
て誤差電圧を出力する誤差電圧発生手段と、誤差電圧値
に応じた正極のパルス幅信号を送出するパルス幅変調手
段と、正極のパルス幅信号を反転した負極のパルス幅信
号を生成して送出する負極パルス幅信号生成送出手段
と、基準正弦波電圧の波形に同期し、且つ、正極あるい
は負極のパルス幅信号を切り換えて第１あるいは第２の
ＤＣ／ＡＣインバータに送出するパルス幅信号極性切り
換え・送出手段とを備えるものである。
【００１３】
【実施例】以下、本発明のＡＣ／ＤＣインバータ制御方
式の実施例について図面をもとに説明する。
式の実施例について図面をもとに説明する。
【００１４】図１は実施例の構成を示している。
【００１５】図１において、この例は、２系統のＤＣ／
ＡＣインバータＡ、Ｂを１系統の制御部Ｃａで制御する
構成である。
ＡＣインバータＡ、Ｂを１系統の制御部Ｃａで制御する
構成である。
【００１６】インバータ装置Ｍは、直流電源Ｅから直流
電力から負荷Ｒに正弦波交流出力電力を生成して供給す
るＤＣ／ＡＣインバータＡ、Ｂが設けられている。
電力から負荷Ｒに正弦波交流出力電力を生成して供給す
るＤＣ／ＡＣインバータＡ、Ｂが設けられている。
【００１７】制御部ｃａは、誤差増幅部Ｃ、正弦波基準
電圧部Ｄ、ＰＷＭ回路部Ｅ、波形成形回路部Ｆ、ドライ
バ切換えコントロール部Ｇ、ドライバ（０）Ｈおよびド
ライバ〔１〕Ｉとから構成されている。
電圧部Ｄ、ＰＷＭ回路部Ｅ、波形成形回路部Ｆ、ドライ
バ切換えコントロール部Ｇ、ドライバ（０）Ｈおよびド
ライバ〔１〕Ｉとから構成されている。
【００１８】図２は、図１のブロック構成の詳細な回路
を示している。
を示している。
【００１９】インバータ装置Ｍは、スイッチングＦＥＴ
１、２、発振トランス３、４、整流素子５、６、トラン
ジスタ７、８、抵抗器９、１０およびコンデンサ１１と
から構成されている。
１、２、発振トランス３、４、整流素子５、６、トラン
ジスタ７、８、抵抗器９、１０およびコンデンサ１１と
から構成されている。
【００２０】制御部Ｃａは、抵抗器１２、１３、１４、
ＯＰアンプ１５、コンパレータ１６、１７、インバータ
１８、１９、２０、ＡＮＤゲート２１、２２、三角波発
生回路２３、クロック発生回路２４、正弦波基準電圧部
２５から構成されている。次に、この構成の動作につい
て説明する。
ＯＰアンプ１５、コンパレータ１６、１７、インバータ
１８、１９、２０、ＡＮＤゲート２１、２２、三角波発
生回路２３、クロック発生回路２４、正弦波基準電圧部
２５から構成されている。次に、この構成の動作につい
て説明する。
【００２１】図３は、図２に示す構成の動作における処
理信号波形および、そのタイミングを示している。
理信号波形および、そのタイミングを示している。
【００２２】抵抗器１２、１３、１４、ＯＰアンプ１５
で構成される誤差増幅部Ｃは、正弦波交流出力電圧（電
力）〔ａ〕と正弦波基準電圧部の基準信号電圧を比較し
誤差信号〔ｂ〕を出力する。誤差信号〔ｂ〕は、正弦波
交流出力電圧〔ａ〕と逆位相で変化する。誤差信号
〔ｂ〕は、三角波発生回路２３、コンパレータ１６によ
り構成されるＰＷＭ回路部Ｅで三角波〔ｃ〕と比較さ
れ、誤差信号〔ｂ〕の電圧レベルに応じたパルス幅信号
〔ｆ〕に変換される。このパルス幅信号〔ｆ〕には、制
御情報が含まれているが、このままでは利用できない。
ここでは、以降に詳細に説明するようにパルス幅信号
〔ｆ〕により、制御情報を抽出して、二系統のＤＣ／Ａ
ＣインバータＡ、Ｂに分配するため、インバータ１８、
１９、２０、ＡＮＤゲート２１、２２より構成される波
形成形回路部Ｆで、各信号〔ｄ〕〔ｅ〕〔ｇ〕〔ｈ〕
〔ｉ〕〔ｊ〕〔ｋ〕の処理を行っている。
で構成される誤差増幅部Ｃは、正弦波交流出力電圧（電
力）〔ａ〕と正弦波基準電圧部の基準信号電圧を比較し
誤差信号〔ｂ〕を出力する。誤差信号〔ｂ〕は、正弦波
交流出力電圧〔ａ〕と逆位相で変化する。誤差信号
〔ｂ〕は、三角波発生回路２３、コンパレータ１６によ
り構成されるＰＷＭ回路部Ｅで三角波〔ｃ〕と比較さ
れ、誤差信号〔ｂ〕の電圧レベルに応じたパルス幅信号
〔ｆ〕に変換される。このパルス幅信号〔ｆ〕には、制
御情報が含まれているが、このままでは利用できない。
ここでは、以降に詳細に説明するようにパルス幅信号
〔ｆ〕により、制御情報を抽出して、二系統のＤＣ／Ａ
ＣインバータＡ、Ｂに分配するため、インバータ１８、
１９、２０、ＡＮＤゲート２１、２２より構成される波
形成形回路部Ｆで、各信号〔ｄ〕〔ｅ〕〔ｇ〕〔ｈ〕
〔ｉ〕〔ｊ〕〔ｋ〕の処理を行っている。
【００２３】図４、図５は、この波形成形回路部Ｆの処
理信号およびタイミングを示している。
理信号およびタイミングを示している。
【００２４】図４は、正弦波交流出力電圧〔ａ〕が正極
の場合であり、誤差信号〔ｂ〕の電圧レベルが低下する
にしたがい、パルス幅信号〔ｆ〕のパルス幅が次第に大
きくなりＤＣ／ＡＣインバータＡ、Ｂで発生する正弦波
交流出力電圧〔ａ〕を大きくなる方向に制御している。
電圧レベルが上昇すればパルス幅は小さくなりＤＣ／Ａ
ＣインバータＡ、Ｂで発生する出力電圧が小さくなる方
向に制御する。このパルス幅信号〔ｆ〕によりＤＣ／Ａ
ＣインバータＡ、Ｂの制御ができるが、誤差信号〔ｂ〕
のレベルが低下しすぎて三角波〔ｃ〕の電圧レベルを外
れた場合、パルス幅信号〔ｆ〕は連続してハイレベルに
なり、スイッチング動作をしているＤＣ／ＡＣインバー
タＡ、Ｂ内のスイッチングＦＥＴ１、２を破損する場合
があるため、ここでは三角波〔ｃ〕と同期動作している
デューティ５０％の反転クロック〔ｅ〕と、ＡＮＤゲー
ト２１で論理積を取り、パルス幅が連続してハイレベル
にならないゲート駆動信号〔ｊ〕をスイッチングＦＥＴ
１のゲートに送出している。図５は、正弦波交流出力電
圧〔ａ〕が負極の場合であるが、この場合は、誤差信号
〔ｂ〕が上昇するにしたがい、パルス幅を広くする方向
に制御しなければならないが、得られるパルス幅信号
〔ｆ〕は、この逆の動きをしており、このままでは使用
できない。そこで、このパルス幅信号〔ｆ〕を反転して
使用することにより誤差信号〔ｂ〕が上昇すればパルス
幅は大きくなり、ＤＣ／ＡＣインバータＡ、Ｂで発生す
る負極の出力電圧を大きくなる方向に制御している。誤
差信号〔ｂ〕の電圧レベルが低下すればパルス幅は小さ
くなり、ＤＣ／ＡＣインバータＡ、Ｂで発生する負極の
正弦波交流出力電圧〔ａ〕を小さくなる方向に制御でき
る。図５で示す場合もＤＣ／ＡＣインバータＡ、Ｂの保
護のために、デューティ５０％のクロック〔ｄ〕と、Ａ
ＮＤゲート２２で論理積を取り、パルス幅が連続してハ
イレベルにならないゲート駆動信号〔ｋ〕をスイッチン
グＦＥＴ２のゲートに送出している。
の場合であり、誤差信号〔ｂ〕の電圧レベルが低下する
にしたがい、パルス幅信号〔ｆ〕のパルス幅が次第に大
きくなりＤＣ／ＡＣインバータＡ、Ｂで発生する正弦波
交流出力電圧〔ａ〕を大きくなる方向に制御している。
電圧レベルが上昇すればパルス幅は小さくなりＤＣ／Ａ
ＣインバータＡ、Ｂで発生する出力電圧が小さくなる方
向に制御する。このパルス幅信号〔ｆ〕によりＤＣ／Ａ
ＣインバータＡ、Ｂの制御ができるが、誤差信号〔ｂ〕
のレベルが低下しすぎて三角波〔ｃ〕の電圧レベルを外
れた場合、パルス幅信号〔ｆ〕は連続してハイレベルに
なり、スイッチング動作をしているＤＣ／ＡＣインバー
タＡ、Ｂ内のスイッチングＦＥＴ１、２を破損する場合
があるため、ここでは三角波〔ｃ〕と同期動作している
デューティ５０％の反転クロック〔ｅ〕と、ＡＮＤゲー
ト２１で論理積を取り、パルス幅が連続してハイレベル
にならないゲート駆動信号〔ｊ〕をスイッチングＦＥＴ
１のゲートに送出している。図５は、正弦波交流出力電
圧〔ａ〕が負極の場合であるが、この場合は、誤差信号
〔ｂ〕が上昇するにしたがい、パルス幅を広くする方向
に制御しなければならないが、得られるパルス幅信号
〔ｆ〕は、この逆の動きをしており、このままでは使用
できない。そこで、このパルス幅信号〔ｆ〕を反転して
使用することにより誤差信号〔ｂ〕が上昇すればパルス
幅は大きくなり、ＤＣ／ＡＣインバータＡ、Ｂで発生す
る負極の出力電圧を大きくなる方向に制御している。誤
差信号〔ｂ〕の電圧レベルが低下すればパルス幅は小さ
くなり、ＤＣ／ＡＣインバータＡ、Ｂで発生する負極の
正弦波交流出力電圧〔ａ〕を小さくなる方向に制御でき
る。図５で示す場合もＤＣ／ＡＣインバータＡ、Ｂの保
護のために、デューティ５０％のクロック〔ｄ〕と、Ａ
ＮＤゲート２２で論理積を取り、パルス幅が連続してハ
イレベルにならないゲート駆動信号〔ｋ〕をスイッチン
グＦＥＴ２のゲートに送出している。
【００２５】このようにして正極の正弦波交流電圧
〔ａ〕を発生する際のＤＣ／ＡＣインバータＡ、Ｂを制
御するためにパルス幅信号〔ｆ〕を、そのまま使用し、
負極の正弦波交流電圧〔ａ〕を発生する際のＤＣ／ＡＣ
インバータＡ、Ｂを制御するために、パルス幅信号
〔ｆ〕を反転して使用することにより制御ができる。こ
の場合、正極あるいは負極の正弦波交流電圧〔ａ〕を発
生する際のＤＣ／ＡＣインバータＡ、Ｂの切換えは、正
弦波基準電圧部２５からの正弦波基準電圧がコンパレー
タ１７に供給され、ここで切り換え信号〔ｈ〕をＡＮＤ
ゲート２１に供給し、また切り換え信号〔ｈ〕をインバ
ータ１９に供給して、ここからの反転切り換え信号
〔ｉ〕をＡＮＤゲート２２に供給して行う。すなわち、
正弦波基準電圧部２５の波形に同期して行う。
〔ａ〕を発生する際のＤＣ／ＡＣインバータＡ、Ｂを制
御するためにパルス幅信号〔ｆ〕を、そのまま使用し、
負極の正弦波交流電圧〔ａ〕を発生する際のＤＣ／ＡＣ
インバータＡ、Ｂを制御するために、パルス幅信号
〔ｆ〕を反転して使用することにより制御ができる。こ
の場合、正極あるいは負極の正弦波交流電圧〔ａ〕を発
生する際のＤＣ／ＡＣインバータＡ、Ｂの切換えは、正
弦波基準電圧部２５からの正弦波基準電圧がコンパレー
タ１７に供給され、ここで切り換え信号〔ｈ〕をＡＮＤ
ゲート２１に供給し、また切り換え信号〔ｈ〕をインバ
ータ１９に供給して、ここからの反転切り換え信号
〔ｉ〕をＡＮＤゲート２２に供給して行う。すなわち、
正弦波基準電圧部２５の波形に同期して行う。
【００２６】このため、二系統のＤＣ／ＡＣインバータ
Ａ、Ｂに、従前に説明した慣用的なＰＷＭ回路を個別に
設ける必要が無く、さらに、誤差信号〔ｂ〕を二系統に
分離するフォトカプラも必要なくなるので回路構成が簡
素化し、装置規模が縮小できることになる。
Ａ、Ｂに、従前に説明した慣用的なＰＷＭ回路を個別に
設ける必要が無く、さらに、誤差信号〔ｂ〕を二系統に
分離するフォトカプラも必要なくなるので回路構成が簡
素化し、装置規模が縮小できることになる。
【００２７】
【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
のＡＣ／ＤＣインバータ制御方式は、正極の正弦波交流
電力を発生させるＡＣ／ＤＣインバータを正極のパルス
幅信号で制御し、負極の正弦波交流電力を発生させるＡ
Ｃ／ＤＣインバータを負極のパルス幅信号で制御するよ
うにしているため、回路構成が簡素化して、装置規模が
縮小できるという効果を有する。
のＡＣ／ＤＣインバータ制御方式は、正極の正弦波交流
電力を発生させるＡＣ／ＤＣインバータを正極のパルス
幅信号で制御し、負極の正弦波交流電力を発生させるＡ
Ｃ／ＤＣインバータを負極のパルス幅信号で制御するよ
うにしているため、回路構成が簡素化して、装置規模が
縮小できるという効果を有する。
【図１】本発明のＡＣ／ＤＣインバータ制御方式の実施
例における構成を示すブロック図である。
例における構成を示すブロック図である。
【図２】図１のブロック構成を詳細に示す回路図であ
る。
る。
【図３】図２に示す構成の動作における処理信号波形、
タイミングを示す図である。
タイミングを示す図である。
【図４】実施例の動作説明に供され、波形成形回路部の
処理信号およびタイミングを示す図である。
処理信号およびタイミングを示す図である。
【図５】実施例の動作説明に供され、波形成形回路部の
処理信号およびタイミングを示す図である。
処理信号およびタイミングを示す図である。
【図６】従来のＡＣ／ＤＣインバータ制御方式の構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図７】従来例の構成における信号処理波形、およびタ
イミングを示す図である。
イミングを示す図である。
【符号の説明】 １、２ スイッチングＦＥＴ ３、４ 発振トランス １５ ＯＰアンプ １６、１７ コンパレータ １８、１９ ２０ インバータ ２１、２２ ＡＮＤゲート ２３ 三角波発生回路 ２４ クロック発生回路 ２５ 正弦波基準電圧部 Ａ、Ｂ ＤＣ／ＡＣインバータ Ｃ 誤差増幅部 Ｄ 正弦波基準電圧部 Ｅ ＰＷＭ回路部 Ｆ 波形成形回路部 Ｇ ドライバ切換えコントロール部
Claims (1)
- 【請求項１】正極あるいは負極のパルス幅信号が供給さ
れて、正極あるいは負極の出力正弦波交流電力を発生さ
せる第１および第２のＤＣ／ＡＣインバータと、 基準正弦波電圧を生成して送出する正弦波基準電圧部
と、 前記出力正弦波交流電力および前記基準正弦波電圧を供
給して誤差電圧を出力する誤差電圧発生手段と、 前記誤差電圧値に応じた正極のパルス幅信号を送出する
パルス幅変調手段と、 前記正極のパルス幅信号を反転した負極のパルス幅信号
を生成して送出する負極パルス幅信号生成送出手段と、 前記基準正弦波電圧の波形に同期し、且つ、前記正極あ
るいは負極のパルス幅信号を切り換えて前記第１あるい
は第２のＤＣ／ＡＣインバータに送出するパルス幅信号
極性切り換え・送出手段とを備えるＡＣ／ＤＣインバー
タ制御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3306459A JPH05146158A (ja) | 1991-11-22 | 1991-11-22 | Ａｃ／ｄｃインバータ制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3306459A JPH05146158A (ja) | 1991-11-22 | 1991-11-22 | Ａｃ／ｄｃインバータ制御方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05146158A true JPH05146158A (ja) | 1993-06-11 |
Family
ID=17957265
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3306459A Pending JPH05146158A (ja) | 1991-11-22 | 1991-11-22 | Ａｃ／ｄｃインバータ制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05146158A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN1074605C (zh) * | 1995-10-31 | 2001-11-07 | 日本电气株式会社 | 逆变装置和正弦波交流电压的形成方法 |
| CN105517650A (zh) * | 2014-08-01 | 2016-04-20 | 广州市浦来能源科技有限公司 | 多绕组反激式dc/ac变换电路 |
-
1991
- 1991-11-22 JP JP3306459A patent/JPH05146158A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN1074605C (zh) * | 1995-10-31 | 2001-11-07 | 日本电气株式会社 | 逆变装置和正弦波交流电压的形成方法 |
| CN105517650A (zh) * | 2014-08-01 | 2016-04-20 | 广州市浦来能源科技有限公司 | 多绕组反激式dc/ac变换电路 |
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