JP3051806B2 - 系統連系型インバータ制御装置 - Google Patents
系統連系型インバータ制御装置Info
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- JP3051806B2 JP3051806B2 JP5295352A JP29535293A JP3051806B2 JP 3051806 B2 JP3051806 B2 JP 3051806B2 JP 5295352 A JP5295352 A JP 5295352A JP 29535293 A JP29535293 A JP 29535293A JP 3051806 B2 JP3051806 B2 JP 3051806B2
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- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Control Of Voltage And Current In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、太陽電池等の直流電源
から出力される直流電力を商用系統電源に連系させるた
め交流電力に変換し、商用系統電源の０クロスポイント
を正確に検出し、インバータ出力を商用系統電源に同期
させ、直流電源からの出力電力を一般負荷に供給できる
ようにした系統連系型インバータ制御装置に関する。
から出力される直流電力を商用系統電源に連系させるた
め交流電力に変換し、商用系統電源の０クロスポイント
を正確に検出し、インバータ出力を商用系統電源に同期
させ、直流電源からの出力電力を一般負荷に供給できる
ようにした系統連系型インバータ制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図４に従来の系統連系型インバータ制御
装置を適用した系統連系型太陽光発電システムの一例を
示す。このシステムは、太陽電池３２の直流電力をＰＷ
Ｍ（パルス幅変調）制御される系統連系インバータ３１
で交流電力に変換し、絶縁商用トランス３４を介し、商
用系統電源３３と連系させて負荷３５に供給するもので
ある。この従来例の場合、商用系統電圧の０クロスポイ
ント検出のための基準電圧は固定型で予め設定したもの
である。
装置を適用した系統連系型太陽光発電システムの一例を
示す。このシステムは、太陽電池３２の直流電力をＰＷ
Ｍ（パルス幅変調）制御される系統連系インバータ３１
で交流電力に変換し、絶縁商用トランス３４を介し、商
用系統電源３３と連系させて負荷３５に供給するもので
ある。この従来例の場合、商用系統電圧の０クロスポイ
ント検出のための基準電圧は固定型で予め設定したもの
である。
【０００３】系統連系インバータ３１は、入力コンデン
サ３６，ＦＥＴブリッジ３７，出力フィルター機能をも
ちＰＷＭ変調された矩形波を正弦波に変える出力チョー
クコイル３８およびコンデンサ３９，インバータ停止時
あるいは異常発生時に系統連系インバータ３１を，商用
系統電源３３および負荷３５から切り離すための連系リ
レー４０，インバータ出力電流検出器４１，商用系統電
圧検出器４２，および制御部４３から構成される。制御
部４３は次の各要素から構成されている。すなわちＦＥ
Ｔブリッジ３７を駆動制御するゲートドライブ回路４４
と、ＰＷＭ変調制御部４５と，誤差増幅器４６と，基準
正弦波信号発信制御部４７と，同期信号検出部４８とか
ら構成されている。ここで同期信号検出部４８のブロッ
ク図を図５に示す。図５に沿って説明を行う。
サ３６，ＦＥＴブリッジ３７，出力フィルター機能をも
ちＰＷＭ変調された矩形波を正弦波に変える出力チョー
クコイル３８およびコンデンサ３９，インバータ停止時
あるいは異常発生時に系統連系インバータ３１を，商用
系統電源３３および負荷３５から切り離すための連系リ
レー４０，インバータ出力電流検出器４１，商用系統電
圧検出器４２，および制御部４３から構成される。制御
部４３は次の各要素から構成されている。すなわちＦＥ
Ｔブリッジ３７を駆動制御するゲートドライブ回路４４
と、ＰＷＭ変調制御部４５と，誤差増幅器４６と，基準
正弦波信号発信制御部４７と，同期信号検出部４８とか
ら構成されている。ここで同期信号検出部４８のブロッ
ク図を図５に示す。図５に沿って説明を行う。
【０００４】商用系統電圧検出器４２により，商用系統
電圧を分圧した商用系統電圧信号を図中の比較器４９，
５０に入力し、比較器４９，５０のもう一方の入力とし
てそれぞれ基準電圧Ｖｒｅｆを入力する。比較器４９の
出力は基準電圧Ｖｒｅｆより高い場合にＨＩＧＨパルス
（以後“Ｈ”）を出力し、比較器５０の出力は基準電圧
Ｖｒｅｆより低い場合に“Ｈ”を出力する。つまり商用
系統電圧がそれぞれ正電位の時、負電位の時に“Ｈ”と
なる正方向，負方向の各パルス信号を出力している。
電圧を分圧した商用系統電圧信号を図中の比較器４９，
５０に入力し、比較器４９，５０のもう一方の入力とし
てそれぞれ基準電圧Ｖｒｅｆを入力する。比較器４９の
出力は基準電圧Ｖｒｅｆより高い場合にＨＩＧＨパルス
（以後“Ｈ”）を出力し、比較器５０の出力は基準電圧
Ｖｒｅｆより低い場合に“Ｈ”を出力する。つまり商用
系統電圧がそれぞれ正電位の時、負電位の時に“Ｈ”と
なる正方向，負方向の各パルス信号を出力している。
【０００５】さらに正方向信号と負方向信号をＮＯＲゲ
ート５１に入力することで正方向信号と負方向信号の変
わり目をそれぞれ信号の立ち上がり時間を利用すること
で得ている。すなわち，前記ＮＯＲゲート５１の出力
が、前記商用系統電源の電圧正弦波波形の０クロスポイ
ントを検出した信号となる。以上のような方法により検
出した０クロスポイントと同期させ、基準正弦波信号発
信制御部４７で基準正弦波信号を発振し、出力電流信号
と誤差増幅器４６で誤差増幅した信号をＰＷＭ変調制御
部４５でＰＷＭ変調し，ゲートドライブ回路４４でゲー
トドライブ信号とする。
ート５１に入力することで正方向信号と負方向信号の変
わり目をそれぞれ信号の立ち上がり時間を利用すること
で得ている。すなわち，前記ＮＯＲゲート５１の出力
が、前記商用系統電源の電圧正弦波波形の０クロスポイ
ントを検出した信号となる。以上のような方法により検
出した０クロスポイントと同期させ、基準正弦波信号発
信制御部４７で基準正弦波信号を発振し、出力電流信号
と誤差増幅器４６で誤差増幅した信号をＰＷＭ変調制御
部４５でＰＷＭ変調し，ゲートドライブ回路４４でゲー
トドライブ信号とする。
【０００６】以上示したように商用系統電圧の０クロス
ポイントを検出するためには、商用系統電圧信号と基準
電圧を比較するが、以下に示す２つの場合がある。
ポイントを検出するためには、商用系統電圧信号と基準
電圧を比較するが、以下に示す２つの場合がある。
【０００７】商用系統電圧信号を２極性にし、基準電圧
としてグランドラインを入力する場合、商用系統電圧信
号のオフセットを正確に予め設定しておくことが必要に
なる。
としてグランドラインを入力する場合、商用系統電圧信
号のオフセットを正確に予め設定しておくことが必要に
なる。
【０００８】また，もう一方の場合として商用系統電圧
信号を１極性の信号にした場合，基準電圧を予め商用系
統電圧信号の振幅のちょうど中心に設定する必要があ
る。
信号を１極性の信号にした場合，基準電圧を予め商用系
統電圧信号の振幅のちょうど中心に設定する必要があ
る。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】系統連系インバータの
出力は、商用系統電源と同位相であることが必要であ
る。
出力は、商用系統電源と同位相であることが必要であ
る。
【００１０】電流制御型インバータの場合，出力電流を
制御する基準正弦波信号を基にＰＷＭ変調するため、基
準正弦波信号と商用系統電圧を同位相にする必要があ
る。
制御する基準正弦波信号を基にＰＷＭ変調するため、基
準正弦波信号と商用系統電圧を同位相にする必要があ
る。
【００１１】基準正弦波信号を系統電圧の０クロスと同
期させ、同方向に発振するためには、正確な商用系統電
圧の０クロスポイント及び正負方向を検出しなければな
らない。
期させ、同方向に発振するためには、正確な商用系統電
圧の０クロスポイント及び正負方向を検出しなければな
らない。
【００１２】この０クロスポイントを信号として検出す
る場合、従来技術では、０クロス電圧となる基準電圧を
予め設定しておくことが必要になる。基本的に商用系統
電源は一定周波数（５０／６０Ｈｚ）であるため、０ク
ロス間の時間は一定であるといえる。しかし、基準電圧
の設定は徴調整が必要で、正確な設定は困難である。ま
た、状態により設定しておいた基準電圧が０クロス電圧
とずれる可能性があり、このような場合、正確な０クロ
スポイント，正負方向の検出ができず、基準正弦波信号
が商用系統電源と同期がとれず、インバータの出力電流
に遅れ、または進みが生じることになる。
る場合、従来技術では、０クロス電圧となる基準電圧を
予め設定しておくことが必要になる。基本的に商用系統
電源は一定周波数（５０／６０Ｈｚ）であるため、０ク
ロス間の時間は一定であるといえる。しかし、基準電圧
の設定は徴調整が必要で、正確な設定は困難である。ま
た、状態により設定しておいた基準電圧が０クロス電圧
とずれる可能性があり、このような場合、正確な０クロ
スポイント，正負方向の検出ができず、基準正弦波信号
が商用系統電源と同期がとれず、インバータの出力電流
に遅れ、または進みが生じることになる。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明は太陽電池などの
直流電源で発電した直流電力を商用系統電源に連系させ
るため交流電力に変換し、商用系統電源と同期させ負荷
に供給できるようにした系統連系インバータ制御装置で
あって、スイッチングパターン信号に基づいてスイッチ
ング素子のブリッジをＯＮ／ＯＦＦ制御して太陽電池等
の直流電源を電源から入力した直流電力を交流電力に変
換し、商用系統電源に連系して負荷に供給する手段と、
基準正弦波信号に基づいたパルス幅変調により前記スイ
ッチングパターン信号を生成する手段と、商用系統電圧
を検出する手段と、基準電圧を発生させる手段と、基準
電圧と商用系統電圧信号を比較し、結果をパルス信号と
して出力する手段と、前記パルスの立ち上がりエッジ，
立ち下がりエッジを検出する手段と、前記パルスの幅
（時間）を計測する手段と、前記パルスの幅を記憶する
手段と、前回検出したパルス幅と今回検出したパルス幅
を比較する手段と、前回のパルス幅と今回のパルス幅の
比較，及びパルスの極性（ＨＩＧＨ／ＬＯＷ）によって
前記基準電圧の変化の方向を判断する手段と、前記パル
ス幅が常に一定になるように前記基準電圧を周期的に１
段階ずつ増加または減少させる方向に変化させる手段
と、前記各エッジと同期して、極性にあった方向に前記
基準正弦波信号を発振する手段とを備えたことを特徴と
するものである。
直流電源で発電した直流電力を商用系統電源に連系させ
るため交流電力に変換し、商用系統電源と同期させ負荷
に供給できるようにした系統連系インバータ制御装置で
あって、スイッチングパターン信号に基づいてスイッチ
ング素子のブリッジをＯＮ／ＯＦＦ制御して太陽電池等
の直流電源を電源から入力した直流電力を交流電力に変
換し、商用系統電源に連系して負荷に供給する手段と、
基準正弦波信号に基づいたパルス幅変調により前記スイ
ッチングパターン信号を生成する手段と、商用系統電圧
を検出する手段と、基準電圧を発生させる手段と、基準
電圧と商用系統電圧信号を比較し、結果をパルス信号と
して出力する手段と、前記パルスの立ち上がりエッジ，
立ち下がりエッジを検出する手段と、前記パルスの幅
（時間）を計測する手段と、前記パルスの幅を記憶する
手段と、前回検出したパルス幅と今回検出したパルス幅
を比較する手段と、前回のパルス幅と今回のパルス幅の
比較，及びパルスの極性（ＨＩＧＨ／ＬＯＷ）によって
前記基準電圧の変化の方向を判断する手段と、前記パル
ス幅が常に一定になるように前記基準電圧を周期的に１
段階ずつ増加または減少させる方向に変化させる手段
と、前記各エッジと同期して、極性にあった方向に前記
基準正弦波信号を発振する手段とを備えたことを特徴と
するものである。
【００１４】
【作用】本発明の系統連系インバータは正弦波信号でＰ
ＷＭ変調を施されたゲートドライブ信号によって、ブリ
ッジ回路をスイッチングすることでその出力電流に正弦
波電流が流れるように制御している。この時、前記正弦
波信号として基準正弦波信号とインバータ出力電流信号
との誤差増幅信号を用いている。すなわち，インバータ
出力電流が基準正弦波信号と一致するようにフィードバ
ック制御されることになる。基準正弦波信号の振幅によ
り出力電流の大きさが決まり、インバータ出力電流は基
準正弦波信号と同位相となる。
ＷＭ変調を施されたゲートドライブ信号によって、ブリ
ッジ回路をスイッチングすることでその出力電流に正弦
波電流が流れるように制御している。この時、前記正弦
波信号として基準正弦波信号とインバータ出力電流信号
との誤差増幅信号を用いている。すなわち，インバータ
出力電流が基準正弦波信号と一致するようにフィードバ
ック制御されることになる。基準正弦波信号の振幅によ
り出力電流の大きさが決まり、インバータ出力電流は基
準正弦波信号と同位相となる。
【００１５】そこで、基準正弦波信号の発振を商用系統
電圧波形の０クロスポイントと同期させることでインバ
ータ出力と商用系統電源が同位相となる。
電圧波形の０クロスポイントと同期させることでインバ
ータ出力と商用系統電源が同位相となる。
【００１６】商用系統電圧波形の０クロスポイント検出
は以下のように行う。
は以下のように行う。
【００１７】制御方法としては基準電圧を出力し、商用
系統電圧波形１周期分と比較を行った結果、ＨＩＧＨと
ＬＯＷの信号の各パルス幅を記憶し、比較する。このと
きＨＩＧＨがＬＯＷより長かった場合、基準電圧は０ク
ロス電圧より下にあることになり、次回には基準電圧を
増加させる。また、このとき、ＨＩＧＨがＬＯＷより短
かった場合、基準電圧は０クロス電圧より上にあること
になり次回において基準電圧を減少させる。このように
それぞれ２回計測した結果のＨＩＧＨ時間とＬＯＷ時間
の差により基準電圧を増加あるいは減少させることによ
り、商用系統電圧の波形から正確に０クロスポイントを
検出することが可能となる。
系統電圧波形１周期分と比較を行った結果、ＨＩＧＨと
ＬＯＷの信号の各パルス幅を記憶し、比較する。このと
きＨＩＧＨがＬＯＷより長かった場合、基準電圧は０ク
ロス電圧より下にあることになり、次回には基準電圧を
増加させる。また、このとき、ＨＩＧＨがＬＯＷより短
かった場合、基準電圧は０クロス電圧より上にあること
になり次回において基準電圧を減少させる。このように
それぞれ２回計測した結果のＨＩＧＨ時間とＬＯＷ時間
の差により基準電圧を増加あるいは減少させることによ
り、商用系統電圧の波形から正確に０クロスポイントを
検出することが可能となる。
【００１８】
【実施例】以下、本発明に係る系統連系型インバータ制
御装置の一例を図面に基づいて詳細に説明する。
御装置の一例を図面に基づいて詳細に説明する。
【００１９】図１は本発明の実施例に係る制御装置を適
用した系統連系型太陽光発電システムの構成図である。
本システムにおいて、太陽電池２は系統連系インバータ
に接続され、系統連系インバータ１はＰＷＭ制御によっ
て太陽電池２が出力する直流電力を商用系統電源３と同
位相の交流電力に変換し、絶縁商用トランス４を介して
商用系統電源３と連系させて一般家庭用電気製品などの
負荷５に電力を供給するものである。系統連系インバー
タ１は電圧型電流ＰＷＭ制御型インバータであり、太陽
電池２からの入力電力の変動を抑える入力コンデンサ
６，ＤＣ−ＡＣ変換用のスイッチング素子としてのＦＥ
Ｔブリッジ７，出力フィルターとして機能しＰＷＭ変調
された矩形波を正弦波に変える出力チョーク８およびコ
ンデンサ９，インバータ停止時あるいは異常発生時に系
統連系インバータ１を、商用系統電源３および負荷５か
ら切り離すための連系リレー１０，インバータ出力電流
検出用変流器１１，商用系統電圧検出用変圧器１２，お
よび制御部１３から構成される。
用した系統連系型太陽光発電システムの構成図である。
本システムにおいて、太陽電池２は系統連系インバータ
に接続され、系統連系インバータ１はＰＷＭ制御によっ
て太陽電池２が出力する直流電力を商用系統電源３と同
位相の交流電力に変換し、絶縁商用トランス４を介して
商用系統電源３と連系させて一般家庭用電気製品などの
負荷５に電力を供給するものである。系統連系インバー
タ１は電圧型電流ＰＷＭ制御型インバータであり、太陽
電池２からの入力電力の変動を抑える入力コンデンサ
６，ＤＣ−ＡＣ変換用のスイッチング素子としてのＦＥ
Ｔブリッジ７，出力フィルターとして機能しＰＷＭ変調
された矩形波を正弦波に変える出力チョーク８およびコ
ンデンサ９，インバータ停止時あるいは異常発生時に系
統連系インバータ１を、商用系統電源３および負荷５か
ら切り離すための連系リレー１０，インバータ出力電流
検出用変流器１１，商用系統電圧検出用変圧器１２，お
よび制御部１３から構成される。
【００２０】ＦＥＴブリッジ７における４つのトランジ
スタＱ１〜Ｑ４のそれぞれにはフライホイールダイオー
ドがそれぞれ逆極性に接続されている。ＦＥＴブリッジ
７は後述するゲートドライブ回路１４の制御によって、
トランジスタＱ１，Ｑ２を同時にＯＮしたときにトラン
ジスタＱ３，Ｑ４は同時ＯＦＦされ、逆に、トランジス
タＱ３，Ｑ４を同時ＯＮしたときにトランジスタＱ１，
Ｑ２を同時ＯＦＦとされるように構成されている。制御
部１３は、次の各部から構成されている。すなわち、Ｆ
ＥＴブリッジ７を駆動制御するゲートドライブ回路１４
と、ＰＷＭ変調制御部１５と、誤差増幅器１６と、信号
演算処理部１７と、同期信号検出部１８から構成されて
いる。図２に示すように同期信号検出部１８は主に比較
器１９とネットワーク抵抗器２０の簡単な回路から構成
される。また、信号演算処理部はＣＰＵを中心としたデ
ィジタル回路で構成される。
スタＱ１〜Ｑ４のそれぞれにはフライホイールダイオー
ドがそれぞれ逆極性に接続されている。ＦＥＴブリッジ
７は後述するゲートドライブ回路１４の制御によって、
トランジスタＱ１，Ｑ２を同時にＯＮしたときにトラン
ジスタＱ３，Ｑ４は同時ＯＦＦされ、逆に、トランジス
タＱ３，Ｑ４を同時ＯＮしたときにトランジスタＱ１，
Ｑ２を同時ＯＦＦとされるように構成されている。制御
部１３は、次の各部から構成されている。すなわち、Ｆ
ＥＴブリッジ７を駆動制御するゲートドライブ回路１４
と、ＰＷＭ変調制御部１５と、誤差増幅器１６と、信号
演算処理部１７と、同期信号検出部１８から構成されて
いる。図２に示すように同期信号検出部１８は主に比較
器１９とネットワーク抵抗器２０の簡単な回路から構成
される。また、信号演算処理部はＣＰＵを中心としたデ
ィジタル回路で構成される。
【００２１】次に以上の構成の系統連系型太陽光発電シ
ステムの動作を説明する。
ステムの動作を説明する。
【００２２】系統連系インバータ１はＰＷＭ変調制御部
１５によってＰＷＭ制御を施されたゲートドライブ回路
１４から出力されるゲートパルス信号Ｓ８に基づいて、
ＦＥＴブリッジ７における１対のスイッチングトランジ
スタのＱ１，Ｑ２，および１対のスイッチングトランジ
スタＱ３，Ｑ４を交互にＯＮ／ＯＦＦスイッチングする
ことにより、この連系インバータ１の出力電流を制御
し、太陽電池２の出力を負荷５に供給する。この場合、
ＰＷＭ変調制御部１５は基準正弦波信号Ｓ４とインバー
タ出力電流信号Ｓ５の誤差増幅信号Ｓ６をスイッチング
搬送波となる三角波と比較することによりＰＷＭ波形と
してのスイッチングパターン信号Ｓ７を生成し、ゲート
ドライブ回路１４に出力する。スイッチングパターン信
号Ｓ７を入力したゲートドライブ信号回路１４は、ゲー
トパルス信号Ｓ８をＦＥＴブリッジ７に出力し、トラン
ジスタＱ１，Ｑ２およびトランジスタＱ３，Ｑ４をＯＮ
／ＯＦＦして矩形波を生成する。その矩形波は、出力チ
ョーク８と平滑コンデンサ９からなる出力フィルターに
よって正弦波電流に変換され、商用絶縁トランス４を介
して負荷５に供給される。
１５によってＰＷＭ制御を施されたゲートドライブ回路
１４から出力されるゲートパルス信号Ｓ８に基づいて、
ＦＥＴブリッジ７における１対のスイッチングトランジ
スタのＱ１，Ｑ２，および１対のスイッチングトランジ
スタＱ３，Ｑ４を交互にＯＮ／ＯＦＦスイッチングする
ことにより、この連系インバータ１の出力電流を制御
し、太陽電池２の出力を負荷５に供給する。この場合、
ＰＷＭ変調制御部１５は基準正弦波信号Ｓ４とインバー
タ出力電流信号Ｓ５の誤差増幅信号Ｓ６をスイッチング
搬送波となる三角波と比較することによりＰＷＭ波形と
してのスイッチングパターン信号Ｓ７を生成し、ゲート
ドライブ回路１４に出力する。スイッチングパターン信
号Ｓ７を入力したゲートドライブ信号回路１４は、ゲー
トパルス信号Ｓ８をＦＥＴブリッジ７に出力し、トラン
ジスタＱ１，Ｑ２およびトランジスタＱ３，Ｑ４をＯＮ
／ＯＦＦして矩形波を生成する。その矩形波は、出力チ
ョーク８と平滑コンデンサ９からなる出力フィルターに
よって正弦波電流に変換され、商用絶縁トランス４を介
して負荷５に供給される。
【００２３】次に０クロスポイント検出方法について説
明する。
明する。
【００２４】商用系統電圧は商用系統電圧検出用変圧器
１２により商用系統電圧信号Ｓ１に変換され、比較器１
９の入力となる。ここでＳ１は１極性とし、０〜Ｖ
1（ＶP-P）の電圧信号となる。比較器１９のもう一方の
入力は、信号演算処理部１７から出力される後述するデ
ィジタルデータを基に、ネットワーク抵抗器２０で電圧
信号に変換した基準電圧信号Ｓ２である。比較器の出力
は、これらの２信号の大小により、ＨＩＧＨ（以後
“Ｈ”）あるいはＬＯＷ（以後“Ｌ”）の同期パルス信
号Ｓ３が出力される。本実施例の場合、商用系統電圧信
号Ｓ１が基準電圧信号Ｓ２より大きい場合、“Ｈ”を出
力し、また逆に商用系統電圧信号Ｓ１が基準電圧信号Ｓ
２より小さい場合、“Ｌ”を出力する。比較器１９の出
力である同期パルス信号Ｓ３は信号演算処理部１７に入
力される。信号演算処理部１７では、同期パルス信号Ｓ
３の立ち上がりエッジあるいは、立ち下がりエッジを検
出し、エッジ間の時間、すなわち同期パルス信号Ｓ３の
パルス幅を計測し、ディジタル値として一時記憶させ
る。再び次のエッジまでの時間を計測し、前回の計測し
たディジタル値と比較を行う。また、この時、検出した
同期パルス信号Ｓ３が“Ｈ”であるかあるいは“Ｌ”で
あるかを判断する。すなわち、同期パルス信号Ｓ３の１
周期のデューティ比（“Ｈ”と“Ｌ”の比）を検出す
る。
１２により商用系統電圧信号Ｓ１に変換され、比較器１
９の入力となる。ここでＳ１は１極性とし、０〜Ｖ
1（ＶP-P）の電圧信号となる。比較器１９のもう一方の
入力は、信号演算処理部１７から出力される後述するデ
ィジタルデータを基に、ネットワーク抵抗器２０で電圧
信号に変換した基準電圧信号Ｓ２である。比較器の出力
は、これらの２信号の大小により、ＨＩＧＨ（以後
“Ｈ”）あるいはＬＯＷ（以後“Ｌ”）の同期パルス信
号Ｓ３が出力される。本実施例の場合、商用系統電圧信
号Ｓ１が基準電圧信号Ｓ２より大きい場合、“Ｈ”を出
力し、また逆に商用系統電圧信号Ｓ１が基準電圧信号Ｓ
２より小さい場合、“Ｌ”を出力する。比較器１９の出
力である同期パルス信号Ｓ３は信号演算処理部１７に入
力される。信号演算処理部１７では、同期パルス信号Ｓ
３の立ち上がりエッジあるいは、立ち下がりエッジを検
出し、エッジ間の時間、すなわち同期パルス信号Ｓ３の
パルス幅を計測し、ディジタル値として一時記憶させ
る。再び次のエッジまでの時間を計測し、前回の計測し
たディジタル値と比較を行う。また、この時、検出した
同期パルス信号Ｓ３が“Ｈ”であるかあるいは“Ｌ”で
あるかを判断する。すなわち、同期パルス信号Ｓ３の１
周期のデューティ比（“Ｈ”と“Ｌ”の比）を検出す
る。
【００２５】以下に基準電圧信号Ｓ２の制御方法を示
す。
す。
【００２６】信号演算処理部１７では、基準電圧信号Ｓ
２の基となる基準電圧データＤ１（本実施例では８ビッ
トディジタル値）を同期信号検出部１８に出力する。こ
の基準電圧データＤ１と基準電圧信号Ｓ２との関係は線
形である。基準電圧信号Ｓ２は商用系統電圧信号Ｓ１の
振幅のちょうど中心付近の電圧にある幅をもたせる。す
なわち、この電圧幅で基準電圧信号Ｓ２は可変できるよ
うにする。基準電圧データＤ１を増加減少させることに
より、基準電圧信号Ｓ２は変化させ、正確な０クロスポ
イントを検出する。
２の基となる基準電圧データＤ１（本実施例では８ビッ
トディジタル値）を同期信号検出部１８に出力する。こ
の基準電圧データＤ１と基準電圧信号Ｓ２との関係は線
形である。基準電圧信号Ｓ２は商用系統電圧信号Ｓ１の
振幅のちょうど中心付近の電圧にある幅をもたせる。す
なわち、この電圧幅で基準電圧信号Ｓ２は可変できるよ
うにする。基準電圧データＤ１を増加減少させることに
より、基準電圧信号Ｓ２は変化させ、正確な０クロスポ
イントを検出する。
【００２７】図３を参考にしながら説明する。
【００２８】基準電圧信号Ｓ２を出力した結果、“Ｈ”
＞“Ｌ”となった場合、基準電圧信号Ｓ２が商用系統電
圧信号Ｓ１の振幅の中心となる電圧より低い状態であ
る。＜図３Ａ＞ 基準電圧信号Ｓ２を増加させるため、信号演算処理部１
７において基準電圧データＤ１を１段階増加させ出力す
る。
＞“Ｌ”となった場合、基準電圧信号Ｓ２が商用系統電
圧信号Ｓ１の振幅の中心となる電圧より低い状態であ
る。＜図３Ａ＞ 基準電圧信号Ｓ２を増加させるため、信号演算処理部１
７において基準電圧データＤ１を１段階増加させ出力す
る。
【００２９】基準電圧信号Ｓ２を出力した結果、“Ｌ”
＞“Ｈ”となった場合、基準電圧信号Ｓ２が商用系統電
圧信号Ｓ１の振幅の中心となる電圧より高い状態であ
る。＜図３Ｂ＞ 基準電圧信号Ｓ２を減少させるため、信号演算処理部１
７において基準電圧データＤ１を１段階減少させ出力す
る。
＞“Ｈ”となった場合、基準電圧信号Ｓ２が商用系統電
圧信号Ｓ１の振幅の中心となる電圧より高い状態であ
る。＜図３Ｂ＞ 基準電圧信号Ｓ２を減少させるため、信号演算処理部１
７において基準電圧データＤ１を１段階減少させ出力す
る。
【００３０】以上の制御を繰り返し行なうことにより、
基準電圧信号Ｓ２を商用系統電圧信号Ｓ１の振幅の中心
となる電圧にすることが可能となり、その結果、商用系
統電圧０クロスポイントを正確に検出することが可能と
なる。信号演算処理部１７では、以上のような方法で検
出した０クロスポイント（パルス信号３の立ち上がり、
立ち下がりエッジ）と同期させ、基準正弦波信号Ｓ４を
発振させる。この時、同期パルス信号Ｓ３が、“Ｈ”で
ある場合には基準正弦波信号Ｓ４を正方向に、また、
“Ｌ”である場合には、基準正弦波信号Ｓ４を負方向に
発振させる。また、基準正弦波信号Ｓ４は、その振幅の
大きさによって、ＰＷＭパターンが決定し、太陽電池２
の動作点が定まり、それに従っ系統連系インバータ１の
出力電流が得られる。
基準電圧信号Ｓ２を商用系統電圧信号Ｓ１の振幅の中心
となる電圧にすることが可能となり、その結果、商用系
統電圧０クロスポイントを正確に検出することが可能と
なる。信号演算処理部１７では、以上のような方法で検
出した０クロスポイント（パルス信号３の立ち上がり、
立ち下がりエッジ）と同期させ、基準正弦波信号Ｓ４を
発振させる。この時、同期パルス信号Ｓ３が、“Ｈ”で
ある場合には基準正弦波信号Ｓ４を正方向に、また、
“Ｌ”である場合には、基準正弦波信号Ｓ４を負方向に
発振させる。また、基準正弦波信号Ｓ４は、その振幅の
大きさによって、ＰＷＭパターンが決定し、太陽電池２
の動作点が定まり、それに従っ系統連系インバータ１の
出力電流が得られる。
【００３１】以下に基準正弦波信号Ｓ４の発振方法を示
す。
す。
【００３２】基準正弦波信号の半周期分のデータをある
時間間隔で分解した時の各振幅値をディジタル値として
あらわす。本実施例の場合、周波数が６０Ｈｚで半周期
が１／１２０秒，これを１２８等分した約６５．１μｓ
ｅｃを単位周期とする。この場合、基準正弦波信号の半
周期分は時間軸方向で１２８個ディジタル値で構成され
ることになる。基準正弦波信号の半周期分の１２８個の
ディジタル値を予め、信号演算処理部において記憶させ
ておく。基準正弦波信号Ｓ４の発振は、同期検出部から
の同期パルス信号Ｓ３のエッジにより信号演算処理部１
７内のタイマをスタートさせ、最初のデータを読み出
し、半周期，１／１２０秒を１２８等分した６５．１μ
ｓｅｃの経過を待って２番目のデータを読み出す。すな
わち、基準正弦波のディジタル値を６５．１μｓｅｃご
とに順次読みだし，それらのディジタル値をＤ／Ａコン
バータによってＤ／Ａ変換して基準正弦波信号Ｓ４を生
成する。１２８個のディジタル値を振幅の違いにより複
数種類記憶させておくと出力電流を可変することが可能
となる。またこの時、パルス信号３により商用系統電圧
波形の正負方向を検出し、商用系統電圧波形の正負方向
に合わせ、データを出力することにより、商用系統電圧
と同位相の正弦波電流を出力することができる。
時間間隔で分解した時の各振幅値をディジタル値として
あらわす。本実施例の場合、周波数が６０Ｈｚで半周期
が１／１２０秒，これを１２８等分した約６５．１μｓ
ｅｃを単位周期とする。この場合、基準正弦波信号の半
周期分は時間軸方向で１２８個ディジタル値で構成され
ることになる。基準正弦波信号の半周期分の１２８個の
ディジタル値を予め、信号演算処理部において記憶させ
ておく。基準正弦波信号Ｓ４の発振は、同期検出部から
の同期パルス信号Ｓ３のエッジにより信号演算処理部１
７内のタイマをスタートさせ、最初のデータを読み出
し、半周期，１／１２０秒を１２８等分した６５．１μ
ｓｅｃの経過を待って２番目のデータを読み出す。すな
わち、基準正弦波のディジタル値を６５．１μｓｅｃご
とに順次読みだし，それらのディジタル値をＤ／Ａコン
バータによってＤ／Ａ変換して基準正弦波信号Ｓ４を生
成する。１２８個のディジタル値を振幅の違いにより複
数種類記憶させておくと出力電流を可変することが可能
となる。またこの時、パルス信号３により商用系統電圧
波形の正負方向を検出し、商用系統電圧波形の正負方向
に合わせ、データを出力することにより、商用系統電圧
と同位相の正弦波電流を出力することができる。
【００３３】本実施例では、以上の制御を信号演算処理
部１でマイクロコンピュータを用いたソフトウェア制御
によって実現している。
部１でマイクロコンピュータを用いたソフトウェア制御
によって実現している。
【００３４】以上のような制御を行うことにより、正確
な商用系統電圧波形の０クロスポイントを検出すること
が可能となり、インバータ出力を商用系統電源と同期さ
せることが可能となる。また、信号処理の多くの部分を
ディジタル処理しているので制御部１３の簡素化をはか
れるとともに高調波ひずみが小さな高品質な出力電流波
形を得ることができる。
な商用系統電圧波形の０クロスポイントを検出すること
が可能となり、インバータ出力を商用系統電源と同期さ
せることが可能となる。また、信号処理の多くの部分を
ディジタル処理しているので制御部１３の簡素化をはか
れるとともに高調波ひずみが小さな高品質な出力電流波
形を得ることができる。
【００３５】
【発明の効果】以上述べたように本発明は、基準電圧を
変化させながら、インバータの商用系統電圧波形の０ク
ロスポイントを検出し、その０クロスポイントと同期さ
せて商用系統電圧と同位相で、基準正弦波信号を発振さ
せ、インバータの出力電流と商用系統電源を同位相とな
るよう制御するものである。
変化させながら、インバータの商用系統電圧波形の０ク
ロスポイントを検出し、その０クロスポイントと同期さ
せて商用系統電圧と同位相で、基準正弦波信号を発振さ
せ、インバータの出力電流と商用系統電源を同位相とな
るよう制御するものである。
【００３６】本発明によれば、自動的に基準電圧を設定
することにより、商用系統電圧波形の０クロスポイント
を正確に検出することができ、ディジタル的に行うため
制御回路が簡素化される。
することにより、商用系統電圧波形の０クロスポイント
を正確に検出することができ、ディジタル的に行うため
制御回路が簡素化される。
【図１】本発明の１実施例に係る系統連系型インバータ
制御装置を適用した系統連系型太陽光発電システムの構
成図である。
制御装置を適用した系統連系型太陽光発電システムの構
成図である。
【図２】実施例における同期信号検出部の内部構成を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図３】商用系統電圧信号と基準電圧信号と比較器の出
力パルス信号の関係をあらわす波形図である。
力パルス信号の関係をあらわす波形図である。
【図４】従来例に係る系統連系型インバータ制御装置を
適用した系統連系型太陽光発電システムの構成図であ
る。
適用した系統連系型太陽光発電システムの構成図であ
る。
【図５】従来例における同期信号検出部の内部構成を示
すブロック図である。
すブロック図である。
１ 系統連系インバータ ２ 太陽電池 ３ 商用系統電源 ４ 絶縁商用トランス ５ 負荷 ６ 入力コンデンサ ７ ＦＥＴブリッジ ８ 出力チョークコイル ９ 平滑コンデンサ １０ 出力連系リレー １１ 変流器 １２ 変圧器 １３ 制御部 １４ ゲートドライブ回路 １５ ＰＷＭ変調制御部 １６ 誤差増幅器 １７ 信号演算処理部 １８ 同期信号検出部 １９ 比較器 ２０ 抵抗器 Ｓ１ 商用系統電圧信号 Ｓ２ 基準電圧信号 Ｓ３ 同期パルス信号 Ｓ４ 基準正弦波信号 Ｓ５ インバータ出力電流信号 Ｓ６ 誤差増幅信号 Ｓ７ スイッチングパターン信号 Ｓ８ ゲートパルス信号
フロントページの続き (72)発明者 中田 浩史 大阪府大阪市阿倍野区長池町22番22号 シャープ株式会社内 (72)発明者 藤井 哲 大阪府大阪市阿倍野区長池町22番22号 シャープ株式会社内 (56)参考文献 特開 平５−227757（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/48 H02J 3/38
Claims (1)
- 【請求項１】 スイッチングパターン信号に基づいてス
イッチング素子のブリッジをＯＮ／ＯＦＦ制御して太陽
電池等の直流電源から入力した直流電力を交流電源に変
換し、商用系統電源に連系して負荷に供給する手段と、 基準正弦波信号に基づいたパルス幅変調により前記スイ
ッチングパターン信号を生成する手段と、 商用系統電圧を検出する手段と、 基準電圧を発生させる手段と、 基準電圧と商用系統電圧信号を比較し、結果をパルス信
号として出力する手段と、 前記パルスの立ち上がりエッジ，立ち下がりエッジを検
出する手段と、 前記パルスの幅（時間）を計測する手段と、 前記パルスの幅を記憶する手段と、 前回検出したパルス幅と今回検出したパルス幅を比較す
る手段と、 前回のパルス幅と今回のパルス幅の比較結果、及びパル
スの極性によって前記基準電圧の変化の方向を判断する
手段と、 前記パルス幅が常に一定になるように前記基準電圧を周
期的に１段階ずつ増加または減少させる方向に変化させ
る手段と、 前記各エッジと同期して、極性にあった方向に前記基準
正弦波信号を発振する手段とを備えたことを特徴とする
系統連系型インバータ制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5295352A JP3051806B2 (ja) | 1993-11-25 | 1993-11-25 | 系統連系型インバータ制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5295352A JP3051806B2 (ja) | 1993-11-25 | 1993-11-25 | 系統連系型インバータ制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07147781A JPH07147781A (ja) | 1995-06-06 |
| JP3051806B2 true JP3051806B2 (ja) | 2000-06-12 |
Family
ID=17819504
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5295352A Expired - Fee Related JP3051806B2 (ja) | 1993-11-25 | 1993-11-25 | 系統連系型インバータ制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3051806B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4757663B2 (ja) * | 2006-03-07 | 2011-08-24 | 株式会社荏原電産 | 電圧形電流制御インバータ |
-
1993
- 1993-11-25 JP JP5295352A patent/JP3051806B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07147781A (ja) | 1995-06-06 |
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Legal Events
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