JP2639151B2 - 電動機駆動制御装置 - Google Patents
電動機駆動制御装置Info
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- JP2639151B2 JP2639151B2 JP2013816A JP1381690A JP2639151B2 JP 2639151 B2 JP2639151 B2 JP 2639151B2 JP 2013816 A JP2013816 A JP 2013816A JP 1381690 A JP1381690 A JP 1381690A JP 2639151 B2 JP2639151 B2 JP 2639151B2
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Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は２相誘導電動機の電動機駆動制御装置に関す
るものである。
るものである。
従来の技術 発明者等は、これまで第５図に示す様な電動機駆動装
置を提案している（出願中）。その構成について説明す
ると、図において１は商用交流をダイオード２・３と平
滑用コンデンサ４・５で半波毎に整流平滑して正負両電
源を発生する直流電圧源で、基準電位出力端子６、正電
位出力端子７、負電位出力端子８が設けられている。9a
は直列接続され両端を前記直流電圧源１の正負出力端子
７・８に接続されたスイッチング素子10・11よりなるア
ーム、9bは同様にスイッチング素子12・13よりなるアー
ムである。16はスイッチング素子10〜13の開閉を制御す
る制御回路部、17はアームの各中間接続点14・15と、直
流電圧源の基準電位出力端子６間に接続された２相誘導
電動機であり、基準Ｇ・Ａ相・Ｂ相の３端子がある。
置を提案している（出願中）。その構成について説明す
ると、図において１は商用交流をダイオード２・３と平
滑用コンデンサ４・５で半波毎に整流平滑して正負両電
源を発生する直流電圧源で、基準電位出力端子６、正電
位出力端子７、負電位出力端子８が設けられている。9a
は直列接続され両端を前記直流電圧源１の正負出力端子
７・８に接続されたスイッチング素子10・11よりなるア
ーム、9bは同様にスイッチング素子12・13よりなるアー
ムである。16はスイッチング素子10〜13の開閉を制御す
る制御回路部、17はアームの各中間接続点14・15と、直
流電圧源の基準電位出力端子６間に接続された２相誘導
電動機であり、基準Ｇ・Ａ相・Ｂ相の３端子がある。
以上の構成で、商用交流電圧を100V（実効値）とする
と、直流電圧源１の正電位出力端子７と負電位出力端子
８には、それぞれ基準電位出力端子６の基準電位に対し
て、直流で約＋140Vと−140Vが出力されている。したが
って、各アームの上側のスイッチング素子10・12がオン
すると、インバータの出力即ち各アームの中間接続点14
・15は正の電位で＋140Vに振られ、逆に下側のスイッチ
ング素子11・13がオンすると各アームの中間接続点14・
15は負の電位で−140Vに振られる。このことを利用して
次に示す様にして２相誘導電動機を駆動する。制御回路
部16にて三角波形の変調波と正弦波形の信号波を比較
し、その論理積をとることによってPWMの制御信号を得
る。そしてこのPWM制御信号により各スイッチング素子1
0〜13をそれぞれ第６図（ａ）〜（ｄ）に示すようなタ
イミングでオンオフさせる。すると、アームの中間接続
点14・15は、それぞれ基準電位出力端子６の基準に対し
て同図（ｅ）・（ｆ）の実線で示す様な電位パターン
（この等価電圧は近似的には破線で示す様な２相交流電
圧になる）を描く。したがって基準電位出力端子６、ア
ームの各中間接続点14・15に接続されているステータ巻
線間Ｇ−Ａ・Ｇ−Ｂに擬似２相交流電圧が印加、すなわ
ち２相３線交流電圧が供給される。そのようにして各ス
テータに供給された２相３線交流電力で２相誘導電動機
17は駆動される。
と、直流電圧源１の正電位出力端子７と負電位出力端子
８には、それぞれ基準電位出力端子６の基準電位に対し
て、直流で約＋140Vと−140Vが出力されている。したが
って、各アームの上側のスイッチング素子10・12がオン
すると、インバータの出力即ち各アームの中間接続点14
・15は正の電位で＋140Vに振られ、逆に下側のスイッチ
ング素子11・13がオンすると各アームの中間接続点14・
15は負の電位で−140Vに振られる。このことを利用して
次に示す様にして２相誘導電動機を駆動する。制御回路
部16にて三角波形の変調波と正弦波形の信号波を比較
し、その論理積をとることによってPWMの制御信号を得
る。そしてこのPWM制御信号により各スイッチング素子1
0〜13をそれぞれ第６図（ａ）〜（ｄ）に示すようなタ
イミングでオンオフさせる。すると、アームの中間接続
点14・15は、それぞれ基準電位出力端子６の基準に対し
て同図（ｅ）・（ｆ）の実線で示す様な電位パターン
（この等価電圧は近似的には破線で示す様な２相交流電
圧になる）を描く。したがって基準電位出力端子６、ア
ームの各中間接続点14・15に接続されているステータ巻
線間Ｇ−Ａ・Ｇ−Ｂに擬似２相交流電圧が印加、すなわ
ち２相３線交流電圧が供給される。そのようにして各ス
テータに供給された２相３線交流電力で２相誘導電動機
17は駆動される。
発明が解決しようとする課題 このような構成の電動機駆動装置には以下に示すよう
な２種類の解決課題がある。その第一の課題は直流電圧
源の正負両電圧を得る手段を通常商用交流の半波毎の整
流平滑によっているため、正負両電圧には第７図に示す
ような電源周波数と同じ周期のリップル分が含まれるこ
とである。そのためインバータのPWMパルス出力のエン
ベロープは同図（ａ）に示すようにリップル成分が含ま
れており、そのPWMによって印加された疑似２相交流電
圧の振幅も同様に同図（ｂ）に示すようなリップル分が
含まれる。また第二の課題は、正負両電圧には第８図に
示すように、その電源に同期したリップルの周波数ｆと
疑似２相交流周波数foとの差の絶対値、即ち|f−fo|の
周波数によるリップルが含まれる。したがって、それら
によって駆動される２相誘導電動機においてはトルクリ
ップルとして重畳される。それゆえ、なめらかな回転で
の誘導電動機駆動が実現できないのみならず、それによ
って騒音が大きくなる。
な２種類の解決課題がある。その第一の課題は直流電圧
源の正負両電圧を得る手段を通常商用交流の半波毎の整
流平滑によっているため、正負両電圧には第７図に示す
ような電源周波数と同じ周期のリップル分が含まれるこ
とである。そのためインバータのPWMパルス出力のエン
ベロープは同図（ａ）に示すようにリップル成分が含ま
れており、そのPWMによって印加された疑似２相交流電
圧の振幅も同様に同図（ｂ）に示すようなリップル分が
含まれる。また第二の課題は、正負両電圧には第８図に
示すように、その電源に同期したリップルの周波数ｆと
疑似２相交流周波数foとの差の絶対値、即ち|f−fo|の
周波数によるリップルが含まれる。したがって、それら
によって駆動される２相誘導電動機においてはトルクリ
ップルとして重畳される。それゆえ、なめらかな回転で
の誘導電動機駆動が実現できないのみならず、それによ
って騒音が大きくなる。
そこで本発明者等はそれらの課題を解決するための手
段をさらに提案しているが、完全にトルクリップルのな
い誘導電動機駆動が実現できず、騒音の問題は十分に解
決されていなかった。
段をさらに提案しているが、完全にトルクリップルのな
い誘導電動機駆動が実現できず、騒音の問題は十分に解
決されていなかった。
本発明はこのような課題を解決しようとするものであ
り、主に直流電圧の基準に対する対象リップルと、主に
直流電圧の基準に対する平行形リップルを減らし、完全
にトルクリップルのない電動機駆動制御装置を提供する
ことを第１の目的としている。第２の目的は複雑な付加
回路を伴うことなくトルクリップルのない電動機駆動制
御装置を提供することである。
り、主に直流電圧の基準に対する対象リップルと、主に
直流電圧の基準に対する平行形リップルを減らし、完全
にトルクリップルのない電動機駆動制御装置を提供する
ことを第１の目的としている。第２の目的は複雑な付加
回路を伴うことなくトルクリップルのない電動機駆動制
御装置を提供することである。
課題を解決するための手段 前記第１の目的を達成するために本発明の電動機駆動
制御装置は、正負両出力を有する直流電圧源と、２個ま
たは複数個のスイッチング素子を直列接続した２つのア
ームからなるインバータと、前記スイッチング素子を開
閉制御する制御回路部とを備え、前記制御回路部は、２
相誘導電動機の所望回転数に応じた周波数を設定する周
波数設定部と、この周波数設定部の設定信号によって振
幅と周波数の異なる正弦波を発生する基本波発生部と、
適宜な振幅と周波数の搬送波を発生する搬送波発生部
と、これら基本波発生部出力と搬送波発生部出力とを比
較してPWM信号出力を得る比較部と、前記PWM信号を入力
としてインバータの各スイッチング素子を適宜に開閉制
御するインバータ駆動部と、前記直流電圧源の正の出力
電圧を検知する正電圧検知部と、前記直流電圧源の負の
出力電圧を検知する負電圧検知部と、前記正電圧検知部
の検知電圧に応じて搬送波出力の一方の振幅を補正制御
する第一の搬送波出力補正部と、前記負電圧検知部の検
知電圧に応じて搬送波出力の他方の振幅を補正制御する
第二搬送波出力補正部とを具備してなるものである。
制御装置は、正負両出力を有する直流電圧源と、２個ま
たは複数個のスイッチング素子を直列接続した２つのア
ームからなるインバータと、前記スイッチング素子を開
閉制御する制御回路部とを備え、前記制御回路部は、２
相誘導電動機の所望回転数に応じた周波数を設定する周
波数設定部と、この周波数設定部の設定信号によって振
幅と周波数の異なる正弦波を発生する基本波発生部と、
適宜な振幅と周波数の搬送波を発生する搬送波発生部
と、これら基本波発生部出力と搬送波発生部出力とを比
較してPWM信号出力を得る比較部と、前記PWM信号を入力
としてインバータの各スイッチング素子を適宜に開閉制
御するインバータ駆動部と、前記直流電圧源の正の出力
電圧を検知する正電圧検知部と、前記直流電圧源の負の
出力電圧を検知する負電圧検知部と、前記正電圧検知部
の検知電圧に応じて搬送波出力の一方の振幅を補正制御
する第一の搬送波出力補正部と、前記負電圧検知部の検
知電圧に応じて搬送波出力の他方の振幅を補正制御する
第二搬送波出力補正部とを具備してなるものである。
第２の目的を達成するために本発明の電動機駆動制御
装置は、正負両出力を有する直流電圧源と、２個または
複数個のスイッチング素子を直列接続した２つのアーム
からなるインバータと、前記スイッチング素子を開閉制
御する制御回路部とを備え、前記制御回路部は、２相誘
導電動機の所望回転数に応じた周波数を設定する周波数
設定部と、この周波数設定部の設定信号によって振幅と
周波数の異なる正弦波を発生する基本波発生部と、適宜
な振幅と周波数の搬送波を発生する搬送波発生部と、こ
れら基本波発生部出力と搬送波発生部出力とを比較して
PWM信号出力を得る比較部と、前記PWM信号を入力として
インバータの各スイッチング素子を適宜に開閉制御する
インバータ駆動部と、前記直流電圧源の正の出力電圧を
検知する正電圧検知部と、前記直流電圧源の負の出力電
圧を検知する負電圧検知部と、前記搬送波の出力電圧を
ディジタル信号に変換するA/D変換部と、このA/D変換部
出力、前記電圧検知部の検知電圧および前記電圧検知部
の検知電圧に応じて前記正弦波の残りの片側半波を補正
制御する基本波出力補正部とを具備してなるものであ
る。
装置は、正負両出力を有する直流電圧源と、２個または
複数個のスイッチング素子を直列接続した２つのアーム
からなるインバータと、前記スイッチング素子を開閉制
御する制御回路部とを備え、前記制御回路部は、２相誘
導電動機の所望回転数に応じた周波数を設定する周波数
設定部と、この周波数設定部の設定信号によって振幅と
周波数の異なる正弦波を発生する基本波発生部と、適宜
な振幅と周波数の搬送波を発生する搬送波発生部と、こ
れら基本波発生部出力と搬送波発生部出力とを比較して
PWM信号出力を得る比較部と、前記PWM信号を入力として
インバータの各スイッチング素子を適宜に開閉制御する
インバータ駆動部と、前記直流電圧源の正の出力電圧を
検知する正電圧検知部と、前記直流電圧源の負の出力電
圧を検知する負電圧検知部と、前記搬送波の出力電圧を
ディジタル信号に変換するA/D変換部と、このA/D変換部
出力、前記電圧検知部の検知電圧および前記電圧検知部
の検知電圧に応じて前記正弦波の残りの片側半波を補正
制御する基本波出力補正部とを具備してなるものであ
る。
作用 前記構成の本発明は、直流電圧源の正負の各電圧に応
じて、第一および第二の搬送波出力補正部で搬送波振幅
のゲインを上下別々に調整することによって、２相誘導
電動機に印加される疑似２相交流電圧の直流電圧の基準
に対する対称形リップルおよび平行形リップルを同時に
減らし、ほぼ完全にトルクリップルのない２相誘導電動
機駆動を実現する。
じて、第一および第二の搬送波出力補正部で搬送波振幅
のゲインを上下別々に調整することによって、２相誘導
電動機に印加される疑似２相交流電圧の直流電圧の基準
に対する対称形リップルおよび平行形リップルを同時に
減らし、ほぼ完全にトルクリップルのない２相誘導電動
機駆動を実現する。
また、本発明は、直流電圧源の正負の各電圧に応じ
て、基本波出力補正部で基本波の出力を演算補正するこ
とによって、２相誘導電動機に印加される疑似２相交流
電圧で直流電圧の基準に対する対称形リップルおよび平
行形リップルを同時に減らし、トルクリップルのない２
相誘導電動機駆動を実現する。
て、基本波出力補正部で基本波の出力を演算補正するこ
とによって、２相誘導電動機に印加される疑似２相交流
電圧で直流電圧の基準に対する対称形リップルおよび平
行形リップルを同時に減らし、トルクリップルのない２
相誘導電動機駆動を実現する。
実施例 以下、本発明の電動機駆動制御装置の一実施例につい
て添付図面に基づいて説明する。第１図において１〜17
は第５図で説明したものと共通であり詳細な説明を省略
する。制御回路部18において、マイクロコンピュータ30
は、２相誘導電動機の所望回転数に応じた周波数を設定
する周波数設定部19と、この周波数設定部19の設定信号
によって振幅と周波数の異なる正弦波を発生する基本波
発生部20とを含んでいる。搬送波発生部21は適宜な周波
数の搬送波となる三角波を発生する三角波発生部22と、
その三角波を適宜に増幅する増幅部23を含む。比較部24
はこれら基本波発生部20の出力と搬送波発生部21の出力
とを比較してPWM信号出力を得る。インバータ制御部25
はこのPWM信号を入力としてインバータの各スイッチン
グ素子を適宜に開閉制御する。正電圧検知部26は前記直
流電圧源の正の出力電圧を検知する。負電圧検知部27は
前記直流電圧源の負の出力電圧を検知する。第一搬送波
出力補正部28は前記正電圧検知部26の検知電圧に応じて
搬送波出力の一方の振幅を補正制御する。第二搬送波出
力補正部29は前記負電圧検知部27の検知電圧に応じて搬
送波出力の他方の振幅を補正制御する。
て添付図面に基づいて説明する。第１図において１〜17
は第５図で説明したものと共通であり詳細な説明を省略
する。制御回路部18において、マイクロコンピュータ30
は、２相誘導電動機の所望回転数に応じた周波数を設定
する周波数設定部19と、この周波数設定部19の設定信号
によって振幅と周波数の異なる正弦波を発生する基本波
発生部20とを含んでいる。搬送波発生部21は適宜な周波
数の搬送波となる三角波を発生する三角波発生部22と、
その三角波を適宜に増幅する増幅部23を含む。比較部24
はこれら基本波発生部20の出力と搬送波発生部21の出力
とを比較してPWM信号出力を得る。インバータ制御部25
はこのPWM信号を入力としてインバータの各スイッチン
グ素子を適宜に開閉制御する。正電圧検知部26は前記直
流電圧源の正の出力電圧を検知する。負電圧検知部27は
前記直流電圧源の負の出力電圧を検知する。第一搬送波
出力補正部28は前記正電圧検知部26の検知電圧に応じて
搬送波出力の一方の振幅を補正制御する。第二搬送波出
力補正部29は前記負電圧検知部27の検知電圧に応じて搬
送波出力の他方の振幅を補正制御する。
以上の構成で、次に動作について説明する。商用交流
電圧を100V（実効値）とすると、直流電圧源１の正電位
出力端子７と負電位出力端子８には、それぞれ基準電位
出力端子６の基準電位に対して、直流で約＋140Vと−14
0Vが出力されている。したがって各アームの上側のスイ
ッチング素子10・12がオンすると、インバータの出力即
ち各アームの中間接続点14・15は正の電位で＋140Vに振
られ、逆に下側のスイッチング素子11・13がオンすると
各アームの中間接続点14・15は負の電位で−140Vに振ら
れる。このことを利用してして次に示すようにして２相
誘導電動機を駆動する。比較部２は三角波形の変調波と
正弦波形の信号波を比較し、その論理積をとることによ
ってPWMの制御信号を得る。そして、このPWM制御信号に
より各スイッチング素子10〜13をそれぞれ第９図（ａ）
〜（ｄ）に示す様なタイミングでオンオフさせる。する
と、アームの中間接続点14・15は、それぞれ基準電位出
力端子６の基準に対して同図（ｅ）・（ｆ）の実線で示
す様な電位パターン（この等価電圧は近似的には波線で
示す様な２相交流電圧になる）を描く。したがって基準
電位出力端子６、アームの各中間接続点14・15に接続さ
れているステータ巻線間Ｇ−Ａ・Ｇ−Ｂに擬似２相交流
電圧が印加、すなわち２相３線交流電力が供給される。
このようにして各ステータに供給された２相３線交流電
力で、２相誘導電動機17は駆動される。
電圧を100V（実効値）とすると、直流電圧源１の正電位
出力端子７と負電位出力端子８には、それぞれ基準電位
出力端子６の基準電位に対して、直流で約＋140Vと−14
0Vが出力されている。したがって各アームの上側のスイ
ッチング素子10・12がオンすると、インバータの出力即
ち各アームの中間接続点14・15は正の電位で＋140Vに振
られ、逆に下側のスイッチング素子11・13がオンすると
各アームの中間接続点14・15は負の電位で−140Vに振ら
れる。このことを利用してして次に示すようにして２相
誘導電動機を駆動する。比較部２は三角波形の変調波と
正弦波形の信号波を比較し、その論理積をとることによ
ってPWMの制御信号を得る。そして、このPWM制御信号に
より各スイッチング素子10〜13をそれぞれ第９図（ａ）
〜（ｄ）に示す様なタイミングでオンオフさせる。する
と、アームの中間接続点14・15は、それぞれ基準電位出
力端子６の基準に対して同図（ｅ）・（ｆ）の実線で示
す様な電位パターン（この等価電圧は近似的には波線で
示す様な２相交流電圧になる）を描く。したがって基準
電位出力端子６、アームの各中間接続点14・15に接続さ
れているステータ巻線間Ｇ−Ａ・Ｇ−Ｂに擬似２相交流
電圧が印加、すなわち２相３線交流電力が供給される。
このようにして各ステータに供給された２相３線交流電
力で、２相誘導電動機17は駆動される。
以下に本実施例のポイントである第一搬送波出力補正
部28・第二搬送波出力補正部29の作用を中心にトルクリ
ップルの除去方法について第３図を基に説明する。同図
（ａ）に示すような三角波vc（周波数fc、上側振幅V
c+、下側振幅Vc-）と正弦波vsがそれぞれ搬送波発生部2
1および基本波発生部20から比較部24に入力される時、
同図（ｂ）に示す様に、vs＞vc、vs＜vcとなる時間の比
率で決まるパルス幅の信号vvを出力している。そこであ
る搬送波の１周期において、同時（ｃ）に示されるよう
に１周期をα:1−αの比率でPWMパルス信号を出力して
いるとすると、その１周期での疑似２相交流電圧の平均
電圧Vave値は、 Vave＝Va×αｐ−Vb×（１−αｐ） ＝（Va＋Vb）×αｐ−Vb …（１） で与えられる。また、αｐはvsとvcを用いて αｐ＝（Vc-＋vs）／（Vc+＋Vc-） …（２） と表わされる。（１）の式のαｐに（２）式を代入する
と Vave＝（Va＋Vb）×（Vc-＋vs）／（Vc+＋Vc-）−Vb …（３） 電圧リップルのない時の直流電圧出力をＥとすると、そ
の時の正電圧出力Va、負電圧出 力−Vbは当然Va＝Vb＝
Ｅとなる。この時の搬送波振幅は上下対称になるのでこ
の時の振幅VcoはVco＝Vc＋＝Vc-となる。そこで信号波
瞬時値Vsoとして、この式にVa＝Vb＝Ｅの条件を代入す
ると、平均電圧Vaveは Vave＝Ｅ×Vso/Vco …（４） となる。この式と（３）の式が任意のvsに対して等しく
なる条件は次の（５），（６）式で示される。
部28・第二搬送波出力補正部29の作用を中心にトルクリ
ップルの除去方法について第３図を基に説明する。同図
（ａ）に示すような三角波vc（周波数fc、上側振幅V
c+、下側振幅Vc-）と正弦波vsがそれぞれ搬送波発生部2
1および基本波発生部20から比較部24に入力される時、
同図（ｂ）に示す様に、vs＞vc、vs＜vcとなる時間の比
率で決まるパルス幅の信号vvを出力している。そこであ
る搬送波の１周期において、同時（ｃ）に示されるよう
に１周期をα:1−αの比率でPWMパルス信号を出力して
いるとすると、その１周期での疑似２相交流電圧の平均
電圧Vave値は、 Vave＝Va×αｐ−Vb×（１−αｐ） ＝（Va＋Vb）×αｐ−Vb …（１） で与えられる。また、αｐはvsとvcを用いて αｐ＝（Vc-＋vs）／（Vc+＋Vc-） …（２） と表わされる。（１）の式のαｐに（２）式を代入する
と Vave＝（Va＋Vb）×（Vc-＋vs）／（Vc+＋Vc-）−Vb …（３） 電圧リップルのない時の直流電圧出力をＥとすると、そ
の時の正電圧出力Va、負電圧出 力−Vbは当然Va＝Vb＝
Ｅとなる。この時の搬送波振幅は上下対称になるのでこ
の時の振幅VcoはVco＝Vc＋＝Vc-となる。そこで信号波
瞬時値Vsoとして、この式にVa＝Vb＝Ｅの条件を代入す
ると、平均電圧Vaveは Vave＝Ｅ×Vso/Vco …（４） となる。この式と（３）の式が任意のvsに対して等しく
なる条件は次の（５），（６）式で示される。
Vc+＝VcO×Va/E …（５） Vc-＝VcO×Vb/E …（６） ここでVco/Eは定数とすると、（５），（６）式よりVa,
Vbに比例して搬送波振幅Vc+, Vc-を変えてやれば電
圧リップルの有無にかかわらず、その平均電圧Vaveが常
に一定になるように制御できる。以上の方法により次の
ようにして、実際の駆動を行なう。
Vbに比例して搬送波振幅Vc+, Vc-を変えてやれば電
圧リップルの有無にかかわらず、その平均電圧Vaveが常
に一定になるように制御できる。以上の方法により次の
ようにして、実際の駆動を行なう。
マイクロコンピュータ30の周波数設定部19で設定され
た周波数の正弦波を基本波発生部20から出力し、その信
号を搬送波にのせてインバータ駆動を行なうと同時に、
直流電圧の負電圧出力８を負電圧検知部27、正電圧出力
７を正電圧検知部26でそれぞれ検知して、第一および第
二搬送波出力補正部28,29を入力する。そして、Va,Vbの
大きさに応じて搬送波出力補正部28,29で搬送波発生部2
1の増幅部23の増幅率を振幅の上下を別々に補正し、そ
の補正された増幅率で三角波を増幅し出力する。このフ
ィードバック制御によって、疑似２相交流への電圧リッ
プル印加を最少限に抑えることによって、２相誘導電動
機のトルクリップルのない回転を得るものである。
た周波数の正弦波を基本波発生部20から出力し、その信
号を搬送波にのせてインバータ駆動を行なうと同時に、
直流電圧の負電圧出力８を負電圧検知部27、正電圧出力
７を正電圧検知部26でそれぞれ検知して、第一および第
二搬送波出力補正部28,29を入力する。そして、Va,Vbの
大きさに応じて搬送波出力補正部28,29で搬送波発生部2
1の増幅部23の増幅率を振幅の上下を別々に補正し、そ
の補正された増幅率で三角波を増幅し出力する。このフ
ィードバック制御によって、疑似２相交流への電圧リッ
プル印加を最少限に抑えることによって、２相誘導電動
機のトルクリップルのない回転を得るものである。
第２図は他の実施例を示す電動機駆動制御装置のブロ
ック図である。前記した一実施例に使用したものと共通
の機能を有するものには、共通の番号を付与し説明を簡
単にする。制御回路部31において、周波数設定部19は２
相誘導電動機の所望回転数に応じた周波数を設定する。
基本波発生部20はこの周波数設定部19の設定信号によっ
て振幅と周波数の異なる正弦波を発生する。搬送波発生
部21は適宜な周波数の搬送波となる三角波を発生する。
比較部24はこれら基本波発生部出力と搬送波発生部出力
とを比較してPWM信号出力を得る。インバータ制御部25
はPWM信号を入力としてインバータの各スイッチング素
子を適宜に開閉制御する。正電圧検知部26は前記直流電
圧源の正の出力電圧を検知する。負電圧検知部27は前記
直流電圧源の負の出力電圧を検知するA/D変換部33は前
記搬送波の出力電圧をディジタル信号に変換する。基本
波出力補正部32はA/D変換部出力、前記正電圧検知部の
検知電圧および前記負電圧検知部の検知電圧に応じて基
本波出力の振幅を演算等により補正制御する。
ック図である。前記した一実施例に使用したものと共通
の機能を有するものには、共通の番号を付与し説明を簡
単にする。制御回路部31において、周波数設定部19は２
相誘導電動機の所望回転数に応じた周波数を設定する。
基本波発生部20はこの周波数設定部19の設定信号によっ
て振幅と周波数の異なる正弦波を発生する。搬送波発生
部21は適宜な周波数の搬送波となる三角波を発生する。
比較部24はこれら基本波発生部出力と搬送波発生部出力
とを比較してPWM信号出力を得る。インバータ制御部25
はPWM信号を入力としてインバータの各スイッチング素
子を適宜に開閉制御する。正電圧検知部26は前記直流電
圧源の正の出力電圧を検知する。負電圧検知部27は前記
直流電圧源の負の出力電圧を検知するA/D変換部33は前
記搬送波の出力電圧をディジタル信号に変換する。基本
波出力補正部32はA/D変換部出力、前記正電圧検知部の
検知電圧および前記負電圧検知部の検知電圧に応じて基
本波出力の振幅を演算等により補正制御する。
尚、本実施例では各構成要素19・20・32・33はマイク
ロコンピュータ34で構成されている。
ロコンピュータ34で構成されている。
以上の構成においてトルクリップルの除去方法につい
て、本実施例のポイントである基本波出力補正部32の作
用を中心に第４図を基に説明する。同図（ａ）に示すよ
うな三角波vc（周波数fc、振幅Vc）と正弦波vsが、それ
ぞれ搬送波発生部21および基本波発生部20から比較部24
に入力される時、同図（ｂ）に示す様に、vs＞vc、vs＜
vcとなる時間の比率で決まるパルス幅の信号vvを出力し
ている。そこで、ある搬送波の１周期において、同時
（ｃ）に示されるように１周期をα:1−αの比率でPWM
パルス信号を出力しているとすると、その１周期での疑
似２相交流電圧の平均電圧Vave値は、 Vave＝Va×αｐ−Vb×（１−αｐ） ＝（Va＋Vb）×αｐ−Vb …（１） で与えられる。また、αｐはvsとvcを用いて αｐ＝（１＋vs）／（Vc）/2 …（２） と表わされる。（１）式のαｐに（２）式を代入すると Vave＝（Va＋Vb）×（１＋vs）／（Vc）/2−Vb…（３） 電圧リップルのない時の直流電圧出力をＥとすると、
その時の正電圧出力Va、負電圧出力−Vbは当然Va＝Vb＝
Ｅとなる。この時の振幅Vco、信号波瞬時値Vsoとして、
この式にVa＝Vb＝Ｅの条件を代入すると、平均電圧Vave
は Vave＝Ｅ×Vso/Vco …（４） となる。キャリア振幅を一定（Vco＝Vc）の時、この式
と（３）式が等しくなる条件は次式で示される。
て、本実施例のポイントである基本波出力補正部32の作
用を中心に第４図を基に説明する。同図（ａ）に示すよ
うな三角波vc（周波数fc、振幅Vc）と正弦波vsが、それ
ぞれ搬送波発生部21および基本波発生部20から比較部24
に入力される時、同図（ｂ）に示す様に、vs＞vc、vs＜
vcとなる時間の比率で決まるパルス幅の信号vvを出力し
ている。そこで、ある搬送波の１周期において、同時
（ｃ）に示されるように１周期をα:1−αの比率でPWM
パルス信号を出力しているとすると、その１周期での疑
似２相交流電圧の平均電圧Vave値は、 Vave＝Va×αｐ−Vb×（１−αｐ） ＝（Va＋Vb）×αｐ−Vb …（１） で与えられる。また、αｐはvsとvcを用いて αｐ＝（１＋vs）／（Vc）/2 …（２） と表わされる。（１）式のαｐに（２）式を代入すると Vave＝（Va＋Vb）×（１＋vs）／（Vc）/2−Vb…（３） 電圧リップルのない時の直流電圧出力をＥとすると、
その時の正電圧出力Va、負電圧出力−Vbは当然Va＝Vb＝
Ｅとなる。この時の振幅Vco、信号波瞬時値Vsoとして、
この式にVa＝Vb＝Ｅの条件を代入すると、平均電圧Vave
は Vave＝Ｅ×Vso/Vco …（４） となる。キャリア振幅を一定（Vco＝Vc）の時、この式
と（３）式が等しくなる条件は次式で示される。
Ｅ×Vso/Vco＝（ Va＋ Vb）×（１＋vs/Vc）/2−Vb …（５） そしてVa,Vbに応じて、（５）式の条件となる信号波電
圧を与えてやれば、その平均電圧Vaveが常に一定となる
ように制御できる。以上の方法により次のようにして実
際の駆動を行なう。周波数設定部19で設定された周波数
の正弦波を基本波発生部20から出力し、その信号を搬送
波にのせてインバータ駆動を行なうと同時に、搬送波の
瞬時値をA/D変換部33でディジタル信号に変換した出
力、かつ直流電圧の正負電圧出力7,8を電圧検知部26,27
で検知した出力をマイクロコンピュータ34の基本波出力
補正部32に入力する。そのリップルの大きさに応じて基
本波出力補正部33で基本波出力を演算により補正し、こ
の補正された基本波を出力する。このフィードバック制
御によって、疑似２相交流への電圧リップル印加を最小
限に抑えることによって、２相誘導電動機のトルクリッ
プルのない回転を得るものである。
圧を与えてやれば、その平均電圧Vaveが常に一定となる
ように制御できる。以上の方法により次のようにして実
際の駆動を行なう。周波数設定部19で設定された周波数
の正弦波を基本波発生部20から出力し、その信号を搬送
波にのせてインバータ駆動を行なうと同時に、搬送波の
瞬時値をA/D変換部33でディジタル信号に変換した出
力、かつ直流電圧の正負電圧出力7,8を電圧検知部26,27
で検知した出力をマイクロコンピュータ34の基本波出力
補正部32に入力する。そのリップルの大きさに応じて基
本波出力補正部33で基本波出力を演算により補正し、こ
の補正された基本波を出力する。このフィードバック制
御によって、疑似２相交流への電圧リップル印加を最小
限に抑えることによって、２相誘導電動機のトルクリッ
プルのない回転を得るものである。
本実施例の構成とすることによって、つまり基本波出
力補正部32を使用した補正方法とすることによって回路
構成が簡単となることである。つまり基本波出力補正部
32・基本波発生部20・周波数設定部19を一つのマイクロ
コンピュータ30で構成することが可能となるものであ
る。
力補正部32を使用した補正方法とすることによって回路
構成が簡単となることである。つまり基本波出力補正部
32・基本波発生部20・周波数設定部19を一つのマイクロ
コンピュータ30で構成することが可能となるものであ
る。
発明の効果 以上のように、本発明は直流電圧源の正および負電圧
をフィードバックして、それぞの電圧に比例して搬送波
発生部の増幅部の増幅率を振幅の上下を別々に変えると
いう簡易な構成で、トルクリップルのない電動機駆動制
御装置を提供することができる。
をフィードバックして、それぞの電圧に比例して搬送波
発生部の増幅部の増幅率を振幅の上下を別々に変えると
いう簡易な構成で、トルクリップルのない電動機駆動制
御装置を提供することができる。
また、本発明は直流電圧源の正および負電圧さらに搬
送波の瞬時値をフィードバックして、マイクロコンピュ
ータ等による演算により、基本波発生部出力を得ること
で特に複雑な付加回路を伴うことなく、トルクリップル
のない電動機駆動制御装置を提供することができる。
送波の瞬時値をフィードバックして、マイクロコンピュ
ータ等による演算により、基本波発生部出力を得ること
で特に複雑な付加回路を伴うことなく、トルクリップル
のない電動機駆動制御装置を提供することができる。
第１図は本発明の一実施例を示す電動機駆動制御装置の
ブロック図、第２図は同他の実施例を示す電動機駆動制
御装置ブロック図、第３図は本発明の一実施例における
トルクリップル補正方式の原理を説明するための説明
図、第４図は同他の実施例におけるトルクリップルの補
正方式の原理を説明するための説明図、第５図は本発明
者等が先に提案した２相誘導電動機駆動装置のブロック
図、第６図は同制御信号パターンとその時の出力を示す
図、第７図は同PWMパルス出力のエンベロープ波形とそ
のPWMによって印加された疑似２相交流電圧波形図、第
８図は同疑似２相交流電圧出力のエンベロープ波形図で
ある。 １……直流電圧源、9a・9b……アーム、18・31……制御
回路部、17……２相誘導電動機、19……周波数設定部、
20……基本波発生部、21……搬送波発生部、22……三角
波発生部、23……増幅部、24……比較部、25……インバ
ータ駆動部、26……正電圧検知部、27……負電圧検知
部、28……第一搬送波出力補正部、29……第二搬送波出
力補正部、30・34……マイクロコンピュータ、32……基
本波出力補正部、33……A/D変換部。
ブロック図、第２図は同他の実施例を示す電動機駆動制
御装置ブロック図、第３図は本発明の一実施例における
トルクリップル補正方式の原理を説明するための説明
図、第４図は同他の実施例におけるトルクリップルの補
正方式の原理を説明するための説明図、第５図は本発明
者等が先に提案した２相誘導電動機駆動装置のブロック
図、第６図は同制御信号パターンとその時の出力を示す
図、第７図は同PWMパルス出力のエンベロープ波形とそ
のPWMによって印加された疑似２相交流電圧波形図、第
８図は同疑似２相交流電圧出力のエンベロープ波形図で
ある。 １……直流電圧源、9a・9b……アーム、18・31……制御
回路部、17……２相誘導電動機、19……周波数設定部、
20……基本波発生部、21……搬送波発生部、22……三角
波発生部、23……増幅部、24……比較部、25……インバ
ータ駆動部、26……正電圧検知部、27……負電圧検知
部、28……第一搬送波出力補正部、29……第二搬送波出
力補正部、30・34……マイクロコンピュータ、32……基
本波出力補正部、33……A/D変換部。
Claims (2)
- 【請求項１】正負両出力を有する直流電圧源と、２個ま
たは複数個のスイッチング素子を直列接続した２つのア
ームからなるインバータと、前記スイッチング素子を開
閉制御する制御回路部とを備え、前記制御回路部は、２
相誘導電動機の所望回転数に応じた周波数を設定する周
波数設定部と、この周波数設定部の設定信号によって振
幅と周波数の異なる正弦波を発生する基本波発生部と、
適宜な振幅と周波数の搬送波を発生する搬送波発生部
と、これら基本波発生部出力と搬送波発生部出力とを比
較してPW信号出力を得る比較部と、前記PWM信号を入力
としてインバータの各スイッチング素子を適宜に開閉制
御するインバータ駆動部と、前記直流電圧源の正の出力
電圧を検知する正電圧検知部と、前記直流電圧源の負の
出力電圧を検知する負電圧検知部と、前記正電圧検知部
の検知電圧に応じて搬送波出力の一方の振幅を補正制御
する第一搬送波出力補正部と、前記負電圧検知部の検知
電圧に応じて搬送波出力の他方の振幅を補正制御する第
二搬送波出力補正部とを具備してなる電動機駆動制御装
置。 - 【請求項２】正負両出力を有する直流電圧源と、２個ま
たは複数個のスイッチング素子を直列接続した２つのア
ームからなるインバータと、前記スイッチング素子を開
閉制御する制御回路部とを備え、前記制御回路部は、２
相誘導電動機の所望回転数に応じた周波数を設定する周
波数設定部と、この周波数設定部の設定信号によって振
幅と周波数の異なる正弦波を発生する基本波発生部と、
適宜な振幅と周波数の搬送波を発生する搬送波発生部
と、これら基本波発生部出力と搬送波発生部出力とを比
較してPWM信号出力を得る比較部と、前記PWM信号を入力
としてインバータの各スイッチング素子を適宜に開閉制
御するインバータ駆動部と、前記直流電圧源の正の出力
電圧を検知する正電圧検知部と、前記直流電圧源の負の
出力電圧を検知する負電圧検知部と、前記搬送波の出力
電圧をディジタル信号に変換するA/D変換部と、このA/D
変換部出力、前記正電圧検知部の検知電圧および前記負
電圧検知部の検知電圧に応じて前記正弦波の残りの片側
半波を補正制御する基本波出力補正部とを具備してなる
電動機駆動制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2013816A JP2639151B2 (ja) | 1990-01-24 | 1990-01-24 | 電動機駆動制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2013816A JP2639151B2 (ja) | 1990-01-24 | 1990-01-24 | 電動機駆動制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03218295A JPH03218295A (ja) | 1991-09-25 |
| JP2639151B2 true JP2639151B2 (ja) | 1997-08-06 |
Family
ID=11843804
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2013816A Expired - Lifetime JP2639151B2 (ja) | 1990-01-24 | 1990-01-24 | 電動機駆動制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2639151B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100378804B1 (ko) * | 2000-06-26 | 2003-04-07 | 엘지전자 주식회사 | 스위치 4개를 이용한 3상 인버터의 전압 리플 보상방법 |
-
1990
- 1990-01-24 JP JP2013816A patent/JP2639151B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03218295A (ja) | 1991-09-25 |
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