JP3262160B2 - インバ−タの制御方法及びインバ−タ装置 - Google Patents
インバ−タの制御方法及びインバ−タ装置Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、交流電動機等の負
荷に交流電力を供給するための可変周波数及び可変電圧
型インバータ及びその制御方法に関する。
荷に交流電力を供給するための可変周波数及び可変電圧
型インバータ及びその制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】負荷としての交流電動機に電力を供給す
るために可変周波数及び可変電圧型のインバータが使用
される。
るために可変周波数及び可変電圧型のインバータが使用
される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところで、インバータ
で電動機を駆動する場合、負荷としての電動機の特性、
インバータの特性等に起因してインバータの出力電流が
不安定になることがある。図８は３相インバータの２相
分の不安定な出力電流の波形を示し、図９はほぼ正常な
出力電流の波形を示す。図８と図９との比較から明らか
なように、不安定電流成分は、基本波の周期以外の周期
で流れる大振幅の電流成分即ち過電流成分である。この
インバータ出力電流の不安定化を防ぐために、出力電流
の実効値を求め、この実効値に含まれているリツプル成
分を抽出し、このリツプル成分を除去するようにインバ
ータの出力を制御することが考えられる。しかし、この
方法によっても電流の安定化を図ることができないこと
がある。
で電動機を駆動する場合、負荷としての電動機の特性、
インバータの特性等に起因してインバータの出力電流が
不安定になることがある。図８は３相インバータの２相
分の不安定な出力電流の波形を示し、図９はほぼ正常な
出力電流の波形を示す。図８と図９との比較から明らか
なように、不安定電流成分は、基本波の周期以外の周期
で流れる大振幅の電流成分即ち過電流成分である。この
インバータ出力電流の不安定化を防ぐために、出力電流
の実効値を求め、この実効値に含まれているリツプル成
分を抽出し、このリツプル成分を除去するようにインバ
ータの出力を制御することが考えられる。しかし、この
方法によっても電流の安定化を図ることができないこと
がある。
【０００４】そこで、本発明の目的はインバータの出力
電流の安定化を図ることができる方法及び装置を提供す
ることにある。
電流の安定化を図ることができる方法及び装置を提供す
ることにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決し、上記
目的を達成するための方法の発明は、直流を交流に変換
するための可変周波数及び可変電圧型インバータによっ
て負荷に電力を供給する際に、前記インバータの出力電
流の実効値又は平均値を検出し、前記実効値又は平均値
のリップル成分を求め、前記リツプル成分に基づいてこ
のリツプル成分が低減するように前記インバータの出力
電圧の周波数を制御することを特徴とするインバータの
制御方法に係わるものである。また、装置の発明は、直
流を交流に変換し、負荷に交流電力を供給するための可
変周波数及び可変電圧型インバータであって、前記イン
バータの出力電圧の周波数を指令するための周波数指令
発生手段と、前記インバータの出力電流の実効値又は平
均値を求める電流検出手段と、前記実効値又は平均値の
リツプル成分を求める手段と、前記周波数指令発生手段
から発生した周波数指令で示されている周波数を、前記
リツプル成分を低減させるように前記リツプル成分に基
づいて補正した補正周波数指令を作成する補正周波数指
令作成手段と、前記補正周波数指令に対応した出力周波
数が得られるように前記インバータの変換回路を制御す
る回路とを備えていることを特徴とするインバータに係
わるものである。なお、請求項２及び５に示すように力
率を考慮してリツプル成分を補正することが望ましい。
また、請求項３及び６に示すようにインバータ出力電流
の実効値の直流成分を考慮してリツプル成分を補正する
ことが望ましい。
目的を達成するための方法の発明は、直流を交流に変換
するための可変周波数及び可変電圧型インバータによっ
て負荷に電力を供給する際に、前記インバータの出力電
流の実効値又は平均値を検出し、前記実効値又は平均値
のリップル成分を求め、前記リツプル成分に基づいてこ
のリツプル成分が低減するように前記インバータの出力
電圧の周波数を制御することを特徴とするインバータの
制御方法に係わるものである。また、装置の発明は、直
流を交流に変換し、負荷に交流電力を供給するための可
変周波数及び可変電圧型インバータであって、前記イン
バータの出力電圧の周波数を指令するための周波数指令
発生手段と、前記インバータの出力電流の実効値又は平
均値を求める電流検出手段と、前記実効値又は平均値の
リツプル成分を求める手段と、前記周波数指令発生手段
から発生した周波数指令で示されている周波数を、前記
リツプル成分を低減させるように前記リツプル成分に基
づいて補正した補正周波数指令を作成する補正周波数指
令作成手段と、前記補正周波数指令に対応した出力周波
数が得られるように前記インバータの変換回路を制御す
る回路とを備えていることを特徴とするインバータに係
わるものである。なお、請求項２及び５に示すように力
率を考慮してリツプル成分を補正することが望ましい。
また、請求項３及び６に示すようにインバータ出力電流
の実効値の直流成分を考慮してリツプル成分を補正する
ことが望ましい。
【０００６】
【発明の効果】各請求項の発明において、出力電流の実
効値又は平均値のリツプル成分は、出力電流を不安定に
する電流成分に対応しているので、実効値又は平均値の
リップルを低減させると、出力電流を不安定にする電流
成分も低減する。出力電流が不安定になる理由は必ずし
も明らかでないが、図８から明らかなようにインバータ
出力電流の不安定成分（過電流成分）は周期性を有して
発生しているので、インバータと負荷とから成る回路の
共振現象が関与しているものと思われる。本発明に従っ
てインバータの出力周波数を変えると、実効値又は平均
値のリツプル成分が低減し、不安定成分が低減するの
は、共振が抑制されるためと思われる。出力電流の不安
定成分は過電流成分であるので、これを抑制することに
より過電流が抑制された安定した電流供給が可能にな
る。また、請求項２、３、５、６の発明によれば、力率
又は電流値を考慮した合理的なリップル低減が可能にな
る。即ち、出力電流の実効値又は平均値のリツプル成分
の検出値は、力率又は電流が大きいほど大きくなる。換
言すると、出力電流の力率又は電流が大きい時には、正
常電流成分に対するリツプル成分の比率が低い場合であ
っても、リツプル成分が大きくなる。大きなリツプル成
分を周波数補正にそのまま使用すると、周波数の変化量
が大きくなり過ぎて出力電流の安定化が困難又は不可能
になる場合がある。そこで、請求項２、３、５、６の発
明においては、リツプル成分が力率又は電流値に対して
反比例的に変化するような補正リツプル成分を作成し、
これに基づいて出力周波数を補正している。これによ
り、実効値又は平均値のリツプル成分を合理的に低減さ
せることができる。
効値又は平均値のリツプル成分は、出力電流を不安定に
する電流成分に対応しているので、実効値又は平均値の
リップルを低減させると、出力電流を不安定にする電流
成分も低減する。出力電流が不安定になる理由は必ずし
も明らかでないが、図８から明らかなようにインバータ
出力電流の不安定成分（過電流成分）は周期性を有して
発生しているので、インバータと負荷とから成る回路の
共振現象が関与しているものと思われる。本発明に従っ
てインバータの出力周波数を変えると、実効値又は平均
値のリツプル成分が低減し、不安定成分が低減するの
は、共振が抑制されるためと思われる。出力電流の不安
定成分は過電流成分であるので、これを抑制することに
より過電流が抑制された安定した電流供給が可能にな
る。また、請求項２、３、５、６の発明によれば、力率
又は電流値を考慮した合理的なリップル低減が可能にな
る。即ち、出力電流の実効値又は平均値のリツプル成分
の検出値は、力率又は電流が大きいほど大きくなる。換
言すると、出力電流の力率又は電流が大きい時には、正
常電流成分に対するリツプル成分の比率が低い場合であ
っても、リツプル成分が大きくなる。大きなリツプル成
分を周波数補正にそのまま使用すると、周波数の変化量
が大きくなり過ぎて出力電流の安定化が困難又は不可能
になる場合がある。そこで、請求項２、３、５、６の発
明においては、リツプル成分が力率又は電流値に対して
反比例的に変化するような補正リツプル成分を作成し、
これに基づいて出力周波数を補正している。これによ
り、実効値又は平均値のリツプル成分を合理的に低減さ
せることができる。
【０００７】
【実施形態及び実施例】次に図面を参照して本発明の実
施形態及び実施例を説明する。
施形態及び実施例を説明する。
【０００８】
【第１の実施例】図１〜図１０は、第１の実施例の可変
周波数及び可変電圧のＰＷＭインバータを説明するため
のものである。図１のインバータ装置は、直流電源１の
直流電圧をＤＣ−ＡＣ変換回路２によって交流に変換し
て負荷としての３相誘導電動機３を駆動するように構成
されている。
周波数及び可変電圧のＰＷＭインバータを説明するため
のものである。図１のインバータ装置は、直流電源１の
直流電圧をＤＣ−ＡＣ変換回路２によって交流に変換し
て負荷としての３相誘導電動機３を駆動するように構成
されている。
【０００９】変換回路２は、トランジスタから成る第１
〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 を３相ブリッジ接続し、各
スイッチＱ1 〜Ｑ6 に並列にダイオードＤ1 〜Ｄ6 を接
続した周知の回路である。変換回路２の３相出力ライン
４ａ、４ｂ、４ｃには電流検出手段としての電流検出器
５ａ、５ｂ、５ｃが電磁結合又は磁気結合されている。
電流検出器５ａ、５ｂ、５ｃは変流器又はホール素子等
で構成することができる。実施例では３個の電流検出器
５ａ、５ｂ、５ｃが設けられているが、任意の２相の電
流を検出し、残りの相の電流を演算で求めることもでき
る。
〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 を３相ブリッジ接続し、各
スイッチＱ1 〜Ｑ6 に並列にダイオードＤ1 〜Ｄ6 を接
続した周知の回路である。変換回路２の３相出力ライン
４ａ、４ｂ、４ｃには電流検出手段としての電流検出器
５ａ、５ｂ、５ｃが電磁結合又は磁気結合されている。
電流検出器５ａ、５ｂ、５ｃは変流器又はホール素子等
で構成することができる。実施例では３個の電流検出器
５ａ、５ｂ、５ｃが設けられているが、任意の２相の電
流を検出し、残りの相の電流を演算で求めることもでき
る。
【００１０】各スイッチＱ1 〜Ｑ6 の制御端子（ベー
ス）に接続された制御信号作成回路６は、変換回路２を
動作させるための制御信号を形成する。この制御信号作
成回路６の詳細は追って説明する。
ス）に接続された制御信号作成回路６は、変換回路２を
動作させるための制御信号を形成する。この制御信号作
成回路６の詳細は追って説明する。
【００１１】周波数指令発生器７はインバータ出力周波
数の指令信号を発生するものである。
数の指令信号を発生するものである。
【００１２】電流検出器５ａ、５ｂ、５ｃに接続されて
いる実効値検出手段８は、出力電流の実効値を求める回
路である。
いる実効値検出手段８は、出力電流の実効値を求める回
路である。
【００１３】周波数指令補正手段９は周波数指令発生器
７から発生した周波数指令を実効値検出手段で検出され
た電流に基づいて補正して補正周波数指令を作り、これ
を制御信号作成回路６に送るものである。この周波数指
令補正手段９の詳細は追って説明する。なお、図３では
制御信号作成回路６、実効値検出手段８及び周波数指令
補正手段９が個別に示されているが、これ等の多くの部
分はディジタル信号処理回路即ちマイクロプロセッサ
（マイコン）で構成されている。
７から発生した周波数指令を実効値検出手段で検出され
た電流に基づいて補正して補正周波数指令を作り、これ
を制御信号作成回路６に送るものである。この周波数指
令補正手段９の詳細は追って説明する。なお、図３では
制御信号作成回路６、実効値検出手段８及び周波数指令
補正手段９が個別に示されているが、これ等の多くの部
分はディジタル信号処理回路即ちマイクロプロセッサ
（マイコン）で構成されている。
【００１４】図２は制御信号作成回路６を等価的に示す
ものであり、第１相、第２相及び第３相制御信号作成回
路６ａ、６ｂ、６ｃと分配回路１０とから成る。第１相
制御信号作成回路６ａは、正弦波信号発生手段１１と三
角波信号発生手段１２と、コンパレータ１３とから成
る。第２相及び第３相制御信号作成回路６ｂ、６ｃは、
第１相制御信号作成回路６ａと実質的に同一に構成され
ている。但し、第２相及び第３相制御信号作成回路６
ｂ、６ｃにおける第１相制御信号作成回路６ａの正弦波
信号発生手段１１に相当するものは第１相の正弦波に対
して１２０度及び２４０度の位相差を有する正弦波信号
を発生する。また、第２相及び第３相制御信号作成回路
６ｂ、６ｃにおいては三角波信号発生手段１２に相当す
るものが省略されており、第１相の三角波信号発生手段
１２が兼用されている。勿論、第２相及び第３相制御信
号作成回路６ｂ、６ｃにも独立に三角波信号発生手段を
設け、これを第１相の三角波信号発生手段１２に同期さ
せることができる。また、第２相及び第３相制御信号作
成回路６ｂ、６ｃに独立に正弦波信号発生手段を設ける
代りに、第１相の正弦波信号発生手段１１から発生させ
た正弦波に対して遅延手段によって１２０度及び２４０
度の遅れを与えて第２相及び第３相の正弦波を得ること
ができる。
ものであり、第１相、第２相及び第３相制御信号作成回
路６ａ、６ｂ、６ｃと分配回路１０とから成る。第１相
制御信号作成回路６ａは、正弦波信号発生手段１１と三
角波信号発生手段１２と、コンパレータ１３とから成
る。第２相及び第３相制御信号作成回路６ｂ、６ｃは、
第１相制御信号作成回路６ａと実質的に同一に構成され
ている。但し、第２相及び第３相制御信号作成回路６
ｂ、６ｃにおける第１相制御信号作成回路６ａの正弦波
信号発生手段１１に相当するものは第１相の正弦波に対
して１２０度及び２４０度の位相差を有する正弦波信号
を発生する。また、第２相及び第３相制御信号作成回路
６ｂ、６ｃにおいては三角波信号発生手段１２に相当す
るものが省略されており、第１相の三角波信号発生手段
１２が兼用されている。勿論、第２相及び第３相制御信
号作成回路６ｂ、６ｃにも独立に三角波信号発生手段を
設け、これを第１相の三角波信号発生手段１２に同期さ
せることができる。また、第２相及び第３相制御信号作
成回路６ｂ、６ｃに独立に正弦波信号発生手段を設ける
代りに、第１相の正弦波信号発生手段１１から発生させ
た正弦波に対して遅延手段によって１２０度及び２４０
度の遅れを与えて第２相及び第３相の正弦波を得ること
ができる。
【００１５】正弦波信号発生手段１１は変換回路２をイ
ンバータ動作させる時に図４（Ａ）に示す正弦波Ｖacを
発生する。この正弦波Ｖacは例えばＲＯＭ（リード・オ
ンリー・メモリ）に格納された正弦波データの読み出し
によって得る。正弦波信号発生手段１１は図６に示すよ
うに周波数の変化に応じて電圧（振幅）を変えるように
構成されている。第２相及び第３相制御信号作成回路６
ｂ、６ｃの正弦波は図４（Ａ）の正弦波Ｖacに対して１
２０度及び２４０度の遅れを有するものである。従っ
て、第１相、第２相及び第３相の正弦波は図５に示すイ
ンバータの基準相電圧Ｖu 、Ｖv 、Ｖw に対応したもの
になる。
ンバータ動作させる時に図４（Ａ）に示す正弦波Ｖacを
発生する。この正弦波Ｖacは例えばＲＯＭ（リード・オ
ンリー・メモリ）に格納された正弦波データの読み出し
によって得る。正弦波信号発生手段１１は図６に示すよ
うに周波数の変化に応じて電圧（振幅）を変えるように
構成されている。第２相及び第３相制御信号作成回路６
ｂ、６ｃの正弦波は図４（Ａ）の正弦波Ｖacに対して１
２０度及び２４０度の遅れを有するものである。従っ
て、第１相、第２相及び第３相の正弦波は図５に示すイ
ンバータの基準相電圧Ｖu 、Ｖv 、Ｖw に対応したもの
になる。
【００１６】三角波信号発生手段１２は変換回路２の正
弦波Ｖacの周波数よりも十分に高い繰り返し周波数で三
角波信号Ｖt を図４に示すように発生する。コンパレー
タ１３は正弦波信号発生手段１１の正弦波Ｖacと三角波
信号発生手段１２の三角波信号Ｖt とを比較して図４
（Ｂ）に示すＰＷＭパルスを出力する。コンパレータ１
３がディジタル比較手段の場合にはこの出力段にディジ
タル・アナログ変換器を設ける。また、コンパレータ１
３がアナログの電圧比較器の場合には、両方の入力ライ
ンにディジタル・アナログ変換器を設ける。
弦波Ｖacの周波数よりも十分に高い繰り返し周波数で三
角波信号Ｖt を図４に示すように発生する。コンパレー
タ１３は正弦波信号発生手段１１の正弦波Ｖacと三角波
信号発生手段１２の三角波信号Ｖt とを比較して図４
（Ｂ）に示すＰＷＭパルスを出力する。コンパレータ１
３がディジタル比較手段の場合にはこの出力段にディジ
タル・アナログ変換器を設ける。また、コンパレータ１
３がアナログの電圧比較器の場合には、両方の入力ライ
ンにディジタル・アナログ変換器を設ける。
【００１７】分配回路１０は、第１、第２、第３相制御
信号作成回路６ａ、６ｂ、６ｃの出力パルスを変換回路
２のスイッチＱ1 〜Ｑ6 に分配する。詳細には、第１相
制御信号作成回路６ａのＰＷＭパルスを図５（Ｂ）
（Ｃ）に示すように第１及び第２のスイッチＱ、Ｑ2 に
分配し、第２相制御信号作成回路６ｂのＰＷＭパルスを
図５（Ｄ）（Ｅ）に示すように第３及び第４のスイッチ
Ｑ3 、Ｑ4 に分配し、第３相制御信号作成回路６ｃのＰ
ＷＭパルスを図５（Ｆ）（Ｇ）に示すように第５及び第
６のスイッチＱ5 、Ｑ6 に分配する。
信号作成回路６ａ、６ｂ、６ｃの出力パルスを変換回路
２のスイッチＱ1 〜Ｑ6 に分配する。詳細には、第１相
制御信号作成回路６ａのＰＷＭパルスを図５（Ｂ）
（Ｃ）に示すように第１及び第２のスイッチＱ、Ｑ2 に
分配し、第２相制御信号作成回路６ｂのＰＷＭパルスを
図５（Ｄ）（Ｅ）に示すように第３及び第４のスイッチ
Ｑ3 、Ｑ4 に分配し、第３相制御信号作成回路６ｃのＰ
ＷＭパルスを図５（Ｆ）（Ｇ）に示すように第５及び第
６のスイッチＱ5 、Ｑ6 に分配する。
【００１８】図３は図１の実効値検出手段８と周波数指
令補正手段９との一相分を等価的に示すものである。実
効値検出手段８は例えば図１の電流検出器５ａに接続さ
れたアナログ・ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器２０と実効
値演算手段２１とから成り、図１の変換回路２の出力電
流即ち電動機３の入力電流の実効値を変換回路２の出力
電圧の基本波の周期毎に出力する。
令補正手段９との一相分を等価的に示すものである。実
効値検出手段８は例えば図１の電流検出器５ａに接続さ
れたアナログ・ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器２０と実効
値演算手段２１とから成り、図１の変換回路２の出力電
流即ち電動機３の入力電流の実効値を変換回路２の出力
電圧の基本波の周期毎に出力する。
【００１９】周波数指令補正手段９は、図１の周波数指
令発生器７の出力ライン７ａに送出された出力周波数指
令を補正用加算手段２２で補正して補正周波数指令を形
成し、これを出力ライン９ａによって図１の制御信号作
成回路６に送るものである。加算手段２２に周波数補正
信号を与えるために、リップル検出手段２３、定数乗算
手段２４、出力電圧演算手段２５、力率演算手段２６、
力率基準値発生手段２７、減算手段２８、リミッタ手段
２９、及び乗算手段３０が設けられている。
令発生器７の出力ライン７ａに送出された出力周波数指
令を補正用加算手段２２で補正して補正周波数指令を形
成し、これを出力ライン９ａによって図１の制御信号作
成回路６に送るものである。加算手段２２に周波数補正
信号を与えるために、リップル検出手段２３、定数乗算
手段２４、出力電圧演算手段２５、力率演算手段２６、
力率基準値発生手段２７、減算手段２８、リミッタ手段
２９、及び乗算手段３０が設けられている。
【００２０】変換回路２の出力電流に不安定成分が含ま
れている場合には、基本波の複数周期において実効値が
一定にならず、実効値演算手段２１の出力は、図７
（Ａ）にアナログ類推で示すように変動し、直流成分Ｉ
d とリツプル成分Ｉr との合成波形になる。リツプル成
分Ｉr は出力電流の不安定成分に基づいて発生する。図
３の周波数指令補正手段９のリップル検出手段２３は図
７（Ａ）の実効値の波形から図７（Ｂ）に示すようにリ
ツプル成分Ｉr を検出する。なお、リツプル成分Ｉr は
この最大振幅Ｉa とする。リップル検出手段２３から得
られたリツプル成分には、定数乗算手段２４においてゲ
インを調整するために所定の定数が乗算される。乗算手
段３０は定数乗算手段２４から出力されたゲイン調整後
のリツプル成分を補正して力率に基づいて周波数補正信
号を作成する。周波数補正信号作成手段としての乗算手
段３０においては、リツプル成分に対して比例的に変化
し、力率に対して反比例する周波数補正信号が作成され
る。
れている場合には、基本波の複数周期において実効値が
一定にならず、実効値演算手段２１の出力は、図７
（Ａ）にアナログ類推で示すように変動し、直流成分Ｉ
d とリツプル成分Ｉr との合成波形になる。リツプル成
分Ｉr は出力電流の不安定成分に基づいて発生する。図
３の周波数指令補正手段９のリップル検出手段２３は図
７（Ａ）の実効値の波形から図７（Ｂ）に示すようにリ
ツプル成分Ｉr を検出する。なお、リツプル成分Ｉr は
この最大振幅Ｉa とする。リップル検出手段２３から得
られたリツプル成分には、定数乗算手段２４においてゲ
インを調整するために所定の定数が乗算される。乗算手
段３０は定数乗算手段２４から出力されたゲイン調整後
のリツプル成分を補正して力率に基づいて周波数補正信
号を作成する。周波数補正信号作成手段としての乗算手
段３０においては、リツプル成分に対して比例的に変化
し、力率に対して反比例する周波数補正信号が作成され
る。
【００２１】出力電圧演算手段２５は、ライン７ａの出
力周波数指令に基づいて変換回路２の出力電圧を演算で
求めるものであり、図２の正弦波発生手段１１の出力に
相当する電圧を発生する。力率演算手段２６は、出力電
圧演算手段２５から得られた出力電圧とＡ／Ｄ変換器２
０から得られた出力電流とに基づいて負荷としての電動
機３の力率を求めるものである。力率基準値発生手段２
７は力率基準値（例えば１）を発生する。減算手段２８
は力率基準値から力率を減算して偏差信号を形成し、こ
れを補正信号として出力するものである。力率cos θは
１よりも小さいので、力率基準値を１又はこの近くの値
に設定すると、補正信号（偏差信号）は力率に反比例的
に変化する。リミッタ手段２９は減算手段２８から得ら
れた補正信号を所定のリミッタ値以下に制限するもので
ある。従って、このリミッタ手段２９からはリミッタ値
以下に制限された補正信号が乗算手段３０に送られる。
乗算手段３０において、リツプル成分に対して力率に基
づく補正信号が乗算され、周波数補正信号が得られ、こ
れが補正周波数指令作成手段としての加算手段２２に入
力する。力率に基づく補正信号（偏差信号）は力率が小
さいほど大きい値を有し、力率が大きいほど小さい値に
なる。従って、力率が１又はこれに近い値の時にリツプ
ル成分が大きくても周波数補正量はさほど大きくならな
い。
力周波数指令に基づいて変換回路２の出力電圧を演算で
求めるものであり、図２の正弦波発生手段１１の出力に
相当する電圧を発生する。力率演算手段２６は、出力電
圧演算手段２５から得られた出力電圧とＡ／Ｄ変換器２
０から得られた出力電流とに基づいて負荷としての電動
機３の力率を求めるものである。力率基準値発生手段２
７は力率基準値（例えば１）を発生する。減算手段２８
は力率基準値から力率を減算して偏差信号を形成し、こ
れを補正信号として出力するものである。力率cos θは
１よりも小さいので、力率基準値を１又はこの近くの値
に設定すると、補正信号（偏差信号）は力率に反比例的
に変化する。リミッタ手段２９は減算手段２８から得ら
れた補正信号を所定のリミッタ値以下に制限するもので
ある。従って、このリミッタ手段２９からはリミッタ値
以下に制限された補正信号が乗算手段３０に送られる。
乗算手段３０において、リツプル成分に対して力率に基
づく補正信号が乗算され、周波数補正信号が得られ、こ
れが補正周波数指令作成手段としての加算手段２２に入
力する。力率に基づく補正信号（偏差信号）は力率が小
さいほど大きい値を有し、力率が大きいほど小さい値に
なる。従って、力率が１又はこれに近い値の時にリツプ
ル成分が大きくても周波数補正量はさほど大きくならな
い。
【００２２】図６の周波数ｆ1 、ｆ2 、ｆ3 及び電圧Ｖ
1 、Ｖ2 、Ｖ3 はリップル補正を原理的に示すものであ
る。ライン７ａに周波数ｆ0 の指令が発生している状態
で、出力電流のリツプル成分が検出された時には、この
リツプル成分の大きさ及び力率を考慮してΔｆ1 又はΔ
ｆ2 の補正指令信号が形成され、加算手段２２において
ｆ0 ＋Δｆ1 ＝ｆ1 又はｆ0 ＋Δｆ2 ＝ｆ2 の補正周波
数指令が作成され、図１の制御信号作成回路６に送られ
る。変換回路２の出力周波数がｆ0 からｆ1 又はｆ2 に
僅かに変えられると、例えば変換回路２と電動機３とか
ら成る回路に含まれている共振回路の共振が抑制され、
不安定電流成分及びリツプル成分が抑制される。制御信
号作成回路６においては出力周波数ｆの変化に応じて出
力電圧が変化するように構成されているので、出力電圧
はＶ0 からＶ1 又はＶ2 に変化する。なお、出力周波数
をｆ0 からｆ1 又はｆ2 に変化させても出力電圧をｆ0
の時と同一のＶ0 に保つこともできる。
1 、Ｖ2 、Ｖ3 はリップル補正を原理的に示すものであ
る。ライン７ａに周波数ｆ0 の指令が発生している状態
で、出力電流のリツプル成分が検出された時には、この
リツプル成分の大きさ及び力率を考慮してΔｆ1 又はΔ
ｆ2 の補正指令信号が形成され、加算手段２２において
ｆ0 ＋Δｆ1 ＝ｆ1 又はｆ0 ＋Δｆ2 ＝ｆ2 の補正周波
数指令が作成され、図１の制御信号作成回路６に送られ
る。変換回路２の出力周波数がｆ0 からｆ1 又はｆ2 に
僅かに変えられると、例えば変換回路２と電動機３とか
ら成る回路に含まれている共振回路の共振が抑制され、
不安定電流成分及びリツプル成分が抑制される。制御信
号作成回路６においては出力周波数ｆの変化に応じて出
力電圧が変化するように構成されているので、出力電圧
はＶ0 からＶ1 又はＶ2 に変化する。なお、出力周波数
をｆ0 からｆ1 又はｆ2 に変化させても出力電圧をｆ0
の時と同一のＶ0 に保つこともできる。
【００２３】図８は本発明に従うリップル抑制を行わな
い時の変換回路２の出力電流を示し、図９は本発明に従
うリップル抑制を行った時の変換回路２の出力電流を２
相分のみ示す。なお、図８及び図９の波形は、指令周波
数が５Hz、電動機３が無負荷、負荷慣性０の状態のもの
である。図８と図９の比較から明らかなようにリツプル
成分が発生した時に指令周波数を少し変化させると、リ
ップルが抑制される。電動機３が負荷トルクを有する場
合においても無負荷トルクの場合と同様に出力電流のリ
ップルが抑制される。
い時の変換回路２の出力電流を示し、図９は本発明に従
うリップル抑制を行った時の変換回路２の出力電流を２
相分のみ示す。なお、図８及び図９の波形は、指令周波
数が５Hz、電動機３が無負荷、負荷慣性０の状態のもの
である。図８と図９の比較から明らかなようにリツプル
成分が発生した時に指令周波数を少し変化させると、リ
ップルが抑制される。電動機３が負荷トルクを有する場
合においても無負荷トルクの場合と同様に出力電流のリ
ップルが抑制される。
【００２４】
【第２の実施例】次に、図１０を参照して第２の実施例
のインバータを説明する。但し、第２の実施例のインバ
ータは図１及び図３の周波数指令補正手段９を図１０の
周波数指令補正手段９′に変形した他は第１の実施例と
同一であるので、図１０において図３と実質的に同一の
部分には同一の符号を付してその説明を省略する。ま
た、周波数指令補正手段９′以外の構成及び動作波形は
図１〜図９を参照する。
のインバータを説明する。但し、第２の実施例のインバ
ータは図１及び図３の周波数指令補正手段９を図１０の
周波数指令補正手段９′に変形した他は第１の実施例と
同一であるので、図１０において図３と実質的に同一の
部分には同一の符号を付してその説明を省略する。ま
た、周波数指令補正手段９′以外の構成及び動作波形は
図１〜図９を参照する。
【００２５】図１０では乗算手段３０に電流に基づく補
正信号が供給されている。即ち、直流成分検出手段４０
と電流基準値発生手段４１と減算手段４２とが設けら
れ、これによって補正信号が作成されている。直流成分
検出手段４０は実効値演算手段２１から得られる図７
（Ａ）に示す波形の直流成分Ｉd に相当するものを検出
する。電流基準値発生手段４１は、例えば発生する可能
性のある実効値の最大直流成分に相当する電流基準値Ｉ
c を発生する。減算手段４２は電流基準値Ｉc から検出
直流成分Ｉd を減算してＩc −Ｉd から成る補正信号を
作成する。なお、減算手段４２の出力段に除算手段を付
加して（Ｉc −Ｉd ）／Ｉc を求め、これを補正信号と
することもできる。また、図３のリミッタ手段２９に相
当するものを設け、補正信号を制限することもできる。
減算手段４２の出力は周波数補正信号作成手段としての
乗算器３０に入力する。乗算器３０からはリツプル成分
に対して比例的に変化し、直流成分に対して反比例的に
変化する周波数補正信号が得られ、加算手段２２に送ら
れる。
正信号が供給されている。即ち、直流成分検出手段４０
と電流基準値発生手段４１と減算手段４２とが設けら
れ、これによって補正信号が作成されている。直流成分
検出手段４０は実効値演算手段２１から得られる図７
（Ａ）に示す波形の直流成分Ｉd に相当するものを検出
する。電流基準値発生手段４１は、例えば発生する可能
性のある実効値の最大直流成分に相当する電流基準値Ｉ
c を発生する。減算手段４２は電流基準値Ｉc から検出
直流成分Ｉd を減算してＩc −Ｉd から成る補正信号を
作成する。なお、減算手段４２の出力段に除算手段を付
加して（Ｉc −Ｉd ）／Ｉc を求め、これを補正信号と
することもできる。また、図３のリミッタ手段２９に相
当するものを設け、補正信号を制限することもできる。
減算手段４２の出力は周波数補正信号作成手段としての
乗算器３０に入力する。乗算器３０からはリツプル成分
に対して比例的に変化し、直流成分に対して反比例的に
変化する周波数補正信号が得られ、加算手段２２に送ら
れる。
【００２６】出力電流が大きくなると、リツプル成分の
出力電流に対する割合が小さい場合であってもリツプル
成分Ｉr の最大値Ｉa が大きくなり、図１０の加算手段
２２に必要以上に大きい周波数補正信号が与えられる恐
れがある。しかし、図１０では周波数補正信号が直流成
分に反比例的に変化するので、リツプル成分による過大
な周波数補正が制限される。従って、第２の実施例によ
れば、第１の実施例よりも合理的に出力電流の不安定成
分を抑制することができる。
出力電流に対する割合が小さい場合であってもリツプル
成分Ｉr の最大値Ｉa が大きくなり、図１０の加算手段
２２に必要以上に大きい周波数補正信号が与えられる恐
れがある。しかし、図１０では周波数補正信号が直流成
分に反比例的に変化するので、リツプル成分による過大
な周波数補正が制限される。従って、第２の実施例によ
れば、第１の実施例よりも合理的に出力電流の不安定成
分を抑制することができる。
【００２７】
【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） リツプル成分の補正を力率又は電流で行う代り
に変換回路２の出力電力に反比例的に変化するリツプル
成分を補正してもよい。また、力率と電流と電力とのい
ずれか２つ以上の組み合せでリツプル成分を補正しても
よい。また負荷としての電動機３の状態に関係づけて補
正信号を作成することができる。 （２） 変換回路２のスイッチＱ1 〜Ｑ6 をベクトルで
制御する方式即ち周知のベクトル制御インバータにも本
発明を適用することができる。 （３） 制御信号作成回路６、実効値検出手段８、周波
数指令補正手段９をディジタル回路で形成する代りに、
アナログ回路で形成することができる。 （４） 第１及び第２の実施例では、加算手段２２によ
ってライン７ａの出力周波数指令に乗算手段３０から得
られた周波数補正信号を加算しているが、加算手段２２
の代りに減算手段を設け、出力周波数指令から周波数補
正信号を減算して補正周波数指令を作成することができ
る。 （５） リップル検出手段２３から図７（Ｂ）に示すよ
うに０レベルを中心にして正負のリップル成分を得て、
正側（一方の側）のリップル成分の時に正の周波数補正
信号を加算手段２２に供給し、負側（他方の側）のリッ
プル成分の時に負の周波数補正信号を加算手段２２に供
給することができる。この場合には、周波数が図６のｆ
1 を中心にしてｆ0 及びｆ2 に変化することになる。
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） リツプル成分の補正を力率又は電流で行う代り
に変換回路２の出力電力に反比例的に変化するリツプル
成分を補正してもよい。また、力率と電流と電力とのい
ずれか２つ以上の組み合せでリツプル成分を補正しても
よい。また負荷としての電動機３の状態に関係づけて補
正信号を作成することができる。 （２） 変換回路２のスイッチＱ1 〜Ｑ6 をベクトルで
制御する方式即ち周知のベクトル制御インバータにも本
発明を適用することができる。 （３） 制御信号作成回路６、実効値検出手段８、周波
数指令補正手段９をディジタル回路で形成する代りに、
アナログ回路で形成することができる。 （４） 第１及び第２の実施例では、加算手段２２によ
ってライン７ａの出力周波数指令に乗算手段３０から得
られた周波数補正信号を加算しているが、加算手段２２
の代りに減算手段を設け、出力周波数指令から周波数補
正信号を減算して補正周波数指令を作成することができ
る。 （５） リップル検出手段２３から図７（Ｂ）に示すよ
うに０レベルを中心にして正負のリップル成分を得て、
正側（一方の側）のリップル成分の時に正の周波数補正
信号を加算手段２２に供給し、負側（他方の側）のリッ
プル成分の時に負の周波数補正信号を加算手段２２に供
給することができる。この場合には、周波数が図６のｆ
1 を中心にしてｆ0 及びｆ2 に変化することになる。
【図１】本発明の第１の実施例の電動機を駆動するため
のインバータを示す回路図である。
のインバータを示す回路図である。
【図２】図１の制御信号作成回路を詳しく示すブロック
図である。
図である。
【図３】図１の周波数指令補正手段を等価的に詳しく示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図４】図２の各部の状態を示す波形図である。
【図５】図１の各部の状態を示す波形図である。
【図６】出力周波数と出力電圧との関係を示す図であ
る。
る。
【図７】実効値とリップルを示す波形図である。
【図８】不安定な出力電流を示す波形図である。
【図９】安定な出力電流を示す波形図である。
【図１０】第２の実施例の周波数指令補正手段を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【符号の説明】 ２ ＤＣ−ＡＣ変換回路 ３ 交流電動機 ５ａ、５ｂ、５ｃ 電流検出器 ７ 周波数指令発生器 ８ 実効値検出手段 ９ 周波数指令補正手段
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/48 H02M 1/12
Claims (6)
- 【請求項１】 直流を交流に変換するための可変周波数
及び可変電圧型インバータによって負荷に電力を供給す
る際に、 前記インバータの出力電流の実効値又は平均値を検出
し、 前記実効値又は平均値のリップル成分を求め、 前記リツプル成分に基づいてこのリツプル成分が低減す
るように前記インバータの出力電圧の周波数を制御する
ことを特徴とするインバータの制御方法。 - 【請求項２】 直流を交流に変換するための可変周波数
及び可変電圧型インバータによって負荷に電力を供給す
る際に、 前記インバータの出力電流の実効値又は平均値を検出
し、 前記実効値又は平均値のリップル成分を求め、 前記負荷の力率を求め、 前記リツプル成分と前記力率に基づいて、前記リツプル
成分に対して比例的に変化し、前記力率に対して反比例
的に変化する周波数補正信号を作成し、 前記補正信号に基づいて前記リツプル成分が低減するよ
うに前記インバータの出力電圧の周波数を制御すること
を特徴とするインバータの制御方法。 - 【請求項３】 直流を交流に変換するための可変周波数
及び可変電圧型インバータによって負荷に電力を供給す
る際に、 前記インバータの出力電流の実効値又は平均値を検出
し、 前記実効値又は平均値のリップル成分を求め、 前記実効値又は平均値の直流成分を求め、 前記リツプル成分と前記直流成分とに基づいて前記リツ
プル成分に対して比例的に変化し、前記直流成分に対し
て反比例的に変化する周波数補正信号を作成し、 前記周波数補正信号に基づいて前記リツプル成分が低減
するように前記インバータの出力電圧の周波数を制御す
ることを特徴とするインバータの制御方法。 - 【請求項４】 直流を交流に変換し、負荷に交流電力を
供給するための可変周波数及び可変電圧型インバータで
あって、 前記インバータの出力電圧の周波数を指令するための周
波数指令発生手段と、 前記インバータの出力電流の実効値又は平均値を求める
電流検出手段と、 前記実効値又は平均値のリツプル成分を求める手段と、 前記周波数指令発生手段から発生した周波数指令で示さ
れている周波数を、前記リツプル成分を低減させるよう
に前記リツプル成分に基づいて補正した補正周波数指令
を作成する補正周波数指令作成手段と、 前記補正周波数指令に対応した出力周波数が得られるよ
うに前記インバータの変換回路を制御する回路とを備え
ていることを特徴とするインバータ。 - 【請求項５】 直流を交流に変換し、負荷に交流電力を
供給するための可変周波数及び可変電圧型インバータで
あって、 前記インバータの出力電圧の周波数を指令するための周
波数指令発生手段と、 前記インバータの出力電流の実効値又は平均値を求める
電流検出手段と、 前記実効値又は平均値のリツプル成分を求める手段と、 前記負荷の力率を検出するための力率検出手段と、 前記リツプル成分と前記力率とに基づいて、前記リツプ
ル成分に対して比例的に変化し、前記力率に対して反比
例的に変化する周波数補正信号を作成する周波数補正信
号作成手段と、 前記周波数指令発生手段から発生した周波数指令で示さ
れている周波数を、前記リツプル成分を低減させるよう
に前記周波数補正信号で補正して補正周波数指令を作成
する補正周波数指令作成手段と、 前記補正周波数指令に対応した出力周波数が得られるよ
うに前記インバータの変換回路を制御する回路とを備え
ていることを特徴とするインバータ。 - 【請求項６】 直流を交流に変換し、負荷に交流電力を
供給するための可変周波数及び可変電圧型インバータで
あって、 前記インバータの出力電圧の周波数を指令するための周
波数指令発生手段と、 前記インバータの出力電流の実効値又は平均値を求める
電流検出手段と、 前記実効値又は平均値のリツプル成分を求める手段と、 前記実効値又は平均値の直流成分を求める手段と、 前記リツプル成分と前記直流成分に基づいて、前記リツ
プル成分に対して比例的に変化し、前記直流成分に対し
て反比例的に変化する周波数補正信号を作成する周波数
補正信号作成手段と、 前記周波数指令発生手段から発生した周波数指令で示さ
れている周波数を、前記リツプル成分を低減させるよう
に前記周波数補正信号で補正して補正周波数指令を作成
する補正周波数指令作成手段と、 前記補正周波数指令に対応した出力周波数が得られるよ
うに前記インバータの変換回路を制御する回路とを備え
ていることを特徴とするインバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26489997A JP3262160B2 (ja) | 1997-09-10 | 1997-09-10 | インバ−タの制御方法及びインバ−タ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26489997A JP3262160B2 (ja) | 1997-09-10 | 1997-09-10 | インバ−タの制御方法及びインバ−タ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1189237A JPH1189237A (ja) | 1999-03-30 |
| JP3262160B2 true JP3262160B2 (ja) | 2002-03-04 |
Family
ID=17409774
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP26489997A Expired - Fee Related JP3262160B2 (ja) | 1997-09-10 | 1997-09-10 | インバ−タの制御方法及びインバ−タ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3262160B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5567365B2 (ja) * | 2010-03-10 | 2014-08-06 | 株式会社ダイヘン | インバータ制御回路、および、このインバータ制御回路を備えた系統連系インバータシステム |
| JP5399955B2 (ja) * | 2010-03-17 | 2014-01-29 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置および電力変換装置の制御方法 |
| JP2015012729A (ja) * | 2013-06-28 | 2015-01-19 | 株式会社安川電機 | マトリクスコンバータ |
| WO2018016090A1 (ja) * | 2016-07-22 | 2018-01-25 | 新電元工業株式会社 | 車両用駆動装置、車両用駆動システム、および、車両用駆動装置の制御方法 |
| JPWO2023127034A1 (ja) * | 2021-12-27 | 2023-07-06 |
-
1997
- 1997-09-10 JP JP26489997A patent/JP3262160B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH1189237A (ja) | 1999-03-30 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |