JP3086700B2 - ブラシレスモータの回転子位置検出回路 - Google Patents
ブラシレスモータの回転子位置検出回路Info
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- JP3086700B2 JP3086700B2 JP02296676A JP29667690A JP3086700B2 JP 3086700 B2 JP3086700 B2 JP 3086700B2 JP 02296676 A JP02296676 A JP 02296676A JP 29667690 A JP29667690 A JP 29667690A JP 3086700 B2 JP3086700 B2 JP 3086700B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、インバータの出力によって駆動されるブラ
シレスモータの回転子の位置を、固定子巻線に誘起され
た電圧によって検出するようにした回転子位置検出回路
に関する。
シレスモータの回転子の位置を、固定子巻線に誘起され
た電圧によって検出するようにした回転子位置検出回路
に関する。
ブラシレスモータの回転子位置検出回路を第２図を参
照して説明する。第２図において、１は商用電源、２は
商用電源１を整流平滑する整流回路、３は複数の半導体
素子からなり、これらをオンオフして整流回路２の直流
出力を導通・遮断して出力するインバータ、４は固定子
巻線と永久磁石形の回転子とを有し、インバータ３の出
力を固定子巻線に通電されて駆動されるブラシレスモー
タ、５は入力端を固定子巻線の端子4aに接続して固定子
巻線の誘起電圧を入力し、これを積分回路６で略90度遅
相させ比較回路７を介して位置検出信号を送出する回転
子位置検出回路、８は位相検出信号を論理演算してイン
バータ３の半導体素子のオンオフ信号を出力する分配回
路、９は分配回路８の出力信号に従ってインバータ３の
半導体素子を駆動するドライブ回路である。又、上記回
転子位置検出回路５は、固定子巻線の端子4aから入力し
た誘起電圧を利用して得た線間電圧又は相電圧を積分回
路６に通すことによりその位相を略90度遅らせ、線間電
圧の場合は、比較回路７に設けた比較器によって積分回
路６の出力レベルを相互に比較してその出力を位置検出
信号とし、相電圧の場合は、上記誘起電圧から合成し又
は中性点から直接引き出して得た固定子巻線の中性点電
圧と、各相電圧のレベルとを比較回路７によって比較し
てその出力を位置検出信号としていた。この際、誘起電
圧にはインバータ３の半導体素子の転流時に生じるスパ
イク電圧が現れ、この転流スパイク電圧は、無負荷運転
のときは、線間電圧の場合について示した第４図の
（ａ）に示すようなひげ状となり、負荷が増加するに従
って、第４図（ｂ）に示すように、幅を広げる。この誘
起電圧を積分回路に通過させると、無負荷運転時（第４
図（ａ））は第４図（ｃ）Vaで示した波形となり、これ
に対して負荷運転時（第４図（ｂ））は、広幅の転流ス
パイク電圧により、第４図（ｃ）Vbで示した位相の進ん
だ波形となる。このため、負荷運転時には上記進み位相
の波形により位相ずれした位置検出信号が出力されるこ
とになり、この位置検出信号に基づいてインバータの出
力が進相タイミングで通電制御されてモータ力率が悪化
し、ブラシレスモータの正常な運転が出来ないという問
題を有している。
照して説明する。第２図において、１は商用電源、２は
商用電源１を整流平滑する整流回路、３は複数の半導体
素子からなり、これらをオンオフして整流回路２の直流
出力を導通・遮断して出力するインバータ、４は固定子
巻線と永久磁石形の回転子とを有し、インバータ３の出
力を固定子巻線に通電されて駆動されるブラシレスモー
タ、５は入力端を固定子巻線の端子4aに接続して固定子
巻線の誘起電圧を入力し、これを積分回路６で略90度遅
相させ比較回路７を介して位置検出信号を送出する回転
子位置検出回路、８は位相検出信号を論理演算してイン
バータ３の半導体素子のオンオフ信号を出力する分配回
路、９は分配回路８の出力信号に従ってインバータ３の
半導体素子を駆動するドライブ回路である。又、上記回
転子位置検出回路５は、固定子巻線の端子4aから入力し
た誘起電圧を利用して得た線間電圧又は相電圧を積分回
路６に通すことによりその位相を略90度遅らせ、線間電
圧の場合は、比較回路７に設けた比較器によって積分回
路６の出力レベルを相互に比較してその出力を位置検出
信号とし、相電圧の場合は、上記誘起電圧から合成し又
は中性点から直接引き出して得た固定子巻線の中性点電
圧と、各相電圧のレベルとを比較回路７によって比較し
てその出力を位置検出信号としていた。この際、誘起電
圧にはインバータ３の半導体素子の転流時に生じるスパ
イク電圧が現れ、この転流スパイク電圧は、無負荷運転
のときは、線間電圧の場合について示した第４図の
（ａ）に示すようなひげ状となり、負荷が増加するに従
って、第４図（ｂ）に示すように、幅を広げる。この誘
起電圧を積分回路に通過させると、無負荷運転時（第４
図（ａ））は第４図（ｃ）Vaで示した波形となり、これ
に対して負荷運転時（第４図（ｂ））は、広幅の転流ス
パイク電圧により、第４図（ｃ）Vbで示した位相の進ん
だ波形となる。このため、負荷運転時には上記進み位相
の波形により位相ずれした位置検出信号が出力されるこ
とになり、この位置検出信号に基づいてインバータの出
力が進相タイミングで通電制御されてモータ力率が悪化
し、ブラシレスモータの正常な運転が出来ないという問
題を有している。
この補正手段として、従来、特公昭63−22159号公報
に示されているものがあった。これは、上記積分回路６
と比較回路７との間に、負荷電流検出回路の出力信号に
よってオンオフ制御されるアナログスイッチを有する所
定時定数の遅延回路を挿入したもので、アナログスイッ
チの動作によって積分回路６の出力の位相を遅れ方向に
補正し、軽負荷運転時には遅延回路を動作させないよう
にしたものである。
に示されているものがあった。これは、上記積分回路６
と比較回路７との間に、負荷電流検出回路の出力信号に
よってオンオフ制御されるアナログスイッチを有する所
定時定数の遅延回路を挿入したもので、アナログスイッ
チの動作によって積分回路６の出力の位相を遅れ方向に
補正し、軽負荷運転時には遅延回路を動作させないよう
にしたものである。
しかしながら、上記のように構成した補正手段にあっ
ては、負荷電流が所定以上となったときアナログスイッ
チの動作によって作用する遅延回路が一定の時定数を有
するのみであるため、負荷が連続的に変動する場合に
は、位置検出信号が補正過剰あるいは補正不足となるこ
とがあるという問題があった。
ては、負荷電流が所定以上となったときアナログスイッ
チの動作によって作用する遅延回路が一定の時定数を有
するのみであるため、負荷が連続的に変動する場合に
は、位置検出信号が補正過剰あるいは補正不足となるこ
とがあるという問題があった。
本発明は、上記課題を解決するため、位置検出信号を
出力する比較回路の比較器の出力端と入力端との間にス
イッチング素子を挿入してなる正帰還の帰還回路を設
け、積分回路の出力端に平均値検出回路とピーク値検出
回路とを接続して波形の歪に応じた信号を出力するよう
にした歪検出回路の出力と三角波発生回路の出力とから
波形の歪、即ち負荷の大小に対応したパルス幅変調信号
を出力するようにして成る負荷検出回路の出力端を上記
帰還回路のスイッチング素子に接続して、このスイッチ
ング素子をオンオフ制御するようにしたことを特徴とし
た。
出力する比較回路の比較器の出力端と入力端との間にス
イッチング素子を挿入してなる正帰還の帰還回路を設
け、積分回路の出力端に平均値検出回路とピーク値検出
回路とを接続して波形の歪に応じた信号を出力するよう
にした歪検出回路の出力と三角波発生回路の出力とから
波形の歪、即ち負荷の大小に対応したパルス幅変調信号
を出力するようにして成る負荷検出回路の出力端を上記
帰還回路のスイッチング素子に接続して、このスイッチ
ング素子をオンオフ制御するようにしたことを特徴とし
た。
又、上記負荷検出回路は、インバータの入力端に接続
した負荷電流検出回路の出力と三角波発生回路の出力と
から負荷電流の大小、即ち負荷の大小に対応したパルス
幅変調信号を出力するようにして成る負荷検出回路とし
てもよい。
した負荷電流検出回路の出力と三角波発生回路の出力と
から負荷電流の大小、即ち負荷の大小に対応したパルス
幅変調信号を出力するようにして成る負荷検出回路とし
てもよい。
負荷検出回路は、積分回路の出力端に接続した歪検出
回路に、積分回路の出力波形から検出した平均値とピー
ク値とから上記出力波形の歪に応じた直流電圧を出力さ
せ、この出力と三角波発生回路の出力とのレベル比較に
より負荷の大小に対応したパルス幅変調信号を出力し
て、この信号を比較回路の比較器に設けた帰還回路のス
イッチング素子に送出しスイッチング素子をオンオフ制
御して正の帰還量を制御することによって比較回路が出
力する位置検出信号の位相をブラシレスモータの負荷の
大小に応じて連続的に遅らせて補正する。
回路に、積分回路の出力波形から検出した平均値とピー
ク値とから上記出力波形の歪に応じた直流電圧を出力さ
せ、この出力と三角波発生回路の出力とのレベル比較に
より負荷の大小に対応したパルス幅変調信号を出力し
て、この信号を比較回路の比較器に設けた帰還回路のス
イッチング素子に送出しスイッチング素子をオンオフ制
御して正の帰還量を制御することによって比較回路が出
力する位置検出信号の位相をブラシレスモータの負荷の
大小に応じて連続的に遅らせて補正する。
又、負荷の大小を負荷電流検出回路から検出するよう
にした負荷検出回路は、負荷電流の大きさに応じたパル
ス幅変調信号を帰還回路のスイッチング素子に送出して
位置検出信号の位相を連続的に遅らせて補正する。
にした負荷検出回路は、負荷電流の大きさに応じたパル
ス幅変調信号を帰還回路のスイッチング素子に送出して
位置検出信号の位相を連続的に遅らせて補正する。
〔実 施 例〕 以下、本発明の実施例を第１図ないし第５図を参照し
て説明する。
て説明する。
第１図は、３相星形結線された固定子巻線を有するブ
ラシレスモータの回転子位置検出回路である。これは、
３相星形結線されたU,V,W各相の固定子巻線の端子にそ
れぞれ接続して誘起電圧を入力させる入力端u1,v1,w
1と、入力の位相を略90度遅らせて出力するようにした
２つの積分回路からな積分回路11と、これの出力をイン
ピーダンス変換して出力するようにした２つの電圧バッ
ファからなるバッファ回路12と、これの出力の一方の位
相を反転して出力するようにした反転回路13と、これの
出力と上記バッファ回路12の出力の他方とを加算し反転
して出力するようにした加算反転回路14と、これの出力
と上記反転回路13の出力とバッファ回路12の出力の他方
とを相互にレベル比較してこれを位置検出信号として送
出するようにした、帰還回路16を有する比較回路15と、
上記バッファ回路12の出力の他方を入力してこの入力波
形の歪に対応した電圧を出力するようにした歪検出回路
18、一定の周期・振幅の三角波を出力する三角波発生回
路22及びこの三角波のレベルと上記歪検出回路18の出力
を分圧した可変抵抗VR1の出力とをレベル比較してパル
ス幅変調信号（以下、PWM信号という）を出力し上記比
較回路15の帰還回路16に送出するようにした比較器（以
下、コンパレータという）COM4からなる負荷検出回路17
と、回路接地に対して一定の仮想接地電圧を出力するよ
うにした仮想接地回路10と、位置検出信号を送出する出
力端u2,v2,w2とから形成されている。これらの回路につ
いてさらに説明する。上記積分回路11は、上記仮想接地
回路10の出力端（仮想接地）IGに接続した入力端v1と他
の入力端u1,w1との間に抵抗R1とコンデンサC1、及び抵
抗R2とコンデンサC2をそれぞれ直列接続して２つの積分
回路を形成し、入力端v1に一端を接続した上記コンデン
サC1,C2の両端から、上記入力端u1・v1間及びw1・v1間
に入力した固定子巻線の線間電圧VUV及びVWVの位相をそ
れぞれ略90度遅らせた略正弦波形の電圧を出力するよう
になっている。上記バッファ回路12は、上記積分回路11
の入力端u1側及びw1側の両出力端と仮想接地IG間に、コ
ンデンサC3と抵抗R3、及びコンデンサC4と抵抗R4をそれ
ぞれ直列に接続し、このコンデンサC3・抵抗R3、及びコ
ンデンサC4・抵抗R4のそれぞれの接続点には、反転入力
端（以下、−入力端という）が出力端に接続された演算
増幅器（以下、オペアンプという）OP1及びOP2の非反転
入力端（以下、＋入力端という）をそれぞれ接続して２
つの電圧バッファを形成し、上記積分回路11の両出力の
交流電圧成分のみを低出力インピーダンスで出力するよ
うになっている。上記反転回路13は、上記バッファ回路
12のオペアンプOP2の出力端に抵抗R5を介して＋入力端
が仮想接地IGに接続されたオペアンプOP3の−入力端を
接続し、この−入力端と出力端との間に抵抗R6を挿入し
R5＝R6として増幅度−１倍の位相反転回路を形成し、積
分回路11に入力したWV相の線間電圧VWVをVW相の線間電
圧VVWに対応した略90度位相遅れの略正弦波形の電圧を
出力するようになっている。上記加算反転回路14は、＋
入力端が仮想接地IGに接続されたオペアンプOP4の−入
力端を、上記反転回路13のオペアンプOP3の出力端に抵
抗R7を介して接続すると共に、上記バッファ回路12のオ
ペアンプOP1の出力端に抵抗R9を介して接続し、さらに
出力端との間に抵抗R8を挿入しR7＝R8＝R9として増幅度
−１倍の加算反転回路を形成して、上記オペアンプOP1
とOP3との出力を加算し反転してオペアンプOP4の出力端
から、上記固定子巻線のWU相の線間電圧VWUに対応した
略90度位相遅れの略正弦波形の電圧を出力するようにな
っている。上記比較回路15は、上記オペアンプOP1,OP3,
OP4の出力端にそれぞれ抵抗R10,R11,R12を介して＋入力
端を接続したコンパレータCOM1,COM2,COM3を備え、この
コンパレータCOM1,COM2,COM3の各−入力端には上記オペ
アンプOP4,OP1,OP3の出力端をそれぞれ接続し、さらに
各コンパレータCOM1,COM2,COM3の出力端と＋入力端との
間には帰還回路16,16,16がそれぞれ接続されている。こ
の帰還回路16をコンパレータCOM1に接続したもので説明
すると、コンパレータCOM1の＋入力端に一端を接続した
抵抗R13の他端をコンデンサC5を介して仮想接地IGに接
続すると共に、出力端との間に、ゲート電圧が“H"レベ
ルのときオン、“L"レベルのときオフとなる双方向のア
ナログスイッチAS1からなるスイッチング素子と抵抗R14
とを直列に接続して、コンパレータCOM1の“H"又は“L"
レベルの出力を、アナログスイッチAS1のゲートに所定
のデューティ比のPWM信号を受けて、抵抗R14及びアナロ
グスイッチAS1を介してコンデンサC5を充電させ、この
コンデンサC5の充電電圧を抵抗R13を介してコンパレー
タCOM1の＋入力端に正帰還させるようになっている。他
のコンパレータCOM2,COM3の帰還回路16,16についても上
記と同様である。上記歪検出回路18は、さらに、平均値
検出回路19aとピーク値検出回路19bと加算積分回路20と
増幅回路21とから形成されている。上記平均値検出回路
19aは、上記バッファ回路12のオペアンプOP1の出力端と
回路接地間に、抵抗R19とコンデンサC8と一端を回路接
地したコンデンサC10の他端にカソードを接続したダイ
オードD2とを直列に接続し、上記ダイオードD2のアノー
ドにはアノードを回路接地したダイオードD1のカソード
を接続して、上記オペアンプOP1の出力の交流電圧成分
をコンデンサC10に正極性で充電するようになってお
り、上記ピーク値検出回路19bは、上記オペアンプOP1の
出力端と回路接地間に、抵抗R20とコンデンサC9と一端
を回路接地したコンデンサC11の他端にアノードを接続
したダイオードD4とを直列に接続し、上記ダイオードD4
のカソードにはカソードを回路接地したダイオードD3の
アノードを接続して、上記オペアンプOP1の出力の交流
電圧成分をコンデンサC11に負極性で充電するようにな
っており、上記コンデンサC10の充電時定数R19×（C8‖
C10）（C8‖C10は、コンデンサC8,C10を直列接続したと
きの合成容量を表す）は比較的大きくしてコンデンサC
10にはオペアンプOP1の交流出力の略平均値の２倍の電
圧が正極性で充電されるようにしており、一方、コンデ
ンサC11の充電時定数R20×（C9‖C11）は比較的小さく
してコンデンサC11にはオペアンプOP1の交流出力の略ピ
ーク値の２倍の電圧が負極性で充電されるようにしてい
る。上記加算積分回路20は、＋入力端を回路接地したオ
ペアンプOP5の−入力端に、抵抗R21,R22を介して上記平
均値検出回路19a,ピーク値検出回路19bをそれぞれ接続
すると共に、出力端との間に抵抗R23とコンデンサC12と
を並列に接続して、上記平均値検出回路19a,ピーク値検
出回路19bの両出力を加算、即ち（平均値−ピーク値）
を算出して反転し、これを積分し平滑な直流電圧にして
出力するようになっている。この際、上記オペアンプOP
1の出力が歪のない波形であるときに、上記（平均値−
ピーク値）が零となるように、抵抗R21とR22との比を予
め設定しておく。上記増幅回路21は、上記加算積分回路
20の出力端に＋入力端を接続したオペアンプOP6の出力
端と回路接地との間に抵抗R24,R25を直列接続し、この
抵抗R24とR25との接続点を−入力端を接続して、上記加
算積分回路20の出力を非反転増幅するようになってい
る。上記三角波発生回路22は、図示しない電源回路から
出力される定電圧電源VCCと回路接地との間に抵抗R27,R
28を直列接続し、この抵抗R27とR28との接続点をコンパ
レータCOM5の＋入力端に接続すると共に、出力端にカソ
ードを接続したダイオードD6のアノードに接続し、−入
力端はコンデンサC13を介して回路接地すると共に、出
力端との間には出力端にカソードを接続したダイオード
D5と抵抗R26とを並列に接続して、−入力端から一定の
周波数、振幅を有する鋸歯状の三角波を出力するように
なっている。なお、この三角波の周波数が前記インバー
タの出力周波数の上限よりも極めて高い周波数となるよ
うに、回路定数を設定する。上記仮想接地回路10は、上
記定電圧電源VCCと回路接地間に抵抗R32とR33（R32＝R
33）とを直列に接続し、この抵抗R32,R33の両端にコン
デンサC15,C16をそれぞれ接続して、上記抵抗R32とR33
との接続点を電圧VCC/2なる仮想接地IGとして送出する
ようになっている。
ラシレスモータの回転子位置検出回路である。これは、
３相星形結線されたU,V,W各相の固定子巻線の端子にそ
れぞれ接続して誘起電圧を入力させる入力端u1,v1,w
1と、入力の位相を略90度遅らせて出力するようにした
２つの積分回路からな積分回路11と、これの出力をイン
ピーダンス変換して出力するようにした２つの電圧バッ
ファからなるバッファ回路12と、これの出力の一方の位
相を反転して出力するようにした反転回路13と、これの
出力と上記バッファ回路12の出力の他方とを加算し反転
して出力するようにした加算反転回路14と、これの出力
と上記反転回路13の出力とバッファ回路12の出力の他方
とを相互にレベル比較してこれを位置検出信号として送
出するようにした、帰還回路16を有する比較回路15と、
上記バッファ回路12の出力の他方を入力してこの入力波
形の歪に対応した電圧を出力するようにした歪検出回路
18、一定の周期・振幅の三角波を出力する三角波発生回
路22及びこの三角波のレベルと上記歪検出回路18の出力
を分圧した可変抵抗VR1の出力とをレベル比較してパル
ス幅変調信号（以下、PWM信号という）を出力し上記比
較回路15の帰還回路16に送出するようにした比較器（以
下、コンパレータという）COM4からなる負荷検出回路17
と、回路接地に対して一定の仮想接地電圧を出力するよ
うにした仮想接地回路10と、位置検出信号を送出する出
力端u2,v2,w2とから形成されている。これらの回路につ
いてさらに説明する。上記積分回路11は、上記仮想接地
回路10の出力端（仮想接地）IGに接続した入力端v1と他
の入力端u1,w1との間に抵抗R1とコンデンサC1、及び抵
抗R2とコンデンサC2をそれぞれ直列接続して２つの積分
回路を形成し、入力端v1に一端を接続した上記コンデン
サC1,C2の両端から、上記入力端u1・v1間及びw1・v1間
に入力した固定子巻線の線間電圧VUV及びVWVの位相をそ
れぞれ略90度遅らせた略正弦波形の電圧を出力するよう
になっている。上記バッファ回路12は、上記積分回路11
の入力端u1側及びw1側の両出力端と仮想接地IG間に、コ
ンデンサC3と抵抗R3、及びコンデンサC4と抵抗R4をそれ
ぞれ直列に接続し、このコンデンサC3・抵抗R3、及びコ
ンデンサC4・抵抗R4のそれぞれの接続点には、反転入力
端（以下、−入力端という）が出力端に接続された演算
増幅器（以下、オペアンプという）OP1及びOP2の非反転
入力端（以下、＋入力端という）をそれぞれ接続して２
つの電圧バッファを形成し、上記積分回路11の両出力の
交流電圧成分のみを低出力インピーダンスで出力するよ
うになっている。上記反転回路13は、上記バッファ回路
12のオペアンプOP2の出力端に抵抗R5を介して＋入力端
が仮想接地IGに接続されたオペアンプOP3の−入力端を
接続し、この−入力端と出力端との間に抵抗R6を挿入し
R5＝R6として増幅度−１倍の位相反転回路を形成し、積
分回路11に入力したWV相の線間電圧VWVをVW相の線間電
圧VVWに対応した略90度位相遅れの略正弦波形の電圧を
出力するようになっている。上記加算反転回路14は、＋
入力端が仮想接地IGに接続されたオペアンプOP4の−入
力端を、上記反転回路13のオペアンプOP3の出力端に抵
抗R7を介して接続すると共に、上記バッファ回路12のオ
ペアンプOP1の出力端に抵抗R9を介して接続し、さらに
出力端との間に抵抗R8を挿入しR7＝R8＝R9として増幅度
−１倍の加算反転回路を形成して、上記オペアンプOP1
とOP3との出力を加算し反転してオペアンプOP4の出力端
から、上記固定子巻線のWU相の線間電圧VWUに対応した
略90度位相遅れの略正弦波形の電圧を出力するようにな
っている。上記比較回路15は、上記オペアンプOP1,OP3,
OP4の出力端にそれぞれ抵抗R10,R11,R12を介して＋入力
端を接続したコンパレータCOM1,COM2,COM3を備え、この
コンパレータCOM1,COM2,COM3の各−入力端には上記オペ
アンプOP4,OP1,OP3の出力端をそれぞれ接続し、さらに
各コンパレータCOM1,COM2,COM3の出力端と＋入力端との
間には帰還回路16,16,16がそれぞれ接続されている。こ
の帰還回路16をコンパレータCOM1に接続したもので説明
すると、コンパレータCOM1の＋入力端に一端を接続した
抵抗R13の他端をコンデンサC5を介して仮想接地IGに接
続すると共に、出力端との間に、ゲート電圧が“H"レベ
ルのときオン、“L"レベルのときオフとなる双方向のア
ナログスイッチAS1からなるスイッチング素子と抵抗R14
とを直列に接続して、コンパレータCOM1の“H"又は“L"
レベルの出力を、アナログスイッチAS1のゲートに所定
のデューティ比のPWM信号を受けて、抵抗R14及びアナロ
グスイッチAS1を介してコンデンサC5を充電させ、この
コンデンサC5の充電電圧を抵抗R13を介してコンパレー
タCOM1の＋入力端に正帰還させるようになっている。他
のコンパレータCOM2,COM3の帰還回路16,16についても上
記と同様である。上記歪検出回路18は、さらに、平均値
検出回路19aとピーク値検出回路19bと加算積分回路20と
増幅回路21とから形成されている。上記平均値検出回路
19aは、上記バッファ回路12のオペアンプOP1の出力端と
回路接地間に、抵抗R19とコンデンサC8と一端を回路接
地したコンデンサC10の他端にカソードを接続したダイ
オードD2とを直列に接続し、上記ダイオードD2のアノー
ドにはアノードを回路接地したダイオードD1のカソード
を接続して、上記オペアンプOP1の出力の交流電圧成分
をコンデンサC10に正極性で充電するようになってお
り、上記ピーク値検出回路19bは、上記オペアンプOP1の
出力端と回路接地間に、抵抗R20とコンデンサC9と一端
を回路接地したコンデンサC11の他端にアノードを接続
したダイオードD4とを直列に接続し、上記ダイオードD4
のカソードにはカソードを回路接地したダイオードD3の
アノードを接続して、上記オペアンプOP1の出力の交流
電圧成分をコンデンサC11に負極性で充電するようにな
っており、上記コンデンサC10の充電時定数R19×（C8‖
C10）（C8‖C10は、コンデンサC8,C10を直列接続したと
きの合成容量を表す）は比較的大きくしてコンデンサC
10にはオペアンプOP1の交流出力の略平均値の２倍の電
圧が正極性で充電されるようにしており、一方、コンデ
ンサC11の充電時定数R20×（C9‖C11）は比較的小さく
してコンデンサC11にはオペアンプOP1の交流出力の略ピ
ーク値の２倍の電圧が負極性で充電されるようにしてい
る。上記加算積分回路20は、＋入力端を回路接地したオ
ペアンプOP5の−入力端に、抵抗R21,R22を介して上記平
均値検出回路19a,ピーク値検出回路19bをそれぞれ接続
すると共に、出力端との間に抵抗R23とコンデンサC12と
を並列に接続して、上記平均値検出回路19a,ピーク値検
出回路19bの両出力を加算、即ち（平均値−ピーク値）
を算出して反転し、これを積分し平滑な直流電圧にして
出力するようになっている。この際、上記オペアンプOP
1の出力が歪のない波形であるときに、上記（平均値−
ピーク値）が零となるように、抵抗R21とR22との比を予
め設定しておく。上記増幅回路21は、上記加算積分回路
20の出力端に＋入力端を接続したオペアンプOP6の出力
端と回路接地との間に抵抗R24,R25を直列接続し、この
抵抗R24とR25との接続点を−入力端を接続して、上記加
算積分回路20の出力を非反転増幅するようになってい
る。上記三角波発生回路22は、図示しない電源回路から
出力される定電圧電源VCCと回路接地との間に抵抗R27,R
28を直列接続し、この抵抗R27とR28との接続点をコンパ
レータCOM5の＋入力端に接続すると共に、出力端にカソ
ードを接続したダイオードD6のアノードに接続し、−入
力端はコンデンサC13を介して回路接地すると共に、出
力端との間には出力端にカソードを接続したダイオード
D5と抵抗R26とを並列に接続して、−入力端から一定の
周波数、振幅を有する鋸歯状の三角波を出力するように
なっている。なお、この三角波の周波数が前記インバー
タの出力周波数の上限よりも極めて高い周波数となるよ
うに、回路定数を設定する。上記仮想接地回路10は、上
記定電圧電源VCCと回路接地間に抵抗R32とR33（R32＝R
33）とを直列に接続し、この抵抗R32,R33の両端にコン
デンサC15,C16をそれぞれ接続して、上記抵抗R32とR33
との接続点を電圧VCC/2なる仮想接地IGとして送出する
ようになっている。
次に、回転子の位置検出信号出力動作について説明す
る。インバータの複数個の半導体の導通・遮断制御によ
り、３相星形結線された固定子巻線の各相コイルが順次
通電されて回転子が回転することにより、入力端u1,v1,
w1のu1・v1間及びw1・v1間にはそれぞれ第４図（ａ）又
は（ｂ）に示すような台形状の線間電圧VUV,VWVが一定
の位相差を有して入力する。なお、第４図（ａ），
（ｂ）に示すSa,Sbは転流スパイク電圧を示し、Saは無
負荷運転時、Sbは負荷運転時の転流スパイク電圧を示
す。
る。インバータの複数個の半導体の導通・遮断制御によ
り、３相星形結線された固定子巻線の各相コイルが順次
通電されて回転子が回転することにより、入力端u1,v1,
w1のu1・v1間及びw1・v1間にはそれぞれ第４図（ａ）又
は（ｂ）に示すような台形状の線間電圧VUV,VWVが一定
の位相差を有して入力する。なお、第４図（ａ），
（ｂ）に示すSa,Sbは転流スパイク電圧を示し、Saは無
負荷運転時、Sbは負荷運転時の転流スパイク電圧を示
す。
そして、積分回路11に入力した線間電圧VUV,VWVは、
入力に対し略90度位相遅れの略正弦波形を有して仮想接
地IGを中心に交番する電圧を出力する（第４図（ｃ）V
a,Vb）。この際、線間電圧VUV,VWVに現れる転流スパイ
ク電圧は、ブラシレスモータの負荷が大きいほど幅が広
くなる（第４図（ｂ））ので、積分回路11の出力は、無
負荷運転時の積分回路11の出力（第４図（ｃ）Va）に対
して進み位相となると共に、波形の歪が大きくなる（第
４図（ｃ）Vb）。ここで、波形の歪とは、平均値に定数
を乗じた値が、歪がないときにはピーク値に等しくなる
のに対して、歪が大きいほど小さくなってピーク値との
差が大きくなることをいうものとする。
入力に対し略90度位相遅れの略正弦波形を有して仮想接
地IGを中心に交番する電圧を出力する（第４図（ｃ）V
a,Vb）。この際、線間電圧VUV,VWVに現れる転流スパイ
ク電圧は、ブラシレスモータの負荷が大きいほど幅が広
くなる（第４図（ｂ））ので、積分回路11の出力は、無
負荷運転時の積分回路11の出力（第４図（ｃ）Va）に対
して進み位相となると共に、波形の歪が大きくなる（第
４図（ｃ）Vb）。ここで、波形の歪とは、平均値に定数
を乗じた値が、歪がないときにはピーク値に等しくなる
のに対して、歪が大きいほど小さくなってピーク値との
差が大きくなることをいうものとする。
そして、上記積分回路11の出力は、バッファ回路12で
インピーダンス変換されて低出力インピーダンスで出力
される。このバッファ回路12の一方の出力（オペアンプ
OP2の出力）を受けた反転回路13は、入力位相を反転さ
せ、仮想接地IGを中心にして交番する固定子巻線のVW相
の線間電圧VVWに対応した略90度位相遅れの略正弦波形
の出力（第４図（ｄ）OP3の出力）に変換して送出す
る。この反転回路13と上記バッファ回路12の他方の出力
（オペアンプOP1の出力）の両出力を受けた加算反転回
路14は、両入力を加算し反転して、仮想接地IGを中心に
して交番する固定子巻線のWU相の線間電圧VWUに対応し
た略90度位相遅れの略正弦波形の出力（第４図（ｄ）OP
4の出力）を合成して送出する。上記バッファ回路12の
他方の出力、反転回路13、加算反転回路14の各出力は、
比較回路15に送出されコンパレータCOM1,COM2,COM3によ
って相互にレベル比較され、出力端u2,v2,w2から位置検
出信号（第４図（ｅ））を出力する。
インピーダンス変換されて低出力インピーダンスで出力
される。このバッファ回路12の一方の出力（オペアンプ
OP2の出力）を受けた反転回路13は、入力位相を反転さ
せ、仮想接地IGを中心にして交番する固定子巻線のVW相
の線間電圧VVWに対応した略90度位相遅れの略正弦波形
の出力（第４図（ｄ）OP3の出力）に変換して送出す
る。この反転回路13と上記バッファ回路12の他方の出力
（オペアンプOP1の出力）の両出力を受けた加算反転回
路14は、両入力を加算し反転して、仮想接地IGを中心に
して交番する固定子巻線のWU相の線間電圧VWUに対応し
た略90度位相遅れの略正弦波形の出力（第４図（ｄ）OP
4の出力）を合成して送出する。上記バッファ回路12の
他方の出力、反転回路13、加算反転回路14の各出力は、
比較回路15に送出されコンパレータCOM1,COM2,COM3によ
って相互にレベル比較され、出力端u2,v2,w2から位置検
出信号（第４図（ｅ））を出力する。
次に、負荷検出回路17と比較回路15に設けた帰還回路
16の動作を説明する。バッファ回路12のオペアンプOP1
から仮想接地IGを中心にして交番する固定子巻線のUV相
の線間電圧VUVに対応した略90度位相遅れの略正弦波形
の出力（第４図（ｄ）OP1の出力）を入力した歪検出回
路18は、平均値検出回路19aが入力の直流電圧成分をコ
ンデンサC8で阻止してコンデンサC10の非接地端を正極
性に充電し、この際、充電時定数R19×（C8‖C10）を所
定の値に設定してあるのでコンデンサC10には入力した
交流の平均電圧の２倍の電圧が充電され、ピーク値検出
回路19bが入力の直流電圧成分をコンデンサC9で阻止し
てコンデンサC11の非接地端を負極性に充電し、この
際、充電時定数R20×（C9‖C11）を所定の値に設定して
あるのでコンデンサC11には入力した交流の平均電圧の
２倍の電圧が充電される。そして、上記平均値検出回路
19aとピーク値検出回路19bの両出力は加算積分回路20に
よって加算され、即ち、入力交流電圧の（平均値−ピー
ク値）を算出しこれを反転して平滑な正の直流電圧とし
て出力する。この際、ブラシレスモータの負荷が大きい
ほど入力電圧の歪が大、即ち、平均値とピーク値との差
が大となるので、負荷の大小に対応した出力電圧が得ら
れる。この微小な出力は、増幅回路21で非反転増幅さ
れ、適用するブラシレスモータの運転特性に最も適した
電圧に可変抵抗VR1で分圧されてコンパレータCOM4の−
入力端に入力される（第３図（ａ））。三角波発生回路
22は、コンパレータCOM5の＋入力端が定電圧電源VCCを
分圧した抵抗R27,R28の接続点に接続され−入力端が放
電したコンデンサC13（“L"レベル）に接続されている
ので、コンパレータCOM5の出力端は“H"レベルとなりコ
ンデンサC13は抵抗R26を介して時定数C13・R26で充電さ
れていくため、該回路22の出力（即ち、−入力端電圧）
は、第３図（ａ）に示すように、右上がりで上昇してい
き、これが＋入力端電圧を越えると出力端は“L"レベル
となり、今度はコンデンサC13はダイオードD5を介して
小さい時定数C13・（D5の順方向抵抗）で放電し、該回
路22の出力は、第３図（ａ）に示すように、急に立下が
る。このとき、＋入力端は“L"レベルの出力端に対して
ダイオードD6の順方向電圧分だけ常に高く、一方、−入
力端は“L"レベルの出力端に抵抗R26を介して接続され
ているのでコンデンサC13の放電によって＋入力端のレ
ベルより低下する。この時点でコンパレータCOM5の出力
端は“H"レベルに反転して該回路22の出力は再び上昇す
る。以上の動作を繰り返して、前記インバータの出力周
波数の上限よりも極めて高い周波数の一定の周期・振幅
を有する三角波を連続的に発生し、上記コンパレータCO
M4の＋入力端へ送出する。この三角波発生回路22と上記
可変抵抗VR1の両出力を受けたコンパレータCOM4は、上
記三角波のレベルが可変抵抗VR1の出力レベルより低い
区間で“H"レベルとなるパルス列（PWM信号）を発生
し、この各パルスの幅は、上記歪検出回路18の出力電圧
が高いとき、即ち、ブラシレスモータが重負荷で運転さ
れて線間電圧の転流スパイク電圧が大きいとき広くな
る。
16の動作を説明する。バッファ回路12のオペアンプOP1
から仮想接地IGを中心にして交番する固定子巻線のUV相
の線間電圧VUVに対応した略90度位相遅れの略正弦波形
の出力（第４図（ｄ）OP1の出力）を入力した歪検出回
路18は、平均値検出回路19aが入力の直流電圧成分をコ
ンデンサC8で阻止してコンデンサC10の非接地端を正極
性に充電し、この際、充電時定数R19×（C8‖C10）を所
定の値に設定してあるのでコンデンサC10には入力した
交流の平均電圧の２倍の電圧が充電され、ピーク値検出
回路19bが入力の直流電圧成分をコンデンサC9で阻止し
てコンデンサC11の非接地端を負極性に充電し、この
際、充電時定数R20×（C9‖C11）を所定の値に設定して
あるのでコンデンサC11には入力した交流の平均電圧の
２倍の電圧が充電される。そして、上記平均値検出回路
19aとピーク値検出回路19bの両出力は加算積分回路20に
よって加算され、即ち、入力交流電圧の（平均値−ピー
ク値）を算出しこれを反転して平滑な正の直流電圧とし
て出力する。この際、ブラシレスモータの負荷が大きい
ほど入力電圧の歪が大、即ち、平均値とピーク値との差
が大となるので、負荷の大小に対応した出力電圧が得ら
れる。この微小な出力は、増幅回路21で非反転増幅さ
れ、適用するブラシレスモータの運転特性に最も適した
電圧に可変抵抗VR1で分圧されてコンパレータCOM4の−
入力端に入力される（第３図（ａ））。三角波発生回路
22は、コンパレータCOM5の＋入力端が定電圧電源VCCを
分圧した抵抗R27,R28の接続点に接続され−入力端が放
電したコンデンサC13（“L"レベル）に接続されている
ので、コンパレータCOM5の出力端は“H"レベルとなりコ
ンデンサC13は抵抗R26を介して時定数C13・R26で充電さ
れていくため、該回路22の出力（即ち、−入力端電圧）
は、第３図（ａ）に示すように、右上がりで上昇してい
き、これが＋入力端電圧を越えると出力端は“L"レベル
となり、今度はコンデンサC13はダイオードD5を介して
小さい時定数C13・（D5の順方向抵抗）で放電し、該回
路22の出力は、第３図（ａ）に示すように、急に立下が
る。このとき、＋入力端は“L"レベルの出力端に対して
ダイオードD6の順方向電圧分だけ常に高く、一方、−入
力端は“L"レベルの出力端に抵抗R26を介して接続され
ているのでコンデンサC13の放電によって＋入力端のレ
ベルより低下する。この時点でコンパレータCOM5の出力
端は“H"レベルに反転して該回路22の出力は再び上昇す
る。以上の動作を繰り返して、前記インバータの出力周
波数の上限よりも極めて高い周波数の一定の周期・振幅
を有する三角波を連続的に発生し、上記コンパレータCO
M4の＋入力端へ送出する。この三角波発生回路22と上記
可変抵抗VR1の両出力を受けたコンパレータCOM4は、上
記三角波のレベルが可変抵抗VR1の出力レベルより低い
区間で“H"レベルとなるパルス列（PWM信号）を発生
し、この各パルスの幅は、上記歪検出回路18の出力電圧
が高いとき、即ち、ブラシレスモータが重負荷で運転さ
れて線間電圧の転流スパイク電圧が大きいとき広くな
る。
上記コンパレータCOM4の出力したPWM信号を受けた帰
還回路16は、ブラシレスモータの負荷に対応したデュー
ティ比のPWM信号によってアナログスイッチAS1をオンオ
フさせ、コンパレータCOM1の出力が“H"レベルのとき
は、この出力電圧に上記デューティ比を乗じた電圧にコ
ンデンサC5を充電し、充電されたコンデンサC5は抵抗R
13,R10及びバッファ回路12のオペアンプOP1の出力端を
介して放電する。このとき、抵抗R13とR10との接続点、
即ち、コンパレータCOM1の＋入力端電圧をオペアンプOP
1の出力端電圧よりも上昇させる。一方、コンパレータC
OM1の出力が“L"レベルに反転したときは、アナログス
イッチAS1のオンオフによってコンデンサC5がアナログ
スイッチAS1を介して逆極性に充電すると同時に、バッ
ファ回路12のオペアンプOP1の出力から抵抗R10,R13,ア
ナログスイッチAS1,抵抗R14を介してコンパレータCOM1
の出力端に電流が流れて抵抗R10とR13との接続点、即
ち、コンパレータCOM1の＋入力端電圧をオペアンプOP1
の出力端電圧よりも低下させる。このように、帰還回路
16を設けたことにより、コンパレータCOM1の出力は＋入
力端に正帰還され、この帰還量は、アナログスイッチAS
1に入力されるブラシレスモータの負荷の大小に応じたP
WM信号のデューティ比で定まる。
還回路16は、ブラシレスモータの負荷に対応したデュー
ティ比のPWM信号によってアナログスイッチAS1をオンオ
フさせ、コンパレータCOM1の出力が“H"レベルのとき
は、この出力電圧に上記デューティ比を乗じた電圧にコ
ンデンサC5を充電し、充電されたコンデンサC5は抵抗R
13,R10及びバッファ回路12のオペアンプOP1の出力端を
介して放電する。このとき、抵抗R13とR10との接続点、
即ち、コンパレータCOM1の＋入力端電圧をオペアンプOP
1の出力端電圧よりも上昇させる。一方、コンパレータC
OM1の出力が“L"レベルに反転したときは、アナログス
イッチAS1のオンオフによってコンデンサC5がアナログ
スイッチAS1を介して逆極性に充電すると同時に、バッ
ファ回路12のオペアンプOP1の出力から抵抗R10,R13,ア
ナログスイッチAS1,抵抗R14を介してコンパレータCOM1
の出力端に電流が流れて抵抗R10とR13との接続点、即
ち、コンパレータCOM1の＋入力端電圧をオペアンプOP1
の出力端電圧よりも低下させる。このように、帰還回路
16を設けたことにより、コンパレータCOM1の出力は＋入
力端に正帰還され、この帰還量は、アナログスイッチAS
1に入力されるブラシレスモータの負荷の大小に応じたP
WM信号のデューティ比で定まる。
上記のような帰還回路16の動作により、比較回路15の
出力する位置検出信号の位相が補正されることを、第３
図（ｃ）（ｄ）によって説明すると、帰還回路16がない
場合、コンパレータCOM1の両入力端にはオペアンプOP1,
OP4の両出力が入力し、両者のレベル比較によって、第
３図（ｄ）に示すように、t1〜t2間で“H"レベルとなる
信号が出力されるが、帰還回路16を設けることによっ
て、コンパレータCOM1の出力が反転する毎にこの出力が
＋入力端に正帰還されるため、第３図（ｃ）に示すよう
に、−入力端レベルとの交点で＋入力端レベルが＋側又
は−側へシフトするので−入力端レベルとの交点が位相
として遅れる方へシフトされ、コンパレータCOM1の出力
は、第３図（ｄ）に示すように、帰還回路16がない場合
より位相が“θ”だけ遅れたt11〜t22間で“H"レベルと
なる位置検出信号を出力する。これは、比較回路15の他
のコンパレータCOM2,COM3についても同様である。上記
“θ”は帰還回路16の帰還量が大きいほど大きくなるの
で、ブラシレスモータの負荷の増大による誘起電圧波形
の歪によって生じた位置検出信号の進みの位相ずれが補
正される。
出力する位置検出信号の位相が補正されることを、第３
図（ｃ）（ｄ）によって説明すると、帰還回路16がない
場合、コンパレータCOM1の両入力端にはオペアンプOP1,
OP4の両出力が入力し、両者のレベル比較によって、第
３図（ｄ）に示すように、t1〜t2間で“H"レベルとなる
信号が出力されるが、帰還回路16を設けることによっ
て、コンパレータCOM1の出力が反転する毎にこの出力が
＋入力端に正帰還されるため、第３図（ｃ）に示すよう
に、−入力端レベルとの交点で＋入力端レベルが＋側又
は−側へシフトするので−入力端レベルとの交点が位相
として遅れる方へシフトされ、コンパレータCOM1の出力
は、第３図（ｄ）に示すように、帰還回路16がない場合
より位相が“θ”だけ遅れたt11〜t22間で“H"レベルと
なる位置検出信号を出力する。これは、比較回路15の他
のコンパレータCOM2,COM3についても同様である。上記
“θ”は帰還回路16の帰還量が大きいほど大きくなるの
で、ブラシレスモータの負荷の増大による誘起電圧波形
の歪によって生じた位置検出信号の進みの位相ずれが補
正される。
なお、上記実施例で示した帰還回路16のアナログスイ
ッチAS1は、極めて高速動作するものとして、帰還回路1
6のコンデンサC5の充電電圧波形はコンパレータCOM1の
出力変化（反転）に速やかに追従するように説明した
が、アナログスイッチAS1の特性が低速動作である場合
には、これのゲートに入力するPWM信号の周波数を低く
設定し、かつ、コンデンサC5のリップル電圧抑制のため
充電時定数C5・R14を大きく設定する必要がある。この
場合においても、コンデンサC5の充電電圧波形が、コン
パレータCOM1の出力反転に対して速やかに追従するよう
に、第６図（ａ）に示すように、コンパレータCOM1の入
力端・出力端間に抵抗R34とコンデンサC17とを直列接続
してなるバイパス回路（微分回路）を接続し、コンパレ
ータCOM1の出力反転時には、第６図（ｂ）に示すよう
に、コンデンサC5の充電電圧の立上がり、立下がり（即
ち、コンパレータCOM1の＋入力端の立上がり、立下が
り）を上記バイパス回路の出力により補正するようにし
てもよい。
ッチAS1は、極めて高速動作するものとして、帰還回路1
6のコンデンサC5の充電電圧波形はコンパレータCOM1の
出力変化（反転）に速やかに追従するように説明した
が、アナログスイッチAS1の特性が低速動作である場合
には、これのゲートに入力するPWM信号の周波数を低く
設定し、かつ、コンデンサC5のリップル電圧抑制のため
充電時定数C5・R14を大きく設定する必要がある。この
場合においても、コンデンサC5の充電電圧波形が、コン
パレータCOM1の出力反転に対して速やかに追従するよう
に、第６図（ａ）に示すように、コンパレータCOM1の入
力端・出力端間に抵抗R34とコンデンサC17とを直列接続
してなるバイパス回路（微分回路）を接続し、コンパレ
ータCOM1の出力反転時には、第６図（ｂ）に示すよう
に、コンデンサC5の充電電圧の立上がり、立下がり（即
ち、コンパレータCOM1の＋入力端の立上がり、立下が
り）を上記バイパス回路の出力により補正するようにし
てもよい。
上記実施例では、ブラシレスモータの負荷に対応した
信号を出力する負荷検出回路17の原信号を、電圧波形の
歪を検出する歪検出回路18から得るように説明したが、
負荷電流を検出してその大きさに応じた信号を出力する
ようにした負荷電流検出回路から得るようにしてもよ
い。第５図はこれを示したもので、負荷電流検出回路23
は、第２図に示した整流回路２・インバータ３間に低抵
抗値の抵抗RSHを挿入し、これの非接地側に、−入力端
を抵抗R29を介して回路接地すると共に、出力端との間
に抵抗R30を接続したオペアンプOP6の＋入力端を接続し
てなる非反転増幅回路と、これの出力端と回路接地間に
抵抗R31とコンデンサC14とを直列に接続しコンデンサC
14の非接地端を出力端とした平滑回路からなる積分回路
と、これの出力を入力させる入力側とこれを増幅して出
力する出力側とを電気的に絶縁して成る絶縁増幅器IA1
とから形成されている。そして、ブラシレスモータの負
荷の大小に比例して抵抗RSHに現れる電圧を入力し、こ
れを増幅・平滑した直流電圧として、第１図に示した可
変抵抗VR1に送出する。
信号を出力する負荷検出回路17の原信号を、電圧波形の
歪を検出する歪検出回路18から得るように説明したが、
負荷電流を検出してその大きさに応じた信号を出力する
ようにした負荷電流検出回路から得るようにしてもよ
い。第５図はこれを示したもので、負荷電流検出回路23
は、第２図に示した整流回路２・インバータ３間に低抵
抗値の抵抗RSHを挿入し、これの非接地側に、−入力端
を抵抗R29を介して回路接地すると共に、出力端との間
に抵抗R30を接続したオペアンプOP6の＋入力端を接続し
てなる非反転増幅回路と、これの出力端と回路接地間に
抵抗R31とコンデンサC14とを直列に接続しコンデンサC
14の非接地端を出力端とした平滑回路からなる積分回路
と、これの出力を入力させる入力側とこれを増幅して出
力する出力側とを電気的に絶縁して成る絶縁増幅器IA1
とから形成されている。そして、ブラシレスモータの負
荷の大小に比例して抵抗RSHに現れる電圧を入力し、こ
れを増幅・平滑した直流電圧として、第１図に示した可
変抵抗VR1に送出する。
以上説明したように、本発明によれば、比較回路のコ
ンパレータに正帰還の帰還回路を設けて、この帰還回路
の帰還量を、ブラシレスモータの負荷の大小に対応した
PWM信号を送出するようにした負荷検出回路によって可
変させることにより、比較回路が出力する位置検出信号
の位相を負荷の大小に対応して遅相させて自動補正する
ようにしたので、負荷の変動に追従した正しい位置検出
信号を得ることができ、ブラシレスモータの運転を常に
円滑かつ効率的に行うことができる。
ンパレータに正帰還の帰還回路を設けて、この帰還回路
の帰還量を、ブラシレスモータの負荷の大小に対応した
PWM信号を送出するようにした負荷検出回路によって可
変させることにより、比較回路が出力する位置検出信号
の位相を負荷の大小に対応して遅相させて自動補正する
ようにしたので、負荷の変動に追従した正しい位置検出
信号を得ることができ、ブラシレスモータの運転を常に
円滑かつ効率的に行うことができる。
又、上記負荷検出回路の原信号を、積分回路の出力電
圧波形の歪を検出してその歪の大きさに対応した信号を
出力させるように構成した歪検出回路から得るようにし
たので、電圧波形の歪によって生ずる位置検出信号の位
相ずれを、歪の大小そのものに対応した補正量で補正す
ることになり、回路定数を特に変更することなく広範囲
の機種のブラシレスモータに本回転子位置検出回路を適
用することができる。
圧波形の歪を検出してその歪の大きさに対応した信号を
出力させるように構成した歪検出回路から得るようにし
たので、電圧波形の歪によって生ずる位置検出信号の位
相ずれを、歪の大小そのものに対応した補正量で補正す
ることになり、回路定数を特に変更することなく広範囲
の機種のブラシレスモータに本回転子位置検出回路を適
用することができる。
又、上記負荷検出回路の原信号を、ブラシレスモータ
の負荷電流に比例した信号を出力させるように構成した
負荷電流検出回路から得るようにすることによって、負
荷の大きさに直接対応した補正量で補正でき、そのブラ
シレスモータに最適に回転子位置検出回路とすることが
できる。
の負荷電流に比例した信号を出力させるように構成した
負荷電流検出回路から得るようにすることによって、負
荷の大きさに直接対応した補正量で補正でき、そのブラ
シレスモータに最適に回転子位置検出回路とすることが
できる。
第１図は本発明の実施例を示す回転子位置検出回路図、
第２図はブラシレスモータの全体の回路構成図、第３図
及び第４図は第１図の各部の電圧波形図、第５図は負荷
電流検出回路図、第６図は第１図の帰還回路の他の実施
例を図である。 15;比較回路、16;帰還回路、 17;負荷検出回路、18;歪検出回路、 19a;平均値検出回路、 19b;ピーク値検出回路、 22;三角波発生回路、 23;負荷電流検出回路、 COM1,COM2,COM3,COM4;比較器 AS1;アナログスイッチ
第２図はブラシレスモータの全体の回路構成図、第３図
及び第４図は第１図の各部の電圧波形図、第５図は負荷
電流検出回路図、第６図は第１図の帰還回路の他の実施
例を図である。 15;比較回路、16;帰還回路、 17;負荷検出回路、18;歪検出回路、 19a;平均値検出回路、 19b;ピーク値検出回路、 22;三角波発生回路、 23;負荷電流検出回路、 COM1,COM2,COM3,COM4;比較器 AS1;アナログスイッチ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭63−161892（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−123979（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−160386（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−191290（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02P 6/06
Claims (2)
- 【請求項１】複数個の半導体素子からなるインバータに
よって通電制御される固定子巻線と永久磁石形の回転子
とを有するブラシレスモータの回転子の位置を、上記回
転子の回転により上記固定子巻線に誘起された誘起電圧
を積分する積分回路と、この積分回路の出力レベルを比
較する比較器からなる比較回路とを備えて、この比較回
路から位置検出信号を出力させて検出するようにしたブ
ラシレスモータの回転子位置検出回路において、上記比
較回路の比較器の出力端と入力端との間にスイッチング
素子を挿入して成る正帰還の帰還回路を設け、上記積分
回路の出力端に、平均値検出回路とピーク値検出回路と
を有して積分回路の出力の平均値とピーク値とから波形
の歪を検出するようにした歪検出回路を接続し、この歪
検出回路と、三角波を発生する三角波発生回路との両出
力レベルを比較して負荷に応じたパルス幅変調信号を出
力するようにして成る負荷検出回路の出力端を上記帰還
回路のスイッチング素子に接続して、上記スイッチング
素子をオンオフ制御するようにしたことを特徴とするブ
ラシレスモータの回転子位置検出回路。 - 【請求項２】複数個の半導体素子からなるインバータに
よって通電制御される固定子巻線と永久磁石形の回転子
とを有するブラシレスモータの回転子の位置を、上記回
転子の回転により上記固定子巻線に誘起された誘起電圧
を積分する積分回路と、この積分回路の出力レベルを比
較する比較器からなる比較回路とを備えて、この比較回
路から位置検出信号を出力させて検出するようにしたブ
ラシレスモータの回転子位置検出回路において、上記比
較回路の比較器の出力端と入力端との間にスイッチング
素子を挿入して成る正帰還の帰還回路を設け、上記イン
バータの入力端に接続した負荷電流検出回路と三角波を
発生する三角波発生回路とを有してこの両回路の出力レ
ベルを比較して負荷に応じたパルス幅変調信号を出力す
るようにして成る負荷検出回路の出力端を上記帰還回路
のスイッチング素子に接続して、上記スイッチング素子
をオンオフ制御するようにしたことを特徴とするブラシ
レスモータの回転子位置検出回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP02296676A JP3086700B2 (ja) | 1990-11-01 | 1990-11-01 | ブラシレスモータの回転子位置検出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP02296676A JP3086700B2 (ja) | 1990-11-01 | 1990-11-01 | ブラシレスモータの回転子位置検出回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04172988A JPH04172988A (ja) | 1992-06-19 |
| JP3086700B2 true JP3086700B2 (ja) | 2000-09-11 |
Family
ID=17836634
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP02296676A Expired - Fee Related JP3086700B2 (ja) | 1990-11-01 | 1990-11-01 | ブラシレスモータの回転子位置検出回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3086700B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6481254B2 (ja) * | 2014-03-06 | 2019-03-13 | 株式会社リコー | 位相検出装置、モータ駆動制御装置、及びモータ装置 |
| JP6234399B2 (ja) * | 2015-03-26 | 2017-11-22 | ミネベアミツミ株式会社 | モータ駆動制御装置 |
-
1990
- 1990-11-01 JP JP02296676A patent/JP3086700B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04172988A (ja) | 1992-06-19 |
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