JP6234399B2 - モータ駆動制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータの相電流検出回路を用いたモータ駆動制御装置に関する。

モータに流れる電流を検出する方法としては、シャント抵抗で検出する方法が知られている。例えば、特許文献１の要約書の課題には、「モータ電流値変化をなまらせることなくモータの電流フィードバック制御精度を向上させ、クラッチ係合力を精密に制御できるようにして車両の安全性とフィーリングを確保する自動変速機の制御装置を得る。」と記載され、段落００３８には、「また、バッテリ２０２とインバータ２０３を接続する母線２０６に、電流検出抵抗（以下、シャント抵抗という。）２０７が挿入されており、ブラシレスモータ２０４が回転して電流が流れると、シャント抵抗２０７の両端に電位差が発生する。この電位差をフィルタ回路２０８でフィルタリングして電流検出手段２０９へ電圧信号を伝える。そして、電流検出手段２０９では伝えられた電圧信号をホールセンサ信号のエッジごとにＡ／Ｄ変換したデータに基づき電流値を算出する。」と記載されている。

特開２００９−２８１５３８号公報

シャント抵抗による検出方式は、設計仕様によっては、このシャント抵抗での電力の定常損失が非常に大きくなってしまい、現実的な設計とは成り難い場合がある。そのため、シャント抵抗での検出値を小さく抑えて損失を低減し、この検出信号をレベルシフトし、または増幅するという方法がとられている。

しかしながら、検出信号のレベルシフトまたは／および増幅する方法では、電流検出回路が全体としてやや複雑となるおそれがある。また、過負荷時を想定すると、余儀なく定格の大きいシャント抵抗を使用しなければならない。

そこで、本発明は、簡素な回路構成でありながら、電力損失が極めて少ない電流検出が可能なモータ駆動制御装置を提供することを課題とする。

前記した課題を解決するため、本発明のモータ駆動制御装置は、モータのコイルに流れる相電流の値の変化に対応する直流電圧信号を生成する相電流検出回路と、このモータの各相に電圧を印加して駆動するモータ駆動部と、直流電圧信号を入力し、このモータ駆動部を制御する制御部とを備える。相電流検出回路は、抵抗とコンデンサとが直列接続されて構成され、モータの相を構成する１または複数のコイルに並列接続されるＲＣネットワーク回路、および、このコンデンサの両端の電圧信号に基づく信号を平滑化するフィルタ回路を含んで構成される。
その他の手段については、発明を実施するための形態の中で説明する。

本発明によれば、簡素な回路構成でありながら、電力損失が極めて少ない電流検出が可能なモータ駆動制御装置を提供することが可能となる。

第１の実施形態におけるモータ駆動制御装置の構成を示すブロック図である。 コイルと相電流検出回路の等価回路図である。 無損失過電流検出回路の構成を示すブロック図である。 検出される電圧信号の波形の具体例を示す図である。 過電流保護機能の確認結果を示すグラフである。 電流と検出電圧との関係性を説明するグラフである。 第２の実施形態におけるモータ駆動制御装置の構成を示すブロック図である。

以降、本発明を実施するための形態を、各図と数式とを参照して詳細に説明する。
図１は、第１の実施形態におけるモータ駆動制御装置１の構成を示すブロック図である。
このモータ駆動制御装置１は、インバータ回路２（モータ駆動部の一部）と、プリドライバ３（モータ駆動部の一例）と、制御部４と、相電流検出回路１０と、抵抗Ｒ０とを備えている。モータ駆動制御装置１は、電源Ｖｄに接続され、Ｕ相配線、Ｖ相配線、Ｗ相配線の３相によってモータ２０に接続されている。モータ駆動制御装置１は、モータ２０の回転を制御するものであり、モータ２０に３相交流を出力する。

インバータ回路２は、例えば、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６として６個のＦＥＴ（Field Effect Transistor）を有している。インバータ回路２は、Ｕ相のスイッチングレッグと、Ｖ相のスイッチングレッグと、Ｗ相のスイッチングレッグとで構成されている。インバータ回路２は、電源Ｖｄに接続され、更に抵抗Ｒ０に接続されている。

Ｕ相のスイッチングレッグは、上アーム側のスイッチング素子Ｑ１と、下アーム側のスイッチング素子Ｑ２とを備えている。スイッチング素子Ｑ１のドレイン端子は、電源Ｖｄに接続されている。スイッチング素子Ｑ１のソース端子は、Ｕ相の交流信号が出力されると共に、スイッチング素子Ｑ２のドレイン端子に接続されている。スイッチング素子Ｑ２のソース端子は、抵抗Ｒ０を介して電源Ｖｄに接続されている。スイッチング素子Ｑ１のゲート端子、およびスイッチング素子Ｑ２のゲート端子は、それぞれプリドライバ３に接続される。

Ｖ相のスイッチングレッグは、上アーム側のスイッチング素子Ｑ３と、下アーム側のスイッチング素子Ｑ４とを備えている。スイッチング素子Ｑ３のドレイン端子は、電源Ｖｄに接続されている。スイッチング素子Ｑ３のソース端子は、Ｖ相の交流信号が出力されると共に、スイッチング素子Ｑ４のドレイン端子に接続されている。スイッチング素子Ｑ４のソース端子は、抵抗Ｒ０を介して電源Ｖｄに接続されている。スイッチング素子Ｑ３のゲート端子、およびスイッチング素子Ｑ４のゲート端子は、それぞれプリドライバ３に接続される。

Ｗ相のスイッチングレッグは、上アーム側のスイッチング素子Ｑ５と、下アーム側のスイッチング素子Ｑ６とを備えている。スイッチング素子Ｑ５のドレイン端子は、電源Ｖｄに接続されている。スイッチング素子Ｑ５のソース端子は、Ｗ相の交流信号が出力されると共に、スイッチング素子Ｑ６のドレイン端子に接続されている。スイッチング素子Ｑ６のソース端子は、抵抗Ｒ０を介して電源Ｖｄに接続されている。スイッチング素子Ｑ５のゲート端子、およびスイッチング素子Ｑ６のゲート端子は、それぞれプリドライバ３に接続される。

すなわち、インバータ回路２は、モータ２０の各電機子コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの各相と電源Ｖｄの一方の端子（正極端子）間に接続された上アーム側スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ５、および、各電機子コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの各相と電源Ｖｄの他方の端子（負極端子）間に抵抗Ｒ０を介して接続された下アーム側スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４，Ｑ６とを有している。

インバータ回路２は、電源Ｖｄから電力の供給を受け、プリドライバ３から駆動信号が入力されると、３相交流をモータ２０のＵ相配線、Ｖ相配線、Ｗ相配線に流す。
プリドライバ３は、例えば、６個のゲートドライブ回路を備えている。プリドライバ３は、制御信号Ｓｃが制御部４から入力されると、この制御信号Ｓｃに基づいて駆動信号を生成し、インバータ回路２に出力する。
インバータ回路２とプリドライバ３とは、本実施形態において、電源Ｖｄから電力の供給を受け、駆動信号によってモータ２０を駆動するモータ駆動部である。

抵抗Ｒ０は、インバータ回路２に流れる電流を検出するための抵抗素子である。抵抗Ｒ０の一端は、下アーム側スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４，Ｑ６のソース端子に接続され、抵抗Ｒ０の他端は、グランドに接続されている。抵抗Ｒ０の一端から他端に向けて、インバータ回路２に流れる電流が通過するので、抵抗Ｒ０の一端には、この電流に応じた電圧が生じる。
制御部４は、例えばマイクロコンピュータであり、後記する相電流検出回路１０に接続されて直流電圧信号Ｓ３が入力され、制御信号Ｓｃをプリドライバ３に出力する。制御部４は、入力された直流電圧信号Ｓ３に基づいて過電流保護を行い、モータ駆動部であるプリドライバ３とインバータ回路２とを制御する。

モータ２０は、ファンモータとして使用される３相ブラシレスモータであり、電機子コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗを備えている。この電機子コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの一端は、Ｙ型結線されている。電機子コイルＬｕの他端はＵ相に、電機子コイルＬｖの他端はＶ相に、電機子コイルＬｗの他端はＷ相に、それぞれ接続されている。モータ２０は、インバータ回路２からＵ相、Ｖ相、Ｗ相に３相交流が入力されることにより、回転駆動する。

電源Ｖｄは、電圧Ｖｃｃを供給する定電圧源である。電源Ｖｄは、例えば、不図示の直流電源から供給された直流電力を定電圧に安定化して、モータ駆動制御装置１に直流電力を供給するものである。電源Ｖｄは、インバータ回路２に接続されていると共に、図示しない配線によって、モータ駆動制御装置１の各部に接続されている。

相電流検出回路１０は、ＲＣ直列回路５（ＲＣネットワーク回路の一例）と、アッテネータ６と、フィルタ回路７とを含んで構成される。この相電流検出回路１０は、モータ２０のＶ相のノードＶｖとＷ相のノードＶｗに接続されて、電機子コイルＬｖ，Ｌｗに流れる相電流を検出し、直流電圧信号Ｓ３を生成するものである。相電流検出回路１０は、受動素子である抵抗Ｒ１〜Ｒ６とコンデンサＣ１，Ｃ２を含んで構成されているため廉価であり、かつ原理的には無損失で相電流を検出可能である。

ＲＣ直列回路５は、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１とが直列接続されて構成され、このコンデンサＣ１の両端から電機子コイルＬｖ，Ｌｗに流れる電流に略比例した電圧信号Ｓ１を出力する。つまり電圧信号Ｓ１は、電機子コイルＬｖ，Ｌｗに流れる電流の値の変化に対応する。コンデンサＣ１の一端は、ノードＶｖに接続され、その他端は抵抗Ｒ１の一端に接続される。抵抗Ｒ１の他端は、ノードＶｗに接続される。よってＲＣ直列回路５は、モータ２０の相を構成する電機子コイルＬｖ，Ｌｗに並列接続される。なお、ＲＣ直列回路５は、Ｖ相とＷ相との間の接続に限られず、モータ２０の任意の２相関に並列接続されてもよい。

アッテネータ６は、抵抗Ｒ２〜Ｒ５が接続された抵抗網であり、電圧信号Ｓ１を減衰させた電圧信号Ｓ２をフィルタ回路７に出力する。抵抗Ｒ３は、ＲＣ直列回路５のコンデンサＣ１と並列に接続されている。抵抗Ｒ４は、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１の接続ノードとグランドとの間に接続される。抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ５とは、ノードＶｖとグランドとの間に接続されている。この抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ５の接続ノードはアッテネータ６の出力側であり、電圧信号Ｓ１を減衰させた電圧信号Ｓ２が出力される。なおアッテネータ６は、本発明の必須要素ではない。

フィルタ回路７は、例えば、抵抗Ｒ６とコンデンサＣ２とを含んで構成されたローパスフィルタである。抵抗Ｒ６の一端は、アッテネータ６の出力側に接続され、他端はコンデンサＣ２の一端と制御部４とに接続される。コンデンサＣ２の他端は、グランドに接続される。これにより、制御部４には電圧信号Ｓ２を平滑化した直流電圧信号Ｓ３が出力され、この直流電圧信号Ｓ３は、相電流と略比例するように、ＲＣ直列回路５の時定数が設定される。ここで、直流電圧信号Ｓ３が相電流と略比例する条件は、ＲＣ直列回路５の時定数がコイルＬｖ，Ｌｗのインダクタンス値を直流抵抗成分で除算した値と略等しい場合である。相電流に過電流が流れる場合、この直流電圧信号Ｓ３は、過電流の閾値に相当する電圧（例えば、後述する参照電圧である３．０［Ｖ］）以上となり、制御部４が好適に検出可能である。制御部４は、直流電圧信号Ｓ３に基づき、相電流に過電流が流れているか否かを検知し、電流保護動作を行うことができる。
なお、ＲＣ直列回路５の時定数がコイルＬｖ，Ｌｗのインダクタンス値を直流抵抗成分で除算した値と一致しない場合であっても、この値と前記ＲＣネットワーク回路の時定数とのずれ量を勘案して、直流電圧信号Ｓ３から実際の相電流の値を回帰分析により推定するとよい。これにより、コイルＬｖ，Ｌｗに流れる相電流Ｉの値の変化に対応する直流電圧信号Ｓ３を得ることができる。

図２は、電機子コイルＬｖ，ＬｗとＲＣ直列回路５との等価回路図である。この図２を参照しつつ、相電流の検出原理を説明する。
この図２では、モータ２０の電機子コイルＬｖ，Ｌｗの直列回路を、インダクタンスＬと、直流抵抗成分ＤＣＲとで構成される等価回路で示している。
この電機子コイルＬｖ，Ｌｗの等価回路と並列に、ＲＣを直列にしたネットワークであるＲＣ直列回路５が接続される。このＲＣ直列回路５は、直流抵抗成分ＲとキャパシタンスＣとで構成される等価回路で示される。この直流抵抗成分Ｒは抵抗Ｒ１の抵抗値、キャパシタンスＣはコンデンサＣ１の容量である。

電機子コイルＬｖ，Ｌｗには電流Ｉ_Lが流れ、その両端には電圧Ｖ_Lが印加される。このとき電流Ｉ_Lに対する電圧Ｖ_Lの関係は、以下の式（１）で示される。

電圧Ｖ_Lに対する電流Ｉ_Lの関係は、式（１）を変形した以下の式（２）で示される。

ＲＣ直列回路５には電流Ｉ_Rが流れる。この電流Ｉ_Rは、以下の式（３）で示される。

以下の式（４）で示したように、キルヒホッフの第１法則により、電流Ｉ_Lと電流Ｉ_Rの和は相電流Ｉとなる。また、モータ２０の電機子コイルＬｖ，Ｌｗに流れる電流Ｉ_Lに比べて、この電流Ｉ_Rは無視できる程小さいので、相電流Ｉは、電流Ｉ_Lで近似可能である。

キャパシタンスＣの両端には、電圧Ｖ_Sが印加される。電圧Ｖ_Sは、以下の式（５）の近似式で示される。

ここで、式（５）の分母と分子とが等しくなるように、すなわち以下の式（６）の条件を満たすようにキャパシタンスＣと直流抵抗成分Ｒとを調整する。

この調整により式（５）の分母と分子とは打ち消され、電圧Ｖ_Sは、相電流Ｉと直流抵抗成分ＤＣＲの積と等しくなる。式（６）の条件とは、電機子コイルＬｖ，Ｌｗの直列回路の時定数と、ＲＣを直列にしたネットワークの時定数とが等しくなる条件でもある。
このように調整することにより、相電流検出回路１０は、電機子コイルＬｖ，Ｌｗに流れる相電流Ｉと電圧Ｖ_Sと同位相の信号となるので、電圧Ｖ_Sにより相電流Ｉに略比例した信号を検知することができる。

図３は、無損失過電流検出回路１０ａの構成例を示すブロック図である。この無損失過電流検出回路１０ａは、図１に示した相電流検出回路１０の変形例である。
この無損失過電流検出回路１０ａは、図１に示した相電流検出回路１０と同様な機能に加えて更に、プリドライバ３に過電流検出信号Ｓ５を出力する機能を有している。無損失過電流検出回路１０ａは、図１に示した相電流検出回路１０と同様な構成に加えて更に、フィルタ回路７と同様に構成されたフィルタ回路７ａを備える。ここでフィルタ回路７ａは、ＲＣ積分回路である。なお図３では、フィルタ回路７，７ａをＬＰＦ（Low Pass Filter）、ＲＣ直列回路５をＲＣ、アッテネータ６を「抵抗網」と省略して表記している。

アッテネータ６は、例えば図１のような抵抗網で構成され、電圧信号Ｓ１をこの抵抗網で減衰させた電圧信号Ｓ２を、フィルタ回路７に出力する。フィルタ回路７は、電圧信号Ｓ２を平滑化して直流電圧信号Ｓ３を生成し、制御部４のＣｏｍｐ端子（比較端子）に出力する。制御部４のＶｒｅｆ端子（参照電圧端子）には、分圧抵抗Ｒ７，Ｒ８による参照電圧が印加されている。制御部４は、Ｃｏｍｐ端子の直流電圧信号Ｓ３とＶｒｅｆ端子の参照電圧（例えは３．０［Ｖ］）とを比較し、直流電圧信号Ｓ３が参照電圧を超えているならば過電流制御を行う。制御部４は、プリドライバ３のＶＳＰ端子（速度制御端子）に出力する制御信号Ｓｃを制御することにより、相電流が所定閾値を超えないように制御する。制御部４の過電流検出電圧は、プリドライバ３による過電流検出電圧よりも高いので、制御部４の検出ばらつきはプリドライバ３の検出ばらつきよりも小さい。

アッテネータ６は更に、不図示の抵抗網により電圧信号Ｓ１を更に減衰させた電圧信号Ｓ４を、フィルタ回路７ａに出力する。この電圧信号Ｓ４は、電圧信号Ｓ２と比べて小さい。フィルタ回路７ａは、電圧信号Ｓ４を平滑化して、直流電圧信号である過電流検出信号Ｓ５を生成し、プリドライバ３のＲＣＬ端子（過電流検出端子）に出力する。プリドライバ３は、過電流検出信号Ｓ５が所定電圧（例えは０．５［Ｖ］）を超えているならば過電流制御を行う。このプリドライバ３は、集積回路（Integrated Circuit）として実現されているので、マイクロコンピュータとして実現されている制御部４よりも迅速に過電流制御を行うことができる。

図４は、検出される電圧信号の波形の具体例を示す図である。
この図４は、相電流Ｉと、コンデンサＣ１の両端の電圧Ｖ_Sのそれぞれについて、オシロスコープで測定した波形を示している。このように、電圧Ｖ_Sの波形は、相電流Ｉの波形と同様であり、電圧Ｖ_Sによって相電流Ｉを検出できていることがわかる。なお、電圧信号Ｓ１はグランド基準で取得しているため、相電圧のスイッチング波形が相電流波形に重畳したような形で検出されているが、後段のフィルタ回路７の平滑化により正しく過電流を検出することができる。

図５は、過電流保護機能の確認結果を示すグラフである。グラフの縦軸は相電流を示し、横軸はデューティを示している。また過電流保護機能を実装した本実施形態の相電流の値を太実線で示し、過電流保護を行わない比較例の相電流の値を太破線で示している。
図５の太破線で示したように、過電流保護を行わない比較例では、相電流はデューティに略比例する。しかし太実線で示したように、過電流保護機能を実装した本実施形態では、デューティが増加しても相電流は所定値Ｉ₀を超えない。例えばデューティが８０％時と１００％時の相電流実効値は、ほぼ同等レベルである。これによっても、正しく相電流が検出できており、この相電流が制御できていることが確認できる。

図６は、電流と検出電圧との関係性を説明するグラフである。
ＲＣネットワーク回路の定数設定に際し、電流と検出電圧との関係性にある程度、規則性を持った形であることが望ましい。そのため、各種定数の組み合わせを試みて、最終的に本図に示すような特性を得た。ここでは、ＤＵＴＹを変化させたときの入力電圧と検出電圧とを測定してグラフにプロットし、更にこれを多項式で近似した線をグラフに描いている。
なお、エリア８は、過電流保護のターゲットエリアである。このエリア８に該当する電圧を検知したとき、制御部４は過電流保護を行う。

第１の実施形態の相電流検出回路１０によれば、原理的に定常損失が発生しないので、このモータ駆動制御装置１を低消費電力化することができる。また、受動部品である抵抗およびコンデンサで構成されるので、シャント抵抗による方式と比べて部品点数を削減でき、小型化かつ低コスト化することができる。更にシャント抵抗とレベルシフト回路の組み合わせと比較して検出精度が向上し、よって過電流検出閾値のばらつきを低減することができる。

図７は、第２の実施形態におけるモータ駆動制御装置１ａの構成を示すブロック図である。図１に示した第１の実施形態のモータ駆動制御装置１と同一の要素には同一の符号を付与している。
相電流検出回路１０は、電機子コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの中点と、モータ２０のＶ相に接続されている。このように接続しても、第１の実施形態のモータ駆動制御装置１と同様に相電流を検知することができる。なお、相電流検出回路１０は、電機子コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの中点と、モータ２０の任意の１相とに接続してもよい。

（変形例）
本発明は、上記実施形態に限定されることなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、変更実施が可能であり、例えば、次の（ａ）〜（ｇ）のようなものがある。
（ａ） 相電流検出回路１０を構成する各回路の構成は、上記実施形態に限定されない。例えば、アッテネータ６は、抵抗網に限定されない。また、フィルタ回路７は、ＲＣフィルタに限定されない。
（ｂ） アッテネータ６は、本発明の必須の構成ではない。
（ｃ） 相電流検出回路１０を接続する相は上記実施形態に限定されない。例えばＵ相とＷ相、Ｕ相とＶ相に接続してもよい。
（ｄ） 相電流検出回路１０が検出する相電流は、モータ２０の１相に限定されず、複数相であってもよい。
（ｅ） 相電流検出回路１０が生成した直流電圧信号のフィードバック先は、制御部４とプリドライバ３のいずれかであってもよく、また制御部４とプリドライバ３の両方であってもよい。
（ｆ） 上記実施形態では、モータを３相ブラシレスモータとして説明したが、モータの種類および相数は特に限定されるものではない。
（ｇ） 直流電圧信号は、相電流と比例関係にあるのが理想であるが、それには限定されず、相関性があればよい。ここで相関性とは、線形性に限定されず，非線形の相関カーブの関係を有していてもよい。

１，１ａ モータ駆動制御装置
２ インバータ回路 （モータ駆動部の一部）
３ プリドライバ （モータ駆動部の一部）
４ 制御部
５ ＲＣ直列回路 （ＲＣネットワーク回路の一例）
６ アッテネータ
７ フィルタ回路
１０ 相電流検出回路
１０ａ 無損失過電流検出回路 （相電流検出回路の一例）
２０ モータ
Ｑ１〜Ｑ６ スイッチング素子

Claims (7)

1. 抵抗とコンデンサとが直列接続されて構成され、モータの相を構成する１または複数のコイルに並列接続されるＲＣネットワーク回路、および前記コンデンサの両端の電圧信号に基づく信号を平滑化するフィルタ回路を含み、前記コイルに流れる相電流の値の変化に対応する直流電圧信号を生成する相電流検出回路と、
   前記モータの各相に電圧を印加して駆動するモータ駆動部と、
   前記直流電圧信号を入力し、前記モータ駆動部を制御する制御部と、
   を備えることを特徴とするモータ駆動制御装置。
2. 前記相電流検出回路は、前記コンデンサの両端の電圧信号を減衰させた電圧信号を前記フィルタ回路に出力するアッテネータ
   を更に含むことを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動制御装置。
3. 前記モータは、Ｙ型結線された３相ブラシレスモータであり、
   前記ＲＣネットワーク回路は、前記モータの任意の２相間に並列接続される、
   ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のモータ駆動制御装置。
4. 前記モータは、Ｙ型結線された３相ブラシレスモータであり、
   前記ＲＣネットワーク回路は、前記モータのＹ型結線の中点といずれか１相との間に並列接続される、
   ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のモータ駆動制御装置。
5. 前記直流電圧信号は、前記相電流の値の変化に対応するように、前記ＲＣネットワーク回路の時定数を設定する、
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載のモータ駆動制御装置。
6. 前記ＲＣネットワーク回路の時定数は、前記モータの相を構成する１または複数のコイルのインダクタンス値を直流抵抗成分で除算した値を基本に設定する、
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載のモータ駆動制御装置。
7. 前記制御部は、前記相電流検出回路が生成した前記直流電圧信号に基づき、電流保護動作を行う、
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項６のいずれか１項に記載のモータ駆動制御装置。

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