JP3333793B2 - ブラシレスモータ装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はブラシレスモータ装置に
関し、特に固定子巻線の端子電圧を利用してロータの回
転位置を検出し、これによって半導体スイッチ素子を切
り替えてモータを駆動するブラシレスモータの駆動装置
に関するものである。
関し、特に固定子巻線の端子電圧を利用してロータの回
転位置を検出し、これによって半導体スイッチ素子を切
り替えてモータを駆動するブラシレスモータの駆動装置
に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来のこの種のブラシレスモータ装置の
構成及び動作を図１０及び図１１により説明する。ブラ
シレスモータ１０１は星形結線された３相の固定子巻線
１０２−１、１０２−２、１０２−３と、磁石ロータ１
０３から構成されている。固定子巻線１０２−１、１０
２−２、１０２−３の各端子には半導体スイッチ回路１
０５の３相出力端子１０６−１、１０６−２、１０６−
３からの各出力電圧が供給されている。半導体スイッチ
回路１０５はブリッジ接続された６個の制御端子付の半
導体スイッチ素子１０７−１、１０７−２、１０７−
３、１０７−４、１０７−５、１０７−６から構成さ
れ、これらの半導体スイッチ素子の制御端子にはそれぞ
れ論理回路１０８の制御出力が供給されている。半導体
スイッチ回路１０５には直流電源１１０からのブラシレ
スモータ駆動用の直流電圧が供給されている。
構成及び動作を図１０及び図１１により説明する。ブラ
シレスモータ１０１は星形結線された３相の固定子巻線
１０２−１、１０２−２、１０２−３と、磁石ロータ１
０３から構成されている。固定子巻線１０２−１、１０
２−２、１０２−３の各端子には半導体スイッチ回路１
０５の３相出力端子１０６−１、１０６−２、１０６−
３からの各出力電圧が供給されている。半導体スイッチ
回路１０５はブリッジ接続された６個の制御端子付の半
導体スイッチ素子１０７−１、１０７−２、１０７−
３、１０７−４、１０７−５、１０７−６から構成さ
れ、これらの半導体スイッチ素子の制御端子にはそれぞ
れ論理回路１０８の制御出力が供給されている。半導体
スイッチ回路１０５には直流電源１１０からのブラシレ
スモータ駆動用の直流電圧が供給されている。
【０００３】ブラシレスモータ１０１の固定子巻線１０
２−１、１０２−２、１０２−３の各端子の出力電圧
は、それぞれ９０°位相遅延フィルタ回路１１１−１、
１１１−２、１１１−３に供給され、それらの位相が９
０°遅延される。９０°位相遅延フィルタ回路１１１−
１、１１１−２、１１１−３はそれぞれ、直列抵抗Ｒ１
４と並列コンデンサＣ６、Ｒ１５とＣ７、Ｒ１６とＣ８
とにより構成されている。次に、９０°位相遅延フィル
タ回路１１１−１、１１１−２、１１１−３の遅延出力
はそれぞれ、電圧比較回路１１２−１、１１２−２、１
１２−３の一方の入力端子に供給される。電圧比較回路
１１２−１、１１２−２、１１２−３の他方の入力端子
には直流電源１１０の中性点電圧Ｖｎが共通に供給され
ている。
２−１、１０２−２、１０２−３の各端子の出力電圧
は、それぞれ９０°位相遅延フィルタ回路１１１−１、
１１１−２、１１１−３に供給され、それらの位相が９
０°遅延される。９０°位相遅延フィルタ回路１１１−
１、１１１−２、１１１−３はそれぞれ、直列抵抗Ｒ１
４と並列コンデンサＣ６、Ｒ１５とＣ７、Ｒ１６とＣ８
とにより構成されている。次に、９０°位相遅延フィル
タ回路１１１−１、１１１−２、１１１−３の遅延出力
はそれぞれ、電圧比較回路１１２−１、１１２−２、１
１２−３の一方の入力端子に供給される。電圧比較回路
１１２−１、１１２−２、１１２−３の他方の入力端子
には直流電源１１０の中性点電圧Ｖｎが共通に供給され
ている。
【０００４】図１１は図１０に示したブラシレスモータ
装置の動作を説明するための波形図である。図１１
（Ａ）はブラシレスモータ１０１の固定子巻線１０２−
１の端子電圧Ｖｕ波形、同図（Ｂ）は中性点電圧Ｖｎと
の関係で示された９０°位相遅延フィルタ回路１１１−
１の遅延出力電圧Ｆｕ波形、同図（Ｃ）は電圧比較回路
１１２−１の出力電圧Ｃｕ波形をそれぞれ示す。また、
同図（Ｄ）は６個の半導体スイッチ素子１０７−１（Ｕ
+ ）、１０７−２（Ｖ+ ）、１０７−３（Ｗ+ ）、１０
７−４（Ｕ- ）、１０７−５（Ｖ- ）、１０７−６（Ｗ
- ）の導通状態を示す図であり、これらの波形の横軸は
時間を示している。なお、中性点電圧Ｖｎは、遅延出力
電圧Ｆｕ、Ｆｖ、Ｆｗを抵抗Ｒ１７、Ｒ１８、Ｒ１９に
より合成して得られる。
装置の動作を説明するための波形図である。図１１
（Ａ）はブラシレスモータ１０１の固定子巻線１０２−
１の端子電圧Ｖｕ波形、同図（Ｂ）は中性点電圧Ｖｎと
の関係で示された９０°位相遅延フィルタ回路１１１−
１の遅延出力電圧Ｆｕ波形、同図（Ｃ）は電圧比較回路
１１２−１の出力電圧Ｃｕ波形をそれぞれ示す。また、
同図（Ｄ）は６個の半導体スイッチ素子１０７−１（Ｕ
+ ）、１０７−２（Ｖ+ ）、１０７−３（Ｗ+ ）、１０
７−４（Ｕ- ）、１０７−５（Ｖ- ）、１０７−６（Ｗ
- ）の導通状態を示す図であり、これらの波形の横軸は
時間を示している。なお、中性点電圧Ｖｎは、遅延出力
電圧Ｆｕ、Ｆｖ、Ｆｗを抵抗Ｒ１７、Ｒ１８、Ｒ１９に
より合成して得られる。
【０００５】ブラシレスモータ１０１の固定子巻線１０
２−１、１０２−２、１０２−３の各端子電圧Ｖｕ、Ｖ
ｖ、Ｖｗはそれぞれ、９０°位相遅延フィルタ回路１１
１−１、１１１−２、１１１−３に供給され、それらの
各出力端子には位相が９０°遅延された出力電圧Ｆｕ、
Ｆｖ、Ｆｗが現れる。端子電圧Ｖｕは図１１（Ａ）に示
されるように、交番台形波で、波形の変化点にはＶｓｐ
で示されるようなスパイク状の電圧が現れる。
２−１、１０２−２、１０２−３の各端子電圧Ｖｕ、Ｖ
ｖ、Ｖｗはそれぞれ、９０°位相遅延フィルタ回路１１
１−１、１１１−２、１１１−３に供給され、それらの
各出力端子には位相が９０°遅延された出力電圧Ｆｕ、
Ｆｖ、Ｆｗが現れる。端子電圧Ｖｕは図１１（Ａ）に示
されるように、交番台形波で、波形の変化点にはＶｓｐ
で示されるようなスパイク状の電圧が現れる。
【０００６】このスパイク状の電圧Ｖｓｐは固定子巻線
１０２−１、１０２−２、１０２−３への電流を半導体
スイッチ回路１０５で切り替える際に現れる。図１１
（Ｂ）に示される９０°位相遅延フィルタ回路１１１−
１、１１１−２、１１１−３の遅延出力電圧波形Ｆｕ、
Ｆｖ、Ｆｗは、電圧比較回路１１２−１、１１２−２、
１１２−３により中性点電圧Ｖｎと比較され、それらの
出力端子には出力電圧Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗが現れる。出力
電圧Ｃｕは、図１１（Ｃ）に示されるように、遅延出力
電圧波形Ｆｕが中性点電圧Ｖｎを横切る時点で立上がり
あるいは立ち下がる矩形波となる。
１０２−１、１０２−２、１０２−３への電流を半導体
スイッチ回路１０５で切り替える際に現れる。図１１
（Ｂ）に示される９０°位相遅延フィルタ回路１１１−
１、１１１−２、１１１−３の遅延出力電圧波形Ｆｕ、
Ｆｖ、Ｆｗは、電圧比較回路１１２−１、１１２−２、
１１２−３により中性点電圧Ｖｎと比較され、それらの
出力端子には出力電圧Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗが現れる。出力
電圧Ｃｕは、図１１（Ｃ）に示されるように、遅延出力
電圧波形Ｆｕが中性点電圧Ｖｎを横切る時点で立上がり
あるいは立ち下がる矩形波となる。
【０００７】出力電圧Ｃｕの立上がり時点１１５におい
ては、論理回路１０８により半導体スイッチ素子１０７
−５（Ｖ- ）をオフとし、半導体スイッチ素子１０７−
６（Ｗ- ）をオンにする制御信号が生成され、それぞれ
半導体スイッチ素子１０７−５、１０７−６の制御端子
に供給される。一方、出力電圧Ｃｕの立下がり時点１１
６においては、同様に、半導体スイッチ素子１０７−２
（Ｖ+ ）をオフとし、半導体スイッチ素子１０７−３
（Ｗ+ ）をオンとする制御信号が論理回路１０８により
生成され、それぞれの半導体スイッチ素子に供給され
る。このように、Ｕ相の端子電圧によりＷ相の半導体ス
イッチ素子のオンのタイミングを生成している。
ては、論理回路１０８により半導体スイッチ素子１０７
−５（Ｖ- ）をオフとし、半導体スイッチ素子１０７−
６（Ｗ- ）をオンにする制御信号が生成され、それぞれ
半導体スイッチ素子１０７−５、１０７−６の制御端子
に供給される。一方、出力電圧Ｃｕの立下がり時点１１
６においては、同様に、半導体スイッチ素子１０７−２
（Ｖ+ ）をオフとし、半導体スイッチ素子１０７−３
（Ｗ+ ）をオンとする制御信号が論理回路１０８により
生成され、それぞれの半導体スイッチ素子に供給され
る。このように、Ｕ相の端子電圧によりＷ相の半導体ス
イッチ素子のオンのタイミングを生成している。
【０００８】出力電圧Ｃｖ（Ｖ相）及びＣｗ（Ｗ相）か
らも同様な制御信号が論理回路１０８により生成され、
対応する半導体スイッチ素子の制御端子に供給される。
このようにしてブラシレスモータ１０１の固定子巻線１
０２−１、１０２−２、１０２−３には直流電源１１０
から半導体スイッチ回路１０５を介して３相の直流電圧
が供給され、ブラシレスモータが回転駆動される。
らも同様な制御信号が論理回路１０８により生成され、
対応する半導体スイッチ素子の制御端子に供給される。
このようにしてブラシレスモータ１０１の固定子巻線１
０２−１、１０２−２、１０２−３には直流電源１１０
から半導体スイッチ回路１０５を介して３相の直流電圧
が供給され、ブラシレスモータが回転駆動される。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来のブラシ
レスモータ装置においては、９０°位相遅延フィルタ回
路を利用しているため、負荷の急激な変化に対して応答
性が悪く、最悪の場合には脱調してしまう。また、モー
タをできるだけ低速域で回転させようとする場合には、
９０°位相遅延フィルタ回路の時定数を大きくする必要
がある。ところが、このようにすると位相遅延フィルタ
回路の出力振幅Ｆｕ、Ｆｖ、Ｆｗが小さくなり、電圧比
較回路のオフセットの影響を受けるようになったり、ノ
イズに対して弱くなる欠点があった。更に、位相遅延フ
ィルタ回路の時定数を大きくすると位相遅延フィルタ回
路を構成するコンデンサの容量が大きくなり、小形化の
妨げとなった。更にモータの起動時には、ロータの回転
位置の検出を可能とする回転数まで回転数を上げて、同
期始動による加速を行うが、位相遅延フィルタ回路の時
定数が大きい場合には起動時間が長くなったり、起動が
できない場合が生ずるおそれがあった。
レスモータ装置においては、９０°位相遅延フィルタ回
路を利用しているため、負荷の急激な変化に対して応答
性が悪く、最悪の場合には脱調してしまう。また、モー
タをできるだけ低速域で回転させようとする場合には、
９０°位相遅延フィルタ回路の時定数を大きくする必要
がある。ところが、このようにすると位相遅延フィルタ
回路の出力振幅Ｆｕ、Ｆｖ、Ｆｗが小さくなり、電圧比
較回路のオフセットの影響を受けるようになったり、ノ
イズに対して弱くなる欠点があった。更に、位相遅延フ
ィルタ回路の時定数を大きくすると位相遅延フィルタ回
路を構成するコンデンサの容量が大きくなり、小形化の
妨げとなった。更にモータの起動時には、ロータの回転
位置の検出を可能とする回転数まで回転数を上げて、同
期始動による加速を行うが、位相遅延フィルタ回路の時
定数が大きい場合には起動時間が長くなったり、起動が
できない場合が生ずるおそれがあった。
【００１０】したがって本発明の課題は、９０°位相遅
延フィルタ回路の利用に伴う問題点を除去し、急激な負
荷変動に対しても応答性がよく、低速回転域でも安定し
た回転位置検出が可能で、ノイズにも強い小型のブラシ
レスモータ装置を提供することにある。
延フィルタ回路の利用に伴う問題点を除去し、急激な負
荷変動に対しても応答性がよく、低速回転域でも安定し
た回転位置検出が可能で、ノイズにも強い小型のブラシ
レスモータ装置を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、直流電
源と、この直流電源の端子間に接続され、３相ブリッジ
接続された複数個の制御端子付の半導体スイッチ素子か
らなる半導体スイッチ回路と、この半導体スイッチ回路
の出力である３相電圧がそれぞれ供給される３相の固定
子巻線と、この固定子巻線により回転される磁石ロータ
と、この磁石ロータの回転に伴って変化する前記固定子
巻線の各端子電圧がそれぞれ供給され、これらの端子電
圧の位相を９０°より小さい角度だけ遅延させる複数個
の位相遅延フィルタ回路と、これらの位相遅延フィルタ
回路の各出力が一方の比較入力として供給される複数個
の比較回路と、これらの比較回路の他方の比較入力とし
て、前記直流電源の端子間電圧に対する中性点電圧の上
下に所定の振幅及び周期で変化する三角波電圧を発生す
る中性点電圧演算回路と、前記各比較回路の出力が供給
され、これらの出力信号から前記複数の半導体スイッチ
素子のための制御信号を発生してこれらを、前記複数の
半導体スイッチ素子の各制御端子に供給して前記半導体
スイッチ回路を切り換える制御部とを備えたことを特徴
とするブラシレスモータ装置が得られる。
源と、この直流電源の端子間に接続され、３相ブリッジ
接続された複数個の制御端子付の半導体スイッチ素子か
らなる半導体スイッチ回路と、この半導体スイッチ回路
の出力である３相電圧がそれぞれ供給される３相の固定
子巻線と、この固定子巻線により回転される磁石ロータ
と、この磁石ロータの回転に伴って変化する前記固定子
巻線の各端子電圧がそれぞれ供給され、これらの端子電
圧の位相を９０°より小さい角度だけ遅延させる複数個
の位相遅延フィルタ回路と、これらの位相遅延フィルタ
回路の各出力が一方の比較入力として供給される複数個
の比較回路と、これらの比較回路の他方の比較入力とし
て、前記直流電源の端子間電圧に対する中性点電圧の上
下に所定の振幅及び周期で変化する三角波電圧を発生す
る中性点電圧演算回路と、前記各比較回路の出力が供給
され、これらの出力信号から前記複数の半導体スイッチ
素子のための制御信号を発生してこれらを、前記複数の
半導体スイッチ素子の各制御端子に供給して前記半導体
スイッチ回路を切り換える制御部とを備えたことを特徴
とするブラシレスモータ装置が得られる。
【００１２】
【作用】固定子巻線の各端子電圧は位相遅延フィルタ回
路によりそれらの位相が９０°より小さい角度だけ遅延
され、比較回路により中性点電圧演算回路の出力と比較
される。この中性点電圧演算回路の出力は、電源端子間
電圧に対する中性点電圧の上下に所定の振幅及び周期で
変化する三角波電圧であり、このような三角波中性点電
圧と位相遅延フィルタ回路出力とを比較することによ
り、９０°位相遅延フィルタ回路を用いた場合と同様な
半導体スイッチ回路の制御信号を生成することができ
る。
路によりそれらの位相が９０°より小さい角度だけ遅延
され、比較回路により中性点電圧演算回路の出力と比較
される。この中性点電圧演算回路の出力は、電源端子間
電圧に対する中性点電圧の上下に所定の振幅及び周期で
変化する三角波電圧であり、このような三角波中性点電
圧と位相遅延フィルタ回路出力とを比較することによ
り、９０°位相遅延フィルタ回路を用いた場合と同様な
半導体スイッチ回路の制御信号を生成することができ
る。
【００１３】
【実施例】以下図面を参照しながら本発明の実施例を説
明する。図１は、本発明のブラシレスモータ装置の構成
を示すブロック図である。ブラシレスモータ１１は、星
形結線された３相の固定子巻線１２−１、１２−２、１
２−３と、磁石ロータ１３から構成されている。固定子
巻線１２−１、１２−２、１２−３の各端子には半導体
スイッチ回路１５の３相出力端子１６−１、１６−２、
１６−３からの各出力電圧が供給されている。半導体ス
イッチ回路１５は、ブリッジ接続された６個の制御端子
付の半導体スイッチ素子１７−１、１７−２、１７−
３、１７−４、１７−５、１７−６から構成され、これ
らの半導体スイッチ素子の制御端子にはそれぞれ、制御
部として作用するマイクロコンピュータ１８の制御出力
が供給されている。半導体スイッチ回路１５には直流電
源２０からのブラシレスモータ駆動用の直流電圧が供給
されている。
明する。図１は、本発明のブラシレスモータ装置の構成
を示すブロック図である。ブラシレスモータ１１は、星
形結線された３相の固定子巻線１２−１、１２−２、１
２−３と、磁石ロータ１３から構成されている。固定子
巻線１２−１、１２−２、１２−３の各端子には半導体
スイッチ回路１５の３相出力端子１６−１、１６−２、
１６−３からの各出力電圧が供給されている。半導体ス
イッチ回路１５は、ブリッジ接続された６個の制御端子
付の半導体スイッチ素子１７−１、１７−２、１７−
３、１７−４、１７−５、１７−６から構成され、これ
らの半導体スイッチ素子の制御端子にはそれぞれ、制御
部として作用するマイクロコンピュータ１８の制御出力
が供給されている。半導体スイッチ回路１５には直流電
源２０からのブラシレスモータ駆動用の直流電圧が供給
されている。
【００１４】ブラシレスモータ１１の３相固定子巻線１
２−１、１２−２、１２−３の各端子の出力電圧は、そ
れぞれ位相遅延フィルタ回路２１−１、２１−２、２１
−３に供給され、それらの位相が、ここでは約６０°遅
延される。なお、この位相遅延量は９０°未満であれば
良い。位相遅延フィルタ回路２１−１、２１−２、２１
−３はそれぞれ、直列抵抗Ｒ１と並列コンデンサＣ１、
Ｒ２とＣ２、Ｒ３とＣ３とにより構成されている。次
に、位相遅延フィルタ回路２１−１、２１−２、２１−
３の遅延出力はそれぞれ電圧比較回路２２−１、２２−
２、２２−３の一方の入力端子に供給される。
２−１、１２−２、１２−３の各端子の出力電圧は、そ
れぞれ位相遅延フィルタ回路２１−１、２１−２、２１
−３に供給され、それらの位相が、ここでは約６０°遅
延される。なお、この位相遅延量は９０°未満であれば
良い。位相遅延フィルタ回路２１−１、２１−２、２１
−３はそれぞれ、直列抵抗Ｒ１と並列コンデンサＣ１、
Ｒ２とＣ２、Ｒ３とＣ３とにより構成されている。次
に、位相遅延フィルタ回路２１−１、２１−２、２１−
３の遅延出力はそれぞれ電圧比較回路２２−１、２２−
２、２２−３の一方の入力端子に供給される。
【００１５】直流電源２０の端子間電圧は、抵抗Ｒ４、
Ｒ５からなる分圧回路２３により分圧されて中性点電圧
Ｖｎが生成され、この中性点電圧Ｖｎは中性点電圧演算
回路２４に供給される。中性点電圧演算回路２４は、中
性点電圧Ｖｎに対して後述する演算を施して変調された
中性点電圧Ｖｎｏｕｔを発生し、これを電圧比較回路２
２−１、２２−２、２２−３の他方の入力端子に共通に
供給する。そして、中性点電圧演算回路２４には基準電
圧源２５から所定の電圧Ｖｒｅｆが供給されるととも
に、マイクロコンピュータ１８からの制御信号Ｓ１、Ｓ
２が供給されている。
Ｒ５からなる分圧回路２３により分圧されて中性点電圧
Ｖｎが生成され、この中性点電圧Ｖｎは中性点電圧演算
回路２４に供給される。中性点電圧演算回路２４は、中
性点電圧Ｖｎに対して後述する演算を施して変調された
中性点電圧Ｖｎｏｕｔを発生し、これを電圧比較回路２
２−１、２２−２、２２−３の他方の入力端子に共通に
供給する。そして、中性点電圧演算回路２４には基準電
圧源２５から所定の電圧Ｖｒｅｆが供給されるととも
に、マイクロコンピュータ１８からの制御信号Ｓ１、Ｓ
２が供給されている。
【００１６】図２は図１に示される中性点電圧演算回路
２４の構成を示すブロック図である。中性点電圧演算回
路２４への一方の入力信号である基準電圧Ｖｒｅｆは、
マイクロコンピュータ１８からの制御信号Ｓ１、Ｓ２に
より所定の周期で交互にオン、オフ制御される２個のア
ナログスイッチＡＳ１及びＡＳ２に並列に供給される。
２個のアナログスイッチＡＳ１及びＡＳ２の出力は第１
のオペアンプＯＰ１の２個の入力端子にそれぞれ供給さ
れる。
２４の構成を示すブロック図である。中性点電圧演算回
路２４への一方の入力信号である基準電圧Ｖｒｅｆは、
マイクロコンピュータ１８からの制御信号Ｓ１、Ｓ２に
より所定の周期で交互にオン、オフ制御される２個のア
ナログスイッチＡＳ１及びＡＳ２に並列に供給される。
２個のアナログスイッチＡＳ１及びＡＳ２の出力は第１
のオペアンプＯＰ１の２個の入力端子にそれぞれ供給さ
れる。
【００１７】ここで、第１のオペアンプＯＰ１に接続さ
れる抵抗Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８は同一の抵抗値を有している
ため、アナログスイッチＡＳ１がオンの時は増幅度が１
の非反転アンプとして動作し、その出力電圧Ｖ１として
はＶｒｅｆがそのまま現れる。次に、アナログスイッチ
ＡＳ２がオンの時は第１のオペアンプＯＰ１は増幅度が
１の反転アンプとして動作するため、その出力電圧Ｖ１
としては−Ｖｒｅｆが現れる。
れる抵抗Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８は同一の抵抗値を有している
ため、アナログスイッチＡＳ１がオンの時は増幅度が１
の非反転アンプとして動作し、その出力電圧Ｖ１として
はＶｒｅｆがそのまま現れる。次に、アナログスイッチ
ＡＳ２がオンの時は第１のオペアンプＯＰ１は増幅度が
１の反転アンプとして動作するため、その出力電圧Ｖ１
としては−Ｖｒｅｆが現れる。
【００１８】オペアンプＯＰ１の出力Ｖ１は、中性点電
圧Ｖｎとともに第２のオペアンプＯＰ２の非反転入力端
子に供給される。第２のオペアンプＯＰ２に接続される
抵抗Ｒ９、Ｒ１０、Ｒ１１、Ｒ１２は同一の抵抗値を有
しているため、第２のオペアンプＯＰ２は電圧Ｖ１及び
Ｖｎを入力とする加算器として動作する。第２のオペア
ンプＯＰ２の出力Ｖ２は抵抗Ｒ１３及びコンデンサＣ５
からなるローパスフィルタＬＰＦに供給され、変調され
た中性点電圧Ｖｎｏｕｔが出力される。
圧Ｖｎとともに第２のオペアンプＯＰ２の非反転入力端
子に供給される。第２のオペアンプＯＰ２に接続される
抵抗Ｒ９、Ｒ１０、Ｒ１１、Ｒ１２は同一の抵抗値を有
しているため、第２のオペアンプＯＰ２は電圧Ｖ１及び
Ｖｎを入力とする加算器として動作する。第２のオペア
ンプＯＰ２の出力Ｖ２は抵抗Ｒ１３及びコンデンサＣ５
からなるローパスフィルタＬＰＦに供給され、変調され
た中性点電圧Ｖｎｏｕｔが出力される。
【００１９】図３は図２に示される中性点電圧演算回路
２４の動作を示す各部波形図である。同図のＳＴＥＰは
ブラシレスモータの駆動のための基本動作ステップを示
しており、１２０°通電方式のインバータではステップ
〜が電気的な１周期を構成し、これを繰り返してモ
ータを回転させている。この場合、変調された中性点電
圧Ｖｎｏｕｔは、ブラシレスモータ１１の固定子巻線１
２−１、１２−２、１２−３の各端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、
Ｖｗの１／３の周期、すなわち３倍の周波数に該当す
る。
２４の動作を示す各部波形図である。同図のＳＴＥＰは
ブラシレスモータの駆動のための基本動作ステップを示
しており、１２０°通電方式のインバータではステップ
〜が電気的な１周期を構成し、これを繰り返してモ
ータを回転させている。この場合、変調された中性点電
圧Ｖｎｏｕｔは、ブラシレスモータ１１の固定子巻線１
２−１、１２−２、１２−３の各端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、
Ｖｗの１／３の周期、すなわち３倍の周波数に該当す
る。
【００２０】図３のＣｕ、Ｃｖ、Ｃｗ波形は図１の電圧
比較回路２２−１、２２−２、２２−３の出力波形であ
る。各ステップ〜の切り替えは、これらのＣｕ、Ｃ
ｖ、Ｃｗ波形をベースとしてマイクロコンピュータ１８
の制御の下に行われる。ＡＳ１、ＡＳ２は図２のアナロ
グスイッチＡＳ１、ＡＳ２がステップ〜に同期して
オン、オフされるタイミングを示している。Ｖ１は第１
のオペアンプＯＰ１の出力波形で、０ボルトを中心に２
Ｖｒｅｆの振幅と２ステップ分の周期を有する矩形波と
なる。Ｖ２は第２のオペアンプＯＰ２の出力波形で、電
圧Ｖｎを中心に２Ｖｒｅｆの振幅と２ステップ分の周期
を有する矩形波となる。Ｖｎｏｕｔは電圧Ｖｎを中心に
２ステップ分の周期、すなわちブラシレスモータ１１の
固定子巻線１２−１、１２−２、１２−３の各端子電圧
の３倍の周波数で変化する三角波となる。
比較回路２２−１、２２−２、２２−３の出力波形であ
る。各ステップ〜の切り替えは、これらのＣｕ、Ｃ
ｖ、Ｃｗ波形をベースとしてマイクロコンピュータ１８
の制御の下に行われる。ＡＳ１、ＡＳ２は図２のアナロ
グスイッチＡＳ１、ＡＳ２がステップ〜に同期して
オン、オフされるタイミングを示している。Ｖ１は第１
のオペアンプＯＰ１の出力波形で、０ボルトを中心に２
Ｖｒｅｆの振幅と２ステップ分の周期を有する矩形波と
なる。Ｖ２は第２のオペアンプＯＰ２の出力波形で、電
圧Ｖｎを中心に２Ｖｒｅｆの振幅と２ステップ分の周期
を有する矩形波となる。Ｖｎｏｕｔは電圧Ｖｎを中心に
２ステップ分の周期、すなわちブラシレスモータ１１の
固定子巻線１２−１、１２−２、１２−３の各端子電圧
の３倍の周波数で変化する三角波となる。
【００２１】図４は図１に示した本発明のブラシレスモ
ータ装置の動作を説明するための各部の波形図である。
図４（Ａ）はモータの駆動ステップ、、、、
、、同図（Ｂ）はブラシレスモータ１１の固定子巻
線１２−１の端子電圧Ｖｕ波形、同図（Ｃ）は中性点電
圧演算回路２４の出力電圧Ｖｎｏｕｔ波形との関係で示
された位相遅延フィルタ回路２１−１の遅延出力電圧Ｆ
ｕ波形、同図（Ｄ）は電圧比較回路２２−１の出力電圧
Ｃｕ波形をそれぞれ示す。また、同図（Ｅ）は６個の制
御端子付の半導体スイッチ素子１７−１（Ｕ+ ）、１７
−２（Ｖ+ ）、１７−３（Ｗ+ ）、１７−４（Ｕ- ）、
１７−５（Ｖ- ）、１７−６（Ｗ- ）の導通状態を示す
図であり、これらの波形の横軸は時間を示している。
ータ装置の動作を説明するための各部の波形図である。
図４（Ａ）はモータの駆動ステップ、、、、
、、同図（Ｂ）はブラシレスモータ１１の固定子巻
線１２−１の端子電圧Ｖｕ波形、同図（Ｃ）は中性点電
圧演算回路２４の出力電圧Ｖｎｏｕｔ波形との関係で示
された位相遅延フィルタ回路２１−１の遅延出力電圧Ｆ
ｕ波形、同図（Ｄ）は電圧比較回路２２−１の出力電圧
Ｃｕ波形をそれぞれ示す。また、同図（Ｅ）は６個の制
御端子付の半導体スイッチ素子１７−１（Ｕ+ ）、１７
−２（Ｖ+ ）、１７−３（Ｗ+ ）、１７−４（Ｕ- ）、
１７−５（Ｖ- ）、１７−６（Ｗ- ）の導通状態を示す
図であり、これらの波形の横軸は時間を示している。
【００２２】ブラシレスモータ１１の固定子巻線１２−
１、１２−２、１２−３の各端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ
はそれぞれ、位相遅延フィルタ回路２１−１、２１−
２、２１−３に供給され、それらの各出力端子には位相
が６０°遅延された出力電圧Ｆｕ、Ｆｖ、Ｆｗが現れ
る。端子電圧Ｖｕは、図４（Ｂ）に示されるように、交
番台形波で、波形の変化点にはＶｓｐで示されるような
スパイク状の電圧が現れる。このスパイク状の電圧Ｖｓ
ｐは、固定子巻線１２−１、１２−２、１２−３への電
流を半導体スイッチ回路１５で切り替える際に現れる。
図４（Ｃ）に示される位相遅延フィルタ回路２１−１の
遅延出力電圧波形Ｆｕは、中性点電圧演算回路２４の出
力電圧波形Ｖｎｏｕｔと比較され、その出力端子には出
力電圧Ｃｕが現れる。出力電圧Ｃｕは，図４（Ｃ），
（Ｄ）に示されるように、遅延出力電圧波形Ｆｕが出力
電圧波形Ｖｎｏｕｔを横切る時点で立上がりあるいは立
ち下がる矩形波となる。
１、１２−２、１２−３の各端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ
はそれぞれ、位相遅延フィルタ回路２１−１、２１−
２、２１−３に供給され、それらの各出力端子には位相
が６０°遅延された出力電圧Ｆｕ、Ｆｖ、Ｆｗが現れ
る。端子電圧Ｖｕは、図４（Ｂ）に示されるように、交
番台形波で、波形の変化点にはＶｓｐで示されるような
スパイク状の電圧が現れる。このスパイク状の電圧Ｖｓ
ｐは、固定子巻線１２−１、１２−２、１２−３への電
流を半導体スイッチ回路１５で切り替える際に現れる。
図４（Ｃ）に示される位相遅延フィルタ回路２１−１の
遅延出力電圧波形Ｆｕは、中性点電圧演算回路２４の出
力電圧波形Ｖｎｏｕｔと比較され、その出力端子には出
力電圧Ｃｕが現れる。出力電圧Ｃｕは，図４（Ｃ），
（Ｄ）に示されるように、遅延出力電圧波形Ｆｕが出力
電圧波形Ｖｎｏｕｔを横切る時点で立上がりあるいは立
ち下がる矩形波となる。
【００２３】ステップにおける出力電圧Ｃｕの立上が
り時点３１においては、図３に示されるように、波形Ｃ
ｕとＣｖが０レベル、波形Ｃｗが１レベルにあり、半導
体スイッチ素子１７−３（Ｗ+ ）、１７−５（Ｖ- ）が
オン状態にある。この状態からモータが回転し、波形Ｃ
ｕが０から１レベルに変化したとき、ステップはから
ステップに切り替えられる。この情報はマイクロコン
ピュータ１８に与えられ、図４（Ｅ）に示されるよう
に、マイクロコンピュータ１８により半導体スイッチ素
子１７−３（Ｗ+ ）をオフとし、半導体スイッチ素子１
７−１（Ｕ+ ）をオンにする制御信号が生成され、それ
ぞれ半導体スイッチ素子１７−３、１７−１の制御端子
に供給される。また、この時、マイクロコンピュータ１
８は、図３に示されるように、アナログスイッチＡＳ１
をオン、ＡＳ２をオフに切り替える。これにより中性点
電圧演算回路２４の出力電圧Ｖｎｏｕｔは徐々に上昇す
る。一方、出力電圧Ｃｕの立下がり時点３２において
は、同様に半導体スイッチ素子１７−６（Ｗ- ）をオフ
とし、半導体スイッチ素子１７−４（Ｕ- ）をオンとす
る制御信号がマイクロコンピュータ１８により生成さ
れ、それぞれの半導体スイッチ素子に供給される。
り時点３１においては、図３に示されるように、波形Ｃ
ｕとＣｖが０レベル、波形Ｃｗが１レベルにあり、半導
体スイッチ素子１７−３（Ｗ+ ）、１７−５（Ｖ- ）が
オン状態にある。この状態からモータが回転し、波形Ｃ
ｕが０から１レベルに変化したとき、ステップはから
ステップに切り替えられる。この情報はマイクロコン
ピュータ１８に与えられ、図４（Ｅ）に示されるよう
に、マイクロコンピュータ１８により半導体スイッチ素
子１７−３（Ｗ+ ）をオフとし、半導体スイッチ素子１
７−１（Ｕ+ ）をオンにする制御信号が生成され、それ
ぞれ半導体スイッチ素子１７−３、１７−１の制御端子
に供給される。また、この時、マイクロコンピュータ１
８は、図３に示されるように、アナログスイッチＡＳ１
をオン、ＡＳ２をオフに切り替える。これにより中性点
電圧演算回路２４の出力電圧Ｖｎｏｕｔは徐々に上昇す
る。一方、出力電圧Ｃｕの立下がり時点３２において
は、同様に半導体スイッチ素子１７−６（Ｗ- ）をオフ
とし、半導体スイッチ素子１７−４（Ｕ- ）をオンとす
る制御信号がマイクロコンピュータ１８により生成さ
れ、それぞれの半導体スイッチ素子に供給される。
【００２４】このように本発明においては、Ｕ相の端子
電圧によりＵ相の半導体スイッチ素子のオンのタイミン
グを生成している。出力電圧Ｃｖ（Ｖ相）及びＣｗ（Ｗ
相）からも同様な制御信号がマイクロコンピュータ１８
により生成され、対応する半導体スイッチ素子の制御端
子に供給される。このようにしてブラシレスモータ１１
の固定子巻線１２−１、１２−２、１２−３には直流電
源２０から半導体スイッチ回路１５を介して３相の電圧
が供給され、ブラシレスモータ１１が回転駆動される。
電圧によりＵ相の半導体スイッチ素子のオンのタイミン
グを生成している。出力電圧Ｃｖ（Ｖ相）及びＣｗ（Ｗ
相）からも同様な制御信号がマイクロコンピュータ１８
により生成され、対応する半導体スイッチ素子の制御端
子に供給される。このようにしてブラシレスモータ１１
の固定子巻線１２−１、１２−２、１２−３には直流電
源２０から半導体スイッチ回路１５を介して３相の電圧
が供給され、ブラシレスモータ１１が回転駆動される。
【００２５】以上説明した本発明の第１の実施例によれ
ば、位相遅延フイルタ回路として９０°より小さい角
度、例えば約６０°だけ位相遅延する回路を用いている
ため、急激な負荷変動に対しても応答性が早く脱調を防
止することができる。また、上記位相遅延フィルタ回路
の使用により、位相遅延フイルタ回路の出力波形Ｆｕ、
Ｆｖ、Ｆｗの振幅は大きくなり、低速回転域においても
安定したロータの位置検出が可能となり、ノイズに対し
ても強くなる。さらに、上記のような位相遅延フィルタ
回路は時定数が小さくて済むため、コンデンサＣ１〜Ｃ
３の容量を小さくすることができ、装置の小形化が図れ
る。さらに、モータの起動に際しても低い回転数での位
置検出が可能であるため、加速時間も短く迅速で確実な
起動ができる。
ば、位相遅延フイルタ回路として９０°より小さい角
度、例えば約６０°だけ位相遅延する回路を用いている
ため、急激な負荷変動に対しても応答性が早く脱調を防
止することができる。また、上記位相遅延フィルタ回路
の使用により、位相遅延フイルタ回路の出力波形Ｆｕ、
Ｆｖ、Ｆｗの振幅は大きくなり、低速回転域においても
安定したロータの位置検出が可能となり、ノイズに対し
ても強くなる。さらに、上記のような位相遅延フィルタ
回路は時定数が小さくて済むため、コンデンサＣ１〜Ｃ
３の容量を小さくすることができ、装置の小形化が図れ
る。さらに、モータの起動に際しても低い回転数での位
置検出が可能であるため、加速時間も短く迅速で確実な
起動ができる。
【００２６】図５は本発明のブラシレスモータ装置の第
２の実施例を示すブロック図である。同図の構成におい
て図１の構成と同一の部分には同一の符号を付して詳細
な説明は省略する。図５の実施例においては、マイクロ
コンピュータ１８は電圧比較回路２２−１、２２−２、
２２−３の出力波形Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗから磁石ロータ１
３の回転数を検出し、その結果に応じて基準電圧Ｖｒｅ
ｆを発生させるためのＤＡコンバータ２６に所定の電圧
設定情報を与える。基準電圧Ｖｒｅｆは磁石ロータ１３
の回転数が大きい場合には大きくし、小さい場合には小
さくなるように設定される。基準電圧Ｖｒｅｆの増減
は、中性点電圧演算回路２４の出力である三角波の電圧
Ｖｎｏｕｔの振幅を増減するように作用する。
２の実施例を示すブロック図である。同図の構成におい
て図１の構成と同一の部分には同一の符号を付して詳細
な説明は省略する。図５の実施例においては、マイクロ
コンピュータ１８は電圧比較回路２２−１、２２−２、
２２−３の出力波形Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗから磁石ロータ１
３の回転数を検出し、その結果に応じて基準電圧Ｖｒｅ
ｆを発生させるためのＤＡコンバータ２６に所定の電圧
設定情報を与える。基準電圧Ｖｒｅｆは磁石ロータ１３
の回転数が大きい場合には大きくし、小さい場合には小
さくなるように設定される。基準電圧Ｖｒｅｆの増減
は、中性点電圧演算回路２４の出力である三角波の電圧
Ｖｎｏｕｔの振幅を増減するように作用する。
【００２７】図６はこのような構成を採用することの必
要性について説明するための、位相遅延フィルタ回路の
周波数特性を示すグラフである。各位相遅延フィルタ回
路２１−１〜２１−３の周波数特性は、図６に示される
ように、周波数とともに位相遅れが増加する。すなわ
ち、位相遅延フィルタ回路の遮断周波数をｆｃとすると
周波数が０から０．１ｆｃの範囲では遅延量は０である
が、０．１ｆｃから１０ｆｃの間では周波数に比例して
遅延量が０°から−９０°まで増加し、それ以上の周波
数領域では一定の遅延量−９０°を維持する。
要性について説明するための、位相遅延フィルタ回路の
周波数特性を示すグラフである。各位相遅延フィルタ回
路２１−１〜２１−３の周波数特性は、図６に示される
ように、周波数とともに位相遅れが増加する。すなわ
ち、位相遅延フィルタ回路の遮断周波数をｆｃとすると
周波数が０から０．１ｆｃの範囲では遅延量は０である
が、０．１ｆｃから１０ｆｃの間では周波数に比例して
遅延量が０°から−９０°まで増加し、それ以上の周波
数領域では一定の遅延量−９０°を維持する。
【００２８】本発明で用いる位相遅延フイルタ回路は、
遅延量が９０°より小さい角度、例えば６０°で動作さ
せるため、図６のＡで示される周波数特性の直線領域
（非飽和領域）で動作させることになる。したがって、
この領域においては位相遅延フイルタ回路に供給される
信号の周波数、具体的には、ブラシレスモータ１１の固
定子巻線１２−１、１２−２、１２−３から取り出され
た端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの周波数により遅延量が変
化することになる。端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの周波数
はモータの磁石ロータ１３の回転数によって決定され
る。
遅延量が９０°より小さい角度、例えば６０°で動作さ
せるため、図６のＡで示される周波数特性の直線領域
（非飽和領域）で動作させることになる。したがって、
この領域においては位相遅延フイルタ回路に供給される
信号の周波数、具体的には、ブラシレスモータ１１の固
定子巻線１２−１、１２−２、１２−３から取り出され
た端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの周波数により遅延量が変
化することになる。端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの周波数
はモータの磁石ロータ１３の回転数によって決定され
る。
【００２９】このことにより、モータの回転数が高くな
ると、位相遅延フイルタ回路２１−１、２１−２、２１
−３の出力電圧Ｆｕ、Ｆｖ、Ｆｗの位相が遅れるため、
ロータの回転位置に対して半導体スイッチ回路１５に対
する通電タイミングが遅れることになる。したがって、
モータの回転数がある範囲を越えて高くなると脱調を生
ずる恐れがある。また逆に、モータの回転数がある範囲
を越えて低くなると出力電圧Ｆｕ、Ｆｖ、Ｆｗの位相が
進み過ぎ、同様に脱調を生ずる恐れがある。換言すれ
ば、モータの回転数の範囲には一定の制限を受けること
になる。
ると、位相遅延フイルタ回路２１−１、２１−２、２１
−３の出力電圧Ｆｕ、Ｆｖ、Ｆｗの位相が遅れるため、
ロータの回転位置に対して半導体スイッチ回路１５に対
する通電タイミングが遅れることになる。したがって、
モータの回転数がある範囲を越えて高くなると脱調を生
ずる恐れがある。また逆に、モータの回転数がある範囲
を越えて低くなると出力電圧Ｆｕ、Ｆｖ、Ｆｗの位相が
進み過ぎ、同様に脱調を生ずる恐れがある。換言すれ
ば、モータの回転数の範囲には一定の制限を受けること
になる。
【００３０】これに対し、図５に示す実施例では、マイ
クロコンピュータ１８によりモータの回転数に応じて基
準電圧Ｖｒｅｆを磁石ロータ１３の回転数が大きい場合
には大きくし、小さい場合には小さくなるように設定す
る。基準電圧Ｖｒｅｆの増減は、中性点電圧演算回路２
４の出力である出力電圧Ｖｎｏｕｔの振幅を増減するよ
うに作用する。
クロコンピュータ１８によりモータの回転数に応じて基
準電圧Ｖｒｅｆを磁石ロータ１３の回転数が大きい場合
には大きくし、小さい場合には小さくなるように設定す
る。基準電圧Ｖｒｅｆの増減は、中性点電圧演算回路２
４の出力である出力電圧Ｖｎｏｕｔの振幅を増減するよ
うに作用する。
【００３１】図７は中性点電圧演算回路２４の出力Ｖｎ
ｏｕｔの振幅、位相遅延フイルタ回路２１−１の出力電
圧Ｆｕ及び位相遅延量θとの関係を示すグラフである。
同図から分かるように、中性点電圧演算回路２４の入力
電圧Ｖｒｅｆが大きくなると、図２に示される第１、第
２のオペアンプＯＰ１、ＯＰ２の出力電圧Ｖ１、Ｖ２も
大きくなり、結果として三角波である出力電圧Ｖｎｏｕ
ｔの振幅も大きくなる。いま、位相遅延フイルタ回路２
１−１の出力電圧Ｆｕと中性点電圧Ｖｎとの交点と、出
力電圧Ｆｕと中性点電圧演算回路２４の出力電圧Ｖｎｏ
ｕｔとの交点間の位相角をθとすると、出力電圧Ｖｎｏ
ｕｔが大きくなると位相角θの大きさは大きくなり、出
力電圧Ｖｎｏｕｔが小さくなると位相角θの大きさは小
さくなる。位相角θの大きさが大きくなると通電タイミ
ングの位相が進むことになる。したがって、モータの回
転数に応じて基準電圧Ｖｒｅｆを調整することにより、
常に最適な位相タイミングで半導体スイッチ回路１５を
通電できるため、脱調を防止できるばかりでなく、モー
タの効率も向上することができる。また、モータの回転
数も広い範囲で安定に動作させることができ、用途の拡
大もできる。
ｏｕｔの振幅、位相遅延フイルタ回路２１−１の出力電
圧Ｆｕ及び位相遅延量θとの関係を示すグラフである。
同図から分かるように、中性点電圧演算回路２４の入力
電圧Ｖｒｅｆが大きくなると、図２に示される第１、第
２のオペアンプＯＰ１、ＯＰ２の出力電圧Ｖ１、Ｖ２も
大きくなり、結果として三角波である出力電圧Ｖｎｏｕ
ｔの振幅も大きくなる。いま、位相遅延フイルタ回路２
１−１の出力電圧Ｆｕと中性点電圧Ｖｎとの交点と、出
力電圧Ｆｕと中性点電圧演算回路２４の出力電圧Ｖｎｏ
ｕｔとの交点間の位相角をθとすると、出力電圧Ｖｎｏ
ｕｔが大きくなると位相角θの大きさは大きくなり、出
力電圧Ｖｎｏｕｔが小さくなると位相角θの大きさは小
さくなる。位相角θの大きさが大きくなると通電タイミ
ングの位相が進むことになる。したがって、モータの回
転数に応じて基準電圧Ｖｒｅｆを調整することにより、
常に最適な位相タイミングで半導体スイッチ回路１５を
通電できるため、脱調を防止できるばかりでなく、モー
タの効率も向上することができる。また、モータの回転
数も広い範囲で安定に動作させることができ、用途の拡
大もできる。
【００３２】図８は本発明のブラシレスモータ装置の第
３の実施例を示すブロック図である。同図の構成におい
て図１の構成と同一の部分には同一の符号を付して詳細
な説明は省略する。図８の実施例においては直流電源２
０のプラス側ラインに電流検出器８１が設けられ、この
電流検出器８１の出力アナログ信号はＡＤコンバータ８
２によりディジタル情報に変換されてマイクロコンピュ
ータ１８に与えられる。マイクロコンピュータ１８は直
流電源２０から半導体スイッチ回路１５を介してブラシ
レスモータ１１の固定子巻線１２−１、１２−２、１２
−３に供給される電流の大きさを監視する。そして、こ
の電流値があらかじめ設定された値より大きくなった場
合には、マイクロコンピュータ１８はＤＡコンバータ２
６に対して、基準電圧Ｖｒｅｆの設定値を減少させるよ
うに制御する。一方、この電流値があらかじめ設定され
た値より小さくなった場合には、マイクロコンピュータ
１８はＤＡコンバータ２６に対して、基準電圧Ｖｒｅｆ
の設定値を増加させるように制御する。
３の実施例を示すブロック図である。同図の構成におい
て図１の構成と同一の部分には同一の符号を付して詳細
な説明は省略する。図８の実施例においては直流電源２
０のプラス側ラインに電流検出器８１が設けられ、この
電流検出器８１の出力アナログ信号はＡＤコンバータ８
２によりディジタル情報に変換されてマイクロコンピュ
ータ１８に与えられる。マイクロコンピュータ１８は直
流電源２０から半導体スイッチ回路１５を介してブラシ
レスモータ１１の固定子巻線１２−１、１２−２、１２
−３に供給される電流の大きさを監視する。そして、こ
の電流値があらかじめ設定された値より大きくなった場
合には、マイクロコンピュータ１８はＤＡコンバータ２
６に対して、基準電圧Ｖｒｅｆの設定値を減少させるよ
うに制御する。一方、この電流値があらかじめ設定され
た値より小さくなった場合には、マイクロコンピュータ
１８はＤＡコンバータ２６に対して、基準電圧Ｖｒｅｆ
の設定値を増加させるように制御する。
【００３３】本発明の対象とするブラシレスモータ装置
においては、モータの駆動電流が増加すると半導体スイ
ッチ回路１５に対する通電タイミングの位相が進み、モ
ータの効率的動作が確保できなくなり、更には脱調の恐
れも生ずる。この点については、特開昭６２−１２３９
７９、あるいは特開平４−１５６２９３に記載されてい
る。特に、この種のブラシレスモータにおいては、図４
あるいは図１１の固定子巻線の端子電圧波形Ｖｕに示さ
れるようなスパイク状電圧Ｖｓｐが現れる。このスパイ
ク状電圧Ｖｓｐのパルス幅は、モータへの駆動電流が増
加するほど大きくなり、位相遅延フイルタ回路通過後の
電圧波形の位相が進んでしまう。上記の実施例はモータ
駆動電流の電流値の増減により生ずるこのような問題点
に対して、すでに図５の実施例で説明した基準電圧Ｖｒ
ｅｆの設定値を調整する手段により、解決を図るもので
ある。すなわち、この実施例によれば、どのようなモー
タ駆動電流値に対しても常に最適なタイミングで通電す
ることができるため、モータを常に最大効率で運転する
ことができる。
においては、モータの駆動電流が増加すると半導体スイ
ッチ回路１５に対する通電タイミングの位相が進み、モ
ータの効率的動作が確保できなくなり、更には脱調の恐
れも生ずる。この点については、特開昭６２−１２３９
７９、あるいは特開平４−１５６２９３に記載されてい
る。特に、この種のブラシレスモータにおいては、図４
あるいは図１１の固定子巻線の端子電圧波形Ｖｕに示さ
れるようなスパイク状電圧Ｖｓｐが現れる。このスパイ
ク状電圧Ｖｓｐのパルス幅は、モータへの駆動電流が増
加するほど大きくなり、位相遅延フイルタ回路通過後の
電圧波形の位相が進んでしまう。上記の実施例はモータ
駆動電流の電流値の増減により生ずるこのような問題点
に対して、すでに図５の実施例で説明した基準電圧Ｖｒ
ｅｆの設定値を調整する手段により、解決を図るもので
ある。すなわち、この実施例によれば、どのようなモー
タ駆動電流値に対しても常に最適なタイミングで通電す
ることができるため、モータを常に最大効率で運転する
ことができる。
【００３４】図９は本発明のブラシレスモータ装置の第
４の実施例を示すブロック図である。この実施例は、図
５に示した実施例において位相遅延フイルタ回路２１−
１、２１−２、２１−３を構成するコンデンサＣ１、Ｃ
２、Ｃ３と並列にそれぞれ、コンデンサＣ１´、Ｃ２
´、Ｃ３´を選択的に接続する時定数増加回路９１−
１、９１−２、９１−３が追加されている。コンデンサ
Ｃ１´、Ｃ２´、Ｃ３´を選択的に接続するために、ア
ナログスイッチＡＳ１´、ＡＳ２´、ＡＳ３´をそれぞ
れ、対応するコンデンサＣ１´、Ｃ２´、Ｃ３´に直列
に接続し、マイクロコンピュータ１８によりアナログス
イッチＡＳ１´、ＡＳ２´、ＡＳ３´のオン、オフを共
通に制御する。
４の実施例を示すブロック図である。この実施例は、図
５に示した実施例において位相遅延フイルタ回路２１−
１、２１−２、２１−３を構成するコンデンサＣ１、Ｃ
２、Ｃ３と並列にそれぞれ、コンデンサＣ１´、Ｃ２
´、Ｃ３´を選択的に接続する時定数増加回路９１−
１、９１−２、９１−３が追加されている。コンデンサ
Ｃ１´、Ｃ２´、Ｃ３´を選択的に接続するために、ア
ナログスイッチＡＳ１´、ＡＳ２´、ＡＳ３´をそれぞ
れ、対応するコンデンサＣ１´、Ｃ２´、Ｃ３´に直列
に接続し、マイクロコンピュータ１８によりアナログス
イッチＡＳ１´、ＡＳ２´、ＡＳ３´のオン、オフを共
通に制御する。
【００３５】図９に示す実施例はその他の点においては
図５の実施例の構成と同一のため、同一部分には同一の
符号を付して詳細な説明は省略する。図５の実施例にお
いては、位相遅延フイルタ回路として９０°より小さい
角度、例えば約６０°だけ位相遅延する回路を用いてい
る。このため、モータの回転数が低下するにつれて、図
６で説明したように、位相遅れが小さくなるため、フィ
ルタを通過する電圧波形の位相は進んでいくが、通常の
回転域では基準電圧Ｖｒｅｆを小さくすることにより、
位相の進みを補正できる。しかし、例えば１０００ｒｐ
ｍ以下の低速域では基準電圧Ｖｒｅｆを０にしても補正
しきれなくなり、脱調の可能性がある。
図５の実施例の構成と同一のため、同一部分には同一の
符号を付して詳細な説明は省略する。図５の実施例にお
いては、位相遅延フイルタ回路として９０°より小さい
角度、例えば約６０°だけ位相遅延する回路を用いてい
る。このため、モータの回転数が低下するにつれて、図
６で説明したように、位相遅れが小さくなるため、フィ
ルタを通過する電圧波形の位相は進んでいくが、通常の
回転域では基準電圧Ｖｒｅｆを小さくすることにより、
位相の進みを補正できる。しかし、例えば１０００ｒｐ
ｍ以下の低速域では基準電圧Ｖｒｅｆを０にしても補正
しきれなくなり、脱調の可能性がある。
【００３６】そこで、この実施例ではマイクロコンピュ
ータ１８によりモータの回転速度を監視し、回転数が所
定の値以下になったとき、時定数増加回路９１−１、９
１−２、９１−３をオンとし、位相遅延フイルタ回路の
時定数を大きくして位相を遅らせて脱調を防止する。こ
の実施例により、モータの低速での運転がトルクの減少
や、起動ミスを生ずることなく安定に行うことができ
る。
ータ１８によりモータの回転速度を監視し、回転数が所
定の値以下になったとき、時定数増加回路９１−１、９
１−２、９１−３をオンとし、位相遅延フイルタ回路の
時定数を大きくして位相を遅らせて脱調を防止する。こ
の実施例により、モータの低速での運転がトルクの減少
や、起動ミスを生ずることなく安定に行うことができ
る。
【００３７】
【発明の効果】本発明によれば、急激な負荷変動に対し
ても応答性が良く、低速回転域でも安定した回転位置検
出が可能であることから起動性が良いうえに、ノイズに
も強い小型のブラシレスモータ装置が得られる。
ても応答性が良く、低速回転域でも安定した回転位置検
出が可能であることから起動性が良いうえに、ノイズに
も強い小型のブラシレスモータ装置が得られる。
【図１】本発明のブラシレスモータ装置の構成を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図２】図１に示される中性点電圧演算回路の構成を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図３】図２に示される中性点電圧演算回路の動作を説
明するための各部の波形図である。
明するための各部の波形図である。
【図４】図１に示した本発明のブラシレスモータ装置の
動作を説明するための各部の波形図で、同図（Ａ）はモ
ータの駆動ステップ〜のタイミング図、（Ｂ）はブ
ラシレスモータ１１の固定子巻線１２−１の端子電圧Ｖ
ｕ波形、（Ｃ）は中性点電圧演算回路２４の出力電圧波
形Ｖｎｏｕｔ及び位相遅延フィルタ回路の遅延出力電圧
波形Ｆｕ、（Ｄ）は電圧比較回路の出力電圧波形Ｃｕを
それぞれ示し、また、同図（Ｅ）は６個の制御端子付半
導体スイッチ素子の導通状態を示すタイミング図であ
る。
動作を説明するための各部の波形図で、同図（Ａ）はモ
ータの駆動ステップ〜のタイミング図、（Ｂ）はブ
ラシレスモータ１１の固定子巻線１２−１の端子電圧Ｖ
ｕ波形、（Ｃ）は中性点電圧演算回路２４の出力電圧波
形Ｖｎｏｕｔ及び位相遅延フィルタ回路の遅延出力電圧
波形Ｆｕ、（Ｄ）は電圧比較回路の出力電圧波形Ｃｕを
それぞれ示し、また、同図（Ｅ）は６個の制御端子付半
導体スイッチ素子の導通状態を示すタイミング図であ
る。
【図５】本発明のブラシレスモータ装置の第２の実施例
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図６】本発明に用いられる位相遅延フィルタ回路の周
波数特性を示すグラフである。
波数特性を示すグラフである。
【図７】本発明の実施例における中性点電圧演算回路の
出力Ｖｎｏｕｔの振幅、位相遅延フイルタ回路の出力電
圧Ｆｕ及び位相遅延量θとの関係を示すグラフである。
出力Ｖｎｏｕｔの振幅、位相遅延フイルタ回路の出力電
圧Ｆｕ及び位相遅延量θとの関係を示すグラフである。
【図８】本発明のブラシレスモータ装置の第３の実施例
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図９】本発明のブラシレスモータ装置の第４の実施例
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図１０】従来ののブラシレスモータ装置の構成を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図１１】従来のブラシレスモータ装置の動作を説明す
るための各部の波形図である。
るための各部の波形図である。
１１ ブラシレスモータ １３ 磁石ロータ １５ 半導体スイッチ回路 ２０ 直流電源 ２１−１、２１−２、２１−３ 位相遅延フィルタ回
路 ２２−１、２２−２、２２−３ 電圧比較回路 ２３ 分圧回路 ２５ 基準電圧源 ２６ ＤＡコンバータ ８２ ＡＤコンバータ ９１−１、９１−２、９１−３ 時定数増加回路
路 ２２−１、２２−２、２２−３ 電圧比較回路 ２３ 分圧回路 ２５ 基準電圧源 ２６ ＤＡコンバータ ８２ ＡＤコンバータ ９１−１、９１−２、９１−３ 時定数増加回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平３−222690（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−123979（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−156272（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02P 6/18
Claims (10)
- 【請求項１】 直流電源と、この直流電源の端子間に接
続され、３相ブリッジ接続された複数個の制御端子付の
半導体スイッチ素子からなる半導体スイッチ回路と、こ
の半導体スイッチ回路の出力である３相電圧がそれぞれ
供給される３相の固定子巻線と、この固定子巻線により
回転される磁石ロータと、この磁石ロータの回転に伴っ
て変化する前記固定子巻線の各端子電圧がそれぞれ供給
され、これらの端子電圧の位相を９０°より小さい角度
だけ遅延させる複数個の位相遅延フィルタ回路と、これ
らの位相遅延フィルタ回路の各出力が一方の比較入力と
して供給される複数個の比較回路と、これらの比較回路
の他方の比較入力として、前記直流電源の端子間電圧に
対する中性点電圧の上下に所定の振幅及び周期で変化す
る三角波電圧を発生する中性点電圧演算回路と、前記各
比較回路の出力が供給され、これらの出力信号から前記
複数の半導体スイッチ素子のための制御信号を発生して
これらを、前記複数の半導体スイッチ素子の各制御端子
に供給して前記半導体スイッチ回路を切り換える制御部
とを備えたことを特徴とするブラシレスモータ装置。 - 【請求項２】 請求項１記載のブラシレスモータ装置に
おいて、前記中性点電圧演算回路は、基準電圧源からの
基準電圧が所定の周期で交互に２個の入力端子に供給さ
れ、その出力端子に所定の振幅及び周期で正負に変化す
る矩形波電圧信号を発生する第１のオペアンプと、この
第１のオペアンプの出力及び前記直流電源の中性点電圧
が入力され、その出力にこれらの入力信号の和に相当す
る矩形波電圧が発生される第２のオペアンプと、この第
２のオペアンプの出力電圧が供給され、これを三角波電
圧に変換するローパスフィルタ回路とを備えたことを特
徴とするブラシレスモータ装置。 - 【請求項３】 請求項１記載のブラシレスモータ装置に
おいて、前記ブラシレスモータ装置は更に、前記磁石ロ
ータの回転数を検出する手段と、この回転数検出手段に
より検出された前記磁石ロータの回転数の増減に対応し
て前記中性点電圧演算回路の三角波電圧の振幅を増減す
る手段を備えたことを特徴とするブラシレスモータ装
置。 - 【請求項４】 請求項２記載のブラシレスモータ装置に
おいて、前記基準電圧源からの基準電圧を、前記磁石ロ
ータの回転数が大きい場合には大きくし、小さい場合に
は小さく設定する手段を備えたことを特徴とするブラシ
レスモータ装置。 - 【請求項５】 請求項４記載のブラシレスモータ装置に
おいて、前記磁石ロータの回転数の検出及び前記基準電
圧の設定は、前記制御部により行われることを特徴とす
るブラシレスモータ装置。 - 【請求項６】 請求項１記載のブラシレスモータ装置に
おいて、前記ブラシレスモータ装置は更に、前記直流電
源から半導体スイッチ回路を介して前記ブラシレスモー
タの固定子巻線に供給されるモータ電流を検出する手段
と、このモータ電流検出手段により検出された前記モー
タ電流の増減に対応して前記中性点電圧演算回路の三角
波電圧の振幅を増減する手段を備えたことを特徴とする
ブラシレスモータ装置。 - 【請求項７】 請求項２記載のブラシレスモータ装置に
おいて、前記基準電圧源からの基準電圧を、前記モータ
電流が大きい場合には小さくし、小さい場合には大きく
設定する手段を備えたことを特徴とするブラシレスモー
タ装置。 - 【請求項８】 請求項７記載のブラシレスモータ装置に
おいて、前記モータ電流の増減判定及び前記所定の基準
電圧の設定は、前記制御部により行われることを特徴と
するブラシレスモータ装置。 - 【請求項９】 請求項１記載のブラシレスモータ装置に
おいて、前記ブラシレスモータ装置は更に、前記磁石ロ
ータの回転数を検出する手段と、前記複数個の位相遅延
フィルタ回路の時定数を大きくする手段とを備え、前記
回転数検出手段により検出された前記磁石ロータの回転
数が所定の回転数以下になったとき前記位相遅延フィル
タの時定数を大きくすることを特徴とするブラシレスモ
ータ装置。 - 【請求項１０】 請求項９記載のブラシレスモータ装置
において、前記位相遅延フィルタ回路の時定数を大きく
する手段は、直列抵抗及び並列コンデンサからなる前記
位相遅延フィルタ回路の並列コンデンサと並列に他のコ
ンデンサを選択的に接続する手段により構成されること
を特徴とするブラシレスモータ装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22756294A JP3333793B2 (ja) | 1994-09-22 | 1994-09-22 | ブラシレスモータ装置 |
| US08/525,830 US5640073A (en) | 1994-09-22 | 1995-09-08 | Brushless dc motor unit and method of driving the unit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22756294A JP3333793B2 (ja) | 1994-09-22 | 1994-09-22 | ブラシレスモータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0898581A JPH0898581A (ja) | 1996-04-12 |
| JP3333793B2 true JP3333793B2 (ja) | 2002-10-15 |
Family
ID=16862861
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22756294A Expired - Lifetime JP3333793B2 (ja) | 1994-09-22 | 1994-09-22 | ブラシレスモータ装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5640073A (ja) |
| JP (1) | JP3333793B2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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