JP4566100B2 - 電動機の駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、磁極位置センサを用いない、センサレスベクトル方式により電動機を制御する駆動装置に関するものである。

従来より永久磁石同期電動機をセンサレスベクトル制御で運転する場合、センサの代わりにロータの磁極位置を推定する必要がある。推定方法としては、誘起電圧の基本波に基づく方法と高調波に基づく方法があるが、基本波に基づく方法は中高速域しか適用できない。即ち、停止位置や低速域では誘起電圧が小さく、検出が困難であり、高周波電圧又は電流を注入して誘起電圧の高調波を発生させて磁極位置を推定することになる。従って、高速用センサレスは誘起電圧の基本波を利用して、低速用センサレスは高調波を注入する方法が利用されている。

実際のベクトル制御では、同期電動機のロータの磁極位置が実角度θｄの回転位置となるｄ−ｑ回転座標系に対して、制御系にて推定角度θｄｃとなるｄｃ−ｑｃ回転座標系を仮定し、それらの軸誤差Δθを推定演算し、この軸誤差Δθをゼロにするように推定磁極位置をフィードバック修正することにより、実際の磁極位置と制御上の磁極位置を一致させるようにしている。

係るベクトル制御によれば、インバータにより電動機で発生するトルクを負荷条件に応じて理想的に制御でき、高効率で高精度な回転数制御が実現できる。しかしながら、低速から高速まで使用できるセンサレスベクトル制御の方式が無いため、例えば磁極位置検出の必要の無いＶ／Ｆ一定制御で起動した後、所定の回転速度で予め設定しておいた初期の磁極位置を用い、ベクトル制御に移行する方法などが考えられている（例えば、特許文献１参照）。

また、起動後に低速用センサレスベクトル制御を実行した後、高速用センサレスベクトル制御に移行する方式もあり、この場合、低速用と高速用の切り替え付近では、低速用と高速用で検出した磁極位置を加重平均して使用するものも提案されている（例えば、特許文献２参照）。
特開２００４−４８８８６号公報 特許第３６１２６３６号公報

このように、高速用センサレスベクトル制御を行う場合、起動から磁極位置検出（高速用センサレスベクトル制御において誘起電圧を利用した磁極位置の推定）が可能となる所定の回転速度に達するまでの種々の制御方式が提案されているものの、センサレスベクトル制御に移行した直後における実際の磁極位置と初期に設定した磁極位置との軸誤差が大きいと、フィードバック制御では脱調して起動失敗を起こす危険性が高くなる。

また、前述した低速用センサレスベクトル制御から高速用センサレスベクトル制御に移行する方式の場合も、移行した直後に脱調が起こり易い。更に、負荷トルクが大きい場合や、例えば圧縮機用電動機において冷媒回路の高低圧差が大きくなるなど負荷トルクの変動が大きくなった場合には、特に上述したセンサレスベクトル制御への移行時の脱調が起こり易い。

本発明は、係る従来の技術的課題を解決するために成されたものであり、センサレスベクトル制御により電動機を駆動する場合に、起動からセンサレスベクトル制御に円滑に移行することができる駆動装置を提供するものである。

本出願の請求項１の発明は、電動機に三相疑似交流電圧を印加して駆動するためのインバータ主回路と、電動機に流れる電流を検出する電流検出手段と、この電流検出手段の出力に基づいてセンサレスベクトル制御を実施する制御手段とを備えた電動機の駆動装置において、電動機の誘起電圧を検出する電圧検出手段を備え、制御手段は、二相通電により電動機を起動し、電圧検出手段により検出された電動機の残る一相の誘起電圧に基づいてロータの磁極位置を検出し、検出した当該磁極位置に基づいてインバータ主回路を制御し、二相通電によって電動機を加速し、所定の移行回転速度に達した場合、二相通電において検出した磁極位置を初期値としたセンサレスベクトル制御による三相通電に移行すると共に、起動後に電動機を移行回転速度より低い回転速度で駆動する場合、一旦当該移行回転速度まで加速し、センサレスベクトル制御に移行した後、回転速度を低下させる制御を実行することを特徴とする。

また、本出願の請求項２の発明は、電動機に疑似交流電圧を印加して駆動するためのインバータ主回路と、電動機に流れる電流を検出する電流検出手段と、この電流検出手段の出力に基づいてセンサレスベクトル制御を実施する制御手段とを備えた電動機の駆動装置において、制御手段は、Ｖ／Ｆ一定制御により電動機を起動して加速し、当該Ｖ／Ｆ一定制御中に電流検出手段の出力に基づいてロータの磁極位置を検出し、所定の移行回転速度に達した場合、直前に検出した磁極位置を初期値としたセンサレスベクトル制御に移行すると共に、起動後に電動機を移行回転速度より低い回転速度で駆動する場合、一旦当該移行回転速度まで加速し、センサレスベクトル制御に移行した後、回転速度を低下させる制御を実行することを特徴とする。

また、本出願の請求項３の発明の電動機の駆動装置は、上記各発明において制御手段は、電動機の負荷状況に応じて移行回転速度を変更することを特徴とする。

本出願の請求項１の発明によれば、制御手段により電動機の起動は二相通電により行い、残る一相の誘起電圧を利用してロータの磁極位置を検出する。そして、この検出した磁極位置に基づいて二相通電で電動機を加速し、所定の移行回転速度に達したところで、センサレスベクトル制御による三相通電に移行するものであるが、この場合、センサレスベクトル制御における磁極位置の初期値としては、二相通電において直前まで検出していた磁極位置を用いるので、実際のロータ磁極位置と推定磁極位置との軸誤差を最小限とすることができ、センサレスベクトル制御による三相通電への移行時の脱調を回避して、起動からセンサレスベクトル制御に至る安定した電動機の駆動制御実現することが可能となるものである。

また、本出願の請求項２の発明によれば、制御手段により電動機の起動はＶ／Ｆ一定制御により行い、電動機を加速し、所定の移行回転速度に達したところで、センサレスベクトル制御による三相通電に移行するものであるが、この場合、Ｖ／Ｆ一定制御中に本来必要でないロータ磁極値を検出しておき、センサレスベクトル制御における磁極位置の初期値としては、Ｖ／Ｆ一定制御において直前まで検出していた磁極位置を用いるので、同様に実際のロータ磁極位置と推定磁極位置との軸誤差を最小限とすることができ、センサレスベクトル制御による三相通電への移行時の脱調を回避して、起動からセンサレスベクトル制御に至る安定した電動機の駆動制御実現することが可能となるものである。

特に、本出願の請求項１及び請求項２の発明によれば、制御手段は、起動後に電動機を移行回転速度より低い回転速度で駆動する場合、一旦当該移行回転速度まで加速し、センサレスベクトル制御に移行した後、回転速度を低下させる制御を実行するので、起動当初から低い回転速度で運転する必要がある場合にも、支障なくセンサレスベクトル制御を実行することが可能となる。

また、本出願の請求項３の発明によれば、上記各発明に加えて制御手段は、電動機の負荷状況に応じて移行回転速度を変更するので、例えば電動機の負荷トルク、負荷トルクの変動度合いなどが大きい場合にはより高い回転速度まで加速した後、センサレスベクトル制御移行することにより、脱調の危険性を一層確実に回避することが可能となる。また、負荷トルクが小さい場合にはより低い回転速度で移行するようにすれば、早期にセンサレスベクトル制御による高精度・高性能の駆動に移行可能となる。

次に、図面に基づき本発明の実施形態を詳述する。以下に示す各実施例の電動機Ｍは、例えばカーエアコンに搭載される二酸化炭素を冷媒として用いた図示しない電動コンプレッサを駆動する永久磁石内蔵型の同期電動機である。電動機Ｍは係るコンプレッサのシェル内に例えばロータリ圧縮要素と共に収納され、回転して圧縮要素を駆動するために用いられる。

先ず、図１は本発明を適用した一実施例（実施例１）の電動機Ｍの駆動装置Ｄの電気回路図、図２は電動機Ｍの構成図、図３は駆動装置Ｄを構成する制御手段としての制御回路Ｃの制御プログラムを示すフローチャートである。実施例の駆動装置Ｄは、自動車のバッテリである直流電源ＤＣに接続された６個のスイッチング素子から成るインバータ主回路１（三相インバータ）と、このインバータ主回路１の各スイッチング素子の転流を制御して電動機Ｍに三相疑似交流電圧を印加する制御回路（制御手段）Ｃなどから構成される。

そして、前記電動機Ｍは例えば直巻方式にて三相のコイル３Ｕ、３Ｖ、３Ｗが捲装されたステータ（固定子）３と、このステータ３の内側で回転する永久磁石内蔵型のロータ４とから構成された同期電動機であり（図２）、ステータ３のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の三相コイル３Ｕ、３Ｖ、３Ｗにインバータ主回路１の各相の二次側ライン２Ｕ、２Ｖ、２Ｗが接続されている。

また、Ｖ相及びＷ相の二次側ライン２Ｖ、２Ｗには、電動機ＭのＶ相、Ｗ相に流れる電流を検出するためのカレントトランスから成る電流センサ（電流検出手段）６Ｖ、６Ｗが設けられており、各電流センサ６Ｖ、６Ｗの出力（電流検出値）は制御回路Ｃに入力されている。更に、各相の二次側ライン２Ｕ、２Ｖ、２Ｗには、そこに誘起される電圧を検出するための分圧抵抗から成る電圧検出回路（電圧検出手段）７Ｕ、７Ｖ、７Ｗが接続されており、各電圧検出回路７Ｕ、７Ｖ、７Ｗの端子電圧（分圧された電圧検出値）は二相通電位置検出回路（制御手段を構成する）８に入力され、この二相通電位置検出回路８の出力も制御回路Ｃに入力されている。この二相通電位置検出回路８や制御回路Ｃは汎用のマイクロコンピュータから構成される。尚、実施例では二相通電位置検出回路８を制御回路Ｃと別体で示しているが、勿論制御回路Ｃにその機能を持たせても良い。

この場合、二相通電位置検出回路８は電動機Ｍが二相通電される場合に、ロータ４の磁極位置を検出するための回路である。

（二相通電について）
二相通電は所謂１２０°通電方式のことであり、ステータ３の各相のコイル３Ｕ、３Ｖ、３Ｗのうちの何れか二相のみに通電し、残りの一相には流さない。図４はこの二相通電の場合の電動機Ｍの各相の電圧を示している。図４のモードＩではＵ相からＶ相に電流を流し（Ｗ相には流さない）、モードＩＩではＷ相からＶ相に電流を流し（Ｕ相には流さない）、モードＩＩＩではＷ相からＵ相に電流を流し（Ｖ相には流さない）、モードＩＶではＶ相からＵ相に電流を流し（Ｗ相には流さない）、モードＶではＶ相からＷ相に電流を流し（Ｕ相には流さない）、モードＶＩではＵ相からＷ相に電流を流している（Ｖ相には流さない）。

電流を流さない残りの一相には図４に示すように誘起電圧が現れる（図４の傾斜した線）。二相通電位置検出回路８は、各電圧検出回路７Ｕ〜７Ｗが検出する各相（電流が流されない相）の誘起電圧を入力し、この誘起電圧に基づいて所謂アナログフィルタ方式、或いは、基準電圧比較方式によりセンサレスでロータ４の磁極位置推定信号を得る。そして、この推定された二相通電時の磁極位置推定信号は制御回路Ｃに入力される。

この二相通電においては位置検出情報が６０°ごとで良く、また、電流を正弦波にする必要がないことから電圧制御も正弦波状でなくても良いので、制御系を簡単にできる利点がある。但し、二相通電は電圧利用率において三相通電よりも不利となると共に、６０°の間隔でしか制御できないので制御精度も後述する三相通電よりも低く、トルク変動も多くなる欠点がある。

（三相通電について）
これに対して、三相通電は所謂１８０°通電方式のことであり、正弦波電圧をステータ３の三相のコイル３Ｕ、３Ｖ、３Ｗに加えて駆動するため、電圧利用率・トルク変動において二相通電より多くの利点を有する。但し、回転するロータ４の永久磁石の磁束に対して電流位相を最適に制御するために、細かい磁極位置情報が必要となる。

センサレスでこの三相通電における磁極位置を検出する方法を以下に説明する。電動機Ｍのロータ４の磁極位置が実角度θｄの回転位置（実際の磁極位置）となるｄ−ｑ回転座標系（ｄ軸はロータ磁束軸、ｑ軸は誘起電圧軸）に対して、制御回路Ｃにて推定角度θｄｃとなるｄｃ−ｑｃ回転座標系を考える。ここに、θｄｃは制御回路Ｃで作成しているので、軸誤差Δθ（Δθ＝θｄｃ−θｄ）を演算できれば、ロータ４の磁極位置を推定することができる。

実際には、例えばインバータ主回路１に与える電圧指令ｖｄ＊とｖｑ＊を、巻線抵抗ｒ、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑ、発電定数ｋＥ、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊、ｑ軸電流検出値Ｉｑ、速度指令ω１＊（自動車の車室内温度と設定値、日射量などに基づいて車室内の制御回路などから入力される。）などと前記軸誤差Δθで表したモータモデル式を解くことにより、ロータ４の磁極位置を推定することになる。

（センサレスベクトル制御について）
制御回路Ｃは、このような推定によって検出されたロータ４の磁極位置に基づいて電動機Ｍのセンサレスベクトル制御を実行する。この場合制御回路Ｃは、電流センサ６Ｖ、６Ｗが検出した二次側ライン２Ｖ、２Ｗから電動機Ｍに流れる電流をｑ軸電流成分Ｉｑとｄ軸電流成分Ｉｄに分離し、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊とｄ軸電流指令Ｉｄ＊を独立して制御することにより、入力した速度指令ω１＊を実効させるために、磁束と電流位相の関係をトルク最大となるように電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊の大きさと位相を決定し、トルクと操作量の関係を線形にする。

また、制御回路Ｃはｄ軸電流検出値Ｉｄを用いて電動機Ｍに流れる電流の位相調整を行う。そして、電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊をインバータ主回路１に与え、各スイッチング素子を制御することで、速度指令を満足するような回転速度に電動機Ｍを駆動することになる。

次に、図３を用いてこの場合の制御回路Ｃの動作について説明する。制御回路ＣはステップＳ１でインバータ主回路１に電圧指令を出力し、電動機Ｍのステータ３のコイル３Ｕ、３Ｖ、３Ｗに前述した二相通電を行って回転磁界を発生させる。ロータ４はこの回転磁界によって回転を開始し、これによって電動機Ｍは起動する。この起動から制御回路Ｃは後述するＶ／Ｆ一定制御にて電圧指令をインバータ主回路１に与え、一定回転速度で電動機Ｍを駆動する。

次に、制御回路ＣはステップＳ２で二相通電位置検出回路８から磁極位置推定信号が入力されたか判断する。前述した二相通電時の磁極位置推定方法で二相通電位置検出回路８がロータ４の磁極位置を推定し、信号が制御回路Ｃに入力された場合（電動機によって異なる。この間、１秒程度）、制御回路ＣはステップＳ３に進み、推定した磁極位置に同期して電流位相を所定値に固定し、電動機Ｍの回転速度を上昇（加速）させていく。

次に、制御回路ＣはステップＳ４で電動機Ｍの回転速度が、前述したセンサレスベクトル制御を実行する上で磁極位置を正確に推定するのに必要な誘起電圧を得るのに充分な所定の移行回転速度ＸＨｚ（実際は１５Ｈｚ〜３０Ｈｚ）まで上昇したか否か判断し、移行回転速度ＸＨｚに達した場合には、直前に二相通電位置検出回路８から入力されたロータ４の磁極位置推定信号による磁極位置を初期値として設定する。そして、この磁極位置の初期値を用いて前述したセンサレスベクトル制御による電動機Ｍの三相通電に移行する。

このセンサレスベクトル制御では、制御回路ＣはステップＳ５で前述した三相通電時のロータ４の磁極位置推定を実行し、ステップＳ６でベクトル制御を実行する。このように、センサレスベクトル制御におけるロータ磁極位置の初期値として、二相通電において直前まで検出（推定）していた磁極位置を用いるので、センサレスベクトル制御への移行時における実際のロータ磁極位置と推定磁極位置との軸誤差Δθを最小限とすることができ、移行時の脱調を回避して起動からセンサレスベクトル制御に至る安定した電動機Ｍの駆動制御実現することが可能となる。

次に、図５、図６を用いて本発明の第二の実施例を説明する。ここで、図５において図１と同一符号は同一若しくは同様の機能を奏する。この場合、電圧検出回路７Ｕ〜７Ｗは不要となり、二相通電位置検出回路８も用いない。また、制御回路Ｃのプログラムも当然に異なる。

次に、図６のフローチャートを用いてこの場合の制御回路Ｃの動作を説明する。制御回路Ｃは図６のステップＳ１０でＶ／Ｆ一定制御により電動機Ｍに三相通電し、回転磁界を発生させて起動する。

（Ｖ／Ｆ一定制御について）
このＶ／Ｆ一定制御では、制御回路Ｃは速度指令ω１と電圧指令Ｖ１を予め一定の比率で制御する。制御回路Ｃは速度指令ω１と予め設定された比率から得られた電圧指令Ｖ１をインバータ主回路１に与え、電動機Ｍを駆動する。この方式ではロータ４の磁極位置情報が不要であるため制御系は極めて単純となるが、負荷の急変に対して過渡振動が生じる等の欠点がある。

このようなＶ／Ｆ一定制御で起動した後、制御回路ＣはステップＳ１１で電動機Ｍの回転速度を加速する。この加速により、センサレスベクトル制御を実行する上で必要な誘起電圧を得られるようになった場合、制御回路ＣはステップＳ１２で前述した三相通電時の磁極位置推定方法によりロータ４の磁極位置を推定する。Ｖ／Ｆ一定制御では前述した如くロータ４の磁極位置情報は不要であるが、制御回路ＣはこのＶ／Ｆ一定制御中に磁極位置を推定し、記憶し続ける。

次に、制御回路ＣはステップＳ１３で電動機Ｍの回転速度が前述した所定の移行回転速度ＸＨｚまで上昇したか否か判断し、移行回転速度ＸＨｚに達した場合には、Ｖ／Ｆ一定制御中に推定した直前のロータ４の磁極位置を初期値として設定する。そして、この磁極位置の初期値を用いて前述したセンサレスベクトル制御による電動機Ｍのベクトル制御に移行する。

このセンサレスベクトル制御では、制御回路ＣはステップＳ１４で前述した三相通電時のロータ４の磁極位置推定を実行し、ステップＳ１５でベクトル制御を実行する。このように、センサレスベクトル制御におけるロータ磁極位置の初期値として、Ｖ／Ｆ一定制御において直前まで検出していた磁極位置を用いるので、実施例１と同様に実際のロータ磁極位置と推定磁極位置との軸誤差Δθを最小限とすることができ、この場合も移行時の脱調を回避して起動からセンサレスベクトル制御に至る安定した電動機Ｍの駆動制御実現することが可能となる。

ここで、上記各実施例における制御で、制御回路Ｃは電動機Ｍの停止状態において前述した移行回転速度ＸＨｚよりも低い回転速度の速度指令を受けた場合、一旦移行回転速度ＸＨｚまで上昇させ、前述したセンサレスベクトル制御に移行した後、目標とする回転速度まで低下させて行く。この様子を図７に示す。

このように制御回路Ｃが、起動後に電動機Ｍを移行回転速度ＸＨｚより低い回転速度で駆動する場合、一旦当該移行回転速度ＸＨｚまで加速し、センサレスベクトル制御に移行した後、回転速度を低下させる制御を実行することにより、起動当初から低い回転速度で運転する必要がある場合にも、支障なくセンサレスベクトル制御を実行することが可能となる。

また、上記各実施例における制御において、制御回路Ｃは電動機Ｍの負荷状況に応じて移行回転速度ＸＨｚを変更する。この負荷状況として考えられるのは負荷トルク、一回転中の負荷トルクの変動、コンプレッサの高低圧差などが考えられる。そして、制御回路Ｃは、例えば電動機Ｍの負荷トルクが大きくなる程、移行回転速度ＸＨｚを高くし、より高い回転速度まで加速した後、センサレスベクトル制御移行するように制御する。脱調は負荷トルクの状況が悪い（大きい）程発生し易くなるので、係る制御により移行時の脱調の危険性を一層確実に回避することが可能となる。

また、制御回路Ｃは負荷トルクが小さくなる程、移行回転速度ＸＨｚを低くし、より低い回転速度で移行するようにする。これらの様子を図８に示す。これにより、負荷状況が厳しくない場合には、早期にセンサレスベクトル制御による高精度・高性能の駆動に移行することができるようになる。

本発明の実施例の電動機の駆動装置の電気回路図である。（実施例１） 図１の電動機の構成図である。 図１の駆動装置を構成する制御回路の制御プログラムを示すフローチャートである。 二相通電時の電動機の各相の電圧を示す図である。 本発明の他の実施例の駆動装置の電気回路図である。（実施例２） 図５の駆動装置を構成する制御回路の制御プログラムを示すフローチャートである。 実施例３の制御を説明する図である。 実施例４の制御を説明する図である。

Ｃ 制御回路（制御手段）
Ｄ 駆動装置
Ｍ 電動機
１ インバータ主回路
３ ステータ
３Ｕ、３Ｖ、３Ｗ コイル
４ ロータ
６Ｖ、６Ｗ 電流センサ（電流検出手段）
７Ｕ、７Ｖ、７Ｗ 電圧検出回路（電圧検出手段）
８ 二相通電位置検出回路（制御手段）

Claims (3)

1. 電動機に三相疑似交流電圧を印加して駆動するためのインバータ主回路と、前記電動機に流れる電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手段の出力に基づいてセンサレスベクトル制御を実施する制御手段とを備えた駆動装置であって、
   前記電動機の誘起電圧を検出する電圧検出手段を備え、
   前記制御手段は、二相通電により前記電動機を起動し、前記電圧検出手段により検出された前記電動機の残る一相の誘起電圧に基づいてロータの磁極位置を検出し、検出した当該磁極位置に基づいて前記インバータ主回路を制御し、二相通電によって前記電動機を加速し、
   所定の移行回転速度に達した場合、前記二相通電において検出した磁極位置を初期値とした前記センサレスベクトル制御による三相通電に移行すると共に、
   起動後に前記電動機を前記移行回転速度より低い回転速度で駆動する場合、一旦当該移行回転速度まで加速し、前記センサレスベクトル制御に移行した後、回転速度を低下させる制御を実行することを特徴とする電動機の駆動装置。
2. 電動機に疑似交流電圧を印加して駆動するためのインバータ主回路と、前記電動機に流れる電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手段の出力に基づいてセンサレスベクトル制御を実施する制御手段とを備えた駆動装置であって、
   前記制御手段は、Ｖ／Ｆ一定制御により前記電動機を起動して加速し、当該Ｖ／Ｆ一定制御中に前記電流検出手段の出力に基づいて前記ロータの磁極位置を検出し、
   所定の移行回転速度に達した場合、直前に検出した前記磁極位置を初期値とした前記センサレスベクトル制御に移行すると共に、
   起動後に前記電動機を前記移行回転速度より低い回転速度で駆動する場合、一旦当該移行回転速度まで加速し、前記センサレスベクトル制御に移行した後、回転速度を低下させる制御を実行することを特徴とする電動機の駆動装置。
3. 前記制御手段は、電動機の負荷状況に応じて前記移行回転速度を変更することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電動機の駆動装置。

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