JP3237224B2 - ブラシレス直流モータの駆動装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ブラシレス直流モータ
の電機子巻線に誘起された誘起電圧に基づいて回転子と
電機子巻線との相対位置を検出し、検出した相対位置に
基づいてブラシレス直流モータを駆動するブラシレス直
流モータの駆動装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、この種の駆動回路として、例えば
図６(Ａ)に示すようなものが知られている(特開昭５２
−１４４７２７号公報)。この駆動回路は、夫々還流ダ
イオード３６a〜３６fをもつ６個のトランジスタＴr１
〜Ｔr６を３相フルブリッジに接続してなり、電源３２
に接続されるインバータ回路３１と、このインバータ回
路３１により給電される３相に結線された電機子巻線３
７a〜３７cおよび永久磁石の回転子３８からなるブラシ
レス直流モータ３３と、上記電機子巻線３７a〜３７cの
端子電圧から回転子３８の位置を検出する誘起電圧検出
手段３４と、この検出手段３４で検出された回転子の位
置に応じて上記インバータ回路３１のトランジスタＴr
１〜Ｔr６を順次切り換え導通して、回転子３８を同期
回転させる制御手段３５で構成される。

【０００３】上記誘起電圧検出手段３４は、図６(Ｂ)に
示すように、抵抗と接地コンデンサからなり、上記端子
電圧から高調波を除去する１次形のローパスフィルタ３
９a〜３９cと、この各出力信号から直流成分を除去する
結合コンデンサおよび接地抵抗と、各結合コンデンサか
らの出力を非反転入力端子＋に受ける一方、上記出力を
３相Ｙ接続された抵抗４０の中性点４１から反転入力端
子−に受ける比較器４２a〜４２cで構成される。

【０００４】３つの電機子巻線３７a〜３７cの端子電圧
は、図７の４３−a,４３−b,４３−cに示すように１２
０°(電気角)ずつ位相がずれた３相平衡電圧であり、ロ
ーパスフィルタ３９a〜３９cと結合コンデンサを通過す
ることにより高調波および直流成分が除去されるととも
に、端子電圧つまりモータ運転の基本周波数の所定範囲
において端子電圧に対して略９０°だけ位相が遅れて、
図７の４４−a〜４４−cに示すような三角波信号とな
る。これらの三角波信号は、中性点４１で重畳されて図
７の４５で示すような信号となって各比較器の−端子に
入力され、比較器４２a〜４２cは、この信号４５と＋端
子に入力される上記信号４４−a〜４４−cの大小を比較
して、夫々図７の４６−a〜４６−cに示すような位置信
号を出力する。次いで、制御手段３５は、この位置信号
を受けてその立ち上がりまたは立ち下がりエッジで、イ
ンバータ回路３１のトランジスタＴr１〜Ｔr６を順次オ
ン,オフする図７の４７で示すような転流制御信号を出
力して、ブラシレス直流モータ３３の回転子３８を同期
回転させるのである。

【０００５】ところが、上記従来の駆動回路の誘起電圧
検出手段３４を構成するローパスフィルタ３９や結合コ
ンデンサと抵抗からなる直流成分除去フィルタは、その
周波数特性が平坦でないので、出力信号の位相がモータ
３３の全運転周波数に亘って正確に入力信号に対して９
０°遅れるものではなく、出力信号４４−a〜４４−c
は、入力信号(端子電圧)に対して丁度９０°遅れた図８
の実線で示す三角波信号に対して、位相が破線三角波の
如く進んだり、一点鎖線三角波の如く遅れたりする。そ
のため、上記位置信号４６−a〜４６−cおよび制御手段
３５からインバータ回路３１に出力される転流制御信号
４７の位相にも進みや遅れが生じて、ブラシレス直流モ
ータ３３を最適効率で運転することができないという問
題がある。

【０００６】そこで、上記問題を解決するために、予め
実験によって求めた各周波数における上記誘起電圧検出
手段３４への入力信号(電機子巻線の端子電圧)に対する
上記誘起電圧検出手段３４の出力信号(位置信号)の位相
ズレ量を格納したメモリと、上記周波数を求めるために
上記位置信号の周期を計測する第１タイマと、上記第１
タイマが計測した周期から求めた周波数に対応する上記
メモリが格納している位相ズレ量に応じた時間を計時す
る第２タイマとを備え、上記第２タイマが計時する時間
だけ、上記位相ズレ方向と逆方向に上記転流制御信号４
７の位相をズラすことによって、上記誘起電圧検出手段
３４の入力信号と出力信号間の位相ズレに起因する転流
制御信号の位相ズレを解消するようにしたものがある。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記位
相ズレは、上記周波数だけでなく、上記モータへの負荷
の大きさによっても影響されるので、上述のように周波
数に応じて、上記転流制御信号の位相を補正しても、モ
ータに加わる負荷の大きさによっては、モータの最適効
率を実現できず、モータの運転中に最適位相にすること
ができないという問題がある。

【０００８】そこで、本発明の目的は、モータ運転中に
モータに加わる負荷の大きさが変化しても常に転流制御
信号を最適位相に修正でき、モータの最適効率を実現で
きるブラシレス直流モータの駆動装置を提供することに
ある。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、この発明のブラシレス直流モータの駆動装置は、回
転子と電機子巻線を有するブラシレス直流モータ(１)の
上記電機子巻線の端子電圧から上記回転子の位置を検出
する位置検出手段(２)と、インバータ回路(３)と、上記
位置検出手段(２)からの位置検出信号に応じて上記イン
バータ回路(３)に転流制御信号を出力して、上記インバ
ータ回路(３)の通流状態を順次切り換えて上記モータ
(１)を駆動する制御手段(５)とを備えたブラシレス直流
モータの駆動装置において、上記インバータ回路(３)か
ら上記モータ(１)へ流れるモータ電流を検出するモータ
電流検出手段(ＣＴ)と、上記モータ電流検出手段(ＣＴ)
から受けたモータ電流値と、零に近い零レベル値とを比
較して、上記モータ電流値が上記零レベル値を越える毎
に、パルス信号を出力する比較器(７)とを有し、上記制
御手段(５)は、上記比較器(７)が出力したパルス信号の
個数を計数するパルス信号計数手段(８)と、上記モータ
(１)の電機子巻線へのモータ電流の絶対値が最大値を取
るオン期間の前後で、上記モータ電流の絶対値が略零に
なるべきオフ期間に上記パルス信号計数手段が計数した
パルス信号の個数に基づいて、パルス信号の個数をオン
期間の前後のオフ期間で等しくする転流制御信号の位相
補正量を算出する位相補正量算出手段(１０)と、上記位
相補正量算出手段(１０)が算出した位相補正量に基づい
て、上記転流制御信号の位相を補正する位相補正手段
(１２)とを備えたことを特徴としている。

【００１０】

【作用】本発明者は、図２(Ａ)に示すように、上記電機
子巻線へのモータ電流が正の最大値を取るオン期間(モ
ード１,２およびモード４,５に対応する期間)の前に、
上記モータ電流が零レベル値を越えた回数(７回)が、上
記オン期間の後に上記モータ電流が零レベル値を越えた
回数(２回)よりも多い場合には、上記モータを最適効率
で運転することができるモータ電流の最適位相に対して
上記モータ電流の位相が進んでおり、一方、図２(Ｃ)に
示すように、上記オン期間の前に、上記モータ電流が零
レベル値を越えた回数(２回)が、上記オン期間の後に上
記モータ電流が零レベル値を越えた回数(７回)よりも少
ない場合には、上記モータ電流の最適位相に対して上記
モータ電流の位相が遅れていることを実験によって確か
めることができた。

【００１１】つまり、本発明者は、図２(Ｂ)に示すよう
に、上記オン期間の前に、上記モータ電流が零レベル値
を越えた回数と、上記オン期間の後に上記モータ電流が
零レベル値を越えた回数とが等しい場合、すなわち上記
オフ期間に計数したパルス信号の個数が、上記モータの
電機子巻線への電流の絶対値が最大値を取るオン期間の
前と後のオフ期間で等しくなっているときに、上記モー
タ電流の位相が上記最適位相になることを確かめた。

【００１２】本発明の駆動装置によれば、上記比較器
が、上記モータ電流検出手段から受けたモータ電流値
と、零に近い零レベル値とを比較して、上記モータ電流
値が上記零レベル値を越える毎に、パルス信号を出力す
る。そして、パルス信号計数手段が、上記比較器が出力
したパルス信号の個数を計数し、位相補正量算出手段
が、オン期間の前と後のオフ期間に計数したパルス信号
の個数に基づいて、パルス信号の個数をオン期間の前と
後のオフ期間で等しくする転流制御信号の位相補正量を
算出する。そして、位相補正手段が上記位相補正量に基
づいて、上記転流制御信号の位相を補正する。

【００１３】したがって、本発明によれば、周波数に応
じた予め定められた位相補正しか行わない従来例と異な
り、実際のモータ電流に応じて、モータへの負荷変動等
にも対応して、常に、上記モータ電流の位相を上記最適
位相に位相補正することができる。

【００１４】したがって、本発明によれば、モータ運転
中にモータに加わる負荷の大きさが変化しても常に転流
制御信号を最適位相に修正し、モータの最適効率を実現
できる。

【００１５】

【実施例】以下、本発明を図示の実施例により詳細に説
明する。

【００１６】この実施例のブラシレス直流モータの駆動
装置は、ブラシレス直流モータ１の３相に結線された電
機子巻線(図示せず)の端子電圧が入力され、上記端子電
圧に基づいて上記ブラシレス直流モータ１の回転子の位
置を検出する位置検出回路２と、インバータ回路３と、
上記位置検出回路２が出力する位置検出信号に基づい
て、上記インバータ回路３に転流制御信号であるインバ
ータスイッチング信号を出力して、上記インバータ回路
３の通流状態を、順次切り換えて駆動する制御手段とし
てのマイクロコンピュータ５とを備えている。

【００１７】上記インバータ回路３は、夫々還流ダイオ
ード３a〜３fを持つ６個のトランジスタＴr１〜Ｔr６を
３相フルブリッジに接続することによって構成されてい
る。上記インバータ回路３には、交流１００Ｖの電源に
接続された整流回路１０が接続されている。上記整流回
路１０はブリッジ接続された４つのダイオード１０a〜
１０d と、平滑用の３つの電解コンデンサ１１a 〜１１
c とからなる。

【００１８】また、この実施例の駆動装置は、上記イン
バータ回路３と上記モータ１との間に接続され、上記イ
ンバータ回路３から上記モータ１へ流れるモータ電流を
検出するモータ電流検出手段ＣＴと、上記モータ電流検
出手段ＣＴから受けたモータ電流値と、零に近い零レベ
ル値とを比較して、図３に示すように、上記モータ電流
値が上記零レベル値を越える毎に、パルス信号を出力す
る比較回路７とを有している。

【００１９】上記比較回路７は、図１(Ｂ)に示すよう
に、コンパレータ６で構成している。上記コンパレータ
６の非反転入力端子＋は、上記モータ電流検出手段ＣＴ
に接続され、反転入力端子−は、電源電圧Ｖccとグラン
ドとの間に直列接続された抵抗Ｒ１とＲ２の間に接続さ
れている。上記抵抗Ｒ１とＲ２が、分圧器を構成してお
り、上記分圧器が上記零レベル値を出力するようになっ
ている。この場合、上記零レベル値は、Ｖcc×Ｒ１／
(Ｒ１＋Ｒ２)である。

【００２０】また、上記制御手段としてのマイクロコン
ピュータ５は、上記位置検出回路２からの位置信号の周
期を計測する第１タイマ１１と、上記モータ１の上記比
較回路７が出力したパルス信号の個数を計数するパルス
信号計数手段としての電流カウンタ８と、上記モータ１
の電機子巻線への電流の絶対値が最大値を取るオン期間
の前後で、上記電流の絶対値が略零になるべきオフ期間
に、上記電流カウンタ８が計数したパルス信号の個数に
基づいて、パルス信号の個数を、オン期間の前後のオフ
期間で等しくする転流制御信号の位相補正量を算出する
位相補正量算出回路１０と、上記位相補正量算出回路１
０が算出した位相補正量に基づいて、上記転流制御信号
の位相を補正する位相補正手段としての第２タイマ１２
を備えている。

【００２１】上記構成のブラシレス直流モータの駆動装
置のマイクロコンピュータ５は、図４(Ａ)のフローチャ
ートに示すように、上記位置検出回路２から受けた位置
信号の論理レベルの組み合わせにより、インバータ回路
３のオン,オフすべきトランジスタおよび各トランジス
タのオンオフの組み合わせで決まるモードナンバーm'を
判断する(ステップＳ１)。そして、上記各トランジスタ
に転流制御信号を出力する(ステップＳ２)。次に、上記
モードナンバーm 'の前回のモードナンバーmを演算する
(ステップＳ３)。そして、上記電流カウンタ８が、図４
(Ｂ)に示すようにして計数したパルス信号の個数p を上
記モードナンバーm におけるモータ電流が上記零レベル
を越えた回数n'm として格納する(ステップＳ４)。次
に、上記電流カウンタ８をリセットする(ステップＳ
５)。

【００２２】次に、マイクロコンピュータ５が、上記転
流制御信号の位相を補正する動作を、図５に示すフロー
チャートに基づいて、図３(Ａ)に示すように上記モータ
１の電機子巻線へのモータ電流の絶対値が最大値を取る
オン期間(モード１と２に対応)の前のオフ期間(モード
０)におけるパルス信号の個数n０＝７が、上記オン期間
の後オフ期間(モード３)におけるパルス信号の個数n３
＝２よりも多い場合(モータ電流の進み位相時)を参照し
ながら説明する。

【００２３】まず、上記位相補正量算出回路１０は、上
記オン期間の前後で、上記モータ電流の絶対値が略零に
なるべきオフ期間(モード０とモード３)に、上記電流カ
ウンタ８が計数したパルス信号の個数n０＝７とn３＝２
に基づいて、次の数１に従って位相補正量φを算出する
(ステップＳ２１)。

【００２４】

【数１】φ＝Ｋp ×Δn ＋Ｋi ×ΣΔn この数１において、Ｋp はＰＩ制御の比例ゲイン、Δn
は上記パルス信号の個数n３とn０との差(n３−n０)であ
り、Ｋi はＫi ＝Ｋp ×Ｔ／Ｔi で算出される積分ゲイ
ンである。上記Ｔは演算周期であり、上記Ｔi は積分周
期である。

【００２５】つまり、図３(Ａ)に示す進み位相時には、
上記オン期間の前のパルス信号の個数n０が、上記オン
期間の後のパルス信号の個数n３よりも多いので、上記
位相補正量φは負の値になり、上記モータ電流の進み位
相を遅れ方向に補正するようになっている。逆に、上記
モータ電流の位相が遅れ位相の場合には、上記オン期間
の前のパルス信号の個数n０が、上記オン期間の後のパ
ルス信号の個数n３よりも少なくなるので、上記位相補
正量φは正の値になり、モータ電流の遅れ位相を進み方
向に補正するようになる。

【００２６】このようにして、上記位相補正量φは、常
に、図３(Ｂ)に示すようにオン期間の前後のオフ期間の
パルス信号の個数n０とn３とを等しくするような転流制
御信号の位相補正量として算出される。

【００２７】次に、上記位相補正量算出回路１０は位相
補正量φを上記第２タイマ１２にセットし、上記第２タ
イマ１２は計時を開始し上記φに相当する時間の、上記
位相補正量φだけ、上記転流制御信号の位相を補正する
(ステップＳ２２)。つぎに、上記第１タイマ１１をリセ
ットし、再度上記第１タイマ１１の計時をスタートする
(ステップＳ２３)。上記第１タイマ１１は、上記位置検
出回路２の位置信号の周期を計測するものである。

【００２８】このように、上記実施例のブラシレス直流
モータの駆動装置は、上記比較回路７が、上記モータ電
流検出手段ＣＴから受けたモータ電流値と、零に近い零
レベル値とを比較して、上記モータ電流値が上記零レベ
ル値を越える毎に、パルス信号を出力する。そして、マ
イクロコンピュータ５の電流カウンタ８がオフ期間に上
記比較回路７が出力したパルス信号の個数を計数する。
そして、位相補正量算出回路１０が、オン期間の前と後
のオフ期間に計数したパルス信号の個数に基づいて、パ
ルス信号の個数が、オン期間の前と後のオフ期間で等し
くなり、上記モータの最適効率を実現できるモータ電流
の最適位相が実現できるような転流制御信号の位相補正
量φを算出する。そして、第２タイマ１２が上記位相補
正量φに基づいて、上記転流制御信号の位相を補正す
る。

【００２９】したがって、上記実施例によれば、周波数
に応じた予め定められた位相補正しか行わない従来例と
異なり、実際のモータ電流に応じて、モータへの負荷変
動等にも対応して、常に、上記モータ電流の位相を上記
最適位相に位相補正することができる。

【００３０】したがって、上記実施例によれば、モータ
運転中にモータに加わる負荷の大きさが変化しても常に
転流制御信号を最適位相に修正でき、モータの最適効率
を実現できる。

【００３１】

【発明の効果】以上より明らかなように、本発明のブラ
シレス直流モータの駆動装置は、比較器が、上記モータ
電流検出手段から受けたモータ電流値と、零に近い零レ
ベル値とを比較して、上記モータ電流値が上記零レベル
値を越える毎に、パルス信号を出力し、パルス信号計数
手段が上記比較器が出力したパルス信号の個数を計数
し、位相補正量算出手段が、オン期間の前と後のオフ期
間に計数したパルス信号の個数に基づいて、パルス信号
の個数をオン期間の前と後のオフ期間で等しくする転流
制御信号の位相補正量を算出し、位相補正手段が上記位
相補正量に基づいて、上記転流制御信号の位相を補正す
る。

【００３２】したがって、本発明によれば、周波数に応
じた予め定められた位相補正しか行わない従来例と異な
り、実際のモータ電流に応じて、モータへの負荷変動等
にも対応して、常に、上記モータ電流の位相を最適位相
に位相補正することができる。

【００３３】したがって、本発明によれば、モータ運転
中にモータに加わる負荷の大きさが変化しても常に転流
制御信号を最適位相に修正し、モータの最適効率を実現
できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明のブラシレス直流モータの駆動装置の
実施例の構成を示す構成図である。

【図２】 ブラシレス直流モータのモータ電流の各位相
における波形図である。

【図３】 上記モータ電流とこのモータ電流に対応する
パルス信号波形を示す波形図である。

【図４】 上記実施例のマイクロコンピュータの動作を
示すフローチャートである。

【図５】 上記実施例の転流制御信号の位相補正動作を
説明するフローチャートである。

【図６】 従来のブラシレス直流モータの駆動装置を示
す全体図および誘起電圧検出回路の詳細図である。

【図７】 従来のブラシレス直流モータの電機子巻線の
端子電圧および上記誘起電圧検出回路における各波形お
よび位置信号および転流制御信号を示すタイミングチャ
ートである。

【図８】 図７における信号の遅れ,進みおよび遅れ補
正,進み補正を説明するタイミングチャートである。

【符号の説明】

１…ブラシレス直流モータ、２…位置検出回路、３…イ
ンバータ回路、５…マイクロコンピュータ、６…コンパ
レータ、７…比較回路、８…電流カウンタ、１０…位相
補正量算出回路、１１…第１タイマ １２…第２タイマ。

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 回転子と電機子巻線を有するブラシレス
   直流モータ(１)の上記電機子巻線の端子電圧から上記回
   転子の位置を検出する位置検出手段(２)と、インバータ
   回路(３)と、上記位置検出手段(２)からの位置検出信号
   に応じて上記インバータ回路(３)に転流制御信号を出力
   して、上記インバータ回路(３)の通流状態を順次切り換
   えて上記モータ(１)を駆動する制御手段(５)とを備えた
   ブラシレス直流モータの駆動装置において、 上記インバータ回路(３)から上記モータ(１)へ流れるモ
   ータ電流を検出するモータ電流検出手段(ＣＴ)と、 上記モータ電流検出手段(ＣＴ)から受けたモータ電流値
   と、零に近い零レベル値とを比較して、上記モータ電流
   値が上記零レベル値を越える毎に、パルス信号を出力す
   る比較器(７)とを有し、 上記制御手段(５)は、 上記比較器(７)が出力したパルス信号の個数を計数する
   パルス信号計数手段(８)と、 上記モータ(１)の電機子巻線へのモータ電流の絶対値が
   最大値を取るオン期間の前後で、上記モータ電流の絶対
   値が略零になるべきオフ期間に上記パルス信号計数手段
   が計数したパルス信号の個数に基づいて、パルス信号の
   個数をオン期間の前後のオフ期間で等しくする転流制御
   信号の位相補正量を算出する位相補正量算出手段(１０)
   と、 上記位相補正量算出手段(１０)が算出した位相補正量に
   基づいて、上記転流制御信号の位相を補正する位相補正
   手段(１２)とを備えたことを特徴とするブラシレス直流
   モータの駆動装置。