JP2730355B2 - ブラシレス直流モータの駆動回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、電機子巻線の端子電圧
から回転子の位置を検出し、検出位置に応じて３相イン
バータの通流状態を切り換えるブラシレス直流モータの
駆動回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、この種の駆動回路として、例えば
図５(Ａ)に示すようなものが知られている(特開昭５２
−１４４７２７号公報)。この駆動回路は、夫々還流ダ
イオード３６a〜３６fをもつ６個のトランジスタＴr１
〜Ｔr６を３相フルブリッジに接続してなり、電源３２
に接続されるインバータ回路３１と、このインバータ回
路３１により給電される３相に結線された電機子巻線３
７a〜３７cおよび永久磁石の回転子３８からなるブラシ
レス直流モータ３３と、上記電機子巻線３７a〜３７cの
端子電圧から回転子３８の位置を検出する誘起電圧検出
手段３４と、この検出手段３４で検出された回転子の位
置に応じて上記インバータ回路３１のトランジスタＴr
１〜Ｔr６を順次切り換え導通して、回転子３８を同期
回転させる制御手段３５で構成される。上記誘起電圧検
出手段３４は、図５(Ｂ)に示すように、抵抗と接地コン
デンサからなり、上記端子電圧から高調波を除去する１
次形のローパスフィルタ３９a〜３９cと、この各出力信
号から直流成分を除去する結合コンデンサおよび接地抵
抗と、各結合コンデンサからの出力を非反転入力端子＋
に受ける一方、上記出力を３相Ｙ接続された抵抗４０の
中性点４１から反転入力端子−に受ける比較器４２a〜
４２cで構成される。

【０００３】３つの電機子巻線３７a〜３７cの端子電圧
は、図６の４３−a,４３−b,４３−cに示すように１２
０°(電気角)ずつ位相がずれた３相平衡電圧であり、ロ
ーパスフィルタ３９a〜３９cと結合コンデンサを通過す
ることにより高調波および直流成分が除去されるととも
に、端子電圧つまりモータ運転の基本周波数の所定範囲
において端子電圧に対して略９０°だけ位相が遅れて、
図６の４４−a〜４４−cに示すような三角波信号とな
る。これらの三角波信号は、中性点４１で重畳されて図
６の４５で示すような信号となって各比較器の−端子に
入力され、比較器４２a〜４２cは、この信号４５と＋端
子に入力される上記信号４４−a〜４４−cの大小を比較
して、夫々図６の４６−a〜４６−cに示すような位置信
号を出力する。次いで、制御手段３５は、この位置信号
を受けてその立ち上がりまたは立ち下がりエッジで、イ
ンバータ回路３１のトランジスタＴr１〜Ｔr６を順次オ
ン,オフする図６の４７で示すような転流制御信号を出
力して、ブラシレス直流モータ３３の回転子３８を同期
回転させるのである。

【０００４】ところが、上記従来の駆動回路の誘起電圧
検出手段３４を構成するローパスフィルタ３９や結合コ
ンデンサと抵抗からなる直流成分除去フィルタは、その
周波数特性が平坦でないので、出力信号の位相がモータ
３３の全運転周波数に亘って正確に入力信号に対して９
０°遅れるものではなく、出力信号４４−a〜４４−c
は、入力信号(端子電圧)に対して丁度９０°遅れた図７
の実線で示す三角波信号に対して、位相が破線三角波の
如く進んだり、一点鎖線三角波の如く遅れたりする。そ
のため、上記位置信号４６−a〜４６−cおよび制御手段
３５からインバータ回路３１に出力される転流制御信号
４７の位相にも進みや遅れが生じて、ブラシレス直流モ
ータ３３を最適効率で運転することができないという問
題がある。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】かかる問題を解決する
には、制御手段３５により、位置信号が進み位相のとき
に遅れ補正を、遅れ位相のときに進み補正を行なう手法
が考えられる。即ち、例えばＴr１を導通させる場合、
比較器４２bからの進み位相の位置信号は、図６の４６
−bに対して僅かに左側へシフトして、図７の遅れ補正
４６−bの如くなる。そこで、最も近い位置信号４６−b
の立ち下がりエッジを検出して、その時点でタイマをス
タートさせ、そのときのモータの運転周波数に応じて予
め実験で求められている進み位相角に対応する所定時間
を図中の矢印４８で示すように計時し、計時終了と同時
にＴr１に図示の転流制御信号４７を出力するのであ
る。しかし、この手法は、計時時間が短くなるため、制
御手段３５内での信号の遅延やタイマの分解能の制約に
より正確な補正ができず、また、同じ立ち下がりエッジ
を用いて図中の矢印４９の如く進み補正によりＴr６を
導通させる場合との間で制御の切り換えが必要になり、
切り換え時に大きな過渡的変化が生じるという欠点があ
る。

【０００６】そこで、遅れ補正のいま一つの手法とし
て、１つ手前の位置信号４６−cの立ち上がりエッジを
検出して、矢印５０の如く同様の所定時間を計時し、計
時終了と同時にＴr１を導通させることが考えられる。
ところが、この手法では、図中の矢印５０と同じ多くの
矢印が時間的に重なっていることから判るように、Ｔr
１〜Ｔr６の駆動には少なくとも２個のタイマが必要に
なるうえ、計時時間が電気角で６０゜以上と長くなっ
て、タイマによる時間遅れの増大で制御性が悪化すると
いう欠点がある。一方、比較器４２bからの遅れ位相の
位置信号は、図６の４６−bに対して僅かに右へシフト
して、図７の進み補正４６−bの如くなる。この場合、
位置信号４６−bの立ち下がりエッジは、Ｔr１に代えて
Ｔr６の導通制御に用い(矢印４９参照)、位置信号４６
−cの立ち上がりエッジから所定時間を計時してＴr１を
導通させている。この手法では、進み補正である限り、
計時時間も比較的短く、計時の重なりがなくてタイマが
１個で済むが、モータの運転周波数により遅れ補正が必
要となると、上述と同じ欠点が現われる。

【０００７】そこで、本発明の目的は、誘起電圧検出手
段の比較器の結線を工夫して、インバータ回路のトラン
ジスタをオン,オフする計時の起点となる立ち上がりま
たは立ち下がりエッジの位相が、従来よりも３０゜進ん
だ位置信号を得ることによって、タイマが１つで済み、
タイマにおける時間遅れも殆んどなく、良好な制御性で
もって全運転周波数に亘ってモータを最適効率で駆動で
きるブラシレス直流モータの駆動回路を提供することに
ある。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１に記載のブラシレス直流モータの駆動回路
は、図１,図５に例示するように、永久磁石の回転子３
８と３相に結線された電機子巻線３７a〜３７cを有する
同期モータ３３を、上記電機子巻線３７a〜３７cの端子
電圧４３−a〜４３−cから回転子３８の位置を検出し、
６個の半導体スイッチング素子Ｔr１〜Ｔr６を３相ブリ
ッジ接続したインバータ回路３１の通流状態を、検出さ
れた上記回転子３８の位置に応じて順次切り換えて駆動
するものにおいて、上記電機子巻線３７a〜３７cの夫々
に接続され、結合コンデンサを有して入力される１相の
端子電圧４３−a〜４３−cから高調波を除去して位相が
９０°を中心として所定の角度範囲で遅れた信号を出力
する３個のローパスフィルタ２ａ〜２ｃと、これら３個
のローパスフィルタ２ａ〜２ｃから２個ずつ取った組合
せの夫々の出力に接続され、２つのローパスフィルタ２
a〜２cから入力される２相の信号を比較して、比較結果
を残りの１相の位置信号として出力する３個の比較器３
ａ〜３ｃとを備え、これらの比較器３ａ〜３ｃの出力に
基づいて上記インバータ回路３１を所定の通流状態に切
り換えることを特徴とする。また、請求項２に記載のブ
ラシレス直流モータの駆動回路は、上述と同様のものに
おいて、上記電機子巻線３７a〜３７cの夫々に接続さ
れ、結合コンデンサを有して入力される１相の端子電圧
４３−a〜４３−cから高調波を除去して位相が９０°を
中心として所定の角度で遅れた信号を出力する３個のロ
ーパスフィルタ２ａ〜２ｃと、これら３個のローパスフ
ィルタ２ａ〜２ｃから２個ずつ取った組合せの夫々の出
力に接続され、２つのローパスフィルタ２a〜２cから入
力される２相の信号を比較して、比較結果を残りの１相
の位置信号として出力する３個の比較器３a〜３cと、こ
の比較器３a〜３cからの位置信号１１−a〜１１−cの間
隔を計測する第１タイマ８と、この第１タイマ８の計測
結果が表わす周波数に応じて上記ローパスフィルタ２ａ
〜２ｃが特性値として有する所定の位相角の進みまたは
遅れを算出する位相差算出手段７と、算出された位相角
の進みまたは遅れに対応する所定時間を、上記比較器３
a〜３cからの位置信号１１−a〜１１−cの最寄りの立ち
上がりまたは立ち下がりエッジから計時する第２タイマ
９と、この第２タイマ９の計時終了時に上記インバータ
回路３１を上記３個の比較器３a〜３cの出力に応じた所
定の通流状態に切り換える制御手段７を備えたことを特
徴とする。

【０００９】

【作用】請求項１の駆動回路において、電機子巻線３７
ａ〜３７ｃから各ローパスフィルタ２a〜２cを経て濾波
された各相の端子電圧４４−ａ〜４４−ｃは、高調波が
除去され、かつ結合コンデンサにより濾波前の信号４３
−ａ〜４３−ｃよりも位相が９０°遅れた信号に対し
て、フィルタの周波数特性よりモータ３３の運転周波数
の高,低に応じて位相が遅れ,進みする。３つの比較器３
a〜３cは、いずれも上記出力信号４４−a〜４４−cを受
けてそのうちの２相を比較して残りの１相の位置信号を
出力するので、３つの位置信号１１−a〜１１−c全体で
みればその立ち上がり,立ち下がりエッジの位相は、従
来の位置信号４６−a〜４６−cの立ち上がり,立ち下が
りエッジの位相よりも３０゜進む。従って、モータ３３
の運転周波数の高,低による位相の遅れ,進みに対する進
み,遅れ補正のいずれにおいても、位置信号１１−a〜１
１−cの最寄りのエッジから３０゜前後にあたる短時間の
計時で、どの半導体スイッチング素子Ｔr１〜Ｔr６をも
オン,オフできる。また、請求項２の駆動回路では、ロ
ーパスフィルタ２ａ〜２ｃの出力信号は、高調波が除去
されるとともに、入力信号である電機子巻線３７a〜３
７cの端子電圧４３−a〜４３−cよりも結合コンデンサ
により９０゜位相が遅れた信号に対して、ローパスフィ
ルタ２ａ〜２ｃの周波数特性によりモータ３３の運転周
波数の高,低に応じて位相が遅れ,進みする。３つの比較
器３a〜３cは、いずれも上記出力信号４４−a〜４４−c
を受けてそのうちの２相を比較して残りの１相の位置信
号を出力するので、３つの位置信号１１−a〜１１−c全
体でみればその立ち上がり,立ち下がりエッジの位相
は、従来の位置信号４６−a〜４６−cの立ち上がり,立
ち下がりエッジの位相よりも３０゜進む。次いで、第１
タイマ８は、比較器３a〜３cからの上記位置信号１１−
a〜１１−cの間隔を計測し、位相差算出手段７は、この
第１タイマ８の計測結果が表わす周波数に応じて上記ロ
ーパスフィルタ２ａ〜２ｃが特性値として有する上記９
０゜遅れ信号に対する所定の位相角の進みまたは遅れを
算出する。さらに、第２タイマは、算出された位相角の
進みまたは遅れに対応する所定時間を、従来例より３０
゜進んだ上記位置信号１１−a〜１１−cの最寄りの立ち
上がり,立ち下がりエッジから計時する。そして、この
計時が終了すると同時に、制御手段７はインバータ回路
３１を３つの比較器３a〜３cの出力に応じた所定の通流
状態に切り換える。こうして、モータ３３の運転周波数
の高,低による位相の遅れ,進みに対する進み,遅れ補正
のいずれにおいても、位置信号１１−a〜１１−cの最寄
りのエッジから３０゜前後にあたる短時間の計時で、ど
の半導体スイッチング素子Ｔr１〜Ｔr６をもオン,オフ
できる。従って、計時の重なりがなくなって第２タイマ
９が１つで済むとともに、タイマにおける時間遅れも殆
んどなくなり、インバータ回路３１を正確なタイミング
で転流制御して、モータ３３を全運転周波数に亘って最
適効率で駆動することができる。

【００１０】

【実施例】以下、本発明を図示の実施例により詳細に説
明する。本発明のブラシレス直流モータの駆動回路は、
誘起電圧検出回路と制御手段が異なる点を除いて図５で
述べた従来例と同じ構成であり、同一部材についての説
明は省略する。上記誘起電圧検出回路１は、図１(Ａ)に
示すように、電機子巻線３７a〜３７c(図５参照)の各端
子電圧４３−a〜４３−c(図２参照)を受ける３つのロー
パスフィルタ２a,２b,２cと、これらのフィルタからの
三角波の出力信号４４−a〜４４−c(図２参照)を受ける
３つの比較器３a,３b,３cで構成される。各ローパスフ
ィルタ２a,２b,２cは、図１(Ｂ)に示すように、図５
(Ｂ)で述べたと同様の高調波を除去するローパスフィル
タ３９と、直流成分を除去する結合コンデンサおよび接
地抵抗と、ノイズを除去する抵抗および接地コンデンサ
からなるローパスフィルタから、あるいは図１(Ｃ)に示
すように、上記前２者を前後逆に接続したものからな
る。一方、各比較器３a,３b,３cは、ローパスフィルタ
２からの２相の入力を比較して残りの１相の位置信号を
出力するようになっている。即ち、比較器３aは、ロー
パスフィルタ２b,２cから夫々＋,−入力端子に入力され
る信号を比較して、位置信号１１−aを出力し、比較器
３bは、ローパスフィルタ２c,２aからの同様の信号を比
較して、位置信号１１−bを出力し、比較器３cは、ロー
パスフィルタ２a,２bからの同様の信号を比較して、位
置信号１１−cを出力する(図２参照)。

【００１１】一方、上記制御手段４は、図１(Ｄ)に示す
ように、インターフェース５を経て受けた上記位置信号
１１−a〜１１−cを処理し、転流制御信号４７(図２参
照)としてドライブ部６を経てインバータ回路３１に出
力する位相差算出手段および制御手段としてのＣＰＵ７
と、このＣＰＵ７に付属する第１タイマ８,第２タイマ
９およびメモリ１０で構成される。上記第１タイマ８
は、位置信号１１−a〜１１−cのエッジからエッジの間
隔を計測する。計測された位置信号の間隔は、電機子巻
線３７の端子電圧の周波数ひいてはモータ３３の回転数
に対応するが、この周波数に対してローパスフィルタ２
が特性値として有する出力信号の位相角の進みまたは遅
れは、予め実験で図４のように求まっている。同図から
出力信号の位相は、図６で述べた入力信号よりも９０゜遅
れた位相に対して、周波数１００Ｈzを境にそれ以下で
は進み側に、それ以上では遅れ側にシフトすることが判
る。上記メモリ１０には、この図４で示す周波数と位相
遅れ角のデータが格納される。なお、図１(Ｂ),(Ｃ)の
出力側のローパスフィルタを省略すれば、上記位相の遅
れは９０°以上になることはない。

【００１２】上記ＣＰＵ７は、位相差算出手段として、
第１タイマ８が計測した時間間隔から周波数を求め、こ
の周波数に対応する位相遅れ角をメモリ１０のデータか
ら求めて、この位相遅れ角から第２タイマ９にセットす
べき所定時間を算出する。この所定時間は、例えばロー
パスフィルタ２の出力信号の位相が入力信号に対して丁
度９０゜遅れている場合、図２の１１−a〜１１−c中の
矢印で示す時間になる。そして、オン,オフ制御しよう
とするトランジスタに１対１に対応する位置信号１１−
a〜１１−cの最寄りの立ち上がりまたは立ち下がりエッ
ジから上記所定時間の計時を開始させる。例えば、トラ
ンジスタＴr１に対応するのは、図２から判るように位
置信号１１−aの立ち下がりエッジである。かくて、Ｃ
ＰＵ７は、以上の処理を繰り返すべく、端子電圧の周波
数を再び求めるために第１タイマ８をリセットする(図
３(Ａ)参照)。

【００１３】さらに、上記ＣＰＵ７は、制御手段とし
て、第２タイマ９による上記所定時間の計時終了時に、
３つの位置信号１１−a〜１１−cの論理レベルの組合せ
に応じて、オン,オフすべきトランジスタを判断し、そ
のトランジスタに転流制御信号を出力する。図２から判
るように、例えば上記論理レベルの組合せが、「Ｌ,Ｈ,
Ｌ」 ならトランジスタＴr１をオンにし、「Ｌ,Ｌ,Ｈ」 な
らトランジスタＴr１をオフにする転流制御信号とな
る。この処理も、上述の図３(Ａ)の処理と同様、繰り返
される(図３(Ｂ)参照)。

【００１４】上記構成のブラシレス直流モータの駆動回
路の動作を次に説明する。モータ３３の３つの電機子巻
線３７a〜３７cの端子電圧は、図２の４３−a,４３−b,
４３−cに示すように１２０゜ずつ位相がずれている。こ
の端子電圧は、図１(Ａ)に示す誘起電圧検出回路１の対
応するローパスフィルタ２a,２b,２cに入力されて、高
調波および直流成分が除去されるとともに、位相が例え
ば９０゜遅れた図２の４４−a〜４４−cの如き三角波信
号となる。なお、上記位相の遅れは、図４に示すよう
に、フィルタの周波数特性により端子電圧の周波数の
高,低に応じて遅れ,進み側に変化する。上記ローパスフ
ィルタからの各三角波信号は、比較器３a,３b,３cで比
較されるが、いずれの比較器も、他の２相の入力信号の
比較結果をその相の位置信号として出力するので、例え
ば比較器３aの位置信号１１−aは、三角波信号４４−b
が４４−cよりも大きくなる図２中の縦線５１で示す時
点で立ち上がる。この立ち上がり時点は、従来の比較器
４２b(図５(Ｂ)参照)からの位置信号４６−bの立ち上が
り時点、即ち図６中の縦線５２で示す時点よりも位相が
３０゜進んでいる。他の比較器３b,３cについても同様に
位相が３０゜進むので、３つの位置信号１１−a〜１１−
c全体でみれば、その立ち上がり,立ち下がりエッジの位
相は、従来の位置信号４６−a〜４６−cの立ち上がり,
立ち下がりエッジの位相よりも３０゜進むことになる。

【００１５】さて、制御手段４の第１タイマ８は、ＣＰ
Ｕ７の制御下で上記位置信号１１−a〜１１−cのエッジ
からエッジの間隔を計測し、ＣＰＵ７は、この計測値を
図３(Ａ)のステップＳ１で示すように読み込み、ステッ
プＳ２で、計測値から周波数を求め、この周波数に応じ
てメモリ１０に格納した図４に示す周波数と位相遅れ角
のデータに基づき、位相補正量を算出する。次いで、ス
テップＳ３で、上記位相補正量を第２タイマ９にセット
し、オン,オフ制御すべきトランジスタＴr１〜Ｔr６(図
５参照)に１対１に対応する位置信号１１−a〜１１−c
の最寄りの立ち上がりまたは立ち下がりエッジから第２
タイマ９をスタートして計時を開始させる。タイマスタ
ート時点は、例えばトランジスタＴr４に対しては、図
２から判るように位置信号１１−aの立ち上がりエッジ
である。なお、図２では各ローパスフィルタ２a〜２cの
出力(三角波)信号が入力信号に対して丁度９０゜遅れて
いて、図中の矢印で示す位相補正量が３０゜の場合を示
したが、この位相補正量が三角波信号の遅れ具合に応じ
て増減するのはいうまでもない。そして、ＣＰＵ７は、
ステップＳ４で以上の処理を繰り返すべく、端子電圧４
３−a〜４３−cの周波数を再び求めるために、第１タイ
マ８をリセットして計時を再スタートさせる。

【００１６】さらに、ＣＰＵ７は、第２タイマ９が位相
補正量に対応する時間の計時を終了したとき(図２中の
矢印の先端参照)、図３(Ｂ)の処理に移り、ステップＳ
１１で、その時点の３つの位置信号１１−a〜１１−cの
論理レベルの組合せに応じてオフ,オフすべきトランジ
スタを判断し、ステップＳ１２で、ドライブ部６(図１
(Ｄ)参照)を介してそのトランジスタに転流制御信号４
７を出力する。例えば、論理レベルの組合せが 「Ｈ,Ｌ,
Ｈ」 なら、トランジスタＴr４をオンにする転流制御信
号となる。この処理も、上述の図３(Ａ)の処理と同様、
繰り返される。

【００１７】こうして、ブラシレス直流モータ３３の運
転周波数の高,低によりローパスフィルタ２a〜２cの周
波数特性に起因して生じる出力信号の遅れ,進みを、比
較器３a〜３cの結線を工夫して従来よりも３０゜進んだ
位置信号１１−a〜１１−cを得て、その最寄りのエッジ
から位相補正量を計時することにより、進み補正では１
０゜程度の、遅れ補正でも３０゜程度の夫々短時間の計時
にて、どのトランジスタＴr１〜Ｔr６をもオン,オフす
ることができる。従って、図２の矢印からも判るように
計時の重なりがなくなって、従来例と異なり第２タイマ
９が１つで済むとともに、第２タイマ９における時間遅
れも少なくなって、インバータ回路３１を正確なタイミ
ングで転流制御して、良好な制御性でもって全運転周波
数に亘ってブラシレス直流モータ３３を最適効率で駆動
することができる。

【００１８】上記実施例では、ＣＰＵ７に位相差検出手
段と制御手段の役割を兼ねさせ、このＣＰＵ７で第１,
第２タイマ８,９およびメモリ１０の制御も行なうよう
にしているので、構成の簡素化,低廉化を図れるという
利点がある。なお、上記実施例では、遅れ補正のみを説
明したが、進み補正も同様に行なえるのは勿論である。
また、上記実施例では、直流成分を除去する結合コンデ
ンサやノイズ除去用のローパスフィルタも備えたローパ
スフィルタ２を用いたが、これを高調波のみを除去する
ローパスフィルタだけにすることもできる。

【００１９】

【発明の効果】以上の説明で明らかなように、本発明の
請求項１に記載のブラシレス直流モータの駆動回路は、
電機子巻線から各ローパスフィルタを経て濾波された各
相の端子電圧のうちの２相を各比較器で比較して比較結
果を残りの１相の位置信号として出力し、この出力に基
づいてインバータ回路を所定の通流状態に切り換えるよ
うにしているので、エッジの位相が従来よりも３０°進
んだ位置信号が得られ、このエッジを用いて従来よりも
短時間の計時で正確な通流状態の制御ができるから、モ
ータを全運転周波数に亘って良好に駆動することができ
る。また、本発明の請求項２に記載のブラシレス直流モ
ータの駆動回路は、電機子巻線の各相の端子電圧からロ
ーパスフィルタで高調波を除去し、その２相の出力を各
比較器で比較して残りの１相の位置信号として出力する
一方、この位置信号の間隔を第１タイマで計測し、計測
結果が表わす周波数に応じてローパスフィルタが特性値
としてもつ所定の位相角の進み,遅れを位相差算出手段
で算出するとともに、算出した位相角の進み,遅れに対
応する所定時間を第２タイマにより比較器からの位置信
号の最寄りの立ち上がり,立ち下がりエッジから計時
し、この計時終了時にインバータ回路の半導体スイッチ
ング素子を、制御手段により比較器の出力に応じた所定
の通流状態に切り換えるようにしているので、第２タイ
マが１つで済み、タイマにおける時間遅れも少なくなっ
て、正確なタイミングの転流制御で、モータを良好な制
御性でもって全運転周波数に亘って最適効率で駆動する
ことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の誘起電圧検出回路,この回路のフィ
ルタおよび制御手段の一例を夫々示す図である。

【図２】 上記一例の端子電圧,フィルタの出力たる三
角波信号,比較器の出力たる位置信号および転流制御信
号を夫々示すタイミングチャートである。

【図３】 上記制御手段の信号処理の流れを示すフロー
チャートである。

【図４】 上記制御手段のメモリに記憶される上記フィ
ルタの周波数と位相遅れの関係を示す特性曲線である。

【図５】 従来のブラシレス直流モータの駆動回路を示
す全体図および誘起電圧検出回路の詳細図である。

【図６】 上記従来例の端子電圧,フィルタの出力たる
三角波信号,この出力の中性点の信号,比較器の出力たる
位置信号および転流制御信号を夫々示すタイミングチャ
ートである。

【図７】 図６における信号の遅れ,進みおよび遅れ補
正,進み補正を説明するタイミングチャートである。

【符号の説明】

１…誘起電圧検出回路、２a〜２c…ローパスフィルタ、
３a〜３c…比較器、４…制御手段、７…ＣＰＵ、８…第
１タイマ、９…第２タイマ、１０…メモリ、３１…イン
バータ回路、３２…電源、３３…ブラシレス直流モー
タ、３７a〜３７c…電機子巻線、３８…回転子、３９…
ローパスフィルタ。

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 永久磁石の回転子(３８)と３相に結線さ
   れた電機子巻線(３７a〜３７c)を有する同期モータ(３
   ３)を、上記電機子巻線(３７a〜３７c)の端子電圧(４３
   −a〜４３−c)から回転子(３８)の位置を検出し、６個
   の半導体スイッチング素子(Ｔr１〜Ｔr６)を３相ブリッ
   ジ接続したインバータ回路(３１)の通流状態を、検出さ
   れた上記回転子(３８)の位置に応じて順次切り換えて駆
   動するブラシレス直流モータの駆動回路において、 上記電機子巻線(３７a〜３７c)の夫々に接続され、結合
   コンデンサを有して入力される１相の端子電圧(４３−a
   〜４３−c)から高調波を除去して位相が９０°を中心と
   して所定の角度範囲で遅れた信号を出力する３個のロー
   パスフィルタ(２ａ〜２ｃ)と、これら３個のローパスフ
   ィルタ(２ａ〜２ｃ)から２個ずつ取った組合せの夫々の
   出力に接続され、２つのローパスフィルタ(２a〜２c)か
   ら入力される２相の信号を比較して、比較結果を残りの
   １相の位置信号として出力する３個の比較器(３ａ〜３
   ｃ)とを備え、これらの比較器(３ａ〜３ｃ)の出力に基
   づいて上記インバータ回路(３１)を所定の通流状態に切
   り換えることを特徴とするブラシレス直流モータの駆動
   回路。
2. 【請求項２】 永久磁石の回転子(３８)と３相に結線さ
   れた電機子巻線(３７a〜３７c)を有する同期モータ(３
   ３)を、上記電機子巻線(３７a〜３７c)の端子電圧(４３
   −a〜４３−c)から回転子(３８)の位置を検出し、６個
   の半導体スイッチング素子(Ｔr１〜Ｔr６)を３相ブリッ
   ジ接続したインバータ回路(３１)の通流状態を、検出さ
   れた上記回転子(３８)の位置に応じて順次切り換えて駆
   動するブラシレス直流モータの駆動回路において、 上記電機子巻線(３７a〜３７c)の夫々に接続され、結合
   コンデンサを有して入力される１相の端子電圧(４３−a
   〜４３−c)から高調波を除去して位相が９０°を中心と
   して所定の角度範囲で遅れた信号を出力する３個のロー
   パスフィルタ(２ａ〜２ｃ)と、これら３個のローパスフ
   ィルタ(２ａ〜２ｃ)から２個ずつ取った組合せの夫々の
   出力に接続され、２つのローパスフィルタ(２a〜２c)か
   ら入力される２相の信号を比較して、比較結果を残りの
   １相の位置信号として出力する３個の比較器(３a〜３c)
   と、この比較器(３a〜３c)からの位置信号(１１−a〜１
   １−c)の間隔を計測する第１タイマ(８)と、この第１タ
   イマ(８)の計測結果が表わす周波数に応じて上記ローパ
   スフィルタ(２ａ〜２ｃ)が特性値として有する所定の位
   相角の進みまたは遅れを算出する位相差算出手段(７)
   と、算出された位相角の進みまたは遅れに対応する所定
   時間を、上記比較器(３a〜３c)からの位置信号(１１−a
   〜１１−c)の最寄りの立ち上がりまたは立ち下がりエッ
   ジから計時する第２タイマ(９)と、この第２タイマ(９)
   の計時終了時に上記インバータ回路(３１)を上記３個の
   比較器(３a〜３c)の出力に応じた所定の通流状態に切り
   換える制御手段(７)を備えたことを特徴とするブラシレ
   ス直流モータの駆動回路。