JP3424307B2

JP3424307B2 - ブラシレスｄｃモータ

Info

Publication number: JP3424307B2
Application number: JP03503394A
Authority: JP
Inventors: 泰三木村
Original assignee: Daikin Industries Ltd
Current assignee: Daikin Industries Ltd
Priority date: 1994-03-04
Filing date: 1994-03-04
Publication date: 2003-07-07
Anticipated expiration: 2018-07-07
Also published as: JPH07245982A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、電機子コイルに誘起
された誘起電圧に基づいて、回転子と固定子の相対的な
位置を検出して、その検出された相対的な位置に基づい
て、電機子コイルの電圧パターンをインバータによって
切り換えるブラシレスＤＣ(直流)モータに関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、ブラシレスＤＣモータとしては、
特公平５−７２１９７号に記載のものがある。このブラ
シレスＤＣモータは、２極の永久磁石を有する回転子１
０と３相Ｙ結線に接続された電機子コイル１a,１b,１c
を有する固定子１とを有するモータ部１１と、上記電機
子コイル１a,１b,１cに対する回転子１０の相対的な回
転位置を検出する回転位置検出部１２と、上記回転位置
検出部１２からの回転子１０の回転位置を表わす位置信
号を受けて、電機子コイル１a,１b,１cに対する電圧パ
ターンの切り換えるスイッチング信号を出力するマイク
ロコンピュータ(以下、マイコンという)１３と、上記マ
イコン１３からのスイッチング信号を受けて、電機子コ
イル１a,１b,１cの電圧パターンを切り換え制御する転
流制御信号を出力するドライブ部１４と、上記ドライブ
１４からの転流制御信号を受けて、電機子コイル１a,１
b,１cの電圧パターンを切り換えるインバータ部２０と
を備えている。

【０００３】上記インバータ部２０は、直流電源９の正
極側にエミッタが夫々接続された３つのＰＮＰ型のトラ
ンジスタ２０a,２０b,２０cと、直流電源９の負極側に
エミッタが夫々接続された３つのＮＰＮ型のトランジス
タ２０d,２０e,２０fとで構成されている。上記トラン
ジスタ２０a,２０dのコレクタを互いに接続し、トラン
ジスタ２０b,２０eのコレクタを互いに接続し、トラン
ジスタ２０c,２０fのコレクタを互いに接続している。
上記トランジスタ２０a,２０dの互いに接続されたコレ
クタにＵ相の電機子コイル１aを接続し、トランジスタ
２０b,２０eの互いに接続されたコレクタにＶ相の電機
子コイル１bを接続し、トランジスタ２０c,２０fの互い
に接続されたコレクタにＷ相の電機子コイル１cを接続
している。そして、上記ドライブ部１４からの転流制御
信号をインバータ部２０の各トランジスタ２０a〜２０f
のベースに夫々接続している。

【０００４】また、上記回転位置検出部１２は、上記電
機子コイル１a,１b,１cに並列状態で３相Ｙ結線で接続
された抵抗２a,２b,２cからなる抵抗回路２と、上記抵
抗回路２の中性点の電圧Ｖ_Mと電機子コイル１a,１b,１c
の中性点の電圧Ｖ_Nとが入力され、抵抗回路２の中性点
と電機子コイル１a,１b,１cの中性点との間の電位差Ｖ
_MNを出力する差動増幅器３１と、上記差動増幅器３１か
らの電位差Ｖ_MNを受けて、その電位差Ｖ_MNを積分する積
分器３２と、上記積分器３２からの電位差Ｖ_MNを積分し
た積分信号を受けて、位置信号を出力する零クロスコン
パレータ３３とを備えている。

【０００５】上記構成のブラシレスＤＣモータにおい
て、インバータ部２０からの各Ｕ相,Ｖ相,Ｗ相の端子電
圧をＶ_U,Ｖ_V,Ｖ_W、電機子コイル１a,１b,１cの各Ｕ相,
Ｖ相,Ｗ相の誘起電圧をＥ_U,Ｅ_V,Ｅ_Wとすると、抵抗回路
２の中性点の電圧Ｖ_Mと電機子コイル１a,１b,１cの中性
点の電圧Ｖ_Nは、Ｖ_M ＝ (１／３)(Ｖ_U＋Ｖ_V＋Ｖ_W) Ｖ_N ＝ (１／３){(Ｖ_U−Ｅ_U)＋(Ｖ_V−Ｅ_V)＋(Ｖ_W−Ｅ_W)} となる。したがって、上記抵抗回路２の中性点と電機子
コイル１a,１b,１cの中性点との間の電位差Ｖ_MNは、Ｖ_MN ＝Ｖ_M−Ｖ_N ＝ (１／３)(Ｅ_U＋Ｅ_V＋Ｅ_W) となり、電機子コイル１a,１b,１cの誘起電圧Ｅ_U,Ｅ_V,
Ｅ_Wの和に比例する。

【０００６】上記電機子コイル１a,１b,１cの誘起電圧
Ｅ_U,Ｅ_V,Ｅ_Wは、図１２(A)〜(C)に示すように、１２０
度毎に位相の異なる台形状の波形となり、電位差Ｖ_MNは
図１２(Ｄ)に示すように、誘起電圧Ｅ_U,Ｅ_V,Ｅ_Wに対し
て３倍の基本波周波数成分を有する略三角波となる。こ
の電位差Ｖ_MNの三角波のピーク点が電圧パターンの切り
換え点となる。上記積分器３２は、差動増幅器３１から
の電位差Ｖ_MNの信号を積分して、略正弦波状の積分信号
∫Ｖ_MNdt(図１２(E)に示す)を出力する。そして、上記
零クロスコンパレータ３３は、積分信号∫Ｖ_MNdtのゼロ
クロス点を検出して、位置信号(図１２(Ｆ)に示す)をマ
イコン１３に出力する。すなわち、この電位差Ｖ_MNのピ
ーク点は、回転周波数によって振幅が変動するため、電
位差Ｖ_MNの信号を積分して、ゼロクロス点を検出するよ
うにしているのである。上記位置信号は、上記固定子１
の電機子コイル１a,１b,１cに対する回転子１０の相対
的な位置を示すものである。次ぎに、上記マイコン１３
は、零クロスコンパレータ３３からの位置信号を受け
て、ドライブ部１４にスイッチング信号を出力する。上
記ドライブ部１４は、マイコン１３からのスイッチング
信号を受けて、インバータ部２０の各トランジスタ２０
a〜２０fのベースに転流制御信号(図１２(G)〜(K))を出
力する。そして、上記インバータ部２０は、図１２(M)
に示すように順次オンオフして、電機子コイル１a,１b,
１cに対する電圧パターンを切り換える。

【０００７】こうして、上記ブラシレスＤＣモータは、
電機子コイル１a,１b,１cの誘起電圧Ｅ_U,Ｅ_V,Ｅ_Wより回
転子１０の回転位置を表わす位置信号を検出して、イン
バータ部２０は、その位置信号によって電機子コイル１
a,１b,１cの電圧パターンの切り換えを行う。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記ブラシ
レスＤＣモータは、図１３(A)に示すように、差動増幅
器３１の僅かな直流成分が積分されて、積分信号∫Ｖ_MN
dtに累積した直流成分が重畳するため、この積分信号∫
Ｖ_MNdtを零クロスコンパレータ３３によりゼロクロス点
を検出すると、得られた位置信号は、図１３(B)に示す
ように、上下非対称な波形となる。すなわち、上記位置
信号は、上下対称な場合はデューティー比５０%である
が、上下非対称な場合はデューティー比が５０%となら
ない。したがって、上記位置信号が上下非対称になる
と、その位置信号に基づいて電機子コイル１a,１b,１c
の電圧パターンを切り換え制御する６０度毎の転流制御
信号のタイミングがずれるため、ブラシレスＤＣモータ
の効率が悪化すると共に、回転にうねりが生じて不安定
となるという問題がある。

【０００９】また、上記回転位置検出部１２のフィルタ
の周波数特性により、位置信号が電圧パターンの最適切
り換えポイントから前後してずれたり、モータの負荷や
運転周波数の変化に伴って、電機子コイル１a,１b,１c
に誘起される誘起電圧の位相に対して最適となる電圧パ
ターンの切り換えポイントが異なり、以上のようなとき
にはいずれも、運転効率が低下したり、モータが脱調す
るという問題がある。

【００１０】そこで、この発明の目的は、直流成分が除
去された積分信号により回転子の回転位置を検出して、
その検出した位置信号に基づいて、電圧パターンを切り
換え制御することによって、運転効率を向上でき、さら
に安定な回転が可能なブラシレスＤＣモータを提供する
ことにある。

【００１１】また、もう一つの目的は、モータの負荷の
大小,運転周波数の高低に応じて、上記位置信号から電
圧パターンを切り換えるまでの時間を調整すなわち位相
補正をして、最適効率で運転できるブラシレスＤＣモー
タを提供することにある。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１のブラシレスＤＣモータは、複数極の磁石
を有する回転子と、３相Ｙ結線に接続された電機子コイ
ルを有する固定子と、上記回転子の回転位置を検出する
ブラシレスＤＣモータの回転位置検出手段と、上記回転
位置検出手段に基づいて、上記電機子コイルの電圧パタ
ーンを切り換えるインバータとを備えるブラシレスＤＣ
モータにおいて、上記回転位置検出手段は、上記電機子
コイルに対して並列状態で３相Ｙ結線に接続された抵抗
回路と、上記抵抗回路の中性点と上記電機子コイルの中
性点との間の電位差を検出する電位差検出手段と、上記
電位差検出手段からの上記電機子コイルの中性点と上記
抵抗回路の中性点との間の電位差を表わす信号を受け
て、その電位差を表わす信号を積分する積分手段と、上
記積分手段からの上記電位差を表わす信号を積分した積
分信号を受けて、その積分信号の直流成分を除去して、
直流成分が除去された信号に基づいて、上記回転子の回
転位置を表わす位置信号を発生する位置信号発生手段と
を有すると共に、上記回転位置検出手段からの上記回転
子の回転位置を表わす位置信号を受けて、最適効率にな
るように上記位置信号から電圧パターンを切り換えるま
での時間を調整する位相補正手段を備えて、上記位相補
正手段からの位相補正された電圧パターン信号に基づい
て、上記インバータが上記電機子コイルの電圧パターン
を切り換えるようにしたことを特徴としている。

【００１３】また、請求項２のブラシレスＤＣモータ
は、請求項１のブラシレスＤＣモータにおいて、上記位
相補正手段は、上記回転位置検出手段からの上記回転子
の回転位置を表わす位置信号に基づいて、上記回転子の
回転周波数を計測する第１タイマと、上記第１タイマか
らの上記回転子の回転周波数を表わす信号を受けて、上
記回転周波数の高低に応じて上記位置信号の位相を進み
遅れさせるように位相補正量を設定する位相補正量設定
手段と、上記位相補正量設定手段からの位相補正量を表
わす信号に基づいて、上記回転位置検出手段からの上記
回転子の回転位置を表わす位置信号を位相補正する第２
タイマとを備えたことを特徴としている。

【００１４】また、請求項３のブラシレスＤＣモータ
は、請求項１に記載のブラシレスＤＣモータにおいて、
インバータ入力電流,インバータ直流部電流および上記
電機子コイルに流れる励磁電流のいずれか一つを検出す
る電流検出手段を備え、上記位相補正手段は、上記電流
検出手段からの電流を表わす信号を受けて、上記電流の
大小に応じて上記位置信号の位相を進み遅れさせるよう
に位相補正量を設定する位相補正量設定手段と、上記位
相補正量設定手段からの位相補正量を表わす信号に基づ
いて、上記回転位置検出手段からの上記回転子の回転位
置を表わす位置信号を位相補正する第２タイマとを備え
たことを特徴としている。

【００１５】また、請求項４のブラシレスＤＣモータ
は、請求項１のブラシレスＤＣモータにおいて、上記位
置信号発生手段は、上記積分手段からの上記電位差を表
わす信号を積分した積分信号に重畳された直流成分を検
出する直流成分検出手段と、上記積分手段からの積分信
号と上記直流成分検出手段からの上記積分信号に重畳さ
れた直流成分を表わす信号とを比較した結果に基づい
て、上記回転子の回転位置を表わす位置信号を出力する
比較手段とを有することを特徴としている。

【００１６】また、請求項５のブラシレスＤＣモータ
は、請求項４のブラシレスＤＣモータにおいて、上記直
流成分検出手段はローパスフィルタであり、上記比較手
段はコンパレータであることを特徴としている。

【００１７】また、請求項６のブラシレスＤＣモータ
は、請求項１のブラシレスＤＣモータにおいて、上記位
置信号発生手段は、上記積分手段からの積分信号に重畳
された直流成分を除去する直流成分除去手段と、上記直
流成分除去手段からの上記積分信号に重畳された直流成
分を除去した信号と零レベルを表わす基準信号とを比較
した結果に基づいて、上記回転子の回転位置を表わす位
置信号を出力する比較手段とを備えることを特徴として
いる。

【００１８】また、請求項７のブラシレスＤＣモータ
は、請求項６のブラシレスＤＣモータにおいて、上記直
流成分除去手段はハイパスフィルタであり、上記比較手
段はコンパレータであることを特徴としている。

【００１９】

【作用】上記請求項１のブラシレスＤＣモータによれ
ば、上記回転位置検出手段は、上記複数極の磁石を有す
る回転子の回転位置を検出する。そして、上記回転位置
検出手段からの回転子の回転位置を表わす位置信号を受
けて、上記位相補正手段は、モータが最適効率になるよ
うに位置信号から電圧パターンを切り換えるまでの時間
を調整する。そして、上記位相補正手段からの位相補正
された電圧パターン信号に基づいて、上記インバータは
電機子コイルの電圧パターンを切り換える。例えば、回
転位置検出手段のフィルタの周波数特性の影響やモータ
の負荷や運転周波数に伴って、電機子コイルに誘起され
る誘起電圧に対する位置信号の位相がモータ最適効率点
からはずれて運転される場合でも、位置信号を位相補正
して得られた電圧パターン信号のタイミングで電圧パタ
ーンを切り換えることで、最適な効率でモータを運転で
きる。

【００２０】したがって、ブラシレスＤＣモータの効率
を良くし、安定かつ滑らかに回転するように調整でき
る。

【００２１】また、上記回転位置検出手段において、上
記電位差検出手段は、上記固定子の各電機子コイルの中
性点と上記抵抗回路の中性点との間の電位差を検出す
る。上記電位差検出手段からの電位差を表わす信号を受
けて、積分手段はその電位差を表わす信号を積分する。
そして、上記積分手段からの電位差を表わす信号を積分
した積分信号を受けて、上記位置信号発生手段は、その
積分信号の直流成分を除去して、上記回転子の回転位置
を表わす位置信号を発生する。したがって、上記位置信
号は、上記積分信号に直流成分が累積して重畳していて
も影響を受けることがない。そして、上記位置信号発生
手段からの位置信号に基づいて、インバータは電機子コ
イルの電圧パターンを切り換える。こうして、上記ブラ
シレスＤＣモータは、電機子コイルに誘起された誘起電
圧より電機子コイルに対する回転子の相対的な回転位置
を表わす位置信号を検出して、インバータは、その位置
信号と同タイミングで電機子コイルの各相に対する電圧
パターンの切り換えを行うのである。したがって、上記
積分信号に直流成分が重畳していても、上記位置信号の
波形が上下非対称となるのを防止して、励磁電流を切り
換えるタイミングがずれることがない。したがって、ブ
ラシレスＤＣモータの運転効率が向上すると共に、安定
した滑らかな回転を行うことができる。

【００２２】また、上記請求項２のブラシレスＤＣモー
タによれば、請求項１のブラシレスＤＣモータにおい
て、上記回転位置検出手段からの上記回転子の回転位置
を表わす位置信号に基づいて、上記第１タイマは回転子
の回転周波数を計測する。上記第１タイマからの回転子
の回転周波数を表わす信号に基づいて、位相補正量設定
手段は、例えば回転位置検出手段のフィルタの周波数特
性が高周波数領域で遅れ、低周波数領域で進みとなる場
合には、その遅れ進みを相殺するため、回転周波数が高
いときは位置信号の位相を進めるように位相補正量を設
定し、回転周波数が低いときは位置信号の位相を遅らす
ように位相補正量を設定する。そして、上記位相補正量
設定手段からの位相補正量を表わす信号に基づいて、第
２タイマは上記位置信号を位相補正する。

【００２３】したがって、上記回転位置検出手段の周波
数特性の影響を改善するため、上記回転子の回転周波数
が高いときは、上記第２タイマ値を小さくして電圧パタ
ーン信号の位相を進ませ、回転子の回転周波数が低いと
きは、上記第２タイマ値を大きくして電圧パターン信号
の位相を遅らせることによって、モータの運転効率を最
適にすることができる。

【００２４】また、上記請求項３のブラシレスＤＣモー
タによれば、請求項１のブラシレスＤＣモータにおい
て、インバータ入力電流,インバータ直流部電流および
上記電機子コイルに流れる励磁電流のいずれか一つを検
出する電流検出手段を備え、上記電流検出手段からの電
流を表わす信号を受けて、位相補正量設定手段は、電流
が大きいときは位置信号の位相を進めるように位相補正
量を設定し、電流が小さいときは位置信号の位相を遅ら
すように位相補正量を設定する。そして、上記位相補正
量設定手段からの位相補正量を表わす信号に基づいて、
第２タイマは上記位置信号を位相補正する。

【００２５】したがって、モータ負荷が大きいとき、す
なわち上記電流等が大きいときは、上記第２タイマ値を
小さくして電圧パターン信号の位相を進ませ、電流が小
さいときは、上記第２タイマ値を大きくして電圧パター
ン信号の位相を遅らせることによって、モータの運転効
率を最適にすることができる。また、負荷トルクに対し
て必要なモータトルクを発生させることができ、モータ
の脱調を防止できる。

【００２６】また、上記請求項４のブラシレスＤＣモー
タによれば、請求項１のブラシレスＤＣモータにおい
て、上記直流成分検出手段は、上記積分手段からの積分
信号に重畳された直流成分を検出し、上記比較手段は、
積分手段からの積分信号と直流成分検出手段からの積分
信号に重畳された直流成分を表わす信号とを比較した結
果に基づいて、上記位置信号を出力する。こうして、上
記位置信号発生手段は、上記積分信号の直流成分を除い
た信号に基づいて、回転子の回転位置を表わす位置信号
を発生する。

【００２７】したがって、上記積分信号に直流成分が重
畳していても、上記位置信号の波形が上下非対称となる
のを防止して、電圧パターンを切り換えるタイミングが
ずれることがない。したがって、ブラシレスＤＣモータ
の運転効率が向上すると共に、安定した滑らかな回転を
行うことができる。

【００２８】また、上記請求項５のブラシレスＤＣモー
タによれば、請求項４のブラシレスＤＣモータにおい
て、上記積分手段からの積分信号の直流成分をローパス
フィルタにより検出する。そして、上記コンパレータ
は、積分手段からの積分信号とローパスフィルタで検出
された直流成分を表わす信号とを比較して、固定子の回
転位置を表わす位置信号を出力する。したがって、上記
積分信号に直流成分が重畳している場合、コンパレータ
で直流成分の重畳した積分信号とその直流成分を表わす
信号とを比較するので、直流成分が除去された位置信号
を得ることができる。

【００２９】したがって、上記ローパスフィルタとコン
パレータにより、簡単な構成で上記積分信号に重畳され
た直流成分を容易に除去して、上下略対称な位置信号を
発生させることができる。

【００３０】また、上記請求項６のブラシレスＤＣモー
タによれば、請求項１のブラシレスＤＣモータにおい
て、直流成分除去手段によって、上記積分手段からの積
分信号に重畳された直流成分を除去して、上記比較手段
は、直流成分が除去された積分信号と零レベルを表わす
基準信号とを比較した結果に基づいて、上記位置信号を
出力する。こうして、上記位置信号発生手段は、上記積
分信号の直流成分を除いた信号に基づいて、回転子の回
転位置を表わす位置信号を発生する。

【００３１】したがって、上記積分信号に直流成分が重
畳していても、上記位置信号の波形が上下非対称となる
のを防止して、電圧パターンを切り換えるタイミングが
ずれることがない。したがって、ブラシレスＤＣモータ
の運転効率が向上すると共に、安定した滑らかな回転を
行うことができる。

【００３２】また、上記請求項７のブラシレスＤＣモー
タによれば、請求項６のブラシレスＤＣモータにおい
て、上記積分手段からの積分信号の直流成分をハイパス
フィルタにより除去する。そして、上記コンパレータ
は、上記直流成分が除去された積分信号と上記零レベル
を表わす基準信号とを比較して、回転子の回転位置を表
わす位置信号を出力する。

【００３３】したがって、上記ハイパスフィルタとコン
パレータにより、簡単な構成で上記積分信号に重畳され
た直流成分を容易に除去して、上下略対称な位置信号を
発生させることができる。

【００３４】

【実施例】以下、この発明のブラシレスＤＣモータを実
施例により詳細に説明する。

【００３５】（第１実施例）図１はこの発明の第１実施例のブラシレスＤＣモータの
構成を示しており、１は電機子コイル１a,１b,１cがＹ
結線され、複数の永久磁石を有する回転子１０を回転磁
界により回転させる固定子、２は上記電機子コイル１a,
１b,１cに並列状態に接続され、抵抗２a,２b,２cをＹ結
線した抵抗回路、３は上記抵抗回路２の中性点の電圧Ｖ
_Mと電機子コイル１a,１b,１cの中性点の電圧Ｖ_Nとが入
力され、抵抗回路２の中性点と電機子コイル１a,１b,１
cの中性点との間の電位差Ｖ_MNを検出する電位差検出手
段の一例としての差動増幅器、４は上記差動増幅器３か
らの電位差Ｖ_MNを表わす信号を受けて、その電位差Ｖ_MN
を表わす信号を積分する積分器、５は上記積分器４から
の電位差Ｖ_MNを表わす信号を積分した積分信号を受け
て、その積分信号の直流成分を検出する直流成分検出手
段の一例としてのローパスフィルタ、６は上記積分器４
からの積分信号とローパスフィルタ５の直流成分検出信
号とを比較して、回転子１０の回転位置を表わす位置信
号を出力する比較手段の一例としてのコンパレータであ
る。なお、上記固定子１と回転子１０でモータ部１１を
構成している。また、上記ローパスフィルタ５とコンパ
レータ６とで位置信号発生手段としての位置信号発生部
４０を構成している。また、７は上記コンパレータ６か
らの位置信号を受けて、スイッチング信号を出力するマ
イコン、１４は上記マイコン７からのスイッチング信号
を受けて、転流制御信号を出力するドライブ部である。
そして、上記ドライブ部１４からの各転流制御信号をイ
ンバータ２１に夫々接続している。上記抵抗回路２,差
動増幅器３,積分器４,ローパスフィルタ５およびコンパ
レータ６で回転位置検出手段としての回転位置検出部８
を構成している。

【００３６】上記インバータ２１は、コンバータ部１９
とインバータ部２０で構成されている。上記コンバータ
部１９は、図２に示すように、整流用ダイオードブリッ
ジＤ,コイルＬおよびコンデンサＣで構成され、整流用
ダイオードブリッジＤに交流電源が接続されている。ま
た、図１において、上記インバータ部２０は、コンバー
タ部１９のコンデンサＣの正極側に夫々接続された３つ
のトランジスタ２０a,２０b,２０cと、コンデンサＣの
負極側に夫々接続された３つのトランジスタ２０d,２０
e,２０fとから構成されている。上記トランジスタ２０a
のエミッタとトランジスタ２０dのコレクタを互いに接
続し、トランジスタ２０bのエミッタとトランジスタ２
０eのコレクタを互いに接続し、トランジスタ２０cのエ
ミッタとトランジスタ２０fのコレクタを互いに接続し
ている。上記トランジスタ２０a,２０dの互いに接続さ
れた部分にＵ相の電機子コイル１aを接続し、トランジ
スタ２０b,２０eの互いに接続された部分にＶ相の電機
子コイル１bを接続し、トランジスタ２０c,２０fの互い
に接続された部分にＷ相の電機子コイル１cを接続して
いる。上記各トランジスタ２０a〜２０fのコレクタとエ
ミッタとの間にダイオードを夫々逆並列接続している。
なお、上記交流電源とダイオードブリッジＤとの間にイ
ンバータ入力電流を検出する電流変換器３０a(図２に示
す)を設けて、電流変換器３０aからの電流を表わす信号
をマイコン７に入力している。なお、上記電流変換器３
０aの代わりに、上記コンバータ部１９のコンデンサＣ
の負極側とインバータ部２０のトランジスタ２０dのエ
ミッタとの間に設けられ、インバータ直流部電流を検出
する電流変換器３０b(図２に示す)または電機子コイル
１aとインバータ部２０のトランジスタ２０aのエミッタ
との間に設けられ、電機子コイル１aに流れる励磁電流
を検出する電流変換器３０cでもよい。

【００３７】また、上記マイコン７には、上記コンパレ
ータ６からの回転子１０の回転位置を表わす位置信号に
基づいて、モータの回転周波数を計測する第１タイマ５
１と、上記電流変換器３０a(または電流変換器３０b,３
０cのいずれか一つ)からの電流を表わす信号と第１タイ
マ５１からの回転周波数を表わす信号を受けて、位相補
正量を設定する位相補正量設定手段としての位相設定部
５３と、コンパレータ６からの回転子１０の回転位置を
表わす位置信号と位相設定部５３からの位相補正量に基
づいて、上記位置信号を位相補正する第２タイマ５２
と、上記第１タイマ５１からの回転周波数と所定の指令
周波数とに基づいて、電圧指令を出力する速度制御部５
４と、上記第２タイマ５２からの位相補正された電圧パ
ターン信号と速度制御部５４からの電圧指令を受けて、
スイッチング信号を出力する波形成形部５５とを備えて
いる。上記波形成形部５５からのスイッチング信号を受
けて、ドライブ部１４はインバータ部２０に転流制御信
号を出力する。上記第１タイマ５１,第２タイマ５２,位
相設定部５３で位相補正手段の一例として位相補正部５
０を構成している。

【００３８】また、図３は上記第１実施例の回転位置検
出部８の要部の回路図を示している。上記抵抗回路２の
抵抗２a,２b,２cの中性点ＭとグランドＧＮＤとの間に
ノイズ除去用のコンデンサＣ₁を接続している。上記コ
ンデンサＣ₁のグランドＧＮＤが接続された一端に固定
子1の電機子コイル１a,１b,１cの中性点Ｎを接続してい
る。そして、上記抵抗回路２の中性点Ｍを増幅器ＩＣ1
の反転入力端子に接続する一方、上記増幅器ＩＣ1の非
反転入力端子を抵抗Ｒ₁₀を介してグランドＧＮＤに接続
している。また、上記増幅器ＩＣ1の反転入力端子に
は、カソードが電源＋Ｖ_CCに接続されたダイオードＤ₁
のアノードを接続すると共に、アノードが電源−Ｖ_CCに
接続されたダイオードＤ₂のカソードを接続して、ダイ
オードＤ₁,Ｄ₂は、増幅器ＩＣ1の反転入力端子に入力さ
れる過大電圧に対して保護する働きをする。そして、上
記増幅器ＩＣ1の出力端子と反転入力端子との間に、抵
抗Ｒ₂とコンデンサＣ₂とを並列に接続して、上記増幅器
ＩＣ1,抵抗Ｒ₂およびコンデンサＣ₂で差動増幅器３と積
分器４の両方を兼ねる構成をしている。したがって、上
記増幅器ＩＣ1の一方の反転入力に電圧Ｖ_Mを入力し、他
方の非反転入力にグランドＧＮＤを介して電圧Ｖ_Nを入
力することによって、差動増幅器３(積分器４を含む)
は、電位差Ｖ_MNを検出すると共に、電位差Ｖ_MNを表わす
信号を積分して、積分信号を出力する。

【００３９】上記増幅器ＩＣ1の出力端子を抵抗Ｒ₃を介
して増幅器ＩＣ2の反転入力端子に接続して、増幅器Ｉ
Ｃ2の非反転入力端子を抵抗Ｒ₅を介してグランドＧＮＤ
に接続している。また、上記増幅器ＩＣ2の出力端子と
反転入力端子との間に抵抗Ｒ₄を接続して、増幅器ＩＣ2
と抵抗Ｒ₃,Ｒ₄,Ｒ₅で構成された反転増幅器４２によ
り、積分信号を所定の振幅に増幅する。

【００４０】上記反転増幅器４２の出力端子と増幅器Ｉ
Ｃ3の非反転入力端子とを接続し、増幅器ＩＣ3の非反転
入力端子と出力端子とを抵抗Ｒ₇で接続している。上記
増幅器ＩＣ3と抵抗Ｒ₇でコンパレータ６を構成してい
る。一方、上記増幅器ＩＣ2の出力端子と増幅器ＩＣ3の
反転入力端子とを抵抗Ｒ₆を介して接続し、上記増幅器
ＩＣ3の反転入力端子とグランドＧＮＤとの間にコンデ
ンサＣ₃を接続している。上記抵抗Ｒ₆とコンデンサＣ₃
で直流成分検出手段の一例としてのローパスフィルタ５
を構成している。なお、このローパスフィルタ５のカッ
トオフ周波数は略１Ｈzとしている。そして、上記増幅
器ＩＣ3の出力端子とフォトカプラＰＣ1のカソードとを
接続し、フォトカプラＰＣ1のアノードを抵抗Ｒ₈を介し
て電源＋Ｖ_CCに接続している。上記フォトカプラＰＣ1
のエミッタをグランドＧＮＤと絶縁されたデジタルグラ
ンドＤＧＮＤに接続すると共に、フォトカプラＰＣ1の
コレクタを抵抗Ｒ₉を介して、電源＋Ｖ_CC,−Ｖ_CCと絶縁
された電源Ｖ_DDに接続している。そして、上記フォトカ
プラＰＣ1のコレクタから位置信号を図１に示すマイコ
ン７に出力する。

【００４１】上記構成において、ブラシレスＤＣモータ
が位置検出に従って駆動されているとき、上記差動増幅
器３と積分器４は、増幅器ＩＣ1の反転入力端子に入力
された抵抗回路２の中性点の電圧Ｖ_Mと、増幅器ＩＣ1の
非反転入力端子に入力された電機子コイル１a,１b,１c
の中性点の電圧Ｖ_Nとの電位差Ｖ_MNを検出し、この電位
差Ｖ_MNを表わす信号を積分して、積分信号∫Ｖ_MNdtを出
力する。この積分信号∫Ｖ_MNdtは、反転増幅器４２によ
り所定の大きさに増幅され、積分信号Ｋ∫Ｖ_MNdtとなる
(Ｋは増幅率)。上記積分信号Ｋ∫Ｖ_MNdtは、図４(A)に
示すように、回転周波数の３倍の周波数の略正弦波形と
なる。そして、上記差動増幅器３と積分器４により積分
された積分信号∫Ｖ_MNdtに、例えば、増幅器ＩＣ1のオ
フセット等が累積して、オフセット分が重畳しているた
め、反転増幅器４２により所定の大きさに増幅された積
分信号Ｋ∫Ｖ_MNdtにもオフセット分が重畳している。上
記積分信号Ｋ∫Ｖ_MNdtは、ローパスフィルタ５に入力さ
れ、図４(B)に示す直流成分が検出される。上記ローパ
スフィルタ５からの直流成分を表わす信号をコンパレー
タ６の反転入力端子に入力する。そして、上記コンパレ
ータ６は、反転入力端子に入力された直流成分を表わす
信号と非反転入力端子に入力された積分信号Ｋ∫Ｖ_MNdt
とを比較して、図４(C)に示す位置信号を出力する。す
なわち、上記積分信号Ｋ∫Ｖ_MNdtがローパスフィルタ５
からの直流成分を表わす信号より小さいとき、コンパレ
ータ６の出力はＬレベルになり、抵抗Ｒ₈を介して電源
＋Ｖ_CCからコンパレータ６の出力端子に電流が流れ、フ
ォトカプラＰＣ1のトランジスタはオンして、位置信号
はＬレベルとなる。一方、上記積分信号Ｋ∫Ｖ_MNdtがロ
ーパスフィルタ５からの直流成分を表わす信号より大き
いとき、コンパレータ６の出力がＨレベルになり、抵抗
Ｒ₈を介して電源＋Ｖ_CCからコンパレータ６の出力端子
に電流が流れなくなり、フォトカプラＰＣ1のトランジ
スタはオフして、位置信号はＨレベルとなる。

【００４２】次に、上記コンパレータ６からの位置信号
は、フォトカプラＰＣ1を介してマイコン７の外部割込
端子から第１タイマ５１と第２タイマ５２に入力され、
第１タイマ５１は、位置信号の周期を計測して、回転周
波数を求める。そして、上記第１タイマ５１からの計測
された回転周波数を表わす信号と、電流変換器３０a(ま
たは電流変換器３０b,３０cのいずれか一つ)からの電流
を表わす信号とを受けて、位相設定部５３は、上記位置
信号の位相を補正する位相補正量を決定する。そして、
上記第２タイマ５２は、位相設定部５３からの位相補正
量に基づいて、積分器４からの積分信号∫Ｖ_MNdt(図５
(A)に示す)に基づいて得られた位置信号(図５(B)に示
す)の各リーディングエッジと各トレイリングエッジで
第２タイマ５２の計時をスタートして(図５(C)に示
す)、位相補正された電圧パターン信号(図５(D)〜(I)に
示す)を波形成形部５５に出力する。そして、上記波形
成形部５５は、スイッチング信号をドライブ部１４に出
力して、ドライブ部１４はインバータ部２０に転流制御
信号を出力すると、インバータ部２０の各トランジスタ
２０a〜２０fは、夫々オンオフする。

【００４３】以下、上記マイコン７の動作を図６のフロ
ーチャートに従って説明する。なお、上記第１タイマ５
１は、図７(A),(B)に示すように、位置信号のパルス毎
にリーディングエッジからトレイリングエッジまでの周
期とトレイリングエッジからリーディングエッジまでの
周期とを夫々測定している。

【００４４】まず、処理１において、ステップＳ１で、
図７(b)の黒丸印で示すように、コンパレータ６からの
位置信号の各リーディングエッジと各トレイリングエッ
ジにおいて、第１タイマ５１の計測値を読み込む。すな
わち、上記位置信号の周期を測定するのである。次ぎ
に、ステップＳ２に進み、ステップＳ１で読み込んだ計
測値から回転周波数を求めると共に、その求められた回
転周波数と電流変換器３０a(または電流変換器３０b,３
０cのいずれか一つ)からの励磁電流を表わす信号に基づ
いて、位相補正量を決定する。そして、ステップＳ３に
進み、ステップＳ２で決定した位相補正量を第２タイマ
５２に設定し、計時をスタートする。次ぎに、ステップ
Ｓ４で第１タイマ５１の計時を再スタートして、この処
理１を順次繰り返す。

【００４５】一方、上記処理１でスタートした第２タイ
マ５２の計時が終了したとき、処理２において、ステッ
プＳ５で電圧パターン信号を出力する。こうして、図７
(C)に示すように、第２タイマ５２により位相補正され
たタイミング(図７(C)において△印で示す)でインバー
タ部２０の各トランジスタ２０a〜２０fを夫々オンする
電圧パターン信号(図７(D)〜(I)に示す)を生成する。す
なわち、上記回転子１０の回転周波数が高いときは、上
記電圧パターン信号の位相を進ませ、回転子１０の回転
周波数が低いときは、上記電圧パターン信号の位相を遅
らせることによって、回転位置検出部８のフィルタの周
波数特性を相殺することができ、さらにモータ効率を最
適化することができる。一方、上記モータの負荷が大き
く、励磁電流が大きいときは、上記電圧パターン信号の
位相を進ませ、モータの負荷が小さく励磁電流が小さい
ときは、上記電圧パターン信号の位相を遅らせることに
よって、モータ効率を最適化し、しかもモータの脱調を
防止することができる。

【００４６】したがって、上記位置信号発生部４０は、
上記電位差Ｖ_MNを表わす信号を積分して、積分された積
分信号∫Ｖ_MNdtの直流成分を除いた信号に基づいて、回
転子１０の回転位置を表わす位置信号を発生するので、
上記積分信号∫Ｖ_MNdtに直流成分が重畳していても、上
記位置信号の波形が上下非対称となるのを防止できる。
このため、上下対称な位置信号に基づいて電圧パターン
を切り換えるので、切り換えるタイミングがずれること
がない。したがって、ブラシレスＤＣモータの運転効率
が向上すると共に、安定した滑らかな回転を行うことが
できる。

【００４７】また、上記抵抗Ｒ₆とコンデンサＣ₃からな
るローパスフィルタ５とコンパレータ６により、簡単な
構成で上記積分信号∫Ｖ_MNdtに重畳された直流成分を容
易に除去して、上下略対称な位置信号を得ることができ
る。

【００４８】また、上記第１タイマ５１,第２タイマ５
２および位相設定部５３からなる位相補正部5５０と電
流変換器３０a(または電流変換器３０b,３０cのいずれ
か一つ)によって、回転周波数とインバータ２1の各部の
電流に応じて電圧パターン信号の位相を補正して、運転
効率の良いブラシレスＤＣモータを実現することができ
る。

【００４９】（第２実施例）図８はこの発明の第２実施例のブラシレスＤＣモータの
回転位置検出部１８の要部ブロック図である。なお、こ
のブラシレスＤＣモータは、ハイパスフィルタ１５とコ
ンパレータ１６を除き、図１に示す第１実施例のブラシ
レスＤＣモータの回転位置検出部８と同一の構成をして
いる。

【００５０】図８において、３は図１に示す抵抗回路２
の中性点と電機子１a,１b,１cの中性点との間の電位差
Ｖ_MNを検出する差動増幅器、４は上記差動増幅器３から
の電位差Ｖ_MNを表わす信号を受けて、その電位差Ｖ_MNを
表わす信号を積分して、積分信号を出力する積分器、１
５は上記積分器４からの積分信号を受けて、直流成分を
除去する直流成分除去手段の一例としてのハイパスフィ
ルタ、１６は上記ハイパスフィルタ１５からの直流成分
が除去された信号と零レベルを表わす基準信号を受け
て、位置信号をマイコン７に出力するコンパレータ１６
である。上記抵抗回路２,差動増幅器３,積分器４,ハイ
パスフィルタ１５およびコンパレータ１６で回転位置検
出手段としての回転位置検出部１８を構成している。ま
た、上記ハイパスフィルタ１５とコンパレータ１６で位
置信号発生部４１を構成している。

【００５１】図１０は上記ブラシレスＤＣモータの回転
位置検出部１８の要部回路図を示し、この回転位置検出
部１８は、ハイパスフィルタ１５とコンパレータ１６を
除き、図３に示す第１実施例のブラシレスＤＣモータの
回転位置検出部８の要部回路図と同一の構成をし、同一
構成部は説明を省略する。

【００５２】上記増幅器ＩＣ1の出力端子と増幅器ＩＣ4
の反転入力端子との間に抵抗Ｒ₁₁とコンデンサＣ₄とを
直列に接続している。上記増幅器ＩＣ4の非反転入力端
子を抵抗Ｒ₁₃を介してグランドＧＮＤに接続している。
また、上記増幅器ＩＣ4の出力端子と反転入力端子との
間に抵抗Ｒ₁₂を接続している。上記増幅器ＩＣ4,抵抗Ｒ
₁₁,Ｒ₁₂,Ｒ₁₃およびコンデンサＣ₄でハイパスフィルタ
１５を構成している。上記ハイパスフィルタ１５のカッ
トオフ周波数は略１Ｈｚとしている。そして、上記増幅
器ＩＣ4の出力端子と増幅器ＩＣ5の非反転入力端子とを
接続し、増幅器ＩＣ5の非反転入力端子と出力端子とを
抵抗Ｒ₁₄を介して接続して、増幅器ＩＣ5と抵抗Ｒ₁₄で
コンパレータ１６を構成している。一方、上記増幅器Ｉ
Ｃ5の反転入力端子とグランドＧＮＤとを接続して、反
転入力端子に零レベルを表わす基準信号を入力してい
る。そして、上記増幅器ＩＣ5の出力端子とフォトカプ
ラＰＣ1のカソードとを接続し、フォトカプラＰＣ1のア
ノードを抵抗Ｒ₈を介して電源＋Ｖ_CCに接続している。
上記フォトカプラＰＣ1のエミッタをデジタルグランド
ＤＧＮＤに接続し、コレクタを抵抗Ｒ₉を介して電源Ｖ
_DDに接続している。上記フォトカプラＰＣ1のコレクタ
から位置信号を図１に示すマイコン７に出力する。

【００５３】上記構成において、ブラシレスＤＣモータ
が位置信号に従って駆動されているとき、上記差動増幅
器３と積分器４は、増幅器ＩＣ1の反転入力端子に入力
された抵抗回路２の中性点の電圧Ｖ_Mと、増幅器ＩＣ1の
非反転入力端子に入力された電機子コイル１a,１b,１c
の中性点の電圧Ｖ_Nとの電位差Ｖ_MNを検出し、この電位
差Ｖ_MNを表わす信号を積分して、積分信号∫Ｖ_MNdtを出
力する。上記積分信号∫Ｖ_MNdtは、図９(A)に示すよう
に、回転周波数の３倍の周波数の略正弦波形となる。そ
して、上記差動増幅器３と積分器４により積分された積
分信号∫Ｖ_MNdtには、上記増幅器ＩＣ1のオフセット等
が累積して、オフセット分が重畳している。そして、上
記積分器４の積分信号∫Ｖ_MNdtは、ハイパスフィルタ１
５により直流成分が除去された信号(図９(B)に示す)を
コンパレータ１６の非反転入力端子に入力し、コンパレ
ータ１６の反転入力端子に入力された零レベルを表わす
基準信号と比較して、図９(C)に示す位置信号を出力す
る。すなわち、上記ハイパスフィルタ１５の出力信号が
負となると、コンパレータ１６の出力はＬレベルとな
り、抵抗Ｒ₈を介して電源＋Ｖ_CCから電流がコンパレー
タ１６の出力端子に流れ、フォトカプラＰＣ1のトラン
ジスタはオンして、位置信号はＬレベルとなる。一方、
上記ハイパスフィルタ１５の出力信号が正となると、コ
ンパレータ１６の出力はＨレベルなり、抵抗Ｒ₈を介し
て電源＋Ｖ_CCからコンパレータ１６の出力端子に電流が
流れなくなり、フォトカプラＰＣ1のトランジスタはオ
フして、位置信号はＨレベルとなる。

【００５４】こうして、上記位置信号発生部４１は、上
記電位差Ｖ_MNを表わす信号を積分して、積分された積分
信号∫Ｖ_MNdtの直流成分を除いた信号に基づいて、回転
子１０の回転位置を表わす位置信号を発生する。上記積
分信号∫Ｖ_MNdtに直流成分が重畳していても、上記位置
信号の波形が上下非対称となるのを防止できる。このた
め、上下対称な位置信号に基づいて電圧パターンを切り
換えるので、切り換えるタイミングがずれることがな
い。したがって、ブラシレスＤＣモータの運転効率が向
上すると共に、安定した滑らかな回転を行うことができ
る。

【００５５】また、上記ハイパスフィルタ１５とコンパ
レータ１６により、簡単な構成で上記積分信号に重畳さ
れた直流成分を容易に除去して、上下略対称な位置信号
をえることができる。

【００５６】上記第１,第２実施例では、電位差検出手
段として差動増幅器３,積分手段として積分器４および
比較手段としてコンパレータ６,１６を用いたが、電位
差検出手段,積分手段および比較手段はこれに限らず、
Ａ／Ｄ変換器やＤＳＰ(デジタルシグナルプロセッサ)等
を用いて、デジタル化したデータをデジタル演算により
行ってもよい。

【００５７】また、上記直流成分検出手段としてのロー
パスフィルタ５および直流成分除去手段としてのハイパ
スフィルタ１５のカットオフ周波数を略１Ｈzとした
が、カットオフ周波数はこれに限らず、全運転周波数範
囲において、その運転周波数の３倍の周波数の信号を通
過でき、直流成分を除去できるカットオフ周波数であれ
ばよい。

【００５８】また、上記位相補正手段としてマイコン７
の第１タイマ５１,第２タイマ５２および位相設定部５
３により位置信号の位相補正したが、位相補正手段はこ
れに限らず、論理回路等により位相補正手段を構成して
もよい。

【００５９】また、上記第１タイマ５１により測定した
位置信号の周波数と電流変換器３０a(または電流変換器
３０b,３０cのいずれか一つ)からの電流を表わす信号に
基づいて、位相設定部５３で位置信号の位相補正量を設
定したが、位置信号の周波数のみに基づいて位相補正量
を設定してもよい。また、上記電流のみに基づいて位相
補正を設定してもよい。

【００６０】さらに、上記電機子コイル１a,１b,１cの
電圧パターンの切り換え方式を１２０度通電方式とした
が、電圧パターンの切り換え方式は１２０度通電に限ら
ないのは勿論である。例えば、上記電圧パターンの切り
換え方式を１８０度通電にして、図７(J)〜(P)に示す電
圧パターン信号により、インバータ部２０のトランジス
タ２０a〜２０fをオンオフさせてもよい。

【００６１】また、上記第１実施例では、上記直流成分
検出手段としてのローパスフィルタ５を用いたが、直流
成分検出手段はこれに限らず、積分器により積分した積
分信号の平均値を求めてもよい。また、ＡＤ変換器を用
いてデジタル化したデータを加算平均またはＦＦＴ(高
速フーリエ変換)等により直流成分を求めてもよい。

【００６２】また、上記第２実施例では、上記直流成分
除去手段としてのハイパスフィルタ１５を用いたが、直
流成分除去手段はこれに限らず、ＡＤ変換器を用いてデ
ジタル化したデータをデジタル演算により直流成分を除
去してもよい。

【００６３】

【発明の効果】以上より明らかなように、請求項１の発
明のブラシレスＤＣモータは、複数極の磁石を有する回
転子と、３相Ｙ結線に接続された電機子コイルを有する
固定子と、上記回転子の回転位置を検出するブラシレス
ＤＣモータの回転位置検出手段と、上記回転位置検出手
段に基づいて、上記電機子コイルの電圧パターンを切り
換えるインバータとを備えるブラシレスＤＣモータにお
いて、上記回転位置検出手段は、抵抗回路を上記電機子
コイルに対して並列状態で３相Ｙ結線に接続し、電位差
検出回路により抵抗回路の中性点と電機子コイルの中性
点との間の電位差を検出し、上記電位差検出手段からの
上記抵抗回路の中性点と上記電機子コイルの中性点との
間の電位差を表わす信号を受けて、積分手段によりその
電位差を表わす信号を積分し、上記積分手段からの上記
電位差を表わす信号を積分した積分信号を受けて、位置
信号発生手段により積分信号の直流成分を除去して、直
流成分が除去された信号に基づいて、上記回転子の回転
位置を表わす位置信号を発生するものであり、上記回転
位置検出手段からの上記回転子の回転位置を表わす位置
信号を受けて、位相補正手段は、最適効率になるように
上記位置信号から電圧パターンを切り換えるまでの時間
を調整し、上記位相補正手段からの位相補正された電圧
パターン信号に基づいて、上記インバータが電機子コイ
ルの励磁電流を切り換えるようにしたものである。

【００６４】したがって、請求項１の発明のブラシレス
ＤＣモータによれば、上記位相補正手段からの位相補正
された電圧パターン信号に基づいて、上記インバータは
電機子コイルの電圧パターンを切り換える。例えば、モ
ータの負荷や運転周波数に伴って、位置信号を位相補正
することによって、ブラシレスＤＣモータの運転効率を
良くし、安定かつ滑らかに回転するように調整すること
ができる。

【００６５】また、上記回転位置検出手段によって、電
機子コイルに誘起された誘起電圧より電機子コイルに対
する回転子の相対的な回転位置を表わす位置信号を検出
して、インバータは、その位置信号によって電機子コイ
ルの各相に対する電圧パターンの切り換えを行う。した
がって、上記積分信号に直流成分が重畳していても、そ
の直流成分を除去して、位置信号の波形が上下非対称と
なるのを防止でき、電圧パターンを切り換えるタイミン
グがずれることがない。したがって、ブラシレスＤＣモ
ータの運転効率が向上すると共に、安定した滑らかな回
転を行うことができる。

【００６６】また、請求項２の発明のブラシレスＤＣモ
ータは、請求項１のブラシレスＤＣモータにおいて、上
記位相補正手段は、第１タイマにより上記回転位置検出
手段からの回転子の回転位置を表わす位置信号に基づい
て、上記回転子の回転周波数を計測し、上記第１タイマ
からの回転子の回転周波数を表わす信号を受けて、位相
補正量設定手段により、例えば、回転位置検出手段のフ
ィルタの周波数特性が高周波数領域で進み、低周波数領
域で遅れる場合、これを相殺するために回転周波数の高
いとき進み方向に位相補正量を設定し、回転周波数の低
いとき遅れ方向に位相補正量を設定して、上記位相補正
量設定手段からの位相補正量を表わす信号に基づいて、
第２タイマにより上記回転位置検出手段からの回転子の
回転位置を表わす位置信号を位相補正するものである。

【００６７】したがって、請求項２の発明のブラシレス
ＤＣモータによれば、上記回転子の回転周波数が高いと
きは、上記位置信号の位相を進ませ、回転子の回転周波
数が低いときは、上記位置信号の位相を遅らせることに
よって、ブラシレスＤＣモータの運転効率を最適にする
ことができる。

【００６８】また、請求項３の発明のブラシレスＤＣモ
ータは、請求項１のブラシレスＤＣモータにおいて、イ
ンバータ入力電流,インバータ直流部電流および上記電
機子コイルに流れる励磁電流のいずれか一つを検出する
電流検出手段とを備え、上記電流検出手段は、上記電機
子コイルに流れる励磁電流等を検出すると共に、上記位
相補正手段は、位相補正量設定手段により電流検出手段
からの電流を表わす信号を受けて、電流が大きいとき進
み方向に位相補正量を設定し、電流が小さいとき遅れ方
向に位相補正量を設定して、上記位相補正量設定手段か
らの位相補正量を表わす信号に基づいて、第２タイマに
より上記回転位置検出手段からの回転子の回転位置を表
わす位置信号を位相補正するものである。

【００６９】したがって、請求項３の発明のブラシレス
ＤＣモータによれば、上記電流が大きいときは、上記位
置信号の位相を進ませ、電流が小さいときは、上記位置
信号の位相を遅らせることによって、ブラシレスＤＣモ
ータの運転効率を最適にすることができ、さらに、負荷
トルクが大きくなったときにモータが脱調するのを防止
することができる。

【００７０】また、請求項４の発明のブラシレスＤＣモ
ータは、請求項１のブラシレスＤＣモータにおいて、上
記位置信号発生手段は、直流成分検出手段により上記積
分手段からの積分信号に重畳された直流成分を検出し、
上記積分手段からの積分信号と上記直流成分検出手段か
らの上記積分信号に重畳された直流成分を表わす信号と
を比較した結果に基づいて、比較手段により回転子の回
転位置を表わす位置信号を出力するものである。

【００７１】したがって、請求項４の発明のブラシレス
ＤＣモータによれば、上記位置信号発生手段は、上記積
分信号の直流成分を除いた信号に基づいて、回転子の回
転位置を表わす位置信号を発生する。したがって、上記
積分信号に直流成分が重畳していても、上記位置信号の
波形が上下非対称となるのを防止でき、電圧パターンを
切り換えるタイミングがずれることがない。したがっ
て、ブラシレスＤＣモータの運転効率が向上すると共
に、安定した滑らかな回転を行うことができる。

【００７２】また、請求項５の発明のブラシレスＤＣモ
ータは、請求項４のブラシレスＤＣモータにおいて、上
記直流成分検出手段をローパスフィルタとし、上記比較
手段をコンパレータとしたものである。

【００７３】したがって、請求項５の発明のブラシレス
ＤＣモータによれば、上記積分信号に直流成分が重畳し
ている場合、コンパレータで直流成分の重畳した積分信
号とその直流成分を表わす信号とを比較するので、直流
成分に影響されることのない位置信号を得ることができ
る。したがって、上記ローパスフィルタとコンパレータ
により、簡単な構成で積分信号に重畳された直流成分を
容易に除去して、上下略対称な位置信号を発生させるこ
とができる。

【００７４】また、請求項６の発明のブラシレスＤＣモ
ータは、請求項１のブラシレスＤＣモータにおいて、上
記位置信号発生手段は、直流成分除去手段により上記積
分手段からの積分信号に重畳された直流成分を除去し、
上記直流成分除去手段からの上記積分信号に重畳された
直流成分を除去した信号と零レベルを表わす基準信号と
を比較した結果に基づいて、比較手段により上記回転子
の回転位置を表わす位置信号を出力するものである。

【００７５】したがって、請求項６の発明のブラシレス
ＤＣモータによれば、上記位置信号発生手段は、上記積
分信号の直流成分を除いた信号に基づいて、回転子の回
転位置を表わす位置信号を発生する。したがって、上記
積分信号に直流成分が重畳していても、上記位置信号の
波形が上下非対称となるのを防止でき、電圧パターンを
切り換えるタイミングがずれることがない。したがっ
て、ブラシレスＤＣモータの運転効率が向上すると共
に、安定した滑らかな回転を行うことができる。

【００７６】また、請求項７の発明のブラシレスＤＣモ
ータは、請求項６のブラシレスＤＣモータにおいて、上
記直流成分除去手段をハイパスフィルタとし、上記比較
手段をコンパレータとしたものである。

【００７７】したがって、請求項７の発明のブラシレス
ＤＣモータによれば、上記積分手段からの上記積分信号
の直流成分をハイパスフィルタにより除去して、上記コ
ンパレータは、直流成分が除去された積分信号と上記零
レベルを表わす基準信号とを比較して、回転子の回転位
置を表わす位置信号を出力する。したがって、上記ハイ
パスフィルタとコンパレータにより、簡単な構成で上記
積分信号に重畳された直流成分を容易に除去して、上下
略対称な位置信号を発生させることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１はこの発明の第１実施例のブラシレスＤ
Ｃモータの構成を示す構成図である。

【図２】図２は上記ブラシレスＤＣモータのコンバー
タ部の回路図である。

【図３】図３は上記ブラシレスＤＣモータの回転位置
検出部の要部の回路図である。

【図４】図４は上記ブラシレスＤＣモータの回転位置
検出部の各部の信号を示す図である。

【図５】図５は上記ブラシレスＤＣモータの各部の信
号とインバータの各トランジスタに対する電圧パターン
信号とを示す図である。

【図６】図６は上記ブラシレスＤＣモータのマイコン
の位相補正の処理を示すフローチャートである。

【図７】図７(A)〜(I)は上記ブラシレスＤＣモータの
各部の信号とインバータの各トランジスタに対する電圧
パターン信号とを示し、図７(J)〜(P)は他の例のインバ
ータの各トランジスタに対する電圧パターン信号を示す
図である。

【図８】図８はこの発明の第２実施例のブラシレスＤ
Ｃモータの回転位置検出部の要部ブロック図である。

【図９】図９は上記ブラシレスＤＣモータの回転位置
検出部の各部の信号を示す図である。

【図１０】図１０は上記ブラシレスＤＣモータの回転
位置検出部の要部の回路図である。

【図１１】図１１は従来のブラシレスＤＣモータの構
成を示す構成図である。

【図１２】図１２(A)〜(M)は上記従来のブラシレスＤ
Ｃモータの各部の信号を示す図である。

【図１３】図１３(A),(B)は上記従来のブラシレスＤ
Ｃモータの積分器の積分信号と零クロスコンパレータの
位置信号とを示す図である。

【符号の説明】

１…固定子、１a,１b,１c…電機子コイル、２…抵抗回
路、２a,２b,２c…抵抗、３,３１…差動増幅器、４,３
２…積分器、５…ローパスフィルタ、６,１６…コンパ
レータ、７…マイコン、８,１８…回転位置検出部、１
０…回転子、１４…ドライブ部、４０,４１…位置信号
発生部、１５…ハイパスフィルタ、１９…コンバータ
部、２０…インバータ部、２０a〜２０f…トランジス
タ、２１…インバータ、３０a,３０b,３０c…電流変換
器。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】複数極の磁石を有する回転子(１０)と、
３相Ｙ結線に接続された電機子コイル(１a,１b,１c)を
有する固定子(１)と、上記回転子(１０)の回転位置を検
出するブラシレスＤＣモータの回転位置検出手段(８,１
８)と、上記回転位置検出手段(８,１８)に基づいて、上
記電機子コイル(１a,１b,１c)の電圧パターンを切り換
えるインバータ(２１)とを備えるブラシレスＤＣモータ
において、上記回転位置検出手段(８,１８)は、上記電機子コイル
(１a,１b,１c)に対して並列状態で３相Ｙ結線に接続さ
れた抵抗回路(２)と、上記抵抗回路(２)の中性点と上記
電機子コイル(１a,１b,１c)の中性点との間の電位差を
検出する電位差検出手段(３)と、上記電位差検出手段
(３)からの上記電機子コイル(１a,１b,１c)の中性点と
上記抵抗回路(２)の中性点との間の電位差を表わす信号
を受けて、その電位差を表わす信号を積分する積分手段
(４)と、上記積分手段(４)からの上記電位差を表わす信
号を積分した積分信号を受けて、その積分信号の直流成
分を除去して、直流成分が除去された信号に基づいて、
上記回転子(１０)の回転位置を表わす位置信号を発生す
る位置信号発生手段(４０,４１)とを有すると共に、上記回転位置検出手段(８,１８)からの上記回転子(１
０)の回転位置を表わす位置信号を受けて、最適効率に
なるように上記位置信号から電圧パターンを切り換える
までの時間を調整する位相補正手段(５０)を備えて、上記位相補正手段(５０)からの位相補正された電圧パタ
ーン信号に基づいて、上記インバータ(２１)が上記電機
子コイル(１a,１b,１c)の電圧パターンを切り換えるよ
うにしたことを特徴とするブラシレスＤＣモータ。
【請求項２】請求項１に記載のブラシレスＤＣモータ
において、上記位相補正手段(５０)は、上記回転位置検
出手段(８,１８)からの上記回転子(１０)の回転位置を
表わす位置信号に基づいて、上記回転子(１０)の回転周
波数を計測する第１タイマ(５１)と、上記第１タイマ
(５１)からの上記回転子(１０)の回転周波数を表わす信
号を受けて、上記回転周波数の高低に応じて上記位置信
号の位相を進み遅れさせるように位相補正量を設定する
位相補正量設定手段(５３)と、上記位相補正量設定手段
(５３)からの位相補正量を表わす信号に基づいて、上記
回転位置検出手段(８,１８)からの上記回転子(１０)の
回転位置を表わす位置信号を位相補正する第２タイマ
(５２)とを備えたことを特徴とするブラシレスＤＣモー
タ。
【請求項３】請求項１に記載のブラシレスＤＣモータ
において、インバータ入力電流,インバータ直流部電流
および上記電機子コイル(１a,１b,１c)に流れる励磁電
流のいずれか一つを検出する電流検出手段(３０a,３０
b,３０c)を備え、上記位相補正手段(５０)は、上記電流
検出手段(３０a,３０b,３０c)からの電流を表わす信号
を受けて、上記電流の大小に応じて上記位置信号の位相
を進み遅れさせるように位相補正量を設定する位相補正
量設定手段(５３)と、上記位相補正量設定手段(５３)か
らの位相補正量を表わす信号に基づいて、上記回転位置
検出手段(８,１８)からの上記回転子(１０)の回転位置
を表わす位置信号を位相補正する第２タイマ(５２)とを
備えたことを特徴とするブラシレスＤＣモータ。
【請求項４】請求項１に記載のブラシレスＤＣモータ
において、上記位置信号発生手段(４０)は、上記積分手
段(４)からの上記電位差を表わす信号を積分した積分信
号に重畳された直流成分を検出する直流成分検出手段
(５)と、上記積分手段(４)からの積分信号と上記直流成
分検出手段(５)からの上記積分信号に重畳された直流成
分を表わす信号とを比較した結果に基づいて、上記回転
子(１０)の回転位置を表わす位置信号を出力する比較手
段(６)とを有することを特徴とするブラシレスＤＣモー
タ。
【請求項５】請求項４に記載のブラシレスＤＣモータ
において、上記直流成分検出手段(５)はローパスフィル
タであり、上記比較手段(６)はコンパレータであること
を特徴とするブラシレスＤＣモータ。
【請求項６】請求項１に記載のブラシレスＤＣモータ
において、上記位置信号発生手段(４１)は、上記積分手
段(４)からの積分信号に重畳された直流成分を除去する
直流成分除去手段(１５)と、上記直流成分除去手段(１
５)からの上記積分信号に重畳された直流成分を除去し
た信号と零レベルを表わす基準信号とを比較した結果に
基づいて、上記回転子(１０)の回転位置を表わす位置信
号を出力する比較手段(１６)とを備えることを特徴とす
るブラシレスＤＣモータ。
【請求項７】請求項６に記載のブラシレスＤＣモータ
において、上記直流成分除去手段(１５)はハイパスフィ
ルタであり、上記比較手段(１６)はコンパレータである
ことを特徴とするブラシレスＤＣモータ。