JPH0557837B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、ロータの位置検出用素子を不要とし
たブラシレス直流モータの駆動回路に関する。

〔背景技術とその問題点〕

従来、ブラシ付き直流モータは、ブラシと整流
子による機械的スイツチにより転流を行なつてお
り、この機械的スイツチの断続により発生する火
花放電のノイズが周辺の電子回路に悪影響を与え
ることがある。また、この火花放電の繰り返しに
より、ブラシの摩耗や整流子の損傷を招き、モー
タの寿命を低下させる原因となる。

一方、ブラシレス直流モータは、上記機械的ス
イツチをトランジスタ等の半導体スイツチに置き
換えており、ブラシ付き直流モータの有する欠点
が解消されている。

ところが、ブラシレス直流モータでは、界磁用
磁石でるロータの位置を検出し、ステータを構成
する電機子コイルへの通電モードを順次切り換え
る必要がある。従来、このロータの位置を検出す
る位置検出用素子としては、ホール素子等が用い
られている。ロータの磁界内に配されるこのホー
ル素子は、一般には、電機子コイルの相数と同数
設ける必要がある。

ところで、このようにブラシレス直流モータに
ホール素子等の位置検出用素子を用いることは、
コストを増大させたり、組付けや配線の工数を増
してしまうという欠点がある。また、位置検出用
素子を配することにより、電機子のコイル容積が
制限を受けることがあつたり、モータを小型化で
きないという欠点がある。

そこで、ロータの位置を検出するために配され
るホール素子等の位置検出用素子の個数を減らし
たり、または廃止する試みが以前からなされてい
る。たとえば、３相のブラシレス直流モータにお
いて、２つの位置検出用素子を用いこれらの検出
用素子の出力の和により３相目を合成したりする
ことが行なわれている。また、休止中の２つのコ
イルに誘起される逆起電力を検出し、つぎの通電
を決定する３相の片方向通電におけるセンサレス
等が知らている。

しかし、片方向通電ではモータの外形形状の大
きさに対する出力比が小さく、またトルクリツプ
ルが大きいという欠点がある。また、２つの位置
検出用素子を用いる上述の制御では、２つの検出
用素子の感度をそろえる必要があることや、検出
される磁束形状に制約があるという欠点がある。

このように、従来のブラシレス直流モータで
は、ロータの位置検出用素子を用いるために、モ
ータを小型化できなかつたり、コストがアツプ
し、また組付けや配線の工数を増やしてしまうと
いう難点がある。また、位置検出用素子を配さな
いブラシレス直流モータは片方向通電に限つてし
まい、モータ形状の大きさに対する出力比が小さ
いという問題点がある。

〔発明の目的〕

そこで、本発明このような実情に鑑み提案され
たものであり、両方向通電においてもロータの位
置検出用素子が不要であり、組付けや配線の工数
を減らすことができ、有効スペースの向上により
電機子のコイル容積が制限されることがなく、外
形形状の大きさに対する出力比が大きく、超小型
化の可能な、しかもコストを削減できるブラシレ
ス直流モータの駆動回路を提供することを目的と
する。

〔目的を達成するための手段〕

上述したような目的を達成するため、本発明
は、発振回路の発振出力をカウンタによりカウン
トし、このカウンタ出力から各相への通電を切り
換える通電モード切換信号を作り出す駆動回路に
おいて、各相の電機子コイルに流れる電流の総和
を検出する手段と、この総和電流検出手段により
検出された電流波形のうち極小値を検出する手段
と、この極小値検出手段により得られた極小値と
正しいスイツチング時の極小値との位相ずれを検
出する手段と、この位相ずれ検出手段の出力に基
づいて上記発振回路の発振出力の位相を制御する
制御手段とを備えて構成たものである。

〔実施例〕

以下、本発明の一実施例を図面に基づき説明す
る。

まず、本発明の基本的な考え方を述べる。ブラ
シレス直流モータのステータを構成する各相の電
機子コイルへの通電はスイツチングトランジスタ
等を切り換えることにより行なわれるが、この通
電相の切り換えであるスイツチングの位相が正し
い場合には、界磁用磁石であるロータの回転によ
つて電機子コイルに誘起される誘起電圧（逆起電
力）が大きいことで各相の電機子コイルに流れる
電流の総和の平均値は最も小さくなる。またこの
場合、この電流の極小値の位相が、相切り換えの
スイツチング間隔の中央に位置するようになる。
また、上記スイツチングの位相に進みや遅れが有
ると、上記電流の極小値の位相がずれる。ここ
で、発振器の出力をカウントするカウンタの出力
から、各相に対する通電モードを切り換える通電
モード切換信号を作り出し、上記スイツチングト
ランジスタにこの通電モード切換信号を供給する
ような駆動回路に対して、上記電流の極小値の位
相ずれ検出信号により上記発振器の発振出力の位
相を制御するようにすれば、前述の位置検出素子
を配することなくモータを駆動することができる
とともに、上記スイツチングの位相を正しく補正
することができ、負荷の変動によらず常に最大ト
ルクを得ることができる。

ところで、第１図は本発明によつて構成される
ブラシレス直流モータの駆動回路である。この第
１図に示すブラシレス直流モータは、たとえば３
相Ｙ結線の両方向通電のブラシレス直流モータで
あり、３相を構成する電機子コイル１，２，３を
有している。また、電機子コイル１に給電し通電
モードを切り換えるスイツチングトランジスタ
４，５は、トランジスタ４のエミツタがトランジ
スタ５のコレクタに接続され、この接続点がＹ結
線されている電機子コイル１の他端に接続されて
いる。また、電機子コイル２に給電し通電モード
を切り換えるスイツチングトランジスタ６，７
は、トランジスタ６のエミツタがトランジスタ７
のコレクタに接続され、この接続点が電機子コイ
ル２の他端に接続されている。さらに、電機子コ
イル３に給電し通電モードを切り換えるスイツチ
ングトランジスタ８，９は、トランジスタ８のエ
ミツタがトランジスタ９のコレクタに接続され、
この接続点が電機子コイル３の他端に接続されて
いる。また、上記トランジスタ４，６，８のコレ
クタが共通接続され、この接続点に直流電源V_S
が供給されている。さらに、上記トランジスタ
５，７，９のエミツタが共通接続され、この接続
点１０には、一端が接地された抵抗１１の他端が
接続されている。この抵抗１１の抵抗値は電機子
コイル１，２，３の有する直流抵抗より小さな値
に設定されており、電機子コイル１，２，３に流
れる電流の総和が、抵抗１１により電圧に変換さ
れて取り出される。ところで、電圧制御型発振回
路VCO１３が６進カウンタ１４に接続され、
VCO１３の第２図Ｆに示す発振出力がカウンタ
１４によりパルスの立下りにおいてカウントされ
る。また、６進カウンタ１４は、３相ロジツク回
路１５に接続されており、このロジツク回路１５
において、電機子コイル１，２，３の各相への通
電モードを切り換える通電モード切換信号が、カ
ウンタ１４のカウンタ出力に基づいて作り出され
る。そして、この３相ロジツク回路１５の出力と
上記スイツチングトランジスタ４，５，６，７，
８，９のベースが接続され、これらトランジスタ
４，５，６，７，８，９に上記通電モード切換信
号が順次供給される。これにより、スイツチング
トランジスタ４，５，６，７，８，９のオン状
態、オフ状態が順次切り換えられ、電機コイル
１，２，３へ両方向に順次通電される通電モード
の切り換えが行なわれて、ロータの全周角に渡つ
て駆動力が発生し、ロータが回転する。ところ
で、スイツチングトランジスタ５，７，９のエミ
ツタが共通接続された上記接続点１０からは、電
機子コイル１，２，３に流れる電流の総和が検出
される。ここの検出される電流波形は、第２図Ｂ
に示されている。ここで第２図Ａは、通電相の切
り換えであるスイツチングのタイミングに相当す
るスイツチングパルスである。また第２図の横軸
は時間経過を示し、この第２図において、期間
T₃は上記スイツチングの位相が正しい期間、期
間T₂はこの位相がやや進んだ期間、また期間T₁
はこの位相がさらに進んだ期間を示している。ま
た、期間T₄はスイツチングの位相がやや遅れた
期間、期間T₅はこの位相がさらに遅れた期間を
示している。ところで、第２図Ｂの上記電流波形
に示されるように、スイツチングの位相が正しい
場合には、各電機子コイル１，２，３に流れる電
流の総和の極小値の位相はスイツチング間隔の中
央すなわちスイツチングパルス間の中央に位置し
ている。また、上記スイツチングの位相のずれに
応じて上記電流の極小値の位相がずれる。

ところで、上記接続点１０は微分回路１６に接
続され、この微分回路１６において、上記電流の
総和が抵抗１１により電圧に変換されて取り出さ
れた電圧波形の微分が行なわれる。この電圧波形
は第２図Ｂの電流波形に等しい。上記微分回路１
６により第２図Ｂの電流波形が微分されると、第
２図Ｃに示す微分出力が得られる。この微分出力
は第２図Ｃに示されるように、上記電流波形の極
小値点およびスイツチング点においてゼロクロス
するようになる。また、上記微分回路１６の出力
は、反転入力端子が接地された比較回路１７の非
反転入力端子に接続されている。このため、比較
回路１７の比較出力を第２図Ｅに示すように、こ
の比較回路１７からは、上記電流の極小値点とゼ
ロクロス点との間にパルス幅を有する比較出力
（パルス波形）が得られる。また、上記比較回路
１７の出力は位相比較回路１８の一方の入力端子
に供給されており、上記VCO１３の発振出力が
この位相比較回路１８の他方の入力端子に供給さ
れている。ここで、上記VCO１３と位相比較回
路１８および次段に設けられているローパスフイ
ルタLPF１９とは、PLL（フエーズ・ロツクド・
ループ）回路を構成している。ところで、上記位
相比較回路１８では、比較回路１７の比較出力と
VCO１３の発振出力とがパルスの立上りにおい
て位相比較されることにより、第２図Ｂに示す上
記電流波形の極小値の位相ずれ、すなわち上記ス
イツチングの位相ずれが検出される。この検出さ
れた位相ずれは、位相ずれの進みと遅れて対応し
た２つの出力となつて、位相比較回路１８より出
力される。この２つの出力は、第２図Ｇ，Ｈに示
されており、第２図Ｇがスイツチングの位相が進
んだ状態の出力、また第２図Ｈがスイツチングの
位相の遅れた状態の出力を示している。また、上
記位相比較回路１８の出力は、LPF１９に通さ
れることで、位相ずれに比例した直流電圧に変換
される。このLPF１９の出力は、第２図Ｉに示
されている。ところで、このLPF１９の出力電
圧は、バイアス電圧Ｖと加算回路２０において電
圧加算されたのち、上記VCO１３に供給される。
このため、VCO１３では上記スイツチングの位
相に進みがある場合には発振周波数が一時的に下
がり、またこの位相に遅れがあるときには発振周
波数が一時的に上昇することによつて、VCO１
３の発振出力の位相が制御される。これにより、
第２図Ｂに示す電流波形の極小値の位相がスイツ
チングパルス間の中央に位相するように常に制御
され、上記スイツチングの位相ずれが補正され
る。このように、電機子反作用による中性点ずれ
に対して自動修正がなされるため、高負荷時の出
力を向上することができ、負荷の変動によらず常
に最大トルクによりモータを駆動することができ
る。また、スイツチングの位相ずれが正しく補正
されることにより、いわゆるスパイクノイズが押
さえられ、たとえば電源ラインを通り周辺の電子
回路におよぼすノイズの影響を軽減することがで
きる。

ところで、上記バイアス電圧Ｖは、LPF１９
の出力電圧がゼロである始動時に、VCO１３に
供給され、モータの始動が行なわれる。また、こ
の始動時には、VCO１３の発振周波数が低くな
るように、バイアス電圧Ｖが設定されている。な
お、バイアス電圧を徐々に高めゆくことにより、
VCO１３の発振周波数を徐々に高めてゆくよう
にして始動させてもよい。

ところで、上述の実施例では、位相比較回路１
８、LPF１９、およびVCO１３で構成される
PLL回路によつて、VCO１３の発振出力の位相
を制御するようにしているが、このようにPLL
回路構成によらず、上記比較回路１７の比較出力
をローパスフイルタLPF２５に通し、このLPF
２５の出力を積分したのち上記VCO１３に入力
するようにしてもよい。第３図は、本発明の他の
実施例の要部を示し、第１図の上述の実施例の変
更部分のみをブロツク図に示している。この第３
図において、上記比較回路１７はローパスフイル
タLPF２５に通されることで平均値が取り出さ
れる。このLPF２５の出力は、第４図Ｇに示さ
れている。この第４図において、第４図Ａ，Ｂ，
Ｃ，Ｅ，Ｆは第２図Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｅ，Ｆに対応し
ている。また、第４図に示す期間T₁乃至T₅は、
第２図の期間T₁乃至T₅に対応している。ところ
で、上記LPF２５の出力は、積分回路２６に供
給される。この積分回路２６は、周波数偏差をな
くしてVCO１３の発振出力を位相制御するため
設けられている。この積分回路２６の出力は、直
流反転増幅器２７を通過して電圧が反転され、上
記加算回路２０を介したのち上記VCO１３に供
給される。これにより、第４図の期間T₃のLPF
２５の出力、すなわち上記スイツチングの位相が
正しい時のLPF２５の出力を基準にして、VCO
１３の発振出力の位相が、上記スイツチングの位
相ずれに応じて制御され、スイツチングの位相ず
れが正しく補正される。

このように、本発明によれば、VCO１３の発
振出力を６進カウンタ１４によりカウントし、こ
の６進カウンタ１４の出力に基づいて３相ロジツ
ク回路１５で、各相の通電モードを切り換える通
電モード切換信号を作り出す駆動回路において、
電機子コイル１，２，３に流れる電流の総和を検
出し、この検出した電流の極小値の位相ずれに基
づいて、上記VCO１３の発振出力の位相を制御
している。このため、前述のロータの位置検出用
素子を配することなくモータを駆動することがで
きるとともに、通電相を切り換えるスイツチング
の位相ずれを常に正しい位置に補正することがで
きる。このように、本発明によつて、上記位置検
出用素子が不要となることにより、コストダウン
が可能であり、位置検出用素子に要していた組付
けや配線の工数が削減される。また、モータ内部
の有効スペースが向上し、電機子のコイル容積が
制限されず、コイルを有効に巻き込むことができ
る。また、位置検出用素子がいらないため、モー
タの超小型化が可能である。また、両方向通電に
おいても位置検出用素子が不要であり、モータの
外形形状の大きさに対する出力の向上が図られる
とともに、トルクリツプルを小さくすることがで
きる。さらに、スイツチングの位相ずれが常に正
しく補正されるため、負荷の変動によらず常に最
大トルクを発生でき、またノイズの発生を防止で
きる。また、既存の駆動回路に外付けで付加する
ことが容易に可能である。

ところで、上述の２つの実施例では、微分回路
１６により、電流の総和をアナログ的に微分して
いるが、サンプリングを微細に行ない、前値と現
値との差の符号反転を検出するデイジタル微分を
行なうようにしてもよく、微分回路１６と次段の
比較回路１７の行なう動作が、上記デイジタル微
分とデイジタル時間カウントに入れ換わる。

ところで、上述の２つの実施例では、３相両方
向通電のＹ結線ブラシレス直流モータについての
例を引用したが、相数は３相に限らず幾相であつ
てもよく、また片方向通電であつてもよい。ま
た、本発明をΔ（デルタ）結線のブラシレス直流
モータに適用することも可能である。

〔発明の効果〕

以上の説明から明らかなように、本発明によれ
ば、発振回路の出力をカウンタでカウントし、こ
のカウンタ出力より通電相を切り換える通電モー
ド切換信号を作り出す駆動回路において、各相の
電機子コイルに流れる電流の総和を総和電流検出
手段により検出し、この総和電流検出手段により
検出された電流波形のうち極小値を極小値検出手
段により検出するとともに、この極小値検出手段
により得られた極小値と正しいスイツチング時の
極小値との位相ずれを位相ずれ検出手段により検
出し、この検出出力に基づいて発振回路の発振出
力の位相を制御するようにしてなるので、通電相
を切り換えるスイツチングの位相を常に正しく補
正することができる。

このため、ロータの位置検出用素子を配するこ
となく、ブラシレス直流モータを駆動することが
できる。この位置検出用素子が不要なことから、
コストダウンが可能であり、組付けや配線の工数
が削減され、さらにモータ内部の有効スペースが
向上し電機子のコイル容積が制限を受けるような
ことがなくなる。また、特にモータの超小型化が
可能である。また、両方向通電においても位置検
出用素子が不要なことから、モータの外形形状に
対する出力比が向上し、トルクリツプルを小さく
することができる。

また、電機子反作用による中性点ずれが自動修
正されるため、常に正しいスイツチングの位相で
モータを駆動することができ、モータ負荷の変動
によらず、常に最大トルクによりモータを駆動す
ることができるとともに、ノイズの発生を防止で
きる。

また、既存の駆動回路に外付けで付加すること
が容易に行なえる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明によるブラシレス直流モータの
駆動回路のブロツク図、第２図は上記駆動回路の
動作を説明する波形図、第３図は本発明の他の実
施例を示すブラシレス直流モータの駆動回路の要
部を示すブロツク図、第４図は第３図の駆動回路
の動作を説明する波形図である。 １，２，３…電機子コイル、４，５，６，７，
８，９…スイツチングトランジスタ、１３…
VCO、１４…６進カウンタ、１５…３相ロジツ
ク回路、１６…微分回路、１７…比較回路、１８
…位相比較回路、１９…LPF、２０…加算回路、
２５…LPF、２６…積分回路、２７…直流反転
増幅器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 発振回路の発振出力をカウンタによりカウン
   トし、このカウンタ出力から各相への通電を切り
   換える通電モード切換信号を作り出す駆動回路に
   おいて、 各相の電機子コイルに流れる電流の総和を検出
   する手段と、 この総和電流検出手段により検出された電流波
   形のうち極小値を検出する手段と、 この極小値検出手段により得られた極小値と正
   しいスイツチング時の極小値との位相ずれを検出
   する手段と、 この位相ずれ検出手段の出力に基づいて上記発
   振回路の発振出力の位相を制御する制御手段とを
   備えたことを特徴とするブラシレス直流モータの
   駆動回路。