JPS6082087A - ブラシレス直流モ−タの駆動回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、ロータの位置検出用素子を不要としたブラシ
レス直流モータの駆動回路に関する。

〔背景技術とその問題点〕

従来、ブラシ旬き直流モータは、ブラシと整流子による
機械的スイッチにより転流を行なっており、この機械的
スイッチの断続により発生する火花放電のノイズが周辺
の電子回路に悪影響を与えることがある。また、この火
花放電の繰り返しにより、ブラシの摩耗や樒流子の損傷
を招き、モータの寿命を低下させる原因となる。

一方、ブラシレス直流モータは、上記機械的スイッチを
トランジスタ等の半導体スイッチに置き換えており、ブ
ラシ付き直流モータの有する欠点が解消されている。

ところが、ブラシレス直流モータでは、界磁用磁石であ
るロータの位置を検出し、ステータを構成する電機子コ
イルへの通電モードを順次切り換える必要がある。従来
、このロータの位置を検出する位置検出用素子としては
、ホール素子等が用いられている。ロータの磁界内に配
されるこのホール素子は、一般には、電機子コイルの相
数と同数設ける必要がある。

ところで、このようにブラシレス直流モータにホール素
子等の位置検出用素子を用いることは、コストを増大さ
せたり、組付けや配線の工数を増してしまうという欠点
がある。また、位置検出用素子を配することにより、電
機子のコイル容積が制限を受けることがあったり、モー
タを小型化できないという欠点がある。

そこで、ロータの位置を検出するためζこ配されるホー
ル素子等の位置検出用素子の個数を減らしたり、または
廃止する試みが以前からなされている。たとえば、３相
のフラジレス直流モータにおいて、１つの位置検出用素
子により２つのコイルの通電を制御したり、２つの位置
検出用素子を用いこれらの検出用素子の出力の和により
３相目を合成したりすることが行なわれている。才だ、
休止中の２つのコイルに誘起される逆起電力を検出して
、つぎの通電を決定する３相の片方向通電にオケルセン
サレス等が知られている。

しかし、片方向通電ではモータの外形形状の大きさに対
する出力比が小さく、また１−ルクリソプルが太きいと
いう欠点がある。また、２つの位置検出用素子を用いる
上述の制御では、２つの検出用素子の感度をそろえる必
要があることや、検出される磁束形状に制約があるとい
う欠点がある。

このように、従来のフラジレス直流モータでは、ロータ
の位置検出用素子を用いるために、モータを小型化でき
なかったり、コストが一アップし、また組付けや配線の
工数を増やしてしまうという難−夕形状の大きさに対す
る出力比が小さいという問題点がある。

〔発明の目的〕

そこで、本発明はこのような実情に鑑み提案されたもの
であり、両方向通電においてもロータの位置検出用素子
が不要であり、組付けや配線の工数を減らすことができ
、有効スペースの向上により電機子のコイル容積が制限
されることがなく、外形形状の大きさに対する出力比が
大きく、超小型化の可能な、しかもコスＦを削減できる
ブラシレス直流モータの駆動回路を提供することを目的
とする。

〔発明の概要〕

この目的を達成するために本発明のブラシレス直流モー
タの駆動回路は、発振回路の発振出力をカウンタにより
カウントし、このカウント出力から各相への通電を切り
換える通電モード切換信号を作り出す駆動回路において
、各相の電機子コイルに流れる電流の総和を検出し、こ
の検出した電流波形の極小値の位相ずれに基づき上記発
振回路の発振出力の位相を制御することを特徴とする。

〔実施例〕

以下、本発明の一実施例を図面に基づき説明する。

まず、本発明の基本的な考え方を述べる。ブラシレス直
流モータのステータを構成する各相の電機子コイルへの
通電はスイッチングトランジスタ等を切り換えることに
より行なわれるが、この通電相の切り換えであるスイッ
チングの位相が正しい場合には、界磁用磁石であるロー
タの回転によって電機子コイルに誘起される誘起電圧（
逆起電力）が大きいことで各相の電機子コイルに流れる
電流の総和の平均値は最も小さくなる。またこの場合、
この電流の極小値の位相が、相切り換えのスイッチング
間隔の中央に位置するようになる。

才た、モータ負荷の変動により上記スイッチングの位相
に進みや遅れが出ると、上記電流の極小値の位相がずれ
る。ここで、発振器の出力をカウントするカウンタの出
力から、各相に対する通電モードを切り換える通電モー
ド切換信号を作り出し、３落 上記スイッチングトランジスタにこの通電モート信号を
供給するような駆動回路に対して、上記電流の極小値の
位相ずれ検出信号により上記発振器の発振出力の位相を
制御するようにすれば、前述の位置検出素子を配するこ
となくモータを駆動することができるとともに、上記ス
イッチングの位相を正しく補正することができ、負荷の
変動によらず常に最大トルクを得ることができる。

ところで、第１図は本発明によって構成されるブラシレ
ス直流モータの駆動回路である。この第１図に示すフラ
ジレス直流モータは、たとえば３相Ｙ結線の両方向通電
のブラシレス直流モータであり、３相を構成する電機子
コイル１，２．３を有している。また、電機子コイル１
ζこ給電し通電モードを切り換えるスイッチングトラン
ジスタ４゜５は、Ｉ・ランジスタ４のエミッタがトラン
ジスタ５のコレクタζこ接続され、この接続点がＹ結線
されている電機子コイル１の他端に接続されている。

また、電機子コイル２に給電し通電モードを切り換える
スイッチングトランジスタ６．７は、トランジスタ６の
エミッタかトランジスタ７のコレクタに接続され、この
接続点が電機子コイル２の他端に接続されている。さら
に、電機子コイル３に給電し通電モードを切り換えるス
イッチングＩ・ランジスタ８，９は、トランジスタ８の
エミッタがトランジスタ６のコレクタに接続され、この
接続点が電機子コイル３の他端に接続されている。また
、上記トランジスタ４，６．８のコレクタか共通接続さ
れ、この接続点に直流電源ＶＳが供給されている。さら
に、上記トランジスタ５，７．９のエミッタが共通接続
され、この接続点１０には、一端が接地された抵抗１１
の他端が接続されている。この抵抗１１の抵抗値は電機
子コイル１，２゜３の有する直流抵抗より小さな値に設
定されており、電機子コイル１，２．３に流れる電流の
総和が、抵抗１１により電圧ζこ変換されて取り出され
る。また、この抵抗１１には、コンデンサ１２か並列に
接続されている。このコンデンサ１２は、上記スイッチ
ングトランジスタのスイッチング時に生じるノイズ成分
を取り除くために設けられている。ところで、電圧制御
型発振回路■Ｃ０１３が６進カウンク１４に接続され、
ｖｃｏ１３の第２図Ｆに示す発振出力がカウンタ１４に
よりパルスの立下りにおいてカウントされる。また、６
進カウンク１４は、３相ロジック回路１５に接続されて
おり、このロジック回路１５において、電機り出力に基
づいて作り出される。そして、この３相ロジック回路１
５の出力と上記ヌイ・ノチンクトランジスタ４，５，６
，７，８．９のベースが接により、スイッチング１ヘラ
ンジスタ４，５，６゜７．８．９のオン状態、オフ状態
が順次切り換えられ、電機コイル１，２．３へ両方向に
順次通電される通電モードの切り換えが行なわれて、ロ
ータの全周角に渡って駆動力が発生し、ロータが回転す
る。ところで、スイッチングトランジスタ５゜７．９の
エミッタが共通接続された上記接続点１０からは、電機
子コイル１，２．３に流れる電流の総和が検出される。

この検出される電流波形は、第２図Ｂに示されている。

ここで第２図Ａは、通Ｎａの切り換えであるスイッチン
グのクイミングに相当するスイッチングパルスである。

また第２図の横軸は時間経過を示し、この第２図におい
て、期間Ｔ３は上記スイッチングの位相が正しい期間、
期間Ｔ２はこの位相がやや進んだ期間、また期間Ｔ＋　
はこの位相がさらに進んだ期間を示している。

また、期間Ｔ４はスイッチングの位相がやや遅れた期間
、期間Ｔ５はこの位相がさらに遅れた期間を示している
。ところで、第２図Ｂの上記電流波形に示されるように
、スイッチングの位相が正しい場合には、各電機子コイ
ル１，２．３に流れる電流の総和の極小値の位相はスイ
ッチング間隔の中央すなわぢスイッチングパルス間の中
央に位置している。また、上記スイッチングの位相のず
れに応じて上記電流の極小値の位相がずれる。

ところで、上記接続点１０は微分回路１６に接続され、
この微分回路１６において、上記電流の総和が抵抗１１
により電圧に変換されて取り出された電圧波形の微分が
行なわれる。この電圧波形は第２図Ｂの電流波形に等し
い。上記微分回路１６により第２図Ｂの電流波形が微分
されると、第２図Ｃに示す微分出力か得られる。この微
分出力は第２図Ｃに示されるように、上記電流波形の栃
小値点およびスイッチング点においてゼロクロスするよ
うになる。また、上記微分回路１６の出力は、反転入力
端子が接地された比較回路１７の非反転入力端子に接続
されている。このため、比較回路１７の比較出力を第２
図Ｅに示すように、この比較回路１７からは、上記電流
の極小値点とゼロクロス点との間にパルス幅を有する比
較出力（パルス波形）が得られる。また、上記比較回路
１７の出力は位相比較回路１８の一方の入力端子に供給
されており、上記ＶＣＯ１３の発振出力がこの位相比較
回路１８の他方の入力端子に供給されている。ここで、
上記ＶＣ０１３と位相比較回路１８および次段に設けら
れているローパスフィルタＬＰＦ１９とは、ＰＬＬ（フ
ェーズ・ロックド・ループ）回路を構成してＧ、）る。

ところで、上記位相比較回路１８では、比較回路１７の
比較出力とＶＣＯ１３の発振出力とがパルスの立上りに
おいて位相比較されることにより、第２図Ｂに示す上記
電流波形の極小値の位相ずれ、すなわち上記スイッチン
グの位相ずれが検出される。この検出された位相ずれは
、位相ずれの進みと遅れに対応した２つの出力となって
、位相比較回路１８より出力される。この２つの出力は
、第２図Ｇ、Ｈ？こ示されており、第２図Ｇがスイッチ
ングの位相が進んだ状態の出力、また第１・２図Ｈがス
イッチングの位相の遅れた状態の出力を示している。ま
た、上記位相比較回路１８の出力は、ＬＰＦｉ９に通さ
れることで、位相ずれに比例した直流電圧に変換される
。このＬＰＦ１９の出力は、第２図１に示されている。

ところで、このＬＰＰ１９の出力電圧は、バイアス電圧
Ｖと加算回路２０において電圧加算されたのち、上記Ｖ
ＣＯ１３に供給される。このため、ｖｃｏ１３では上記
スイッチングの位相に進みがある場合には発振周波数が
一時的に下がり、またこの位相に遅れかあるときには発
振周波数が一時的に上昇することによって、ｖＣＯ’１
３の発振出力の位相が制御される。これにより、第２図
Ｂに示す電流波形の極小値の位相がスイッチングパルス
間の中央に位相するように常に制御され、上記スイッチ
ングの位相ずれが補正される。このように、電様子反作
用による中性点ずれに対して自動修正がなされるため、
高負荷時の出力を向上することができ、負荷の変動によ
らず常に最大トルクによりモータを駆動することかでき
る。また、スイッチングの位相ずれが正しく補正される
ことにより、いわゆるスパイクノイズが押さえられ、た
とえば電源ラインを通り周辺の電子回路におよぼすノイ
ズの影響を軽減することができる。

ところで、上記バイアス電圧Ｖは、ＬＰＦ１９の出力電
圧がゼロである始動時に、ＶＣｌ２に供給され、モータ
の始動が行なわれる。また、この始動時には、ＶＣＯ１
３の発振周波数が低くなるように、バイアス電圧Ｖが設
定されている。なお、バイアス電圧を徐々に高めゆくこ
とにより、ｖｃｏ１３の発振周波数を徐々に高めてゆく
ようにして始動させてもよい。

ところで、上述の実施例では、位相比較回路１８、ＬＰ
Ｆ１９、オヨＤ　Ｖ　ＣＯ１３テｌＪ成ｃ　レルＰＬＬ
回路によって、ＶＣＯ１３の発振出力の位相を制御する
ようにしているが、このようにＰＬＬ回路構成によらず
、上記比較回路１７の比較出力ヲローバスフィルタＬＰ
Ｆ’２５に通シ、コノＬＰＦ２５の出力を積分したのち
上記ＶＣＯ１３にれることで平均値が取り出される。こ
のＬＰＦ２の出力は、積分回路２６に供給される。この
積分回路２６は、周波数偏差をなくしてＶＣ０１３の発
振出力を位相制御するため設けられている。この積分回
路２６の出力は、直流反転増幅器２７を通過して電圧が
反転され、上記加算回路２０を介したのぢ上記ＶＣＯ１
３に供給される。これにより、第４図の期間Ｔ３のＬ　
Ｌ）　Ｆ　２５の出力、すなわち上記スイッチングの位
相が正しい時のＬ　Ｐ　Ｉ”２５の出力を基準にして、
ＶＣ０１３の発振出力の位相が、上記スイッチングの位
相すれに応じて制御され、スイッチングの位相ずれが正
しく補正される。

このように、本発明によれば、ＶＣＯ１３の発振出力を
６進カウンタ１４によりカウントシ、この６進カウンタ
１４の出力に基づいて３相ロジ・ノ子コイル１１２　＋
　３に流れる電流の総和を検出し、この検出した電流の
極小値の位相ずれζこ基づいて、上記ＶＣＯ１３の発振
出力の位相を制御している。

このため、前述のローフの位置検出用素子を配すること
なくモータを駆動することができるとともに、通電相を
切り換えるスイッチングの位相ずれを常に正しい位置に
補正することができる。このように、本発明によって、
上記位置検出用素子が不要となることにより、コストダ
ウンが可能てあり、位置検出用素子に要していた組付け
や配線の工数が削減される。また、モータ内部の有効ス
ペースが向上し、電機子のコイル容積が制限されず、コ
イルを有効に巻き込むことかできる。また、位置検出用
素子がいらないため、モータの超小型化が可能である。

また、両方向通電においても位置検出用素子が不要であ
り、モータの外形形状の大きさに対する出力の向上が図
られるとともに、１−ルクリソプルを小さくすることが
できる。さらに、スイッチングの位相ずれが常に正しく
補正されるため、負荷の変動によらず常に最大トルクを
発生でき、またノイズの発生を防止できる。また、既存
の駆動回路に外伺けで付加することが容易に可能である
。

ところで、上述の２つの実施例では、微分回路１６によ
り、電流の総和をアナログ的に微分しているが、サンプ
リングを微細に行ない、前値と現［直との差の符合反転
を検出するディジクル微分を行なうようにしてもよく、
微分回路１６と次段の比較回路１７の行なう動作が、上
記ディジタル微分とディジタル時間カウントに入れ換わ
る。

ところで、上述の２つの実施例では、３相両方向通電の
Ｙ結線ブラシレス直流モータについての例を引用したが
、相数は３相に限らす幾相であってもよく、また片方向
通電であってもよい。また、本発明を△（デルタ）結線
のフラジレス直流モーりに適用することも可能である。

〔発明の効果〕

以上の説明から明らかなように、本発明によれば、発振
回路の出力をカウンタでカウントシ、と子コイルに流れ
る電流の総和を検出し、この検出した電流の極小値の位
相ずれに基づいて、上記発振回路の発振出力の位相を制
御しており、これにより通電相を切り換えるスイッチン
グの位相を常に正しく補正することができる。　４゜こ
のため、ローフの位置検出用素子を配することなく、ブ
ラシレス直流モータを駆動することができる。この位置
検出用素子が不要なことがら、コストダウンが可能であ
り、組付けや配線の工数が削減され、さらにモータ内部
の有効スペースがる。また、両方向通電においても位置
検出用素子が不要なことから、モータの外形形状に対す
る出力比が向上し、トルクリップルを小さくすることが
できる。

また、電機子反作用による中性点すれが自動修正される
ため、常に正しいスイッチングの位相でモータを駆動す
ることがてき、モータ負荷の変動によらず、常に最大ト
ルクによりモータを駆動することができるとともに、ノ
イズの発生を防止できる。

また、既存の駆動回路に外付けで付加することが容易に
行なえる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明によるブラシレス直流モータの駆動回路
のフロック図、第２図は上記駆動回路の動作を説明する
波形図、第３図は本発明の他の実施例を示すブラシレス
直流モータの、駆動回路の要部を示すブロック図、第４
図は第３図の駆動回路つ動作を説明する波形図である。 １．２．３・・・・・電機子コイル ４　ｒ　５　ｒ　′、３＋７，８．９・・・スイッチン
グ１〜ランンスク１３・・・・・・・・・ＶＣＯ １４・・・・・・・・・６進カウンタ １５・・・・・・・・・３相ロジツク回路１６・・・・
・・・・・微分回路 １７・・・・・・・・・比較回路 １８・・・・・・・・・位相比較回路 １９・・・・・・・・・　Ｌ　Ｐ　Ｉ”２０・・・・・
・・・・加算回路 ２５・・・・・・・・・ＬＰＦ ２６・・・・・・・・・積分回路 ２７・・・・・・・・・直流反転増幅器特許出願人　ソ
ニー株式会社 代理人　弁理士　小　池　晃 同　１）　村　榮　− 昭和５８年１２月１９Ｆ＋ 特許庁長官　若　杉　和　夫　殿 １、事件の表示 昭和５８年　特許願第１８６３７２　号２、発明の名称 事件との関係　特許出願人 住　所　東京部品用区北品用６丁目７香３５号氏　名　
（２１８）ンニー株式会社 銘　称）　代表者　大　賀　典　雄 ４、代理人 〒１０５ ６、補正の対象 明細書の「発明の詳細な説明」の４１ｉ″１ｄおよび図
面 ７、補正の内容 明細書第３貞第８行目力・ら第９行目に亘って「１つの
位置検出用素子により２つのコイルの通電を制御したり
、」とある記載全削除する。 （７−２） 明細書第６貞第２行目に「モーフ負荷の変動により」と
ある記載を削除する。 （７−３） 明細書第６頁第３行目に「位相に進みや遅れが出ると、
」とある記載全「位相に進みや遅れが有ると、」と乎山
正する。 （７−４，） 明爪ｇ書第８頁第３行目〃ユら第７行目までに「また、
この抵抗１１には、・・・か設けられている。 」とある記載を削除する。 （７−５） 第王図ケ別凪の通シ補正する。 以上

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 発振回路の発振出力をカウンタによりカウントし、この
   カウンタ出力から各相への通電を切り換える通電モード
   切換信号を作り出す駆動回路において、各相の電機子コ
   イルに流れる電流の総和を検出し、この検出した電流波
   形の極小値の位相すれに基づき上記発振回路の発振出力
   の位相を制ｉ卸することを特徴とするブラシレス直流モ
   ータの駆動回路。