JPH1146491A - ブラシレス直流モータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 駆動トランジスタでの電力損失を小さく抑え
た状態で固定子巻線の相切換を滑らかに行うことによ
り、振動・騒音の少ない、電力効率に優れたブラシレス
直流モータを提供する。 【解決手段】 第１の駆動トランジスタ群５ａの動作電
圧が第１の基準電圧発生手段９の基準電圧信号Ｅ１に等
しくなるように第２の駆動トランジスタ群５ｂを制御
し、第２の駆動トランジスタ群５ｂの動作電圧が第２の
基準電圧発生手段１０の基準電圧信号Ｅ２に等しくなる
ように電圧変換手段４の直流出力電圧を制御する。固定
子巻線１１，１２，１３の電流を順次相切換する駆動ト
ランジスタ群の動作電圧を位置信号合成手段４０の複数
相の位置信号とホール素子１，２，３のバッファ増幅器
３１，３２，３３の整形信号に応じて変化させることに
より、相切換期間における駆動電流の波形歪みを防止
し、相切換を滑らかに行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ブラシレス直流モ
ータに関し、特に電源から供給される電力を効率よく利
用するようにしたブラシレス直流モータに関する。

【０００２】

【従来の技術】ブラシレス直流モータはブラシ付の直流
モータに比べると、機械的接点を持たないため長寿命で
あると同時に電気的雑音も少ない。この利点のため、近
年では高信頼性が要求される産業用機器や映像・音響機
器に広くブラシレス直流モータが使用されている。

【０００３】従来のブラシレス直流モータにおいては、
出力電圧が一定の直流電源から供給される電圧を電圧制
御トランジスタなどを用いて可変制御し、例えば回転速
度に応じた電圧をモータに供給していた。したがって、
モータ駆動に利用される有効電圧は常に直流電源の電圧
よりも低く、直流電源電圧と実際にモータに供給される
電圧との差はほとんど電圧制御トランジスタのコレクタ
損失（熱損失）となり、その結果、電力効率を低下させ
ていた。

【０００４】ブラシレス直流モータの電力効率を向上す
るために、電圧制御トランジスタをスイッチング制御す
ることにより電圧制御トランジスタのコレクタ損失を低
減する方法がいくつか提案されている。

【０００５】そのうちの一例では、直流電源の一端と固
定子巻線の電流給電端子との間の電流路を形成する第１
の駆動トランジスタ群を、電流指令と位置信号に応じて
電流制御する。そして、直流電源の他端と電流給電端子
との間の電流路を形成する第２の駆動トランジスタ群
を、第１の駆動トランジスタ群の動作電圧の最小電圧が
所定の基準電圧に等しくなるように制御する。さらに電
圧制御用のスイッチングトランジスタを、第２の駆動ト
ランジスタ群の動作電圧が所定の基準電圧に等しくなる
ようにオン・オフ制御する。このようにして、モータに
供給される電圧が制御される。このような制御を行うこ
とにより、モータの電力効率を大幅に改善している（例
えば、特開昭５８−１９８１８９号公報参照）。

【０００６】上記のような構成は、エミッタを共通接続
した差動トランジスタのベース入力に位置信号を与えて
差動切換を行うので、固定子巻線駆動電流は安定に切り
換えられる。しかし、固定子巻線に流れる駆動電流は通
電幅が電気角でほぼ１２０度の矩形波状となり、急峻に
オン・オフされる。このため、振動・騒音を発生しやす
くなる。

【０００７】固定子巻線の相切換を滑らかに行うため
に、ある相から次の相に電流切換を行う際、２相に同時
に電流を通電させる期間が存在する、いわゆるオーバラ
ップ駆動を行う方法がある（例えば、特開昭６２−２２
１８９４号公報参照）。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】上記の従来技術におい
て、第１及び第２の駆動トランジスタ群をオーバラップ
駆動し、電力効率を向上するために第１及び第２の駆動
トランジスタ群のエミッタ・コレクタ間の残り電圧を低
減してトランジスタの動作電圧を低減すると、今度は電
流切換が滑らかに行われず、駆動電流波形に歪みが発生
し、この状態でモータを駆動すると振動・騒音を発生す
る。この問題の詳細については、後述する発明の実施の
形態の中で図７を用いて説明を加える。

【０００９】本発明は上記のような従来の問題点に鑑
み、可変出力の直流電圧を出力できるスイッチング制御
方式の電圧制御を使用し、固定子巻線の相切換を滑らか
に行うことにより、振動、騒音が少なく、かつ、電力効
率に優れたブラシレス直流モータを提供することを目的
とする。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明によるブラシレス
直流モータは、複数の磁極を有する回転子と、複数相の
固定子巻線と、前記回転子の回転位置を検出するための
複数のホール素子と、前記複数のホール素子の出力から
複数相の位置信号を生成する位置信号合成手段と、直流
電源から可変出力の直流電圧を得る電圧変換手段と、前
記電圧変換手段の出力端子対の一方と前記固定子巻線の
各相の給電端子との間の電流路を形成する複数のトラン
ジスタを含む第１の駆動トランジスタ群と、前記固定子
巻線への電流供給を指令する指令信号及び前記位置信号
合成手段の出力に応じて前記第１の駆動トランジスタ群
に流れる電流を分配制御する第１の分配制御手段と、前
記電圧変換手段の出力端子対の他方と前記固定子巻線の
各相の給電端子との間の電流路を形成する複数のトラン
ジスタを含む第２の駆動トランジスタ群と、前記位置信
号合成手段の出力に応じて前記第１の駆動トランジスタ
群の最小動作電圧が第１の基準電圧に一致するように前
記第２の駆動トランジスタ群に流れる電流を分配制御す
る第２の分配制御手段と、前記第２の駆動トランジスタ
群の最小動作電圧が第２の基準電圧に一致するように前
記電圧変換手段の出力電圧を制御する電圧制御手段とを
備える。

【００１１】そして、前記第１及び第２の基準電圧は、
前記第１及び第２の駆動トランジスタ群においてそれぞ
れ固定子巻線の１相から次の相に電流切換が行われ２相
に同時に電流が流れる相切換通電状態のほうが、１相に
のみに電流が流れる１相通電状態より大きくなるように
構成されている。

【００１２】上記のような構成によれば、位置信号合成
手段の出力する位置信号により第１の駆動トランジスタ
群と第２の駆動トランジスタ群がそれぞれ分配制御さ
れ、固定子巻線に通電される電流の相切換が順次行わ
れ、回転子が回転駆動される。第１の駆動トランジスタ
群のエミッタ・コレクタ間の動作電圧が第１の基準電圧
発生手段の出力する基準電圧に等しくなるように第２の
駆動トランジスタ群の通電電流を制御し、第２の駆動ト
ランジスタ群のエミッタ・コレクタ間の動作電圧が第２
の基準電圧発生手段の出力する基準電圧信号に等しくな
るようにスイッチング制御方式の電圧変換手段の直流出
力電圧を制御する。

【００１３】そして、第１の駆動トランジスタ群と第２
の駆動トランジスタ群のエミッタ・コレクタ間の動作電
圧を位置信号合成手段の出力する位置信号に応じて変化
させる。すなわち、第１の駆動トランジスタ群及び第２
の駆動トランジスタ群を構成するそれぞれの複数の駆動
トランジスタにおいて、駆動電流の相切換が行われてい
る相切換期間では、対応する駆動トランジスタのエミッ
タ・コレクタ間の動作電圧を高めに切り換えているの
で、固定子巻線の駆動電流の相切換動作が滑らかに行わ
れる。その結果、振動・騒音が非常に少ない状態でブラ
シレス直流モータを駆動できる。

【００１４】一方、駆動電流の相切換の完了している１
相通電期間では、駆動電流を通電している駆動トランジ
スタのエミッタ・コレクタ間の動作電圧をできるだけ低
く設定するので、その駆動トランジスタでの電力損失を
小さく抑えることができる。このようにして、本発明に
よれば、振動・騒音の少ない、電力効率に優れたブラシ
レス直流モータを実現することができる。

【００１５】上記の構成において好ましくは、前記固定
子巻線の１相から次の相に電流切換が行われ２相に同時
に電流が流れる相切換通電状態と、１相にのみ電流が流
れる１相通電状態とにおいて、前記第１及び第２の基準
電圧が連続的に変化し、前記相切換通電状態では２相に
流れる電流が略等しくなる時点を頂点とする三角波状に
変化する。相切換通電状態で高めに切り換える第１及び
第２の基準電圧を対称的な三角波状に変化させるので、
固定子巻線の駆動電流の相切換動作をさらに滑らかに行
うことができ、ブラシレス直流モータの駆動時の振動・
騒音を一層低減することができる。

【００１６】また、前記第１及び第２の基準電圧が前記
固定子巻線への電流供給を指令する指令信号に応じて変
化することも好ましい。固定子巻線への電流供給の大小
変化に応じて第１及び第２の基準電圧を変えるので、駆
動電流の変化にかかわらず、常に、電流切換が滑らかに
行われ、駆動電流の波形歪みを発生しない状態でモータ
を駆動することができる。その結果、電力効率に優れ、
かつ振動・騒音が少ない効果が一層高まる。

【００１７】さらに好ましくは、前記位置信号合成手段
は、前記複数のホール素子の各出力を増幅する複数のバ
ッファ増幅器と、前記複数のバッファ増幅器の各出力の
差を生成する複数の減算回路とから構成され、前記第１
及び第２の基準電圧は、前記位置信号合成手段が出力す
る複数相の位置信号と前記バッファ増幅器の出力を波形
整形した整形信号とから生成される。これにより、簡単
な回路構成で第１及び第２の基準電圧を生成することが
できる。

【００１８】本発明によるブラシレス直流モータの別の
構成は、複数の磁極を有する回転子と、複数相の固定子
巻線と、前記回転子の回転位置を検出するための複数の
ホール素子と、前記複数のホール素子の出力から複数相
の位置信号を生成する位置信号合成手段と、直流電源の
出力端子対の一方と前記固定子巻線の各相の給電端子と
の間の電流路を形成する複数のトランジスタを含む第１
の駆動トランジスタ群と、前記固定子巻線への電流供給
を指令する指令信号及び前記位置信号合成手段の出力に
応じて前記第１の駆動トランジスタ群に流れる電流を分
配制御する第１の分配制御手段と、前記直流電源の出力
端子対の他方と前記固定子巻線の各相の給電端子との間
の電流路を形成する複数のトランジスタを含む第２の駆
動トランジスタ群と、前記位置信号合成手段の出力に応
じて前記第１の駆動トランジスタ群の最小動作電圧が基
準電圧に一致するように前記第２の駆動トランジスタ群
に流れる電流を分配制御する第２の分配制御手段とを備
え、前記基準電圧は、前記第１の駆動トランジスタ群に
おいてそれぞれ固定子巻線の１相から次の相に通電電流
の切換が行われ２相に同時に電流が流れる相切換通電状
態のほうが、１相にのみ電流が流れる１相通電状態より
大きくなるように構成されている。

【００１９】上記の構成では、第２の駆動トランジスタ
群を構成する複数の駆動トランジスタが直接、直流電源
に接続されている。この場合、スイッチング制御方式の
電圧変換手段を省略でき、第１の駆動トランジスタ群を
構成する複数の駆動トランジスタの電力損失を低減する
ことができる。そして、電力損失が大きい第２の駆動ト
ランジスタ群を構成する複数の駆動トランジスタは外付
けのディスクリートトランジスタで構成し、電力損失が
小さく発熱の少ない第１の駆動トランジスタ群を構成す
る複数個の駆動トランジスタは駆動回路を含む集積回路
内に含めることが容易になる。

【００２０】この構成において好ましくは、前記固定子
巻線の１相から次の相に電流切換が行われ２相に同時に
電流が流れる相切換通電状態と、１相にのみ電流が流れ
る１相通電状態とにおいて、前記基準電圧が連続的に変
化し、前記相切換通電状態では２相に流れる電流が略等
しくなる時点を頂点とする三角波状に変化する。相切換
通電状態で高めに切り換える基準電圧を対称的な三角波
状に変化させるので、固定子巻線の駆動電流の相切換動
作をさらに滑らかに行うことができ、ブラシレス直流モ
ータの駆動における振動・騒音の抑制が促進される。

【００２１】また、前記基準電圧が固定子巻線への電流
供給を指令する指令信号に応じて変化することも好まし
い。固定子巻線への電流供給の大小変化に応じて基準電
圧を変えるので、駆動電流の変化にかかわらず、常に、
電流切換が滑らかに行われ、駆動電流の波形歪みを発生
しない状態でモータを駆動することができる。したがっ
て、電力効率に優れ、かつ、振動・騒音が少ないブラシ
レス直流モータを提供することができる。

【００２２】さらに、前記位置信号合成手段が、前記複
数のホール素子の各出力を増幅する複数のバッファ増幅
器と、前記複数のバッファ増幅器の各出力の差を生成す
る複数の減算回路とから構成され、前記基準電圧信号
が、前記位置信号合成手段が出力する複数相の位置信号
と前記バッファ増幅器の出力を波形整形した整形信号と
から生成されることも好ましい。これにより、簡単な回
路構成で基準電圧信号を発生することができる。

【００２３】

【発明の実施の形態】以下、本発明によるブラシレス直
流モータの具体的な実施形態について、図面を参照しな
がら説明する。

【００２４】図１に本発明の実施形態によるブラシレス
直流モータの回路構成を示す。図１において、２７は複
数の磁極を有する永久磁石の回転子、１１，１２，１３
は回転子２７との間に所定の空隙ができるように設けら
れた固定子巻線、５ａは第１の駆動トランジスタ群、５
ｂは第２の駆動トランジスタ群、２０は直流電源、４は
直流電源２０から可変出力の直流電圧を得るスイッチン
グ制御方式の電圧変換回路である。

【００２５】第１の駆動トランジスタ群５ａは３個のＮ
ＰＮ型の駆動トランジスタ２１，２２，２３からなり、
各駆動トランジスタ２１，２２，２３はそれぞれ固定子
巻線１１，１２，１３の電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃと電圧
変換回路４の負極側端子（ＧＮＤ）との間の電流路に介
装されている。また第２の駆動トランジスタ群５ｂは３
個のＰＮＰ型の駆動トランジスタ２４，２５，２６から
なり、各駆動トランジスタ２４，２５，２６はそれぞれ
電圧変換回路４の正極側端子と固定子巻線１１，１２，
１３の電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃとの間の電流路に介装さ
れている。

【００２６】図１左端に位置する１，２，３は回転子２
７との間に所定の空隙ができるように配置された３個の
ホール素子である。３０は３個のホール素子１，２，３
の直流電源、３１，３２，３３はバッファ増幅器であ
り、各ホール素子１，２，３の差動出力に比例した出力
Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を出力する。４１，４２，４３は減算
回路である。

【００２７】減算回路４１は、バッファ増幅器３１の出
力Ｈ１とバッファ増幅器３３の出力Ｈ３とを入力し、こ
れらの差（Ｈ１−Ｈ３）に比例する電流Ｉｐ１を出力す
る。減算回路４２は、バッファ増幅器３２の出力Ｈ２と
バッファ増幅器３１の出力Ｈ１とを入力し、これらの差
（Ｈ２−Ｈ１）に比例する電流Ｉｐ２を出力する。減算
回路４３は、バッファ増幅器３３の出力Ｈ３とバッファ
増幅器３２の出力Ｈ２とを入力し、これらの差（Ｈ３−
Ｈ２）に比例する電流Ｉｐ３を出力する。各出力電流Ｉ
ｐ１，Ｉｐ２，Ｉｐ３は３相の位置信号となる。バッフ
ァ増幅器３１，３２，３３と減算回路４１，４２，４３
とで位置信号合成回路４０が構成されている。

【００２８】減算回路４１，４２，４３は、それぞれ３
つの出力電流が得られるように構成されている。つま
り、電流信号Ｉｐ１，Ｉｐ２，Ｉｐ３、これらの電流信
号と同極性の電流信号Ｉｐ１’，Ｉｐ２’，Ｉｐ３’、
及び、極性を反転した電流信号Ｉｐ１”，Ｉｐ２”，Ｉ
ｐ３”の３種類の出力電流が得られる。

【００２９】そのうち、電流信号Ｉｐ１，Ｉｐ２，Ｉｐ
３は３相の位置信号に相当し、ダイオード５４，５５，
５６により負極性側のみが取り出されて電流ｇ，ｉ，ｅ
となり、第１の分配回路６ａに入力される。また、分岐
した出力電流Ｉｐ１，Ｉｐ２，Ｉｐ３は、ダイオード５
１，５２，５３により正極性側のみが取り出されて電流
ｄ，ｆ，ｈとなり、第２の分配回路６ｂに入力される。

【００３０】駆動トランジスタ２１，２２，２３の各ベ
ースには、第１の分配回路６ａによって形成された３相
の電流信号ｇ’，ｉ’，ｅ’がそれぞれ供給され、駆動
トランジスタ２１，２２，２３の通電を制御する。同様
に、駆動トランジスタ２４，２５，２６の各ベースに
は、第２の分配回路６ｂによって形成された３相の電流
信号ｄ’，ｆ’，ｈ’がそれぞれ供給され、駆動トラン
ジスタ２４，２５，２６の通電を制御する。ＮＰＮ型ト
ランジスタ２１，２２，２３のベースには流し込む方向
の電流が加えられ、ＰＮＰ型トランジスタ２４，２５，
２６のベースには引き出す方向の電流が加えられる。

【００３１】図１中、５７は電流検出抵抗であり、３相
の固定子巻線１１,１２,１３に通電される電流を電圧に
変換する。３６は第１の比較制御回路であり、指令端子
５０に入力される指令信号と電流検出抵抗５７に得られ
た電圧とを比較する。その結果得られた制御信号ＣＬは
第１の分配回路６ａに与えられ、入力された位置信号
ｇ，ｉ，ｅの大きさを制御して電流信号ｇ’，ｉ’，
ｅ’を生成する。これらの電流信号ｇ’，ｉ’，ｅ’が
駆動トランジスタ２１，２２，２３の動作を制御するこ
とにより、３相の固定子巻線１１，１２，１３に供給さ
れる電流の大きさが制御される。

【００３２】図１において、７は第１の駆動トランジス
タ群５ａを構成する駆動トランジスタ２１，２２，２３
の最小動作電圧Ｌを検出する第１の動作電圧検出回路、
９は第２の比較制御回路３４に基準電圧を供給する第１
の基準電圧発生回路、３７はバッファ増幅器３１，３
２，３３の各出力Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を波形整形し、整形
信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を出力する整形回路である。

【００３３】第１の基準電圧発生回路９は、減算回路４
１，４２，４３のそれぞれ３つの出力電流のうちのそれ
ぞれ１つずつの出力電流と整形回路３７の整形信号Ｄ
１，Ｄ２，Ｄ３とから基準電圧信号Ｅ１を形成する。第
２の比較制御回路３４は、第１の基準電圧発生回路９が
発生する第１の基準電圧信号Ｅ１と第１の動作電圧検出
回路７が出力する最小動作電圧Ｌとを比較する。その結
果得られた制御信号ＣＵは第２の分配回路６ｂに与えら
れ、入力された位置信号ｄ，ｆ，ｈの大きさを制御して
電流信号ｄ’，ｆ’，ｈ’を生成する。これらの電流信
号ｄ’，ｆ’，ｈ’が駆動トランジスタ２４，２５，２
６の動作を制御することにより、３相の固定子巻線１
１，１２，１３に供給される電流の大きさが制御され
る。

【００３４】図１中、８は第２の駆動トランジスタ群５
ｂを構成する駆動トランジスタ２４，２５，２６の最小
動作電圧Ｕを検出する第２の動作電圧検出回路であり、
１０は電圧変換回路４に対する電圧制御回路３５に第２
の基準電圧信号Ｅ２を供給する第２の基準電圧発生回路
である。第２の基準電圧発生回路１０は、減算回路４
１，４２，４３のそれぞれ３つの出力電流のうちのそれ
ぞれ１つずつの出力電流と整形回路３７の整形信号Ｄ
１，Ｄ２，Ｄ３とから基準電圧信号Ｅ２を形成する。

【００３５】電圧制御回路３５は第２の基準電圧発生回
路１０が発生する基準電圧信号Ｅ２と第２の動作電圧検
出回路８に得られた最小動作電圧Ｕとを比較し、制御信
号ＣＳを電圧変換回路４に出力する。電圧変換回路４
は、直流電源２０の正極端子から固定子巻線１１，１
２，１３に至る給電路に直列に挿入され、電圧制御回路
３５の制御信号ＣＳに応じて電圧変換回路４の出力電圧
ＶＭを制御するように構成されている。

【００３６】電圧変換回路４は、直流電源２０の正極端
子から固定子巻線１１，１２，１３に至る給電路に直列
に挿入された給電制御用スイッチングトランジスタ１０
１と、電圧制御回路３５からの制御信号ＣＳに基づいて
スイッチングトランジスタ１０１をオン・オフ制御する
スイッチング制御回路１００と、環流ダイオード１０５
と、インダクタンスコイル１０６と、平滑コンデンサ１
０７によって構成されている。

【００３７】電圧制御回路３５には、第２の動作電圧検
出回路８により得られた最小動作電圧Ｕに応じた制御信
号ＣＳを生成する。スイッチング制御回路１００はこの
制御信号ＣＳに対応したパルス信号によってスイッチン
グトランジスタ１０１をオン・オフ制御する。これによ
って、電圧変換回路４は直流電源２０の電圧ＶＳを出力
電圧ＶＭに変換して出力し、第２の駆動トランジスタ群
５ｂに供給する。なお、スイッチング制御回路１００
は、例えば２００ｋＨｚの三角波電圧信号を発生する三
角波発生回路と、電圧制御回路３５の制御信号ＣＳを三
角波電圧信号と比較するコンパレータなどの周知の回路
を用いて構成することもできる。

【００３８】つぎに、図１における第１の動作電圧検出
回路７の具体的な回路例を図３に示す。図３において、
８１から８４はダイオードであり、それぞれのアノード
端子が共通接続され、ダイオード８１，８２，８３のカ
ソード端子はそれぞれ３相の固定子巻線１１，１２，１
３の電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃに接続されている。８５は
抵抗であり、その一端は接地され、他端にダイオード８
４のカソード端子が接続されている。８６は定電流源で
あり、ダイオード８１〜８４のアノード共通端子に一定
電流を供給している。８７はこの第１の動作電圧検出回
路７の出力端子である。電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃに接続
されている３個のダイオード８１，８２，８３のうちカ
ソード電位の最も低いダイオードがオンになると、ダイ
オードのアノード共通端子の電位はオン状態のダイオー
ドの順方向電圧分だけカソード電位より高くなる。定電
流源回路８６の出力電流はダイオード８４を介して抵抗
８５にも供給される。したがって、抵抗８５にはアノー
ド共通端子の電位よりダイオードの順方向電圧分だけ下
降した電圧が発生する。したがって、３相の固定子巻線
１１，１２，１３の電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃのうち最小
の電圧である最小動作電圧Ｌが第１の動作電圧検出回路
７の出力端子８７から出力される。

【００３９】つぎに、図１における第２の動作電圧検出
回路８の具体的な回路例を図４に示す。図４において、
９１，９２，９３はダイオードであり、それぞれのカソ
ード端子が共通接続されている。ダイオード９１，９
２，９３のアノード端子はそれぞれ３相の固定子巻線１
１，１２，１３の電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃに接続されて
いる。９４はＰＮＰ型のトランジスタであり、エミッタ
は抵抗９６を介してスイッチング制御方式の電圧変換回
路４の出力電圧ＶＭに接続され、コレクタは抵抗９５を
介して接地されている。

【００４０】トランジスタ９４のベースはダイオード９
１，９２，９３の共通接続されたカソード端子に接続さ
れている。９７は定電流源回路であり、ダイオード９
１，９２，９３のカソード共通端子とトランジスタ９４
のベースから一定電流を引き出している。９８はこの第
２の動作電圧検出回路８の出力端子である。

【００４１】電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃに接続されている
３個のダイオード９１，９２，９３のうち、アノード電
位の最も高いダイオードだけがオンになると、ダイオー
ドのカソード共通端子の電位はオン状態のダイオードの
順方向電圧分だけアノード電位より低くなる。トランジ
スタ９４のベースはダイオード９１，９２，９３のカソ
ード共通端子に接続され、トランジスタ９４のエミッタ
・ベース間の電圧はオン状態のダイオード順方向電圧に
ほぼ等しいので、トランジスタ９４のエミッタ電位ＶＥ
は電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃのうち最も高い電位とほぼ等
しくなる。

【００４２】抵抗９６の一端は電圧変換回路４の出力電
位ＶＭに接続されているので、抵抗９６には電位差（Ｖ
Ｍ−ＶＥ）に応じた電流が流れ、この電流とほぼ等しい
電流がトランジスタ９４のコレクタに流れる。したがっ
て、抵抗９５と抵抗９６の抵抗値を等しく選べば抵抗９
５の両端には、抵抗９６の両端と同じ（ＶＭ−ＶＥ）の
電位差を発生する。したがって、電圧変換回路４の出力
電圧ＶＭと３相の固定子巻線１１，１２，１３の電流給
電端子Ａ，Ｂ，Ｃのうちの最も高い電位ＶＥとの差（Ｖ
Ｍ−ＶＥ）、すなわち電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃのうち電
圧変換回路４の出力電圧ＶＭとの差が最も小さい最小動
作電圧Ｕが第２の動作電圧検出回路８の出力端子９８か
ら出力される。

【００４３】図１において、第１の分配回路６ａは１種
の乗算器で構成されており、入力された位置信号ｇ，
ｉ，ｅを第１の比較制御回路３６の制御信号ＣＬに応じ
て大きさを変化させた電流信号ｇ’，ｉ’，ｅ’を出力
する。これらの３相の電流信号ｇ’，ｉ’，ｅ’は、第
１の駆動トランジスタ群５ａを構成する駆動トランジス
タ２１，２２，２３の各ベースに与えられ、駆動トラン
ジスタ２１，２２，２３の通電を制御する。第１の比較
制御回路３６は指令端子５０に入力される指令信号と電
流検出抵抗５７に得られた電圧とを比較し、得られた制
御信号ＣＬを第１の分配回路６ａに与える。このように
して、３相の固定子巻線１１，１２，１３に供給される
電流の大きさは、指令端子５０に入力される指令信号に
応じて制御される。

【００４４】図１において第２の分配回路６ｂも一種の
乗算器で構成されている。第２の分配回路６ｂに入力さ
れた位置信号ｄ，ｆ，ｈは、第２の比較制御回路３４の
出力である制御信号ＣＵに応じて大きさが変えられ、電
流信号ｄ’，ｆ’，ｈ’が出力される。３相の電流信号
ｄ’，ｆ’，ｈ’は、第２の駆動トランジスタ群５ｂを
構成する駆動トランジスタ２４，２５，２６の各ベース
に与えられ、駆動トランジスタ２４，２５，２６の通電
を制御する。

【００４５】第２の比較制御回路３４は第１の基準電圧
発生回路９が発生する基準電圧信号Ｅ１と第１の動作電
圧検出回路７により得られた最小動作電圧Ｌとを比較
し、その結果である制御信号ＣＵを第２の分配回路６ｂ
に出力する。第２の分配回路６ｂが出力する電流信号
ｄ’，ｆ’，ｈ’は駆動トランジスタ２４，２５，２６
のベースに入力され、第２の駆動トランジスタ群５ｂの
出力電流を制御する。この結果、３相の固定子巻線１
１，１２，１３の電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃの最小電圧が
基準電圧信号Ｅ１に等しくなるように制御される。

【００４６】同様にして、電圧制御回路３５は、第２の
基準電圧発生回路１０が発生する基準電圧信号Ｅ２と第
２の動作電圧検出回路８で得られた最小動作電圧Ｕとを
比較し、その結果である制御信号ＣＳを電圧変換回路４
のスイッチング制御回路１００に出力する。スイッチン
グ制御回路１００はスイッチングトランジスタ１０１を
制御して直流電源２０の出力電圧ＶＳを調整し、出力電
圧ＶＭとして第２の駆動トランジスタ群５ｂに出力す
る。したがって、出力電圧ＶＭと３相の固定子巻線１
１,１２,１３の電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃの電圧差が第２
の基準電圧信号Ｅ２に等しくなるように制御される。す
なわち、第２のトランジスタ群５ｂを構成する駆動トラ
ンジスタ２４，２５，２６のエミッタ・コレクタ間の最
小動作電圧が基準電圧信号Ｅ２に等しくなるように制御
される。

【００４７】図２は、上述のようなブラシレスモータが
定常回転状態にあるときの位置信号合成回路４０の動作
に関する各部の信号波形を示している。図２において、
（１）は固定子巻線１１，１２，１３に誘起される逆起
電力波形ａ，ｂ，ｃを示し、（２）はホール素子１，
２，３の差動出力をバッファ増幅器３１，３２，３３で
増幅した後の出力波形Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を示す。出力波
形Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３はそれぞれ１２０度ずつ位相がずれ
ている。また、出力波形Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３は、それぞれ
の逆起電力波形ａ，ｂ，ｃに対して位相が３０度ずつ進
んでいる。

【００４８】図２において、（３）は減算回路４１，４
２，４３の出力電流波形Ｉｐ１，Ｉｐ２，Ｉｐ３であ
り、３相の位置信号となる。（４）は減算回路４１，４
２，４３の出力電流Ｉｐ１’，Ｉｐ２’，Ｉｐ３’の負
極性側をダイオード５１，５２，５３でカットした電流
波形ｄ，ｆ，ｈを示し、（５）は出力電流Ｉｐ１，Ｉｐ
２，Ｉｐ３の極性を反転した電流信号Ｉｐ１”，Ｉｐ
２”，Ｉｐ３”の正極性側ををダイオード５４，５５，
５６でカットした電流波形ｇ，ｉ，ｅを示す。（６），
（７），（８）は、バッファ増幅器３１，３２，３３の
出力Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を波形整形した整形信号Ｄ１，Ｄ
２，Ｄ３をそれぞれ示す。整形信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３の
立ち上がりエッジはバッファ増幅器３１，３２，３３の
各出力Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３の立ち上がり側のゼロクロス点
に対応し、整形信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３の立ち下がりエッ
ジは各出力Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３の立ち下がり側のゼロクロ
ス点に対応している。

【００４９】以上のような信号処理により得られた信号
で本発明のブラシレス直流モータを駆動したときの各部
の信号波形を図５に示す。また、比較のために、従来の
ブラシレス直流モータにおける同様の信号波形を図６及
び図７に示す。

【００５０】図６は、従来のブラシレス直流モータにお
ける次の問題を説明するために用いられる。基準電圧信
号Ｅ１及びＥ２を十分大きく設定したとき、固定子巻線
１１，１２，１３に流れる駆動電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃは
相切換期間において滑らかに変化する歪みのない台形波
状の電流となる。しかしその反面、駆動トランジスタ２
１，２２，２３及び２４，２５，２６のエミッタ・コレ
クタ間の動作電圧を大きく設定することになるので各駆
動トランジスタでの電力損失が大きくなる。

【００５１】一方、図７は、従来のブラシレス直流モー
タにおける次の問題を説明するために用いられる。電力
損失を抑えるために基準電圧信号Ｅ１及びＥ２を十分小
さい値Ｅ１’，Ｅ２’に設定したときは、駆動トランジ
スタが飽和領域で動作することになり、エミッタ・コレ
クタ間の動作電圧が不足するため、固定子巻線１１，１
２，１３に流れる駆動電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃが相切換期
間で歪みを生じるようになる。

【００５２】図６は、第１の基準電圧発生回路９が発生
する基準電圧信号Ｅ１と第２の基準電圧発生回路１０が
発生する基準電圧信号Ｅ２を十分大きな一定電圧に設定
したときの各部の信号波形を示している。

【００５３】図６において、ａ，ｂ，ｃは固定子巻線１
１，１２，１３に誘起される逆起電力であり、ＶＡ，Ｖ
Ｂ，ＶＣは３相の固定子巻線１１，１２，１３の電流給
電端子Ａ，Ｂ，Ｃの電圧波形である。また、ｇ’，
ｉ’，ｅ’は第１の分配回路６ａから第１の駆動トラン
ジスタ群５ａを構成する駆動トランジスタ２１，２２，
２３のベースへ流し込まれる台形波状の３相電流信号で
あり、ｄ’，ｆ’，ｈ’は第２の駆動トランジスタ群５
ｂを構成する駆動トランジスタ２４，２５，２６のベー
スから第２の分配回路６ｂへ引き出される台形波状の３
相電流信号である。Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃは３相の固定子巻
線１１，１２，１３に通電される台形波状の駆動電流で
ある。

【００５４】駆動トランジスタ２１，２２，２３及び２
４，２５，２６はそれぞれ電気特性がそろったトランジ
スタを使用するので、基準電圧信号Ｅ１及びＥ２の大き
さを十分大きく設定した場合は、駆動トランジスタ２
１，２２，２３及び２４，２５，２６のエミッタ・コレ
クタ間の動作電圧も十分大きいので、それぞれのトラン
ジスタの電流増幅率（ｈｆｅ）は十分に大きくばらつき
も少ない。したがって、３相の固定子巻線１１，１２，
１３の駆動電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃは、駆動トランジスタ
２１，２２，２３のベースに入力される台形波状の３相
の電流信号ｇ’，ｉ’，ｅ’及び駆動トランジスタ２
４，２５，２６のベースに入力される台形波状の３相の
電流信号ｄ’，ｆ’，ｈ’を等しく電流増幅することが
できる。その結果、歪みのない正確な台形波状の駆動電
流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃを３相の固定子巻線１１，１２，１
３に供給することができる。

【００５５】図６に示す期間（１）においては、ベース
から引き出される電流信号ｄ’が大きいので駆動トラン
ジスタ２４はオンになる。これに対して、ベースから引
き出される電流信号ｆ’，ｈ’は零であるので駆動トラ
ンジスタ２５，２６はオフとなる。また、ベースに流し
込まれる電流信号ｇ’は零であるので駆動トランジスタ
２１はオフとなる。このように、縦続接続された駆動ト
ランジスタ２４，２１の同時オンが防止される。

【００５６】そして、ベースに流し込まれる電流信号
ｉ’が次第に減少する駆動トランジスタ２２のオン抵抗
は次第に増加し、ベースに流し込まれる電流信号ｅ’が
次第に増加する駆動トランジスタ２３のオン抵抗は次第
に減少する、一対の駆動トランジスタ２２，２３の合成
オン抵抗は一定に保たれる。したがって、駆動トランジ
スタ２４から固定子巻線１１に流し込まれた電流Ｉａは
中性点ｏで固定子巻線１２，１３に分流され、固定子巻
線１２には電流Ｉｂが流れ、固定子巻線１３には電流Ｉ
ｃが流れる。固定子巻線１２，１３に流れる駆動電流Ｉ
ｂ，Ｉｃは駆動トランジスタ２２，２３を介して引き出
される。

【００５７】図６の期間（１）において、第２の駆動ト
ランジスタ群５ｂを構成する３個の駆動トランジスタ２
４，２５，２６のうち、オンとなっているのは駆動電流
Ｉａを流す駆動トランジスタ２４のみであり、この駆動
トランジスタ２４については１相通電期間Ｔ１となって
いる。また、第１の駆動トランジスタ群５ａを構成する
３個の駆動トランジスタ２１，２２，２３のうち、２つ
の駆動トランジスタ２２，２３がオンとなっていて、駆
動電流Ｉｂ，Ｉｃの相切換が行われているので、これら
の駆動トランジスタ２２，２３については相切換期間Ｔ
２となっている。

【００５８】また、図６の期間（２）においては、ベー
スから引き出される電流信号ｄ’が次第に減少するので
駆動トランジスタ２４のオン抵抗が次第に増加し、固定
子巻線１１に流し込まれる駆動電流Ｉａは次第に減少す
る。一方、ベースから引き出される電流信号ｆ’が次第
に増加するので駆動トランジスタ２５のオン抵抗が次第
に減少し、固定子巻線１２に流し込まれる駆動電流Ｉｂ
は次第に増加する。二つの駆動電流の合計（Ｉａ＋Ｉ
ｂ）は一定である。固定子巻線１１，１２へ駆動トラン
ジスタ２４，２５を介して流し込まれる駆動電流Ｉａ，
Ｉｂは中性点ｏで合流し、固定子巻線１３には駆動電流
Ｉｃ（＝Ｉａ＋Ｉｂ）が流れる。この駆動電流Ｉｃは駆
動トランジスタ２３を介して引き出される。

【００５９】期間（２）において、第１の駆動トランジ
スタ群５ａを構成する３個の駆動トランジスタ２１，２
２，２３のうち、オンとなっているのは駆動電流Ｉｃを
流す駆動トランジスタ２３のみであり、この駆動トラン
ジスタ２３については１相通電期間Ｔ１となっている。
また、第２の駆動トランジスタ群５ｂを構成する３個の
駆動トランジスタ２４，２５，２６のうち、２つの駆動
トランジスタ２４，２５がオンとなっていて、駆動電流
Ｉａ，Ｉｂの相切換が行われているので、これらの駆動
トランジスタ２４，２５については相切換期間Ｔ２とな
っている。

【００６０】期間（１），（２）以外の期間においても
同様の動作が行われる。以上のように、第１の基準電圧
信号Ｅ１と第２の基準電圧信号Ｅ２を十分大きく設定し
た場合は、各駆動トランジスタのエミッタ・コレクタ間
の動作電圧も十分大きくそれぞれの電流増幅率（ｈｆ
ｅ）が十分に大きいので、３相の固定子巻線１１，１
２，１３に対して相切換期間Ｔ２においても切り換えが
滑らかな歪みのない台形波状の駆動電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉ
ｃを供給することができる。

【００６１】しかしながら、基準電圧信号Ｅ１と基準電
圧信号Ｅ２の大きさを十分大きく設定し、駆動トランジ
スタ２１，２２，２３及び２４，２５，２６のエミッタ
・コレクタ間の動作電圧を大きく設定した場合、駆動ト
ランジスタでの電力損失が大きくなるという問題があ
る。

【００６２】そこで、モータ駆動の電力効率を高めるた
めには、つぎに述べるように、駆動トランジスタ２１，
２２，２３及び２４，２５，２６のエミッタ・コレクタ
間の動作電圧をできるだけ小さく設定する必要がある。
図７は、第１の基準電圧発生回路９が発生する基準電圧
信号Ｅ１と第２の基準電圧発生回路１０が発生する基準
電圧信号Ｅ２を十分小さい電圧Ｅ１’，Ｅ２’に設定し
たときの各部の信号波形を示している。

【００６３】図７において、ａ，ｂ，ｃは固定子巻線１
１，１２，１３に誘起される逆起電力であり、図６と同
一の波形である。ＶＡ，ＶＢ，ＶＣは３相の固定子巻線
１１，１２，１３の電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃの電圧波形
を示し、それぞれの電圧の値は図６に比べて低くなって
いる。Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃは、第１の基準電圧発生回路９
が発生する基準電圧信号Ｅ１と第２の基準電圧発生回路
１０が発生する基準電圧信号Ｅ２を小さい電圧に設定し
たときの３相の固定子巻線１１，１２，１３に供給され
るほぼ台形波状の駆動電流である。

【００６４】図７に示す期間（１）において、固定子巻
線１１に駆動トランジスタ２４から流し込まれる電流Ｉ
ａは、図６と同様に一定の電流である。一方、固定子巻
線１１に流し込まれた電流Ｉａが中性点ｏで固定子巻線
１２，１３に分流し、固定子巻線１２（電流Ｉｂ）から
固定子巻線１３（電流Ｉｃ）へ電流の相切換が行われる
とき、固定子巻線１２，１３に流れる電流を制御する駆
動トランジスタ２２，２３は、基準電圧信号Ｅ１’の大
きさを十分小さく設定しているため、飽和領域で動作し
ている。したがって、駆動トランジスタ２２，２３の電
流増幅率（ｈｆｅ）は、トランジスタのエミッタ・コレ
クタ間の動作電圧（図７のＶＡ，ＶＢ，ＶＣにほぼ等し
い）に依存する。その結果、固定子巻線１２，１３に流
れる駆動電流Ｉｂ，Ｉｃは、電流切換が滑らかに行われ
ないことに起因する波形歪みを生ずる。すなわち、駆動
トランジスタ２４についての１相通電期間Ｔ１では駆動
電流Ｉａに歪みは発生しないが、駆動トランジスタ２
２，２３についての相相切換期間Ｔ２においては駆動電
流Ｉｂ，Ｉｃに歪みが発生する。

【００６５】同様に、図７に示す期間（２）において、
固定子巻線１１，１２へそれぞれ駆動トランジスタ２
４，２５から流し込まれる駆動電流Ｉａ，Ｉｂの合計
（Ｉａ＋Ｉｂ）は一定であり、これらの電流Ｉａ，Ｉｂ
は中性点ｏで合流し、固定子巻線１３に電流Ｉｃ（＝Ｉ
ａ＋Ｉｂ）が流れる。この電流Ｉｃは固定子巻線１３か
ら駆動トランジスタ２３を介して引き出される。

【００６６】図７の期間（２）では、固定子巻線１３か
ら駆動トランジスタ２３を介して引き出される電流Ｉｃ
は図６と同様に一定の電流波形である。一方、固定子巻
線１１（駆動電流Ｉａ）から固定子巻線１２（駆動電流
Ｉｂ）へ電流の相切換が行われるときは、固定子巻線１
１，１２に流れる電流を制御する駆動トランジスタ２
４，２５のエミッタ・コレクタ間の動作電圧は、基準電
圧信号Ｅ２’の大きさを十分小さく設定しているため、
駆動トランジスタ２４，２５は、期間（２）においては
トランジスタの飽和領域で動作している。したがって、
駆動トランジスタ２４，２５の電流増幅率（ｈｆｅ）
は、トランジスタのエミッタ・コレクタ間の動作電圧
（図７のＶＭ−ＶＡ，ＶＭ−ＶＢにほぼ等しい）に依存
する。その結果、固定子巻線１１，１２に流れるそれぞ
れの駆動電流Ｉａ，Ｉｂは、電流切換が滑らかに行われ
ず、駆動電流Ｉａ，Ｉｂは波形歪みを発生する。すなわ
ち、駆動トランジスタ２３についての１相通電期間Ｔ１
では駆動電流Ｉｃに歪みは発生しないが、駆動トランジ
スタ２４，２５についての相切換期間Ｔ２においては駆
動電流Ｉａ，Ｉｂに歪みが発生する。

【００６７】期間（１），（２）以外の期間においても
同様の動作が行われる。すなわち、電力損失を抑えるた
めに基準電圧信号Ｅ１及び基準電圧信号Ｅ２を十分小さ
く設定したときは、駆動トランジスタが飽和領域で動作
することになり、エミッタ・コレクタ間の動作電圧が不
足するため、固定子巻線１１，１２，１３に流れる駆動
電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃが相切換期間Ｔ２において歪みを
生じ、このような状態でモータを駆動すると振動・騒音
を発生する。

【００６８】このような問題を解決するために、本発明
のブラシレス直流モータでは、図５に示すような各部の
信号波形が得られるように制御する。つまり、第１の基
準電圧発生回路９が発生する基準電圧信号Ｅ１と第２の
基準電圧発生回路１０が発生する基準電圧信号Ｅ２の大
きさを、固定子巻線１１，１２，１３に誘起される逆起
電力ａ，ｂ，ｃのタイミングに同期して連続的に変化さ
せるように構成している。

【００６９】図５に示すように、第１の基準電圧発生回
路９が発生する基準電圧信号Ｅ１は、逆起電力ａ，ｂ，
ｃの各信号が正から負へ変化するタイミングから徐々に
増大し、逆起電力ａ，ｂ，ｃのうちの２つが交叉する点
を頂点としてそれ以後は徐々に減少するように変化す
る。一方、第２の基準電圧発生回路１０が発生する第２
の基準電圧信号Ｅ２は、逆に逆起電力ａ，ｂ，ｃの各信
号が正から負へ変化するタイミングから徐々に増大し、
逆起電力ａ，ｂ，ｃのうちの２つが交叉する点を頂点と
してそれ以後は徐々に減少するように変化する。

【００７０】以下、このような基準電圧信号Ｅ１及びＥ
２を発生させる具体回路とその動作について詳しく説明
する。図８は本発明のブラシレス直流モータにおける第
１の基準電圧発生回路９の一例を示し、図９は定常回転
状態における各部の信号波形を示す。図８において、１
１１，１１２，１１３はダイオードであり、それぞれカ
ソード端子が共通接続され、抵抗１１４の一端に接続さ
れている。抵抗１１４の他端は基準電圧源１１５の低め
に設定された基準電圧Ｅ１’を介して接地されている。
ダイオード１１１，１１２，１１３の各アノード端子
は、スイッチ回路１１６，１１７，１１８の一端と接続
され、スイッチ回路１１６，１１７，１１８の他端は接
地されている。

【００７１】図８において、１２１，１２２，１２３
は、２入力のアンド回路であり、片方の入力端子には、
整形回路３７で得られた整形信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３をそ
れぞれのインバータ回路１２４，１２５，１２６で反転
した反転信号が入力されている。２入力アンド回路１２
１，１２２，１２３の他方の入力端子には、それぞれ整
形信号Ｄ３，Ｄ１，Ｄ２が入力されている。

【００７２】スイッチ回路１１６，１１７，１１８は、
アンド回路１２１，１２２，１２３の出力がＨレベルの
ときに閉じ、Ｌレベルのときに開くように構成されてい
る。そして、ダイオード１１１，１１２，１１３の各ア
ノード端子には、それぞれ減算回路３１，３２，３３が
出力する電流信号Ｉｐ１，Ｉｐ２，Ｉｐ３の極性を反転
した電流信号Ｉｐ１”，Ｉｐ２”，Ｉｐ３”が入力され
る。また、１１９は第１の基準電圧発生回路９の出力端
子であり、基準電圧信号Ｅ１が出力される。

【００７３】つぎに、図８に示す第１の基準電圧発生回
路９の動作を、回転子２７が定常回転している場合につ
いて、図９の波形図を参照しながら説明する。図９
（１）は、減算回路３１，３２，３３から第１の基準電
圧発生回路９に入力される電流信号波形Ｉｐ１”，Ｉｐ
２”，Ｉｐ３”を示し、図９（２），（３），（４）
は、整形回路３７が出力する整形信号波形Ｄ１，Ｄ２，
Ｄ３を示している。図９（５），（６），（７）は、図
８のアンド回路１２１，１２２，１２３の出力波形（２
入力の論理積）を示す。図９（８）は、第１の基準電圧
発生回路９の出力端子１１９より出力される基準電圧信
号波形Ｅ１を示す。

【００７４】スイッチ回路１１６，１１７，１１８は、
図９（５），（６），（７）に示す信号で開閉されるの
で、第１の基準電圧発生回路９に入力される電流信号Ｉ
ｐ１”，Ｉｐ２”，Ｉｐ３”は、それぞれスイッチ回路
１１６，１１７，１１８が開いているときのみダイオー
ド１１１，１１２，１１３を介して抵抗１１４に流れ
る。その結果、第１の基準電圧発生回路９の出力端子１
１９には、基準電圧源１１５の基準電圧Ｅ１’に、ダイ
オード１１１，１１２，１１３を介して通電される電流
により抵抗１１４で発生する電圧降下分を加算した電圧
が発生し、図９（８）に示すような山形の基準電圧信号
波形Ｅ１が出力される。

【００７５】つぎに、本発明のブラシレス直流モータに
おける第２の基準電圧発生回路１０の一例を図１０に示
す。また、定常回転状態における各部の信号波形を図１
１に示す。

【００７６】図１０において、１３１，１３２，１３３
はダイオードであり、それぞれカソード端子が共通接続
され、抵抗１３４の一端に接続されている。抵抗１３４
の他方は基準電圧源１３５の低めに設定された基準電圧
Ｅ２’を介して接地されている。ダイオード１３１，１
３２，１３３の各アノード端子は、スイッチ回路１３
６，１３７，１３８と接続され、スイッチ回路１３６，
１３７，１３８を介して接地されている。１４１，１４
２，１４３は２入力のアンド回路であり、片方の入力端
子には、整形回路３７で得られた整形信号Ｄ１，Ｄ２，
Ｄ３が入力され、他方の入力端子には、整形信号Ｄ３，
Ｄ１，Ｄ２をインバータ回路１４４，１４５，１４６で
反転した反転信号が入力されている。

【００７７】スイッチ回路１３６，１３７，１３８は、
アンド回路１４１，１４２，１４３の出力によって開閉
され、出力がＨレベルのときに閉じ、Ｌレベルのときに
開くように構成されている。そして、ダイオード１３
６，１３７，１３８の各アノード端子には、それぞれ減
算回路３１，３２，３３が出力する電流信号Ｉｐ１’，
Ｉｐ２’，Ｉｐ３’が入力される。１３９は第２の基準
電圧発生回路１０の出力端子で、基準電圧信号Ｅ２が出
力される。

【００７８】つぎに、図１０に示す第２の基準電圧発生
回路１０の動作を、回転子２７が定常回転している場合
について、図１１の波形図を参照して説明する。図１１
（１）は、減算回路３１，３２，３３から第２の基準電
圧発生回路１０に入力される電流信号波形Ｉｐ１’，Ｉ
ｐ２’，Ｉｐ３’を示し、図１１（２），（３），
（４）は、整形回路３７が出力する整形信号波形Ｄ１，
Ｄ２，Ｄ３を示す。図１１（５），（６），（７）は、
図１０のアンド回路１４１，１４２，１４３の出力波形
（２入力の論理積）を示す。図１１（８）は、第２の基
準電圧発生回路１０の出力端子１３９より出力される基
準電圧信号波形Ｅ２を示す。スイッチ回路１３６，１３
７，１３８は、図１０（５），（６），（７）に示す信
号で開閉されるので、第２の基準電圧発生回路１０に入
力される電流信号Ｉｐ１’，Ｉｐ２’，Ｉｐ３’は、そ
れぞれのスイッチ回路１３６，１３７，１３８が開いて
いるときのみダイオード１３１，１３２，１３３を介し
て抵抗１３４に流れる。その結果、第２の基準電圧発生
回路１０の出力端子１３９には、基準電圧源１３５の基
準電圧Ｅ２’に、ダイオード１３１，１３２，１３３を
介して流れる電流により抵抗１３４で発生する電圧降下
分を加算した電圧が発生し、図１１（８）に示すような
山形の基準電圧信号波形Ｅ２が出力される。

【００７９】図９（８）及び図１１（８）より明らかな
ように、第１の基準電圧発生回路９から出力される第１
の基準電圧信号Ｅ１と第２の基準電圧発生回路１０から
出力される第２の基準電圧信号Ｅ２とは位相が１８０度
ずれている。

【００８０】図５に示す期間（１）においては、図６で
説明したのと同様に、ベースから引き出す電流信号ｄ’
が大きいので駆動トランジスタ２４はオンとなるのに対
して、引き出す電流信号ｆ’，ｈ’は零であるので駆動
トランジスタ２５，２６はオフとなる。また、ベースに
流し込む電流信号ｇ’は零であるので駆動トランジスタ
２１はオフとなり、縦続接続された二つの駆動トランジ
スタ２４，２１の同時オンを防止する。そして、ベース
に流し込む電流信号ｉ’が次第に減少する駆動トランジ
スタ２２のオン抵抗は次第に増加し、流し込む電流信号
ｅ’が次第に増加する駆動トランジスタ２３のオン抵抗
は次第に減少し、二つの駆動トランジスタ２２，２３の
総合オン抵抗は一定に保たれる。したがって、固定子巻
線１１には駆動トランジスタ２４より駆動電流Ｉａが流
し込まれ、この駆動電流Ｉａは中性点ｏで固定子巻線１
２，１３に分流される。そして、固定子巻線１２には駆
動電流Ｉｂが流れ、固定子巻線１３には駆動電流Ｉｃが
流れる。これらの駆動電流Ｉｂ，Ｉｃは駆動トランジス
タ２２，２３を介して引き出される。

【００８１】期間（１）において、第２の駆動トランジ
スタ群５ｂを構成する３個の駆動トランジスタ２４，２
５，２６のうちオンとなっているのは駆動電流Ｉａを流
す１つの駆動トランジスタ２４のみであり、この駆動ト
ランジスタ２４については１相通電期間Ｔ１となってい
る。この駆動トランジスタ２４についての１相通電期間
Ｔ１においては、固定子巻線１１に流し込まれる駆動電
流Ｉａは一定の値を保っている。この１相通電期間Ｔ１
において、第２の基準電圧発生回路１０が出力する基準
電圧は、低めに設定された基準電圧信号Ｅ２’となり、
駆動トランジスタ２４のエミッタ・コレクタ間の動作電
圧が低いので電力損失は少ない。

【００８２】また、期間（１）において、第１の駆動ト
ランジスタ群５ａを構成する３個の駆動トランジスタ２
１，２２，２３のうち、２つの駆動トランジスタ２２，
２３がオンとなっていて、駆動電流Ｉｂ，Ｉｃの相切換
が行われているので、これらの駆動トランジスタ２２，
２３については相切換期間Ｔ２となっている。この相切
換期間Ｔ２においては、第１の基準電圧発生回路９が出
力する基準電圧は、低めに設定された基準電圧信号Ｅ
１’に山形の電圧信号が加算された高めの基準電圧信号
Ｅ１となり、駆動トランジスタ２２，２３のエミッタ・
コレクタ間の動作電圧は十分に大きい。

【００８３】したがって、図７の場合のように駆動トラ
ンジスタ２２，２３の電流増幅率（ｈｆｅ）がトランジ
スタのエミッタ・コレクタ間の動作電圧（図７のＶＢ，
ＶＣにほぼ等しい）に依存するといったことはない。ま
た、電流給電端子Ｂ，Ｃの電圧ＶＢ，ＶＣの波形が滑ら
かになるため、固定子巻線１２，１３に流れるそれぞれ
の駆動電流Ｉｂ，Ｉｃは電流切換が滑らかに行われるこ
とになり、相切換期間Ｔ２であっても波形歪みが発生し
ない。

【００８４】また、図５に示す期間（２）において、図
６で説明したのと同様に、ベースから引き出される電流
信号ｄ’が次第に減少するので駆動トランジスタ２４の
オン抵抗が次第に増加し、固定子巻線１１に流し込まれ
る駆動電流Ｉａは次第に減少する。一方、ベースから引
き出される電流信号ｆ’が次第に増加するので駆動トラ
ンジスタ２５のオン抵抗が次第に減少し、固定子巻線１
２に流し込まれる駆動電流Ｉｂは次第に増加する。二つ
の駆動電流の合計（Ｉａ＋Ｉｂ）は一定である。固定子
巻線１１，１２へそれぞれ駆動トランジスタ２４，２５
を介して流し込まれる駆動電流Ｉａ，Ｉｂは中性点ｏで
合流され、固定子巻線１３には駆動電流Ｉｃ（＝Ｉａ＋
Ｉｂ）が流れ、この駆動電流Ｉｃは駆動トランジスタ２
３を介して引き出される。

【００８５】期間（２）において、第１の駆動トランジ
スタ群５ａを構成する３個の駆動トランジスタ２１，２
２，２３のうち、オンとなっているのは駆動電流Ｉｃを
流す駆動トランジスタ２３のみであり、この駆動トラン
ジスタ２３については１相通電期間Ｔ１となっている。
この１相通電期間Ｔ１においては、固定子巻線１３に流
れる駆動電流Ｉｃは一定の値を保っている。この１相通
電期間Ｔ１においては、第１の基準電圧発生回路９が出
力する基準電圧は、低めに設定された第１の基準電圧信
号Ｅ１’となり、駆動トランジスタ２３でのエミッタ・
コレクタ間の動作電圧が低いので電力損失は少ない。

【００８６】また、期間（２）において、第２の駆動ト
ランジスタ群５ｂを構成する３個の駆動トランジスタ２
４，２５，２６のうち、２つの駆動トランジスタ２４，
２５がオンとなっていて、駆動電流Ｉａ，Ｉｂの相切換
が行われているので、これらの駆動トランジスタ２４，
２５については相切換期間Ｔ２となっている。これら駆
動トランジスタ２４，２５についての相切換期間Ｔ２に
おいては、第２の基準電圧発生回路１０が出力する基準
電圧は、低めに設定された第２の基準電圧信号Ｅ２’に
山形の電圧信号が加算された高めの第２の基準電圧信号
Ｅ２となり、駆動トランジスタ２４，２５のエミッタ・
コレクタ間の動作電圧は十分に大きなものとなる。した
がって、図７の場合のように駆動トランジスタ２４，２
５の電流増幅率（ｈｆｅ）がトランジスタのエミッタ・
コレクタ間の動作電圧（図７のＶＭ−ＶＡ，ＶＭ−ＶＢ
にほぼ等しい）に依存するといったことはなく、また、
電流給電端子Ａ，Ｂの電圧ＶＡ，ＶＢの波形も滑らかに
なる。その結果、固定子巻線１１，１２に通電されるそ
れぞれの駆動電流Ｉａ，Ｉｂは電流切換が滑らかに行わ
れることになり、相切換期間Ｔ２であっても、駆動電流
Ｉａ，Ｉｂには波形歪みが発生しない。

【００８７】期間（１），（２）以外の期間においても
同様の動作が行われる。以上のように構成することによ
り、第１の駆動トランジスタ群５ａを構成する３個の駆
動トランジスタ２１，２２，２３で、固定子巻線１１，
１２，１３の駆動電流の相切換の行われる相切換期間Ｔ
２においては、第１の基準電圧発生回路９から高めの第
１の基準電圧信号Ｅ１を出力することによって駆動トラ
ンジスタ２１，２２，２３のエミッタ・コレクタ間の動
作電圧を十分高く設定して飽和領域での動作を避ける一
方、相切換の完了した１相通電期間Ｔ１においては、駆
動トランジスタ２１，２２，２３のエミッタ・コレクタ
間の動作電圧は、もともと低めに設定されていた第１の
基準電圧信号Ｅ１’の出力に基づいて十分低く設定され
る。

【００８８】同様に、第２の駆動トランジスタ群５ｂを
構成する３個の駆動トランジスタ２４，２５，２６の駆
動電流の相切換の行われる相切換期間Ｔ２においては、
第２の基準電圧発生回路１０から高めの第２の基準電圧
信号Ｅ２を出力することによって駆動トランジスタ２
４，２５，２６のエミッタ・コレクタ間の動作電圧を十
分高く設定して飽和領域での動作を避ける一方、相切換
の完了した１相通電期間Ｔ１においては、駆動トランジ
スタ２４，２５，２６のエミッタ・コレクタ間の動作電
圧は、もともと低めに設定されていた第２の基準電圧信
号Ｅ２’の出力に基づいて十分低く設定される。

【００８９】以上の説明から明らかなように、第１及び
第２の基準電圧発生回路９，１０から基本的に低めに設
定された基準電圧信号Ｅ１’及びＥ２’をそれぞれ出力
することにより、駆動トランジスタ２１，２２，２３及
び２４，２５，２６のエミッタ・コレクタ間の動作電圧
を小さく設定することができるので、駆動トランジスタ
での電力損失を小さく抑えることができる。しかも、高
めの基準電圧信号Ｅ１及びＥ２として、固定子巻線１
１，１２，１３に誘起される逆起電力ａ，ｂ，ｃのタイ
ミングに同期して山形に変化させた信号を出力すること
により、固定子巻線１１，１２，１３の駆動電流の相切
換動作が波形歪みの発生なしに滑らかに行われるので、
振動・騒音が非常に少ないブラシレス直流モータの駆動
が可能となる。

【００９０】なお、図８に示した第１の基準電圧発生回
路９及び図１０に示した第２の基準電圧発生回路１０で
は、低めに設定された基準電圧信号Ｅ１’及び基準電圧
信号Ｅ２’の大きさは一定としたが、第１の駆動トラン
ジスタ群５ａ及び第２の駆動トランジスタ群５ｂを構成
する駆動トランジスタ２１，２２，２３，２４，２５，
２６のエミッタ・コレクタ間の動作電圧を固定子巻線へ
の電流供給を指令する指令信号に応じて変化させるよう
に構成し、供給電流が大きくなったときには基準電圧信
号Ｅ１’及びＥ２’の大きさを増加するように構成して
もよい。

【００９１】また、上記の実施の形態では、第１の駆動
トランジスタ群５ａを構成する３個の駆動トランジスタ
２１，２２，２３のエミッタ・コレクタ間の動作電圧及
び第２の駆動トランジスタ群５ｂを構成する３個の駆動
トランジスタ２４，２５，２６のエミッタ・コレクタ間
の動作電圧の大きさを位置信号合成回路の出力する複数
相の位置信号とホール素子の各出力を増幅するバッファ
増幅器の出力を波形整形した整形信号に応動して変化さ
せるように構成したが、例えば第１の駆動トランジスタ
群５ａを構成する３個の駆動トランジスタ２１，２２，
２３のエミッタ・コレクタ間の動作電圧のみを変化させ
るように構成し、第２の駆動トランジスタ群５ｂを構成
する３個の駆動トランジスタ２４，２５，２６は直接直
流電源２０に接続してもよい。この場合にはスイッチン
グ制御方式の電圧変換回路４を省略でき、第１の駆動ト
ランジスタ群５ａを構成する３個の駆動トランジスタ２
１，２２，２３の電力損失を低減することができるの
で、電力損失の大きい第２の駆動トランジスタ群５ｂを
構成する３個の駆動トランジスタ２４，２５，２６は外
付けのディスクリートトランジスタで構成し、電力損失
が小さく発熱の少ない第１の駆動トランジスタ群５ａを
構成する３個の駆動トランジスタ２１，２２，２３は駆
動集積回路内に含めて構成することが容易になる。

【００９２】また、上記実施形態では、固定子巻線１
１，１２，１３から流れ出す駆動電流の合計を電流検出
抵抗５７で検出し、駆動電流の合計が一定となるように
制御することにより駆動電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃの波形が
台形状になるように構成したが、台形状の駆動電流に限
らず固定子巻線１１，１２，１３から流れ出す駆動電流
の合計を変調（例えば、特開昭６１−１５０６９５公報
参照）することにより駆動電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃの波形
を正弦波状となるように構成してもよい。

【００９３】また、本発明は、上記実施形態のような３
相モータに限らず、単相モータ、又は４相以上のモータ
にも適用することができる。

【００９４】

【発明の効果】以上のように、本発明のブラシレス直流
モータによれば、第１の駆動トランジスタ群のエミッタ
・コレクタ間の動作電圧を第１の基準電圧発生回路の出
力する基準電圧信号に等しくなるように第２の駆動トラ
ンジスタ群の通電電流を制御し、また第２の駆動トラン
ジスタ群のエミッタ・コレクタ間の動作電圧を第２の基
準電圧発生回路の出力する基準電圧信号に等しくなるよ
うに電圧変換回路の直流出力電圧を制御し、第１の駆動
トランジスタ群と第２の駆動トランジスタ群のエミッタ
・コレクタ間の動作電圧を位置信号合成回路の出力する
複数相の位置信号とホール素子の各出力を増幅するバッ
ファ増幅器の出力を波形整形した整形信号に応じて変化
させ、１相通電期間では、駆動電流を通電している駆動
トランジスタのエミッタ・コレクタ間の動作電圧をでき
るだけ低く設定するように構成しているので、その駆動
トランジスタでの電力損失を小さく抑えることができ
る。さらに、駆動電流の相切換の行われている相切換期
間では、対応する駆動トランジスタのエミッタ・コレク
タ間の動作電圧を高めに切り換えているので、固定子巻
線の駆動電流の相切換動作を滑らかに行い、ブラシレス
直流モータを振動・騒音の非常に少ない状態で駆動する
ことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施形態に係るブラシレス直流モータ
の回路図

【図２】図１のブラシレス直流モータを構成する位置信
号合成回路及び整形回路の動作を説明するための各部の
信号波形図

【図３】図１のブラシレス直流モータにおける第１の動
作電圧検出回路の一例を示す回路図

【図４】図１のブラシレス直流モータにおける第２の動
作電圧検出回路の一例を示す回路図

【図５】図１のブラシレス直流モータにおいて駆動トラ
ンジスタの動作電圧を位置信号に応じて変化させたとき
の動作を説明するための各部の信号波形図

【図６】従来のブラシレス直流モータにおいて電力損失
が大きくなる問題を説明するための各部の信号波形図

【図７】従来のブラシレス直流モータにおいて第１及び
第２の基準電圧信号を低く設定したときに相切換期間に
おいて固定子巻線の駆動電流に波形歪みが発生する問題
を説明するための各部の信号波形図

【図８】図１のブラシレス直流モータにおける第１の基
準電圧発生回路の一例を示す回路図

【図９】図８に示す第１の基準電圧発生回路の動作を説
明するための各部の信号波形図

【図１０】図１のブラシレス直流モータにおける第２の
基準電圧発生回路の一例を示す回路図

【図１１】図１０に示す第２の基準電圧発生回路の動作
を説明するための各部の信号波形図

【符号の説明】

１，２，３ ホール素子 ４ 電圧変換回路 ５ａ 第１の駆動トランジスタ群 ５ｂ 第２の駆動トランジスタ群 ６ａ 第１の分配制御回路 ６ｂ 第２の分配制御回路 ９ 第１の基準電圧発生回路 １０ 第２の基準電圧発生回路 １１，１２，１３ 固定子巻線 ２７ 回転子 ４０ 位置信号合成回路

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数の磁極を有する回転子と、複数相の
   固定子巻線と、前記回転子の回転位置を検出するための
   複数のホール素子と、前記複数のホール素子の出力から
   複数相の位置信号を生成する位置信号合成手段と、直流
   電源から可変出力の直流電圧を得る電圧変換手段と、前
   記電圧変換手段の出力端子対の一方と前記固定子巻線の
   各相の給電端子との間の電流路を形成する複数のトラン
   ジスタを含む第１の駆動トランジスタ群と、前記固定子
   巻線への電流供給を指令する指令信号及び前記位置信号
   合成手段の出力に応じて前記第１の駆動トランジスタ群
   に流れる電流を分配制御する第１の分配制御手段と、前
   記電圧変換手段の出力端子対の他方と前記固定子巻線の
   各相の給電端子との間の電流路を形成する複数のトラン
   ジスタを含む第２の駆動トランジスタ群と、前記位置信
   号合成手段の出力に応じて前記第１の駆動トランジスタ
   群の最小動作電圧が第１の基準電圧に一致するように前
   記第２の駆動トランジスタ群に流れる電流を分配制御す
   る第２の分配制御手段と、前記第２の駆動トランジスタ
   群の最小動作電圧が第２の基準電圧に一致するように前
   記電圧変換手段の出力電圧を制御する電圧制御手段とを
   備え、前記第１及び前記第２の基準電圧は、前記第１及
   び第２の駆動トランジスタ群においてそれぞれ固定子巻
   線の１相から次の相に電流切換が行われ２相に同時に電
   流が流れる相切換通電状態のほうが、１相のみに電流が
   流れる１相通電状態より大きくなるように構成されてい
   ることを特徴とするブラシレス直流モータ。
2. 【請求項２】 前記固定子巻線の１相から次の相に電流
   切換が行われ２相に同時に電流が流れる相切換通電状態
   と、１相にのみ電流が流れる１相通電状態とにおいて、
   前記第１及び第２の基準電圧が連続的に変化し、前記相
   切換通電状態では２相に流れる電流が略等しくなる時点
   を頂点とする三角波状に変化することを特徴とする請求
   項１に記載のブラシレス直流モータ。
3. 【請求項３】 前記第１及び第２の基準電圧が前記固定
   子巻線への電流供給を指令する指令信号に応じて変化す
   ることを特徴とする請求項１に記載のブラシレス直流モ
   ータ。
4. 【請求項４】 前記位置信号合成手段は、前記複数のホ
   ール素子の各出力を増幅する複数のバッファ増幅器と、
   前記複数のバッファ増幅器の各出力の差を生成する複数
   の減算回路とから構成され、前記第１及び第２の基準電
   圧は、前記位置信号合成手段が出力する複数相の位置信
   号と前記バッファ増幅器の出力を波形整形した整形信号
   とから生成されることを特徴とする請求項１に記載のブ
   ラシレス直流モータ。
5. 【請求項５】 複数の磁極を有する回転子と、複数相の
   固定子巻線と、前記回転子の回転位置を検出するための
   複数のホール素子と、前記複数のホール素子の出力から
   複数相の位置信号を生成する位置信号合成手段と、直流
   電源の出力端子対の一方と前記固定子巻線の各相の給電
   端子との間の電流路を形成する複数のトランジスタを含
   む第１の駆動トランジスタ群と、前記固定子巻線への電
   流供給を指令する指令信号及び前記位置信号合成手段の
   出力に応じて前記第１の駆動トランジスタ群に流れる電
   流を分配制御する第１の分配制御手段と、前記直流電源
   の出力端子対の他方と前記固定子巻線の各相の給電端子
   との間の電流路を形成する複数のトランジスタを含む第
   ２の駆動トランジスタ群と、前記位置信号合成手段の出
   力に応じて前記第１の駆動トランジスタ群の最小動作電
   圧が基準電圧に一致するように前記第２の駆動トランジ
   スタ群に流れる電流を分配制御する第２の分配制御手段
   とを備え、前記基準電圧は、前記第１の駆動トランジス
   タ群においてそれぞれ固定子巻線の１相から次の相に通
   電電流の切換が行われ２相に同時に電流が流れる相切換
   通電状態のほうが、１相にのみ電流が流れる１相通電状
   態より大きくなるように構成されていることを特徴とす
   るブラシレス直流モータ。
6. 【請求項６】 前記固定子巻線の１相から次の相に電流
   切換が行われ２相に同時に電流が流れる相切換通電状態
   と、１相にのみ電流が流れる１相通電状態とにおいて、
   前記基準電圧が連続的に変化し、前記相切換通電状態で
   は２相に流れる電流が略等しくなる時点を頂点とする三
   角波状に変化することを特徴とする請求項５に記載のブ
   ラシレス直流モータ。
7. 【請求項７】 前記基準電圧が固定子巻線への電流供給
   を指令する指令信号に応じて変化することを特徴とする
   請求項５に記載のブラシレス直流モータ。
8. 【請求項８】 前記位置信号合成手段は、前記複数のホ
   ール素子の各出力を増幅する複数のバッファ増幅器と、
   前記複数のバッファ増幅器の各出力の差を生成する複数
   の減算回路とから構成され、前記基準電圧信号は、前記
   位置信号合成手段が出力する複数相の位置信号と前記バ
   ッファ増幅器の出力を波形整形した整形信号とから生成
   されることを特徴とする請求項５に記載のブラシレス直
   流モータ。