JP2002084772A - ブラシレスモータ用駆動制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ブラシレスモータをＰＷＭ制御する駆動制御
装置において、ＰＷＭ制御時の回生電流による電力ロス
を低減すること、及びＰＷＭ制御用発振器の出力に不感
帯や歪みを発生することなくし、ＰＷＭ制御を適切に行
うこと。 【解決手段】 電源間に接続された第１，第２のスイッ
チ素子を、発振器手段の三角波と、前記位置信号生成手
段の正弦波の位置検出信号とを大小比較して、ＰＷＭ信
号を発生させる。このＰＷＭ信号により、電源間に接続
されモータに電流を供給するための第１，第２のスイッ
チ素子を、前記ＰＷＭ信号により逆位相で動作させる。
また、発振器手段の三角波の上下限値の中心電圧と、位
置信号生成手段の正弦波の位置検出信号の上下限値の中
心電圧とを、同じ電圧にする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、オーディオ、ビデ
オ、パソコンなどのディスク駆動用モータなどに用いら
れるブラシレスモータの駆動制御装置に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】従来、この種のブラシレスモータの駆動
制御装置として、例えば特開平１０−１４６０８５号公
報に開示されたものが知られている。この従来の駆動制
御装置について、図６の構成を示す図及び図７の各部の
信号の波形を示す図を参照して、説明する。

【０００３】この従来例では、モータＭは、永久磁石回
転子と、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相のアマチュアコイルを
円周上に配置し、各相のアマチュアコイルの位置に各相
用のロータ位置検出器を設けた固定子から構成されてい
る。なお、図６では、説明の都合上、各相用のロータ位
置検出器１１を纏めて、モータＭの外部に示している。

【０００４】図６において、各相用のトランジスタスイ
ッチは、正極側のＰ型ＭＯＳトランジスタQUH,QVH,QWH
と、負極側のＮ型ＭＯＳトランジスタQUL,QVL,QWLで構
成され、それぞれゲート制御信号にしたがって、オンオ
フ制御される。

【０００５】回転子位置検出器１１は、たとえばホ−ル
素子から構成されて、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相における正極の
出力信号と負極の出力信号との６種の正弦波信号を出力
し、各相における出力信号の位相差は１２０°（＝３６
０°／３）である。

【０００６】位置検出器／移相回路１４は、回転子位置
検出器１１からの出力信号HU,HV,HWにおける各相ごとに
正極と負極の各出力信号の差をとり、信号線に重畳して
いる同相のノイズ成分を除去した上で、各出力信号HU,H
V,HWの相互の差信号（HU-HV,HV-HW,HW-HU,HV-HU,HW-HV,
HU-HW)を求めて、例えば３０°の位相差Δθを有する変
移信号HU1, HV1, HW1（図７（ａ）〜（ｃ））を出力す
る。また、この変移信号HU1, HV1, HW1 とその各反転信
号とを各相ごとに比較して、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相における
極性判別信号UHL、VHL,WHLを出力する。

【０００７】なお、移相した変移信号HU1, HV1, HW1を
形成するのは、主に次の理由による。すなわち、回転子
位置検出器１１からの信号を受けてモータＭのアマチュ
アに電圧を印加してから実際に電流が流れ出すまでに、
アマチュアのインダクタンス成分によって時定数に応じ
た遅れが発生し、アマチュアに流れる電流の転流時期が
正規の転流タイミングより遅れ、モータ駆動効率が悪化
したりトルクむらが増大することを防止するためであ
る。

【０００８】全波整流器１５は、位置検出器／移相回路
１４からの変移信号HU1, HV1, HW1を全波整流して、グ
ランド電位ＧＮＤ基準の全波整流信号HU2, HV2, HW2
（図７（ｄ））を比較器１６に出力する。なお、図７で
は、HV2, HW2を図示省略している。

【０００９】発振器１３は、オペアンプ、定電流源、コ
ンデンサなどから構成される三角波発生回路を内蔵して
おり、例えば可聴周波数帯域（16kHz)以上の３角波の高
周波基準信号OSC（図７（ｅ））を発生し、比較器１６
に出力する。

【００１０】比較器１６は、全波整流器１５からの全波
整流信号HU2, HV2, HW2 と、発振器１３からの３角波発
振信号OSCとを受けて、両信号を比較し、これら両信号
の差からＰＷＭ信号UPWM,VPWM,WPWMを出力する。

【００１１】各相用の前置駆動回路１７Ｕ，１７Ｖ、１
７Ｗは、比較器１６からのＰＷＭ信号UPWM,VPWM,WPWM
と、位置検出器／移相回路１４から比較器１６を介して
あるいは直接に極性判別信号UHL,VHL,WHLを、各相ごと
に受ける。そして、極性判別信号UHL,VHL,WHLにしたが
って、ＰＷＭ信号UPWM,VPWM,WPWMを、切換反転して、そ
れぞれ図７（ｆ）〜（ｋ）に示されるようなゲート制御
信号VUGH,VUGL,VVGH,VVGL,VWGH,VWGLを形成し、正極側
のＰ型ＭＯＳトランジスタQUH,QVH,QWHと、負極側のＮ
型ＭＯＳトランジスタQUL,QVL,QWLに、供給する。

【００１２】これらのゲート制御信号を、代表してＵ相
のVUGH,VUGLについてみると、図７の前半部分では、正
極側のＭＯＳトランジスタQUHがゲート制御信号VUGHに
よりＰＷＭ制御され、負極側のＭＯＳトランジスタQUL
がゲート制御信号VUGLによりオフに制御される。また、
後半部分では、正極側のＭＯＳトランジスタQUHはゲー
ト制御信号VUGHによりオフに制御され、負極側のＭＯＳ
トランジスタQULがゲート制御信号VGULによりＰＷＭ制
御される。なお、オフ制御されている、正極側のＭＯＳ
トランジスタQUHまたは負極側のＭＯＳトランジスタQUL
のバックゲートコンタクトを介しての寄生ダイオードに
より、逆方向に電流を流すようになっている。

【００１３】トルク指令回路１２は、モータＭの回転速
度が所定値になるように制御指令を出力するものであ
り、回転速度の設定値Vsと、実際の回転速度の測定値Vd
etとを比較し、その偏差に応じて変位信号HU1，HV1、HW
1の振幅を制御する。

【００１４】以上の構成において、モータＭの実際の回
転速度に比例した測定値Vdetを検知し、たとえばモータ
速度が所定の設定値Vsよりも速すぎた場合、その偏差に
応じた制御信号を位置検出器／移相回路１４に出力し、
変位信号HU1，HV1、HW1の振幅を低下させる。したがっ
て、全波整流器１５から出力される全波整流信号HU2，H
V2，HW2の波高値が減少する。

【００１５】全波整流信号HU2, HV2, HW2の波高値減少
によって、比較器１６からのＰＷＭ信号UPWM,VPWM,WPWM
におけるオン・オフデューティのパルス幅を短縮さ
せ、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の各相用のトランジスタスイッチ
QUH〜QWLを介してモータＭへの通電電流を減少させ、モ
ータを減速させる。回転速度が遅い場合にも、同様にし
て、モータＭへの通電電流を増加させ、モータを加速さ
せる。このようにして、モータ速度を高精度に制御して
いる。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】しかし、この従来の駆
動制御装置においては、図７（ｆ）〜（ｋ）のゲート制
御信号VUGH〜VWGLが各相のＭＯＳトランジスタスイッチ
QUH〜QWLに印加されるから、各相において正極側（ある
いは負極側）のＭＯＳトランジスタがＰＷＭ制御されて
いるときには、負極側（あるいは正極側）のＭＯＳトラ
ンジスタはオフに制御される。

【００１７】図８、図９は、この状態の例をＵ相につい
て示す図で、正極側ＭＯＳトランジスタQUHがＰＷＭ制
御され、負極側ＭＯＳトランジスタQULがオフされてい
る。正極側ＭＯＳトランジスタQUHがＰＷＭ制御でオン
期間のときには図中実線で示すような方向に電流Ｉが流
され、また正極側ＭＯＳトランジスタQUHがＰＷＭ制御
でオフ期間のときには図中破線で示すような方向に電流
Ｉが回生電流として流される。この時、負極側ＭＯＳト
ランジスタQULはオフ状態であるから、前記破線の電流
は、バックゲートコンタクトを介しての寄生ダイオード
Ｐｄを介して流れることになる。この状態は、正極側・
負極側を逆にしても、また他のＶ相、Ｗ相についても同
様である。

【００１８】寄生ダイオードＰｄの電圧降下Ｖｆは約
０．７ｖであるから、この電圧降下Ｖｆと回生電流Ｉに
応じた電力ロスはかなり大きい値となり、しかもＰＷＭ
制御の間は継続して発生してしまう。

【００１９】また、従来の駆動制御装置においては、比
較器１６でＰＷＭ信号UPWM,VPWM,WPWMを形成するため
に、全波整流器１５からの全波整流信号HU2，HV2，HW2
と発振器１３からの発振信号OSCとを比較しているが、
これら両信号は共にグランド電位ＧＮＤを基準としてい
る。

【００２０】特に、発振器１３では、オペアンプ、定電
流源、コンデンサなどを用いて三角波を発生しており、
その構成上、三角波の頂点（上及び下）で電流増減方向
の切換制御を行うことになる。この切換において、その
発振周波数によってオーバーシュート量が変わること
や、ソース側とシンク側の定電流源の特性の違いや、あ
るいは製造プロセスのばらつきなどの原因により、三角
波の発生を正確に制御出来ない場合がある。

【００２１】この場合、発振器１３の発振出力OSCは、
図１０に示されるように最小電圧がグランド電位ＧＮＤ
に達せずに不感帯を生じて、下側エッジがグランド電位
から浮いてしまったり、あるいは図１１に示されるよう
にグランド電位ＧＮＤに留まり、歪んでしまうことにな
る。

【００２２】このように、不感帯を生じたり、グランド
電位に留まると、トルク指令が入力されているにも関わ
らず出力がでなかったり、出力の最小パルス幅が大きく
なったりして、適切な制御が出来なくなってしまう。

【００２３】そこで、本発明は、ブラシレスモータをＰ
ＷＭ制御する駆動制御装置において、ＰＷＭ制御時の回
生電流による電力ロスを低減すること、及びＰＷＭ制御
用発振器の出力に不感帯や歪みが発生することをなく
し、ＰＷＭ制御を適切に行うことを目的とする。

【００２４】

【課題を解決するための手段】請求項１のブラシレスモ
ータ用駆動制御装置は、第１電源電位ＶＤＤと出力端子
との間に接続された第１スイッチ素子と、前記出力端子
と第２電源電位ＧＮＤとの間に接続された第２スイッチ
素子とからなる複数組のスイッチング手段と、三角波を
発生する発振器手段１３Ａと、ブラシレスモータの位置
検出器１１からの検出信号に基づいて、正弦波の位置検
出信号を出力する位置信号生成手段１４と、前記発振器
手段の三角波と、前記位置信号生成手段の正弦波の位置
検出信号とを大小比較して、ＰＷＭ信号を発生する比較
器１６Ａと、を備え、前記複数組の前記第１スイッチ素
子、前記第２スイッチ素子とが、前記ＰＷＭ信号により
逆位相で動作されるように構成されている、ことを特徴
とする。

【００２５】この請求項１のブラシレスモータ用駆動制
御装置によれば、第１スイッチ素子（例えばQUH）と第
２スイッチ素子（例えばQUL）は、一方のスイッチ素子Q
UHがＰＷＭ制御されるときには、他方のスイッチ素子QU
Lは逆位相にスイッチングされる。すなわち、ＰＷＭオ
ンのときにはスイッチ素子QUHがオンでスイッチ素子QUL
がオフとなり、ＰＷＭオフのときにはスイッチ素子QUH
がオフでスイッチ素子QULがオンとなる。したがって、
モータの回生電流は従来のように寄生ダイオードＰｄで
はなく、オン状態のスイッチ素子を流れる。スイッチ素
子のオン抵抗による電圧降下Ｖｏｎは、寄生ダイオード
Ｐｄの電圧降下Ｖｆ（約０．７ｖ）に比べて著しく小さ
く、例えば０．１〜０．２ｖ程度に出来るから、電力ロ
スを低減することが出来る。

【００２６】また、位置信号生成手段１４からの正弦波
の位置検出信号を、整流することなく、正弦波のままで
発振器手段の三角波と比較してＰＷＭ信号を得ているか
ら、このＰＷＭ信号をスイッチ素子のＰ型、Ｎ型などの
特性に応じて、そのままであるいは逆位相にして、第１
スイッチ素子（例えばQUH）と第２スイッチ素子（例え
ばQUL）に印加することが出来る。この場合、従来のよ
うに極性判別信号は必要としない。

【００２７】請求項２のブラシレスモータ用駆動制御装
置は、請求項１記載のブラシレスモータ用駆動制御装置
において、前記発振器手段の三角波の上下限値の中心電
圧と、前記位置信号生成手段の正弦波の位置検出信号の
上下限値の中心電圧とが、同じ電圧であることを特徴と
する。

【００２８】この請求項２のブラシレスモータ用駆動制
御装置によれば、さらに、発振器手段の三角波の上下限
値の中心電圧と位置信号生成手段の正弦波の位置検出信
号の上下限値の中心電圧とを、同じ電圧にしているか
ら、発振器手段の発振出力は、従来のように最小電圧が
グランド電位ＧＮＤに達せずに不感帯を生じたり、グラ
ンド電位ＧＮＤに留まったりすることはなくなる。した
がって、ＰＷＭ信号のデューティは０〜１００％まで出
力できるから、微少回転領域も含め適切な制御が実現で
きる。

【００２９】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して、本発明の
ブラシレスモータ用駆動制御装置に係る実施の形態につ
いて説明する。

【００３０】図１は、本発明の実施の形態に係るブラシ
レスモータ用駆動制御装置の構成を示す図であり、図２
は図１の各部の信号の波形を示す図である。

【００３１】図１において、従来の図６と比較して、ま
ず、全波整流器１５が設けられていないことと、位置検
出器／移相回路１４から前置駆動回路１７Ｕ〜１７Ｗへ
供給されていた極性判別信号UHL，VHL，WHLが不要であ
ることが、異なっている。次に、発振器１３、比較器１
６，前置駆動回路１７Ｕ〜１７Ｗがその内部構成及び機
能において変更されており、それぞれ図１において記号
Ａを付加している。

【００３２】なお、その他の回転子位置検出器１１、ト
ルク指令回路１２、位置検出器／移相回路１４、各相用
のトランジスタスイッチである、正極側のＰ型ＭＯＳト
ランジスタQUH，QVH，QWHと、負極側のＮ型ＭＯＳトラ
ンジスタQUL，QVL，QWLは、図６の従来例と同じであ
る。これら、変更のないものについては再度の説明は省
略する。

【００３３】発振器１３Ａは、図３に示されるように、
入力電圧を切り換える切換スイッチＳＷ１と、演算増幅
器ＯＰ１と、積分用コンデンサＣ１と、ソース側定電流
源Ｉ１と、シンク側定電流源Ｉ２と、電流源切換スイッ
チＳＷ２を有して、構成されている。

【００３４】図３において、発振器１３Ａには、バンド
ギャップ型定電圧回路を内蔵する定電圧源１８から基準
電圧Vrefの例えば３／２倍の定電圧（３／２Vref）と１
／２倍の定電圧（１／２Vref）とが入力される。この発
振動作は、図の状態で、３／２Vrefを演算増幅器ＯＰ１
に入力し、ソース側定電流源Ｉ１から定電流ｉをコンデ
ンサＣ１に充電する。コンデンサＣ１の電圧が３／２Vr
efに達すると、演算増幅器ＯＰ１の出力が反転し切換ス
イッチＳＷ１，ＳＷ２が切り換わる。今度は、演算増幅
器ＯＰ１に１／２Vrefが入力され、コンデンサｃ１の電
荷がシンク側定電流源Ｉ２に引かれて定電流ｉをコンデ
ンサＣから放電する。コンデンサＣ１の電圧が低下して
１／２Vrefに達すると、逆に演算増幅器ＯＰ１の出力が
反転し切換スイッチＳＷ１，ＳＷ２が切り換わる。

【００３５】この反転切換動作が繰り返されて三角波の
発振出力OSCが出力される。この発振出力OSCは、３／２
Vrefを上限値とし、１／２Vrefを下限値とし、その中間
値である基準電圧Vrefを中心値とする三角波となる。し
たがって、切換時のオーバーシュート量が変わったり、
ソース側とシンク側の定電流源の特性が違ったり、ある
いは製造プロセスのばらつきなどが生じたとしても、制
御ゲインが多少変わるだけで制御上問題はなく、従来の
ように発振出力OSCに不感帯を生じたり、グランド電位
ＧＮＤに留まり、歪んでしまう問題は解消されている。

【００３６】また、この定電圧源１８からは基準電圧Vr
efが位置検出器／移相回路１４に供給され、位置検出器
／移相回路１４から出力される変位信号HU1，HV1，HW1
は、基準電圧Vrefを中心値とする正弦波となる。

【００３７】比較器１６Ａは、基準電圧Vrefを中心値と
する正弦波の変位信号HU1，HV1，HW1と、基準電圧Vref
を中心値とする三角波の発振出力OSCが入力され、Ｕ相
の変位信号HU1と発振出力OSC、Ｖ相の変位信号HV1と発
振出力OSC、Ｗ相の変位信号HW1と発振出力OSCがそれぞ
れ比較されて、Ｕ相のＰＷＭ信号UPWM、Ｖ相のＰＷＭ信
号VPWM、Ｗ相のＰＷＭ信号WPWMが形成され出力される。

【００３８】前置駆動回路１７Ｕ〜１７Ｗは、入力され
たＰＷＭ信号により正極側のトランジスタスイッチと負
極側のトランジスタスイッチを逆位相にオン・オフする
ようなＰＷＭ駆動信号を出力する。これをＵ相について
みると、この実施の形態の図１では、正極側のトランジ
スタスイッチがＰ型ＭＯＳトランジスタであり、負極側
のトランジスタスイッチがＮ型ＭＯＳトランジスタであ
るから、ＰＷＭ駆動信号VUGH，VGULとして、入力された
ＰＷＭ信号UPWMを分岐して同位相で供給するだけでよ
い。なお、両トランジスタスイッチが共にＮ型であるな
どの場合には、反転位相で供給することになる。

【００３９】以上のように構成される本発明の実施の形
態において、トルク指令回路１２は、モータＭの実際の
回転速度に比例した測定値Vdetを速度検出器（図示して
いない）などで検出し、モータ速度の所定の設定値Vsと
の偏差に応じた制御信号を位置検出器／移相回路１４に
出力して、モータ速度が所定値になるように自動的に制
御される。

【００４０】位置検出器／移相回路１４では、回転子位
置検出器１１からの出力信号ＨＵ,ＨＶ,ＨＷとトルク指
令回路１２からの制御信号とに基づいて、所定の位相だ
け移相され振幅が制御された正弦波の変位信号を、図３
のように定電圧源１８からの基準電圧Vrefを中心電圧と
して形成する。この正弦波の変位信号HU1，HV1，HW1
は、図２（ａ）（ｂ）（ｃ）に示されており、これが比
較器１６Ａにそれぞれ一方の比較入力として、供給され
る。

【００４１】一方、発振器１３Ａからは、図３で説明し
た構成にしたがって、やはり定電圧源１８からの基準電
圧Vrefを中心電圧として形成された三角波の発振信号OS
Cが、比較器１６Ａに他方の比較入力として供給され
る。この基準電圧Vrefを中心電圧として形成された三角
波の発振信号OSCは、図２（ｄ）に示されている。

【００４２】この三角波の発振信号OSCと正弦波の各変
位信号HU1，HV1，HW1とが、比較器１６Ａで大小比較さ
れ、各相ごとのＰＷＭ信号UPWM、VPWM、WPWMが形成され
て、それぞれ各相用の前置駆動回路１７ＡＵ、１７Ａ
Ｖ、１７ＡＷに供給される。

【００４３】ＰＷＭ信号UPWM、VPWM、WPWMが各相用の前
置駆動回路１７ＡＵ、１７ＡＶ、１７ＡＷに供給され、
ゲート制御信号VUGH〜VWGLをＭＯＳトランジスタQUH〜Q
WLのゲートに印加する。

【００４４】この例では正極側ＭＯＳトランジスタQU
H，QVH，QWHがＰ型ＭＯＳトランジスタ、負極側ＭＯＳ
トランジスタQUL，QVL，QWLがＮ型ＭＯＳトランジスタ
で構成されているから、ゲート制御信号VUGH〜VWGLは、
図２（ｅ）〜（ｊ）に示されるように、各相ごとに１２
０゜ずれており、且つ正極用のゲート制御信号と負極用
のゲート制御信号（例えばVUGHとVGUL）は同位相で印加
される。

【００４５】なお、正極側ＭＯＳトランジスタQUH（QV
H，QWH）と負極側ＭＯＳトランジスタQUL（QVL，QWL）
とが、同時にオンされて貫通電流が流れることがないよ
うに、前置駆動回路１７ＡＵ，１７ＡＶ，１７ＡＷに、
ゲート制御信号VUGH〜VWGLを時間幅を調整するための調
整回路を備えておくことが望ましい。

【００４６】以上の通り、本発明の駆動制御装置におい
ては、図２（ｅ）〜（ｊ）のゲート制御信号VUGH〜VWGL
が各相のＭＯＳトランジスタスイッチQUH〜QWLに印加さ
れるから、各Ｕ，Ｖ，Ｗ相において正極側（あるいは負
極側）のＭＯＳトランジスタがＰＷＭ制御されていると
きには、負極側（あるいは正極側）のＭＯＳトランジス
タはＰＷＭ制御信号で逆位相にＰＷＭ制御される。

【００４７】図４、図５はこの状態の例をＵ相について
示す図で、正極側Ｐ型ＭＯＳトランジスタQUHがゲート
制御信号VUGHでＰＷＭ制御されるとき、負極側Ｎ型ＭＯ
ＳトランジスタQULが同位相のゲート制御信号VUGLでＰ
ＷＭ制御される。

【００４８】したがって、正極側ＭＯＳトランジスタQU
HがＰＷＭ制御でオン期間のときには図中実線で示すよ
うな方向に電流Ｉが流され、負極側ＭＯＳトランジスタ
QULはＰＷＭ制御でオフ期間となっている。また、正極
側ＭＯＳトランジスタQUHがＰＷＭ制御でオフ期間のと
きには図中破線で示すような方向に電流Ｉが回生電流と
して流される。

【００４９】この時、負極側ＭＯＳトランジスタQULは
ＰＷＭ制御信号でオン状態となっているから、前記破線
の電流は、従来のように寄生ダイオードＰｄを流れるこ
とはなく、負極側ＭＯＳトランジスタQULを介して流れ
ることになる。この状態は、正極側・負極側を逆にして
も、また他の相についても同様である。

【００５０】ＭＯＳトランジスタのオン状態での抵抗
値、即ちオン抵抗Ｒｏｎは設計により低い値に容易に設
定できるから、オン状態での電圧降下Ｖｏｎ（例えば、
０．１〜０．２程度）は、寄生ダイオードＰｄの電圧降
下Ｖｆ（＝約０．７ｖ）に比較して低くなっている。し
たがって、この電圧降下Ｖｏｎと回生電流Ｉに応じた電
力ロスＩ×Ｖｏｎは、従来の駆動制御回路の電力ロスＩ
×Ｖｆと比較して、著しく低減することができる。

【００５１】また、発振器１３の三角波の発振信号OSC
の中心電圧と、正弦波の変位信号HU1，HV1，HW1の中心
電圧とが、共に定電圧源１８からの基準電圧Vrefとされ
ているから、発振器１３の発振出力OSCに不感帯を生じ
たり、下側エッジがグランド電位ＧＮＤに留まり、歪ん
でしまうことがなくなるほか、比較基準が安定した共通
の基準電圧となり、比較器１６Ａでの比較動作が適切に
行える。更に、全波整流器１５が不要となり、これに伴
って極性判別信号UHL,VHL,WHLも不要となる。

【００５２】また、図１などの実施の形態では、出力ス
イッチ素子として、正極側をＰ型ＭＯＳトランジスタと
し、負極側をＮ型ＭＯＳトランジスタとしているが、正
極側・負極側とも同一導電型例えばＮ型ＭＯＳとするこ
ともできるし、ＭＯＳトランジスタに代えて、ＰＮＰ型
とＮＰＮ型とを同様に組み合わせたバイポーラトランジ
スタとすることもできる。

【００５３】また、発振器１３Ａの発振出力OSCの三角
波として、鋸歯状の三角波であっても良い。

【００５４】なお、以上の図１などの実施の形態におい
ては、三相駆動タイプのブラシレスモータ駆動制御装置
について説明したが、三相以外の単相タイプあるいは三
相より多相の例えば六相タイプのブラシレスモータの駆
動制御装置に適用することが出来る。

【００５５】

【発明の効果】本発明の請求項１のブラシレスモータ用
駆動制御装置によれば、第１スイッチ素子と第２スイッ
チ素子は、一方のスイッチ素子がＰＷＭ制御されるとき
には、他方のスイッチ素子は逆位相にスイッチングされ
る。すなわち、ＰＷＭオンのときには一方のスイッチ素
子がオンで他方のスイッチ素子がオフとなり、ＰＷＭオ
フのときには一方のスイッチ素子がオフで他方のスイッ
チ素子がオンとなる。したがって、モータの回生電流は
従来のように寄生ダイオードではなく、オン状態のスイ
ッチ素子を流れる。スイッチ素子のオン抵抗による電圧
降下Ｖｏｎは、寄生ダイオードの電圧降下（約０．７
ｖ）に比べて著しく小さく、例えば０，１〜０，２ｖ程
度に出来るから、電力ロスを低減することが出来る。

【００５６】また、位置信号生成手段からの正弦波の位
置検出信号を、整流することなく、正弦波のままで発振
器手段の三角波と比較してＰＷＭ信号を得ているから、
このＰＷＭ信号をスイッチ素子のＰ型、Ｎ型などの特性
に応じて、そのままであるいは逆位相にして、一方のス
イッチ素子と他方のスイッチ素子に印加することが出来
る。この場合、従来のように極性判別信号は必要としな
い。

【００５７】本発明の請求項２のブラシレスモータ用駆
動制御装置によれば、さらに、発振器手段の三角波の上
下限値の中心電圧と位置信号生成手段の正弦波の位置検
出信号の上下限値の中心電圧とを、同じ電圧にしている
から、発振器手段の発振出力は、従来のように最小電圧
がグランド電位ＧＮＤに達せずに不感帯を生じたり、グ
ランド電位ＧＮＤに留まったりすることはなくなる。し
たがって、ＰＷＭ信号のデューティは０〜１００％まで
出力できるから、微少回転領域も含め適切な制御が実現
できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態に係るブラシレスモータ用
駆動制御装置の構成を示す図。

【図２】図１の各部の信号の波形を示す図。

【図３】本発明の実施の形態に係る発振器の構成を示す
図。

【図４】本発明の実施の形態の作用を説明する図。

【図５】本発明の実施の形態の作用を説明する図。

【図６】従来のブラシレスモータ用駆動制御装置の構成
を示す図。

【図７】図６の各部の信号の波形を示す図。

【図８】従来の駆動制御装置の作用を説明する図。

【図９】従来の駆動制御装置の作用を説明する図。

【図１０】従来の駆動制御装置の作用を説明する図。

【図１１】従来の駆動制御装置の作用を説明する図。

【符号の説明】

Ｍ ブラシレスモータ １１ 回転子位置検出器 １２ トルク指令回路 １３Ａ 発振器 １４ 位置検出器／移相回路 １６Ａ 比較器 １７ＡＵ〜１７ＡＷ 前置駆動回路 １８ 定電圧源 QUH〜QWL スイッチ素子 OSC 発振信号 HU1〜HW1 変位信号 UPWM〜WPWM ＰＷＭ信号 VGUH〜VWGL ゲート制御信号

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 第１電源電位と出力端子との間に接続さ
   れた第１スイッチ素子と、前記出力端子と第２電源電位
   との間に接続された第２スイッチ素子とからなる複数組
   のスイッチング手段と、 三角波を発生する発振器手段と、 ブラシレスモータの位置検出器からの検出信号に基づい
   て、正弦波の位置検出信号を出力する位置信号生成手段
   と、 前記発振器手段の三角波と、前記位置信号生成手段の正
   弦波の位置検出信号とを大小比較して、ＰＷＭ信号を発
   生する比較器と、を備え、 前記複数組の前記第１スイッチ素子、前記第２スイッチ
   素子とが、前記ＰＷＭ信号により逆位相で動作されるよ
   うに構成されている、 ことを特徴とするブラシレスモータ用駆動制御装置。
2. 【請求項２】 請求項１記載のブラシレスモータ用駆動
   制御装置において、前記発振器手段の三角波の上下限値
   の中心電圧と、前記位置信号生成手段の正弦波の位置検
   出信号の上下限値の中心電圧とが、同じ電圧であること
   を特徴とするブラシレスモータ用駆動制御装置。