JP4773264B2 - モータ駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータを駆動するモータ駆動装置に関する。

モータの３相コイルに接続されたパワートランジスタのスイッチング制御を行って、３相コイルに流れる電流を制御する、従来のモータ駆動装置が特許文献１に開示されている。図１０及び図１１を用いて、特許文献１に開示されている従来のモータ駆動装置を説明する。

図１０に示す従来のモータ駆動装置において、回転位置検出器１１は、ホール素子１１Ｕ、１１Ｖ、１１Ｗにより、モータ７のロータの位置を検出して、回転位置検出信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３を生成する。ホールアンプ１１ｂは、回転位置検出信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３を増幅して、波形を成形して、正弦波信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３を生成し、乗算回路２ａに出力する。

電流検出回路４は、モータ７に流れる駆動電流Ｉｍを電圧値として検出する検出抵抗を有し、電流検出信号Ｖｃｓを出力する。誤差アンプ回路６ａは、電流検出信号Ｖｃｓと入力端子５に入力される駆動電流Ｉｍを制御する駆動指令信号Ｖｅｃとの差分を増幅して、電流に変換し、誤差アンプ電流信号Ｉｒとして乗算回路２ａに出力する。

乗算回路２ａはホールアンプ１１ｂから出力された正弦波信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３と誤差アンプ回路６ａから出力された誤差アンプ電流信号Ｉｒとを乗算して、入力指令信号Ｖｕｉｎ、Ｖｖｉｎ、Ｖｗｉｎを生成し、出力する。

駆動回路３はスイッチング制御回路３２と電力供給回路３３を有する。スイッチング制御回路３２は、入力指令信号Ｖｕｉｎ、Ｖｖｉｎ、Ｖｗｉｎと入力端子３１に入力される三角波である搬送波Ｖｔｒｉとを比較して、パルス幅変調を行い、スイッチング制御信号ＵＰＷＭ、ＶＰＷＭ、ＷＰＷＭを出力する。電力供給回路３３は、ゲート駆動回路３３７により、スイッチング制御信号ＵＰＷＭ、ＶＰＷＭ、ＷＰＷＭに基づいてパワートランジスタ３３１〜３３６のスイッチング制御を行うことにより、パワー電源３３８から駆動電圧Ｕｏｕｔ、Ｖｏｕｔ、Ｗｏｕｔを生成し、モータ７の３相コイル７１、７２、７３に出力する。

上記のように構成される従来のモータ駆動装置は、電流検出信号Ｖｃｓと駆動指令信号Ｖｅｃとの差分により入力指令信号Ｖｕｉｎ、Ｖｖｉｎ、Ｖｗｉｎの振幅を制御し、それによりスイッチング制御信号ＵＰＷＭ、ＶＰＷＭ、ＷＰＷＭをパルス幅変調させ、３相コイル７１、７２、７３に流れる駆動電流Ｉｍを制御する。

上記従来のモータ駆動装置のゲインを図１１のブロック線図を用いて説明する。

回転位置検出器１１から出力される電圧振幅値Ｖｈの回転位置検出信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３は、電圧増幅係数Ａｈのホールアンプ１１ｂにより増幅され、（Ａｈ×Ｖｈ）の電圧振幅値を持つ信号が乗算回路２ａに入力される。

誤差アンプ回路６ａの伝達係数Ａｅを「Ｉｒ／（Ｖｅｃ−Ｖｃｓ）」と定義すると、下記式（１）で示される誤差アンプ電流信号Ｉｒが乗算回路２ａに入力される。
Ｉｒ＝Ａｅ×（Ｖｅｃ−Ｖｃｓ） （１）

伝達係数Ａｍを有する乗算回路２ａは、（Ａｈ×Ｖｈ）の信号と誤差アンプ電流信号Ｉｒとを乗算し、電圧振幅値Ｖｄの入力指令信号Ｖｕｉｎ、Ｖｖｉｎ、Ｖｗｉｎを出力する。入力指令信号Ｖｕｉｎ、Ｖｖｉｎ、Ｖｗｉｎの電圧振幅値Ｖｄは下記式（２）となる。
Ｖｄ＝Ａｍ×Ａｈ×Ｖｈ×Ｉｒ （２）

電圧振幅値Ｖｄに対する駆動回路３の伝達係数Ｇｍは、搬送波Ｖｔｒｉの振幅値と周波数が所定の値で与えられている場合の入力指令信号Ｖｕｉｎの電圧振幅値Ｖｄに対する駆動電流Ｉｍの伝達特性を示している。よって、駆動電流Ｉｍは、下記式（３）となる。
Ｉｍ＝Ｇｍ×Ｖｄ （３）

電流検出回路４から出力される電流検出信号Ｖｃｓは、駆動回路３から出力される駆動電流Ｉｍと、電流検出回路４の検出抵抗の抵抗値Ｒｃｓとにより、下記式（４）となる。なお、電流検出回路４が検出抵抗を用いていない場合は、係数Ｒｃｓは電流検出回路４の電流／電圧変換係数の値を示す。
Ｖｃｓ＝Ｉｍ×Ｒｃｓ （４）

式（１）（２）（３）により、駆動電流Ｉｍは下記式（５）となる。
Ｉｍ＝Ｇｍ×Ａｍ×Ａｈ×Ｖｈ×Ａｅ×（Ｖｅｃ−Ｖｃｓ） （５）

式（４）（５）からモータ駆動装置のゲイン（Ｉｍ／Ｖｅｃと定義する。）は、下記式（６）になる。
Ｉｍ／Ｖｅｃ＝１／｛１／（Ｇｍ×Ａｍ×Ａｅ×Ａｈ×Ｖｈ）＋Ｒｃｓ｝ （６）

上述の駆動装置のゲインの式（６）において、右辺の分母の第１項（１／（Ｇｍ×Ａｍ×Ａｅ×Ａｈ×Ｖｈ））がＲｃｓに対して非常に小さい場合、分母の第１項は無視できるため、駆動装置のゲインは、次式となる。この場合、Ｇｍ、Ａｍ等の回路定数の影響はない。
Ｉｍ／Ｖｅｃ≒１／Ｒｃｓ （７）
特開平４−１０１６９４号公報

しかし、小さい駆動電流Ｉｍでモータ７を駆動する場合、例えばモータ７の回転数を非常に押さえて駆動制御するような場合は、入力指令信号のＶｕｉｎ、Ｖｖｉｎ、Ｖｗｉｎの電圧振幅値Ｖｄは非常に小さくなる。電圧振幅値Ｖｄが小さいと、駆動回路３の伝達係数Ｇｍの値は小さくなり、その結果、式（６）の分母の第１項（１／（Ｇｍ×Ａｍ×Ａｅ×Ａｈ×Ｖｈ））は大きくなる。第１項の値はＧｍ、Ａｍ、Ａｅ、Ａｈ、Ｖｈの回路定数に依存し、これらの回路定数はばらつきを持つため、モータ駆動装置のゲインのばらつきは大きくなる。

上記のように、ＰＷＭ駆動をする従来のモータ駆動装置は、入力指令信号のＶｕｉｎ、Ｖｖｉｎ、Ｖｗｉｎの電圧振幅値Ｖｄが大きい場合、すなわち駆動電流Ｉｍが大きい場合は、式（６）で示すように、モータ駆動装置の回路定数のばらつきの影響は少なく、個々のどのモータ駆動装置でも同じような特性でモータを駆動することができる。しかし、電圧振幅値Ｖｄが小さい場合、すなわち駆動電流Ｉｍが小さい場合は、モータ駆動装置の回路定数のばらつきの影響が大きくなり、個々のモータ駆動装置によって、ゲインが変動する。そのため、従来のモータ駆動装置は、同じような特性でモータを駆動することができず、個々のモータ駆動装置によってモータの回転数がばらつくという問題があった。

上記の問題に鑑み、本発明は入力指令信号のＶｕｉｎ、Ｖｖｉｎ、Ｖｗｉｎの電圧振幅値Ｖｄが小さい場合、すなわち駆動電流Ｉｍが小さい場合であっても、モータ駆動装置のゲインのばらつきを減らし、個々のモータ駆動装置が同じ回転数でモータをＰＷＭ駆動できるモータ駆動装置を提供する。

本発明のモータ駆動装置は、モータの回転位置を検出して、その回転位置に応じたデジタル信号列を出力する回転位置検出手段と、前記デジタル信号列に基づいて、アナログの正弦波信号を生成するＤ／Ａ変換回路と、前記正弦波信号を用いて、前記モータに対する駆動電圧を生成し、出力する駆動回路と、前記モータに流れる駆動電流の電流値を示す電流検出信号と前記駆動電流を制御する駆動指令信号との差分を増幅し、電流に変換して誤差アンプ電流信号を出力する誤差アンプ回路と、を有し、前記Ｄ／Ａ変換回路は抵抗を有し、前記誤差アンプ回路の伝達係数は、前記Ｄ／Ａ変換回路の抵抗値に逆比例することを特徴とする。

本発明によれば、本発明のモータ駆動装置のゲインから、従来のモータ駆動装置のゲインに含まれる回転位置検出手段の回路定数を削除することができる。これにより、モータに流れる駆動電流が小さい場合であっても回路定数のばらつきの影響は大きくならない。

ここで、誤差アンプ回路の伝達係数とは、前記駆動指令信号と前記電流検出信号との差分に対する前記誤差アンプ電流信号の割合を示す値である。Ｄ／Ａ変換回路で生成される正弦波信号の電圧振幅値は、誤差アンプ電流信号の電流値とＤ／Ａ変換回路の電流／電圧変換の抵抗値との積で決まるため、上記の関係を満たす誤差アンプ回路を使用すると、Ｄ／Ａ変換回路で生成される正弦波信号の電圧振幅値は、電流検出信号と駆動指令信号との差分に比例定数をかけた値となる。すなわち、本発明のモータ駆動装置のゲインから、Ｄ／Ａ変換回路の抵抗と誤差アンプ回路の伝達係数によるばらつきの因子を削除することが可能となる。これにより、小さい駆動電流であっても、個々の装置によってモータの回転数はばらつかない。

前記Ｄ／Ａ変換回路は、前記誤差アンプ回路に接続されて、前記誤差アンプ電流信号を入力する複数の抵抗を直列接続した抵抗列と、その抵抗列の各抵抗に対して前記モータの巻線の相数と同じ個数設けられ、前記デジタル信号列に基づいてオン／オフを切り替えることにより、前記複数の抵抗を直列接続した抵抗列のいずれかの接続点から電圧を前記正弦波信号として出力する複数のスイッチ素子と、を有しても良い。

前記Ｄ／Ａ変換回路は、前記モータの巻線の相毎にＤ／Ａ変換部を有し、前記Ｄ／Ａ変換部は、前記誤差アンプ電流信号に比例した複数の電流を出力するカレントミラー回路と、前記カレントミラー回路から電流が流れることにより発生する電圧を前記正弦波信号として出力する抵抗と、前記デジタル信号列に基づいて、前記カレントミラー回路から前記抵抗に流れる複数の電流の通過と遮断を切り替える複数のスイッチ素子と、を有しても良い。

前記カレントミラー回路は、バイポーラトランジスタ又はＭＯＳトランジスタで構成されても良い。

前記誤差アンプ回路は、前記電流検出信号と前記駆動指令信号との差分を増幅して出力する差動増幅回路と、前記差動増幅回路の出力電圧を前記Ｄ／Ａ変換回路の抵抗値で割った値に比例した前記誤差アンプ電流信号を出力するＶ／Ｉ変換回路と、を有しても良い。

前記Ｖ／Ｉ変換回路は、前記差動増幅回路の出力電圧を非反転入力端子に入力される演算増幅器と、一端を前記演算増幅器の反転入力端子に接続され、制御端子を前記演算増幅器の出力端子に接続されて、他端から前記誤差アンプ電流信号を出力するトランジスタと、前記トランジスタと前記演算増幅器の反転入力端子の接続点に接続される抵抗と、を有し、前記Ｖ／Ｉ変換回路の前記抵抗の値が前記Ｄ／Ａ変換回路の前記抵抗の値と比例の関係にあっても良い。

前記回転位置検出手段は、前記モータの回転位置を検出して、正弦波の回転位置検出信号を出力する回転位置検出器と、前記回転位置検出信号を、前記モータの回転周期を示す方形波の回転周期信号に変換する回転周期検出回路と、前記回転周期信号からクロック信号を生成し、前記クロック信号に基づいて前記回転周期信号の１周期をカウントしながら、前記クロック信号のタイミングで前記カウント値を前記デジタル信号列に変換して出力するデジタル信号生成回路と、を有しても良い。

本発明のモータ駆動装置によれば、モータを小さい駆動電流で駆動する場合であっても、モータ駆動装置のゲインのばらつきを低減して、個々のモータ駆動装置が同じ回転数でモータを駆動できるという効果が得られる。

以下、本発明の実施をするための最良の形態を具体的に示した実施形態について、図面を参照して説明する。

《第１の実施形態》
図１から図７を用いて、本発明の第１の実施形態のモータ駆動装置を説明する。図１に、本実施形態のモータ駆動装置と、モータ駆動装置により駆動されるモータ７とを示す。モータ７は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相コイル７１、７２、７３がＹ結線されたステータ（図示せず）と、永久磁石による界磁部を有するロータ（図示せず）と、を有する。モータ駆動装置から３相コイル７１、７２、７３に電流を流すことにより、ロータが回転する。

本実施形態のモータ駆動装置は、モータ７のロータの回転位置を検出する回転位置検出部１と、回転位置検出部１の出力に基づいて、誤差アンプ電流信号Ｉｒから正弦波信号Ｕｉｎ、Ｖｉｎ、Ｗｉｎを生成するＤ／Ａ変換回路２と、正弦波信号Ｕｉｎ、Ｖｉｎ、Ｗｉｎに基づいて、モータ７に対して駆動電圧Ｕｏｕｔ、Ｖｏｕｔ、Ｗｏｕｔを生成し、供給する駆動回路３と、を有する。

モータ駆動装置は、さらに、モータ７に流れる駆動電流Ｉｍを検出して電流検出信号Ｖｃｓを出力する電流検出回路４と、駆動電流Iｍを制御する駆動指令信号Ｖｅｃを入力する入力端子５と、駆動指令信号Ｖｅｃと電流検出信号Ｖｃｓとの差に基づいて誤差アンプ電流信号Ｉｒを出力する誤差アンプ回路６と、を有する。

回転位置検出部１は、Ｄ／Ａ変換回路２が電気角で１回転分の正弦波信号Ｕｉｎ、Ｖｉｎ、Ｗｉｎを形成するために必要なデジタル信号列ＵＣ１〜ＵＣ１１、ＶＣ１〜ＶＣ１１、ＷＣ１〜ＷＣ１１を生成するために、モータ７のロータの回転位置を検出して、回転位置検出信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰを出力する回転位置検出器１１、回転位置検出信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰからモータ７の回転周期を検出して回転周期信号ＵＲ、ＶＲ、ＷＲを出力する回転周期検出回路１２、及び回転周期信号ＵＲ、ＶＲ、ＷＲに基づいてデジタル信号列ＵＣ１〜ＵＣ１１、ＶＣ１〜ＶＣ１１、ＷＣ１〜ＷＣ１１を生成するデジタル信号生成回路１３を有する。

駆動回路３は、三角波である搬送波Ｖｔｒｉを入力する入力端子３１、正弦波信号Ｕｉｎ、Ｖｉｎ、Ｗｉｎと三角波Ｖｔｒｉとを比較する比較器３２１、３２２、３２３を有し、スイッチング制御信号ＵＰＷＭ、ＶＰＷＭ、ＷＰＷＭを出力するスイッチング制御回路３２、及びスイッチング制御信号ＵＰＷＭ、ＶＰＷＭ、ＷＰＷＭに基づいて、駆動電圧Ｕｏｕｔ、Ｖｏｕｔ、Ｗｏｕｔを生成し、モータ７に供給する電力供給回路３３を有する。

電力供給回路３３は、上側のパワートランジスタ３３１、３３２、３３３と、上側のパワートランジスタ３３１、３３２、３３３に直列に接続された下側のパワートランジスタ３３４、３３５、３３６と、スイッチング制御信号ＵＰＷＭ、ＶＰＷＭ、ＷＰＷＭに基づいて、パワートランジスタ３３１〜３３６のオン／オフを制御するゲート駆動回路３３７と、上側のパワートランジスタ３３１、３３２、３３３に電力を供給するパワー電源３３８を有する。

上記のように構成される本実施形態のモータ駆動装置は、誤差アンプ電流信号Ｉｒに基づいて正弦波信号Ｕｉｎ、Ｖｉｎ、Ｗｉｎの振幅を制御することにより、スイッチング制御信号ＵＰＷＭ、ＶＰＷＭ、ＷＰＷＭのパルス幅変調を行う。これにより、ゲート駆動回路３３７は、パワートランジスタ３３１〜３３６のオン時間を制御して、３相コイル７１、７２、７３に流れる駆動電流Ｉｍを制御する。例えば、ある与えられた駆動指令信号Ｖｅｃに対して電力供給回路３３から３相コイル７１、７２、７３に流れる駆動電流Ｉｍが小さい場合、電流検出信号Ｖｃｓは小さくなる。すると、駆動指令信号Ｖｅｃに対する電流検出信号Ｖｃｓの差分は大きくなり、正弦波信号Ｕｉｎ、Ｖｉｎ、Ｗｉｎの振幅が大きくなる。それにより駆動電流Ｉｍが大きくなり、電流検出信号Ｖｃｓが大きくなる方向に負帰還動作が働く。その結果、電流検出信号Ｖｃｓは駆動指令信号Ｖｅｃと等しくなる。

次に、回転位置検出器１１、回転周期検出回路１２及びデジタル信号生成回路１３の構成と、それぞれの回路で生成される信号の波形について、図２及び図３を参照して説明する。図２に、回転位置検出器１１、回転周期検出回路１２及びデジタル信号生成回路１３の内部構成を示し、図３に回転位置検出器１１、回転周期検出回路１２及びデジタル信号生成回路１３の内部で生成される各信号の波形を示す。

図２に示すように、回転位置検出器１１は、モータ７のロータの回転磁界を検出して、回転位置検出信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰを出力するホール素子１１Ｕ、１１Ｖ、１１Ｗを備える。ホール素子１１Ｕ、１１Ｖ、１１Ｗは、電気的に１２０度ずらして配置されており、回転位置検出信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰは、図３に示すように、１２０度毎にずれた位相関係にある。

回転周期検出回路１２は、回転位置検出信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰの極性の切り換わりを検出する３つの比較器１２Ｕ、１２Ｖ、１２Ｗを有する。比較器１２Ｕ、１２Ｖ、１２Ｗは、電気角の１８０度ごとに出力がＨレベルの区間（Ｈ区間）とＬレベルの区間（Ｌ区間)が交互に切り換わる方形波の回転周期信号ＵＲ、ＶＲ、ＷＲを出力し（図３参照）、そのＨ区間またはＬ区間の長さによって回転周期をデジタル信号生成回路１３に伝える。

デジタル信号生成回路１３は、クロック生成回路１３１Ｕ、１３１Ｖ、１３１Ｗ、カウンタ１３２Ｕ、１３２Ｖ、１３２Ｗ、及び１１ビットデコーダ１３３Ｕ、１３３Ｖ、１３３Ｗを有する。クロック生成回路１３１Ｕ、１３１Ｖ、１３１Ｗは、回転周期信号ＵＲ、ＶＲ、ＷＲから単位電気角のクロック信号ＵＣＬＫ、ＶＣＬＫ、ＷＣＬＫを生成する。カウンタ１３２Ｕ、１３２Ｖ、１３２Ｗは、単位電気角のクロック信号ＵＣＬＫ、ＶＣＬＫ、ＷＣＬＫをカウントする。１１ビットデコーダ１３３Ｕ、１３３Ｖ、１３３Ｗは、計測されたカウント値ＵＣＮＴ、ＶＣＮＴ、ＷＣＮＴをデコードして１１ビットのデジタル信号列ＵＣ１〜ＵＣ１１、ＶＣ１〜ＶＣ１１、ＷＣ１〜ＷＣ１１を出力する。

カウンタ１３２Ｕ、１３２Ｖ、１３２Ｗは、回転周期信号ＵＲ、ＶＲ、ＷＲの１周期の間、すなわちモータ電気角における１回転の間、計測したカウント値ＵＣＮＴ、ＶＣＮＴ、ＷＣＮＴをカウントアップし、次の１回転が始まると１からカウントし直す。図３に示すように、クロック生成回路１３１Ｕ、１３１Ｖ、１３１Ｗは、電気角１８度のクロック信号ＵＣＬＫ、ＶＣＬＫ、ＷＣＬＫを生成し、カウンタ１３２Ｕ、１３２Ｖ、１３２Ｗは、カウント値が２０になるまでカウントアップする。カウント値ＵＣＮＴ、ＶＣＮＴ、ＷＣＮＴをデコードして得られるデジタル信号列ＵＣ１〜ＵＣ１１、ＶＣ１〜ＶＣ１１、ＷＣ１〜ＷＣ１１はそれぞれ、１を示す１ビットと、０を示す１０ビットから成る。この信号列ＵＣ１〜ＵＣ１１、ＶＣ１〜ＶＣ１１、ＷＣ１〜ＷＣ１１は、Ｄ／Ａ変換回路２に入力される。

図４に、Ｄ／Ａ変換回路２の内部回路を示す。Ｄ／Ａ変換回路２は、誤差アンプ回路６に一端を接続されて、誤差アンプ電流信号Ｉｒを供給される抵抗列Ｒ１〜Ｒ１１と、抵抗列Ｒ１〜Ｒ１１の他端に接続される電源ＶＢと、抵抗列Ｒ１〜Ｒ１１のいずれかの接続点から電圧を出力する複数のスイッチ素子ＳＷ＿Ｕ１、ＳＷ＿Ｖ１、ＳＷ＿Ｗ１からＳＷ＿Ｕ１１、ＳＷ＿Ｖ１１、ＳＷ＿Ｗ１１とを有する。

抵抗列Ｒ１〜Ｒ１１は、所定の抵抗値を持つ１１個の抵抗を直列に接続して構成される。１つの抵抗Ｒｋ（１≦ｋ≦１１）に対して、モータの巻線の相毎に（本実施形態では３個）のスイッチ素子ＳＷ＿Ｕｋ、ＳＷ＿Ｖｋ、ＳＷ＿Ｗｋが設けられる。すなわち、スイッチ素子ＳＷ＿Ｕ１、ＳＷ＿Ｖ１、ＳＷ＿Ｗ１は、一端を抵抗Ｒ１と誤差アンプ回路６との間に接続され、スイッチ素子ＳＷ＿Ｕｋ（２≦ｋ≦１１）、ＳＷ＿Ｖｋ、ＳＷ＿Ｗｋは、一端を抵抗Ｒｋと抵抗Ｒ（ｋ−１）の接続点に接続される。スイッチ素子ＳＷ＿Ｕ１〜ＳＷ＿Ｕ１１の他端は互いに接続され、他端から出力される電圧が正弦波信号Ｕｉｎとなる。同様に、スイッチ素子ＳＷ＿Ｖ１〜ＳＷ＿Ｖ１１、スイッチ素子ＳＷ＿Ｗ１〜ＳＷ＿Ｗ１１の他端は互いに接続され、他端から出力される電圧が正弦波信号Ｖｉｎ、Ｗｉｎとなる。正弦波信号Ｕｉｎ、Ｖｉｎ、Ｗｉｎにバイアス電圧を与えるために、電源ＶＢが抵抗Ｒ１１とグラウンドとの間に設けられる。

スイッチ素子ＳＷ＿Ｕ１〜ＳＷ＿Ｕ１１、ＳＷ＿Ｖ１〜ＳＷ＿Ｖ１１、ＳＷ＿Ｗ１〜ＳＷ＿Ｗ１１は、デジタル信号生成回路１３から出力されるデジタル信号列ＵＣ１〜ＵＣ１１、ＶＣ１〜ＶＣ１１、ＷＣ１〜ＷＣ１１に基づいて、スイッチのオン・オフを切り替える。例えば、図３において、Ｕ相のカウント値ＵＣＮＴ＝５であった場合、デジタル信号生成回路１３の１１ビットデコーダ１３３Ｕから（０１０００００００００）のデジタル信号列が出力され、Ｄ／Ａ変換回路２のＵ相の複数のスイッチ素子ＳＷ＿Ｕ１〜ＳＷ＿Ｕ１１のうち、スイッチ素子ＳＷ＿Ｕ２のみがオンになり、その他のＵ相のスイッチ素子はオフになる。これにより、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の接続点から電圧が出力される。Ｖ相、Ｗ相についても同様に、スイッチ素子ＳＷ＿Ｖ１〜ＳＷ＿Ｖ１１、ＳＷ＿Ｗ１〜ＳＷ＿Ｗ１１の中からいずれか一つのスイッチ素子がオンし、その他がオフとなる。

図３に示すように、デジタル信号列の「１」を示すビットの位置は、カウント値ＵＣＮＴ、ＶＣＮＴ、ＷＣＮＴに応じて、例えばＵＣ１からＵＣ２、ＵＣ２からＵＣ３のように一つずつシフトする。これにより、オンするスイッチ素子もＳＷ＿Ｕ１からＳＷ＿Ｕ２、ＳＷ＿Ｕ２からＳＷ＿Ｕ３のように、一つずつシフトする。その結果、スイッチ素子ＳＷ＿Ｕ１〜ＳＷ＿Ｕ１１の他端から出力される電圧Ｕｉｎは、正弦波となる。３つの正弦波信号Ｕｉｎ、Ｖｉｎ、Ｗｉｎは、各モータ相に対応して位相が１２０度ずつずれており、この正弦波信号Ｕｉｎ、Ｖｉｎ、Ｗｉｎは、スイッチング制御回路３２に入力される。

図１に示すスイッチング制御回路３２において、比較器３２１、３２２、３２３は、Ｄ／Ａ変換回路２から出力される正弦波信号Ｕｉｎ、Ｖｉｎ、Ｗｉｎを非反転入力端子に入力し、入力端子３１に入力される所定の周波数と振幅値を持つ三角波の搬送波Ｖｔｒｉを反転入力端子に入力する。比較器３２１、３２２、３２３は、正弦波信号Ｕｉｎ、Ｖｉｎ、Ｗｉｎと搬送波Ｖｔｒｉとを比較することにより、パルス幅変調されたスイッチング制御信号ＵＰＷＭ、ＶＰＷＭ、ＷＰＷＭを出力する。スイッチング制御信号ＵＰＷＭ、ＶＰＷＭ、ＷＰＷＭは、電力供給回路３３のゲート駆動回路３３７に入力される。

ゲート駆動回路３３７は、スイッチング制御信号ＵＰＷＭ、ＶＰＷＭ、ＷＰＷＭに基づいて、上側のパワートランジスタ３３１、３３２、３３３と下側のパワートランジスタ３３４、３３５、３３６のオン／オフを制御する。ゲート駆動回路３３７は、上側のパワートランジスタ１つと、その上側のパワートランジスタと直列に接続されていない下側のパワートランジスタのいずれか１つ又は２つをオンにするか、又は上側のパワートランジスタ２つと、その上側のパワートランジスタと直列に接続されていない下側のパワートランジスタ１つを同時にオンにする。例えば、上側のパワートランジスタ３３３と下側のパワートランジスタ３３４とをオンにした場合、パワー電源３３８から上側のパワートランジスタ３３３を介してＵ相のコイル７１に駆動電流Ｉｍが流れ、その駆動電流ＩｍはＷ相のコイル７３と下側のパワートランジスタ３３４とを介して、電流検出回路４に流れる。ゲート駆動回路３３７は、直列に接続された上側のパワートランジスタ３３１と下側のパワートランジスタ３３４、３３２と３３５、３３３と３３６とがそれぞれ同時にオンすることにより、パワー電源３３８から供給される電流が３相コイル７１、７２、７３を経由せずに、電流検出回路４に直接流れることを防ぐために、上下のパワートランジスタを共にオフにする貫通防止期間を設ける。

電流検出回路４は、駆動電流Ｉｍを電圧値として検出する検出抵抗（図示せず）と、その電圧値を平滑するローパスフィルタ（図示せず）とを有し、電流検出信号Ｖｃｓを出力する。なお、本実施形態においては、駆動電流Ｉｍを検出するために検出抵抗を用いているが、検出抵抗を用いずに、他の方法で駆動電流Ｉｍを電圧に変換しても良い。

図５に、誤差アンプ回路６の内部回路を示す。誤差アンプ回路６は、駆動指令信号Ｖｅｃと電流検出信号Ｖｃｓとを比較する差動増幅回路６１と、差動増幅回路６１の出力電圧を電流に変換して誤差アンプ電流信号Ｉｒを出力するＶ／Ｉ変換回路６２を有するｇｍアンプである。

差動増幅回路６１は、一端から電流検出信号Ｖｃｓを入力する抵抗６１１、一端から駆動指令信号Ｖｅｃを入力する抵抗６１３、抵抗６１１の他端に反転入力端子を接続され、抵抗６１３の他端に非反転入力端子を接続される演算増幅器６１４、演算増幅器６１４の出力端子と反転入力端子との間に接続された抵抗６１２、抵抗６１３と演算増幅器６１４の非反転入力端子との間に一端を接続された抵抗６１５、及び抵抗６１５の他端に接続され、基準電位となる電源６１６を有する。このように、差動増幅回路６１は、所定のゲインを持つ差動増幅回路形式で構成され、演算増幅器６１４の出力端子から（Ｖｅｃ−Ｖｃｓ）に比例した電圧を出力する。

Ｖ／Ｉ変換回路６２は、演算増幅器６１４の出力端子を非反転入力端子に接続される演算増幅器６１７、演算増幅器６１７の出力端子にベースを接続され、演算増幅器６１７の反転入力端子にエミッタを接続されるＮＰＮトランジスタ６１８、ＮＰＮトランジスタ６１８のエミッタと演算増幅器６１７の反転入力端子との接続点に一端を接続され、他端を電源６１６に接続される抵抗Ｒｅを有する。なお、抵抗Ｒｅの他端は、グラウンドに接続されても良い。このように、Ｖ／Ｉ変換回路６２は、差動増幅回路６１の出力電圧に演算増幅器６１７の反転入力端子の電圧が追随するボルテージフォロワー形式で構成され、ＮＰＮトランジスタ６１８のコレクタから誤差アンプ電流信号Ｉｒを出力する。

図５の抵抗６１１、６１２、６１３、６１５による抵抗比をαとすると、誤差アンプ電流信号Ｉｒは下記式（８）で表せる。
Ｉｒ＝α（Ｖｅｃ−Ｖｃｓ）／Ｒｅ （８）

本発明のモータ駆動装置は、誤差アンプ回路６の抵抗Ｒｅの抵抗値とＤ／Ａ変換回路２の抵抗列Ｒ１〜Ｒ１１の総和の抵抗値ＲＧとの関係が「ＲＧ／Ｒｅ＝β（βは比例定数）」を満たす誤差アンプ回路６を使用する。この場合、誤差アンプ電流信号Ｉｒは下記式（９）で表せる。
Ｉｒ＝α×β×（Ｖｅｃ−Ｖｃｓ）／ＲＧ （９）

式（９）に示すように、誤差アンプ電流信号Ｉｒは、差動増幅回路６１の出力電圧α（Ｖｅｃ−Ｖｃｓ）をＤ／Ａ変換回路２の抵抗列の総和の抵抗値ＲＧで割った値に比例する。

次に、本発明のモータ駆動装置のゲインについて説明する。本実施形態において、モータ駆動装置のゲインは「Ｉｍ／Ｖｅｃ」と定義する。図６に、本実施形態のモータ駆動装置のゲインを求めるためのブロック線図を示す。

回転位置検出部１は、回転位置検出器１１から出力される電圧振幅値Ｖｈの回転位置検出信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰに基づいて回転周期信号ＵＲ、ＶＲ、ＷＲを生成し、回転周期信号ＵＲ、ＶＲ、ＷＲからデジタル信号列ＵＣ１〜ＵＣ１１、ＶＣ１〜ＶＣ１１、ＷＣ１〜ＷＣ１１を生成して、Ｄ／Ａ変換回路２に入力する。

電流検出信号Ｖｃｓと駆動指令信号Ｖｅｃとを比較して、誤差アンプ電流信号Ｉｒを出力する誤差アンプ回路６の伝達係数Ａｅを「Ｉｒ／（Ｖｅｃ−Ｖｃｓ）」と定義すると、誤差アンプ電流信号Ｉｒは式（１０）のように表せる。
Ｉｒ＝Ａｅ×（Ｖｅｃ−Ｖｃｓ） （１０）

Ｄ／Ａ変換回路２は、デジタル信号列ＵＣ１〜ＵＣ１１、ＶＣ１〜ＶＣ１１、ＷＣ１〜ＷＣ１１と誤差アンプ電流信号Ｉｒとに基づいて、電圧振幅値Ｖｄを持つ３つの正弦波信号Ｕｉｎ、Ｖｉｎ、Ｗｉｎを出力する。式（１１）に、Ｄ／Ａ変換回路２から出力される３つの正弦波信号Ｕｉｎ、Ｖｉｎ、Ｗｉｎの電圧振幅値Ｖｄを示す。電圧振幅値Ｖｄは、Ｄ／Ａ変換回路２の抵抗列Ｒ１〜Ｒ１１の総和の抵抗値ＲＧ（＝Ｒ１＋Ｒ２＋・・・＋Ｒ１１）と、Ｄ／Ａ変換回路２に入力される誤差アンプ電流信号Ｉｒとの積により与えられる。
Ｖｄ＝ＲＧ×Ｉｒ （１１）

駆動回路３の伝達係数Ｇｍを、搬送波Ｖｔｒｉの振幅値と周波数がそれぞれ所定の値で与えられている場合の、電圧振幅値Ｖｄに対する駆動電流Ｉｍの伝達特性とすると、モータ７に流れる駆動電流Ｉｍは、正弦波信号Ｕｉｎ、Ｖｉｎ、Ｗｉｎの電圧振幅値Ｖｄと駆動回路３の伝達係数Ｇｍを用いて、式（１２）のように表せる。
Ｉｍ＝Ｇｍ×Ｖｄ （１２）

電流検出信号Ｖｃｓは、電流検出回路４の抵抗値Ｒｃｓの検出抵抗を用いて、式（１３）のように表せる。なお、Ｒｃｓは、電流検出回路４が検出抵抗を用いない場合、電流／電圧変換係数の値を示す。
Ｖｃｓ＝Ｒｃｓ×Ｉｍ （１３）

式（１０）（１１）（１２）により、駆動電流Ｉｍは下記式（１４）になる。
Ｉｍ＝Ｇｍ×ＲＧ×Ａｅ×（Ｖｅｃ−Ｖｃｓ） （１４）

式（１３）（１４）から、モータ駆動装置のゲインＩｍ／Ｖｅｃは下記式（１５）となる。
Ｉｍ／Ｖｅｃ＝１／｛１／（Ｇｍ×ＲＧ×Ａｅ）＋Ｒｃｓ｝ （１５）

式（１５）において、モータ駆動装置のゲインを決める因子は、Ｇｍ、ＲＧ、Ａｅ、Ｒｃｓである。上述したように、Ｄ／Ａ変換回路２は、回転位置検出部１から出力されるデジタル信号列ＵＣ１〜ＵＣ１１、ＶＣ１〜ＶＣ１１、ＷＣ１〜ＷＣ１１に基づいて、正弦波信号Ｕｉｎ、Ｖｉｎ、Ｗｉｎを生成するが、式（１１）に示されるように、正弦波信号Ｕｉｎ、Ｖｉｎ、Ｗｉｎの電圧振幅値Ｖｄに、回転位置検出部１の内部回路の因子、例えば回転位置検出信号の電圧振幅値Ｖｈは寄与しない。すなわち、回転位置検出部１の内部回路の因子は、本発明のモータ駆動装置のゲインに関係する因子とならない。このように、Ｄ／Ａ変換回路２を用いることにより、本発明のゲインの式（１５）において従来の式（６）の回路定数Ａｈ、Ｖｈの影響を排除することができる。

また、式（９）（１０）により、誤差アンプ回路６の伝達係数Ａｅは下記のように変換される。
Ａｅ＝α×β／ＲＧ
ここでα×β＝Ｃｏｎｓｔ（比例定数）とすると、式（１６）のようになる。
Ａｅ＝Ｃｏｎｓｔ／ＲＧ （１６）

式（１５）のモータ駆動装置のゲインＩｍ／Ｖｅｃに、式（１６）を代入すると、ゲインは式（１７）となる。
Ｉｍ／Ｖｅｃ＝１／｛１／（Ｇｍ×Ｃｏｎｓｔ）＋Ｒｃｓ｝ （１７）

比例定数Ｃｏｎｓｔは、実際の回路では数学的な定数ではなく、ばらつきがあるが、本発明の回路構成においての比例定数Ｃｏｎｓｔ、すなわち（α×β）は抵抗の相対比により導かれる。半導体集積回路において、抵抗の相対比は非常にばらつきの精度がよく、他の回路ばらつきに比べれば理想的な一定の値を持つ定数となるため、比例定数Ｃｏｎｓｔは、実質的にばらつきを発生させる因子にはならない。誤差アンプ回路６の抵抗ＲｅとＤ／Ａ変換回路２の抵抗ＲＧとの関係を「ＲＧ／Ｒｅ＝β（比例定数）」とすることにより、本発明のゲインの式（１７）のばらつき因子をＧｍとＲｃｓだけにすることができる。

正弦波信号Ｕｉｎ、Ｖｉｎ、Ｗｉｎの電圧振幅値Ｖｄが小さいとき、駆動回路３の伝達係数Ｇｍは小さくなり、式（１７）の右辺の分母のＧｍを含む第１項は第２項のＲｃｓに対して無視できなくなる。しかし、本発明のモータ駆動装置は、従来のモータ駆動装置のゲインを示す式（６）に比べて、ばらつき因子が少ないため、電圧振幅値Ｖｄが小さい場合であっても、個々の装置自身のばらつきは少ない。本発明によれば、駆動電流Ｉｍが小さくて正弦波信号の電圧振幅値Ｖｄが小さくなる場合、すなわちモータの回転数が低い場合であっても、装置ばらつきによる特性変動が少ないモータ駆動装置を実現できる。よって、本実施形態のモータ駆動装置によれば、個々の装置によって、モータの回転数はばらつかない。

なお、図２において、回転位置検出器１１は３つのホール素子１１Ｕ、１１Ｖ、１１Ｗを有し、回転周期検出回路１２は３つの比較器１２Ｕ、１２Ｖ、１２Ｗを有する構成であったが、回転位置検出器１１と回転周期検出回路１２の内部構成は限定しない。回転位置と回転周期が得られる構成であれば、いかなる形態、方式であってもよい。また、回転周期検出回路１２とデジタル信号生成回路１３の信号処理に関する動作は、本実施形態で説明した上述の動作に限定されない。本実施形態とは別の方法でホール素子１１Ｕ、１１Ｖ、１１Ｗから出力された回転位置検出信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰを加工処理して、Ｄ／Ａ変換回路２が電気角で１回転分の正弦波信号Ｕｉｎ、Ｖｉｎ、Ｗｉｎを形成するためのデジタル信号列ＵＣ１〜ＵＣ１１、ＶＣ１〜ＶＣ１１、ＷＣ１〜ＷＣ１１を生成しても良い。

なお、図５に示す誤差アンプ回路６のＶ／Ｉ変換回路６２はＮＰＮトランジスタ６１８を用いる代わりに、ＰＮＰトランジスタを用いても良い。また、図７に示すように、ＭＯＳトランジスタ６１９を用いても良い。

なお、本実施形態においては、１１ビットデコーダ１３３Ｕ、１３３Ｖ、１３３Ｗは、１１ビットのデジタル信号列ＵＣ１〜ＵＣ１１、ＶＣ１〜ＶＣ１１、ＷＣ１〜ＷＣ１１を生成したが、デジタル信号列のビット数ｎは「１１」に限らない。ｎ（ｎは２以上の正整数）ビットデコーダ１３３Ｕ、１３３Ｖ、１３３Ｗは、ｎビットのデジタル信号列を生成し、Ｄ／Ａ変換回路２は、ｎビットのデジタル信号列に基づいてスイッチング動作するｎ個のスイッチ素子とｎ個の抵抗を有しても良い。

《第２の実施形態》
本発明のモータ駆動装置に含まれる他のＤ／Ａ変換回路２について、図８及び図９を参照して説明する。本実施形態において、モータ駆動装置内のＤ／Ａ変換回路２以外の構成については、図１に示す構成と同じである。なお、誤差アンプ回路６の伝達係数の値と、デジタル信号生成回路１３から出力されるデジタル信号列の値については、Ｄ／Ａ変換回路の構成に応じて変更している。

本実施形態において、デジタル信号生成回路１３のｎ（ｎは２以上の正整数）ビットデコーダ１３３Ｕ、１３３Ｖ、１３３Ｗは、Ｄ／Ａ変換回路２の出力するＤ／Ａ変換出力電圧Ｕｉｎ、Ｖｉｎ、Ｗｉｎが正弦波となるような、デジタル信号列ＵＣ１〜ＵＣｎ、ＶＣ１〜ＶＣｎ、ＷＣ１〜ＷＣｎを生成し、Ｄ／Ａ変換回路２に出力する。

図８に、本実施形態のＤ／Ａ変換回路２の構成を示す。本実施形態のＤ／Ａ変換回路２は、モータの巻線の相毎に（本実施形態においては、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３つ）設けられたＤ／Ａ変換部２１、２２、２３と、誤差アンプ電流信号Ｉｒに比例した大きさの相エラー電流信号Ｉｅｕ、Ｉｅｖ、Ｉｅｗを各Ｄ／Ａ変換部２１、２２、２３に配分するカレントミラー回路２４とを有する。

カレントミラー回路２４は、誤差アンプ電流信号Ｉｒがコレクタとベースに供給されるＮＰＮトランジスタ２４１と、ＮＰＮトランジスタ２４１のベースに各ベースを接続されるＮＰＮトランジスタ２４２、２４３、２４４とを有する。４つのＮＰＮトランジスタ２４１〜２４４のエミッタは接地電位に接続される。ＮＰＮトランジスタ２４２、２４３、２４４は、それぞれ誤差アンプ電流信号Ｉｒに比例した大きさの相エラー電流信号Ｉｅｕ、Ｉｅｖ、Ｉｅｗをコレクタから出力する。

図８において、Ｖ相Ｄ／Ａ変換部２２とＷ相Ｄ／Ａ変換部２３の内部構成は、Ｕ相Ｄ／Ａ変換部２１の内部構成と同じため、図示を省略している。以下、Ｕ相Ｄ／Ａ変換部２１について、代表して説明する。

Ｕ相Ｄ／Ａ変換部２１は、相エラー電流信号Ｉｅｕに比例した所定の大きさの複数のＤ／Ａ変換電流信号Ｉｅｕ−１〜Ｉｅｕ−ｎ（ｎは２以上の正整数）を出力するカレントミラー回路２１１を有する。カレントミラー回路２１１は、ＰＮＰトランジスタ２１２とＰＮＰトランジスタ２１３−Ｕ１〜２１３−Ｕｎとを有する。ＰＮＰトランジスタ２１３−Ｕ１〜２１３−Ｕｎは重み付けされており、それぞれ（相エラー電流信号Ｉｅｕ×１倍）〜（相エラー電流信号Ｉｅｕ×２^ｎ−１倍）の値を持つＤ／Ａ変換電流信号Ｉｅｕ−１〜Ｉｅｕ−ｎを出力する。

Ｕ相Ｄ／Ａ変換部２１は、さらにＤ／Ａ変換電流信号Ｉｅｕ−１〜Ｉｅｕ−ｎが一端から流れ込むことにより、その電圧降下でＤ／Ａ変換出力電圧Ｕｉｎを出力する電流電圧変換抵抗ＲＵＧと、電流電圧変換抵抗ＲＵＧの他端に接続され、Ｄ／Ａ変換出力電圧Ｕｉｎにバイアス電圧を与える電源ＶＢと、ＰＮＰトランジスタ２１３−Ｕ１〜２１３−Ｕｎと、抵抗ＲＵＧとの間に接続されるダイオード２１４−Ｕ１〜２１４−Ｕｎと、Ｄ／Ａ変換出力電圧Ｕｉｎを正弦波信号として出力するために、ダイオード２１４−Ｕ１〜２１３−Ｕｎに流れるＤ／Ａ変換電流信号Ｉｅｕ−１〜Ｉｅｕ−ｎの通過または遮断を制御するスイッチ素子ＳＷ＿Ｕ１〜ＳＷ＿Ｕｎと、を有する。

カレントミラー回路２１１において、ＰＮＰトランジスタ２１２のベースに、ＰＮＰトランジスタ２１３−Ｕ１〜２１３−Ｕｎのベースが接続される。ＰＮＰトランジスタ２１３−Ｕ１〜２１３−Ｕｎのエミッタは電源２１５に接続される。ＰＮＰトランジスタ２１２は、相エラー電流信号Ｉｅｕをコレクタとベースに供給されて、ＰＮＰトランジスタ２１３−Ｕ１〜２１３−ＵｎのコレクタからＤ／Ａ変換電流信号Ｉｅｕ−１〜Ｉｅｕ−ｎを出力する。

ダイオード２１４−Ｕ１〜２１４−Ｕｎのアノード端子は、ＰＮＰトランジスタ２１３−Ｕ１〜２１３−Ｕｎのコレクタにそれぞれ接続され、カソード端子は互いに接続されて、抵抗ＲＵＧの一端に接続される。

スイッチ素子ＳＷ＿Ｕ１〜ＳＷ＿Ｕｎは、一端をダイオード２１４−Ｕ１〜２１４−Ｕｎのアノード端子に接続され、他端を接地される。スイッチ素子ＳＷ＿Ｕ１〜ＳＷ＿Ｕｎは、デジタル信号列ＵＣ１〜ＵＣｎに基づいて、それぞれオン／オフを切り替えて、カレントミラー回路２１１からダイオード２１４−Ｕ１〜２１４−Ｕｎを介して抵抗ＲＵＧに流れる電流の通過と遮断を制御する。

上記のように構成されるＵ相Ｄ／Ａ変換部２１において、図１に示すデジタル信号生成回路１３からデジタル信号列（００１１１１・・・）を入力した場合、スイッチ素子ＳＷ＿Ｕ１とＳＷ＿Ｕ２のみがオフし、その他のスイッチ素子ＳＷ＿Ｕ３〜ＳＷ＿Ｕｎがオンする。このとき、Ｄ／Ａ変換電流信号Ｉｅｕ−１とＩｅｕ−２のみが抵抗ＲＵＧに流れ、その他のＤ／Ａ変換電流信号Ｉｅｕ−３〜Ｉｅｕ−ｎはスイッチ素子ＳＷ＿Ｕ３〜ＳＷ＿Ｕｎを通って、接地電位に流れる。これにより、抵抗ＲＵＧの一端からデジタル信号列に応じたＤ／Ａ変換出力電圧Ｕｉｎが出力される。

第２の実施形態のＤ／Ａ変換回路２を図１のモータ駆動装置に用いた場合であっても、第１の実施形態と同様の効果が得られる。

なお、本実施形態において、誤差アンプ回路６の構成は図５又は図７の構成であっても良いし、他の構成であっても良い。但し、本実施形態において、誤差アンプ回路６の伝達係数［Ｉｒ／（Ｖｅｃ−Ｖｃｓ）］は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電流電圧変換抵抗ＲＵＧの抵抗値に逆比例する。

また、カレントミラー回路２４及びＵ相、Ｖ相、Ｗ相Ｄ／Ａ変換部２１、２２、２３のカレントミラー回路２１１は、ＮＰＮ又はＰＮＰバイポーラトランジスタに限らず、図９のカレントミラー回路２１１ａに示すようにＮｃｈＭＯＳトランジスタ２１２ａ、２１３ａ＿Ｕ１〜２１３ａ＿Ｕｎを用いても良いし、ＰｃｈＭＯＳトランジスタで構成しても良い。

本発明は、モータを小さい駆動電流で回転させる場合であっても、個々のモータ駆動装置の回路定数のばらつきを低減できるという効果を有し、ＰＷＭ駆動のモータ駆動装置に有用である。

本発明の第１の実施形態のモータ駆動装置の構成を示す図 本発明の回転位置検出部１の内部構成を示す図 本発明の回転位置検出部１の内部で生成される信号の波形図 本発明の第１の実施形態のＤ／Ａ変換回路２の内部構成を示す図 本発明の誤差アンプ回路６の内部回路を示す図 本発明のモータ駆動装置のゲインを求めるためのブロック線図 本発明の誤差アンプ回路６の内部回路の他の例を示す図 本発明の第２の実施形態のＤ／Ａ変換回路２の内部構成を示す図 本発明の第２の実施形態のＤ／Ａ変換回路２の内部構成の他の例を示す図 従来のモータ駆動装置の構成を示す図 従来のモータ駆動装置のゲインを求めるためのブロック線図

符号の説明

１ 回転位置検出部
２ Ｄ／Ａ変換回路
３ 駆動回路
４ 電流検出回路
５ 入力端子
６ 誤差アンプ回路
７ モータ
１１ 回転位置検出器
１１Ｕ、１１Ｖ、１１Ｗ ホール素子
１２ 回転周期検出回路
１２Ｕ、１２Ｖ、１２Ｗ 比較器
１３ デジタル信号生成回路
２１ Ｕ相Ｄ／Ａ変換部
２２ Ｖ相Ｄ／Ａ変換部
２３ Ｗ相Ｄ／Ａ変換部
２４、２１１ カレントミラー回路
３１ 入力端子
３２ スイッチング制御回路
３３ 電力供給回路
６１ 差動増幅回路
６２ Ｖ／Ｉ変換回路
７１、７２、７３ ３相コイル
１３１Ｕ、１３１Ｖ、１３１Ｗ クロック生成回路
１３２Ｕ、１３２Ｖ、１３２Ｗ カウンタ
１３３Ｕ、１３３Ｖ、１３３Ｗ １１ビットデコーダ
２１４−Ｕ１〜２１４−Ｕｎ ダイオード
３２１、３２２、３２３ 比較器
３３１、３３２、３３３、３３４、３３５、３３６ パワートランジスタ
３３７ ゲート駆動回路
３３８ パワー電源
ＳＷ＿Ｕ１〜ＳＷ＿Ｕ１１、ＳＷ＿Ｖ１〜ＳＷ＿Ｖ１１、ＳＷ＿Ｗ１〜ＳＷ＿Ｗ１１ スイッチ素子
Ｒ１〜Ｒ１１、Ｒｅ、６１１、６１２、６１３、６１５ 抵抗
６１４、６１７ 演算増幅器
ＶＢ、６１６ 電源
２１４、２４２、２４３、２４４、６１８ ＮＰＮトランジスタ
２１２、２１３−Ｕ１〜２１３−Ｕｎ ＰＮＰトランジスタ
２１２ａ、２１３ａ＿Ｕ１〜２１３ａ＿Ｕｎ ＮｃｈＭＯＳトランジスタ
６１９ ＰｃｈＭＯＳトランジスタ

Claims (7)

1. モータの回転位置を検出して、その回転位置に応じたデジタル信号列を出力する回転位置検出手段と、
   前記デジタル信号列に基づいて、アナログの正弦波信号を生成するＤ／Ａ変換回路と、
   前記正弦波信号を用いて、前記モータに対する駆動電圧を生成し、出力する駆動回路と、
   前記モータに流れる駆動電流の電流値を示す電流検出信号と前記駆動電流を制御する駆動指令信号との差分を増幅し、電流に変換して誤差アンプ電流信号を出力する誤差アンプ回路と、
   を有し、
   前記Ｄ／Ａ変換回路は、抵抗を有し、
   前記誤差アンプ回路の伝達係数は、前記Ｄ／Ａ変換回路の抵抗値に逆比例することを特徴とするモータ駆動装置。
2. 前記Ｄ／Ａ変換回路は、
   前記誤差アンプ回路に接続されて、前記誤差アンプ電流信号を入力する複数の抵抗を直列接続した抵抗列と、
   その抵抗列の各抵抗に対して前記モータの巻線の相数と同じ個数設けられ、前記デジタル信号列に基づいてオン／オフを切り替えることにより、前記複数の抵抗を直列接続した抵抗列のいずれかの接続点から電圧を前記正弦波信号として出力する複数のスイッチ素子と、
   を有することを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
3. 前記Ｄ／Ａ変換回路は、前記モータの巻線の相毎にＤ／Ａ変換部を有し、
   前記Ｄ／Ａ変換部は、
   前記誤差アンプ電流信号に比例した複数の電流を出力するカレントミラー回路と、
   前記カレントミラー回路から電流が流れることにより発生する電圧を前記正弦波信号として出力する抵抗と、
   前記デジタル信号列に基づいて、前記カレントミラー回路から前記抵抗に流れる複数の電流の通過と遮断を切り替える複数のスイッチ素子と、
   を有することを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
4. 前記カレントミラー回路は、バイポーラトランジスタ又はＭＯＳトランジスタで構成されることを特徴とする請求項３に記載のモータ駆動装置。
5. 前記誤差アンプ回路は、
   前記電流検出信号と前記駆動指令信号との差分を増幅して出力する差動増幅回路と、
   前記差動増幅回路の出力電圧を前記Ｄ／Ａ変換回路の抵抗値で割った値に比例した前記誤差アンプ電流信号を出力するＶ／Ｉ変換回路と、
   を有することを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
6. 前記Ｖ／Ｉ変換回路は、
   前記差動増幅回路の出力電圧を非反転入力端子に入力される演算増幅器と、
   一端を前記演算増幅器の反転入力端子に接続され、制御端子を前記演算増幅器の出力端子に接続されて、他端から前記誤差アンプ電流信号を出力するトランジスタと、
   前記トランジスタと前記演算増幅器の反転入力端子の接続点に接続される抵抗と、
   を有し、
   前記Ｖ／Ｉ変換回路の前記抵抗の値が前記Ｄ／Ａ変換回路の前記抵抗の値と比例の関係にあることを特徴とする請求項５に記載のモータ駆動装置。
7. 前記回転位置検出手段は、
   前記モータの回転位置を検出して、正弦波の回転位置検出信号を出力する回転位置検出器と、
   前記回転位置検出信号を、前記モータの回転周期を示す方形波の回転周期信号に変換する回転周期検出回路と、
   前記回転周期信号からクロック信号を生成し、前記クロック信号に基づいて前記回転周期信号の１周期をカウントしながら、前記クロック信号のタイミングで前記カウント値を前記デジタル信号列に変換して出力するデジタル信号生成回路と、
   を有することを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。

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