JP4632808B2 - 信号発生回路 - Google Patents
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Description
このようなPWM信号は、例えばホール素子から得られる正弦波と、一定振幅の三角波との大小比較を行うことによって得ることができる(例えば、特許文献1参照)。
三角波発生回路540は、一定周期Tおよび一定振幅の三角波を発生する。
整流回路500は、ホール素子550から得られる正弦波を全波整流する。なお整流回路500は、PNP型バイポーラトランジスタ(以下、PNPトランジスタとする)502、504、510、512、NPN型バイポーラトランジスタ(以下、NPNトランジスタとする)506、508、定電流回路514、抵抗516、電源520を有している。
NPNトランジスタ506のベース電圧がNPNトランジスタ508のベース電圧より高い場合は、NPNトランジスタ506がオン、NPNトランジスタ508がオフとなる。NPNトランジスタ506がオンすることによって、電流ミラー回路を構成するPNPトランジスタ502、504がオンする。また、NPNトランジスタ508がオフなので電流ミラー回路を構成するPNPトランジスタ510、512はオフとなる。そして、NPNトランジスタ506のベースに印加されるホール素子550の電圧の大きさに応じて、PNPトランジスタ504のコレクタ電流及びVAが変化する。
比較回路530は、VAが三角波より大きい期間にハイレベル(以下「H」とする)を出力し、VAが三角波より小さい期間にローレベル(以下「L」とする)を出力する。そして、比較回路530から出力されるVPWMは、図6に示すように、VAと三角波との大小関係に応じて、周期Tにおける「H」と「L」のデューティが変化するPWM信号となる。
以下、本発明の信号発生回路をモータ駆動回路のPWM制御に適用した場合について説明する。特に、本実施の形態では3相ブラシレスモータのモータ駆動回路に本発明の信号発生回路を適用した場合について説明する。
U相コイル2、V相コイル4、W相コイル6は、スター結線されるとともに電気角120度の位相差を有してステータに巻回されたものである。
NPNトランジスタ8は、電源VCCからU相コイル2へ電流を供給するためのソーストランジスタであり、NPNトランジスタ10は、U相コイル2から接地VSSへ電流を供給するためのシンクトランジスタである。これらのNPNトランジスタ8、10のコレクタ−エミッタ路は、電源VCCと接地VSSの間に直列接続され、これらのNPNトランジスタ8、10のコレクタ−エミッタ接続部は、U相コイル2の一端と接続されている。
さらに、プリドライバ32は信号発生回路100の出力のVPWMに応じて、ある相のソーストランジスタがオンしている期間に、他の相のシンクトランジスタを間欠的にオン/オフするPWM制御を行う。このVPWMのデューティに応じてU相コイル2、V相コイル4、W相コイル6に流れる駆動電流の大きさが変化することになる。
図1を用いて本発明の信号発生回路100の構成について説明する。図1は本発明の信号発生回路100の構成の一例を示す回路図である。
本発明の信号発生回路100は、PNPトランジスタ102、106、108、120、122、NPNトランジスタ110、112、118、124、126、定電流回路104、140、Dフリップフロップ回路(以下DFF回路とする)128、130、132を有している。
定電流回路104は定電流I1を発生する。
定電流回路140は電源電圧VCCに接続され定電流I2を発生する。
なお、定電流回路140、PNPトランジスタ120、122、NPNトランジスタ124、126は比較回路を構成している。
このDFF回路128とNPNトランジスタ118は、PWM信号VPWMを発生するPWM信号発生回路を構成している。さらに、NPNトランジスタ118、DFF回路128、およびNPNトランジスタ110は、コンデンサ114における充電/放電を制御する充放電制御回路を構成している。
DFF回路132のD入力は、DFF回路130のQ出力と接続され、C入力にはクロック信号CLKが印加される。
AND回路134は、DFF回路130のQ出力とDFF回路132の*Q出力の論理積をDFF回路128のR入力に出力する。
なお、DFF回路130、132、およびAND回路134は、パルス発生回路を構成している。
次に図1、図3および図4を用いて、A点に整流回路500の出力VAを印加した場合の信号発生回路100の動作について説明する。
図3は信号発生回路100の動作を説明するためのタイムチャートである。また、図4はVPWMの発生を説明するための波形図である。
このDFF回路130のQ出力はDFF回路132のD入力となる。そしてDFF回路132のQ出力は、D入力が「H」であるときにクロック信号CLKの立ち上がりエッジによって「H」となる。またD入力が「L」であるときにクロック信号CLKの立ち上がりエッジによって「L」となる。
DFF回路132のD入力はDFF回路130のQ出力であるため、DFF回路132のQ出力は、遅延によってクロックCLKの1周期分ずれることになる。
以下、同様に一定周期ごとにコンデンサ114における充電と放電を繰り返す。
このように、信号発生回路100は、コンデンサ114の充電と放電を制御することによって、パルス信号の一定周期に「H」と「L」のデューティのPWM信号VPWMを発生させる。
このVPWMは、プリドライバ32に入力される。そして、ある相のソーストランジスタがオンしている期間に、他の相のシンクトランジスタを間欠的にオン/オフさせる。そして、そのオン/オフのデューティに応じた駆動電流によってモータを駆動させる。
本発明の信号発生回路は、モータ駆動以外のPWM制御にも用いることが可能である。例えば、パルス信号の周期より長い周期の三角波をA点に印加し、コンデンサ114の充電と放電を、VAが印可された時と同様に制御することによって、PWM信号を発生させてもよい。その場合、A点に印可される三角波の振幅位置に応じてデューティが変化するPWM信号を発生させることができる。
4 V相コイル
6 W相コイル
8、10、12、14、16、18 NPNトランジスタ
110、112、118、124、126 NPNトランジスタ
506、508 NPNトランジスタ
102、106、108、120、122 PNPトランジスタ
502、504、510、512 PNPトランジスタ
20、22、24、550 ホール素子
26 ホールアンプ
28 駆動ロジック
30、32 プリドライバ
100 信号発生回路
104、140、514 定電流回路
114 コンデンサ
116、516 抵抗
128、130、132 DFF回路
134 AND回路
500 整流回路
530 比較回路
540 三角波発生回路
Claims (4)
- 第1周期ごとにパルス信号を発生するパルス信号発生回路と、
コンデンサの充電を行う充電回路と、
前記コンデンサの放電を行う放電回路と、
第2周期(>前記第1周期)内で所定変化する入力電圧と、前記コンデンサの一端に現れる充放電電圧とを比較する比較回路と、
前記充放電電圧が前記入力電圧より小のときの前記比較回路の比較結果に基づいて、前記充電回路が前記コンデンサの充電を行うことを許可し、前記充放電電圧が前記入力電圧に達したときの前記比較回路の比較結果に基づいて、前記パルス信号が発生するまで前記放電回路が前記コンデンサの放電を行うことを許可する充放電制御回路と、
前記第1周期において、前記充電回路が前記コンデンサの充電を許可されている期間一方の論理レベルとなり、前記放電回路が前記コンデンサの放電を許可されている期間他方の論理レベルとなるPWM信号を発生するPWM信号発生回路と、
を備えたことを特徴とする信号発生回路。 - 前記充電回路は、前記コンデンサに直列接続されるとともに第1定電流を出力する第1トランジスタを有し、
前記放電回路は、前記コンデンサに並列接続されるとともに第2定電流(>前記第1定電流)を出力する第2トランジスタを有し、
前記コンデンサは、前記第1定電流で充電を行うとともに、前記第1定電流及び前記第2定電流との差電流で放電を行う、
ことを特徴とする請求項1に記載の信号発生回路。 - 前記充放電制御回路は、
前記充放電電圧が前記入力電圧より小のときの前記比較回路の比較結果に基づいて、前記一方の論理レベルを出力し、前記充放電電圧が前記入力電圧に達したときの前記比較回路の比較結果に基づいて、前記他方の論理レベルを出力するDフリップフロップと、
前記Dフリップフロップが出力する前記一方の論理レベルに基づいて、前記第2トランジスタをオフすることで前記充電回路が前記コンデンサの充電を行うことを許可し、前記Dフリップフロップが出力する前記他方の論理レベルに基づいて、前記第2トランジスタをオンすることで前記放電回路が前記コンデンサの放電を行うことを許可する第3トランジスタと、
を有することを特徴とする請求項2に記載の信号発生回路。 - 前記PWM信号は、
モータの駆動コイルに駆動電流を間欠的に供給するための信号であり、
前記入力電圧は、
前記モータを構成するロータの回転位置に応じて発生する正弦波を全波整流して得られる電圧であることを特徴とする請求項1乃至3の何れかに記載の信号発生回路。
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