JP2004032953A - モータ駆動制御回路及びモータ駆動装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】位置センサレス方式モータ制御において静音化を図る。
【解決手段】モータに駆動電流を供給するドライブ部を制御するモータ駆動制御回路は、モータ回転に同期する三角波を正規化かつレベル変更した信号ＶＰ１’、ＶＰ２’とＰＷＭキャリア三角波Ｃ１とを比較してＰＷＭ信号Ｐ１、Ｐ２を生成し、Ｕ相ドライブ信号（Ｕ１０、Ｕ１３）の通電区間から非通電区間に切り替わった後の一定期間及び非通電区間から通電区間に切り替わる前の一定期間にＰＷＭ信号Ｐ１又はＰ２を取り出して信号Ｕ１０ａｄｄ及びＵ１３ａｄｄを生成し、Ｕ相ドライブ信号に付加してドライブ部に出力する。Ｖ相、Ｗ相も同様の制御を行う。これにより、モータ駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが急峻に変化しなくなる。
【選択図】 図５
【解決手段】モータに駆動電流を供給するドライブ部を制御するモータ駆動制御回路は、モータ回転に同期する三角波を正規化かつレベル変更した信号ＶＰ１’、ＶＰ２’とＰＷＭキャリア三角波Ｃ１とを比較してＰＷＭ信号Ｐ１、Ｐ２を生成し、Ｕ相ドライブ信号（Ｕ１０、Ｕ１３）の通電区間から非通電区間に切り替わった後の一定期間及び非通電区間から通電区間に切り替わる前の一定期間にＰＷＭ信号Ｐ１又はＰ２を取り出して信号Ｕ１０ａｄｄ及びＵ１３ａｄｄを生成し、Ｕ相ドライブ信号に付加してドライブ部に出力する。Ｖ相、Ｗ相も同様の制御を行う。これにより、モータ駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが急峻に変化しなくなる。
【選択図】 図５
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、位置センサレス方式のモータの駆動制御回路及び装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の位置センサレス方式のモータ駆動について、三相ブラシレスモータを通電角が１２０°で駆動制御する場合を例に挙げて説明する。従来の位置センサレス方式のモータ制御を行った場合の三相センサレスモータのＵ相におけるモータ電圧及びモータ駆動電流を図７に示す。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
図７から明らかなように、Ｕ相モータ電圧ＥＵ’は通電区間（Ｈｉｇｈレベル又はＬｏｗレベルの区間）が１２０°であり、非通電区間（ハイインピーダンス区間）が６０°である。尚、非通電区間ではモータのコイルの逆起電力による電圧が表れている。一方、Ｕ相モータ駆動電流ＩＵ’は通電区間と非通電区間との切り替わりポイントで急峻に立ち上がる又は立ち下がる波形となっている。Ｖ相のモータ電圧及びモータ駆動電流はＵ相に対して１２０°ずれた波形であり、Ｗ相のモータ電圧及びモータ駆動電流はＵ相に対して２４０°ずれた波形である。そして、モータ駆動電流が急峻に変化すると、モータトルクも急峻に変化する。このトルク変動によって騒音が発生するという問題があった。
【０００４】
本発明は、上記の問題点に鑑み、静音化を図ることができるモータ駆動制御回路、モータ駆動装置、及び該モータ駆動装置を用いた電気機器を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明に係るモータ駆動装置においては、複数の低インピーダンスの出力状態を順次切り替えることによりモータを駆動するとともに、前記低インピーダンスの１つの出力状態から他の出力状態に切り替わる間に前記低インピーダンス状態よりインピーダンスの高い高インピーダンス状態の区間を有し、前記高インピーダンス状態から前記低インピーダンスの出力状態に切り替わる前の期間であって、前記高インピーダンス状態の区間の１／２未満である期間及び前記低インピーダンスの出力状態から前記高インピーダンス状態に切り替わった後の期間であって前記高インピーダンス状態の区間の１／２未満である期間に、デューティがスイープするＰＷＭ信号によってＰＷＭ駆動を行うようにする。
【０００６】
また、前記低インピーダンスの出力状態がそれぞれ略１２０°の区間であり、前記高インピーダンス状態の区間がそれぞれ略６０°の区間であるようにしてもよい。
【０００７】
また、前記高インピーダンスの状態から出力レベルが高い高レベル出力又は高レベル区間がより長いＰＷＭ駆動に切り替わるときには前記デューティが徐々に大きく又は前記低インピーダンスの出力状態におけるＰＷＭ波形のデューティに近づくように、高インピーダンスの状態から出力レベルが低い低レベル出力又は高レベル区間がより短いＰＷＭ駆動に切り替わるときには前記デューティが徐々に小さく又は前記低インピーダンスの出力状態におけるＰＷＭ波形のデューティに近づくようにしてもよい。
【０００８】
また、前記デューティがスイープするＰＷＭ信号が、モータの回転に応じて形成される第１の三角波と、第１の三角波よりも周波数の高い第２の三角波との合成により形成されるとともに、前記第１の三角波の最低電圧が、所定時間一定レベルを出力してもよい。
【０００９】
また、前記モータが三相センサレスモータであってもよい。
【００１０】
本発明に係るモータ駆動制御回路においては、モータと該モータが有する複数のステータコイルに順次駆動電流を供給するドライバ部との各接続ノードの電圧であるそれぞれのモータ電圧を検出し、前記モータ電圧それぞれに応じて前記ドライバ部を制御する回路であって、前記モータの回転に応じた三角波を生成する三角波生成手段と、該三角波生成手段から出力される三角波のレベルを変更するレベル変更手段と、前記レベル変更手段から出力されるレベル変更された三角波と前記三角波より周波数の高い第２の三角波とを比較してＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、所定のデューティでＰＷＭ駆動する通電区間と高インピーダンス出力である非通電区間とからなるＰＷＭドライブ信号を前記モータのステータコイル各々に対応するように各々位相を異ならせて複数生成する手段と、前記ＰＷＭドライブ信号各々に対して、通電区間から非通電区間に切り替わった後の期間であって非通電区間の１／２未満である期間及び非通電区間から通電区間に切り替わる前の期間であって非通電区間の１／２未満である期間に前記ＰＷＭ信号を付加して前記ドライブ部に出力する出力手段と、を備え、 前記レベル変更手段により、通電区間と非通電区間との切り替わりポイントにおける前記ＰＷＭ信号のデューティは、徐々に前記ＰＷＭドライブ信号の通電区間のデューティと略同一になるように変更されるようにする。
【００１１】
また、前記三角波生成手段が互いに１８０°位相の異なる二つの三角波を生成し、これら二つの三角波を足すことによって合成波を求め、前記二つの三角波それぞれを前記合成波に応じた値に基準化するようにしてもよい。
【００１２】
本発明に係るモータ駆動装置においては、モータと、該モータが有する複数のステータコイルに順次駆動電流を供給するドライバ部と、前記ドライバ部を制御する上記いずれかのモータ駆動制御回路と、を備える構成とする。
【００１３】
本発明に係る電気機器においては、上記いずれかのモータ駆動装置と、該モータ駆動装置によって駆動される回転体と、を備える構成とする。
【００１４】
【発明の実施の形態】
本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。本発明に係るモータ駆動装置の一構成例を図１に示す。図１のモータ駆動装置は、ダウンコンバータ１、ドライバ部２、三相ブラシレスモータ３（以下、モータ３という）、及びモータ駆動制御回路４（以下、制御回路４という）から構成される。
【００１５】
ダウンコンバータ１は、端子５と、ｎ形チャネルＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ ＯＸｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）６及び７と、コイル８と、コンデンサ９とを備えている。端子５がＭＯＳＦＥＴ６のドレインに接続され、ＭＯＳＦＥＴ６のソースとＭＯＳＦＥＴ７のドレインとが接続される。そして、ＭＯＳＦＥＴ７のソースは接地される。さらに、ＭＯＳＦＥＴ６とＭＯＳＦＥＴ７との接続ノードにコイル８の一端が接続される。また、コイル８の他端がコンデンサ９の一端に接続され、コンデンサ９の他端は接地される。
【００１６】
ダウンコンバータ１は制御回路４から出力される制御信号に応じて端子５に印加される電圧を降圧し、その降圧した電圧を次段のドライバ部２に供給する。尚、ダウンコンバータ１を使用しない場合には、ドライバ部２に定電圧を印加すればよい。
【００１７】
ドライバ部２は、ｎ形チャネルＭＯＳＦＥＴ１０〜１５を備えている。ＭＯＳＦＥＴ１０〜１２のドレインは共通接続され、ダウンコンバータ１のコイル８とコンデンサ９との接続ノードに接続される。ＭＯＳＦＥＴ１０のソースがＭＯＳＦＥＴ１３のドレインに接続され、ＭＯＳＦＥＴ１１のソースがＭＯＳＦＥＴ１４のドレインに接続され、ＭＯＳＦＥＴ１２のソースがＭＯＳＦＥＴ１５のドレインに接続される。そして、ＭＯＳＦＥＴ１３〜１５のソースは共通接続され、接地される。
【００１８】
ＭＯＳＦＥＴ１０とＭＯＳＦＥＴ１３との接続ノードにモータ３のＵ相ステータコイル１６の一端及び制御回路４が接続され、ＭＯＳＦＥＴ１１とＭＯＳＦＥＴ１４との接続ノードにモータ３のＶ相ステータコイル１７の一端及び制御回路４が接続され、ＭＯＳＦＥＴ１２とＭＯＳＦＥＴ１５との接続ノードにモータ３のＷ相ステータコイル１８の一端及び制御回路４が接続される。ステータコイル１６〜１８の他端は共通接続され、制御回路４に接続される。さらに、ＭＯＳＦＥＴ１０〜１５のゲートに制御回路４が接続される。
【００１９】
ドライバ部２は、制御回路４から出力される制御信号に応じてダウンコンバータから供給された電圧を１２０°通電のモータ印加電圧に変換してモータ３に出力する。なお、モータ３はホールセンサ等の位置センサを具備していない。
【００２０】
制御回路４はモータ印加電圧に誘起電圧が重畳されたモータ電圧を各相毎に入力する。また、制御回路４はステータコイルの中点電位も入力する。制御回路４は、ステータコイルの中点電位と各相のモータ電圧とのクロスポイントからモータ３のロータ位置を認識し、その認識したロータ位置に応じてドライバ部２に送出する制御信号を作成する。また、制御回路４はロータ位置の変化から求まるモータ回転数と外部信号である速度指令との比較に基づいてダウンコンバータ１を制御する。
【００２１】
以下、本発明の特徴部分である制御回路４についてさらに詳細に説明する。制御回路４は、タイミング回路４０と、三角波生成回路４１及び４２と、正規化回路４３と、レベル変更回路４４と、発振器４５と、比較器４６及び４７と、ダウンコンバータ制御回路４８と、三相マトリックス回路４９とを備えている。
【００２２】
タイミング回路４０はモータ電圧Ｅｕ、Ｅｖ、及びＥｗとステータコイルの中点電位ＶＮとを入力し、ステータコイルの中点電位ＶＮと各相のモータ電圧Ｅｕ、Ｅｖ、及びＥｗとのクロスポイントをそれぞれ検出し、その検出結果に応じたタイミング信号を三相マトリックス回路４９に出力する。
【００２３】
三角波生成回路４１及び４２はモータ電圧Ｅｕ、Ｅｖ、及びＥｗとステータコイルの中点電位ＶＮとを入力し、それぞれ三角波ＣＳＬ１、ＣＳＬ２を正規化回路４３及びダウンコンバータ制御回路４８に出力する。
【００２４】
正規化回路４３は、三角波ＣＳＬ１、ＣＳＬ２をそれぞれ正規化した三角波ＶＰ１、ＶＰ２を生成し、レベル変更回路４４に出力する。レベル変更回路４４は三角波ＶＰ１、ＶＰ２をそれぞれレベル変更した三角波ＶＰ１’、ＶＰ２’を生成し、三角波ＶＰ１’を比較器４７の反転入力端子に出力し、三角波ＶＰ２’を比較器４６の反転入力端子に出力する。
【００２５】
発振器４５、比較機４６、比較器４７はＰＷＭ回路を構成しており、発振器４５はＰＷＭキャリア信号Ｃ１を比較器４６の非反転入力端子と、比較器４７の非反転入力端子と、三相マトリックス回路４９に出力する。
【００２６】
ダウンコンバータ制御回路４８は、三角波ＣＳＬ１及びＣＳＬ２からモータ回転数を検出し、モータ回転数と外部速度指令Ｓとの比較結果に応じてダウンコンバータ１を制御する。
【００２７】
三相マトリックス回路４９は、比較器４７から出力されるＰＷＭ信号Ｐ１、比較器４６から出力されるＰＷＭ信号Ｐ２、タイミング信号４０から出力されるタイミング信号、及び発振器４５から出力されるＰＷＭキャリア信号Ｃ１を入力し、それらの信号に応じて制御信号を作成し、その制御信号をドライブ部２に出力する。
【００２８】
制御回路４が備える三角波生成回路４１及び４２の一実施態様を図２に示す。図２の三角波生成回路は、端子１９及び２５と、定電流源２０及び２３と、スイッチ制御回路２１と、スイッチ２２と、コンデンサ２４と、基準電圧源Ｖｒｅｆと、比較器ＣＯＭ１とを備えている。
【００２９】
端子１９は定電流源２０を介してスイッチ２２の一端、コンデンサ２４の一端、比較器ＣＯＭ１の非反転入力端子、及び端子２５に接続される。スイッチ２２の他端は定電流源２３を介して接地され、コンデンサ２４の他端は接地される。また、比較器ＣＯＭ１の反転入力端子には電圧ＶＢＧを基準とする出力波形とするために基準電圧源Ｖｒｅｆの正極が接続され、基準電圧源Ｖｒｅｆの負極は接地される。スイッチ２２は、スイッチ制御回路２１の出力信号及び比較器ＣＯＭ１の出力信号によって制御される。
【００３０】
スイッチ制御回路２１は、ステータコイルの中点電位ＶＮと各相のモータ電圧Ｅｕ、Ｅｖ、及びＥｗとを入力し、ステータコイルの中点電位ＶＮと各相のモータ電圧Ｅｕ、Ｅｖ、及びＥｗとのクロスポイントをそれぞれ検出し、その検出結果に基づいてスイッチ２２を制御する。
【００３１】
制御回路４は図２の三角波生成回路を二つ備えている。一方の三角波生成回路において、Ｕ相のモータ電圧Ｅｕが立ち上がってステータコイルの中点電位ＶＮとクロスする際（図７参照）にスイッチ２２がオフになり、ステータコイルの中点電位ＶＮと各相のモータ電圧Ｅｕ、Ｅｖ、及びＥｗとのクロスポイント毎にスイッチ２２のオン／オフを切り替える。さらに、比較器ＣＯＭ１がＬｏｗレベルの信号を出力した場合は、スイッチ２２がオフになるので、端子２５から出力される三角波ＣＳＬ１の最低電圧ＶＢＧは一定時間一定のレベルとなる。これにより、端子２５出力される三角波ＣＳＬ１は図３に示す波形となる。また、他方の三角波生成回路において、Ｕ相のモータ電圧Ｅｕが立ち上がってステータコイルの中点電位ＶＮとクロスする際にスイッチ２２がオンになるようにし、ステータコイルの中点電位ＶＮと各相のモータ電圧Ｅｕ、Ｅｖ、及びＥｗとのクロスポイント毎にスイッチ２１及び２２のオン／オフを切り替える。さらに、比較器ＣＯＭ１がＬｏｗレベルの信号を出力した場合は、スイッチ２２がオフになるので、端子２５から出力される三角波ＣＳＬ２の最低電圧ＶＢＧは一定時間一定のレベルとなる。これにより、端子２５出力される三角波ＣＳＬ２は図３に示す波形となる。
【００３２】
なお、三角波の電圧が徐々に上昇してしまわないように、定電流源２３の出力電流を定電流源２０の出力電流よりわずかに大きくしている。具体的には、定電流源２３の出力電流を定電流源２０の出力電流の２．１倍にしている。
【００３３】
図２の三角波生成回路は定電流でコンデンサ２４を充放電している。また、モータ回転数が大きいほどスイッチ２２のスイッチングが頻繁になるのでコンデンサ２４の充放電の間隔が短くなる。したがって、モータ回転数が大きくなればなるほど十分に充放電が行われなくなり三角波ＣＳＬ１及びＣＳＬ２の波高値が小さくなる。
【００３４】
正規化回路４３はモータ回転数に応じて波高値の変化する三角波ＣＳＬ１及びＣＳＬ２を正規化する。この正規化の手順について図３の波形図を参照して以下に説明する。図３に示すように三角波ＣＳＬ１及びＣＳＬ２は互いに１８０°位相がずれており、且つローエッジが同一の電位ＶＢＧである。このため、三角波ＣＳＬ１から電位ＶＢＧを差分することで求まる三角波Ｖ１と三角波ＣＳＬ２から電位ＶＢＧを差分することで求まる三角波Ｖ２とを加算すれば、三角波ＣＳＬ１及びＣＳＬ２の波高値をピークホールドしたような波形の信号Ｖ０が得られる。この信号Ｖ０で三角波ＣＳＬ１、ＣＳＬ２を別々に除算するとピーク値を１とする基準化された三角波Ｖ０１及びＶ０２が得られる。そして、三角波Ｖ０１及びＶ０２の各々に必要とする電圧ＶＰを掛け合わせれば、ピーク値がＶＰである三角波ＶＰ１及びＶＰ２を得ることができる。すなわち、モータ回転数にかかわらず波高値ＶＰに正規化された三角波を得ることができる。
【００３５】
上記正規化を行うために制御回路４内に設けられる正規化回路４３の一実施態様について説明する。正規化回路４３は、図４に示す正規化回路を２つ備えた構成である。図４の正規化回路は、端子２６〜２８、３２、及び３４と、定電流源２９と、可変電流源３０及び３１と、抵抗３３と、ＮＰＮ型トランジスタＱ１〜Ｑ４と、ＰＮＰ型トランジスタＱ５及びＱ６とを備えている。
【００３６】
端子２６がトランジスタＱ１のコレクタに接続され、トランジスタＱ１のエミッタが可変電流源３０を介して接地される。また、端子２８がトランジスタＱ２のコレクタに接続され、トランジスタＱ２のエミッタが可変電流源３１を介して接地される。そして、端子２７が定電流源２９を介してトランジスタＱ１のベース、トランジスタＱ２のベース、及びトランジスタＱ３のコレクタに接続される。トランジスタＱ３のベースはトランジスタＱ１と可変電流源３０との接続ノードに接続され、トランジスタＱ３のエミッタは接地される。
【００３７】
端子３２はトランジスタＱ５のエミッタ及びトランジスタＱ６のエミッタに接続される。トランジスタＱ５のコレクタ−ベースが共通接続され、トランジスタＱ５のベースとトランジスタＱ６のベースとが共通接続される。トランジスタＱ５のコレクタはトランジスタＱ４コレクタに接続される。トランジスタＱ４のベースはトランジスタＱ２のエミッタと可変電流源３１との接続ノードに接続され、トランジスタＱ４のエミッタは接地される。トランジスタＱ６のコレクタは端子３４及び抵抗３３の一端に接続され、抵抗３３の他端は接地される。
【００３８】
なお、前述のように、正規化回路４３は図４の正規化回路を二つ備えている。一方の正規化回路において、電圧信号である三角波ＣＳＬ１が電圧−電流変換回路（図示せず）によってローエッジ電位ＶＢＧを基準として電流変換され、その電流によって可変電流源３０が制御される。また、他方の正規化回路においては、電圧信号である三角波ＣＳＬ２が電圧−電流変換回路（図示せず）によってローエッジ電位ＶＢＧを基準として電流変換され、その電流によって可変電流源３０が制御される。
【００３９】
また、三角波ＣＳＬ１が電圧−電流変換回路（図示せず）によってローエッジ電位ＶＢＧを基準として電流変換された結果得られる電流と、電圧信号である三角波ＣＳＬ２が電圧−電流変換回路（図示せず）によってローエッジ電位ＶＢＧを基準として電流変換された結果得られる電流との合成電流によって可変電流源３１が制御される。したがって、可変電流源３０は三角波ＣＳＬ１（図３参照）に応じた電流ＩＣＳＬ１を出力し、可変電流源３１は三角波Ｖ０（図３参照）に応じた電流ＩＶ０を出力する。
【００４０】
ここで、トランジスタにおいてベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅとエミッタ電流Ｉｅとの間には（１）式の関係が成り立つ。ただし、Ｖｔは熱電圧、Ｉｓは飽和電流を示している。
Ｖｂｅ＝Ｖｔ×ｌｎ（Ｉｅ／Ｉｓ）…（１）
【００４１】
（１）式を用いて、トランジスタＱ１〜Ｑ４のベース−エミッタ間電圧ＶＱ１〜ＶＱ４を各々求めると、以下の（２）式〜（５）式のようになる。ただし、Ｉｃｏｎｓｔは定電流源２９が出力する電流、ＩｏはトランジスタＱ５及びＱ６から成るカレントミラー回路が出力する電流を示している。
ＶＱ１＝Ｖｔ×ｌｎ（Ｉｃｏｎｓｔ／Ｉｓ）…（２）
ＶＱ２＝Ｖｔ×ｌｎ（ＩＣＳＬ１／Ｉｓ）…（３）
ＶＱ３＝Ｖｔ×ｌｎ（ＩＶ０／Ｉｓ）…（４）
ＶＱ４＝Ｖｔ×ｌｎ（Ｉｏ／Ｉｓ）…（５）
【００４２】
ここで、トランジスタＱ２のベースとトランジスタＱ３のベースとの接続ノードの電位に注目すると、（６）式が成り立つ。
ＶＱ３＋ＶＱ１＝ＶＱ４＋ＶＱ２…（６）
【００４３】
（２）式〜（６）式より、（７）式が成り立つ。
Ｉｏ＝ＩＣＳＬ１／ＩＶ０×Ｉｃｏｎｓｔ…（７）
【００４４】
したがって、端子３４から出力される電圧ＶＰ１は（８）式で表される。ただし、抵抗３３の抵抗値をＲ０とする。なお、（８）式中のＩｃｏｎｓｔ×Ｒ０が図３中のＶＰに該当する。
ＶＰ１＝ＩＣＳＬ１／ＩＶ０×Ｉｃｏｎｓｔ×Ｒ０…（８）
【００４５】
三角波ＣＳＬ２が電圧−電流変換回路（図示せず）によってローエッジ電位ＶＢＧを基準として電流変換され、その電流によって可変電流源３０が制御される他方の正規化回路も同様の動作を行うので、（９）式が成立する。
ＶＰ２＝ＩＣＳＬ２／ＩＶ０×Ｉｃｏｎｓｔ×Ｒ０…（９）
【００４６】
正規化回路４３はこのような二つの正規化回路を備えているので、モータ回転数にかかわらず所定の波高値ＶＰに正規化された電圧信号である三角波ＶＰ１及びＶＰ２を出力することができる。
【００４７】
次に、三相マトリックス回路４９からドライバ部２に出力される制御信号とモータ駆動電流とについて説明する。三相マトリックス回路４９が生成するＰＷＭ信号とドライバ部２がモータ３に供給するモータ駆動電流とを図５に示す。
【００４８】
発振器４５は、ドライバ部２に出力する制御信号を作成する際に用いるＰＷＭキャリア信号Ｃ１（図５参照）を内部で発生させている。比較器４７は、このＰＷＭキャリア信号Ｃ１と正規化された三角波信号ＶＰ１の電位レベルをレベル変更回路４４によって変更させた三角波信号ＶＰ１’とを比較してＰＷＭ信号Ｐ１を作成する。比較器４６は、このＰＷＭキャリア信号Ｃ１と正規化された三角波信号ＶＰ２の電位レベルをレベル変更回路４４によって変更させた三角波信号ＶＰ２’とを比較してＰＷＭ信号Ｐ２を作成する。なお、ＰＷＭキャリア信号Ｃ１の電位レベルを変更せずに正規化された三角波ＶＰ１及びＶＰ２の電位レベルを変更する理由は、ＰＷＭキャリア信号Ｃ１が三角波ＶＰ１及びＶＰ２に比べて高周波信号であるために電位レベルの変更が困難になるからである。即ち、正規化された三角波信号ＶＰ１及びＶＰ２の電位レベルを変更するようにしなければレベル変更回路が複雑になるからである。
【００４９】
比較器４７は、ＰＷＭキャリア信号Ｃ１と三角波信号ＶＰ１’とを比較し、キャリア信号Ｃ１が三角波信号ＶＰ１’より大きいときはＨｉｇｈレベルとなりキャリア信号Ｃ１が三角波信号ＶＰ１’より大きくないときはＬｏｗレベルとなる信号を作成する。この信号がＰＷＭ信号Ｐ１である。また、比較器４６は、キャリア信号Ｃ１と三角波信号ＶＰ２’とを比較し、キャリア信号Ｃ１が三角波信号ＶＰ２’より大きいときはＨｉｇｈレベルとなりキャリア信号Ｃ１が三角波信号ＶＰ２’より大きくないときはＬｏｗレベルとなる信号を作成する。この信号がＰＷＭ信号Ｐ２である。
【００５０】
また、三相マトリックス回路４９はＰＷＭ駆動する１２０°の通電区間とハイインピーダンス出力状態である６０°の非通電区間とからなるドライブ信号を各相毎に生成する。Ｕ相のドライブ信号はパルス制御信号Ｕ１０とＵ１３から構成され、パルス制御信号Ｕ１０とパルス制御信号Ｕ１３のいずれか一方がＰＷＭデューティ１００％のときに通電区間となり、パルス制御信号Ｕ１０とパルス制御信号Ｕ１３がともに低レベル（ＯＦＦ）のときに非通電区間となる。
【００５１】
ドライブ信号の通電区間と非通電区間との切り替わりポイントにおけるＰＷＭ信号Ｐ１及びＰ２のデューティと通電区間中におけるドライブ信号のデューティとが一致するように、三角波信号ＶＰ１及びＶＰ２から三角波信号ＶＰ１’及びＶＰ２’への電位レベル変更量が調整される。図５に示す状態のときは通電区間におけるドライブ信号のデューティは１００％であるので、通電区間と非通電区間との切り替わりポイントで三角波ＶＰ１’及びＶＰ２’がＰＷＭキャリア信号Ｃ１のボトム電位に一致するようにレベル変更回路４４における三角波信号ＶＰ１及びＶＰ２から三角波信号ＶＰ１’及びＶＰ２’への電位レベル変更量を設定している。
【００５２】
例えば、図５の状態と異なり、通電区間におけるドライブ信号のデューティが５０％である場合は、ドライブ信号の通電区間と非通電区間との切り替わりポイントにおいて三角波ＶＰ１’及びＶＰ２’がＰＷＭキャリア信号Ｃ１の中間電位に一致するように、レベル変更回路４４における三角波信号ＶＰ１及びＶＰ２から三角波信号ＶＰ１’及びＶＰ２’への電位レベル変更量を設定する。これにより、ドライブ信号が通電区間から非通電区間に切り替わった後の一定期間及び非通電区間から通電区間に切り替わる前の一定期間においてドライブ信号にＰＷＭ信号を付加しても非通電区間と通電区間との切替ポイントにおいてＰＷＭデューティが滑らかにつながるので、静音化を図ることができる。
【００５３】
三相マトリックス回路４９は、パルス制御信号Ｕ１０の立ち上がりエッジ直前の所定区間ｔ１ではＰＷＭ信号Ｐ２を取り出し、パルス制御信号Ｕ１０の立ち下がりエッジ直後の所定区間ｔ２ではＰＷＭ信号Ｐ１を取り出し、その他の部分はＬｏｗレベルとする信号Ｕ１０ａｄｄを作成する。また、パルス制御信号Ｕ１３の立ち上がりエッジ直前の所定区間ｔ３ではＰＷＭ信号Ｐ１を取り出し、パルス制御信号Ｕ１３の立ち下がりエッジ直後の所定区間ｔ４ではＰＷＭ信号Ｐ２を取り出し、その他の部分はＬｏｗレベルとする信号Ｕ１３ａｄｄを作成する。なお、タイミング回路４０がモータ回転を検出できるようにするため、所定期間ｔ１〜ｔ４はそれぞれ３０°未満にしなければならない。また、三相ブラシレスモータにおいて１２０°通電を行う場合は、期間ｔ１〜ｔ４は概ね１５°以上３０°未満が好適である。
【００５４】
パルス制御信号Ｕ１０と信号Ｕ１０ａｄｄの合成信号によってＭＯＳＦＥＴ１０が制御され、パルス制御信号Ｕ１３と信号Ｕ１３ａｄｄの合成信号によってＭＯＳＦＥＴ１３が制御される。したがって、図５に示すＵ相モータ電圧Ｅｕが得られる。その結果、図５に示すＵ相モータ駆動電流Ｉｕが得られる。同様にしてＩｖ、Ｉｗが得られる。これらのモータ駆動電流は急峻に変化することがないので、モータトルクの脈動が従来の制御方法に比べて減少する。これにより、モータ回転時における騒音の発生を従来の制御方法に比べて低減することができる。特に、モータトルクの大きい加速時や逆転ブレーキに著しい効果を奏する。
【００５５】
なお、三角波ＣＳＬ１やＣＳＬ２にオフセットがあっても三角波信号ＶＰ１’と三角波信号ＶＰ２’との交点位置はほとんど変化しない。したがって、三角波信号ＶＰ１’と三角波信号ＶＰ２’との交点位置がドライブ信号の非通電区間と通電区間との切り替わりポイントに対してずれることはなく、ＰＷＭ信号Ｐ１及びＰ２のデューティの変化率が変わるだけであるので、三角波ＣＳＬ１やＣＳＬ２にオフセットがない場合と同様にモータの静音化を図ることができる。
【００５６】
また、本実施形態では図４に示す正規化回路を用いて正規化を実現しているので、制御回路を比較的簡単な構成にすることができる。
【００５７】
次に、本発明に係る電気機器の一例として図６の光ディスク再生装置について説明する。光ピックアップ装置３７は、ＣＤやＤＶＤ−ＲＯＭ等の光ディスク３８に対してレーザー光を照射し、光ディスク３８に反射したレーザー光から信号の読み取りを行い、その読み取った信号をマイクロコンピュータ３５に送出する。
【００５８】
ドライバ回路３６はマイクロコンピュータ３５からの指令に応じて光ピックアップ装置３７を駆動する。光ピックアップ装置３７は内蔵するステッピングモータ（図示せず）によって光ディスク３８の半径方向にステップ移動され、信号を読み取るべき目的トラックに位置決めがなされる。
【００５９】
また、ドライバ回路３９はマイクロコンピュータ３５からの指令に応じてスピンドルモータ５０を駆動する。光ディスク３８はスピンドルを介してスピンドルモータ５０によって回転される。
【００６０】
そして、スピンドルモータ５０及びドライバ回路３９に図１のモータ駆動装置を用いる。すなわち、スピンドルモータ５０に三相ブラシレスモータ３を用い、ドライバ回路３９にダウンコンバータ１、ドライバ部２、及び制御回路４からなる回路を用いる。
【００６１】
スピンドルモータ５０は光ディスク３８を線速度一定で回転させるためにモータ回転数を変化させる。本発明に係るモータ制御装置は、モータ回転数にかかわらず正規化した三角波を生成することができるので、上記光ディスク再生装置のようにモータ回転数を変化させる必要のある電気機器に好適である。
【００６２】
なお、本実施形態では三相ブラシレスモータを用いた場合について説明したが本発明はこれに限定されることはなく、通電区間と非通電区間との切替ポイントにおけるモータ駆動電流の変化が急峻であるモータ制御に適用することができ、例えばステッピングモータ等に適用することができる。
【００６３】
【発明の効果】
上記で説明した通り、本発明に係るモータ駆動装置は、複数の低インピーダンスの出力状態を順次切り替えることによりモータを駆動するとともに、前記低インピーダンスの１つの出力状態から他の出力状態に切り替わる間に前記低インピーダンス状態よりインピーダンスの高い高インピーダンス状態の区間を有し、前記高インピーダンス状態から前記低インピーダンスの出力状態に切り替わる前の期間であって、前記高インピーダンス状態の区間の１／２未満である期間及び前記低インピーダンスの出力状態から前記高インピーダンス状態に切り替わった後の期間であって前記高インピーダンス状態の区間の１／２未満である期間に、デューティがスイープするＰＷＭ信号によってＰＷＭ駆動を行うようにしている。
【００６４】
このようにするにより、モータ駆動電流が急峻に変化しなくなるので、モータトルクの脈動が減少する。これにより、モータ回転時における騒音の発生を低減することができる。特に、モータトルクの大きい加速時や逆転ブレーキに著しい効果を奏する。さらに、デューティがスイープする期間を高インピーダンス区間の１／２未満にしているので、ステータコイルの中点電位と各相のモータ電圧とのクロスポイントを検出することができる。これにより、モータの回転を検出できなくなる不具合は発生しない。
【００６５】
また、前記低インピーダンスの出力状態がそれぞれ略１２０°の区間であり、前記高インピーダンス状態の区間がそれぞれ略６０°の区間であるようにしてもよい。これにより、いわゆる１２０°通電を実現することができる。
【００６６】
また、前記高インピーダンスの状態から出力レベルが高い高レベル出力又は高レベル区間がより長いＰＷＭ駆動に切り替わるときには前記デューティが徐々に大きく又は前記低インピーダンスの出力状態におけるＰＷＭ波形のデューティに近づくように、高インピーダンスの状態から出力レベルが低い低レベル出力又は高レベル区間がより短いＰＷＭ駆動に切り替わるときには前記デューティが徐々に小さく又は前記低インピーダンスの出力状態におけるＰＷＭ波形のデューティに近づくようにしてもよい。
【００６７】
これにより、低インピーダンスの出力状態と高インピーダンスの出力状態との切替ポイントにおいてＰＷＭデューティが滑らかにつながるので、静音化を図ることができる。
【００６８】
また、前記デューティがスイープするＰＷＭ信号が、モータの回転に応じて形成される第１の三角波と、第１の三角波よりも周波数の高い第２の三角波との合成により形成されるとともに、前記第１の三角波の最低電圧が、所定時間一定レベルを出力してもよい。
【００６９】
これにより、デューティがスイープするＰＷＭ信号を簡単な回路によって得ることができる。
【００７０】
また、前記モータが三相センサレスモータであってもよい。これにより、モータの低コスト化及び小型化を図ることができる。
【００７１】
本発明に係るモータ駆動制御回路は、モータと該モータが有する複数のステータコイルに順次駆動電流を供給するドライバ部との各接続ノードの電圧であるそれぞれのモータ電圧を検出し、前記モータ電圧それぞれに応じて前記ドライバ部を制御する回路であって、前記モータの回転に応じた三角波を生成する三角波生成手段と、該三角波生成手段から出力される三角波のレベルを変更するレベル変更手段と、前記レベル変更手段から出力されるレベル変更された三角波と前記三角波より周波数の高い第２の三角波とを比較してＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、所定のデューティでＰＷＭ駆動する通電区間と高インピーダンス出力である非通電区間とからなるＰＷＭドライブ信号を前記モータのステータコイル各々に対応するように各々位相を異ならせて複数生成する手段と、前記ＰＷＭドライブ信号各々に対して、通電区間から非通電区間に切り替わった後の期間であって非通電区間の１／２未満である期間及び非通電区間から通電区間に切り替わる前の期間であって非通電区間の１／２未満である期間に前記ＰＷＭ信号を付加して前記ドライブ部に出力する出力手段と、を備え、 前記レベル変更手段により、通電区間と非通電区間との切り替わりポイントにおける前記ＰＷＭ信号のデューティは、徐々に前記ＰＷＭドライブ信号の通電区間のデューティと略同一になるように変更される構成にしている。
【００７２】
このような構成にすることにより、モータ駆動電流が急峻に変化しなくなるので、モータトルクの脈動が減少する。これにより、モータ回転時における騒音の発生を低減することができる。特に、モータトルクの大きい加速時や逆転ブレーキに著しい効果を奏する。また、通電区間と非通電区間との切り替わりポイントにおけるＰＷＭ信号のデューティとＰＷＭドライブ信号の通電区間のデューティとが略同一になるようにしているので、非通電区間と通電区間との切替ポイントにおいてＰＷＭデューティが滑らかにつながる。これにより、静音化を図ることができる。さらに、ＰＷＭドライブ信号にＰＷＭ信号を付加する期間を非通電区間の１／２未満にしているので、ステータコイルの中点電位と各相のモータ電圧とのクロスポイントを検出することができる。これにより、モータの回転を検出できなくなる不具合は発生しない。
【００７３】
また、本発明によると、前記三角波生成手段が互いに１８０°位相の異なる二つの三角波を生成し、これら二つの三角波を足すことによって合成波を求め、前記二つの三角波それぞれを前記合成波に応じた値に基準化するので、前記三角波生成手段を比較的簡単な構成の回路によって実現することができる。
【００７４】
また、本発明に係るモータ駆動装置は、モータと、該モータが有する複数のステータコイルに順次駆動電流を供給するドライバ部と、前記ドライバ部を制御する上記いずれかのモータ駆動制御回路と、を備える構成であるので、モータ駆動装置の静音化を図ることができる。
【００７５】
また、本発明に係る電気機器は、上記構成のモータ駆動装置と、該モータ駆動装置によって駆動する回転体と、を備えるので、電気機器の静音化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るモータ駆動装置の一構成例を示す図である。
【図２】図１のモータ駆動装置に設けられる制御回路が具備する三角波生成回路の一構成例を示す図である。
【図３】図１のモータ駆動装置に設けられる制御回路が行う正規化の手順を示す信号波形図である。
【図４】図１のモータ駆動装置に設けられる制御回路が具備する正規化回路の一構成例を示す図である。
【図５】図１のモータ駆動装置に設けられる制御回路が生成するＰＷＭ信号波形及び図１のモータ駆動装置に設けられるドライバ部がモータに供給するモータ駆動電流波形を示す図である。
【図６】本発明に係る光ディスク再生装置の一構成例を示す図である。
【図７】従来のモータ駆動装置のモータ電圧波形及びモータ駆動電流波形を示す図である。
【符号の説明】
１ ダウンコンバータ
２ ドライバ部
３ 三相ブラシレスモータ
４ モータ駆動制御回路
３９ ドライバ回路
５０ スピンドルモータ
【発明の属する技術分野】
本発明は、位置センサレス方式のモータの駆動制御回路及び装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の位置センサレス方式のモータ駆動について、三相ブラシレスモータを通電角が１２０°で駆動制御する場合を例に挙げて説明する。従来の位置センサレス方式のモータ制御を行った場合の三相センサレスモータのＵ相におけるモータ電圧及びモータ駆動電流を図７に示す。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
図７から明らかなように、Ｕ相モータ電圧ＥＵ’は通電区間（Ｈｉｇｈレベル又はＬｏｗレベルの区間）が１２０°であり、非通電区間（ハイインピーダンス区間）が６０°である。尚、非通電区間ではモータのコイルの逆起電力による電圧が表れている。一方、Ｕ相モータ駆動電流ＩＵ’は通電区間と非通電区間との切り替わりポイントで急峻に立ち上がる又は立ち下がる波形となっている。Ｖ相のモータ電圧及びモータ駆動電流はＵ相に対して１２０°ずれた波形であり、Ｗ相のモータ電圧及びモータ駆動電流はＵ相に対して２４０°ずれた波形である。そして、モータ駆動電流が急峻に変化すると、モータトルクも急峻に変化する。このトルク変動によって騒音が発生するという問題があった。
【０００４】
本発明は、上記の問題点に鑑み、静音化を図ることができるモータ駆動制御回路、モータ駆動装置、及び該モータ駆動装置を用いた電気機器を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明に係るモータ駆動装置においては、複数の低インピーダンスの出力状態を順次切り替えることによりモータを駆動するとともに、前記低インピーダンスの１つの出力状態から他の出力状態に切り替わる間に前記低インピーダンス状態よりインピーダンスの高い高インピーダンス状態の区間を有し、前記高インピーダンス状態から前記低インピーダンスの出力状態に切り替わる前の期間であって、前記高インピーダンス状態の区間の１／２未満である期間及び前記低インピーダンスの出力状態から前記高インピーダンス状態に切り替わった後の期間であって前記高インピーダンス状態の区間の１／２未満である期間に、デューティがスイープするＰＷＭ信号によってＰＷＭ駆動を行うようにする。
【０００６】
また、前記低インピーダンスの出力状態がそれぞれ略１２０°の区間であり、前記高インピーダンス状態の区間がそれぞれ略６０°の区間であるようにしてもよい。
【０００７】
また、前記高インピーダンスの状態から出力レベルが高い高レベル出力又は高レベル区間がより長いＰＷＭ駆動に切り替わるときには前記デューティが徐々に大きく又は前記低インピーダンスの出力状態におけるＰＷＭ波形のデューティに近づくように、高インピーダンスの状態から出力レベルが低い低レベル出力又は高レベル区間がより短いＰＷＭ駆動に切り替わるときには前記デューティが徐々に小さく又は前記低インピーダンスの出力状態におけるＰＷＭ波形のデューティに近づくようにしてもよい。
【０００８】
また、前記デューティがスイープするＰＷＭ信号が、モータの回転に応じて形成される第１の三角波と、第１の三角波よりも周波数の高い第２の三角波との合成により形成されるとともに、前記第１の三角波の最低電圧が、所定時間一定レベルを出力してもよい。
【０００９】
また、前記モータが三相センサレスモータであってもよい。
【００１０】
本発明に係るモータ駆動制御回路においては、モータと該モータが有する複数のステータコイルに順次駆動電流を供給するドライバ部との各接続ノードの電圧であるそれぞれのモータ電圧を検出し、前記モータ電圧それぞれに応じて前記ドライバ部を制御する回路であって、前記モータの回転に応じた三角波を生成する三角波生成手段と、該三角波生成手段から出力される三角波のレベルを変更するレベル変更手段と、前記レベル変更手段から出力されるレベル変更された三角波と前記三角波より周波数の高い第２の三角波とを比較してＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、所定のデューティでＰＷＭ駆動する通電区間と高インピーダンス出力である非通電区間とからなるＰＷＭドライブ信号を前記モータのステータコイル各々に対応するように各々位相を異ならせて複数生成する手段と、前記ＰＷＭドライブ信号各々に対して、通電区間から非通電区間に切り替わった後の期間であって非通電区間の１／２未満である期間及び非通電区間から通電区間に切り替わる前の期間であって非通電区間の１／２未満である期間に前記ＰＷＭ信号を付加して前記ドライブ部に出力する出力手段と、を備え、 前記レベル変更手段により、通電区間と非通電区間との切り替わりポイントにおける前記ＰＷＭ信号のデューティは、徐々に前記ＰＷＭドライブ信号の通電区間のデューティと略同一になるように変更されるようにする。
【００１１】
また、前記三角波生成手段が互いに１８０°位相の異なる二つの三角波を生成し、これら二つの三角波を足すことによって合成波を求め、前記二つの三角波それぞれを前記合成波に応じた値に基準化するようにしてもよい。
【００１２】
本発明に係るモータ駆動装置においては、モータと、該モータが有する複数のステータコイルに順次駆動電流を供給するドライバ部と、前記ドライバ部を制御する上記いずれかのモータ駆動制御回路と、を備える構成とする。
【００１３】
本発明に係る電気機器においては、上記いずれかのモータ駆動装置と、該モータ駆動装置によって駆動される回転体と、を備える構成とする。
【００１４】
【発明の実施の形態】
本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。本発明に係るモータ駆動装置の一構成例を図１に示す。図１のモータ駆動装置は、ダウンコンバータ１、ドライバ部２、三相ブラシレスモータ３（以下、モータ３という）、及びモータ駆動制御回路４（以下、制御回路４という）から構成される。
【００１５】
ダウンコンバータ１は、端子５と、ｎ形チャネルＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ ＯＸｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）６及び７と、コイル８と、コンデンサ９とを備えている。端子５がＭＯＳＦＥＴ６のドレインに接続され、ＭＯＳＦＥＴ６のソースとＭＯＳＦＥＴ７のドレインとが接続される。そして、ＭＯＳＦＥＴ７のソースは接地される。さらに、ＭＯＳＦＥＴ６とＭＯＳＦＥＴ７との接続ノードにコイル８の一端が接続される。また、コイル８の他端がコンデンサ９の一端に接続され、コンデンサ９の他端は接地される。
【００１６】
ダウンコンバータ１は制御回路４から出力される制御信号に応じて端子５に印加される電圧を降圧し、その降圧した電圧を次段のドライバ部２に供給する。尚、ダウンコンバータ１を使用しない場合には、ドライバ部２に定電圧を印加すればよい。
【００１７】
ドライバ部２は、ｎ形チャネルＭＯＳＦＥＴ１０〜１５を備えている。ＭＯＳＦＥＴ１０〜１２のドレインは共通接続され、ダウンコンバータ１のコイル８とコンデンサ９との接続ノードに接続される。ＭＯＳＦＥＴ１０のソースがＭＯＳＦＥＴ１３のドレインに接続され、ＭＯＳＦＥＴ１１のソースがＭＯＳＦＥＴ１４のドレインに接続され、ＭＯＳＦＥＴ１２のソースがＭＯＳＦＥＴ１５のドレインに接続される。そして、ＭＯＳＦＥＴ１３〜１５のソースは共通接続され、接地される。
【００１８】
ＭＯＳＦＥＴ１０とＭＯＳＦＥＴ１３との接続ノードにモータ３のＵ相ステータコイル１６の一端及び制御回路４が接続され、ＭＯＳＦＥＴ１１とＭＯＳＦＥＴ１４との接続ノードにモータ３のＶ相ステータコイル１７の一端及び制御回路４が接続され、ＭＯＳＦＥＴ１２とＭＯＳＦＥＴ１５との接続ノードにモータ３のＷ相ステータコイル１８の一端及び制御回路４が接続される。ステータコイル１６〜１８の他端は共通接続され、制御回路４に接続される。さらに、ＭＯＳＦＥＴ１０〜１５のゲートに制御回路４が接続される。
【００１９】
ドライバ部２は、制御回路４から出力される制御信号に応じてダウンコンバータから供給された電圧を１２０°通電のモータ印加電圧に変換してモータ３に出力する。なお、モータ３はホールセンサ等の位置センサを具備していない。
【００２０】
制御回路４はモータ印加電圧に誘起電圧が重畳されたモータ電圧を各相毎に入力する。また、制御回路４はステータコイルの中点電位も入力する。制御回路４は、ステータコイルの中点電位と各相のモータ電圧とのクロスポイントからモータ３のロータ位置を認識し、その認識したロータ位置に応じてドライバ部２に送出する制御信号を作成する。また、制御回路４はロータ位置の変化から求まるモータ回転数と外部信号である速度指令との比較に基づいてダウンコンバータ１を制御する。
【００２１】
以下、本発明の特徴部分である制御回路４についてさらに詳細に説明する。制御回路４は、タイミング回路４０と、三角波生成回路４１及び４２と、正規化回路４３と、レベル変更回路４４と、発振器４５と、比較器４６及び４７と、ダウンコンバータ制御回路４８と、三相マトリックス回路４９とを備えている。
【００２２】
タイミング回路４０はモータ電圧Ｅｕ、Ｅｖ、及びＥｗとステータコイルの中点電位ＶＮとを入力し、ステータコイルの中点電位ＶＮと各相のモータ電圧Ｅｕ、Ｅｖ、及びＥｗとのクロスポイントをそれぞれ検出し、その検出結果に応じたタイミング信号を三相マトリックス回路４９に出力する。
【００２３】
三角波生成回路４１及び４２はモータ電圧Ｅｕ、Ｅｖ、及びＥｗとステータコイルの中点電位ＶＮとを入力し、それぞれ三角波ＣＳＬ１、ＣＳＬ２を正規化回路４３及びダウンコンバータ制御回路４８に出力する。
【００２４】
正規化回路４３は、三角波ＣＳＬ１、ＣＳＬ２をそれぞれ正規化した三角波ＶＰ１、ＶＰ２を生成し、レベル変更回路４４に出力する。レベル変更回路４４は三角波ＶＰ１、ＶＰ２をそれぞれレベル変更した三角波ＶＰ１’、ＶＰ２’を生成し、三角波ＶＰ１’を比較器４７の反転入力端子に出力し、三角波ＶＰ２’を比較器４６の反転入力端子に出力する。
【００２５】
発振器４５、比較機４６、比較器４７はＰＷＭ回路を構成しており、発振器４５はＰＷＭキャリア信号Ｃ１を比較器４６の非反転入力端子と、比較器４７の非反転入力端子と、三相マトリックス回路４９に出力する。
【００２６】
ダウンコンバータ制御回路４８は、三角波ＣＳＬ１及びＣＳＬ２からモータ回転数を検出し、モータ回転数と外部速度指令Ｓとの比較結果に応じてダウンコンバータ１を制御する。
【００２７】
三相マトリックス回路４９は、比較器４７から出力されるＰＷＭ信号Ｐ１、比較器４６から出力されるＰＷＭ信号Ｐ２、タイミング信号４０から出力されるタイミング信号、及び発振器４５から出力されるＰＷＭキャリア信号Ｃ１を入力し、それらの信号に応じて制御信号を作成し、その制御信号をドライブ部２に出力する。
【００２８】
制御回路４が備える三角波生成回路４１及び４２の一実施態様を図２に示す。図２の三角波生成回路は、端子１９及び２５と、定電流源２０及び２３と、スイッチ制御回路２１と、スイッチ２２と、コンデンサ２４と、基準電圧源Ｖｒｅｆと、比較器ＣＯＭ１とを備えている。
【００２９】
端子１９は定電流源２０を介してスイッチ２２の一端、コンデンサ２４の一端、比較器ＣＯＭ１の非反転入力端子、及び端子２５に接続される。スイッチ２２の他端は定電流源２３を介して接地され、コンデンサ２４の他端は接地される。また、比較器ＣＯＭ１の反転入力端子には電圧ＶＢＧを基準とする出力波形とするために基準電圧源Ｖｒｅｆの正極が接続され、基準電圧源Ｖｒｅｆの負極は接地される。スイッチ２２は、スイッチ制御回路２１の出力信号及び比較器ＣＯＭ１の出力信号によって制御される。
【００３０】
スイッチ制御回路２１は、ステータコイルの中点電位ＶＮと各相のモータ電圧Ｅｕ、Ｅｖ、及びＥｗとを入力し、ステータコイルの中点電位ＶＮと各相のモータ電圧Ｅｕ、Ｅｖ、及びＥｗとのクロスポイントをそれぞれ検出し、その検出結果に基づいてスイッチ２２を制御する。
【００３１】
制御回路４は図２の三角波生成回路を二つ備えている。一方の三角波生成回路において、Ｕ相のモータ電圧Ｅｕが立ち上がってステータコイルの中点電位ＶＮとクロスする際（図７参照）にスイッチ２２がオフになり、ステータコイルの中点電位ＶＮと各相のモータ電圧Ｅｕ、Ｅｖ、及びＥｗとのクロスポイント毎にスイッチ２２のオン／オフを切り替える。さらに、比較器ＣＯＭ１がＬｏｗレベルの信号を出力した場合は、スイッチ２２がオフになるので、端子２５から出力される三角波ＣＳＬ１の最低電圧ＶＢＧは一定時間一定のレベルとなる。これにより、端子２５出力される三角波ＣＳＬ１は図３に示す波形となる。また、他方の三角波生成回路において、Ｕ相のモータ電圧Ｅｕが立ち上がってステータコイルの中点電位ＶＮとクロスする際にスイッチ２２がオンになるようにし、ステータコイルの中点電位ＶＮと各相のモータ電圧Ｅｕ、Ｅｖ、及びＥｗとのクロスポイント毎にスイッチ２１及び２２のオン／オフを切り替える。さらに、比較器ＣＯＭ１がＬｏｗレベルの信号を出力した場合は、スイッチ２２がオフになるので、端子２５から出力される三角波ＣＳＬ２の最低電圧ＶＢＧは一定時間一定のレベルとなる。これにより、端子２５出力される三角波ＣＳＬ２は図３に示す波形となる。
【００３２】
なお、三角波の電圧が徐々に上昇してしまわないように、定電流源２３の出力電流を定電流源２０の出力電流よりわずかに大きくしている。具体的には、定電流源２３の出力電流を定電流源２０の出力電流の２．１倍にしている。
【００３３】
図２の三角波生成回路は定電流でコンデンサ２４を充放電している。また、モータ回転数が大きいほどスイッチ２２のスイッチングが頻繁になるのでコンデンサ２４の充放電の間隔が短くなる。したがって、モータ回転数が大きくなればなるほど十分に充放電が行われなくなり三角波ＣＳＬ１及びＣＳＬ２の波高値が小さくなる。
【００３４】
正規化回路４３はモータ回転数に応じて波高値の変化する三角波ＣＳＬ１及びＣＳＬ２を正規化する。この正規化の手順について図３の波形図を参照して以下に説明する。図３に示すように三角波ＣＳＬ１及びＣＳＬ２は互いに１８０°位相がずれており、且つローエッジが同一の電位ＶＢＧである。このため、三角波ＣＳＬ１から電位ＶＢＧを差分することで求まる三角波Ｖ１と三角波ＣＳＬ２から電位ＶＢＧを差分することで求まる三角波Ｖ２とを加算すれば、三角波ＣＳＬ１及びＣＳＬ２の波高値をピークホールドしたような波形の信号Ｖ０が得られる。この信号Ｖ０で三角波ＣＳＬ１、ＣＳＬ２を別々に除算するとピーク値を１とする基準化された三角波Ｖ０１及びＶ０２が得られる。そして、三角波Ｖ０１及びＶ０２の各々に必要とする電圧ＶＰを掛け合わせれば、ピーク値がＶＰである三角波ＶＰ１及びＶＰ２を得ることができる。すなわち、モータ回転数にかかわらず波高値ＶＰに正規化された三角波を得ることができる。
【００３５】
上記正規化を行うために制御回路４内に設けられる正規化回路４３の一実施態様について説明する。正規化回路４３は、図４に示す正規化回路を２つ備えた構成である。図４の正規化回路は、端子２６〜２８、３２、及び３４と、定電流源２９と、可変電流源３０及び３１と、抵抗３３と、ＮＰＮ型トランジスタＱ１〜Ｑ４と、ＰＮＰ型トランジスタＱ５及びＱ６とを備えている。
【００３６】
端子２６がトランジスタＱ１のコレクタに接続され、トランジスタＱ１のエミッタが可変電流源３０を介して接地される。また、端子２８がトランジスタＱ２のコレクタに接続され、トランジスタＱ２のエミッタが可変電流源３１を介して接地される。そして、端子２７が定電流源２９を介してトランジスタＱ１のベース、トランジスタＱ２のベース、及びトランジスタＱ３のコレクタに接続される。トランジスタＱ３のベースはトランジスタＱ１と可変電流源３０との接続ノードに接続され、トランジスタＱ３のエミッタは接地される。
【００３７】
端子３２はトランジスタＱ５のエミッタ及びトランジスタＱ６のエミッタに接続される。トランジスタＱ５のコレクタ−ベースが共通接続され、トランジスタＱ５のベースとトランジスタＱ６のベースとが共通接続される。トランジスタＱ５のコレクタはトランジスタＱ４コレクタに接続される。トランジスタＱ４のベースはトランジスタＱ２のエミッタと可変電流源３１との接続ノードに接続され、トランジスタＱ４のエミッタは接地される。トランジスタＱ６のコレクタは端子３４及び抵抗３３の一端に接続され、抵抗３３の他端は接地される。
【００３８】
なお、前述のように、正規化回路４３は図４の正規化回路を二つ備えている。一方の正規化回路において、電圧信号である三角波ＣＳＬ１が電圧−電流変換回路（図示せず）によってローエッジ電位ＶＢＧを基準として電流変換され、その電流によって可変電流源３０が制御される。また、他方の正規化回路においては、電圧信号である三角波ＣＳＬ２が電圧−電流変換回路（図示せず）によってローエッジ電位ＶＢＧを基準として電流変換され、その電流によって可変電流源３０が制御される。
【００３９】
また、三角波ＣＳＬ１が電圧−電流変換回路（図示せず）によってローエッジ電位ＶＢＧを基準として電流変換された結果得られる電流と、電圧信号である三角波ＣＳＬ２が電圧−電流変換回路（図示せず）によってローエッジ電位ＶＢＧを基準として電流変換された結果得られる電流との合成電流によって可変電流源３１が制御される。したがって、可変電流源３０は三角波ＣＳＬ１（図３参照）に応じた電流ＩＣＳＬ１を出力し、可変電流源３１は三角波Ｖ０（図３参照）に応じた電流ＩＶ０を出力する。
【００４０】
ここで、トランジスタにおいてベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅとエミッタ電流Ｉｅとの間には（１）式の関係が成り立つ。ただし、Ｖｔは熱電圧、Ｉｓは飽和電流を示している。
Ｖｂｅ＝Ｖｔ×ｌｎ（Ｉｅ／Ｉｓ）…（１）
【００４１】
（１）式を用いて、トランジスタＱ１〜Ｑ４のベース−エミッタ間電圧ＶＱ１〜ＶＱ４を各々求めると、以下の（２）式〜（５）式のようになる。ただし、Ｉｃｏｎｓｔは定電流源２９が出力する電流、ＩｏはトランジスタＱ５及びＱ６から成るカレントミラー回路が出力する電流を示している。
ＶＱ１＝Ｖｔ×ｌｎ（Ｉｃｏｎｓｔ／Ｉｓ）…（２）
ＶＱ２＝Ｖｔ×ｌｎ（ＩＣＳＬ１／Ｉｓ）…（３）
ＶＱ３＝Ｖｔ×ｌｎ（ＩＶ０／Ｉｓ）…（４）
ＶＱ４＝Ｖｔ×ｌｎ（Ｉｏ／Ｉｓ）…（５）
【００４２】
ここで、トランジスタＱ２のベースとトランジスタＱ３のベースとの接続ノードの電位に注目すると、（６）式が成り立つ。
ＶＱ３＋ＶＱ１＝ＶＱ４＋ＶＱ２…（６）
【００４３】
（２）式〜（６）式より、（７）式が成り立つ。
Ｉｏ＝ＩＣＳＬ１／ＩＶ０×Ｉｃｏｎｓｔ…（７）
【００４４】
したがって、端子３４から出力される電圧ＶＰ１は（８）式で表される。ただし、抵抗３３の抵抗値をＲ０とする。なお、（８）式中のＩｃｏｎｓｔ×Ｒ０が図３中のＶＰに該当する。
ＶＰ１＝ＩＣＳＬ１／ＩＶ０×Ｉｃｏｎｓｔ×Ｒ０…（８）
【００４５】
三角波ＣＳＬ２が電圧−電流変換回路（図示せず）によってローエッジ電位ＶＢＧを基準として電流変換され、その電流によって可変電流源３０が制御される他方の正規化回路も同様の動作を行うので、（９）式が成立する。
ＶＰ２＝ＩＣＳＬ２／ＩＶ０×Ｉｃｏｎｓｔ×Ｒ０…（９）
【００４６】
正規化回路４３はこのような二つの正規化回路を備えているので、モータ回転数にかかわらず所定の波高値ＶＰに正規化された電圧信号である三角波ＶＰ１及びＶＰ２を出力することができる。
【００４７】
次に、三相マトリックス回路４９からドライバ部２に出力される制御信号とモータ駆動電流とについて説明する。三相マトリックス回路４９が生成するＰＷＭ信号とドライバ部２がモータ３に供給するモータ駆動電流とを図５に示す。
【００４８】
発振器４５は、ドライバ部２に出力する制御信号を作成する際に用いるＰＷＭキャリア信号Ｃ１（図５参照）を内部で発生させている。比較器４７は、このＰＷＭキャリア信号Ｃ１と正規化された三角波信号ＶＰ１の電位レベルをレベル変更回路４４によって変更させた三角波信号ＶＰ１’とを比較してＰＷＭ信号Ｐ１を作成する。比較器４６は、このＰＷＭキャリア信号Ｃ１と正規化された三角波信号ＶＰ２の電位レベルをレベル変更回路４４によって変更させた三角波信号ＶＰ２’とを比較してＰＷＭ信号Ｐ２を作成する。なお、ＰＷＭキャリア信号Ｃ１の電位レベルを変更せずに正規化された三角波ＶＰ１及びＶＰ２の電位レベルを変更する理由は、ＰＷＭキャリア信号Ｃ１が三角波ＶＰ１及びＶＰ２に比べて高周波信号であるために電位レベルの変更が困難になるからである。即ち、正規化された三角波信号ＶＰ１及びＶＰ２の電位レベルを変更するようにしなければレベル変更回路が複雑になるからである。
【００４９】
比較器４７は、ＰＷＭキャリア信号Ｃ１と三角波信号ＶＰ１’とを比較し、キャリア信号Ｃ１が三角波信号ＶＰ１’より大きいときはＨｉｇｈレベルとなりキャリア信号Ｃ１が三角波信号ＶＰ１’より大きくないときはＬｏｗレベルとなる信号を作成する。この信号がＰＷＭ信号Ｐ１である。また、比較器４６は、キャリア信号Ｃ１と三角波信号ＶＰ２’とを比較し、キャリア信号Ｃ１が三角波信号ＶＰ２’より大きいときはＨｉｇｈレベルとなりキャリア信号Ｃ１が三角波信号ＶＰ２’より大きくないときはＬｏｗレベルとなる信号を作成する。この信号がＰＷＭ信号Ｐ２である。
【００５０】
また、三相マトリックス回路４９はＰＷＭ駆動する１２０°の通電区間とハイインピーダンス出力状態である６０°の非通電区間とからなるドライブ信号を各相毎に生成する。Ｕ相のドライブ信号はパルス制御信号Ｕ１０とＵ１３から構成され、パルス制御信号Ｕ１０とパルス制御信号Ｕ１３のいずれか一方がＰＷＭデューティ１００％のときに通電区間となり、パルス制御信号Ｕ１０とパルス制御信号Ｕ１３がともに低レベル（ＯＦＦ）のときに非通電区間となる。
【００５１】
ドライブ信号の通電区間と非通電区間との切り替わりポイントにおけるＰＷＭ信号Ｐ１及びＰ２のデューティと通電区間中におけるドライブ信号のデューティとが一致するように、三角波信号ＶＰ１及びＶＰ２から三角波信号ＶＰ１’及びＶＰ２’への電位レベル変更量が調整される。図５に示す状態のときは通電区間におけるドライブ信号のデューティは１００％であるので、通電区間と非通電区間との切り替わりポイントで三角波ＶＰ１’及びＶＰ２’がＰＷＭキャリア信号Ｃ１のボトム電位に一致するようにレベル変更回路４４における三角波信号ＶＰ１及びＶＰ２から三角波信号ＶＰ１’及びＶＰ２’への電位レベル変更量を設定している。
【００５２】
例えば、図５の状態と異なり、通電区間におけるドライブ信号のデューティが５０％である場合は、ドライブ信号の通電区間と非通電区間との切り替わりポイントにおいて三角波ＶＰ１’及びＶＰ２’がＰＷＭキャリア信号Ｃ１の中間電位に一致するように、レベル変更回路４４における三角波信号ＶＰ１及びＶＰ２から三角波信号ＶＰ１’及びＶＰ２’への電位レベル変更量を設定する。これにより、ドライブ信号が通電区間から非通電区間に切り替わった後の一定期間及び非通電区間から通電区間に切り替わる前の一定期間においてドライブ信号にＰＷＭ信号を付加しても非通電区間と通電区間との切替ポイントにおいてＰＷＭデューティが滑らかにつながるので、静音化を図ることができる。
【００５３】
三相マトリックス回路４９は、パルス制御信号Ｕ１０の立ち上がりエッジ直前の所定区間ｔ１ではＰＷＭ信号Ｐ２を取り出し、パルス制御信号Ｕ１０の立ち下がりエッジ直後の所定区間ｔ２ではＰＷＭ信号Ｐ１を取り出し、その他の部分はＬｏｗレベルとする信号Ｕ１０ａｄｄを作成する。また、パルス制御信号Ｕ１３の立ち上がりエッジ直前の所定区間ｔ３ではＰＷＭ信号Ｐ１を取り出し、パルス制御信号Ｕ１３の立ち下がりエッジ直後の所定区間ｔ４ではＰＷＭ信号Ｐ２を取り出し、その他の部分はＬｏｗレベルとする信号Ｕ１３ａｄｄを作成する。なお、タイミング回路４０がモータ回転を検出できるようにするため、所定期間ｔ１〜ｔ４はそれぞれ３０°未満にしなければならない。また、三相ブラシレスモータにおいて１２０°通電を行う場合は、期間ｔ１〜ｔ４は概ね１５°以上３０°未満が好適である。
【００５４】
パルス制御信号Ｕ１０と信号Ｕ１０ａｄｄの合成信号によってＭＯＳＦＥＴ１０が制御され、パルス制御信号Ｕ１３と信号Ｕ１３ａｄｄの合成信号によってＭＯＳＦＥＴ１３が制御される。したがって、図５に示すＵ相モータ電圧Ｅｕが得られる。その結果、図５に示すＵ相モータ駆動電流Ｉｕが得られる。同様にしてＩｖ、Ｉｗが得られる。これらのモータ駆動電流は急峻に変化することがないので、モータトルクの脈動が従来の制御方法に比べて減少する。これにより、モータ回転時における騒音の発生を従来の制御方法に比べて低減することができる。特に、モータトルクの大きい加速時や逆転ブレーキに著しい効果を奏する。
【００５５】
なお、三角波ＣＳＬ１やＣＳＬ２にオフセットがあっても三角波信号ＶＰ１’と三角波信号ＶＰ２’との交点位置はほとんど変化しない。したがって、三角波信号ＶＰ１’と三角波信号ＶＰ２’との交点位置がドライブ信号の非通電区間と通電区間との切り替わりポイントに対してずれることはなく、ＰＷＭ信号Ｐ１及びＰ２のデューティの変化率が変わるだけであるので、三角波ＣＳＬ１やＣＳＬ２にオフセットがない場合と同様にモータの静音化を図ることができる。
【００５６】
また、本実施形態では図４に示す正規化回路を用いて正規化を実現しているので、制御回路を比較的簡単な構成にすることができる。
【００５７】
次に、本発明に係る電気機器の一例として図６の光ディスク再生装置について説明する。光ピックアップ装置３７は、ＣＤやＤＶＤ−ＲＯＭ等の光ディスク３８に対してレーザー光を照射し、光ディスク３８に反射したレーザー光から信号の読み取りを行い、その読み取った信号をマイクロコンピュータ３５に送出する。
【００５８】
ドライバ回路３６はマイクロコンピュータ３５からの指令に応じて光ピックアップ装置３７を駆動する。光ピックアップ装置３７は内蔵するステッピングモータ（図示せず）によって光ディスク３８の半径方向にステップ移動され、信号を読み取るべき目的トラックに位置決めがなされる。
【００５９】
また、ドライバ回路３９はマイクロコンピュータ３５からの指令に応じてスピンドルモータ５０を駆動する。光ディスク３８はスピンドルを介してスピンドルモータ５０によって回転される。
【００６０】
そして、スピンドルモータ５０及びドライバ回路３９に図１のモータ駆動装置を用いる。すなわち、スピンドルモータ５０に三相ブラシレスモータ３を用い、ドライバ回路３９にダウンコンバータ１、ドライバ部２、及び制御回路４からなる回路を用いる。
【００６１】
スピンドルモータ５０は光ディスク３８を線速度一定で回転させるためにモータ回転数を変化させる。本発明に係るモータ制御装置は、モータ回転数にかかわらず正規化した三角波を生成することができるので、上記光ディスク再生装置のようにモータ回転数を変化させる必要のある電気機器に好適である。
【００６２】
なお、本実施形態では三相ブラシレスモータを用いた場合について説明したが本発明はこれに限定されることはなく、通電区間と非通電区間との切替ポイントにおけるモータ駆動電流の変化が急峻であるモータ制御に適用することができ、例えばステッピングモータ等に適用することができる。
【００６３】
【発明の効果】
上記で説明した通り、本発明に係るモータ駆動装置は、複数の低インピーダンスの出力状態を順次切り替えることによりモータを駆動するとともに、前記低インピーダンスの１つの出力状態から他の出力状態に切り替わる間に前記低インピーダンス状態よりインピーダンスの高い高インピーダンス状態の区間を有し、前記高インピーダンス状態から前記低インピーダンスの出力状態に切り替わる前の期間であって、前記高インピーダンス状態の区間の１／２未満である期間及び前記低インピーダンスの出力状態から前記高インピーダンス状態に切り替わった後の期間であって前記高インピーダンス状態の区間の１／２未満である期間に、デューティがスイープするＰＷＭ信号によってＰＷＭ駆動を行うようにしている。
【００６４】
このようにするにより、モータ駆動電流が急峻に変化しなくなるので、モータトルクの脈動が減少する。これにより、モータ回転時における騒音の発生を低減することができる。特に、モータトルクの大きい加速時や逆転ブレーキに著しい効果を奏する。さらに、デューティがスイープする期間を高インピーダンス区間の１／２未満にしているので、ステータコイルの中点電位と各相のモータ電圧とのクロスポイントを検出することができる。これにより、モータの回転を検出できなくなる不具合は発生しない。
【００６５】
また、前記低インピーダンスの出力状態がそれぞれ略１２０°の区間であり、前記高インピーダンス状態の区間がそれぞれ略６０°の区間であるようにしてもよい。これにより、いわゆる１２０°通電を実現することができる。
【００６６】
また、前記高インピーダンスの状態から出力レベルが高い高レベル出力又は高レベル区間がより長いＰＷＭ駆動に切り替わるときには前記デューティが徐々に大きく又は前記低インピーダンスの出力状態におけるＰＷＭ波形のデューティに近づくように、高インピーダンスの状態から出力レベルが低い低レベル出力又は高レベル区間がより短いＰＷＭ駆動に切り替わるときには前記デューティが徐々に小さく又は前記低インピーダンスの出力状態におけるＰＷＭ波形のデューティに近づくようにしてもよい。
【００６７】
これにより、低インピーダンスの出力状態と高インピーダンスの出力状態との切替ポイントにおいてＰＷＭデューティが滑らかにつながるので、静音化を図ることができる。
【００６８】
また、前記デューティがスイープするＰＷＭ信号が、モータの回転に応じて形成される第１の三角波と、第１の三角波よりも周波数の高い第２の三角波との合成により形成されるとともに、前記第１の三角波の最低電圧が、所定時間一定レベルを出力してもよい。
【００６９】
これにより、デューティがスイープするＰＷＭ信号を簡単な回路によって得ることができる。
【００７０】
また、前記モータが三相センサレスモータであってもよい。これにより、モータの低コスト化及び小型化を図ることができる。
【００７１】
本発明に係るモータ駆動制御回路は、モータと該モータが有する複数のステータコイルに順次駆動電流を供給するドライバ部との各接続ノードの電圧であるそれぞれのモータ電圧を検出し、前記モータ電圧それぞれに応じて前記ドライバ部を制御する回路であって、前記モータの回転に応じた三角波を生成する三角波生成手段と、該三角波生成手段から出力される三角波のレベルを変更するレベル変更手段と、前記レベル変更手段から出力されるレベル変更された三角波と前記三角波より周波数の高い第２の三角波とを比較してＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、所定のデューティでＰＷＭ駆動する通電区間と高インピーダンス出力である非通電区間とからなるＰＷＭドライブ信号を前記モータのステータコイル各々に対応するように各々位相を異ならせて複数生成する手段と、前記ＰＷＭドライブ信号各々に対して、通電区間から非通電区間に切り替わった後の期間であって非通電区間の１／２未満である期間及び非通電区間から通電区間に切り替わる前の期間であって非通電区間の１／２未満である期間に前記ＰＷＭ信号を付加して前記ドライブ部に出力する出力手段と、を備え、 前記レベル変更手段により、通電区間と非通電区間との切り替わりポイントにおける前記ＰＷＭ信号のデューティは、徐々に前記ＰＷＭドライブ信号の通電区間のデューティと略同一になるように変更される構成にしている。
【００７２】
このような構成にすることにより、モータ駆動電流が急峻に変化しなくなるので、モータトルクの脈動が減少する。これにより、モータ回転時における騒音の発生を低減することができる。特に、モータトルクの大きい加速時や逆転ブレーキに著しい効果を奏する。また、通電区間と非通電区間との切り替わりポイントにおけるＰＷＭ信号のデューティとＰＷＭドライブ信号の通電区間のデューティとが略同一になるようにしているので、非通電区間と通電区間との切替ポイントにおいてＰＷＭデューティが滑らかにつながる。これにより、静音化を図ることができる。さらに、ＰＷＭドライブ信号にＰＷＭ信号を付加する期間を非通電区間の１／２未満にしているので、ステータコイルの中点電位と各相のモータ電圧とのクロスポイントを検出することができる。これにより、モータの回転を検出できなくなる不具合は発生しない。
【００７３】
また、本発明によると、前記三角波生成手段が互いに１８０°位相の異なる二つの三角波を生成し、これら二つの三角波を足すことによって合成波を求め、前記二つの三角波それぞれを前記合成波に応じた値に基準化するので、前記三角波生成手段を比較的簡単な構成の回路によって実現することができる。
【００７４】
また、本発明に係るモータ駆動装置は、モータと、該モータが有する複数のステータコイルに順次駆動電流を供給するドライバ部と、前記ドライバ部を制御する上記いずれかのモータ駆動制御回路と、を備える構成であるので、モータ駆動装置の静音化を図ることができる。
【００７５】
また、本発明に係る電気機器は、上記構成のモータ駆動装置と、該モータ駆動装置によって駆動する回転体と、を備えるので、電気機器の静音化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るモータ駆動装置の一構成例を示す図である。
【図２】図１のモータ駆動装置に設けられる制御回路が具備する三角波生成回路の一構成例を示す図である。
【図３】図１のモータ駆動装置に設けられる制御回路が行う正規化の手順を示す信号波形図である。
【図４】図１のモータ駆動装置に設けられる制御回路が具備する正規化回路の一構成例を示す図である。
【図５】図１のモータ駆動装置に設けられる制御回路が生成するＰＷＭ信号波形及び図１のモータ駆動装置に設けられるドライバ部がモータに供給するモータ駆動電流波形を示す図である。
【図６】本発明に係る光ディスク再生装置の一構成例を示す図である。
【図７】従来のモータ駆動装置のモータ電圧波形及びモータ駆動電流波形を示す図である。
【符号の説明】
１ ダウンコンバータ
２ ドライバ部
３ 三相ブラシレスモータ
４ モータ駆動制御回路
３９ ドライバ回路
５０ スピンドルモータ
Claims (9)
- 複数の低インピーダンスの出力状態を順次切り替えることによりモータを駆動するとともに、前記低インピーダンスの１つの出力状態から他の出力状態に切り替わる間に前記低インピーダンス状態よりインピーダンスの高い高インピーダンス状態の区間を有するモータ駆動装置であって、
前記高インピーダンス状態から前記低インピーダンスの出力状態に切り替わる前の期間であって、前記高インピーダンス状態の区間の１／２未満である期間及び前記低インピーダンスの出力状態から前記高インピーダンス状態に切り替わった後の期間であって前記高インピーダンス状態の区間の１／２未満である期間に、デューティがスイープするＰＷＭ信号によってＰＷＭ駆動を行うことを特徴とするモータ駆動装置。 - 前記低インピーダンスの出力状態がそれぞれ略１２０°の区間であり、前記高インピーダンス状態の区間がそれぞれ略６０°の区間である請求項１に記載のモータ駆動装置。
- 前記高インピーダンスの状態から出力レベルが高い高レベル出力又は高レベル区間がより長いＰＷＭ駆動に切り替わるときには前記デューティが徐々に大きく又は前記低インピーダンスの出力状態におけるＰＷＭ波形のデューティに近づくように、高インピーダンスの状態から出力レベルが低い低レベル出力又は高レベル区間がより短いＰＷＭ駆動に切り替わるときには前記デューティが徐々に小さく又は前記低インピーダンスの出力状態におけるＰＷＭ波形のデューティに近づくようにＰＷＭ駆動を行う請求項１又は請求項２に記載のモータ駆動装置。
- 前記デューティがスイープするＰＷＭ信号が、モータの回転に応じて形成される第１の三角波と、第１の三角波よりも周波数の高い第２の三角波との合成により形成されるとともに、前記第１の三角波の最低電圧が、所定時間一定レベルを出力する請求項１〜３のいずれかに記載のモータ駆動装置。
- 前記モータが三相センサレスモータである請求項１〜４のいずれかに記載のモータ駆動装置。
- モータと該モータが有する複数のステータコイルに順次駆動電流を供給するドライバ部との各接続ノードの電圧であるそれぞれのモータ電圧を検出し、前記モータ電圧それぞれに応じて前記ドライバ部を制御するモータ駆動制御回路において、
前記モータの回転に応じた三角波を生成する三角波生成手段と、
該三角波生成手段から出力される三角波のレベルを変更するレベル変更手段と、
前記レベル変更手段から出力されるレベル変更された三角波と前記三角波より周波数の高い第２の三角波とを比較してＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
所定のデューティでＰＷＭ駆動する通電区間と高インピーダンス出力である非通電区間とからなるＰＷＭドライブ信号を前記モータのステータコイル各々に対応するように各々位相を異ならせて複数生成する手段と、
前記ＰＷＭドライブ信号各々に対して、通電区間から非通電区間に切り替わった後の期間であって非通電区間の１／２未満である期間及び非通電区間から通電区間に切り替わる前の期間であって非通電区間の１／２未満である期間に前記ＰＷＭ信号を付加して前記ドライブ部に出力する出力手段と、
を備え、
前記レベル変更手段により、通電区間と非通電区間との切り替わりポイントにおける前記ＰＷＭ信号のデューティは、徐々に前記ＰＷＭドライブ信号の通電区間のデューティと略同一になるように変更されることを特徴とするモータ駆動制御回路。 - 前記三角波生成手段が互いに１８０°位相の異なる二つの三角波を生成し、
これら二つの三角波を足すことによって合成波を求め、前記二つの三角波それぞれを前記合成波に応じた値に基準化する請求項６に記載のモータ駆動制御回路。 - モータと、
該モータが有する複数のステータコイルに順次駆動電流を供給するドライバ部と、
前記ドライバ部を制御する請求項６又は７に記載のモータ駆動制御回路と、
を備えることを特徴とするモータ駆動装置。 - 請求項１〜５又は８のいずれかに記載のモータ駆動装置と、
該モータ駆動装置によって駆動される回転体と、
を備えることを特徴とする電気機器。
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