JP3813061B2 - モータ - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、コイルへの電流路を複数個のトランジスタにより電子的に切り換えるモータに関するものである
【０００２】
【従来の技術】
近年、ＯＡ機器やＡＶ機器の駆動用モータとして、複数個のトランジスタにより電子的に電流路を切り換えるモータが広く使用されている。このようなモータの例として、ＰＮＰ型パワートランジスタとＮＰＮ型パワートランジスタを用いてコイルへの電流路を切り換えるモータがある。図３４に従来のモータを示し、その動作について簡単に説明する。ロータ２０１１は永久磁石による界磁部を有し、ロータ２０１１の回転に応動して、位置検出器２０４１は２組の３相の電圧信号Ｋ１、Ｋ２、Ｋ３とＫ４、Ｋ５、Ｋ６を発生する。第１の分配器２０４２は電圧信号Ｋ１、Ｋ２、Ｋ３に応動した３相の下側通電制御信号Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３を作りだし、下側のＮＰＮ型パワートランジスタ２０２１、２０２２、２０２３のベースに供給し、ＮＰＮ型パワートランジスタ２０２１、２０２２、２０２３の通電を制御する。第２の分配器２０４３は電圧信号Ｋ４、Ｋ５、Ｋ６に応動した３相の上側通電制御信号Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３を作りだし、上側のＰＮＰ型パワートランジスタ２０２５、２０２６、２０２７のベースに供給し、ＰＮＰ型パワートランジスタ２０２５、２０２６、２０２７の通電を制御する。これにより、３相のコイル２０１２、２０１３、２０１４に３相の駆動電圧を供給する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、この従来のモータでは、下記の各種の課題が問題になっていた。
（１）電力損失が大きい。
従来の構成では、ＮＰＮ型パワートランジスタ２０２１、２０２２、２０２３およびＰＮＰ型パワートランジスタ２０２５、２０２６、２０２７は、そのエミッタ−コレクタ間の電圧をアナログ的に制御し、コイル２０１２、２０１３、２０１４に必要な振幅の駆動電流を供給している。そのため、各パワートランジスタの残留電圧が大きく、この残留電圧とパワートランジスタの通電電流の積によって、大きな電力損失が生じていた。特に、モータコイルへの駆動電流が大きいので、電力損失は著しく大きかった。そのため、モータの電力効率は極めて悪かった。
（２）コストが高い。
コストを安くするためには、トランジスタや抵抗類を１チップの集積回路（ＩＣ）にまとめることが有効である。しかし、ＰＮＰ型パワートランジスタ２０２５、２０２６、２０２７を形成するためには大きなチップ面積が必要になり、コスト増加を招く大きな要因になっていた。また、集積回路化した場合の寄生容量の影響により、ＰＮＰ型パワートランジスタを高速動作させることが難しかった。また、パワートランジスタの電力損失・発熱が大きく、集積回路化が難しかった。特に、モータコイルへの駆動電流が大きいので、パワートランジスタの発熱により集積回路の熱破壊を生じる恐れも大きい。また、熱破壊を防止するために放熱板を取り付けた場合には、コスト増加が大きかった。
（３）モータの振動が大きい。
近年、光ディスク装置（ＤＶＤ装置、ＣＤ装置、等）や磁気ディスク装置（ＨＤＤ装置、ＦＤＤ装置、等）などのディスク装置では、ディスクの高密度記録再生に伴って、振動の小さなモータが要望されてきた。しかし、従来の構成では、パワートランジスタの急峻な切り換えに伴ってコイルにスパイク電圧が生じ、駆動電流の脈動を生じていた。これにより、発生駆動力が脈動し、大きなモータ振動を生じていた。
これらの課題をそれぞれもしくは同時に解決したモータが強く望まれていた。本発明の目的は、上記の各種の問題点をそれぞれまたは同時に解決した構成のモータを提供することにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
本発明の構成のモータは、移動体と、複数相のコイルと、直流電圧を供給する２つの出力端子を有する電圧供給手段と、前記電圧供給手段の一方の出力端子側と前記コイルの一つへの電流路を形成する第１の電界効果型パワートランジスタをそれぞれ含むＱ個（ここに、Ｑは３以上の整数）の第１のパワー増幅手段と、前記電圧供給手段の他方の出力端子側と前記コイルの一つへの電流路を形成する第２の電界効果型パワートランジスタをそれぞれ含むＱ個の第２のパワー増幅手段と、複数相の切換信号を作りだす切換作成手段と、前記切換作成手段の出力信号に応動して前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段の通電を制御する第１の制御手段と、前記切換作成手段の出力信号に応動して前記Ｑ個の第２のパワー増幅手段の通電を制御する第２の制御手段と、前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段と前記Ｑ個の第２のパワー増幅手段のうちで少なくとも１個のパワー増幅手段を高周波スイッチング動作させるスイッチング動作手段と、を具備するモータであって、前記第１の制御手段は、立ち上がり傾斜部分と立ち下がり傾斜部分のうちの少なくとも一方の傾斜部分において電流振幅が滑らかに変化する少なくとも１つの電流信号を前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段のうちで少なくとも１個のパワー増幅手段の通電制御端子側に供給する手段と、前記少なくとも１つの電流信号の通電区間内において、前記少なくとも１個のパワー増幅手段の電界効果型パワートランジスタのオン抵抗を小さくする少なくとも１つの補助信号を前記少なくとも１個のパワー増幅手段の通電制御端子側に供給する手段と、を含んで構成している。
【０００５】
このように構成することにより、補助信号を供給したときの電界効果型パワートランジスタのオン抵抗を小さくしている。これにより、パワー増幅手段の電界効果型パワートランジスタのオン抵抗による電力損失を小さくできる。従って、電力効率の良いモータを実現できる。また、立ち上がり傾斜部分と立ち下がり傾斜部分のうちの少なくとも一方の傾斜部分において電流振幅が滑らかに変化する電流信号をパワー増幅手段の通電制御端子側に供給することにより、コイルへの駆動電流を滑らかに変化させることができる。
【０００６】
その結果、駆動電流の脈動や発生駆動力の脈動が大幅に低減され、振動の小さい高性能なモータを実現できる。すなわち、振動が小さく、電力効率の良いモータを実現できる。
【０００７】
本発明の構成のモータは、移動体と、複数相のコイルと、直流電圧を供給する２つの出力端子を有する電圧供給手段と、前記電圧供給手段の一方の出力端子側と前記コイルの一つへの電流路を形成する第１の電界効果型パワートランジスタをそれぞれ含むＱ個（ここに、Ｑは３以上の整数）の第１のパワー増幅手段と、前記電圧供給手段の他方の出力端子側と前記コイルの一つへの電流路を形成する第２の電界効果型パワートランジスタをそれぞれ含むＱ個の第２のパワー増幅手段と、複数相の切換信号を作りだす切換作成手段と、前記切換作成手段の出力信号に応動して前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段の通電を制御する第１の制御手段と、前記切換作成手段の出力信号に応動して前記Ｑ個の第２のパワー増幅手段の通電を制御する第２の制御手段と、前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段と前記Ｑ個の第２のパワー増幅手段のうちで少なくとも１個のパワー増幅手段を高周波スイッチング動作させるスイッチング動作手段と、を具備するモータであって、前記第１の制御手段は、立ち上がり傾斜部分と立ち下がり傾斜部分のうちの少なくとも一方の傾斜部分において電流振幅が滑らかに変化する少なくとも１つの電流信号を前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段のうちで少なくとも１個のパワー増幅手段の通電制御端子側に供給する手段と、前記少なくとも１つの電流信号の通電区間内において、前記少なくとも１つの電流信号よりも短い角度幅に渡って通電される少なくとも１つの補助信号を前記少なくとも１個のパワー増幅手段の通電制御端子側に供給する手段と、を含んで構成している。
【０００８】
このように構成することにより、補助信号を供給したときの電界効果型パワートランジスタのオン抵抗を小さくしている。これにより、パワー増幅手段の電界効果型パワートランジスタのオン抵抗による電力損失を小さくできる。従って、電力効率の良いモータを実現できる。また、立ち上がり傾斜部分と立ち下がり傾斜部分のうちの少なくとも一方の傾斜部分において電流振幅が滑らかに変化する電流信号をパワー増幅手段の通電制御端子側に供給することにより、コイルへの駆動電流を滑らかに変化させることができる。
【０００９】
その結果、駆動電流の脈動や発生駆動力の脈動が大幅に低減され、振動の小さい高性能なモータを実現できる。すなわち、振動が小さく、電力効率の良いモータを実現できる。
【００１０】
その結果、駆動電流の脈動や発生駆動力の脈動が大幅に低減され、振動の小さい高性能なモータを実現できる。すなわち、振動が小さく、電力効率の良いモータを実現できる。
【００１１】
これらおよびその他の構成や動作については、実施の形態の説明において詳細に説明する。
【００１２】
【発明の実施の形態】
本発明の好ましい数個の実施例を添付の図１〜図３３を参照して詳細に説明する。
《実施例１》
図１から図８に本発明の実施例１のモータを示す。図１に全体構成を示す。移動体１は、たとえば、永久磁石の発生磁束により複数極の界磁磁束を発生する界磁部を取り付けられたロータである。ここでは、移動体１の界磁部を２極着磁された永久磁石で示してある。変形例では、多極であっても良く、多数の磁極片によって構成しても良い。３相コイル２、３、４は、固定体であるステータに配設され、移動体１との相対関係に関して、電気的に１２０度相当ずらされて配置されている。３相コイル２、３、４は３相の駆動電流Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３により３相の磁束を発生し、移動体１の界磁部との相互作用によって駆動力を発生し、移動体１に駆動力を与える。ディスク１ｂは、移動体１に取り付けられ、移動体１と一緒に回転する。
【００１３】
電圧供給部である直流電源５０は、負極端子側（−）をアース電位にされ、正極端子側（＋）に所要の直流電圧Ｖｃｃおよび直流電流を供給している。直流電源５０の負極端子側には、電流検出器２１を介して、３個の第１のパワー増幅器１１、１２、１３の電流流出端子側が共通接続されている。第１のパワー増幅器１１は、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１と、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１に並列に逆接続された第１のパワーダイオード６１ｄを含んで構成されている。ここで、ＮＭＯＳ型トランジスタはＮチャンネルＭＯＳ構造の電界効果型トランジスタを意味する。第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１の電流流出端子側は直流電源５０の負極端子側に電流検出器２１を介して接続され、電流流入端子側はコイル２の電力供給端子に接続されている。第１のパワーダイオード６１ｄの電流流入端子側は第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１の電流流出端子側に接続され、電流流出端子側は第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１の電流流入端子側に接続されている。第１のパワー増幅器１１は、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１とＮＭＯＳ型トランジスタ７１により第１の電界効果型パワー部カレントミラー回路を形成し、通電制御端子側への入力電流信号を電流増幅して出力する。ここで、電界効果型パワー部カレントミラー回路は電界効果型パワートランジスタを用いた電界効果型カレントミラー回路を意味する。
【００１４】
第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１とＮＭＯＳ型トランジスタ７１のセル面積比を１００倍にし、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１が能動領域でハーフオン動作している場合の第１のパワー部カレントミラー回路の電流増幅率を１００倍にしている。ここで、電界効果型トランジスタの動作状態には、３つの状態：フルオン状態、ハーフオン状態、オフ状態がある。ハーフオン状態では、電界効果型トランジスタは能動領域の増幅動作を行っている。また、フルオン状態とハーフオン状態の時に、電界効果型トランジスタは活性状態または能動状態にある。なお、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１は、たとえば二重拡散ＮチャンネルＭＯＳ構造の電界効果型トランジスタによって構成され、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１の電流流出端子側から電流流入端子側に向けて寄生ダイオード素子が等価回路的に逆接続される。この寄生ダイオード素子を第１のパワーダイオード６１ｄとして使用している。
【００１５】
同様に、第１のパワー増幅器１２は、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６２と、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６２に並列に逆接続された第１のパワーダイオード６２ｄを含んで構成されている。第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６２の電流流出端子側は直流電源５０の負極端子側に電流検出器２１を介して接続され、電流流入端子側はコイル３の電力供給端子に接続されている。第１のパワーダイオード６２ｄの電流流入端子側は第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６２の電流流出端子側に接続され、電流流出端子側は第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６２の電流流入端子側に接続されている。第１のパワー増幅器１２は、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６２とＮＭＯＳ型トランジスタ７２により第１の電界効果型パワー部カレントミラー回路を形成し、通電制御端子側への入力電流信号を電流増幅して出力する（セル面積比は１００倍）。なお、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６２は、たとえば二重拡散ＮチャンネルＭＯＳ構造の電界効果型トランジスタによって構成され、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６２の寄生ダイオード素子を第１のパワーダイオード６２ｄとして使用している。
【００１６】
同様に、第１のパワー増幅器１３は、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６３と、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６３に並列に逆接続された第１のパワーダイオード６３ｄを含んで構成されている。第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６３の電流流出端子側は直流電源５０の負極端子側に電流検出器２１を介して接続され、電流流入端子側はコイル４の電力供給端子に接続されている。第１のパワーダイオード６３ｄの電流流入端子側は第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６３の電流流出端子側に接続され、電流流出端子側は第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６３の電流流入端子側に接続されている。第１のパワー増幅器１３は、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６３とＮＭＯＳ型トランジスタ７３により第１の電界効果型パワー部カレントミラー回路を形成し、通電制御端子側への入力電流信号を電流増幅して出力する（セル面積比は１００倍）。なお、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６３は、たとえば二重拡散ＮチャンネルＭＯＳ構造の電界効果型トランジスタによって構成され、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６３の寄生ダイオード素子を第１のパワーダイオード６３ｄとして使用している。
【００１７】
第１のパワー増幅器１１、１２、１３の各第１のパワー部カレントミラー回路は、それぞれ各通電制御端子側への入力電流信号を電流増幅して出力する。スイッチング制御器２２の制御パルス信号Ｙ１、Ｙ２、Ｙ３は、第１のパワー増幅器１１、１２、１３の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１、６２、６３をオン・オフ制御して高周波スイッチング動作させる。第１のパワー増幅器１１、１２、１３は、コイル２、３、４の各電力供給端子への駆動電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３を高周波スイッチングして電力供給し、コイル２、３、４への駆動電流Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３の負極側電流を供給する。この動作については、後述する。
【００１８】
直流電源５０の正極端子側には、３個の第２のパワー増幅器１５、１６、１７の電流流入端子側が共通接続されている。第２のパワー増幅器１５は、第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６５と、第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６５に並列に逆接続された第２のパワーダイオード６５ｄを含んで構成されている。第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６５の電流流入端子側は直流電源５０の正極端子側に接続され、電流流出端子側はコイル２の電力供給端子に接続されている。第２のパワーダイオード６５ｄの電流流入端子側は第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６５の電流流出端子側に接続され、電流流出端子側は第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６５の電流流入端子側に接続されている。第２のパワー増幅器１５は、第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６５とＮＭＯＳ型トランジスタ７５により第２の電界効果型パワー部カレントミラー回路を形成し、通電制御端子側への入力電流信号を電流増幅して出力する。第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６５とＮＭＯＳ型トランジスタ７５のセル面積比を１００倍にし、第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６５が能動領域で動作している場合の第２のパワー部カレントミラー回路の電流増幅率を１０１倍にしている。なお、第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６５は、たとえば二重拡散型ＮチャンネルＭＯＳ構造の電界効果型トランジスタによって構成され、第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６５の電流流出端子側から電流流入端子側に向けて寄生ダイオード素子が等価回路的に逆接続される。この寄生ダイオード素子を第２のパワーダイオード６５ｄとして使用している。
【００１９】
同様に、第２のパワー増幅器１６は、第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６６と、第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６６に並列に逆接続された第２のパワーダイオード６６ｄを含んで構成されている。第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６６の電流流入端子側は直流電源５０の正極端子側に接続され、電流流出端子側はコイル３の電力供給端子に接続されている。第２のパワーダイオード６６ｄの電流流入端子側は第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６６の電流流出端子側に接続され、電流流出端子側は第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６６の電流流入端子側に接続されている。第２のパワー増幅器１６は、第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６６とＮＭＯＳ型トランジスタ７６により第２の電界効果型パワー部カレントミラー回路を形成し、通電制御端子側への入力電流信号を電流増幅して出力する（セル面積比は１００倍）。なお、第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６６は、たとえば二重拡散型ＮチャンネルＭＯＳ構造の電界効果型トランジスタによって構成され、第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６６の寄生ダイオード素子を第２のパワーダイオード６６ｄとして使用している。
【００２０】
同様に、第２のパワー増幅器１７は、第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６７と、第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６７に並列に逆接続された第２のパワーダイオード６７ｄを含んで構成されている。第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６７の電流流入端子側は直流電源５０の正極端子側に接続され、電流流出端子側はコイル４の電力供給端子に接続されている。第２のパワーダイオード６７ｄの電流流入端子側は第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６７の電流流出端子側に接続され、電流流出端子側は第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６７の電流流入端子側に接続されている。第２のパワー増幅器１７は、第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６７とＮＭＯＳ型トランジスタ７７により第２の電界効果型パワー部カレントミラー回路を形成し、通電制御端子側への入力電流信号を電流増幅して出力する（セル面積比は１００倍）。なお、第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６７は、たとえば二重拡散型ＮチャンネルＭＯＳ構造の電界効果型トランジスタによって構成され、第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６７の寄生ダイオード素子を第２のパワーダイオード６７ｄとして使用している。
【００２１】
第２のパワー増幅器１５、１６、１７の各第２のパワー部カレントミラー回路は、それぞれ各通電制御端子側への入力電流信号を電流増幅して出力し、コイル２、３、４への駆動電流Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３の正極側電流を供給する。この動作については、後述する。
このように、第１のパワー増幅器１１、１２、１３は、直流電源５０の負極端子側と正極端子側の間に並列的に接続され、直流電源５０の負極端子側からコイル２、３、４への電流路を電子的に切り換えている。同様に、第２のパワー増幅器１５、１６、１７は、直流電源５０の負極端子側と正極端子側の間に並列的に接続され、直流電源５０の正極端子側からコイル２、３、４への電流路を電子的に切り換えている。
指令器２０の指令信号Ａｄは、電流供給器３０とスイッチング制御器２２に入力される。指令器２０は、たとえば、移動体１の回転移動速度を検出し、該速度を所定値に制御する速度制御ブロックによって構成されている。従って、指令信号Ａｄはコイル２、３、４への駆動電流や駆動電圧を制御し、コイルへの供給電力を変化させる。
【００２２】
電流供給器３０は、指令信号Ａｄに応動する第１の供給電流信号Ｃ１と第２の供給電流信号Ｃ２を出力する。図３に電流供給器３０の具体的な構成を示す。電圧電流変換回路１５１は、指令信号Ａｄに比例した変換電流信号Ｂｊを出力する。電圧電流変換回路１５１の変換電流信号Ｂｊは、トランジスタ１７１、１７２、１７３と抵抗１７４、１７５、１７６によるカレントミラー回路に供給され、変換電流信号Ｂｊに比例した２つの電流信号をトランジスタ１７２、１７３のコレクタ側に作りだす。トランジスタ１７２のコレクタ電流は、トランジスタ１８１、１８２のカレントミラー回路を介して出力される。トランジスタ１８２のコレクタ電流Ｂｐ１と定電流源１８３の第１の所定電流Ｑｑ１を加算し、第１の供給電流信号Ｃ１として出力する。すなわち、Ｃ１＝Ｂｐ１＋Ｑｑ１。また、トランジスタ１７３のコレクタ電流Ｂｐ２と定電流源１８４の第２の所定電流Ｑｑ２を加算し、第２の供給電流信号Ｃ２として出力する。すなわち、Ｃ２＝Ｂｐ２＋Ｑｑ２。これにより、第１の供給電流信号Ｃ１と第２の供給電流信号Ｃ２は指令信号Ａｄに比例もしくは略比例した電流信号になる。また、第１の供給電流信号Ｃ１と第２の供給電流信号Ｃ２は、定電流源１８３、１８４の電流値Ｑｑ１、Ｑｑ２による所定のバイアス電流を含んでいる。なお、定電流源１８３、１８４の電流値Ｑｑ１、Ｑｑ２は、必要に応じて設定すれば良く、零であっても良い。
【００２３】
図１の切換作成器３４は、滑らかに変化する３相の切換電流信号Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３を出力する。図２に切換作成器３４の具体的な構成を示す。この例では、切換作成器３４は位置検出部１００と切換信号部１０１によって構成されている。位置検出部１００は、移動体１の発生磁束を検知する磁電変換素子（例えばホール素子）からなる位置検出素子１１１、１１２を含んで構成されている。位置検出素子１１１、１１２は、電気的に１２０度の位相差を有し、移動体１の移動に伴って滑らかな正弦波状に変化する２相の位置検出信号Ｊａ１とＪｂ１、および、Ｊａ２とＪｂ２を出力する。ここで、Ｊａ１とＪａ２は逆相の関係にあり（電気的に１８０度の位相差）、Ｊｂ１とＪｂ２は逆相の関係にある。なお、逆相の信号は新たな相数に数えない。位置検出信号Ｊａ２とＪｂ２は抵抗１１３、１１４により合成されて３相目の位置検出信号Ｊｃ１を作りだし、位置検出信号Ｊａ１とＪｂ１は抵抗１１５、１１６により合成されて３相目の位置検出信号Ｊｃ２を作りだす。これにより、位置検出部１００は電気的に１２０度の位相差を有して正弦波状に変化する３相の位置検出信号Ｊａ１、Ｊｂ１、Ｊｃ１（Ｊａ２、Ｊｂ２、Ｊｃ２）を得ている。なお、３個の位置検出素子を用いて３相の位置検出信号を作りだしても良い。
【００２４】
切換信号部１０１は、３相の位置検出信号に応動して滑らかに変化する正弦波状の切換電流信号Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３を作りだす。トランジスタ１２２と１２３は、１相目の位置検出信号Ｊａ１とＪａ２の差電圧に応動して定電流源１２１の電流をコレクタ側に分流する。トランジスタ１２３のコレクタ電流は、トランジスタ１２４、１２５のカレントミラー回路によって２倍に増幅され、トランジスタ１２５のコレクタより出力される。トランジスタ１２５のコレクタ電流は、定電流源１２６の電流値と比較され、両者の差電流が１相目の切換電流信号Ｄ１として出力される。従って、切換電流信号Ｄ１は、位置検出信号Ｊａ１に応動して滑らかに変化し、電気角で１８０度区間は電流が流出し（正極性の電流）、次の１８０度区間は電流が流入する（負極性の電流）。同様に、切換電流信号Ｄ２は、位置検出信号Ｊｂ１に応動して滑らかに変化し、電気角で１８０度区間は電流が流出し（正極性の電流）、次の１８０度区間は電流が流入する（負極性の電流）。同様に、切換電流信号Ｄ３は、位置検出信号Ｊｃ１に応動して滑らかに変化し、電気角で１８０度区間は電流が流出し（正極性の電流）、次の１８０度区間は電流が流入する（負極性の電流）。これにより、切換電流信号Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３は所定の位相差を有する正弦波状の３相の電流信号になる。図９（ａ）に３相の切換電流信号Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３の波形を示す。なお。図９の横軸は移動体１の回転移動位置である。
【００２５】
図１の分配作成器３６は、第１の分配器３７と第２の分配器３８を含んで構成されている。第１の分配器３７は、切換作成器３４の３相の切換電流信号Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３に応動して電流供給器３０の第１の供給電流信号Ｃ１を実質的に分配し、滑らかに変化する３相の第１の分配電流信号Ｅ１、Ｅ２、Ｅ３を作り出す。第２の分配器３８は、切換作成器３４の３相の切換電流信号Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３に応動して電流供給器３０の第２の供給電流信号Ｃ２を実質的に分配し、滑らかに変化する３相の第２の分配電流信号Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３を作り出す。
【００２６】
図４に分配作成器３６の具体的な構成を示す。第１の分配器３７の第１の分離回路２１６は、切換作成器３４の切換電流信号Ｄ１の負極側電流に相当もしくは応動する第１の分離信号Ｄ１ｎを出力する。第１の分離回路２１７は、切換作成器３４の切換電流信号Ｄ２の負極側電流に相当もしくは応動する第１の分離信号Ｄ２ｎを出力する。第１の分離回路２１８は、切換作成器３４の切換電流信号Ｄ３の負極側電流に相当もしくは応動する第１の分離信号Ｄ３ｎを出力する。これにより、第１の分配器３７の第１の分離回路２１６、２１７、２１８は、３相の切換電流信号Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３の負極側電流に相当もしくは応動する３相の第１の分離信号Ｄ１ｎ、Ｄ２ｎ、Ｄ３ｎを得ている。
第１の分配器３７の第１の乗算回路２１１は、第１の分離回路２１６の第１の分離信号Ｄ１ｎと第１の帰還回路２１５の第１の帰還信号Ｅｂを乗算し、乗算結果に比例した第１の分配電流信号Ｅ１を出力する。同様に、第１の分配器３７の第１の乗算回路２１２は、第１の分離回路２１７の第１の分離信号Ｄ２ｎと第１の帰還回路２１５の第１の帰還信号Ｅｂを乗算し、乗算結果に比例した第１の分配電流信号Ｅ２を出力する。同様に、第１の分配器３７の第１の乗算回路２１３は、第１の分離回路２１８の第１の分離信号Ｄ３ｎと第１の帰還回路２１５の第１の帰還信号Ｅｂを乗算し、乗算結果に比例した第１の分配電流信号Ｅ３を出力する。
【００２７】
第１の合成回路２１４は、３相の第１の分配電流信号Ｅ１、Ｅ２、Ｅ３の加算合成値に応動した第１の合成信号Ｅａを出力する。第１の帰還回路２１５は、第１の合成回路２１４の第１の合成信号Ｅａと電流供給器３０の第１の供給電流信号Ｃ１の差信号に応動した第１の帰還信号Ｅｂを得ている。これにより、第１の乗算回路２１１、２１２、２１３と第１の合成回路２１４と第１の帰還回路２１５は帰還ループを構成し、第１の合成信号Ｅａを第１の供給電流信号Ｃ１に対応した値にしている。
【００２８】
第１の合成信号Ｅａは３相の第１の分配電流信号Ｅ１、Ｅ２、Ｅ３の加算値に対応し、３相の第１の分配電流信号Ｅ１、Ｅ２、Ｅ３はそれぞれ３相の第１の分離信号Ｄ１ｎ、Ｄ２ｎ、Ｄ３ｎに比例している。その結果、第１の分配器３７の３相の第１の分配電流信号Ｅ１、Ｅ２、Ｅ３は、切換作成器３４の３相の切換電流信号Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３の負極側電流に応動して電流供給器３０の第１の供給電流信号Ｃ１を実質的に分配した３相の電流信号になる。すなわち、第１の分配電流信号Ｅ１、Ｅ２、Ｅ３の大きさは、第１の供給電流信号Ｃ１に比例して変化する。図９（ｂ）に３相の第１の分配電流信号Ｅ１、Ｅ２、Ｅ３の波形を示す。第１の分配器３７は、第１の供給電流信号Ｃ１を移動体１の回転移動に伴って１相分もしくは２相分に交互に分配し、電気的に１２０度の位相差を有する３相の第１の分配電流信号Ｅ１、Ｅ２、Ｅ３を出力する。なお、第１の分配電流信号Ｅ１、Ｅ２、Ｅ３は、正極性電流（流出方向電流）になっている。
【００２９】
第２の分配器３８の第２の分離回路２２６は、切換作成器３４の切換電流信号Ｄ１の正極側電流に相当もしくは応動する第２の分離信号Ｄ１ｐを出力する。第２の分離回路２２７は、切換作成器３４の切換電流信号Ｄ２の正極側電流に相当もしくは応動する第２の分離信号Ｄ２ｐを出力する。第２の分離回路２２８は、切換作成器３４の切換電流信号Ｄ３の正極側電流に相当もしくは応動する第２の分離信号Ｄ３ｐを出力する。これにより、第２の分配器３８の第２の分離回路２２６、２２７、２２８は、３相の切換電流信号Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３の正極側電流に相当もしくは応動する３相の第２の分離信号Ｄ１ｐ、Ｄ２ｐ、Ｄ３ｐを得ている。
【００３０】
第２の分配器３８の第２の乗算回路２２１は、第２の分離回路２２６の第２の分離信号Ｄ１ｐと第２の帰還回路２２５の第２の帰還信号Ｇｂを乗算し、乗算結果に比例した第２の分配電流信号Ｇ１を出力する。同様に、第２の分配器３８の第２の乗算回路２２２は、第２の分離回路２２７の第２の分離信号Ｄ２ｐと第２の帰還回路２２５の第２の帰還信号Ｇｂを乗算し、乗算結果に比例した第２の分配電流信号Ｇ２を出力する。同様に、第２の分配器３８の第２の乗算回路２２３は、第２の分離回路２２８の第２の分離信号Ｄ３ｐと第２の帰還回路２２５の第２の帰還信号Ｇｂを乗算し、乗算結果に比例した第２の分配電流信号Ｇ３を出力する。
【００３１】
第２の合成回路２２４は、３相の第２の分配電流信号Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３の加算合成値に応動した第２の合成信号Ｇａを出力する。第２の帰還回路２２５は、第２の合成回路２２４の第２の合成信号Ｇａと電流供給器３０の第２の供給電流信号Ｃ２の差信号に応動した第２の帰還信号Ｇｂを得ている。これにより、第２の乗算回路２２１、２２２、２２３と第２の合成回路２２４と第２の帰還回路２２５は帰還ループを構成し、第２の合成信号Ｇａを第２の供給電流信号Ｃ２に対応した値にしている。第２の合成信号Ｇａは３相の第２の分配電流信号Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３の加算値に対応し、３相の第２の分配電流信号Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３はそれぞれ３相の第２の分離信号Ｄ１ｐ、Ｄ２ｐ、Ｄ３ｐに比例している。その結果、第２の分配器３８の３相の第２の分配電流信号Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３は、切換作成器３４の切換電流信号Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３に応動して電流供給器３０の第２の供給電流信号Ｃ２を実質的に分配した３相の電流信号になる。すなわち、第２の分配電流信号Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３の大きさは、第２の供給電流信号Ｃ２に比例して変化する。図９（ｃ）に３相の第２の分配電流信号Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３の波形を示す。第２の分配器３８は、第２の供給電流信号Ｃ２を移動体１の回転移動に伴って１相分もしくは２相分に交互に分配し、電気的に１２０度の位相差を有する３相の第２の分配電流信号Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３を出力する。なお、第２の分配電流信号Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３は、実際には負極性電流（流入方向電流）になっている。
【００３２】
また、第１の分配電流信号Ｅ１と第２の分配電流信号Ｇ１は１８０度の位相差を有し、相補的に滑らかに変化する（Ｅ１とＧ１は必ず一方が零になる）。同様に、第１の分配電流信号Ｅ２と第２の分配電流信号Ｇ２は１８０度の位相差を有し、相補的に滑らかに変化する（Ｅ２とＧ２は必ず一方が零になる）。同様に、第１の分配電流信号Ｅ３と第２の分配電流信号Ｇ３は１８０度の位相差を有し、相補的に滑らかに変化する（Ｅ３とＧ３は必ず一方が零になる）。
図１の第１の分配器３７の第１の分配電流信号Ｅ１、Ｅ２、Ｅ３は、それぞれ第１の電流増幅器４１、４２、４３に入力される。第１の電流増幅器４１、４２、４３は、それぞれ第１の分配電流信号Ｅ１、Ｅ２、Ｅ３を所定倍の電流増幅して第１の増幅電流信号Ｆ１、Ｆ２、Ｆ３を作りだす。
【００３３】
図５に第１の電流増幅器４１、４２、４３の具体的な構成を示す。第１の電流増幅器４１は、トランジスタ２３１、２３２による初段のカレントミラー回路と、トランジスタ２３３、２３４と抵抗２３５、２３６による次段のカレントミラー回路を縦続接続した第１の増幅部カレントミラー回路により構成している。トランジスタ２３１と２３２のエミッタ面積は等しくされ、初段のカレントミラー回路の電流増幅率は１倍にされている。また、トランジスタ２３３と２３４のエミッタ面積比を５０倍、抵抗２３６と２３５の抵抗比を５０倍にして、次段のカレントミラー回路では電流増幅率で５０倍の所定の増幅を行う。同様に、第１の電流増幅器４２は、トランジスタ２４１、２４２、２４３、２４４と抵抗２４５、２４６による第１の増幅部カレントミラー回路によって構成され、電流増幅率で５０倍の所定の増幅を行う。同様に、第１の電流増幅器４３は、トランジスタ２５１、２５２、２５３、２５４と抵抗２５５、２５６による第１の増幅部カレントミラー回路によって構成され、電流増幅率で５０倍の所定の増幅を行う。これにより、第１の電流増幅器４１、４２、４３は、３相の第１の分配電流信号Ｅ１、Ｅ２、Ｅ３をそれぞれ５０倍の増幅し、３相の第１の増幅電流信号Ｆ１、Ｆ２、Ｆ３を出力する。
【００３４】
図１の第２の分配器３８の第２の分配電流信号Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３は、それぞれ第２の電流増幅器４５、４６、４７に入力される。第２の電流増幅器４５、４６、４７は、それぞれ第２の分配電流信号Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３を所定倍の電流増幅して第２の増幅電流信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３を作りだし、高電圧出力器５１の高電位点Ｖｕから各第２のパワー増幅器１５、１６、１７に供給する。高電圧出力器５１は高周波パルス信号に応動して昇圧用コンデンサに充電・蓄積させることにより、直流電源５０の正極端子側電位Ｖｃｃよりも高い高電位点電位Ｖｕを作り出す。高電圧出力器５１の高電位点Ｖｕから第２のパワー増幅器１５、１６、１７の第２の電界効果型パワー部カレントミラー回路の各通電制御端子側に第２の増幅電流信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３を供給し、第２の電流増幅器４５、４６、４７の出力用トランジスタの飽和を防ぎ、第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６５、６６、６７を十分な通電状態にする。
【００３５】
図６に第２の電流増幅器４５、４６、４７と高電圧出力器５１の具体的な構成を示す。第２の電流増幅器４５は、トランジスタ２６１、２６２と抵抗２６３、２６４による第２の増幅部カレントミラー回路により構成されている。トランジスタ２６１と２６２のエミッタ面積比を５０倍、抵抗２６４と２６３の抵抗比を５０倍にして、第２の電流増幅器４５は電流増幅率で５０倍の所定の増幅を行う。同様に、第２の電流増幅器４６は、トランジスタ２７１、２７２と抵抗２７３、２７４による第２の増幅部カレントミラー回路によって構成され、電流増幅率で５０倍の増幅を行う。同様に、第２の電流増幅器４７は、トランジスタ２８１、２８２と抵抗２８３、２８４による第２の増幅部カレントミラー回路によって構成され、電流増幅率で５０倍の増幅を行う。これにより、第２の電流増幅器４５、４６、４７は、３相の第２の分配電流信号Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３をそれぞれ５０倍の増幅し、３相の第２の増幅電流信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３を出力する。
【００３６】
高電圧出力器５１は、１００ｋＨｚ程度の高周波パルス信号Ｐａを出力するパルス発生回路４２１と、第１の昇圧用コンデンサ４１１と、第２の昇圧用コンデンサ４１２と、ダイオード４２５〜４２８からなる第１の電圧制限回路と、ダイオード４２９からなる第２の電圧制限回路を含んで構成されている。パルス発生回路４２１のパルス信号Ｐａに応動してインバータ回路４２２がディジタル的に変化する。インバータ回路４２２が“Ｌ”（直流電源５０の負極端子側電位）の時にダイオード４２３を介して第１の昇圧用コンデンサ４１１が充電される。インバータ回路４２２が“Ｈ”（直流電源５０の正極端子側電位）に変わると、第１の昇圧用コンデンサ４１１に蓄積された電荷は、ダイオード４２４を介して第２の昇圧用コンデンサ４１２に移され、第２の昇圧用コンデンサ４１２を充電・蓄積する。その結果、第２の昇圧用コンデンサ４１２の端子には、直流電源５０の正極端子側電位Ｖｃｃよりも高電位になる高電位点電位Ｖｕが出力される。高電位点電位Ｖｕは第２の電流増幅器４５、４６、４７に接続されている。
【００３７】
また、第２の昇圧用コンデンサ４１２への充電を続けると、高電位点の電圧Ｖｕが非常に高くなり、集積回路化されたトランジスタやダイオードの耐圧破壊を起こす恐れがある。そこで、ダイオード４２５〜４２８による第１の電圧制限回路を設け、高電位点電圧Ｖｕが所定値以上にならないように制限した。なお、耐圧破壊の心配がないならば、第１の電圧制限回路を無くしても良い。
また、第２の増幅電流信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３は第２の昇圧用コンデンサ４１２の電荷を放電させるように作用する。モータの起動時などの大電流動作が長時間続くと、第２の昇圧用コンデンサ４１２の放電量が多くなり、高電圧出力器５１の出力電圧点の電位Ｖｕが著しく低下する場合もある。そこで、ダイオード４２９による第２の電圧制限回路を設けて、高電圧出力器５１の高電位点電圧Ｖｕが直流電源５０の正極端子側電位Ｖｃｃより大幅に小さくならないように制限した。なお、電流レベルの小さい通常制御状態では、第２の電圧制限回路は動作しない。また、電位Ｖｕの変動が小さい場合には、第２の電圧制限回路を無くしても良い。
【００３８】
図１の電流検出器２１は、直流電源５０の供給する通電電流Ｉｇを検出し、通電電流Ｉｇに応動した電流検出信号Ａｇを出力する。スイッチング制御器２２は、指令信号Ａｄと電流検出信号Ａｇを比較し、比較結果に応動して制御パルス信号Ｙ１、Ｙ２、Ｙ３をオン・オフし、第１のパワー増幅器１１、１２、１３の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１、６２、６３を高周波スイッチング動作させる。なお、スイッチング制御器２２と電流検出器２１によってスイッチング動作ブロックを構成している。
【００３９】
図７に電流検出器２１とスイッチング制御器２２の具体的な構成を示す。電流検出器２１は、直流電源５０の電流供給路に挿入された電流検出用の抵抗３１１によって構成され、抵抗３１１に生じる電圧降下により直流電源５０の通電電流Ｉｇを検出し、電流検出信号Ａｇを出力する。
スイッチング制御器２２は、スイッチング制御信号Ｗ１を得るスイッチングパルス回路３３０を含んで構成されている。スイッチングパルス回路３３０の比較回路３３１は、指令信号Ａｄと電流検出信号Ａｇを比較した比較出力信号Ｃｒを得る。トリガ発生回路３３２は、１００ｋＨｚ程度の高周波のトリガパルス信号Ｄｐを出力し、所定時間間隔毎に繰り返し状態保持回路３３３をトリガする。
【００４０】
状態保持回路３３３は、トリガパリス信号Ｄｐの立ち上がりエッジにおいてスイッチング制御信号Ｗ１を“Ｌｂ”（低電位状態）に変化させ、比較出力信号Ｃｒの立ち上がりエッジにおいてスイッチング制御信号Ｗ１を“Ｈｂ”（高電位状態）に変化させる。スイッチング制御信号Ｗ１が“Ｌｂ”の時には、制御トランジスタ３４１、３４２、３４３は同時にオフになり、制御パルス信号Ｙ１、Ｙ２、Ｙ３はオフ（非電流通電状態）になる。このとき、第１のパワー増幅器１１、１２、１３はそれぞれ第１の増幅電流信号Ｆ１、Ｆ２、Ｆ３を電流増幅するように動作し、コイル２、３、４に負極性電流を供給する電流路を形成する。スイッチング制御信号Ｗ１が“Ｈｂ”の時には、制御トランジスタ３４１、３４２、３４３は同時にオンになり、制御パルス信号Ｙ１、Ｙ２、Ｙ３をオン（電流通電状態）にし、第１のパワー増幅器１１、１２、１３の通電制御端子側への入力電流をバイパスする。従って、第１のパワー増幅器１１、１２、１３の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１、６２、６３はすべて同時にオフになる。このようにして、第１のパワー増幅器１１、１２、１３は単一のスイッチング制御信号Ｗ１により通電状態と遮断状態を高周波でスイッチング制御され、コイル２、３、４への駆動電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３をパルス的な電圧にし、コイル２、３、４への駆動電流Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３を指令信号Ａｄに応動するように制御している。これについて説明する。
【００４１】
トリガパルス信号Ｄｐの立ち上がりエッジによって状態保持回路３３３のスイッチング制御信号Ｗ１が“Ｌｂ”に変化した時には、第１の分配器３７によって選択分配された第１の分配電流信号Ｅ１、Ｅ２、Ｅ３および第１の増幅電流信号Ｆ１、Ｆ２、Ｆ３に応動して、第１のパワー増幅器１１、１２、１３の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタが通電状態になる。たとえば、第１の分配電流信号Ｅ１および第１の増幅電流信号Ｆ１のみが選択されている場合を考えると、第１のパワー増幅器１１の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１が通電状態になる。第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１はフルオン状態にされ、コイル２に駆動電流Ｉ１の負極側電流を供給する電流路を形成する。ここに、電界効果型トランジスタのフルオン状態とは、電流流入端子側と電流流出端子側の間はオン抵抗による非常に小さな電圧降下動作を行っている。コイルのインダクタンス作用によって、コイル２の駆動電流Ｉ１の負極側電流値は徐々に増加する。従って、直流電源５０の供給する通電電流Ｉｇも増加し、電流検出器２１の電流検出信号Ａｇは大きくなる。電流検出信号Ａｇが指令信号Ａｄより大きくなった瞬間に、比較回路３３１の比較出力信号Ｃｒが立ち上がりエッジを発生し、状態保持回路３３３のスイッチング制御信号Ｗ１は“Ｈｂ”に変化する。
【００４２】
スイッチング制御信号Ｗ１が“Ｈｂ”になると、制御トランジスタ３４１、３４２、３４３がオンになる。その結果、第１のパワー増幅器１１、１２、１３の通電制御端子側は同時に直流電源５０の負極端子側に接続され、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１、６２、６３はすべて同時にオフ状態になる。従って、通電電流Ｉｇは零になる。ここに、電界効果型トランジスタのオフ状態とは、電流流入端子側から電流流出端子側にかけてトランジスタ電流を流さない状態である。このとき、コイル２のインダクタンス作用によって、電力供給端子側の駆動電圧Ｖ１がパルス的に大きくなり、第２のパワー増幅器１５の第２のパワーダイオード６５ｄを通る電流路を形成し、コイル２の駆動電流Ｉ１の負極側電流を連続的に流し続ける。その結果、コイル２の駆動電流Ｉ１の負極側電流値は徐々に小さくなる。少しの時間を経過した後に、トリガパルス信号Ｄｐの次の立ち上がりエッジが到来し、上述のスイッチング動作を繰り返す。これにより、所定の時間間隔毎に繰り返し発生するトリガパルス信号Ｄｐによって、第１のパワー増幅器を高周波スイッチング動作させている。なお、１００ｋＨｚ程度の高周波スイッチング動作を行っているので、コイルの駆動電流の高周波リップル分は非常に小さい。
【００４３】
このようにして、直流電源５０の通電電流Ｉｇを指令信号Ａｄに応動した値にパルス的に制御し、コイル２、３、４への合成供給電流を指令信号Ａｄに応動した値に制御する。これにより、コイル２、３、４への連続的な駆動電流を制御する。第１のパワー増幅器の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタのオン時の通電電流は、直流電源５０の通電電流Ｉｇを超えることはない。従って、指令信号Ａｄに応動した第１の供給電流信号Ｃ１を分配増幅して第１のパワー増幅器に供給することにより、第１のパワー増幅器の第１のパワートランジスタを確実にオン状態のスイッチング動作をさせることができる。
【００４４】
さらに、移動体１の移動に伴って第１の分配電流信号を１相分もしくは２相分に交互に滑らかに分配しているので、電流路の切換は滑らかになる。たとえば、第１の分配電流信号Ｅ１、Ｅ２および第１の増幅電流信号Ｆ１、Ｆ２が通電されている場合を考える。トリガパルス信号Ｄｐの立ち上がりエッジによって状態保持回路３３３のスイッチング制御信号Ｗ１が“Ｌｂ”に変化した時には、第１のパワー増幅器１１の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１と第１のパワー増幅器１２の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６２が通電状態になる。第１の増幅電流信号Ｆ１に応動して第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１はオン状態（フルオン状態もしくはハーフオン状態）になり、コイル２の駆動電流Ｉ１の負極側電流を供給する電流路を形成する。第１の増幅電流信号Ｆ２に応動して第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６２はオン状態（フルオン状態もしくはハーフオン状態）になり、コイル３の駆動電流Ｉ２の負極側電流を供給する電流路を形成する。
【００４５】
第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１と６２は、少なくともいずれか一方はフルオン状態になされている。ここに、電界効果型トランジスタのハーフオン状態とは、能動領域において増幅動作を行っている状態である。特に、パワートランジスタがハーフオン状態で動作している場合には、パワー増幅器の電界効果型カレントミラー回路は通電制御端子側への入力電流信号を所定の電流増幅率で電流増幅動作する。コイル２、３に供給される駆動電流Ｉ１、Ｉ２の負極側電流の合成電流値が、直流電源５０の通電電流Ｉｇになる。
【００４６】
コイルのインダクタンス作用によって、通電電流Ｉｇは徐々に大きくなる。電流検出信号Ａｇが指令信号Ａｄより大きくなると比較出力信号Ｃｒが立ち上がりエッジを発生し、スイッチング制御信号Ｗ１が“Ｈｂ”に変化し、制御トランジスタ３４１、３４２、３４３がオンになる。その結果、第１のパワー増幅器１１、１２、１３の通電制御端子側は同時に直流電源５０の負極端子側に接続され、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１、６２、６３はすべて同時にオフ状態になる。従って、通電電流Ｉｇは零になる。コイル２のインダクタンス作用によって、電力供給端子側の駆動電圧Ｖ１がパルス的に大きくなり、第２のパワー増幅器１５の第２のパワーダイオード６５ｄを通る電流路を形成し、コイル２の駆動電流Ｉ１の負極側電流を流し続ける。その結果、コイル２の駆動電流Ｉ１の負極側電流値は徐々に小さくなる。また、コイル３のインダクタンス作用によって、電力供給端子側の駆動電圧Ｖ２がパルス的に大きくなり、第２のパワー増幅器１６の第２のパワーダイオード６６ｄを通る電流路を形成し、コイル３の駆動電流Ｉ２の負極側電流を流し続ける。その結果、コイル３の駆動電流Ｉ２の負極側電流値は徐々に小さくなる。少しの時間を経過した後に、トリガパルス信号Ｄｐの次の立ち上がりエッジが到来し、上述のスイッチング動作を繰り返す。このようにして、移動体１の移動動作に伴って第１の分配電流信号Ｅ１、Ｅ２および第１の増幅電流信号Ｆ１、Ｆ２を変化させ、コイル２、３の駆動電流Ｉ１、Ｉ２の負極側電流値を滑らかに変化する。他の相の電流路の切換動作も同様である。ここで、３相の第１の増幅電流信号を指令信号Ａｄに比例もしくは略比例して変化させているので、指令信号Ａｄが変化した場合にも常に滑らかな電流路の切り換え動作を行うことができる。
【００４７】
また、第２の分配器３８によって選択分配された第２の分配電流信号Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３および第２の増幅電流信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３に応動して、第２のパワー増幅器１５、１６、１７の第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタが通電状態になる。たとえば、第２の分配電流信号Ｇ２および第２の増幅電流信号Ｈ２のみが選択されている場合を考えると、第２のパワー増幅器１６の第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６６が通電状態になる。第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６６はフルオン状態にされ、コイル３に駆動電流Ｉ２の正極側電流を供給する電流路を形成する。直流電源５０の通電電流Ｉｇおよびコイルへの合成供給電流は、すでに説明したように、指令信号Ａｄに応動した値に制御されているので、コイル３の駆動電流Ｉ２の正極側電流も指令信号Ａｄに応動した値になる。従って、指令信号Ａｄに応動して変化する第２の供給電流信号Ｃ２を分配増幅した第２の増幅電流信号を第２のパワー増幅器の通電制御端子側に供給することにより、第２のパワー増幅器の第２のパワートランジスタを確実にフルオン状態にすることができる。
【００４８】
さらに、移動体１の移動に伴って第２の分配電流信号を１相分もしくは２相分に交互に滑らかに分配しているので、電流路の切換は滑らかになる。たとえば、第２の分配電流信号Ｇ２、Ｇ３および第２の増幅電流信号Ｈ２、Ｈ３が通電されている場合を考える。第２のパワー増幅器１６の第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６６と第２のパワー増幅器１７の第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６７が通電状態になる。第２の増幅電流信号Ｈ２に応動して第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６６はオン状態（フルオン状態もしくはハーフオン状態）になり、コイル３の駆動電流Ｉ２の正極側電流を供給する。第２の増幅電流信号Ｈ３に応動して第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６７はオン状態（フルオン状態もしくはハーフオン状態）になり、コイル４の駆動電流Ｉ３の正極側電流を供給する。第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６６と６７は、少なくともいずれか一方がフルオン状態になるようにされている。このようにして、移動体１の移動動作に伴って第２の分配電流信号Ｇ２、Ｇ３および第２の増幅電流信号Ｈ２、Ｈ３が変化させ、コイル３、４の駆動電流Ｉ２、Ｉ３の正極側電流値を滑らかに変化させる。他の相の電流路の切換動作も同様である。ここで、３相の第２の増幅電流信号を指令信号Ａｄに比例もしくは略比例して変化させているので、指令信号Ａｄが変化した場合にも常に滑らかな電流路の切り換え動作を行うことができる。
【００４９】
図１の第１のパワー増幅器１１、１２、１３の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１、６２、６３と第２のパワー増幅器１５、１６、１７の第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６５、６６、６７は、指令器２０や電流検出器２１やスイッチング制御器２２や電流供給器３０や切換作成器３４や分配作成器３６や第１の電流増幅器４１、４２、４３や第２の電流増幅器４５、４６、４７や高電圧出力器５１の所要のトランジスタや抵抗等の半導体素子と一緒に単一のシリコン基板上に接合分離して集積回路化されている。図８に集積回路の構造の一例を示す。Ｐ型シリコン基板上に所要のＮ＋層やＮ−層やＰ＋層やＰ−層等を拡散させて各種のトランジスタを形成している。番号１９１は、二重拡散されたＮＭＯＳ型トランジスタの例であり、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタや第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタとして使用する。この二重拡散ＮＭＯＳ型トランジスタの寄生ダイオード素子は、第１のパワーダイオードや第２のパワーダイオードとして使用される。
【００５０】
番号１９２は、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタの例であり、信号増幅トランジスタとして使用する。番号１９３は、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタの例であり、信号増幅トランジスタとして使用する。番号１９４は、ＰチャンネルおよびＮチャンネルのＣＭＯＳ型電界効果トランジスタの例であり、論理信号処理に使用する。また、各トランジスタの間は、アース電位（０Ｖ）に接続されたシリコン基板と同電位になるＰ層によって接合分離される。接合分離された集積回路は、誘電分離された集積回路と比較して、低コストの製造プロセスを用いて、小さな１チップ基板上に多数のパワー用トランジスタ素子や信号用トランジスタを高密度に集積化できる。すなわち、安価に集積回路化できる。なお、具体的なマスク配置は設計事項であり、詳細な説明を省略する。
次に、図１のモータの全体的な動作について説明する。切換作成器３４は、滑らかに変化する３相の切換電流信号Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３を作りだし、分配作成器３６の第１の分配器３７と第２の分配器３８に供給する。第１の分配器３７は、３相の第１の分離信号Ｄ１ｎ、Ｄ２ｎ、Ｄ３ｎに応動して、第１の供給電流信号Ｃ１に比例した３相の第１の分配電流信号Ｅ１、Ｅ２、Ｅ３を出力する。第１の電流増幅器４１、４２、４３は、それぞれ第１の分配電流信号Ｅ１、Ｅ２、Ｅ３を電流増幅した第１の増幅電流信号Ｆ１、Ｆ２、Ｆ３を出力し、第１のパワー増幅器１１、１２、１３の各通電制御端子側に供給する。第１のパワー増幅器１１、１２、１３の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１、６２、６３は、スイッチング制御器２２のスイッチング制御信号Ｗ１に応動した制御パルス信号Ｙ１、Ｙ２、Ｙ３によってオン・オフの高周波スイッチング動作する。
【００５１】
スイッチング制御信号Ｗ１が“Ｌｂ”の時には、第１のパワー増幅器１１、１２、１３はそれぞれ第１の増幅電流信号Ｆ１、Ｆ２、Ｆ３を電流増幅動作し、３相のコイル２、３、４に駆動電流Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３の負極側電流を供給する電流路を形成する。スイッチング制御信号Ｗ１が“Ｈｂ”時には、第１のパワー増幅器１１、１２、１３の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１、６２、６３はすべてオフになる。このとき、３相のコイル２、３、４に駆動電流Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３の負極側電流を連続的に供給する電流路は、第２のパワー増幅器１５、１６、１７の第２のパワーダイオード６５ｄ、６６ｄ、６７ｄによって形成される。その結果、第１のパワー増幅器１１、１２、１３が高周波スイッチング動作しているにもかかわらず、コイルへの駆動電流は滑らかに変化させることができる。その結果、第１のパワー増幅器１１、１２、１３による電流路の切換動作は滑らかにできる。
【００５２】
電流検出器２１は直流電源５０の通電電流Ｉｇを検出し、通電電流Ｉｇに応動した電流検出信号Ａｇを出力する。スイッチング制御器２２は、指令器２０の指令信号Ａｄと電流検出器２１の電流検出信号Ａｇの両者を比較し、その比較結果に応動してスイッチング制御信号Ｗ１を変化させ、第１のパワー増幅器１１、１２、１３の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１、６２、６３（および第１のパワー部カレントミラー回路）を同時にオフさせる。その結果、第１のパワー増幅器１１、１２、１３の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１、６２、６３のうちで１個もしくは２個の電界効果型パワートランジスタが単一のパルス信号Ｗ１に応動してオン・オフの高周波スイッチング動作を行ない、直流電源５０の通電電流Ｉｇおよびコイルへの合成供給電流を指令信号Ａｄに応動した値に制御する。なお、電流供給器３０と第１の分配器３７と第１の電流増幅器４１、４２、４３は第１の分配制御ブロックを形成し、第１のパワー増幅器１１、１２、１３の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１、６２、６３の通電区間を制御している。なお、上記第１の分配制御ブロックは特許請求の範囲における第１の制御手段を構成している。
【００５３】
一方、第２の分配器３８は、３相の第２の分離信号Ｄ１ｐ、Ｄ２ｐ、Ｄ３ｐに応動して、第２の供給電流信号Ｃ２に比例した３相の第２の分配電流信号Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３を出力する。第２の電流増幅器４５、４６、４７は、それぞれ第２の分配電流信号Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３を電流増幅した第２の増幅電流信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３を出力し、第２のパワー増幅器１５、１６、１７の各通電制御端子側に供給する。第１のパワー増幅器１１、１２、１３がオン・オフの高周波スイッチング動作しているにもかかわらず、第２のパワー増幅器１５、１６、１７はそれぞれ第２の増幅電流信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３を増幅して出力し、３相のコイル２、３、４に駆動電流Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３の正極側電流を供給する。その結果、第２のパワー増幅器１５、１６、１７による電流路の切換動作は滑らかにできる。なお、電流供給器３０と第２の分配器３８と第２の電流増幅器４５、４６、４７は第２の分配制御ブロックを形成し、第２のパワー増幅器１５、１６、１７の第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６５、６６、６７の通電区間を制御している。なお、上記第２の分配制御ブロックは特許請求の範囲における第２の制御手段を構成している。
【００５４】
このように、立ち上がり傾斜部分および立ち下がり傾斜部分において滑らかに変化する３相の第１の増幅電流信号Ｆ１、Ｆ２、Ｆ３を第１のパワー増幅器１１、１２、１３の通電制御端子側に供給し、スイッチング制御器２２の制御パルス信号Ｙ１、Ｙ２、Ｙ３によって第１のパワー増幅器１１、１２、１３の通電制御端子側をオン・オフのスイッチングした。これにより、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１、６２、６３を単一のスイッチング制御信号Ｗ１に応動してオン・オフの高周波スイッチング動作させながらも、コイル２、３、４に供給する駆動電流Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３の負極側電流を滑らかに変化させることができる。
【００５５】
また、立ち上がり傾斜部分および立ち下がり傾斜部分において滑らかに変化する３相の第２の増幅電流信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３を第２のパワー増幅器１５、１６、１７の通電制御端子側に供給した。これにより、コイル２、３、４への正極側電流を滑らかに変化させることができる。
その結果、第１のパワー増幅器１１、１２、１３と第２のパワー増幅器１５、１６、１７によるコイル２、３、４への駆動電流Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３は脈動が極めて少ない滑らかな電流波形になる。これにより、モータの発生駆動力の脈動は大幅に小さくなり、振動・騒音が少ない高性能なモータを実現できる。
【００５６】
さらに、３相の第１の増幅電流信号を指令信号Ａｄに比例もしくは略比例して変化させ、常に適切な入力電流が第１のパワー増幅器の通電制御端子側に供給されるようにした。これにより、指令信号Ａｄに応動してコイルへの駆動電流が変化した場合であっても、滑らかに変化する駆動電流をコイルに供給でき、常に滑らかな電流路の切換動作を実現できる。
また、３相の増幅電流信号を指令信号Ａｄに比例もしくは略比例して変化させ、常に適切な入力電流が第２のパワー増幅器の通電制御端子側に供給されるようにした。これにより、指令信号Ａｄに応動してコイルへの駆動電流が変化した場合であっても、滑らかに変化する駆動電流をコイルに供給でき、常に滑らかな電流路の切換動作を実現できる。
また、第１の分配器３７と第２の分配器３８の動作によって、同一相の第１の分配電流信号と第２の分配電流信号は相補的に流れるので、第１のパワー増幅器の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタと第２のパワー増幅器の第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタも相補的に動作する。従って、滑らかに連続的に変化する両方向の駆動電流がコイルに供給され、かつ、同一相の第１のパワートランジスタと第２のパワートランジスタによる短絡電流は生じない。
【００５７】
本実施例では、第１のパワー増幅器の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタをオン・オフの高周波スイッチング動作させているので、第１のパワー増幅器の電力損失は小さい。第２のパワー増幅器の第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタをオン動作させているので、第２のパワー増幅器の電力損失は小さい。従って、電力効率の非常に良いモータになる。また、第１の増幅電流信号や第２の増幅電流信号を指令信号Ａｄに応動して変化させているので、第１のパワー増幅器や第２のパワー増幅器への入力電流による電力損失も小さくしている。
【００５８】
また、本実施例では、立ち上がり傾斜部分や立ち下がり傾斜部分において滑らかに変化する３相の第１の増幅電流信号Ｆ１、Ｆ２、Ｆ３（第１の３相の電流信号）を３個の第１のパワー増幅器の通電制御端子側に供給した。これにより、第１のパワー増幅器１１、１２、１３の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１、６２、６３のうちで１個もしくは２個の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタをオン・オフの高周波スイッチング動作させながらも、コイル２、３、４への駆動電流Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３の負極側電流を滑らかに変化させた。
同様に、立ち上がり傾斜部分や立ち下がり傾斜部分において滑らかに変化する３相の第２の増幅電流信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３（第２の３相の電流信号）を３個の第２のパワー増幅器の通電制御端子側に供給した。これにより、第２のパワー増幅器１５、１６、１７の第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６５、６６、６７のうちで１個もしくは２個の第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタをオン動作させながらも、コイル２、３、４への駆動電流Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３の正極側電流を滑らかに変化させた。
【００５９】
これにより、電流路の切換動作を滑らかにでき、駆動電流の脈動を小さくし、発生駆動力の脈動やモータ振動を著しく低減した。また、第１の３相の電流信号や第２の３相の電流信号の少なくとも傾斜部分を指令信号Ａｄに応動して変化させることにより、モータ負荷に応動して指令信号Ａｄが変化した場合でも常に滑らかな電流路の切換動作を実現できる。なお、パワー増幅器の通電制御端子側に供給する電流信号は、実質的に滑らかに変化する電流信号で有れば良く、たとえば、階段状のステップ的もしくは段階状のディジタル的に値を変化させる電流信号であっても良い。また、立ち上がり傾斜部分と立ち下がり傾斜部分と平坦部分などのなかで、少なくとも立ち上がり傾斜部分および／または立ち下がり傾斜部分において実質的に滑らかに変化する電流信号をパワー増幅器の通電制御端子側に供給することにより、電流路の切換動作を滑らかにできる。
【００６０】
また、本実施例では、電流検出器２１は直流電源５０の通電電流Ｉｇに応動した電流検出信号Ａｇを得ている。従って、電流検出器２１の電流検出信号Ａｇは３相のコイルへの合成供給電流（駆動電流Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３の負極側電流もしくは正極側電流の合成値）に対応して変化する。スイッチング制御器２２は指令信号Ａｄと電流検出器２１の出力信号Ａｇを比較し、その比較結果に応動して第１のパワー増幅器１１、１２、１３の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１、６２、６３をオン・オフのパルス的な高周波スイッチング動作させる。すなわち、トリガパルス信号Ｄｐの繰り返しタイミングにおいてスイッチング制御器２２のスイッチング制御信号Ｗ１を“Ｌｂ”に変化させ、第１の３相電流信号Ｆ１、Ｆ２、Ｆ３に応動して第１のパワー増幅器の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタを通電状態に変化させる。
【００６１】
電流検出器２１の出力信号Ａｇが指令信号Ａｄよりも大きくなった瞬間に、スイッチング制御器２２のスイッチング制御信号Ｗ１を“Ｈｂ”に変化させ、３個の第１のパワー増幅器１１、１２、１３の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１、６２、６３を同時にオフ状態にする。これにより、１相もしくは２相のコイルに負極側の駆動電流を供給しながらも、指令信号Ａｄに応動して通電電流Ｉｇを制御でき、モータの発生駆動力を指令信号Ａｄに応動した値に正確に制御できる。また、指令信号Ａｄと電流検出器２１の出力信号Ａｇの比較結果に応動した単一のパルス信号（スイッチング制御信号Ｗ１）により、３個の第１のパワー増幅器を同時にオン・オフの高周波スイッチング動作をさせた。これにより、極めて簡素な構成によって、３相コイルへの駆動電流の正確な制御を実現した。すなわち、全体構成が極めて簡素になる。また、高周波スイッチングのタイミングを決めるパルス信号が１個であるから、検出タイミングの管理が簡単であり、電流検出動作および電流制御動作が安定になる。なお、スイッチング制御器２２と電流検出器２１は、パワー増幅器のスイッチング動作を制御するスイッチング動作ブロックを形成している。
【００６２】
本実施例では、集積回路化に好適のモータ構成になっている。パワー素子としてパワートランジスタとその寄生素子として形成されるパワーダイオードを使用して構成しているので、部品点数が少なく、これらのパワー素子を小さなチップ上に集積回路化することが可能である。また、指令器２０、電流検出器２１、スイッチング制御器２２、電流供給器３０、切換作成器３４、分配作成器３６（第１の分配器３７と第２の分配器３８）、３個の第１の電流増幅器４１、４２、４３、３個の第２の電流増幅器４５、４６、４７、高電圧出力器５１の所要のトランジスタや抵抗等の半導体素子を、パワートランジスタと同一チップ上に集積回路化できる。
【００６３】
また、各パワー素子における発熱を極めて小さくしているので、集積回路化に適した構成になっている。すなわち、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタをオン・オフの高周波スイッチング動作させ、第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタをオン動作させているので、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタや第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタや第１のパワーダイオードや第２のパワーダイオードにおける電力損失・発熱が極めて小さい。従って、これらのパワー素子を１チップに集積回路化しても、熱破壊が生じることはない。また、放熱板等の発熱対策は不要である。
【００６４】
また、本実施例では、接合分離部分に形成される寄生トランジスタ素子の動作を防止し、集積回路化に適した構成にしている。図８に示したような接合分離技術を用いた集積回路は、高密度集積に適した低コストのＩＣを実現できる。しかし、直流電源の負極端子側（アース電位）に接続された接合分離部分をベース端子とする多数の寄生トランジスタ素子が形成される欠点がある。通常、これらの寄生トランジスタが動作しないように、逆バイアスされている。しかし、集積されたトランジスタの端子電位がアース電位よりもダイオードの順方向電圧分低くなると、寄生トランジスタが動作し、他の集積されたトランジスタから電流を抜き取る現象が生じる。モータのように、インダクタンス作用を有するコイルに大電流を供給する用途では、寄生トランジスタが動作すると、集積トランジスタの働きを著しく妨害する恐れがある。特に、コイルに電流を供給するパワートランジスタをオン・オフの高周波スイッチングを行わせる場合には、コイル電圧がパルス的に暴れやすく、寄生トランジスタが動作しやすい。
【００６５】
これに対して、本実施例では、第１のパワー増幅器の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタのみをオン・オフの高周波スイッチング動作させ、コイルに電流を供給する構成にした。第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタの電流流出端子側は直流電源の負極端子側に接続されているので、高周波スイッチング動作を行わせても、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタの電流流入端子側電位および電流流出端子側電位はアース電位以下にならない。また、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタの電流流入端子側電位は直流電源５０の正極端子電位以上になるが、集積トランジスタの動作を妨害する寄生トランジスタの動作は起こらない。従って、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタが高周波スイッチングを行っても、安定な回路動作を得ることができる。
また、第２のパワー増幅器の第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタは電流路を滑らかに切り換えている。従って、第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタによる電流路の切換動作を行っても、コイルの各電力供給端子側電位は直流電源５０の負極端子側電位以下にならない。
【００６６】
従って、第１のパワー増幅器の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタや第２のパワー増幅器の第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタによる電流路の切換動作や高周波スイッチング動作を行っても、寄生トランジスタによる妨害動作は生じない。その結果、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタや第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタを他のトランジスタと一緒に１チップの集積回路化しても、集積回路内のトランジスタを安定に回路動作させることができる。これにより、３相のコイルへの電流路を電子的に滑らかに切り換えるモータの回路部分を、寄生トランジスタ素子による妨害動作を心配することなく、１チップのシリコン基板上に集積回路化することが可能になる。
【００６７】
また、本実施例では、第１のパワー増幅器を第１の電界効果型パワー部カレントミラー回路によって構成し、第２のパワー増幅器を第２の電界効果型パワー部カレントミラー回路によって構成し、第１のパワー増幅器１１、１２、１３と第２のパワー増幅器１５、１６、１７の電流増幅率のばらつきを大幅に小さくした。また、切換信号に応動して滑らかに変化する第１の３相の電流信号Ｆ１、Ｆ２、Ｆ３を作りだし、立ち上がり傾斜部分と立ち下がり傾斜部分と平坦部分などのなかで、少なくとも立ち上がり傾斜部分および／または立ち下がり傾斜部分において実質的に滑らかに変化する第１の３相の電流信号Ｆ１、Ｆ２、Ｆ３を、３個の第１のパワー増幅器１１、１２、１３の通電制御端子側に供給した。
【００６８】
また、切換信号に応動して滑らかに変化する第２の３相の電流信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３を作りだし、立ち上がり傾斜部分と立ち下がり傾斜部分と平坦部分などのなかで、少なくとも立ち上がり傾斜部分および／または立ち下がり傾斜部分において実質的に滑らかに変化する第２の３相の電流信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３を、３個の第２のパワー増幅器１５、１６、１７の通電制御端子側に供給した。これにより、第１のパワー増幅器の第１の電界効果型パワートランジスタ６１、６２、６３をオン・オフの高周波スイッチング動作させながらも、３個の第１の電界効果型パワートランジスタ６１、６２、６３および３個の第２の電界効果型パワートランジスタ６５、６６、６７による電流路の切換動作を滑らかに行わせた。その結果、駆動電流の脈動やモータ振動や騒音は著しく小さくできた。なお、電界効果型パワートランジスタを集積回路化することにより、電界効果型パワー部カレントミラー回路の電流増幅率のばらつきをさらに低減できる。また、第１のパワー増幅器と第１の分配制御ブロックの合成伝達利得および第２のパワー増幅器と第２の分配制御ブロックの合成伝達利得のばらつきが小さくなる利点もある。
【００６９】
また、指令信号Ａｄに応動して電流供給器３０の第１の供給電流信号Ｃ１と第２の供給電流信号Ｃ２を変化させることにより、第１の３相の電流信号や第２の３相の電流信号を指令信号Ａｄに応動して変化させた。これにより、３個の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタのうちで少なくとも１個の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタをフルオン状態とオフ状態の高周波スイッチング動作させながらも、滑らかに電流路の切換動作を行わせることができた。また、３個の第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタのうちで少なくとも１個の第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタを確実にフルオン動作させながらも、滑らかに電流路の切換動作を行わせることができた。このように構成することにより、指令信号Ａｄに応動した起動時の大電流供給時であっても定常制御時の小電流供給時であっても、実質的に滑らかに変化する適切な傾斜部分を持った第１の３相の電流信号を第１のパワー増幅器の通電制御端子側に供給でき、実質的に滑らかに変化する適切な傾斜部分を持った第２の３相の電流信号を第２のパワー増幅器の通電制御端子側に供給できる。
【００７０】
その結果、脈動の少ない駆動電流をコイルに供給でき、発生駆動力の脈動は著しく小さくなる。なお、滑らかな電流路の切り換えを行うためには、第１の３相の電流信号Ｆ１、Ｆ２、Ｆ３のそれぞれの角度幅を電気角で１２０度よりも広くすることが重要であり、１８０度もしくは略１８０度にすることが最も好ましい。しかし、１５０度以上でも効果はある。また、滑らかな電流路の切り換えを行うためには、第２の３相の電流信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３のそれぞれの角度幅を電気角で１２０度よりも広くすることが重要であり、１８０度もしくは略１８０度にすることが最も好ましい。しかし、１５０度以上でも効果はある。
【００７１】
さらに、本実施例では、第１相目を形成する第１の３相の電流信号Ｆ１と第２の３相の電流信号Ｈ１は電気角で１８０度の位相差を有し、相補的に流れるようになっている。第２相目を形成する第１の３相の電流信号Ｆ２と第２の３相の電流信号Ｈ２についても同様であり、第３相目を形成する第１の３相の電流信号Ｆ３と第２の３相の電流信号Ｈ３についても同様である。これにより、同一相の第１のパワー増幅器と第２のパワー増幅器が同時に通電状態になることが生じない。その結果、短絡電流が発生しないので、パワートランジスタの電流破壊や熱破壊は生じない。
【００７２】
なお、本実施例では、第１のパワー増幅器１１、１２、１３と第２のパワー増幅器１５、１６、１７と指令器２０と電流検出器２１とスイッチング制御器２２と電流供給器３０と切換作成器３４と分配作成器３６（第１の分配器３７と第２の分配器３８）と第１の電流増幅器４１、４２、４３と第２の電流増幅器４５、４６、４７と高電圧出力器５１によって、３相の負荷（コイル２、３、４）への駆動電流を供給する駆動回路を形成している。
また、本実施例の切換作成器３４は、２個の磁電変換素子を使用して３相の位置検出信号を得る位置検出部１００を含んで構成した。しかし、３個の磁電変換素子を用いても構成できる。また、そのような検出素子を用いることなく、たとえば、コイル２、３、４に生じる逆起電力を利用して切換信号Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３を作り出しても良い。
【００７３】
また、第１の３相の電流信号Ｆ１、Ｆ２、Ｆ３もしくは第２の３相の電流信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３は、立ち上がり傾斜部分や立ち下がり傾斜部分において実質的に時間的に傾斜を持って切り換わればよい。これにより、駆動電流Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３も立ち上がり傾斜部分や立ち下がり傾斜部分において時間的に傾斜を持って滑らかに電流路を切り換えていく。さらに、駆動電流の極性が変化する時に連続的に電流値を変化させることが好ましいが、同一相の第１の３相の電流信号と第２の３相の電流信号が同時に零になる期間があり、その相の駆動電流を零にする時間が存在してもかまわない。しかし、各第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタの通電角度幅を電気角で１２０度よりも大きくし（好ましくは１５０度以上）、２個の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタが同時に通電状態になる期間を設けることにより、モータ振動は小さくなる。また、各第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタの通電角度幅を電気角で１２０度よりも大きくし（好ましくは１５０度以上）、２個の第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタが同時に通電状態になる期間を設けることにより、モータ振動は小さくなる。このとき、各第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタの通電角度幅を１８０度に等しくもしくは略等しくすることが、最も好ましい。また、各第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタの通電角度幅を１８０度に等しくもしくは略等しくすることが、最も好ましい。
【００７４】
また、本実施例において、第１のパワー増幅器１１、１２、１３や第２のパワー増幅器１５、１６、１７は図１に示された構成に限らず、種々の変形が可能である。たとえば、第１のパワー増幅器１１、１２、１３や第２のパワー増幅器１５、１６、１７のそれぞれの代わりに、図１０に示した構成のパワー増幅器４５０を使用しても良い。パワー増幅器４５０は電界効果型パワートランジスタ４５１とパワーダイオード４５１ｄと電界効果型トランジスタ４５２と抵抗４５３を有し、電界効果型パワー部カレントミラー回路を含んで構成されている。この電界効果型パワー部カレントミラー回路は、電界効果型パワートランジスタ４５１の制御端子側が電界効果型トランジスタ４５２の制御端子側に（直接あるいは例えば抵抗などの何らかの要素を介して）接続され、電界効果型トランジスタ４５２の電流路端子対の一方の端子側が電界効果型パワートランジスタ４５１の電流路端子対の一方の端子側に抵抗４５３を介して接続され、電界効果型トランジスタ４５２の電流路端子対のもう一方の端子側がパワー増幅器４５０の通電制御端子側に（直接あるいは何らかの要素を介して）接続され、かつ電界効果型トランジスタ４５２の制御端子側がパワー増幅器４５２の通電制御端子側に（直接あるいは何らかの要素を介して）接続されるように構成されている。この電界効果型パワー部カレントミラー回路は、通電制御端子側への入力電流が小さい時から大きな電流増幅率を有し、パワー増幅器への入力電流を小さくできる利点がある。
【００７５】
また、たとえば、図１１に示した構成のパワー増幅器４６０を使用しても良い。パワー増幅器４６０はＮＭＯＳ型パワートランジスタ４６１とパワーダイオード４６１ｄとＮＭＯＳ型トランジスタ４６２と抵抗４６３を有し、電界効果型パワー部カレントミラー回路を含んで構成されている。電界効果型パワー部カレントミラー回路は、電界効果型パワートランジスタ４６１の制御端子側が電界効果型トランジスタ４６２の制御端子側に（直接あるいは何らかの要素を介して）接続され、電界効果型トランジスタ４６２の電流路端子対の一方の端子側がパワー増幅器４６０の通電制御端子側に抵抗４６３を介して接続され、電界効果型トランジスタ４６２の電流路端子対のもう一方の端子側が電界効果型パワートランジスタ４６１の電流路端子対の一方の端子側に（直接あるいは何らかの要素を介して）接続され、かつ電界効果型トランジスタ４６２の制御端子側がパワー増幅器４６０の通電制御端子側に（直接あるいは何らかの要素を介して）接続されるように構成されている。この電界効果型パワー部カレントミラー回路は、通電制御端子側への入力電流が小さい内は所定の電流増幅率を有し、入力電流が大きくなると、その電流増幅率が急激に大きくなる。これにより、モータの起動時のように大電流をコイルに供給する場合に、パワー増幅器への入力電流を小さくできる利点がある。なお、ＮＭＯＳ型パワートランジスタ４５１とパワーダイオード４５１ｄやＮＭＯＳ型パワートランジスタ４６１とパワーダイオード４６１ｄは二重拡散ＮチャンネルＭＯＳ構造の電界効果型パワートランジスタとその寄生ダイオード素子によって構成でき、集積回路化は容易である。
【００７６】
また、本実施例において、スイッチング制御器２２のスイッチングパルス回路３３０には、種々の変形が可能である。たとえば、スイッチングパルス回路３３０の代わりに図１２に示した構成のスイッチングパルス回路４８０が使用可能である。スイッチングパルス回路４８０の比較回路４８１は、指令信号Ａｄと電流検出信号Ａｇを比較した比較出力信号Ｃｒを出力する。すなわち、電流検出信号Ａｇが指令信号Ａｄよりも小さい時に比較出力信号Ｃｒは“Ｌｂ”になり、電流検出信号Ａｇが指令信号Ａｄよりも大きくなると比較出力信号Ｃｒは“Ｈｂ”に変わる。時定数回路４８２は、比較回路４８１の比較出力信号Ｃｒの立ち上がりエッジ（“Ｌｂ”から“Ｈｂ”への変化時点）をトリガとして、所定の時間幅Ｗｐだけ“Ｈｂ”になるスイッチング制御信号Ｗ１を発生する。この時間幅Ｗｐはコンデンサ４８３への充放電によって決められる。
【００７７】
スイッチング制御信号Ｗ１が“Ｌｂ”の時には、制御パルス信号Ｙ１、Ｙ２、Ｙ３をオフ（非通電状態）にし、第１の増幅電流信号Ｆ１、Ｆ２、Ｆ３に応じて第１のパワー増幅器１１、１２、１３がオン状態（フルオン状態もしくはハーフオン状態）になり、コイル２、３、４への電流路を形成する。スイッチング制御信号Ｗ１が“Ｈｂ”になると、制御パルス信号Ｙ１、Ｙ２、Ｙ３がオン（電流通電状態）になり、第１のパワー増幅器１１、１２、１３の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１、６２、６３は同時にオフになる。
【００７８】
これにより、電流検出信号Ａｇが指令信号Ａｄよりも小さい時にスイッチング制御信号Ｗ１が“Ｌｂ”になり、第１のパワー増幅器はオン状態になる。直流電源５０の通電電流Ｉｇが増加し、電流検出信号Ａｇが指令信号Ａｄよりも大きくなったタイミングにおいて、比較出力信号Ｃｒは“Ｈｂ”に変化する。比較回路４８１の比較出力信号Ｃｒの立ち上がりエッジによって時定数回路４８２がトリガされ、スイッチング制御器信号Ｗ１は所定時間幅Ｗｐだけ“Ｈｂ”になる。その結果、第１のパワー増幅器１１、１２、１３は所定の時間幅Ｗｂの間は同時にオフ状態になる。第１のパワー増幅器がオフになってから所定時間幅Ｗｐを経過後に、スイッチング制御信号Ｗ１は“Ｌｂ”に変わり、再度、第１のパワー増幅器はオン状態になる。このようにして、第１のパワー増幅器１１、１２、１３の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１、６２、６３はオン・オフの高周波スイッチング動作を行う。また、移動体１の移動動作に伴って、コイル２、３、４への電流路は滑らかに切り換えられていく。
【００７９】
《実施例２》
図１３から図１５に本発明の実施例２のモータを示す。図１３に全体構成を示す。本実施例は、前述の実施例１において、さらに、補助供給器５００と第１の合成器８１、８２、８３と第２の合成器８５、８６、８７を設けたものである。その他の構成において、前述の実施例１と同様なものには同一の番号を付し、詳細な説明を省略する。
図１３の補助供給器５００は、切換作成器３４の出力信号に応動して３相の第１の補助電流信号Ｆ４、Ｆ５、Ｆ６と３相の第２の補助電流信号Ｈ４、Ｈ５、Ｈ６を供給する。図１４に補助供給器５００の具体的な構成を示す。補助供給器５００は補助切換作成部５１０と補助電流切換部５２０によって構成されている。補助切換作成部５１０は、切換作成器３４の３相の位置検出信号Ｊａ１、Ｊｂ１、Ｊｃ１が入力され、これらの位置検出信号に応動した補助切換信号Ｊ４〜Ｊ９を出力する。
【００８０】
図１５に補助切換作成部５１０の具体的な構成例を示す。補助切換作成部５１０のコンパレータ回路５４１、５４２、５４３は、それぞれ、３相の位置検出信号Ｊａ１、Ｊｂ１、Ｊｃ１の内の２相の信号を比較し、比較結果に応動した３相のディジタル信号Ｊｄ、Ｊｅ、Ｊｆを出力する。図１６（ａ）〜（ｃ）にディジタル信号Ｊｄ、Ｊｅ、Ｊｆの波形関係を示す。これらの３相のディジタル信号Ｊｄ、Ｊｅ、Ｊｆは、反転回路５５１、５５２、５５３とアンド回路５６１〜５６７によって論理合成され、補助切換信号Ｊ４〜Ｊ９を作りだす。図１６（ｄ）〜（ｉ）に補助切換信号Ｊ４〜Ｊ９の波形関係を示す。ディジタル信号Ｊｄ、Ｊｅ、Ｊｆは、それぞれ電気角で１８０度もしくは略１８０度の角度幅にわたって“Ｈｂ”、残りの１８０度の角度幅にわたって“Ｌｂ”になる。また、ディジタル信号Ｊｄ、Ｊｅ、Ｊｆは、１２０度の位相差を有する３相の信号になる。補助切換信号Ｊ４、Ｊ５、Ｊ６は、それぞれ電気角で１２０度もしくは略１２０度の角度幅にわたって“Ｈｂ”になり、残りの２４０度の角度幅にわたって“Ｌｂ”になる。これらの補助切換信号Ｊ４、Ｊ５、Ｊ６は、順番に変化する３相のディジタル信号である。また、補助切換信号Ｊ７、Ｊ８、Ｊ９は、それぞれ電気角で１２０度もしくは略１２０度の角度幅にわたって“Ｈｂ”になり、残りの２４０度の角度幅にわたって“Ｌｂ”になる。これらの補助切換信号Ｊ７、Ｊ８、Ｊ９は、順番に変化する３相のディジタル信号である。
【００８１】
図１４の補助切換作成部５１０の補助切換信号Ｊ４〜Ｊ９は、補助電流切換部５２０に入力される。補助電流切換部５２０は、３個の第１の電流源５２１、５２２、５２３と３個の第２の電流源５２５、５２６、５２７と３個の第１のスイッチ回路５３１、５３２、５３３と３個の第２のスイッチ回路５３５、５３６、５３７を有している。第１の電流源５２１、５２２、５２３と第２の電流源５２５、５２６、５２７は、高電圧出力器５１の高電位点電位Ｖｕから流出する方向に接続されている。
第１のスイッチ回路５３１、５３２、５３３は、補助切換作成部５１０の補助切換信号Ｊ４、Ｊ５、Ｊ６が“Ｈｂ”になるとスイッチをオンにする。これにより、第１の電流源５２１、５２２、５２３の電流を補助切換信号Ｊ４、Ｊ５、Ｊ６に応動して出力し、３相の第１の補助電流信号Ｆ４、Ｆ５、Ｆ６を作りだす。また、第２のスイッチ回路５３５、５３６、５３７は、補助切換作成部５１０の補助切換信号Ｊ７、Ｊ８、Ｊ９が“Ｈｂ”になるとスイッチをオンにする。これにより、第２の電流源５２５、５２６、５２７の電流を補助切換信号Ｊ７、Ｊ８、Ｊ９に応動して出力し、３相の第２の補助電流信号Ｈ４、Ｈ５、Ｈ６を作りだす。図１７（ａ）、（ｂ）、（ｃ）に第１の補助電流信号Ｆ４、Ｆ５、Ｆ６の波形を示し、図１７（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）に第２の補助電流信号Ｈ４、Ｈ５、Ｈ６の波形を示す。
【００８２】
図１３の第１の合成器８１は単純に結節点で構成され、第１の電流増幅器４１の第１の増幅電流信号Ｆ１と第１の補助電流信号Ｆ４を加算合成し、第１の合成電流信号Ｆ１＋Ｆ４を出力する。第１の合成器８２は単純に結節点で構成され、第１の電流増幅器４２の第１の増幅電流信号Ｆ２と第１の補助電流信号Ｆ５を加算合成し、第１の合成電流信号Ｆ２＋Ｆ５を出力する。第１の合成器８３は単純に結節点で構成され、第１の電流増幅器４３の第１の増幅電流信号Ｆ３と第１の補助電流信号Ｆ６を加算合成し、第１の合成電流信号Ｆ３＋Ｆ６を出力する。
第２の合成器８５は単純に結節点で構成され、第２の電流増幅器４５の第２の増幅電流信号Ｈ１と第２の補助電流信号Ｈ４を加算合成し、第２の合成電流信号Ｈ１＋Ｈ４を出力する。第２の合成器８６は単純に結節点で構成され、第２の電流増幅器４６の第２の増幅電流信号Ｈ２と第２の補助電流信号Ｈ５を加算合成し、第２の合成電流信号Ｈ２＋Ｈ５を出力する。第２の合成器８７は単純に結節点で構成され、第２の電流増幅器４７の第２の増幅電流信号Ｈ３と第２の補助電流信号Ｈ６を加算合成し、第２の合成電流信号Ｈ３＋Ｈ６を出力する。
【００８３】
図１７（ｇ）に第１の増幅電流信号Ｆ１、Ｆ２、Ｆ３の波形を示し、図１７（ｈ）に第２の増幅電流信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３の波形を示す。また、図１７（ｉ）に第１の合成電流信号Ｆ１＋Ｆ４、Ｆ２＋Ｆ５、Ｆ３＋Ｆ６の波形を示し、図１７（ｊ）に第２の合成電流信号Ｈ１＋Ｈ４、Ｈ２＋Ｈ５、Ｈ３＋Ｈ６の波形を示す。
第１の合成電流信号Ｆ１＋Ｆ４、Ｆ２＋Ｆ５、Ｆ３＋Ｆ６は、零からの立ち上がり傾斜部分および零への立ち下がり傾斜部分において、約３０度の角度幅（電気角）にわたって滑らかに変化する第１の３相の電流信号になっている。同様に、第２の合成電流信号Ｈ１＋Ｈ４、Ｈ２＋Ｈ５、Ｈ３＋Ｈ６は、零からの立ち上がり傾斜部分および零への立ち下がり傾斜部分において、約３０度の角度幅（電気角）にわたって滑らかに変化する第２の３相の電流信号になっている。
【００８４】
第１の合成電流信号Ｆ１＋Ｆ４、Ｆ２＋Ｆ５、Ｆ３＋Ｆ６は、それぞれ第１のパワー増幅器１１、１２、１３の通電制御端子側に供給され、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１、６２、６３の通電を分配制御し、コイル２、３、４への電流路を滑らかに切り換える。実際には、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１、６２、６３はスイッチング制御器２２によってオン・オフの高周波スイッチング動作を制御されながら、第１の合成電流信号に応動してコイルへの通電の分配制御を行っている。同様に、第２の合成電流信号Ｈ１＋Ｈ４、Ｈ２＋Ｈ５、Ｈ３＋Ｈ６は、それぞれ第２のパワー増幅器１５、１６、１７の通電制御端子側に供給され、第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６５、６６、６７の通電を分配制御し、コイル２、３、４への電流路を滑らかに切り換える。
【００８５】
その他の構成及び動作は、前述の実施例１と同様であり、詳細な説明を省略する。
本実施例では、第１のパワー増幅器の通電制御端子側に供給される３相の第１の合成電流信号（第１の３相の電流信号）を、それぞれ、少なくとも立ち上がり傾斜部分および／または立ち下がり傾斜部分において滑らかに変化させ、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタによる電流路の切換動作を滑らかにし、滑らかに変化する駆動電流をコイルに供給した。このとき、第１の合成電流信号に第１の補助電流信号を含ませることにより、支配的に電流路を形成する第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタのオン抵抗を小さくし、電力損失を低減した。また、第１のパワー増幅器の通電制御端子側をスイッチング制御器の制御パルス信号Ｙ１、Ｙ２、Ｙ３によりオン・オフさせ、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタを高周波スイッチング動作させて、電力損失を大幅に低減させた。
【００８６】
同様に、第２のパワー増幅器の通電制御端子側に供給される３相の第２の合成電流信号（第２の３相の電流信号）を、それぞれ、少なくとも立ち上がり傾斜部分および／または立ち下がり傾斜部分において滑らかに変化させ、第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタによる電流路の切換動作を滑らかにし、滑らかに変化する駆動電流をコイルに供給した。このとき、第２の合成電流信号に第２の補助電流信号を含ませることにより、支配的に電流路を形成する第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタのオン抵抗を小さくし、電力損失を低減した。
これにより、第１のパワー増幅器の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタと第２のパワー増幅器の第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタの電力損失を大幅に低減でき、モータの電力効率は大幅に改善される。また、コイルへの駆動電流の脈動が低減でき、モータ振動や騒音を大幅に小さくできる。
【００８７】
前述の実施例の具体的な構成では、第１の合成電流信号の通電幅を１８０度もしくは略１８０度にし、第１の補助電流信号の通電幅を１２０度もしくは略１２０度にした。その結果、第１の合成電流信号は、立ち上がり傾斜部分の３０度もしくは略３０度の角度幅を滑らかに変化し、立ち下がり傾斜部分の３０度もしくは略３０度の角度幅を滑らかに変化する。これにより、滑らかな電流路の切換動作と第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタのオン抵抗による電力損失の低減を同時に実現した。また、３相の第１の補助電流信号Ｆ４、Ｆ５、Ｆ６を順番に切り換えて供給し、いずれか１個の第１の補助電流信号を供給するようにした。また、同一期間に２個以上の第１の補助電流信号が重複して流れないようにした。
【００８８】
また、第２の合成電流信号の通電幅を１８０度もしくは略１８０度にし、第２の補助電流信号の通電幅を１２０度もしくは略１２０度にした。その結果、第２の合成電流信号は、立ち上がり傾斜部分の３０度もしくは略３０度の角度幅を滑らかに変化し、立ち下がり傾斜部分の３０度もしくは略３０度の角度幅を滑らかに変化する。これにより、滑らかな電流路の切換動作と第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタのオン抵抗による電力損失の低減を同時に実現した。また、３相の第２の補助電流信号Ｈ４、Ｈ５、Ｈ６を順番に切り換えて供給し、いずれか１個の第２の補助電流信号を供給するようにした。また、同一期間に２個以上の第２の補助電流信号が重複して流れないようにした。
しかし、これらの角度幅は、適時、変更が可能である。第１の合成電流信号や第２の合成電流信号の角度幅は、たとえば、１５０度にしても良い。また、第１の補助電流信号や第２の補助電流信号の角度幅も１２０度と異ならせることも可能である。
さらに、本実施例でも、前述の実施例１と同様な各種の利点を得ることができる。
【００８９】
《実施例３》
図１８と図１９に本発明の実施例３のモータを示す。図１８に全体構成を示す。本実施例は、前述の実施例２において、補助供給器５００の出力電流信号をパワー増幅器の通電制御端子側に直接供給するようにしたものである。その他の構成において、前述の実施例１もしくは実施例２と同様なものには同一の番号を付し、詳細な説明を省略する。
図１８において、第１のパワー増幅器６１１は、通電制御端子側の第１端子に第１の電流増幅器４１の第１の増幅電流信号Ｆ１が入力され、通電制御端子側の第２端子に補助供給器５００の第１の補助電流信号Ｆ４が入力され、通電制御端子側の第３端子にスイッチング制御器２２の制御パルス信号Ｙ１が入力されている。
【００９０】
同様に、第１のパワー増幅器６１２は、通電制御端子側の第１端子に第１の電流増幅器４２の第１の増幅電流信号Ｆ２が入力され、通電制御端子側の第２端子に補助供給器５００の第１の補助電流信号Ｆ５が入力され、通電制御端子側の第３端子にスイッチング制御器２２の制御パルス信号Ｙ２が入力されている。同様に、第１のパワー増幅器６１３は、通電制御端子側の第１端子に第１の電流増幅器４３の第１の増幅電流信号Ｆ３が入力され、通電制御端子側の第２端子に補助供給器５００の第１の補助電流信号Ｆ６が入力され、通電制御端子側の第３端子にスイッチング制御器２２の制御パルス信号Ｙ３が入力されている。
【００９１】
また、第２のパワー増幅器６１５は、通電制御端子側の第１端子に第２の電流増幅器４５の第２の増幅電流信号Ｈ１が入力され、通電制御端子側の第２端子に補助供給器５００の第２の補助電流信号Ｈ４が入力されている。同様に、第２のパワー増幅器６１６は、通電制御端子側の第１端子に第２の電流増幅器４６の第２の増幅電流信号Ｈ２が入力され、通電制御端子側の第２端子に補助供給器５００の第２の補助電流信号Ｈ５が入力されている。同様に、第２のパワー増幅器６１７は、通電制御端子側の第１端子に第２の電流増幅器４７の第２の増幅電流信号Ｈ３が入力され、通電制御端子側の第２端子に補助供給器５００の第２の補助電流信号Ｈ６が入力されている。
【００９２】
図１９に第１のパワー増幅器６１１、６１２、６１３や第２のパワー増幅器６１５、６１６、６１７の具体的な構成に相当するパワー増幅器６２０を示す。ここでは、パワー増幅器６２０を第１のパワー増幅器６１１として使用する場合を示している。パワー増幅器６２０は、ＮＭＯＳ型パワートランジスタ６２１と、ＮＭＯＳ型パワートランジスタ６２１に並列に逆接続されたパワーダイオード６２１ｄを含んで構成されている。パワーダイオード６２１ｄの電流流入端子側はＮＭＯＳ型パワートランジスタ６２１の電流流出端子側に接続され、電流流出端子側はＮＭＯＳ型パワートランジスタ６２１の電流流入端子側に接続されている。パワー増幅器６２０は、ＮＭＯＳ型パワートランジスタ６２１とＮＭＯＳ型トランジスタ６２２により電界効果型パワー部カレントミラー回路を形成している（セル面積比は１００倍）。
【００９３】
パワー増幅器６２０の通電制御端子側の第１端子とＮＭＯＳ型トランジスタ６２２の電流路端子対の一方の端子側の間に抵抗６２３が接続され、通電制御端子側の第１端子と第２端子の間に抵抗６２４が接続され、通電制御端子側の第３端子はＮＭＯＳ型パワートランジスタ６２１の制御端子側に接続されている。これにより、パワー増幅器６２０の電界効果型パワー部カレントミラー回路は、通電制御端子側の第１端子への第１の増幅電流信号Ｆ１が小さい内は所定の電流増幅率を有し、第１の増幅電流信号Ｆ１が大きくなると、その電流増幅率が急激に大きくなる。また、通電制御端子側の第２端子への第１の補助電流信号Ｆ４によってＮＭＯＳ型パワートランジスタ６２１のオン抵抗を低減している。さらに、パワー増幅器６２０のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６２１および電界効果型パワー部カレントミラー回路は、通電制御端子側の第３端子への制御パルス信号Ｙ１によってオン・オフの高周波スイッチング動作を行っている。
【００９４】
なお、ＮＭＯＳ型パワートランジスタ６２１は、たとえば二重拡散ＮチャンネルＭＯＳ構造の電界効果型トランジスタによって構成され、ＮＭＯＳ型パワートランジスタ６２１の寄生ダイオード素子をパワーダイオード６２１ｄとして使用している。なお、パワー増幅器６２０の抵抗６２３または／および抵抗６２４は、零にしても動作上問題はない。また、第１の増幅電流信号Ｆ１と第１の補助電流信号Ｆ４はパワー増幅器６２０の内部で合成され、ＮＭＯＳ型パワートランジスタ６２１やパワー部カレントミラー回路に供給されている。
【００９５】
パワー増幅器６２０を第１のパワー増幅器６１２、６１３として使用する場合は、図１９に示した構成と同様である。また、パワー増幅器６２０を第２のパワー増幅器６１５、６１６、６１７として使用する場合には、通電制御端子側の第３端子を接続しなければ良い。
その他の構成及び動作は、前述の実施例２もしくは実施例１と同様であり、詳細な説明を省略する。
【００９６】
本実施例では、第１のパワー増幅器の通電制御端子側の第１端子に供給される３相の第１の増幅電流信号（第１の３相の電流信号）を、それぞれ、少なくとも立ち上がり傾斜部分および／または立ち下がり傾斜部分において滑らかに変化させ、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタによる電流路の切換動作を滑らかにし、滑らかに変化する駆動電流をコイルに供給した。また、第１のパワー増幅器の通電制御端子側の第２端子に第１の補助電流信号を供給し、支配的に電流路を形成する第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタのオン抵抗を小さくするようにした。ここに、支配的に電流路を形成する第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタとは、３個の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタのうちで最も大きな駆動電流を供給するパワートランジスタを意味する。さらに、第１のパワー増幅器の通電制御端子側の第３端子にスイッチング制御器の制御パルス信号を供給し、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタをオン・オフの高周波スイッチング動作させるようにした。
【００９７】
同様に、第２のパワー増幅器の通電制御端子側の第２端子に供給される３相の第２の増幅電流信号（第２の３相の電流信号）を、それぞれ、少なくとも立ち上がり傾斜部分および／または立ち下がり傾斜部分において滑らかに変化させ、第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタによる電流路の切換動作を滑らかにし、滑らかに変化する駆動電流をコイルに供給した。また、第２のパワー増幅器の通電制御端子側の第２端子に第２の補助電流信号を供給し、支配的に電流路を形成する第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタのオン抵抗を小さくするようにした。ここに、支配的に電流路を形成する第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタとは、３個の第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタのうちで最も大きな駆動電流を供給するパワートランジスタを意味する。
【００９８】
さらに、本実施例でも、前述の実施例と同様な各種の利点を得ることができる。また、本実施例において、第１のパワー増幅器６１１、６１２、６１３や第２のパワー増幅器６１５、６１６、６１７は図１９に示された構成のパワー増幅器６２０に限らず、種々の変形が可能である。図２０に第１のパワー増幅器６１１、６１２、６１３や第２のパワー増幅器６１５、６１６、６１７に使用可能な別の構成のパワー増幅器６４０を示す。ここでは、パワー増幅器６４０を第１のパワー増幅器６１１として使用する場合を示している。パワー増幅器６４０は、ＮＭＯＳ型パワートランジスタ６４１と、ＮＭＯＳ型パワートランジスタ６４１に並列に逆接続されたパワーダイオード６４１ｄを含んで構成されている。パワーダイオード６４１ｄの電流流入端子側はＮＭＯＳ型パワートランジスタ６４１の電流流出端子側に接続され、電流流出端子側はＮＭＯＳ型パワートランジスタ６４１の電流流入端子側に接続されている。パワー増幅器６４０は、ＮＭＯＳ型パワートランジスタ６４１とＮＭＯＳ型トランジスタ６４２により電界効果型パワー部カレントミラー回路を形成している（セル面積比は１００倍）。
【００９９】
パワー増幅器６４０の通電制御端子側の第１端子はＮＭＯＳ型トランジスタ６２２の電流路端子対の一方の端子側に接続され、ＮＭＯＳ型トランジスタ６２２の電流路端子対の他方の端子側とＮＭＯＳ型パワートランジスタ６４１の電流路端子対の一方の端子側の間に抵抗６４３が接続され、通電制御端子側の第１端子と第２端子の間に抵抗６４４が接続され、通電制御端子側の第３端子はＮＭＯＳ型パワートランジスタ６４１の制御端子側に接続されている。これにより、パワー増幅器６４０の電界効果型パワー部カレントミラー回路は、通電制御端子側の第１端子への第１の増幅電流信号Ｆ１が小さいときから大きな電流増幅動作を行うようになる。
【０１００】
また、通電制御端子側の第２端子への第１の補助電流信号Ｆ４によってＮＭＯＳ型パワートランジスタ６４１のオン抵抗を低減している。さらに、パワー増幅器６４０のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６４１および電界効果型パワー部カレントミラー回路は、通電制御端子側の第３端子への制御パルス信号Ｙ１によってオン・オフの高周波スイッチング動作を行っている。なお、ＮＭＯＳ型パワートランジスタ６４１は、たとえば二重拡散ＮチャンネルＭＯＳ構造の電界効果型トランジスタによって構成され、ＮＭＯＳ型パワートランジスタ６４１の寄生ダイオード素子をパワーダイオード６４１ｄとして使用している。なお、パワー増幅器６４０の抵抗６４３または／および抵抗６４４は、零にしても動作上問題はない。
【０１０１】
《実施例４》
図２１と図２２に本発明の実施例４のモータを示す。図２１に全体構成を示す。本実施例は、前述の実施例３において、第１のパワー増幅器の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタと第２のパワー増幅器の第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタをオン・オフの高周波スイッチング動作させるスイッチング制御器７００を設けたものである。その他の構成において、前述の実施例１もしくは実施例２もしくは実施例３と同様なものには同一の番号を付し、詳細な説明を省略する。
【０１０２】
図２１のスイッチング制御器７００は、指令信号Ａｄと電流検出器２１の電流検出信号Ａｇの比較結果に応動して、制御パルス信号Ｙ１、Ｙ２、Ｙ３、Ｙ４、Ｙ５、Ｙ６を作り、第１のパワー増幅器６１１、６１２、６１３と第２のパワー増幅器６１５、６１６、６１７をオン・オフの高周波スイッチング動作させる。第１のパワー増幅器６１１、６１２、６１３および第２のパワー増幅器６１５、６１６、６１７の具体的な構成は、前述の図１９のパワー増幅器６２０もしくは図２０のパワー増幅器６４０と同様であり、詳細な説明は省略する。
【０１０３】
図２２にスイッチング制御器７００の具体的な構成を示す。スイッチング制御器７００のスイッチングパルス回路３３０の比較回路３３１は、指令信号Ａｄと電流検出信号Ａｇを比較した比較出力信号Ｃｒを得る。トリガ発生回路３３２は、１００ｋＨｚ程度の高周波のトリガパルス信号Ｄｐを出力する。状態保持回路３３３は、トリガパルス信号Ｄｐの立ち上がりエッジにおいてスイッチング制御信号Ｗ１を“Ｌｂ”（低電位状態）に変化させ、比較出力信号Ｃｒの立ち上がりエッジにおいてスイッチング制御信号Ｗ１を“Ｈｂ”（高電位状態）に変化させる。スイッチング制御信号Ｗ１が“Ｌｂ”の時には、制御トランジスタ７４１、７４２、７４３、７４４、７４５、７４６は同時にオフになり、制御パルス信号Ｙ１、Ｙ２、Ｙ３、Ｙ４、Ｙ５、Ｙ６はオフ（無通電状態）になる。このとき、第１のパワー増幅器６１１、６１２、６１３は、それぞれ第１の増幅電流信号Ｆ１、Ｆ２、Ｆ３を電流増幅し、コイル２、３、４に駆動電流Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３の負極側電流を供給する電流路を形成する。
【０１０４】
また、第２のパワー増幅器６１５、６１６、６１７は、それぞれ第２の増幅電流信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３を電流増幅し、コイル２、３、４に駆動電流Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３の正極側電流を供給する電流路を形成する。スイッチング制御信号Ｗ１が“Ｈｂ”の時には、制御トランジスタ７４１、７４２、７４３、７４４、７４５、７４６は同時にオンになり、制御パルス信号Ｙ１、Ｙ２、Ｙ３、Ｙ４、Ｙ５、Ｙ６はオン（通電状態）になる。このとき、第１のパワー増幅器６１１、６１２、６１３の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタはすべて同時にオフになり、かつ、第２のパワー増幅器６１５、６１６、６１７の第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタはすべて同時にオフになる。このようにして、第１のパワー増幅器６１１、６１２、６１３および第２のパワー増幅器６１５、６１６、６１７は単一のスイッチング制御信号Ｗ１によりオン状態とオフ状態を高周波スイッチング制御され、コイルへの駆動電流を指令信号Ａｄに応動するようにしている。これについて説明する。
【０１０５】
トリガパルス信号Ｄｐの立ち上がりエッジによって状態保持回路３３３のスイッチング制御信号Ｗ１が“Ｌｂ”に変化した時には、第１の増幅電流信号Ｆ１、Ｆ２、Ｆ３が零でない相の第１のパワー増幅器が通電状態になり、第２の増幅電流信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３が零でない相の第２のパワー増幅器が通電状態になる。たとえば、第１の増幅電流信号Ｆ１のみが選択され、第２の増幅電流信号Ｈ２のみが選択された場合を考える。第１の増幅電流信号Ｆ１に応動して第１のパワー増幅器６１１の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタが通電状態になり、コイル２の駆動電流Ｉ１の負極側電流を供給する電流路を形成する。第２の増幅電流信号Ｈ２に応動して第２のパワー増幅器６１６の第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタが通電状態になり、コイル３の駆動電流Ｉ２の正極側電流を供給する電流路を形成する。
【０１０６】
コイル２、３に十分な駆動電流を供給するために、第１のパワー増幅器６１１の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタおよび第２のパワー増幅器６１６の第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタはフルオン状態になる。コイルのインダクタンス作用によって、コイル２、３の駆動電流値は徐々に増加する。従って、直流電源５０の供給する通電電流Ｉｇが増加し、電流検出器２１の電流検出信号Ａｇは大きくなる。電流検出信号Ａｇが指令信号Ａｄより大きくなった瞬間に、比較回路３３１の比較出力信号Ｃｒが立ち上がりエッジを発生し、状態保持回路３３３のスイッチング制御信号Ｗ１は“Ｈｂ”に変化する。スイッチング制御信号Ｗ１が“Ｈｂ”になると制御パルス信号Ｙ１〜Ｙ６がオンになり、第１のパワー増幅器６１１、６１２、６１３の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタおよび第２のパワー増幅器６１５、６１６、６１７の第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタはすべて同時にオフ状態に変わる。このとき、コイル２のインダクタンス作用によって、コイル２の電力供給端子側の駆動電圧を急激に大きくし、第２のパワー増幅器６１５の第２のパワーダイオードを通る電流路を形成する。その結果、コイル２への駆動電流Ｉ１の負極側電流は連続的に流れ続ける。
【０１０７】
また、コイル３のインダクタンス作用によって、コイル３の電力供給端子側の駆動電圧を急激に小さくし、第１のパワー増幅器６１２の第１のパワーダイオードを通る電流路を形成する。その結果、コイル３への駆動電流Ｉ２の正極側電流は連続的に流れ続ける。これにより、コイル２、３の駆動電流値は徐々に小さくなる。少しの時間を経過した後に、トリガパルス信号Ｄｐの次の立ち上がりエッジが到来し、上述のスイッチング動作を繰り返す。このようにして、直流電源５０の通電電流Ｉｇのピーク値を指令信号Ａｄに応動した値に制御し、コイル２、３、４への駆動電流を制御する。また、第１の補助電流信号Ｆ４が第１のパワー増幅器６１１の通電制御端子側に供給されている場合には、第１のパワー増幅器６１１の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタのオン抵抗を小さくする効果がある。また、第２の補助電流信号Ｈ５が第２のパワー増幅器６１６の通電制御端子側に供給されている場合には、第２のパワー増幅器６１６の第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタのオン抵抗を小さくする効果がある。
【０１０８】
さらに、移動体１の移動に伴って第１の増幅電流信号を１相分もしくは２相分に交互に滑らかに分配しているので、第１のパワー増幅器６１１、６１２、６１３による電流路の切換は滑らかになる。第１のパワー増幅器６１１、６１２、６１３の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタの高周波スイッチング動作は、前述の説明と同様である。また、移動体１の移動に伴って第２の増幅電流信号を１相分もしくは２相分に交互に滑らかに分配しているので、第２のパワー増幅器６１５、６１６、６１７による電流路の切換は滑らかになる。
【０１０９】
第２のパワー増幅器６１５、６１６、６１７の第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタの高周波スイッチング動作は、前述の説明と同様である。これにより、駆動電流が滑らかに変化し、電流脈動やモータ振動が著しく小さくなる。なお、第１の増幅電流信号Ｆ１、Ｆ２、Ｆ３や第２の増幅電流信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３を指令信号Ａｄに応動した必要最小限の値に小さくしているので、指令信号Ａｄが変化した場合でも常に滑らかな電流路の切り換え動作を行わせることができる。また、第１の増幅電流信号や第２の増幅電流信号による電力損失を低減できる。
その他の構成及び動作は、前述の実施例１もしくは実施例２もしくは実施例３と同様であり、詳細な説明を省略する。
【０１１０】
本実施例では、第１のパワー増幅器の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタおよび第２のパワー増幅器の第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタを高周波スイッチング動作しているので、これらのパワートランジスタにおける電力損失は大幅に低減される。このとき、第１のパワー増幅器と第２のパワー増幅器は単一のスイッチング制御信号Ｗ１に応動して同時にオン・オフするので、高周波スイッチング動作させる構成やコイルへの駆動電流を制御する構成を極めて簡単にできる。さらに、本実施例でも、前述の実施例１もしくは実施例２もしくは実施例３と同様な各種の利点を得ることができる。
【０１１１】
《実施例５》
図２３から図２７に本発明の実施例５のモータを示す。図２３に全体構成を示す。本実施例５では、前述の実施例４において、第２のパワー増幅器８１５、８１６、８１７を第２のＰＭＯＳ型パワートランジスタを使用して構成したものである。また、スイッチング制御器８００、補助供給器８１０、第２の電流増幅器８４５、８４６、８４７を変更している。その他の構成において、前述の実施例１、実施例２、実施例３もしくは実施例４と同様なものには同一の番号を付し、詳細な説明を省略する。
【０１１２】
図２３において、第１のパワー増幅器６１１は、通電制御端子側の第１端子に第１の電流増幅器４１の第１の増幅電流信号Ｆ１が入力され、通電制御端子側の第２端子に補助供給器８１０の第１の補助電流信号Ｆ４が入力され、通電制御端子側の第３端子にスイッチング制御器８００の制御パルス信号Ｙ１が入力されている。同様に、第１のパワー増幅器６１２は、通電制御端子側の第１端子に第１の電流増幅器４２の第１の増幅電流信号Ｆ２が入力され、通電制御端子側の第２端子に補助供給器８１０の第１の補助電流信号Ｆ５が入力され、通電制御端子側の第３端子にスイッチング制御器８００の制御パルス信号Ｙ２が入力されている。同様に、第１のパワー増幅器６１３は、通電制御端子側の第１端子に第１の電流増幅器４３の第１の増幅電流信号Ｆ３が入力され、通電制御端子側の第２端子に補助供給器８１０の第１の補助電流信号Ｆ６が入力され、通電制御端子側の第３端子にスイッチング制御器８００の制御パルス信号Ｙ３が入力されている。
【０１１３】
図１９に示した前述のパワー増幅器６２０を第１のパワー増幅器６１１、６１２、６１３として使用する。図１９のパワー増幅器６２０を第１のパワー増幅器６１１として使用する場合は、すでに説明した通りである。また、第１のパワー増幅器６１２、６１３の場合も同様な構成である。
図２３において、第２のパワー増幅器８１５は、通電制御端子側の第１端子に第２の電流増幅器８４５の第２の増幅電流信号Ｈ１が入力され、通電制御端子側の第２端子に補助供給器８１０の第２の補助電流信号Ｈ４が入力され、通電制御端子側の第３端子にスイッチング制御器８００の制御パルス信号Ｙ４が入力されている。同様に、第２のパワー増幅器８１６は、通電制御端子側の第１端子に第２の電流増幅器８４６の第２の増幅電流信号Ｈ２が入力され、通電制御端子側の第２端子に補助供給器８１０の第２の補助電流信号Ｈ５が入力され、通電制御端子側の第３端子にスイッチング制御器８００の制御パルス信号Ｙ５が入力されている。同様に、第２のパワー増幅器８１７は、通電制御端子側の第１端子に第２の電流増幅器８４７の第２の増幅電流信号Ｈ３が入力され、通電制御端子側の第２端子に補助供給器８１０の第２の補助電流信号Ｈ６が入力され、通電制御端子側の第３端子にスイッチング制御器８００の制御パルス信号Ｙ６が入力されている。
【０１１４】
図２７に第２のパワー増幅器８１５、８１６、８１７の具体的な構成に相当するパワー増幅器９００を示す。ここでは、パワー増幅器９００を第２のパワー増幅器８１５として使用する場合を示している。パワー増幅器９００は、ＰＭＯＳ型パワートランジスタ９０５と、ＰＭＯＳ型パワートランジスタ９０５に並列に逆接続されたパワーダイオード９０５ｄを含んで構成されている。パワーダイオード９０５ｄの電流流入端子側はＰＭＯＳ型パワートランジスタ９０５の電流流出端子側に接続され、電流流出端子側はＰＭＯＳ型パワートランジスタ９０５の電流流入端子側に接続されている。パワー増幅器９００は、ＰＭＯＳ型パワートランジスタ９０５とＰＭＯＳ型トランジスタ９０６により電界効果型パワー部カレントミラー回路を形成している（セル面積比は１００倍）。パワー増幅器９００の通電制御端子側の第１端子とＰＭＯＳ型トランジスタ９０６の電流路端子対の一方の端子側の間に抵抗９０７が接続され、通電制御端子側の第１端子と第２端子の間に抵抗９０８が接続され、通電制御端子側の第３端子はＰＭＯＳ型パワートランジスタ９０５の制御端子側に接続されている。これにより、パワー増幅器９００の電界効果型パワー部カレントミラー回路は、通電制御端子側の第１端子への第２の増幅電流信号Ｈ１が小さい内は所定の電流増幅率を有し、第２の増幅電流信号Ｈ１が大きくなると、その電流増幅率が急激に大きくなる。
【０１１５】
また、通電制御端子側の第２端子への第２の補助電流信号Ｈ４によってＰＭＯＳ型パワートランジスタ９０５のオン抵抗を低減する。さらに、パワー増幅器９００のＰＭＯＳ型パワートランジスタ９０５および電界効果型パワー部カレントミラー回路は、通電制御端子側の第３端子への制御パルス信号Ｙ４がオン・オフの高周波スイッチングする場合に、オン・オフの高周波スイッチング動作を行う。なお、ＰＭＯＳ型パワートランジスタ９０５は、たとえば二重拡散ＰチャンネルＭＯＳ構造の電界効果型トランジスタによって構成され、ＰＭＯＳ型パワートランジスタ９０５の寄生ダイオード素子をパワーダイオード９０５ｄとして使用している。なお、パワー増幅器９００の抵抗９０７または／および抵抗９０８は、零にしても動作上問題はない。
図２３の第２の電流増幅器８４５、８４６、８４７は、第１の分配電流信号Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３を電流増幅した第２の増幅電流信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３を作りだす。第２の増幅電流信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３は、それぞれ第２のパワー増幅器８１５、８１６、８１７の通電制御端子側の第１端子に供給されている。
【０１１６】
図２６に第２の電流増幅器８４５、８４６、８４７の具体的な構成を示す。第２の電流増幅器８４５は、トランジスタ９５１、９５２による初段のカレントミラー回路と、トランジスタ９５３、９５４と抵抗９５５、９５６による次段のカレントミラー回路を縦続接続した第２の増幅部カレントミラー回路によって構成されている。第２の電流増幅器８４５は、電流増幅率で５０倍の所定の増幅を行う。同様に、第２の電流増幅器８４６は、トランジスタ９６１、９６２、９６３、９６４と抵抗９６５、９６６による第２の増幅部カレントミラー回路によって構成され、電流増幅率で５０倍の所定の増幅を行う。同様に、第２の電流増幅器８４７は、トランジスタ９７１、９７２、９７３、９７４と抵抗９７５、９７６による第２の増幅部カレントミラー回路によって構成され、電流増幅率で５０倍の所定の増幅を行う。これにより、第２の電流増幅器８４５、８４６、８４７は、３相の第２の分配電流信号Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３をそれぞれ５０倍の増幅し、３相の増幅電流信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３を出力する。
【０１１７】
図２３のスイッチング制御器８００は、第１のパワー増幅器６１１、６１２、６１３または／および第２のパワー増幅器８１５、８１６、８１７をオン・オフの高周波スイッチング動作させる。図２４にスイッチング制御器８００の具体的な構成の一例を示す。スイッチング制御器８００のスイッチングパルス回路３３０は、前述の図７に示した構成と同様であり、スイッチング制御信号Ｗ１を出力する。
設定スイッチ回路８４０がＧａ側に接続されている場合には、設定スイッチ信号Ｓｆは“Ｌｂ”であるから、アンド回路８３０の出力は“Ｌｂ”になり、制御トランジスタ８３５、８３６、８３７はオフになる。従って、制御パルス信号Ｙ４、Ｙ５、Ｙ６はオフ状態になる。また、スイッチング制御信号Ｗ１に応動して制御トランジスタ８３１、８３２、８３３がオン・オフ動作し、制御パルス信号Ｙ１、Ｙ２、Ｙ３はオン・オフ出力される。その結果、制御パルス信号Ｙ１、Ｙ２、Ｙ３に応動して第１のパワー増幅器６１１、６１２、６１３の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタがオン・オフの高周波スイッチング動作する。なお、制御パルス信号Ｙ４、Ｙ５、Ｙ６はオフであるから、第２のパワー増幅器８１５、８１６、８１７は第２の電流増幅器８４５、８４６、８４７の第２の増幅電流信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３に応動して通電を分配制御される（高周波スイッチング動作はしない）。
【０１１８】
また、設定スイッチ回路８４０がＧｂ側に接続されている場合には、設定スイッチ信号Ｓｆは“Ｈｂ”であるから、スイッチング制御信号Ｗ１に応動して制御トランジスタ８３５、８３６、８３７もオン・オフ動作する。従って、スイッチング制御信号Ｗ１に応動して制御トランジスタ８３１、８３２、８３３、８３５、８３６、８３７がオン・オフ動作し、制御パルス信号Ｙ１、Ｙ２、Ｙ３、Ｙ４、Ｙ５、Ｙ６がオン・オフ出力される。その結果、制御パルス信号Ｙ１、Ｙ２、Ｙ３に応動して第１のパワー増幅器６１１、６１２、６１３の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタがオン・オフの高周波スイッチング動作し、制御パルス信号Ｙ４、Ｙ５、Ｙ６に応動して第２のパワー増幅器８１５、８１６、８１７の第２のＰＭＯＳ型パワートランジスタがオン・オフの高周波スイッチング動作する。なお、設定スイッチ回路８４０の接続はどちらかに固定されるものであるが、必要に応じて適時切り換えても良い。
【０１１９】
図２３の補助供給器８１０は、切換作成器３４の出力信号に応動して３相の第１の補助電流信号Ｆ４、Ｆ５、Ｆ６を第１のパワー増幅器６１１、６１２、６１３の通電制御端子側に供給し、切換作成器３４の出力信号に応動して３相の第２の補助電流信号Ｈ４、Ｈ５、Ｈ６を第２のパワー増幅器８１５、８１６、８１７の通電制御端子側に供給する。図２５に補助供給器８１０の具体的な構成を示す。補助供給器８１０の補助切換作成部５１０は前述の図１４もしくは図１５に示した構成と同様であり、詳細な説明は省略する。補助電流切換部８５０は、３個の第１の電流源８７１、８７２、８７３と３個の第２の電流源８７５、８７６、８７７と３個の第１のスイッチ回路８８１、８８２、８８３と３個の第２のスイッチ回路８８５、８８６、８８７を有している。第１の電流源８７１、８７２、８７３は直流電源５０の正極端子側より流出する方向に接続され、第２の電流源８７５、８７６、８７７は直流電源５０の負極端子側に流入する方向に接続されている。
【０１２０】
第１のスイッチ回路８８１、８８２、８８３は、補助切換作成部５１０の補助切換信号Ｊ４、Ｊ５、Ｊ６が“Ｈｂ”になるとスイッチをオンにし、第１の電流源８７１、８７２、８７３の電流を３相の第１の補助電流信号Ｆ４、Ｆ５、Ｆ６として出力する。第２のスイッチ回路８８５、８８６、８８７は、補助切換作成部５１０の補助切換信号Ｊ７、Ｊ８、Ｊ９が“Ｈｂ”になるとスイッチをオンにし、第２の電流源８７５、８７６、８７７の電流を３相の第２の補助電流信号Ｈ４、Ｈ５、Ｈ６として出力する。
第１の補助電流信号Ｆ４、Ｆ５、Ｆ６と第１の増幅電流信号Ｆ１、Ｆ２、Ｆ３の波形関係は、前述の図１７（ａ）〜（ｃ）、（ｇ）に示したものと同様である。また、第２の補助電流信号Ｈ４、Ｈ５、Ｈ６と第２の増幅電流信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３の波形関係は、前述の図１７（ｄ）〜（ｆ）、（ｈ）に示したものと同様である。
【０１２１】
その他の構成及び動作は、前述の実施例１や実施例２や実施例３や実施例４と同様であり、詳細な説明を省略する。
本実施例では、第１のパワー増幅器の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタをオン・オフの高周波スイッチング動作させているので、第１のパワー増幅器の電力損失は小さい。また、第２のパワー増幅器の第２のＰＭＯＳ型パワートランジスタをフルオン動作もしくはオン・オフの高周波のスイッチング動作させているので、第２のパワー増幅器の電力損失は小さい。従って、電力効率の良いモータになる。また、第１の増幅電流信号や第２の増幅電流信号を指令信号Ａｄに応動して変化させ、第１のパワー増幅器や第２のパワー増幅器の入力電流による電力損失も小さくしている。なお、３個の第１のパワー増幅器のみを高周波スイッチング動作させる場合、３個の第２のパワー増幅器のみを高周波スイッチング動作させる場合、３個の第１のパワー増幅器と３個の第２のパワー増幅器の両方を高周波スイッチング動作させる場合、３個の第１のパワー増幅器の高周波スイッチング動作と３個の第２のパワー増幅器の高周波スイッチング動作を適時切り換えて動作させる場合、など、各種のスイッチング動作の行わせ方がある。これらは設計事項であり、詳細な説明を省略する。
【０１２２】
また、本実施例では、第１のパワー増幅器に第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタを使用し、第２のパワー増幅器に第２のＰＭＯＳ型パワートランジスタを使用し、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタや第２のＰＭＯＳ型パワートランジスタを通電制御するための構成を大幅に簡素にした。すなわち、高電圧出力器をなくし、パワートランジスタを駆動制御するために直流電源５０以外の電圧源を不要にした。これにより、全体の構成は著しく簡素になった。
また、本実施例では、非線形な電圧増幅利得を有するＮＭＯＳ型パワートランジスタとＰＭＯＳ型パワートランジスタを使用しながらも、電界効果型パワー部カレントミラー回路を構成し、第１のパワー増幅器と第２のパワー増幅器の電流増幅率のばらつきを大幅に低減した。これにより、電流路の切換動作を滑らかにした。
また、本実施例では、第１の増幅電流信号（第１の３相の電流信号）や第２の増幅電流信号（第２の３相の電流信号）を指令信号Ａｄに応動して変化させ、指令信号Ａｄが変化した場合であっても常に滑らかな電流路の切換動作を実現した。
【０１２３】
さらに、本実施例でも、前述の実施例と同様な各種の利点を得ることができる。また、本実施例において、第１のパワー増幅器６１１、６１２、６１３は図１９に示された構成のパワー増幅器６２０に限らず、種々の変形が可能である。たとえば、図２０に示したパワー増幅器６４０を第１のパワー増幅器６１１、６１２、６１３として使用可能である。
また、本実施例において、第２のパワー増幅器８１５、８１６、８１７は図２７に示された構成のパワー増幅器９００に限らず、種々の変形が可能である。図２８に第２のパワー増幅器８１５、８１６、８１７に使用可能な別の構成のパワー増幅器９２０を示す。ここでは、パワー増幅器９２０を第２のパワー増幅器８１５として使用する場合を示している。パワー増幅器９２０は、ＰＭＯＳ型パワートランジスタ９２５と、ＰＭＯＳ型パワートランジスタ９２５に並列に逆接続されたパワーダイオード９２５ｄを含んで構成されている。パワーダイオード９２５ｄの電流流入端子側はＰＭＯＳ型パワートランジスタ９２５の電流流出端子側に接続され、電流流出端子側はＰＭＯＳ型パワートランジスタ９２５の電流流入端子側に接続されている。
【０１２４】
パワー増幅器９２０は、ＰＭＯＳ型パワートランジスタ９２５とＰＭＯＳ型トランジスタ９２６により電界効果型パワー部カレントミラー回路を形成している（セル面積比は１００倍）。パワー増幅器９２０の通電制御端子側の第１端子はＰＭＯＳ型トランジスタ９２６の電流路端子対の一方の端子側に接続され、ＰＭＯＳ型トランジスタ９２６の電流路端子対の他方の端子側とＰＭＯＳ型パワートランジスタ９２５の電流路端子対の一方の端子側の間に抵抗９２７が接続され、通電制御端子側の第１端子と第２端子の間に抵抗９２８が接続され、通電制御端子側の第３端子はＰＭＯＳ型パワートランジスタ９２５の制御端子に接続されている。これにより、パワー増幅器９２０の電界効果型パワー部カレントミラー回路は、通電制御端子側の第１端子への第２の増幅電流信号Ｈ１が小さいときから、かなり大きな電流増幅動作を行うようになる。
【０１２５】
また、通電制御端子側の第２端子への第２の補助電流信号Ｈ４によってＰＭＯＳ型パワートランジスタ９２５のオン抵抗による電力損失を低減している。さらに、パワー増幅器９２０のＰＭＯＳ型パワートランジスタ９２５および電界効果型パワー部カレントミラー回路は、通電制御端子側の第３端子への制御パルス信号Ｙ４がオン・オフ動作している場合に、オン・オフの高周波スイッチング動作を行う。なお、ＰＭＯＳ型パワートランジスタ９２５は、たとえば二重拡散ＰチャンネルＭＯＳ構造の電界効果型トランジスタによって構成され、ＰＭＯＳ型パワートランジスタ９２５の寄生ダイオード素子をパワーダイオード９２５ｄとして使用している。なお、パワー増幅器９２０の抵抗９２７または／および抵抗９２８は、零にしても動作上問題はない。
【０１２６】
《実施例６》
図２９と図３０に本発明の実施例６のモータを示す。図２９に全体構成を示す。本実施例は、前述の実施例３において、さらに、オフ動作器１０００を設けたものである。その他の構成において、前述の実施例１、実施例２、実施例３、実施例４もしくは実施例５と同様なものには同一の番号を付し、詳細な説明を省略する。
【０１２７】
図２９において、第１のパワー増幅器６１１は、通電制御端子側の第１端子に第１の電流増幅器４１の第１の増幅電流信号Ｆ１が入力され、通電制御端子側の第２端子に補助供給器５００の第１の補助電流信号Ｆ４が入力され、通電制御端子側の第３端子にスイッチング制御器２２の制御パルス信号Ｙ１が入力されている。同様に、第１のパワー増幅器６１２は、通電制御端子側の第１端子に第１の電流増幅器４２の第１の増幅電流信号Ｆ２が入力され、通電制御端子側の第２端子に補助供給器５００の第１の補助電流信号Ｆ５が入力され、通電制御端子側の第３端子にスイッチング制御器２２の制御パルス信号Ｙ２が入力されている。同様に、第１のパワー増幅器６１３は、通電制御端子側の第１端子に第１の電流増幅器４３の第１の増幅電流信号Ｆ３が入力され、通電制御端子側の第２端子に補助供給器５００の第１の補助電流信号Ｆ６が入力され、通電制御端子側の第３端子にスイッチング制御器２２の制御パルス信号Ｙ３が入力されている。
【０１２８】
また、第２のパワー増幅器６１５は、通電制御端子側の第１端子に第２の電流増幅器４５の第２の増幅電流信号Ｈ１が入力され、通電制御端子側の第２端子に補助供給器５００の第２の補助電流信号Ｈ４が入力され、通電制御端子側の第３端子にオフ動作器１０００のオフ電流信号Ｚ４が入力されている。同様に、第２のパワー増幅器６１６は、通電制御端子側の第１端子に第２の電流増幅器４６の第２の増幅電流信号Ｈ２が入力され、通電制御端子側の第２端子に補助供給器５００の第２の補助電流信号Ｈ５が入力され、通電制御端子側の第３端子にオフ動作器１０００のオフ電流信号Ｚ５が入力されている。同様に、第２のパワー増幅器６１７は、通電制御端子側の第１端子に第２の電流増幅器４７の第２の増幅電流信号Ｈ３が入力され、通電制御端子側の第２端子に補助供給器５００の第２の補助電流信号Ｈ６が入力され、通電制御端子側の第３端子にオフ動作器１０００のオフ電流信号Ｚ６が入力されている。
【０１２９】
オフ動作器１０００のオフ電流信号Ｚ４は、少なくとも第１のパワー増幅器６１１が通電状態の高周波スイッチング動作を行っている場合に、同じ相の第２のパワー増幅器６１５の通電制御端子側から電流を流出させ、第２のパワー増幅器６１５をオフ動作させる。また、第２のパワー増幅器６１５が通電状態になるときには、オフ電流信号Ｚ４は無信号状態（零電流）になり、第２のパワー増幅器６１５は通電制御端子側への入力電流に応動して通電制御される。同様に、オフ動作器１０００のオフ電流信号Ｚ５は、少なくとも第１のパワー増幅器６１２が通電状態の高周波スイッチング動作を行っている場合に、同じ相の第２のパワー増幅器６１６の通電制御端子側から電流を流出させ、第２のパワー増幅器６１６をオフ動作させる。
【０１３０】
また、第２のパワー増幅器６１６が通電状態になるときには、オフ電流信号Ｚ５は無信号状態（零電流）になり、第２のパワー増幅器６１６は通電制御端子側への入力電流に応動して通電制御される。同様に、オフ動作器１０００のオフ電流信号Ｚ６は、少なくとも第１のパワー増幅器６１３が通電状態の高周波スイッチング動作を行っている場合に、同じ相の第２のパワー増幅器６１７の通電制御端子側から電流を流出させ、第２のパワー増幅器６１７をオフ動作させる。また、第２のパワー増幅器６１７が通電状態になるときには、オフ電流信号Ｚ６は無信号状態（零電流）になり、第２のパワー増幅器６１７は通電制御端子側への入力電流に応動して通電制御される。
【０１３１】
図３０にオフ動作器１０００の具体的な構成を示す。オフ動作器１０００のコンパレータ１０１０は、切換作成器３４の出力信号Ｊａ１と所定電圧を比較し、その比較結果に応動して電界効果型トランジスタ１０１２をオン・オフさせる。その結果、オフ電流信号Ｚ４を出力し、第２のパワー増幅器６１５を確実にオフ動作させる。同様に、コンパレータ１０２０は、切換作成器３４の出力信号Ｊｂ１と所定電圧を比較し、その比較結果に応動して電界効果型トランジスタ１０２２をオン・オフさせる。その結果、オフ電流信号Ｚ５を出力し、第２のパワー増幅器６１６を確実にオフ動作させる。同様に、コンパレータ１０３０は、切換作成器３４の出力信号Ｊｃ１と所定電圧を比較し、その比較結果に応動して電界効果型トランジスタ１０３２をオン・オフさせる。その結果、オフ電流信号Ｚ６を出力し、第２のパワー増幅器６１７を確実にオフ動作させる。
【０１３２】
その他の構成及び動作は、前述の実施例３、実施例２もしくは実施例１と同様であり、詳細な説明を省略する。
本実施例では、通電状態にある第１のパワー増幅器が高周波スイッチング動作を行っている場合に、オフ動作器のオフ信号によって同じ相の第２のパワー増幅器をオフにしているので、駆動電圧が大振幅の高周波パルス電圧になっても、第２のパワー増幅器の不要な電流通電を防止することができる。特に、第２のパワー増幅器を電界効果型パワー部カレントミラー回路で構成している場合に、電界効果型パワートランジスタの特性ばらつきによってこのような不要電流が発生しやすく、オフ動作器によって完全にオフする必要がある。
【０１３３】
なお、前述の構成では、第１のパワー増幅器のみを高周波スイッチング動作させるようにしたが、そのような場合に限定されず、第１のパワー増幅器と第２のパワー増幅器を高周波スイッチング動作させるようにしても良い。また、第１の増幅電流信号が零になって第１のパワー増幅器がオフ状態になる期間に、オフ動作器の新たなオフ信号によって第１のパワー増幅器を強制的にオフ動作させるようにしても良い。
また、本実施例でも、前述の実施例と同様な各種の利点を得ることができる。
【０１３４】
なお、前述の各実施例の具体的な構成については、各種の変形が可能である。たとえば、各相のコイルは複数個の部分コイルを直列もしくは並列に接続して構成しても良い。３相のコイルはスター結線に限らず、デルタ結線であってもよい。また、一般に、多相のモータが構成できる。また、移動体の界磁部は図示のものに限定されるものではない。一般に、界磁部は多極構成が可能である。また、移動体の移動動作に伴って変化する磁束をコイルに供給する構成の界磁部は容易に使用可能であり、公知の各種の構成が可能である。さらに、移動体もしくは界磁部の構成に限定されるものではない。本発明にもとづいて、ブラシレスモータや永久磁石界磁型ステッピングモータやレラクタンス型ステッピングモータやハイブリッド型ステッピングモータやその他の各種のモータが構成可能であり、本発明に含まれることは言うまでもない。さらに、移動体は回転移動に限らず、直進移動しても良い。また、スイッチング制御器や電流検出器や分配作成器や第１の電流増幅器や第２の電流増幅器などは前述の構成に限定されるものではない。また、スイッチング制御器の機能やその他の所要の機能のすべてもしくは一部を、マイクロプロセッサによってディジタル的に実行しても良い。
【０１３５】
また、分配作成器３６は前述の構成に限定されるものではない。図３１に他の構成の分配作成器１１３６を示す。これについて説明する。分配作成器１１３６は、第１の分配器１１３７と第２の分配器１１３８を含んで構成されている。第１の分配器１１３７は、切換作成器３４の３相の切換電流信号Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３に応動して電流供給器３０の第１の供給電流信号Ｃ１を分配し、滑らかに変化する３相の第１の分配電流信号Ｅ１、Ｅ２、Ｅ３を作り出す。第２の分配器１１３８は、切換作成器３４の３相の切換電流信号Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３に応動して電流供給器３０の第２の供給電流信号Ｃ２を分配し、滑らかに変化する３相の第２の分配電流信号Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３を作り出す。
【０１３６】
第１の分配器１１３７は、３個の第１の入力トランジスタ１２０１、１２０２、１２０３と３個の第１の分配トランジスタ１２０５、１２０６、１２０７によって構成されている。それぞれの第１の入力トランジスタ１２０１、１２０２、１２０３の通電制御端子と電流路端子対の信号入力端子は、切換作成器３４の３相の切換電流信号Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３がそれぞれ供給される電流流入流出端子側に接続されている。第１の入力トランジスタ１２０１、１２０２、１２０３の電流路端子対の信号出力端子は共通接続されている。第１の分配トランジスタ１２０５、１２０６、１２０７の電流信号入力端子側は共通接続され、共通接続端子側に電流供給器３０の第１の供給電流信号Ｃ１が入力される。第１の分配トランジスタ１２０５、１２０６、１２０７は、それぞれの通電制御端子側を３相の切換電流信号Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３がそれぞれ供給される電流流入流出端子側に接続されている。
【０１３７】
これにより、３個の第１の分配トランジスタ１２０５、１２０６、１２０７は、その電流信号出力端子側から３相の第１の分配電流信号Ｅ１、Ｅ２、Ｅ３を出力する。また、第１の入力トランジスタ１２０１、１２０２、１２０３と第１の分配トランジスタ１２０５、１２０６、１２０７は同じ型のトランジスタを使用している。ここでは、第１の入力トランジスタ１２０１、１２０２、１２０３と第１の分配トランジスタ１２０５、１２０６、１２０７にＰＮＰ型バイポーラトランジスタを使用している。第１の入力トランジスタの通電制御端子はベース端子、電流路端子対の信号入力端子はコレクタ端子、電流路端子対の信号出力端子はエミッタ端子にしている。第１の分配トランジスタの通電制御端子はベース端子、電流信号入力端子はエミッタ端子、電流信号出力端子はコレクタ端子にしている。
【０１３８】
第２の分配器１１３８は、３個の第２の入力トランジスタ１２１１、１２１２、１２１３と３個の第２の分配トランジスタ１２１５、１２１６、１２１７によって構成されている。それぞれの第２の入力トランジスタ１２１１、１２１２、１２１３の通電制御端子と電流路端子対の信号入力端子は、切換作成器３４の３相の切換電流信号Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３がそれぞれ供給される電流流入流出端子側に接続されている。第２の入力トランジスタ１２１１、１２１２、１２１３の電流路端子対の信号出力端子は共通接続されている。第２の分配トランジスタ１２１５、１２１６、１２１７の電流信号入力端子側は共通接続され、共通接続端子側に電流供給器３０の第２の供給電流信号Ｃ２が入力される。第２の分配トランジスタ１２１５、１２１６、１２１７は、それぞれの通電制御端子側を３相の切換電流信号Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３がそれぞれ供給される電流流入流出端子側に接続されている。
【０１３９】
これにより、３個の第２の分配トランジスタ１２１５、１２１６、１２１７は、その電流信号出力端子側から３相の第２の分配電流信号Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３を出力する。また、第２の入力トランジスタ１２１１、１２１２、１２１３と第２の分配トランジスタ１２１５、１２１６、１２１７は同じ型のトランジスタを使用している。さらに、第１の入力トランジスタ１２０１、１２０２、１２０３のトランジスタの型を第２の入力トランジスタ１２１１、１２１２、１２１３のトランジスタの型とは極性が異なるようにしている。ここでは、第２の入力トランジスタ１２１１、１２１２、１２１３と第２の分配トランジスタ１２１５、１２１６、１２１７にＮＰＮ型バイポーラトランジスタを使用している。第２の入力トランジスタの通電制御端子はベース端子、電流路端子対の信号入力端子はコレクタ端子、電流路端子対の信号出力端子はエミッタ端子にしている。第２の分配トランジスタの通電制御端子はベース端子、電流信号入力端子はエミッタ端子、電流信号出力端子はコレクタ端子にしている。さらに、基準電圧源１２２０、トランジスタ１２２１、１２２２は所定電圧供給部を構成し、第１の入力トランジスタ１２０１、１２０２、１２０３の共通接続端に第１の直流電圧を供給し、第２の入力トランジスタ１２１１、１２１２、１２１３の共通接続端に第２の直流電圧を供給している。
【０１４０】
これにより、切換電流信号Ｄ１が負極側電流の時には、第１の入力トランジスタ１２０１に電流を通電し、第２の入力トランジスタ１２１１には電流が流れない。また、切換電流信号Ｄ１が正極側電流の時には、第２の入力トランジスタ１２１１に電流を通電し、第１の入力トランジスタ１２０１には電流が流れない。すなわち、切換電流信号Ｄ１の極性に応じて第１の入力トランジスタ１２０１と第２の入力トランジスタ１２１１に相補的に滑らかな電流を供給し、第１の入力トランジスタ１２０１と第２の入力トランジスタ１２１１に同時に電流が流れることはない。同様に、切換電流信号Ｄ２が負極側電流の時に第１の入力トランジスタ１２０２に電流を通電し、正極側電流の時に第２の入力トランジスタ１２１２に電流を通電する。同様に、切換電流信号Ｄ３が負極側電流の時に第１の入力トランジスタ１２０３に電流を通電し、正極側電流の時に第２の入力トランジスタ１２１３に電流を通電する。
【０１４１】
第１の分配器１１３７の第１の分配トランジスタ１２０５、１２０６、１２０７は、第１の入力トランジスタ１２０１、１２０２、１２０３に流れる３相電流に応動して、第１の供給電流信号Ｃ１をそれぞれの電流信号出力端子側に分配し、３相の第１の分配電流信号Ｅ１、Ｅ２、Ｅ３を作り出す。従って、３相の第１の分配電流信号Ｅ１、Ｅ２、Ｅ３は３相の切換電流信号Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３の負極側電流に応動して滑らかに変化し、分配電流信号Ｅ１、Ｅ２、Ｅ３の合成値は第１の供給電流信号Ｃ１に等しくなる。同様に、第２の分配器１１３８の第２の分配トランジスタ１２１５、１２１６、１２１７は、第２の入力トランジスタ１２１１、１２１２、１２１３に流れる３相電流に応動して、第２の供給電流信号Ｃ２をそれぞれの電流信号出力端子側に分配し、３相の第２の分配電流信号Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３を作り出す。従って、３相の第２の分配電流信号Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３は３相の切換電流信号Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３の正極側電流に応動して滑らかに変化し、分配電流信号Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３の合成値は第２の供給電流信号Ｃ２に等しくなる。３相の第１の分配電流信号Ｅ１、Ｅ２、Ｅ３や３相の第２の分配電流信号Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３の波形は、図９に示したものと同様になる。これらの電流信号は、立ち上がり傾斜部分および立ち下がり傾斜部分において滑らかに変化する。
【０１４２】
また、集積回路化において、周知の半導体プロセスによる各種の１チップ集積回路技術が使用可能である。たとえば、二重拡散ＭＯＳ型電界効果トランジスタやＣＭＯＳ型電界効果トランジスタやバイポーラトランジスタを単独種類もしくは複数種類使用できる各種の１チップ集積回路技術がある。集積回路のサブストレートを直流電源の負極端子側の電位（アース電位）に接続して使用し、接合分離技術により高密度の集積回路化が可能である。しかし、誘電分離技術を使用してトランジスタや抵抗を１チップに形成する集積回路技術を使用しても良い。なお、１チップ内の具体的なトランジスタ配置は、個々の集積回路設計によって異なるので、詳細な説明を省略する。
また、パワー増幅器のパワーダイオードはパワートランジスタと一緒に集積回路内に形成することが可能であるが、必要に応じて、集積回路に外付けにしても良い。たとえば、パワートランジスタに並列にショットキー型のパワーダイオードを逆接続してもよい。また、第１の電流増幅器の第１の増幅部カレントミラー回路や第２の電流増幅器の第２の増幅部カレントミラー回路は、電流が大きくなると電流増幅率が大きくなるような非線形な電流増幅特性を有していても良い。
【０１４３】
また、スイッチング制御器は電流検出信号と指令信号の比較結果に応動してパワー増幅器のスイッチング動作を制御し、高精度な電流制御を実現した。しかし、本発明はこのような構成に限定されず、各種の変形が可能である。たとえば、スイッチング制御器が単一のスイッチング制御信号に応動して、第１のパワー増幅器と第２のパワー増幅器のうちの少なくとも１個のパワー増幅器をスイッチング動作させても良い。また、第１のパワー増幅器や第２のパワー増幅器の一方もしくは両方を複数相のスイッチング制御信号でスイッチング動作させるようにしても良い。また、電流検出器の挿入場所は、直流電源の正極端子側であっても良い。さらに、電流検出器は、直流電源の供給電流を直接に検出する方法に限定されるものではなく、公知の各種の方法が適用可能である。たとえば、電界効果型パワートランジスタの通電電流に応動する信号を得るようにしても良い。
【０１４４】
また、補助供給器は補助電流信号を出力する構成に限定されるものではなく、パワー増幅器の通電制御端子側に補助電圧信号を供給するようにしても良い。補助供給器の補助信号によって、パワー増幅器の電界効果型パワートランジスタのオン抵抗を小さくし、電流路の滑らかな切換動作を阻害すること無しに、オン抵抗による電力損失を小さくできる。
また、コイルに両方向の電流を供給する場合に限らず、片方向の電流を供給するように構成することも可能であり、両方向の電流供給と片方向の電流供給を適時切り換えるようにしても良い。
【０１４５】
また、第１のパワー増幅器や第２のパワー増幅器は前述の実施例に示した構成に限定されず、実質的に本発明の主旨に添った動作を行うならば、各種の変形が可能である。前述の形態では、好ましい例として、電界効果型パワートランジスタを用いたパワー部カレントミラー回路を有するパワー増幅器を示したが、このような構成に限定されるものではない。たとえば、ＩＧＢＴトランジスタ(Insulated Gate bipolar Transistor) もしくはＣＯＭＦＥＴトランジスタ(Conductivity modulated Field Effect Transistor)は非線形な電圧増幅特性を有する複合パワートランジスタであり、その増幅特性のばらつきが大きいことからオン・オフのスイッチング素子として利用されている。しかし、ＩＧＢＴトランジスタは入力側に電界効果型トランジスタを有する複合電界効果型パワートランジスタであることから、ＩＧＢＴトランジスタを用いた電界効果型パワー部カレントミラー回路を構成することができ、ＩＧＢＴトランジスタを用いて電流増幅特性を有するパワー増幅器を構成することが可能になる。
【０１４６】
このようなパワー増幅器の通電制御端子側に、少なくとも立ち上がり傾斜部分および／または立ち下がり傾斜部分において滑らかに変化する電流信号を供給することによりによって、滑らかに電流路を切り換えることが可能になる。これにより、複合電界効果型パワートランジスタは多くの欠点（オン電圧が大きい、増幅利得ばらつきが大きい）を有しているけれども、複合電界効果型パワートランジスタを含んだパワー増幅器を用いて、本発明に示した各種の効果を得ることも可能になる。従って、本発明の電界効果型パワートランジスタには、ＩＧＢＴトランジスタもしくは電界効果型トランジスタを入力側に有する複合電界効果型トランジスタも含んでいる。図３２にＩＧＢＴトランジスタのような入力側に電界効果型トランジスタを有する複合電界効果型パワートランジスタ１９１０を用いたパワー増幅器１９００の構成例を示す。
【０１４７】
この例では、パワー増幅器１９００を第１のパワー増幅器６１１に使用したものである。複合電界効果型トランジスタ１９１０と電界効果型トランジスタ１９１１との接続により、等価的に電界効果型パワー部カレントミラー回路を構成している。これにより、パワー増幅器１９００の通電制御端子側への入力電流を電流増幅して、複合電界効果型トランジスタ１９１０の通電電流路に駆動電流を出力する。パワーダイオード１９１０ｄは、複合電界効果型トランジスタ１９１０の通電電流路に並列に等価回路的に逆接続された寄生ダイオードである。また、オン時の複合電界効果型トランジスタ１９１０は、所要電圧のバイアス値を含んだフルオン動作を行っている。なお、抵抗１９１２または／および１９１３は零であっても良い。
【０１４８】
図３３にＩＧＢＴトランジスタのような入力側に電界効果型トランジスタを有する複合電界効果型パワートランジスタ１９６０を用いたパワー増幅器１９５０の別の構成例を示す。複合電界効果型トランジスタ１９６０と電界効果型トランジスタ１９６１との接続により、等価的に電界効果型パワー部カレントミラー回路を構成している。これにより、パワー増幅器１９５０の通電制御端子側への入力電流を電流増幅して、複合電界効果型トランジスタ１９６０の通電電流路に駆動電流を出力する。パワーダイオード１９６０ｄは、複合電界効果型トランジスタ１９６０の通電電流路に並列に等価回路的に逆接続された寄生ダイオードである。なお、抵抗１９６２または／および１９６３は零であっても良い。
【０１４９】
また、前述の実施例に示した直流電源５０は、直流電圧や直流電流を供給できるものであれば、各種の構成が可能である。たとえば、電池電源やＳＷレギュレータ電源やＡＣラインの交流電圧をダイオード整流した電源等が使用される。また、本発明の技術を用いて、ディスク回転駆動用の機器に限らず、各種のモータ応用機器が構成可能である。
その他、本発明の主旨を変えず種々の変形が可能であり、本発明に含まれることはいうまでもない。
【０１５０】
【発明の効果】
本発明のモータでは、電界効果型パワートランジスタを含む一方のパワー増幅器を１８０度にわたりオン・オフの高周波スイッチング動作させ、他方のパワー増幅器を１８０度にわたりオン動作させた。これにより、パワー増幅器の電力損失・発熱を低減しながらも、コイルへの電流路の切換動作は滑らかにできる。従って、電力効率が良く、振動の小さい高性能なモータを実現可能にした。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例１における全体構成を示す図。
【図２】実施例１における切換作成器３４の回路図。
【図３】実施例１における電流供給器３０の回路図。
【図４】実施例１における分配作成器３６の構成を示す図。
【図５】実施例１における第１の電流増幅器４１、４２、４３の回路図。
【図６】実施例１における第２の電流増幅器４５、４６、４７と高電圧出力器５１の 回路図。
【図７】実施例１におけるスイッチング制御器２２と電流検出器２１の回路図。
【図８】実施例１における集積回路の一部の断面図。
【図９】実施例１の動作を説明するための信号波形を示す図。
【図１０】本発明の実施例におけるパワー増幅器の別の構成を示す図。
【図１１】本発明の実施例におけるパワー増幅器の別の構成を示す図。
【図１２】本発明の実施例におけるスイッチングパルス回路の別の構成を示す図。
【図１３】本発明の実施例２における全体構成を示す図。
【図１４】実施例２における補助供給器５００の回路図。
【図１５】実施例２における補助切換作成部５１０の回路図。
【図１６】実施例２における補助切換作成部５１０の信号波形を示す図。
【図１７】実施例２における第１の補助電流信号と第２の補助電流信号と第１の増幅電流信号と第２の増幅電流信号と第１の合成電流信号と第２の合成電流信号の信号波形を示す図。
【図１８】本発明の実施例３における全体構成を示す図。
【図１９】実施例３におけるパワー増幅器の回路図。
【図２０】本発明の実施例におけるパワー増幅器の別の構成を示す図。
【図２１】本発明の実施例４における全体構成を示す図。
【図２２】実施例４におけるスイッチング制御器７００の回路図。
【図２３】本発明の実施例５における全体構成を示す図。
【図２４】実施例５におけるスイッチング制御器８００の回路図。
【図２５】実施例５における補助供給器８１０の回路図。
【図２６】実施例５における第２の電流増幅器８４５、８４６、８４７の回路図。
【図２７】実施例５における第２のパワー増幅器の回路図。
【図２８】本発明の実施例における第２のパワー増幅器の別の構成を示す図である。
【図２９】本発明の実施例６における全体構成を示す図。
【図３０】実施例６におけるオフ動作器１０００の回路図。
【図３１】本発明の実施例における分配作成器の別の構成を示す図。
【図３２】本発明の実施例におけるパワー増幅器の別の構成を示す図。
【図３３】本発明の実施例におけるパワー増幅器の別の構成を示す図。
【図３４】従来のモータの構成を示す図。
【符号の説明】
１ 移動体
１ｂ ディスク
２、３、４ コイル
１１、１２、１３、６１１、６１２、６１３ 第１のパワー増幅器
１５、１６、１７、６１５、６１６、６１７、８１５、８１６、８１７
第２のパワー増幅器
２０ 指令器
２１ 電流検出器
２２、７００、８００ スイッチング制御器
３０ 電流供給器
３４ 切換作成器
３６、１０３６ 分配作成器
３７、１０３７ 第１の分配器
３８、１０３８ 第２の分配器
４１、４２、４３ 第１の電流増幅器
４５、４６、４７、８４５、８４６、８４７ 第２の電流増幅器
５０ 直流電源
５１ 高電圧出力器
８１、８２、８３ 第１の合成器
８５、８６、８７ 第２の合成器
５００、８１０ 補助供給器
１０００ オフ動作器

Claims (14)

1. 移動体と、
   複数相のコイルと、
   直流電圧を供給する２つの出力端子を有する電圧供給手段と、
   前記電圧供給手段の一方の出力端子側と前記コイルの一つへの電流路を形成する第１の電界効果型パワートランジスタをそれぞれ含むＱ個（ここに、Ｑは３以上の整数）の第１のパワー増幅手段と、
   前記電圧供給手段の他方の出力端子側と前記コイルの一つへの電流路を形成する第２の電界効果型パワートランジスタをそれぞれ含むＱ個の第２のパワー増幅手段と、
   複数相の切換信号を作りだす切換作成手段と、
   前記切換作成手段の出力信号に応動して前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段の通電を制御する第１の制御手段と、
   前記切換作成手段の出力信号に応動して前記Ｑ個の第２のパワー増幅手段の通電を制御する第２の制御手段と、
   前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段と前記Ｑ個の第２のパワー増幅手段のうちで少なくとも１個のパワー増幅手段を高周波スイッチング動作させるスイッチング動作手段と、
   を具備するモータであって、
   前記第１の制御手段は、
   立ち上がり傾斜部分と立ち下がり傾斜部分のうちの少なくとも一方の傾斜部分において電流振幅が滑らかに変化する少なくとも１つの電流信号を前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段のうちで少なくとも１個のパワー増幅手段の通電制御端子側に供給する手段と、
   前記少なくとも１つの電流信号の通電区間内において、前記少なくとも１個のパワー増幅手段の電界効果型パワートランジスタのオン抵抗を小さくする少なくとも１つの補助信号を前記少なくとも１個のパワー増幅手段の通電制御端子側に供給する手段と、
   を含んで構成された、モータ。
2. 前記第１の制御手段は、立ち上がり傾斜部分と立ち下がり傾斜部分のうちの少なくとも一方の傾斜部分において電流振幅が滑らかに変化する第１のＱ相の電流信号を前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段の通電制御端子側に供給する手段と、前記第１のＱ相の電流信号のそれぞれの通電区間内において前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段の電界効果型パワートランジスタのオン抵抗を小さくする第１のＱ相の補助信号を前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段の通電制御端子側に供給する手段と、を含んで構成された、
   請求項１に記載のモータ。
3. 前記第１の制御手段は、前記コイルへの供給電力を変化させる指令信号に応動して前記少なくとも１つの電流信号の前記少なくとも一方の傾斜部分における電流振幅を変化させる手段を含んで構成された、
   請求項１または請求項２のいずれかに記載のモータ。
4. 前記スイッチング動作手段は、前記複数相のコイルへの合成供給電流に応動した電流検出信号を得る電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信号と指令信号を比較し、該比較結果に応動して前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段と前記Ｑ個の第２のパワー増幅手段のうちで前記少なくとも一方のＱ個のパワー増幅手段をパルス的に同時にオフ状態にさせるスイッチング制御手段と、
   を含んで構成された請求項３に記載のモータ。
5. 前記補助信号の通電幅を電気角で３６０／Ｑ度に等しくもしくは略等しくした請求項１から請求項４のいずれかに記載のモータ。
6. 移動体と、
   複数相のコイルと、
   直流電圧を供給する２つの出力端子を有する電圧供給手段と、
   前記電圧供給手段の一方の出力端子側と前記コイルの一つへの電流路を形成する第１の電界効果型パワートランジスタをそれぞれ含むＱ個（ここに、Ｑは３以上の整数）の第１のパワー増幅手段と、
   前記電圧供給手段の他方の出力端子側と前記コイルの一つへの電流路を形成する第２の電界効果型パワートランジスタをそれぞれ含むＱ個の第２のパワー増幅手段と、
   複数相の切換信号を作りだす切換作成手段と、
   前記切換作成手段の出力信号に応動して前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段の通電を制御する第１の制御手段と、
   前記切換作成手段の出力信号に応動して前記Ｑ個の第２のパワー増幅手段の通電を制御する第２の制御手段と、
   前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段と前記Ｑ個の第２のパワー増幅手段のうちで少なくとも１個のパワー増幅手段を高周波スイッチング動作させるスイッチング動作手段と、
   を具備するモータであって、
   前記第１の制御手段は、
   立ち上がり傾斜部分と立ち下がり傾斜部分のうちの少なくとも一方の傾斜部分において電流振幅が滑らかに変化する少なくとも１つの電流信号を前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段のうちで少なくとも１個のパワー増幅手段の通電制御端子側に供給する手段と、
   前記少なくとも１つの電流信号の通電区間内において、前記少なくとも１つの電流信号よりも短い角度幅に渡って通電される少なくとも１つの補助信号を前記少なくとも１個のパワー増幅手段の通電制御端子側に供給する手段と、
   を含んで構成された、モータ。
7. 前記第１の制御手段は、立ち上がり傾斜部分と立ち下がり傾斜部分のうちの少なくとも一方の傾斜部分において電流振幅が滑らかに変化する第１のＱ相の電流信号を前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段の通電制御端子側に供給する手段と、前記第１のＱ相の電流信号のそれぞれの通電区間内において前記第１のＱ相の電流信号よりも短い角度幅に渡って通電される第１のＱ相の補助信号を前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段の通電制御端子側に供給する手段と、を含んで構成された、
   請求項６に記載のモータ。
8. 移動体と、
   ３相のコイルと、
   直流電圧を供給する２つの出力端子を有する電圧供給手段と、
   前記電圧供給手段の一方の出力端子側と前記コイルの一つへの電流路を形成する第１の電界効果型パワートランジスタをそれぞれ含む３個の第１のパワー増幅手段と、
   前記電圧供給手段の他方の出力端子側と前記コイルの一つへの電流路を形成する第２の電界効果型パワートランジスタをそれぞれ含む３個の第２のパワー増幅手段と、
   複数相の切換信号を作りだす切換作成手段と、
   前記切換作成手段の出力信号に応動して前記３個の第１のパワー増幅手段の通電を制御する第１の制御手段と、
   前記切換作成手段の出力信号に応動して前記３個の第２のパワー増幅手段の通電を制御する第２の制御手段と、
   前記３個の第１のパワー増幅手段と前記３個の第２のパワー増幅手段のうちで少なくとも１個のパワー増幅手段を高周波スイッチング動作させるスイッチング動作手段と、
   を具備するモータであって、
   前記第１の制御手段は、
   立ち上がり傾斜部分と立ち下がり傾斜部分のうちの少なくとも一方の傾斜部分において 電流振幅が滑らかに変化する少なくとも１つの電流信号を前記３個の第１のパワー増幅手段のうちで少なくとも１個のパワー増幅手段の通電制御端子側に供給する手段と、
   前記少なくとも１つの電流信号の通電区間内において、前記少なくとも１個のパワー増幅手段の電界効果型パワートランジスタのオン抵抗を小さくする少なくとも１つの補助信号を前記少なくとも１個のパワー増幅手段の通電制御端子側に供給する手段と、
   を含んで構成された、モータ。
9. 前記第１の制御手段は、立ち上がり傾斜部分と立ち下がり傾斜部分のうちの少なくとも一方の傾斜部分において電流振幅が滑らかに変化する第１の３相の電流信号を前記３個の第１のパワー増幅手段の通電制御端子側に供給する手段と、前記第１のＱ相の電流信号のそれぞれの通電区間内において前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段の電界効果型パワートランジスタのオン抵抗を小さくする第１の３相の補助信号を前記３個の第１のパワー増幅手段の通電制御端子側に供給する手段と、を含んで構成された、
   請求項８に記載のモータ。
10. 前記第１の制御手段は、前記コイルへの供給電力を変化させる指令信号に応動して前記少なくとも１つの電流信号の前記少なくとも一方の傾斜部分における電流振幅を変化させる手段を含んで構成された、
    請求項８または請求項９のいずれかに記載のモータ。
11. 前記スイッチング動作手段は、前記３相のコイルへの合成供給電流に応動した電流検出信号を得る電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信号と指令信号を比較し、該比較結果に応動して前記３個の第１のパワー増幅手段と前記３個の第２のパワー増幅手段のうちで前記少なくとも一方の３個のパワー増幅手段をパルス的に同時にオフ状態にさせるスイッチング制御手段と、
    を含んで構成された請求項１０に記載のモータ。
12. 前記補助信号の通電幅を電気角で１２０度に等しくもしくは略等しくした請求項８から請求項１１のいずれかに記載のモータ。
13. 移動体と、
    ３相のコイルと、
    直流電圧を供給する２つの出力端子を有する電圧供給手段と、
    前記電圧供給手段の一方の出力端子側と前記コイルの一つへの電流路を形成する第１の電界効果型パワートランジスタをそれぞれ含む３個の第１のパワー増幅手段と、
    前記電圧供給手段の他方の出力端子側と前記コイルの一つへの電流路を形成する第２の電界効果型パワートランジスタをそれぞれ含む３個の第２のパワー増幅手段と、
    複数相の切換信号を作りだす切換作成手段と、
    前記切換作成手段の出力信号に応動して前記３個の第１のパワー増幅手段の通電を制御する第１の制御手段と、
    前記切換作成手段の出力信号に応動して前記３個の第２のパワー増幅手段の通電を制御する第２の制御手段と、
    前記３個の第１のパワー増幅手段と前記３個の第２のパワー増幅手段のうちで少なくとも１個のパワー増幅手段を高周波スイッチング動作させるスイッチング動作手段と、
    を具備するモータであって、
    前記第１の制御手段は、
    立ち上がり傾斜部分と立ち下がり傾斜部分のうちの少なくとも一方の傾斜部分において電流振幅が滑らかに変化する少なくとも１つの電流信号を前記３個の第１のパワー増幅手段のうちで少なくとも１個のパワー増幅手段の通電制御端子側に供給する手段と、
    前記少なくとも１つの電流信号の通電区間内において、前記少なくとも１つの電流信号 よりも短い角度幅に渡って通電される少なくとも１つの補助信号を前記少なくとも１個のパワー増幅手段の通電制御端子側に供給する手段と、
    を含んで構成された、モータ。
14. 前記第１の制御手段は、立ち上がり傾斜部分と立ち下がり傾斜部分のうちの少なくとも一方の傾斜部分において電流振幅が滑らかに変化する第１の３相の電流信号を前記３個の第１のパワー増幅手段の通電制御端子側に供給する手段と、前記第１のＱ相の電流信号のそれぞれの通電区間内において前記第１のＱ相の電流信号よりも短い角度幅に渡って通電される第１の３相の補助信号を前記３個の第１のパワー増幅手段の通電制御端子側に供給する手段と、を含んで構成された、
    請求項１３に記載のモータ。

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