JPH11164583A - モータ - Google Patents
モータInfo
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- JPH11164583A JPH11164583A JP9325730A JP32573097A JPH11164583A JP H11164583 A JPH11164583 A JP H11164583A JP 9325730 A JP9325730 A JP 9325730A JP 32573097 A JP32573097 A JP 32573097A JP H11164583 A JPH11164583 A JP H11164583A
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- JP
- Japan
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- current
- power
- transistor
- switching
- power supply
- Prior art date
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 複数相のコイルへの電流路を電子的に切り換
える、電力効率の良いモータを提供する。 【解決手段】 複数相のコイルへの電流路を形成する第
１のパワー増幅器１１〜１３と、前記コイルへの電流路
を形成する第２のパワー増幅器１５〜１７と、前記コイ
ルの共通接続端子への電流路を形成する電路形成器２４
と、第１のパワー増幅器と第２のパワー増幅器の少なく
とも一方、もしくは、電路形成器を適時切り換えてスイ
ッチング動作させるスイッチング制御器２２を具備する
モータ。
える、電力効率の良いモータを提供する。 【解決手段】 複数相のコイルへの電流路を形成する第
１のパワー増幅器１１〜１３と、前記コイルへの電流路
を形成する第２のパワー増幅器１５〜１７と、前記コイ
ルの共通接続端子への電流路を形成する電路形成器２４
と、第１のパワー増幅器と第２のパワー増幅器の少なく
とも一方、もしくは、電路形成器を適時切り換えてスイ
ッチング動作させるスイッチング制御器２２を具備する
モータ。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、複数相のコイル負
荷に供給する電流を複数個のトランジスタにより電子的
に切り換えて供給するモータに関するものである。
荷に供給する電流を複数個のトランジスタにより電子的
に切り換えて供給するモータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、ＯＡ機器やＡＶ機器の駆動用モー
タとして、複数個のトランジスタにより電子的に電流路
を切り換えるモータが広く使用されている。米国特許
４，４９４，０５３号公報には、このようなモータの例
として、ＰＮＰ型パワートランジスタとＮＰＮ型パワー
トランジスタを用いてコイルへの電流路を切り換えるモ
ータが記載されている。
タとして、複数個のトランジスタにより電子的に電流路
を切り換えるモータが広く使用されている。米国特許
４，４９４，０５３号公報には、このようなモータの例
として、ＰＮＰ型パワートランジスタとＮＰＮ型パワー
トランジスタを用いてコイルへの電流路を切り換えるモ
ータが記載されている。
【０００３】図１１に従来のモータを示し、その動作に
ついて簡単に説明する。ロータ２０１１は永久磁石によ
る界磁部を有し、ロータ２０１１の回転に応動して、位
置検出器２０４１は２組の３相の電圧信号Ｋ１，Ｋ２，
Ｋ３とＫ４，Ｋ５，Ｋ６を発生する。第１の分配器２０
４２は電圧信号Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３に応動した３相の下側
通電制御信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３を作りだし、下側のＮＰ
Ｎ型パワートランジスタ２０２１，２０２２，２０２３
のベースに供給し、ＮＰＮ型パワートランジスタ２０２
１，２０２２，２０２３の通電を制御する。第２の分配
器２０４３は電圧信号Ｋ４，Ｋ５，Ｋ６に応動した３相
の上側通電制御信号Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３を作りだし、上側
のＰＮＰ型パワートランジスタ２０２５，２０２６，２
０２７のベースに供給し、ＰＮＰ型パワートランジスタ
２０２５，２０２６，２０２７の通電を制御する。これ
により、３相のコイル２０１２，２０１３，２０１４へ
の電流路を開閉制御する。
ついて簡単に説明する。ロータ２０１１は永久磁石によ
る界磁部を有し、ロータ２０１１の回転に応動して、位
置検出器２０４１は２組の３相の電圧信号Ｋ１，Ｋ２，
Ｋ３とＫ４，Ｋ５，Ｋ６を発生する。第１の分配器２０
４２は電圧信号Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３に応動した３相の下側
通電制御信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３を作りだし、下側のＮＰ
Ｎ型パワートランジスタ２０２１，２０２２，２０２３
のベースに供給し、ＮＰＮ型パワートランジスタ２０２
１，２０２２，２０２３の通電を制御する。第２の分配
器２０４３は電圧信号Ｋ４，Ｋ５，Ｋ６に応動した３相
の上側通電制御信号Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３を作りだし、上側
のＰＮＰ型パワートランジスタ２０２５，２０２６，２
０２７のベースに供給し、ＰＮＰ型パワートランジスタ
２０２５，２０２６，２０２７の通電を制御する。これ
により、３相のコイル２０１２，２０１３，２０１４へ
の電流路を開閉制御する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
従来の構成では、下記の各種の課題があった。
従来の構成では、下記の各種の課題があった。
【０００５】まず、従来の構成では、パワートランジス
タにおける電力損失が大きく、モータの電力効率が著し
く悪かった。ＮＰＮ型パワートランジスタ２０２１，２
０２２，２０２３およびＰＮＰ型パワートランジスタ２
０２５，２０２６，２０２７は、そのエミッタ−コレク
タ間の電圧をアナログ的に制御し、コイル２０１２，２
０１３，２０１４に必要な振幅の駆動電圧を供給してい
る。各パワートランジスタの残留電圧が大きく、残留電
圧とコイルへの駆動電流の積によって大きな電力損失・
発熱が生じていた。すなわち、モータの電力効率が悪
く、パワートランジスタの電力削減が問題になってい
た。
タにおける電力損失が大きく、モータの電力効率が著し
く悪かった。ＮＰＮ型パワートランジスタ２０２１，２
０２２，２０２３およびＰＮＰ型パワートランジスタ２
０２５，２０２６，２０２７は、そのエミッタ−コレク
タ間の電圧をアナログ的に制御し、コイル２０１２，２
０１３，２０１４に必要な振幅の駆動電圧を供給してい
る。各パワートランジスタの残留電圧が大きく、残留電
圧とコイルへの駆動電流の積によって大きな電力損失・
発熱が生じていた。すなわち、モータの電力効率が悪
く、パワートランジスタの電力削減が問題になってい
た。
【０００６】また、コストが高く、コストダウンが大き
な問題になっていた。コストダウンのためには、モータ
のトランジスタや抵抗を１チップの集積回路（ＩＣ）に
まとめることが有効であるが、パワートランジスタの発
熱が大きく、集積回路化が難しかった。モータコイルへ
の駆動電流が大きいので、発熱も著しく大きくなり、こ
れらのパワートランジスタを１チップの集積回路上に形
成した場合には、パワートランジスタの発熱による熱破
壊を生じ、実用化が困難であった。発熱対策のために放
熱板を使用することも考えられるが、それでも十分な放
熱性能が得られないため、これらのパワートランジスタ
を集積回路化して使用することは、極めて難しかった。
また、放熱板を設けることは、コスト増加の要因にな
る。
な問題になっていた。コストダウンのためには、モータ
のトランジスタや抵抗を１チップの集積回路（ＩＣ）に
まとめることが有効であるが、パワートランジスタの発
熱が大きく、集積回路化が難しかった。モータコイルへ
の駆動電流が大きいので、発熱も著しく大きくなり、こ
れらのパワートランジスタを１チップの集積回路上に形
成した場合には、パワートランジスタの発熱による熱破
壊を生じ、実用化が困難であった。発熱対策のために放
熱板を使用することも考えられるが、それでも十分な放
熱性能が得られないため、これらのパワートランジスタ
を集積回路化して使用することは、極めて難しかった。
また、放熱板を設けることは、コスト増加の要因にな
る。
【０００７】また、電流路の急峻な切換に伴ってスパイ
ク電圧が発生し、駆動電流の脈動が大きかった。そのた
め、モータ発生力の脈動およびモータ振動が生じ、問題
になっていた。特に、近年のＡＶ・ＯＡ機器の高密度記
録再生化に伴って、振動の少ないモータが要望されてき
た。
ク電圧が発生し、駆動電流の脈動が大きかった。そのた
め、モータ発生力の脈動およびモータ振動が生じ、問題
になっていた。特に、近年のＡＶ・ＯＡ機器の高密度記
録再生化に伴って、振動の少ないモータが要望されてき
た。
【０００８】また、高速回転動作を行わせる場合に、電
源電圧によって回転速度の上限が制約される。そのた
め、逆起電力の生じにくいモータ構造をとる場合が多い
が、そのような構成ではトルクが発生しにくくなる。そ
の結果、起動電流が増加し、パワートランジスタの発熱
が著しく大きくなり、熱破壊が問題になる。また、定常
制御状態におけるモータ電流も増加し、駆動電流による
パワートランジスタの発熱も著しく大きくなる。
源電圧によって回転速度の上限が制約される。そのた
め、逆起電力の生じにくいモータ構造をとる場合が多い
が、そのような構成ではトルクが発生しにくくなる。そ
の結果、起動電流が増加し、パワートランジスタの発熱
が著しく大きくなり、熱破壊が問題になる。また、定常
制御状態におけるモータ電流も増加し、駆動電流による
パワートランジスタの発熱も著しく大きくなる。
【０００９】本発明の目的は、上記の問題点を解決し、
コイルへの電流路をトランジスタによって電子的に切り
換えながらも、トランジスタの発熱を小さくし、集積回
路化に適した構成のモータを提供することにある。
コイルへの電流路をトランジスタによって電子的に切り
換えながらも、トランジスタの発熱を小さくし、集積回
路化に適した構成のモータを提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明の構成のモータで
は、固定体上に配設され、移動体に対して複数相の磁束
を発生する複数相のコイルと、電力供給源となる直流電
源手段と、前記直流電源手段の負極端子側に接続された
第１のパワートランジスタをそれぞれ含み、前記コイル
と前記直流電源手段の負極端子側の電流路を形成するＱ
個（Ｑは３以上の整数）の第１のパワー増幅手段と、前
記直流電源手段の正極端子側に接続された第２のパワー
トランジスタをそれぞれ含み、前記コイルと前記直流電
源手段の正極端子側の電流路を形成するＱ個の第２のパ
ワー増幅手段と、電路形成トランジスタを含み、前記コ
イルの共通接続端子と前記直流電源手段の一端の間の電
流路を形成する電路形成手段と、前記第１のパワートラ
ンジスタと前記第２のパワートランジスタの少なくとも
一方、もしくは、前記電路形成トランジスタを適時スイ
ッチング動作させるスイッチング制御手段と、前記電路
形成トランジスタをオフにし、前記第１のパワートラン
ジスタと前記第２のパワートランジスタの少なくとも一
方をスイッチング動作させ、前記第１のパワートランジ
スタと前記第２のパワートランジスタによって前記コイ
ルへの電流路を形成する第１の通電モード、および、前
記電路形成トランジスタをスイッチング動作させ、前記
第１のパワートランジスタと前記第２のパワートランジ
スタの少なくとも一方と前記電路形成トランジスタによ
って前記コイルへの電流路を形成する第２の通電モード
を、適時切り換える電路切換手段を具備する構成にして
いる。
は、固定体上に配設され、移動体に対して複数相の磁束
を発生する複数相のコイルと、電力供給源となる直流電
源手段と、前記直流電源手段の負極端子側に接続された
第１のパワートランジスタをそれぞれ含み、前記コイル
と前記直流電源手段の負極端子側の電流路を形成するＱ
個（Ｑは３以上の整数）の第１のパワー増幅手段と、前
記直流電源手段の正極端子側に接続された第２のパワー
トランジスタをそれぞれ含み、前記コイルと前記直流電
源手段の正極端子側の電流路を形成するＱ個の第２のパ
ワー増幅手段と、電路形成トランジスタを含み、前記コ
イルの共通接続端子と前記直流電源手段の一端の間の電
流路を形成する電路形成手段と、前記第１のパワートラ
ンジスタと前記第２のパワートランジスタの少なくとも
一方、もしくは、前記電路形成トランジスタを適時スイ
ッチング動作させるスイッチング制御手段と、前記電路
形成トランジスタをオフにし、前記第１のパワートラン
ジスタと前記第２のパワートランジスタの少なくとも一
方をスイッチング動作させ、前記第１のパワートランジ
スタと前記第２のパワートランジスタによって前記コイ
ルへの電流路を形成する第１の通電モード、および、前
記電路形成トランジスタをスイッチング動作させ、前記
第１のパワートランジスタと前記第２のパワートランジ
スタの少なくとも一方と前記電路形成トランジスタによ
って前記コイルへの電流路を形成する第２の通電モード
を、適時切り換える電路切換手段を具備する構成にして
いる。
【００１１】このように構成することにより、第１の通
電モードでは、第１のパワートランジスタもしくは第２
のパワートランジスタがスイッチング動作しているの
で、パワートランジスタの電力損失は極めて小さい。従
って、電力効率の良いモータになる。また、第２の通電
モードでは、電路形成トランジスタがスイッチング動作
しているので、電路形成トランジスタやパワートランジ
スタの電力損失は極めて小さい。従って、電力効率の良
いモータになる。また、コイルに両方向の電流を供給し
て発生力を大きくする第１の通電モード、および、コイ
ルに片方向の電流を供給して高速回転を行わせる第２の
通電モードを、適時切り換えて動作させることにより、
大発生力で高速回転可能なモータを実現した。また、た
とえば、直流電源の通電電流に応動した出力信号と通電
指令信号の比較結果に基づいてスイッチング制御手段に
よりパワートランジスタもしくは電路形成トランジスタ
をスイッチング動作させるならば、簡素な構成により高
精度な電流制御を実現できる。また、たとえば、パワー
増幅手段の通電制御端子への入力電流を滑らかに変化さ
せることにより、コイルへの駆動電流を滑らかに変化さ
せることが可能になった。その結果、電流路の切り換え
に伴う駆動電流の脈動が大幅に小さくなり、振動の小さ
い高性能なモータを実現できる。また、集積回路化に適
した電力消費の少ないパワー素子を使用して、１チップ
のシリコン基板上に多くのトランジスタ素子や抵抗素子
を低コストに集積化することを可能にした。特に、非線
形電圧増幅を行う電界効果型トランジスタをパワートラ
ンジスタに使用した場合に、電界効果型パワー部カレン
トミラー回路を構成することにより、パワー増幅手段の
電流増幅率のバラツキを大幅に小さくすることを可能に
した。また、たとえば、第１のパワートランジスタにＮ
チャンネル電界効果型トランジスタを、第２のパワート
ランジスタにＰチャンネル電界効果型トランジスタを使
用することを可能にし、第１の電界効果型パワートラン
ジスタや第２の電界効果型パワートランジスタを通電動
作させるための新たな電源を不要にした。さらに、パワ
ー増幅手段の電界効果型パワートランジスタの発熱が著
しく小さいので、集積回路の熱破壊は生じない。従っ
て、パワートランジスタや電路形成トランジスタを含め
た１チップ集積回路によって、低コストなモータを実現
できる。
電モードでは、第１のパワートランジスタもしくは第２
のパワートランジスタがスイッチング動作しているの
で、パワートランジスタの電力損失は極めて小さい。従
って、電力効率の良いモータになる。また、第２の通電
モードでは、電路形成トランジスタがスイッチング動作
しているので、電路形成トランジスタやパワートランジ
スタの電力損失は極めて小さい。従って、電力効率の良
いモータになる。また、コイルに両方向の電流を供給し
て発生力を大きくする第１の通電モード、および、コイ
ルに片方向の電流を供給して高速回転を行わせる第２の
通電モードを、適時切り換えて動作させることにより、
大発生力で高速回転可能なモータを実現した。また、た
とえば、直流電源の通電電流に応動した出力信号と通電
指令信号の比較結果に基づいてスイッチング制御手段に
よりパワートランジスタもしくは電路形成トランジスタ
をスイッチング動作させるならば、簡素な構成により高
精度な電流制御を実現できる。また、たとえば、パワー
増幅手段の通電制御端子への入力電流を滑らかに変化さ
せることにより、コイルへの駆動電流を滑らかに変化さ
せることが可能になった。その結果、電流路の切り換え
に伴う駆動電流の脈動が大幅に小さくなり、振動の小さ
い高性能なモータを実現できる。また、集積回路化に適
した電力消費の少ないパワー素子を使用して、１チップ
のシリコン基板上に多くのトランジスタ素子や抵抗素子
を低コストに集積化することを可能にした。特に、非線
形電圧増幅を行う電界効果型トランジスタをパワートラ
ンジスタに使用した場合に、電界効果型パワー部カレン
トミラー回路を構成することにより、パワー増幅手段の
電流増幅率のバラツキを大幅に小さくすることを可能に
した。また、たとえば、第１のパワートランジスタにＮ
チャンネル電界効果型トランジスタを、第２のパワート
ランジスタにＰチャンネル電界効果型トランジスタを使
用することを可能にし、第１の電界効果型パワートラン
ジスタや第２の電界効果型パワートランジスタを通電動
作させるための新たな電源を不要にした。さらに、パワ
ー増幅手段の電界効果型パワートランジスタの発熱が著
しく小さいので、集積回路の熱破壊は生じない。従っ
て、パワートランジスタや電路形成トランジスタを含め
た１チップ集積回路によって、低コストなモータを実現
できる。
【００１２】また、本発明の他の構成のモータでは、固
定体上に配設され、移動体に対して複数相の磁束を発生
する複数相のコイルと、電力供給源となる直流電源手段
と、前記直流電源手段の負極端子側に接続された第１の
パワートランジスタをそれぞれ含み、前記コイルと前記
直流電源手段の負極端子側の電流路を形成するＱ個（Ｑ
は３以上の整数）の第１のパワー増幅手段と、前記直流
電源手段の正極端子側に接続された第２のパワートラン
ジスタをそれぞれ含み、前記コイルと前記直流電源手段
の正極端子側の電流路を形成するＱ個の第２のパワー増
幅手段と、電路形成トランジスタを含み、前記コイルの
共通接続端子と前記直流電源手段の正極端子側の間の電
流路を形成する電路形成手段と、前記第１のパワートラ
ンジスタ、もしくは、前記電路形成トランジスタを適時
スイッチング動作させるスイッチング制御手段と、前記
電路形成トランジスタをオフにし、前記第１のパワート
ランジスタをスイッチング動作させ、前記第１のパワー
トランジスタと前記第２のパワートランジスタによって
前記コイルへの電流路を形成する第１の通電モード、お
よび、前記電路形成トランジスタをスイッチング動作さ
せ、前記第１のパワートランジスタと前記電路形成トラ
ンジスタによって前記コイルへの電流路を形成する第２
の通電モードを、適時切り換える電路切換手段を具備す
る構成にしている。
定体上に配設され、移動体に対して複数相の磁束を発生
する複数相のコイルと、電力供給源となる直流電源手段
と、前記直流電源手段の負極端子側に接続された第１の
パワートランジスタをそれぞれ含み、前記コイルと前記
直流電源手段の負極端子側の電流路を形成するＱ個（Ｑ
は３以上の整数）の第１のパワー増幅手段と、前記直流
電源手段の正極端子側に接続された第２のパワートラン
ジスタをそれぞれ含み、前記コイルと前記直流電源手段
の正極端子側の電流路を形成するＱ個の第２のパワー増
幅手段と、電路形成トランジスタを含み、前記コイルの
共通接続端子と前記直流電源手段の正極端子側の間の電
流路を形成する電路形成手段と、前記第１のパワートラ
ンジスタ、もしくは、前記電路形成トランジスタを適時
スイッチング動作させるスイッチング制御手段と、前記
電路形成トランジスタをオフにし、前記第１のパワート
ランジスタをスイッチング動作させ、前記第１のパワー
トランジスタと前記第２のパワートランジスタによって
前記コイルへの電流路を形成する第１の通電モード、お
よび、前記電路形成トランジスタをスイッチング動作さ
せ、前記第１のパワートランジスタと前記電路形成トラ
ンジスタによって前記コイルへの電流路を形成する第２
の通電モードを、適時切り換える電路切換手段を具備す
る構成にしている。
【００１３】このように構成することにより、さらに集
積回路化に適した構成にしている。直流電源手段の負極
端子側とコイルの電流路を形成する第１のパワー増幅手
段の第１のパワートランジスタをスイッチング動作させ
ているので、第１のパワー増幅手段の第１のパワートラ
ンジスタを含めて集積回路化した場合に、集積回路の接
合分離部分を含めた寄生トランジスタが動作することを
防止している。すなわち、第１のパワー増幅手段をスイ
ッチング動作させても、第１のパワートランジスタの電
流流入端子側および電流流出端子側の電位が直流電源の
負極端子側電位（アース電位）以下にならないので、集
積回路の接合分離部分を含めた寄生トランジスタが動作
しない。その結果、同一チップ上に集積化された他のト
ランジスタ素子や抵抗素子の動作が乱されることがな
く、全体動作が安定になる。これは、モータのように大
電流を扱うパワー素子を集積回路化する上で、極めて重
要な事項である。これにより、並列的に接続された複数
個のパワートランジスタにより複数相のコイルに電子的
に滑らかに変化する駆動電流を供給するモータ回路を、
１チップのシリコン基板上に容易に集積回路化すること
を可能にした。
積回路化に適した構成にしている。直流電源手段の負極
端子側とコイルの電流路を形成する第１のパワー増幅手
段の第１のパワートランジスタをスイッチング動作させ
ているので、第１のパワー増幅手段の第１のパワートラ
ンジスタを含めて集積回路化した場合に、集積回路の接
合分離部分を含めた寄生トランジスタが動作することを
防止している。すなわち、第１のパワー増幅手段をスイ
ッチング動作させても、第１のパワートランジスタの電
流流入端子側および電流流出端子側の電位が直流電源の
負極端子側電位（アース電位）以下にならないので、集
積回路の接合分離部分を含めた寄生トランジスタが動作
しない。その結果、同一チップ上に集積化された他のト
ランジスタ素子や抵抗素子の動作が乱されることがな
く、全体動作が安定になる。これは、モータのように大
電流を扱うパワー素子を集積回路化する上で、極めて重
要な事項である。これにより、並列的に接続された複数
個のパワートランジスタにより複数相のコイルに電子的
に滑らかに変化する駆動電流を供給するモータ回路を、
１チップのシリコン基板上に容易に集積回路化すること
を可能にした。
【００１４】また、本発明の他の構成のモータでは、固
定体上に配設され、移動体に対して複数相の磁束を発生
する複数相のコイルと、電力供給源となる直流電源手段
と、前記直流電源手段の一端側に接続された電界効果型
パワートランジスタを用いた電界効果型パワー部カレン
トミラー回路をそれぞれ含み、前記コイルと前記直流電
源手段の一端側の電流路を形成するＱ個（Ｑは３以上の
整数）のパワー増幅手段と、電界効果型トランジスタに
よる電路形成トランジスタを含み、前記コイルの共通接
続端子と前記直流電源手段の他端側の間の電流路を形成
する電路形成手段と、前記電路形成トランジスタをスイ
ッチング動作させるスイッチング制御手段を具備する構
成にしている。
定体上に配設され、移動体に対して複数相の磁束を発生
する複数相のコイルと、電力供給源となる直流電源手段
と、前記直流電源手段の一端側に接続された電界効果型
パワートランジスタを用いた電界効果型パワー部カレン
トミラー回路をそれぞれ含み、前記コイルと前記直流電
源手段の一端側の電流路を形成するＱ個（Ｑは３以上の
整数）のパワー増幅手段と、電界効果型トランジスタに
よる電路形成トランジスタを含み、前記コイルの共通接
続端子と前記直流電源手段の他端側の間の電流路を形成
する電路形成手段と、前記電路形成トランジスタをスイ
ッチング動作させるスイッチング制御手段を具備する構
成にしている。
【００１５】このように構成することにより、電路形成
トランジスタがスイッチング動作しているので、電路形
成トランジスタやパワートランジスタの発熱は著しく小
さくなる。従って、電力効率の良いモータになる。ま
た、非線形電圧増幅を行う電界効果型トランジスタをパ
ワートランジスタに使用しながらも、電界効果型パワー
部カレントミラー回路を構成することにより、パワー増
幅手段の電流増幅率のバラツキを大幅に小さくすること
を可能にした。また、たとえば、パワー増幅手段の通電
制御端子への入力電流を滑らかに変化させることによ
り、コイルへの駆動電流を滑らかに変化させることが可
能になった。その結果、電流路の切り換えに伴う駆動電
流の脈動が大幅に小さくなり、振動の小さい高性能なモ
ータを実現できる。また、たとえば、直流電源の通電電
流に応動した出力信号と通電指令信号の比較結果に基づ
いてスイッチング制御手段により電路形成トランジスタ
をスイッチング動作させるならば、簡素な構成により高
精度な電流制御を実現できる。また、集積回路化に適し
た電力消費の少ないパワー素子を使用して、１チップの
シリコン基板上に多くのトランジスタ素子や抵抗素子を
低コストに集積化することを可能にした。さらに、パワ
ー増幅手段の電界効果型パワートランジスタの発熱が著
しく小さいので、集積回路の熱破壊は生じない。従っ
て、パワートランジスタや電路形成トランジスタを含め
た１チップ集積回路によって、低コストなモータを実現
できる。
トランジスタがスイッチング動作しているので、電路形
成トランジスタやパワートランジスタの発熱は著しく小
さくなる。従って、電力効率の良いモータになる。ま
た、非線形電圧増幅を行う電界効果型トランジスタをパ
ワートランジスタに使用しながらも、電界効果型パワー
部カレントミラー回路を構成することにより、パワー増
幅手段の電流増幅率のバラツキを大幅に小さくすること
を可能にした。また、たとえば、パワー増幅手段の通電
制御端子への入力電流を滑らかに変化させることによ
り、コイルへの駆動電流を滑らかに変化させることが可
能になった。その結果、電流路の切り換えに伴う駆動電
流の脈動が大幅に小さくなり、振動の小さい高性能なモ
ータを実現できる。また、たとえば、直流電源の通電電
流に応動した出力信号と通電指令信号の比較結果に基づ
いてスイッチング制御手段により電路形成トランジスタ
をスイッチング動作させるならば、簡素な構成により高
精度な電流制御を実現できる。また、集積回路化に適し
た電力消費の少ないパワー素子を使用して、１チップの
シリコン基板上に多くのトランジスタ素子や抵抗素子を
低コストに集積化することを可能にした。さらに、パワ
ー増幅手段の電界効果型パワートランジスタの発熱が著
しく小さいので、集積回路の熱破壊は生じない。従っ
て、パワートランジスタや電路形成トランジスタを含め
た１チップ集積回路によって、低コストなモータを実現
できる。
【００１６】これらおよびその他の構成や動作について
は、実施の形態の説明において詳細に説明する。
は、実施の形態の説明において詳細に説明する。
【００１７】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、図面を参照しながら説明する。
て、図面を参照しながら説明する。
【００１８】（実施の形態１）図１から図８に本発明の
実施の形態１のモータを示す。図１に全体構成を示す。
移動体１は、たとえば、永久磁石の発生磁束により複数
極の界磁磁束を発生する界磁部を取り付けられたロータ
である。３相コイル２，３，４は、固定体であるステー
タに配設され、移動体１との相対関係に関して、電気的
に１２０度相当ずらされて配置されている。３相コイル
２，３，４は３相の駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３により３
相の磁束を発生し、移動体１との相互作用によって駆動
力を発生し、移動体１に駆動力を与える。
実施の形態１のモータを示す。図１に全体構成を示す。
移動体１は、たとえば、永久磁石の発生磁束により複数
極の界磁磁束を発生する界磁部を取り付けられたロータ
である。３相コイル２，３，４は、固定体であるステー
タに配設され、移動体１との相対関係に関して、電気的
に１２０度相当ずらされて配置されている。３相コイル
２，３，４は３相の駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３により３
相の磁束を発生し、移動体１との相互作用によって駆動
力を発生し、移動体１に駆動力を与える。
【００１９】電力供給源である直流電源５０は、負極端
子側（−）をアース電位にされ、正極端子側（＋）に所
要の直流電圧Ｖｃｃを供給している。直流電源５０の負
極端子側には、電流検出器２１を介して、３個の第１の
パワー増幅器１１，１２，１３の電流流出端子側が共通
接続されている。第１のパワー増幅器１１は、第１のＮ
ＭＯＳ型パワートランジスタ６１と、第１のＮＭＯＳ型
パワートランジスタ６１に並列に逆接続された第１のパ
ワーダイオード６１ｄを含んで構成されている。ここ
で、ＮＭＯＳ型トランジスタはＮチャンネルＭＯＳ構造
の電界効果型トランジスタを意味する（以下同様）。第
１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１の電流流出端子
側は直流電源５０の負極端子側に電流検出器２１を介し
て接続され、電流流入端子側はコイル２の電力供給端子
に接続されている。第１のパワーダイオード６１ｄの電
流流入端子側は第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６
１の電流流出端子側に接続され、電流流出端子側は第１
のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１の電流流入端子側
に接続されている。第１のパワー増幅器１１は、第１の
ＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１とＮＭＯＳ型トラン
ジスタ７１により第１のＮＭＯＳ型パワー部カレントミ
ラー回路を形成し、通電制御端子側への入力電流を増幅
して出力する。ここで、ＮＭＯＳ型パワー部カレントミ
ラー回路はＮチャンネルＭＯＳ構造の電界効果型トラン
ジスタを用いた電界効果型パワー部カレントミラー回路
を意味する（以下同様）。第１のＮＭＯＳ型パワートラ
ンジスタ６１とＮＭＯＳ型トランジスタ７１のチップ面
積比を１００倍にし、第１のＮＭＯＳ型パワートランジ
スタ６１が能動領域で動作している場合の第１のパワー
部カレントミラー回路の電流増幅率を１００倍にしてい
る。なお、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１
は、二重拡散型ＮＭＯＳ−ＦＥＴトランジスタ（二重拡
散型ＮチャンネルＭＯＳ構造の電界効果型トランジス
タ）によって構成され、第１のＮＭＯＳ型パワートラン
ジスタ６１の電流流出端子側から電流流入端子側に向け
て等価回路的に逆接続される寄生ダイオード素子を第１
のパワーダイオード６１ｄとして使用している。
子側（−）をアース電位にされ、正極端子側（＋）に所
要の直流電圧Ｖｃｃを供給している。直流電源５０の負
極端子側には、電流検出器２１を介して、３個の第１の
パワー増幅器１１，１２，１３の電流流出端子側が共通
接続されている。第１のパワー増幅器１１は、第１のＮ
ＭＯＳ型パワートランジスタ６１と、第１のＮＭＯＳ型
パワートランジスタ６１に並列に逆接続された第１のパ
ワーダイオード６１ｄを含んで構成されている。ここ
で、ＮＭＯＳ型トランジスタはＮチャンネルＭＯＳ構造
の電界効果型トランジスタを意味する（以下同様）。第
１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１の電流流出端子
側は直流電源５０の負極端子側に電流検出器２１を介し
て接続され、電流流入端子側はコイル２の電力供給端子
に接続されている。第１のパワーダイオード６１ｄの電
流流入端子側は第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６
１の電流流出端子側に接続され、電流流出端子側は第１
のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１の電流流入端子側
に接続されている。第１のパワー増幅器１１は、第１の
ＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１とＮＭＯＳ型トラン
ジスタ７１により第１のＮＭＯＳ型パワー部カレントミ
ラー回路を形成し、通電制御端子側への入力電流を増幅
して出力する。ここで、ＮＭＯＳ型パワー部カレントミ
ラー回路はＮチャンネルＭＯＳ構造の電界効果型トラン
ジスタを用いた電界効果型パワー部カレントミラー回路
を意味する（以下同様）。第１のＮＭＯＳ型パワートラ
ンジスタ６１とＮＭＯＳ型トランジスタ７１のチップ面
積比を１００倍にし、第１のＮＭＯＳ型パワートランジ
スタ６１が能動領域で動作している場合の第１のパワー
部カレントミラー回路の電流増幅率を１００倍にしてい
る。なお、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１
は、二重拡散型ＮＭＯＳ−ＦＥＴトランジスタ（二重拡
散型ＮチャンネルＭＯＳ構造の電界効果型トランジス
タ）によって構成され、第１のＮＭＯＳ型パワートラン
ジスタ６１の電流流出端子側から電流流入端子側に向け
て等価回路的に逆接続される寄生ダイオード素子を第１
のパワーダイオード６１ｄとして使用している。
【００２０】同様に、第１のパワー増幅器１２は、第１
のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６２と、第１のＮＭＯ
Ｓ型パワートランジスタ６２に並列に逆接続された第１
のパワーダイオード６２ｄを含んで構成されている。第
１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６２の電流流出端子
側は直流電源５０の負極端子側に電流検出器２１を介し
て接続され、電流流入端子側はコイル３の電力供給端子
に接続されている。第１のパワーダイオード６２ｄの電
流流入端子側は第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６
２の電流流出端子側に接続され、電流流出端子側は第１
のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６２の電流流入端子側
に接続されている。第１のパワー増幅器１２は、第１の
ＮＭＯＳ型パワートランジスタ６２とＮＭＯＳ型トラン
ジスタ７２により第１のＮＭＯＳ型パワー部カレントミ
ラー回路を形成し、通電制御端子側への入力電流を増幅
して出力する（チップ面積比は１００倍）。なお、第１
のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６２は二重拡散型ＮＭ
ＯＳ−ＦＥＴトランジスタによって構成され、第１のＮ
ＭＯＳ型パワートランジスタ６２の寄生ダイオード素子
を第１のパワーダイオード６２ｄとして使用している。
のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６２と、第１のＮＭＯ
Ｓ型パワートランジスタ６２に並列に逆接続された第１
のパワーダイオード６２ｄを含んで構成されている。第
１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６２の電流流出端子
側は直流電源５０の負極端子側に電流検出器２１を介し
て接続され、電流流入端子側はコイル３の電力供給端子
に接続されている。第１のパワーダイオード６２ｄの電
流流入端子側は第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６
２の電流流出端子側に接続され、電流流出端子側は第１
のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６２の電流流入端子側
に接続されている。第１のパワー増幅器１２は、第１の
ＮＭＯＳ型パワートランジスタ６２とＮＭＯＳ型トラン
ジスタ７２により第１のＮＭＯＳ型パワー部カレントミ
ラー回路を形成し、通電制御端子側への入力電流を増幅
して出力する（チップ面積比は１００倍）。なお、第１
のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６２は二重拡散型ＮＭ
ＯＳ−ＦＥＴトランジスタによって構成され、第１のＮ
ＭＯＳ型パワートランジスタ６２の寄生ダイオード素子
を第１のパワーダイオード６２ｄとして使用している。
【００２１】同様に、第１のパワー増幅器１３は、第１
のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６３と、第１のＮＭＯ
Ｓ型パワートランジスタ６３に並列に逆接続された第１
のパワーダイオード６３ｄを含んで構成されている。第
１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６３の電流流出端子
側は直流電源５０の負極端子側に電流検出器２１を介し
て接続され、電流流入端子側はコイル４の電力供給端子
に接続されている。第１のパワーダイオード６３ｄの電
流流入端子側は第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６
３の電流流出端子側に接続され、電流流出端子側は第１
のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６３の電流流入端子側
に接続されている。第１のパワー増幅器１３は、第１の
ＮＭＯＳ型パワートランジスタ６３とＮＭＯＳ型トラン
ジスタ７３により第１のＮＭＯＳ型パワー部カレントミ
ラー回路を形成し、通電制御端子側への入力電流を増幅
して出力する（チップ面積比は１００倍）。なお、第１
のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６３は二重拡散型ＮＭ
ＯＳ−ＦＥＴトランジスタによって構成され、第１のＮ
ＭＯＳ型パワートランジスタ６３の寄生ダイオード素子
を第１のパワーダイオード６３ｄとして使用している。
のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６３と、第１のＮＭＯ
Ｓ型パワートランジスタ６３に並列に逆接続された第１
のパワーダイオード６３ｄを含んで構成されている。第
１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６３の電流流出端子
側は直流電源５０の負極端子側に電流検出器２１を介し
て接続され、電流流入端子側はコイル４の電力供給端子
に接続されている。第１のパワーダイオード６３ｄの電
流流入端子側は第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６
３の電流流出端子側に接続され、電流流出端子側は第１
のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６３の電流流入端子側
に接続されている。第１のパワー増幅器１３は、第１の
ＮＭＯＳ型パワートランジスタ６３とＮＭＯＳ型トラン
ジスタ７３により第１のＮＭＯＳ型パワー部カレントミ
ラー回路を形成し、通電制御端子側への入力電流を増幅
して出力する（チップ面積比は１００倍）。なお、第１
のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６３は二重拡散型ＮＭ
ＯＳ−ＦＥＴトランジスタによって構成され、第１のＮ
ＭＯＳ型パワートランジスタ６３の寄生ダイオード素子
を第１のパワーダイオード６３ｄとして使用している。
【００２２】第１のパワー増幅器１１，１２，１３の各
第１の電界効果型パワー部カレントミラー回路は、それ
ぞれ各通電制御端子側への入力電流を増幅して出力す
る。スイッチング制御器２２の第１の制御パルス信号Ｚ
１，Ｚ２，Ｚ３は、第１のパワー増幅器１１，１２，１
３の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１，６２，
６３をオン・オフ制御して高周波スイッチング動作させ
る。第１のパワー増幅器１１，１２，１３は、コイル
２，３，４の各電力供給端子への駆動電圧を高周波スイ
ッチングして供給し、コイル２，３，４への駆動電流Ｉ
１，Ｉ２，Ｉ３の負極側電流を供給する。この動作につ
いては、後述する。
第１の電界効果型パワー部カレントミラー回路は、それ
ぞれ各通電制御端子側への入力電流を増幅して出力す
る。スイッチング制御器２２の第１の制御パルス信号Ｚ
１，Ｚ２，Ｚ３は、第１のパワー増幅器１１，１２，１
３の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１，６２，
６３をオン・オフ制御して高周波スイッチング動作させ
る。第１のパワー増幅器１１，１２，１３は、コイル
２，３，４の各電力供給端子への駆動電圧を高周波スイ
ッチングして供給し、コイル２，３，４への駆動電流Ｉ
１，Ｉ２，Ｉ３の負極側電流を供給する。この動作につ
いては、後述する。
【００２３】直流電源５０の正極端子側には、通電停止
器２５の通電トランジスタ９１を介して、３個の第２の
パワー増幅器１５，１６，１７の電流流入端子側が共通
接続されている。第２のパワー増幅器１５は、第２のＰ
ＭＯＳ型パワートランジスタ６５と、第２のＰＭＯＳ型
パワートランジスタ６５に並列に逆接続された第２のパ
ワーダイオード６５ｄを含んで構成されている。ここ
に、ＰＭＯＳ型トランジスタはＰチャンネルＭＯＳ構造
の電界効果型トランジスタを意味する（以下同様）。第
２のＰＭＯＳ型パワートランジスタ６５の電流流入端子
側は直流電源５０の正極端子側に接続され、電流流出端
子側はコイル２の電力供給端子に接続されている。第２
のパワーダイオード６５ｄの電流流入端子側は第２のＰ
ＭＯＳ型パワートランジスタ６５の電流流出端子側に接
続され、電流流出端子側は第２のＰＭＯＳ型パワートラ
ンジスタ６５の電流流入端子側に接続されている。第２
のパワー増幅器１５は、第２のＰＭＯＳ型パワートラン
ジスタ６５とＰＭＯＳ型トランジスタ７５により第２の
ＰＭＯＳ型パワー部カレントミラー回路を形成し、通電
制御端子側への入力電流を増幅して出力する。ここに、
ＰＭＯＳ型パワー部カレントミラー回路はＰチャンネル
ＭＯＳ構造の電界効果型トランジスタを用いた電界効果
型パワー部カレントミラー回路を意味する。第２のＰＭ
ＯＳ型パワートランジスタ６５とＰＭＯＳ型トランジス
タ７５のチップ面積比を１００倍にし、第２のＰＭＯＳ
型パワートランジスタ６５が能動領域で動作している場
合の第２のパワー部カレントミラー回路の電流増幅率を
１００倍にしている。なお、第２のＰＭＯＳ型パワート
ランジスタ６５は二重拡散型ＰＭＯＳ−ＦＥＴトランジ
スタ（二重拡散型ＰチャンネルＭＯＳ構造の電界効果型
トランジスタ）によって構成され、第２のＰＭＯＳ型パ
ワートランジスタ６５の電流流出端子側から電流流入端
子側に向けて等価回路的に逆接続される寄生ダイオード
素子を第２のパワーダイオード６５ｄとして使用してい
る。
器２５の通電トランジスタ９１を介して、３個の第２の
パワー増幅器１５，１６，１７の電流流入端子側が共通
接続されている。第２のパワー増幅器１５は、第２のＰ
ＭＯＳ型パワートランジスタ６５と、第２のＰＭＯＳ型
パワートランジスタ６５に並列に逆接続された第２のパ
ワーダイオード６５ｄを含んで構成されている。ここ
に、ＰＭＯＳ型トランジスタはＰチャンネルＭＯＳ構造
の電界効果型トランジスタを意味する（以下同様）。第
２のＰＭＯＳ型パワートランジスタ６５の電流流入端子
側は直流電源５０の正極端子側に接続され、電流流出端
子側はコイル２の電力供給端子に接続されている。第２
のパワーダイオード６５ｄの電流流入端子側は第２のＰ
ＭＯＳ型パワートランジスタ６５の電流流出端子側に接
続され、電流流出端子側は第２のＰＭＯＳ型パワートラ
ンジスタ６５の電流流入端子側に接続されている。第２
のパワー増幅器１５は、第２のＰＭＯＳ型パワートラン
ジスタ６５とＰＭＯＳ型トランジスタ７５により第２の
ＰＭＯＳ型パワー部カレントミラー回路を形成し、通電
制御端子側への入力電流を増幅して出力する。ここに、
ＰＭＯＳ型パワー部カレントミラー回路はＰチャンネル
ＭＯＳ構造の電界効果型トランジスタを用いた電界効果
型パワー部カレントミラー回路を意味する。第２のＰＭ
ＯＳ型パワートランジスタ６５とＰＭＯＳ型トランジス
タ７５のチップ面積比を１００倍にし、第２のＰＭＯＳ
型パワートランジスタ６５が能動領域で動作している場
合の第２のパワー部カレントミラー回路の電流増幅率を
１００倍にしている。なお、第２のＰＭＯＳ型パワート
ランジスタ６５は二重拡散型ＰＭＯＳ−ＦＥＴトランジ
スタ（二重拡散型ＰチャンネルＭＯＳ構造の電界効果型
トランジスタ）によって構成され、第２のＰＭＯＳ型パ
ワートランジスタ６５の電流流出端子側から電流流入端
子側に向けて等価回路的に逆接続される寄生ダイオード
素子を第２のパワーダイオード６５ｄとして使用してい
る。
【００２４】同様に、第２のパワー増幅器１６は、第２
のＰＭＯＳ型パワートランジスタ６６と、第２のＰＭＯ
Ｓ型パワートランジスタ６６に並列に逆接続された第２
のパワーダイオード６６ｄを含んで構成されている。第
２のＰＭＯＳ型パワートランジスタ６６の電流流入端子
側は直流電源５０の正極端子側に接続され、電流流出端
子側はコイル３の電力供給端子に接続されている。第２
のパワーダイオード６６ｄの電流流入端子側は第２のＰ
ＭＯＳ型パワートランジスタ６６の電流流出端子側に接
続され、電流流出端子側は第２のＰＭＯＳ型パワートラ
ンジスタ６６の電流流入端子側に接続されている。第２
のパワー増幅器１６は、第２のＰＭＯＳ型パワートラン
ジスタ６６とＰＭＯＳ型トランジスタ７６により第２の
ＰＭＯＳ型パワー部カレントミラー回路を形成し、通電
制御端子側への入力電流を増幅して出力する（チップ面
積比は１００倍）。なお、第２のＰＭＯＳ型パワートラ
ンジスタ６６は二重拡散型ＰＭＯＳ−ＦＥＴトランジス
タによって構成され、第２のＰＭＯＳ型パワートランジ
スタ６６の寄生ダイオード素子を第２のパワーダイオー
ド６６ｄとして使用している。
のＰＭＯＳ型パワートランジスタ６６と、第２のＰＭＯ
Ｓ型パワートランジスタ６６に並列に逆接続された第２
のパワーダイオード６６ｄを含んで構成されている。第
２のＰＭＯＳ型パワートランジスタ６６の電流流入端子
側は直流電源５０の正極端子側に接続され、電流流出端
子側はコイル３の電力供給端子に接続されている。第２
のパワーダイオード６６ｄの電流流入端子側は第２のＰ
ＭＯＳ型パワートランジスタ６６の電流流出端子側に接
続され、電流流出端子側は第２のＰＭＯＳ型パワートラ
ンジスタ６６の電流流入端子側に接続されている。第２
のパワー増幅器１６は、第２のＰＭＯＳ型パワートラン
ジスタ６６とＰＭＯＳ型トランジスタ７６により第２の
ＰＭＯＳ型パワー部カレントミラー回路を形成し、通電
制御端子側への入力電流を増幅して出力する（チップ面
積比は１００倍）。なお、第２のＰＭＯＳ型パワートラ
ンジスタ６６は二重拡散型ＰＭＯＳ−ＦＥＴトランジス
タによって構成され、第２のＰＭＯＳ型パワートランジ
スタ６６の寄生ダイオード素子を第２のパワーダイオー
ド６６ｄとして使用している。
【００２５】同様に、第２のパワー増幅器１７は、第２
のＰＭＯＳ型パワートランジスタ６７と、第２のＰＭＯ
Ｓ型パワートランジスタ６７に並列に逆接続された第２
のパワーダイオード６７ｄを含んで構成されている。第
２のＰＭＯＳ型パワートランジスタ６７の電流流入端子
側は直流電源５０の正極端子側に接続され、電流流出端
子側はコイル４の電力供給端子に接続されている。第２
のパワーダイオード６７ｄの電流流入端子側は第２のＰ
ＭＯＳ型パワートランジスタ６７の電流流出端子側に接
続され、電流流出端子側は第２のＰＭＯＳ型パワートラ
ンジスタ６７の電流流入端子側に接続されている。第２
のパワー増幅器１７は、第２のＰＭＯＳ型パワートラン
ジスタ６７とＰＭＯＳ型トランジスタ７７により第２の
ＰＭＯＳ型パワー部カレントミラー回路を形成し、通電
制御端子側への入力電流を増幅して出力する（チップ面
積比は１００倍）。なお、第２のＰＭＯＳ型パワートラ
ンジスタ６７は二重拡散型ＰＭＯＳ−ＦＥＴトランジス
タによって構成され、第２のＰＭＯＳ型パワートランジ
スタ６７の寄生ダイオード素子を第２のパワーダイオー
ド６７ｄとして使用している。
のＰＭＯＳ型パワートランジスタ６７と、第２のＰＭＯ
Ｓ型パワートランジスタ６７に並列に逆接続された第２
のパワーダイオード６７ｄを含んで構成されている。第
２のＰＭＯＳ型パワートランジスタ６７の電流流入端子
側は直流電源５０の正極端子側に接続され、電流流出端
子側はコイル４の電力供給端子に接続されている。第２
のパワーダイオード６７ｄの電流流入端子側は第２のＰ
ＭＯＳ型パワートランジスタ６７の電流流出端子側に接
続され、電流流出端子側は第２のＰＭＯＳ型パワートラ
ンジスタ６７の電流流入端子側に接続されている。第２
のパワー増幅器１７は、第２のＰＭＯＳ型パワートラン
ジスタ６７とＰＭＯＳ型トランジスタ７７により第２の
ＰＭＯＳ型パワー部カレントミラー回路を形成し、通電
制御端子側への入力電流を増幅して出力する（チップ面
積比は１００倍）。なお、第２のＰＭＯＳ型パワートラ
ンジスタ６７は二重拡散型ＰＭＯＳ−ＦＥＴトランジス
タによって構成され、第２のＰＭＯＳ型パワートランジ
スタ６７の寄生ダイオード素子を第２のパワーダイオー
ド６７ｄとして使用している。
【００２６】第２のパワー増幅器１５，１６，１７の各
第２の電界効果型パワー部カレントミラー回路は、それ
ぞれ各通電制御端子側への入力電流を増幅して出力し、
コイル２，３，４への駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の正極
側電流を供給する（通電停止器２５の通電トランジスタ
９１がオンの場合）。この動作については、後述する。
第２の電界効果型パワー部カレントミラー回路は、それ
ぞれ各通電制御端子側への入力電流を増幅して出力し、
コイル２，３，４への駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の正極
側電流を供給する（通電停止器２５の通電トランジスタ
９１がオンの場合）。この動作については、後述する。
【００２７】このように、第１のパワー増幅器１１，１
２，１３は、直流電源５０の負極端子側と正極端子側の
間に並列的に接続され、直流電源５０の負極端子側から
コイル２，３，４への電流路を電子的に切り換えてい
る。同様に、第２のパワー増幅器１５，１６，１７は、
直流電源５０の負極端子側と正極端子側の間に並列的に
接続され、直流電源５０の正極端子側からコイル２，
３，４への電流路を電子的に切り換えている。
２，１３は、直流電源５０の負極端子側と正極端子側の
間に並列的に接続され、直流電源５０の負極端子側から
コイル２，３，４への電流路を電子的に切り換えてい
る。同様に、第２のパワー増幅器１５，１６，１７は、
直流電源５０の負極端子側と正極端子側の間に並列的に
接続され、直流電源５０の正極端子側からコイル２，
３，４への電流路を電子的に切り換えている。
【００２８】図１の通電停止器２５は、直流電源５０の
正極端子から第２のパワー増幅器１５，１６，１７への
電流路に直列に逆接続されたＰＭＯＳ型通電トランジス
タ９１（ＰチャネルＭＯＳ構造の電界効果型トランジス
タ）とスイッチ回路９５を有している。ＰＭＯＳ型通電
トランジスタ９１がオンの時には直流電源５０から第２
のパワー増幅器への電流路を形成し、ＰＭＯＳ型通電ト
ランジスタ９１がオフの時には直流電源５０から第２の
パワー増幅器への電流路を開放する。ＰＭＯＳ型通電ト
ランジスタ９１は逆接続され、その電流流入端子側（ソ
ース端子）を直流電源５０の正極端子側に接続し、その
電流流出端子側（ドレイン端子）を第２のパワー増幅器
１５，１６，１７の共通接続端子側に接続している。Ｐ
ＭＯＳ型通電トランジスタ９１は、二重拡散Ｐチャンネ
ルＭＯＳ構造の電界効果型トランジスタにより構成さ
れ、その寄生素子として形成されたダイオード９１ｄは
電流流入端子側から電流流出端子側に向けて等価回路的
に接続されている。なお、寄生ダイオードの形成されな
い構造の通電トランジスタの場合には、通電トランジス
タを逆接続する必要はない。また、抵抗９０は、通電ト
ランジスタ９１のゲート端子電位をプルアップするもの
であるが、必要に応じて接続すればよい（なくしても良
い）。
正極端子から第２のパワー増幅器１５，１６，１７への
電流路に直列に逆接続されたＰＭＯＳ型通電トランジス
タ９１（ＰチャネルＭＯＳ構造の電界効果型トランジス
タ）とスイッチ回路９５を有している。ＰＭＯＳ型通電
トランジスタ９１がオンの時には直流電源５０から第２
のパワー増幅器への電流路を形成し、ＰＭＯＳ型通電ト
ランジスタ９１がオフの時には直流電源５０から第２の
パワー増幅器への電流路を開放する。ＰＭＯＳ型通電ト
ランジスタ９１は逆接続され、その電流流入端子側（ソ
ース端子）を直流電源５０の正極端子側に接続し、その
電流流出端子側（ドレイン端子）を第２のパワー増幅器
１５，１６，１７の共通接続端子側に接続している。Ｐ
ＭＯＳ型通電トランジスタ９１は、二重拡散Ｐチャンネ
ルＭＯＳ構造の電界効果型トランジスタにより構成さ
れ、その寄生素子として形成されたダイオード９１ｄは
電流流入端子側から電流流出端子側に向けて等価回路的
に接続されている。なお、寄生ダイオードの形成されな
い構造の通電トランジスタの場合には、通電トランジス
タを逆接続する必要はない。また、抵抗９０は、通電ト
ランジスタ９１のゲート端子電位をプルアップするもの
であるが、必要に応じて接続すればよい（なくしても良
い）。
【００２９】図１の電路形成器２４は、直流電源５０の
正極端子とコイル２，３，４の共通接続端子の間に接続
されたＰＭＯＳ型電路形成トランジスタ８１（Ｐチャネ
ルＭＯＳ構造の電界効果型トランジスタ）とフライホイ
ールダイオード８２を有している。ＰＭＯＳ型電路形成
トランジスタ８１はスイッチング制御器２２の第２の制
御パルス信号Ｚｈに応動してオン・オフ動作する。フラ
イホイールダイオード８２は、ＰＭＯＳ型電路形成トラ
ンジスタ８１と相補的にオフ・オン動作し、電路形成ト
ランジスタ８１がオフの時の電流帰路を形成する。これ
により、ＰＭＯＳ型電路形成トランジスタ８１はスイッ
チング制御器２２によって適時スイッチング動作され、
電路形成トランジスタ８１を介してコイル２，３，４の
共通接続端子側への電流路が形成される。ＰＭＯＳ型電
路形成トランジスタ８１は、二重拡散ＰチャンネルＭＯ
Ｓ構造の電界効果型トランジスタにより構成され、その
寄生素子として形成されたダイオード８１ｄは電流流出
端子側から電流流入端子側に向けて等価回路的に逆接続
されている。
正極端子とコイル２，３，４の共通接続端子の間に接続
されたＰＭＯＳ型電路形成トランジスタ８１（Ｐチャネ
ルＭＯＳ構造の電界効果型トランジスタ）とフライホイ
ールダイオード８２を有している。ＰＭＯＳ型電路形成
トランジスタ８１はスイッチング制御器２２の第２の制
御パルス信号Ｚｈに応動してオン・オフ動作する。フラ
イホイールダイオード８２は、ＰＭＯＳ型電路形成トラ
ンジスタ８１と相補的にオフ・オン動作し、電路形成ト
ランジスタ８１がオフの時の電流帰路を形成する。これ
により、ＰＭＯＳ型電路形成トランジスタ８１はスイッ
チング制御器２２によって適時スイッチング動作され、
電路形成トランジスタ８１を介してコイル２，３，４の
共通接続端子側への電流路が形成される。ＰＭＯＳ型電
路形成トランジスタ８１は、二重拡散ＰチャンネルＭＯ
Ｓ構造の電界効果型トランジスタにより構成され、その
寄生素子として形成されたダイオード８１ｄは電流流出
端子側から電流流入端子側に向けて等価回路的に逆接続
されている。
【００３０】図１の電路切換指令器２３は、第１の電路
切換指令信号Ｌ１と第２の電路切換指令信号Ｌ２を出力
し、コイルへの電流供給路を切り換える。第１の通電モ
ードの指令時には、電路切換指令器２３は第１の電路切
換指令信号Ｌ１および第２の電路切換指令信号Ｌ２を”
Ｌ”（低電位状態）にし、ＰＭＯＳ型通電トランジスタ
９１をオンおよびスイッチ回路９５をオンにし、第１の
パワー増幅器１１，１２，１３と第２のパワー増幅器１
５，１６，１７によってコイル２，３，４に両方向の駆
動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３を供給する（このとき、ＰＭＯ
Ｓ型電路形成トランジスタ８１はオフ状態になされてい
る）。また、第２の通電モードの指令時には、電路切換
指令器２３は第１の電路切換指令信号Ｌ１および第２の
電路切換指令信号Ｌ２を”Ｈ”（高電位状態）にし、Ｐ
ＭＯＳ型通電トランジスタ９１をオフおよびスイッチ回
路９５をオフにして第２のパワー増幅器１５，１６，１
７を通電停止状態にし、ＰＭＯＳ型電路形成トランジス
タ８１と第１のパワー増幅器１１，１２，１３によって
コイル２，３，４に片方向の駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３
を供給する（このとき、ＰＭＯＳ型電路形成トランジス
タ８１はスイッチング制御器２２の第２の制御パルス信
号Ｚｈに応動して高周波スイッチング動作をしてい
る）。
切換指令信号Ｌ１と第２の電路切換指令信号Ｌ２を出力
し、コイルへの電流供給路を切り換える。第１の通電モ
ードの指令時には、電路切換指令器２３は第１の電路切
換指令信号Ｌ１および第２の電路切換指令信号Ｌ２を”
Ｌ”（低電位状態）にし、ＰＭＯＳ型通電トランジスタ
９１をオンおよびスイッチ回路９５をオンにし、第１の
パワー増幅器１１，１２，１３と第２のパワー増幅器１
５，１６，１７によってコイル２，３，４に両方向の駆
動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３を供給する（このとき、ＰＭＯ
Ｓ型電路形成トランジスタ８１はオフ状態になされてい
る）。また、第２の通電モードの指令時には、電路切換
指令器２３は第１の電路切換指令信号Ｌ１および第２の
電路切換指令信号Ｌ２を”Ｈ”（高電位状態）にし、Ｐ
ＭＯＳ型通電トランジスタ９１をオフおよびスイッチ回
路９５をオフにして第２のパワー増幅器１５，１６，１
７を通電停止状態にし、ＰＭＯＳ型電路形成トランジス
タ８１と第１のパワー増幅器１１，１２，１３によって
コイル２，３，４に片方向の駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３
を供給する（このとき、ＰＭＯＳ型電路形成トランジス
タ８１はスイッチング制御器２２の第２の制御パルス信
号Ｚｈに応動して高周波スイッチング動作をしてい
る）。
【００３１】図１の通電指令器２０の通電指令信号Ａｄ
は、電流供給器３０とスイッチング制御器２２に入力さ
れる。通電指令器２０は、たとえば、移動体１の回転移
動速度を検出し、該速度を所定値に制御する速度制御回
路等によって構成されている。
は、電流供給器３０とスイッチング制御器２２に入力さ
れる。通電指令器２０は、たとえば、移動体１の回転移
動速度を検出し、該速度を所定値に制御する速度制御回
路等によって構成されている。
【００３２】電流供給器３０は、通電指令信号Ａｄに応
動する第１の供給電流信号Ｃ１と第２の供給電流信号Ｃ
２を出力する。図３に電流供給器３０の具体的な構成を
示す。電圧電流変換回路１５１は、通電指令信号Ａｄに
比例した変換電流信号Ｂｊを出力する。電圧電流変換回
路１５１の変換電流信号Ｂｊは、トランジスタ１７０，
１７１，１７２，１７３と抵抗１７４，１７５，１７６
によるカレントミラー回路に供給され、変換電流信号Ｂ
ｊに比例した２つの電流信号をトランジスタ１７２，１
７３のコレクタ側に作りだす。トランジスタ１７２のコ
レクタ電流は、トランジスタ１８１，１８２のカレント
ミラー回路を介して出力される。トランジスタ１８２の
コレクタ電流Ｂｐ１と定電流源１９２の第１の所定電流
Ｑｑ１を加算し、第１の供給電流信号Ｃ１として出力す
る。トランジスタ１７３のコレクタ電流Ｂｐ２と定電流
源１９１の第２の所定電流Ｑｑ２を加算し、第２の供給
電流信号Ｃ２として出力する。これにより、第１の供給
電流信号Ｃ１と第２の供給電流信号Ｃ２は通電指令信号
Ａｄに比例もしくは略比例した電流信号にしている。ま
た、第１の供給電流信号Ｃ１と第２の供給電流信号Ｃ２
は、定電流源１９１，１９２の電流値Ｑｑ１，Ｑｑ２に
よる所定のバイアス電流を含んでいる。
動する第１の供給電流信号Ｃ１と第２の供給電流信号Ｃ
２を出力する。図３に電流供給器３０の具体的な構成を
示す。電圧電流変換回路１５１は、通電指令信号Ａｄに
比例した変換電流信号Ｂｊを出力する。電圧電流変換回
路１５１の変換電流信号Ｂｊは、トランジスタ１７０，
１７１，１７２，１７３と抵抗１７４，１７５，１７６
によるカレントミラー回路に供給され、変換電流信号Ｂ
ｊに比例した２つの電流信号をトランジスタ１７２，１
７３のコレクタ側に作りだす。トランジスタ１７２のコ
レクタ電流は、トランジスタ１８１，１８２のカレント
ミラー回路を介して出力される。トランジスタ１８２の
コレクタ電流Ｂｐ１と定電流源１９２の第１の所定電流
Ｑｑ１を加算し、第１の供給電流信号Ｃ１として出力す
る。トランジスタ１７３のコレクタ電流Ｂｐ２と定電流
源１９１の第２の所定電流Ｑｑ２を加算し、第２の供給
電流信号Ｃ２として出力する。これにより、第１の供給
電流信号Ｃ１と第２の供給電流信号Ｃ２は通電指令信号
Ａｄに比例もしくは略比例した電流信号にしている。ま
た、第１の供給電流信号Ｃ１と第２の供給電流信号Ｃ２
は、定電流源１９１，１９２の電流値Ｑｑ１，Ｑｑ２に
よる所定のバイアス電流を含んでいる。
【００３３】図１の切換作成器３４は、３相コイルに３
相電流を流すために、滑らかに変化する３相の切換電流
信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を出力する。図２に切換作成器３
４の具体的な構成を示す。この例では、切換作成器３４
は位置検出部１００と切換信号部１０１によって構成さ
れている。
相電流を流すために、滑らかに変化する３相の切換電流
信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を出力する。図２に切換作成器３
４の具体的な構成を示す。この例では、切換作成器３４
は位置検出部１００と切換信号部１０１によって構成さ
れている。
【００３４】位置検出部１００は、移動体１の発生磁束
を検知する磁電変換素子（例えばホール素子）からなる
位置検出素子１１１，１１２を含んで構成されている。
位置検出素子１１１，１１２は、電気的に１２０゜の位
相差を有し、移動体１の移動に伴って滑らかな正弦波状
に変化する２相の位置検出信号Ｊａ１とＪｂ１、およ
び、Ｊａ２とＪｂ２を出力する。ここで、Ｊａ１とＪａ
２は逆相の関係にあり（電気的に１８０゜の位相差）、
Ｊｂ１とＪｂ２は逆相の関係にある。なお、逆相の信号
は新たな相数に数えない。位置検出信号Ｊａ２とＪｂ２
は抵抗１１３，１１４により合成されて３相目の位置検
出信号Ｊｃ１を作りだし、位置検出信号Ｊａ１とＪｂ１
は抵抗１１５，１１６により合成されて３相目の位置検
出信号Ｊｃ２を作りだす。これにより、位置検出部１０
０は電気的に１２０゜の位相差を有して正弦波状に変化
する３相の位置検出信号Ｊａ１，Ｊｂ１，Ｊｃ１および
Ｊａ２，Ｊｂ２，Ｊｃ２を得ている。
を検知する磁電変換素子（例えばホール素子）からなる
位置検出素子１１１，１１２を含んで構成されている。
位置検出素子１１１，１１２は、電気的に１２０゜の位
相差を有し、移動体１の移動に伴って滑らかな正弦波状
に変化する２相の位置検出信号Ｊａ１とＪｂ１、およ
び、Ｊａ２とＪｂ２を出力する。ここで、Ｊａ１とＪａ
２は逆相の関係にあり（電気的に１８０゜の位相差）、
Ｊｂ１とＪｂ２は逆相の関係にある。なお、逆相の信号
は新たな相数に数えない。位置検出信号Ｊａ２とＪｂ２
は抵抗１１３，１１４により合成されて３相目の位置検
出信号Ｊｃ１を作りだし、位置検出信号Ｊａ１とＪｂ１
は抵抗１１５，１１６により合成されて３相目の位置検
出信号Ｊｃ２を作りだす。これにより、位置検出部１０
０は電気的に１２０゜の位相差を有して正弦波状に変化
する３相の位置検出信号Ｊａ１，Ｊｂ１，Ｊｃ１および
Ｊａ２，Ｊｂ２，Ｊｃ２を得ている。
【００３５】切換信号部１０１は、３相の位置検出信号
に応動して滑らかに変化する正弦波状の切換電流信号Ｄ
１，Ｄ２，Ｄ３を作りだす。図２において、定電流源１
２１，１２６，１３１，１３６，１４１，１４６は同一
値の定電流を供給する。トランジスタ１２２と１２３
は、１相目の位置検出信号Ｊａ１とＪａ２の差電圧に応
動して定電流源１２１の電流をコレクタ側に分流する。
トランジスタ１２３のコレクタ電流は、トランジスタ１
２４，１２５のカレントミラー回路によって２倍に増幅
され、トランジスタ１２５のコレクタより出力される。
トランジスタ１２５のコレクタ電流は、定電流源１２６
の電流値と比較され、両者の差電流が１相目の切換電流
信号Ｄ１として出力される。従って、切換電流信号Ｄ１
は、位置検出信号Ｊａ１に応動して滑らかに変化し、電
気角で１８０゜区間は電流が流出し（正極性の電流）、
次の１８０゜区間は電流が流入する（負極性の電流）。
同様に、切換電流信号Ｄ２は、位置検出信号Ｊｂ１に応
動して滑らかに変化し、電気角で１８０゜区間は電流が
流出し（正極性の電流）、次の１８０゜区間は電流が流
入する（負極性の電流）。同様に、切換電流信号Ｄ３
は、位置検出信号Ｊｃ１に応動して滑らかに変化し、電
気角で１８０゜区間は電流が流出し（正極性の電流）、
次の１８０゜区間は電流が流入する（負極性の電流）。
これにより、切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３は所定の位
相差を有する正弦波状の３相の電流信号になる。図９
（ａ）に３相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３の波形を
示す。なお、図９の横軸は移動体１の回転移動位置であ
る。
に応動して滑らかに変化する正弦波状の切換電流信号Ｄ
１，Ｄ２，Ｄ３を作りだす。図２において、定電流源１
２１，１２６，１３１，１３６，１４１，１４６は同一
値の定電流を供給する。トランジスタ１２２と１２３
は、１相目の位置検出信号Ｊａ１とＪａ２の差電圧に応
動して定電流源１２１の電流をコレクタ側に分流する。
トランジスタ１２３のコレクタ電流は、トランジスタ１
２４，１２５のカレントミラー回路によって２倍に増幅
され、トランジスタ１２５のコレクタより出力される。
トランジスタ１２５のコレクタ電流は、定電流源１２６
の電流値と比較され、両者の差電流が１相目の切換電流
信号Ｄ１として出力される。従って、切換電流信号Ｄ１
は、位置検出信号Ｊａ１に応動して滑らかに変化し、電
気角で１８０゜区間は電流が流出し（正極性の電流）、
次の１８０゜区間は電流が流入する（負極性の電流）。
同様に、切換電流信号Ｄ２は、位置検出信号Ｊｂ１に応
動して滑らかに変化し、電気角で１８０゜区間は電流が
流出し（正極性の電流）、次の１８０゜区間は電流が流
入する（負極性の電流）。同様に、切換電流信号Ｄ３
は、位置検出信号Ｊｃ１に応動して滑らかに変化し、電
気角で１８０゜区間は電流が流出し（正極性の電流）、
次の１８０゜区間は電流が流入する（負極性の電流）。
これにより、切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３は所定の位
相差を有する正弦波状の３相の電流信号になる。図９
（ａ）に３相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３の波形を
示す。なお、図９の横軸は移動体１の回転移動位置であ
る。
【００３６】図１の分配作成器３６は、第１の分配器３
７と第２の分配器３８を含んで構成されている。第１の
分配器３７は、切換作成器３４の３相の切換電流信号Ｄ
１，Ｄ２，Ｄ３に応動して電流供給器３０の第１の供給
電流信号Ｃ１を分配し、滑らかに変化する３相の第１の
分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を作り出す。第２の分配
器３８は、切換作成器３４の３相の切換電流信号Ｄ１，
Ｄ２，Ｄ３に応動して電流供給器３０の第２の供給電流
信号Ｃ２を分配し、滑らかに変化する３相の第２の分配
電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を作り出す（通電停止器２５
のスイッチ回路９５がオンの場合）。
７と第２の分配器３８を含んで構成されている。第１の
分配器３７は、切換作成器３４の３相の切換電流信号Ｄ
１，Ｄ２，Ｄ３に応動して電流供給器３０の第１の供給
電流信号Ｃ１を分配し、滑らかに変化する３相の第１の
分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を作り出す。第２の分配
器３８は、切換作成器３４の３相の切換電流信号Ｄ１，
Ｄ２，Ｄ３に応動して電流供給器３０の第２の供給電流
信号Ｃ２を分配し、滑らかに変化する３相の第２の分配
電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を作り出す（通電停止器２５
のスイッチ回路９５がオンの場合）。
【００３７】図４に分配作成器３６の具体的な構成を示
す。第１の分配器３７は、切換作成器３４の３相の切換
電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３が供給される各電流流入流出
端子側に通電制御端子と電流経路端子対の信号入力端子
が接続され、電流経路端子対の信号出力端子を共通接続
された３個の第１の入力トランジスタ２０１，２０２，
２０３と、各電流流入流出端子側に各通電制御端子側が
接続され、共通接続された電流信号入力端子側に電流供
給器３０の第１の供給電流信号Ｃ１が入力され、電流信
号出力端子側から３相の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ
２，Ｅ３を出力する３個の第１の分配トランジスタ２０
５，２０６，２０７によって構成されている。また、第
１の入力トランジスタ２０１，２０２，２０３と第１の
分配トランジスタ２０５，２０６，２０７は同じ型のト
ランジスタを使用している。ここでは、第１の入力トラ
ンジスタと第１の分配トランジスタにＰＮＰ型バイポー
ラトランジスタを使用し、第１の入力トランジスタの通
電制御端子をベース端子，電流経路端子対の信号入力端
子をコレクタ端子，電流経路端子対の信号出力端子をエ
ミッタ端子にし、第１の分配トランジスタの通電制御端
子をベース端子，電流信号入力端子をエミッタ端子，電
流信号出力端子をコレクタ端子にしている。第２の分配
器３８は、切換作成器３４の３相の切換電流信号Ｄ１，
Ｄ２，Ｄ３が供給される各電流流入流出端子側に通電制
御端子と電流経路端子対の信号入力端子が接続され、電
流経路端子対の信号出力端子を共通接続された３個の第
２の入力トランジスタ２１１，２１２，２１３と、各電
流流入流出端子側に各通電制御端子側が接続され、共通
接続された電流信号入力端子側に電流供給器３０の第２
の供給電流信号Ｃ２が入力され、電流信号出力端子側か
ら３相の第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を出力す
る３個の第２の分配トランジスタ２１５，２１６，２１
７によって構成されている。また、第２の入力トランジ
スタ２１１，２１２，２１３と第２の分配トランジスタ
２１５，２１６，２１７は同じ型のトランジスタを使用
している。さらに、第１の入力トランジスタ２０１，２
０２，２０３のトランジスタの型を第２の入力トランジ
スタ２１１，２１２，２１３のトランジスタの型とは極
性が異なるようにしている。ここでは、第２の入力トラ
ンジスタと第２の分配トランジスタにＮＰＮ型バイポー
ラトランジスタを使用し、第２の入力トランジスタの通
電制御端子をベース端子，電流経路端子対の信号入力端
子をコレクタ端子，電流経路端子対の信号出力端子をエ
ミッタ端子にし、第２の分配トランジスタの通電制御端
子をベース端子，電流信号入力端子をエミッタ端子，電
流信号出力端子をコレクタ端子にしている。基準電圧源
２２０，トランジスタ２２１，２２２は、所定電圧供給
部を構成し、第１の入力トランジスタ２０１，２０２，
２０３の共通接続端に第１の直流電圧を供給し、第２の
入力トランジスタ２１１，２１２，２１３の共通接続端
に第２の直流電圧を供給している。これにより、切換電
流信号Ｄ１が負極側電流の時に第１の入力トランジスタ
２０１に電流を通電し（第２の入力トランジスタ２１１
には電流が流れない）、正極側電流の時に第２の入力ト
ランジスタ２１１に電流を通電する（第１の入力トラン
ジスタ２０１には電流が流れない）。すなわち、切換電
流信号Ｄ１の極性に応じて第１の入力トランジスタ２０
１と第２の入力トランジスタ２１１に相補的に電流を供
給する。これにより、第１の入力トランジスタ２０１と
第２の入力トランジスタ２１１に同時に電流が流れなく
なる。同様に、切換電流信号Ｄ２が負極側電流の時に第
１の入力トランジスタ２０２に電流を通電し、正極側電
流の時に第２の入力トランジスタ２１２に電流を通電す
る。切換電流信号Ｄ３が負極側電流の時に第１の入力ト
ランジスタ２０３に電流を通電し、正極側電流の時に第
２の入力トランジスタ２１３に電流を通電する。
す。第１の分配器３７は、切換作成器３４の３相の切換
電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３が供給される各電流流入流出
端子側に通電制御端子と電流経路端子対の信号入力端子
が接続され、電流経路端子対の信号出力端子を共通接続
された３個の第１の入力トランジスタ２０１，２０２，
２０３と、各電流流入流出端子側に各通電制御端子側が
接続され、共通接続された電流信号入力端子側に電流供
給器３０の第１の供給電流信号Ｃ１が入力され、電流信
号出力端子側から３相の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ
２，Ｅ３を出力する３個の第１の分配トランジスタ２０
５，２０６，２０７によって構成されている。また、第
１の入力トランジスタ２０１，２０２，２０３と第１の
分配トランジスタ２０５，２０６，２０７は同じ型のト
ランジスタを使用している。ここでは、第１の入力トラ
ンジスタと第１の分配トランジスタにＰＮＰ型バイポー
ラトランジスタを使用し、第１の入力トランジスタの通
電制御端子をベース端子，電流経路端子対の信号入力端
子をコレクタ端子，電流経路端子対の信号出力端子をエ
ミッタ端子にし、第１の分配トランジスタの通電制御端
子をベース端子，電流信号入力端子をエミッタ端子，電
流信号出力端子をコレクタ端子にしている。第２の分配
器３８は、切換作成器３４の３相の切換電流信号Ｄ１，
Ｄ２，Ｄ３が供給される各電流流入流出端子側に通電制
御端子と電流経路端子対の信号入力端子が接続され、電
流経路端子対の信号出力端子を共通接続された３個の第
２の入力トランジスタ２１１，２１２，２１３と、各電
流流入流出端子側に各通電制御端子側が接続され、共通
接続された電流信号入力端子側に電流供給器３０の第２
の供給電流信号Ｃ２が入力され、電流信号出力端子側か
ら３相の第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を出力す
る３個の第２の分配トランジスタ２１５，２１６，２１
７によって構成されている。また、第２の入力トランジ
スタ２１１，２１２，２１３と第２の分配トランジスタ
２１５，２１６，２１７は同じ型のトランジスタを使用
している。さらに、第１の入力トランジスタ２０１，２
０２，２０３のトランジスタの型を第２の入力トランジ
スタ２１１，２１２，２１３のトランジスタの型とは極
性が異なるようにしている。ここでは、第２の入力トラ
ンジスタと第２の分配トランジスタにＮＰＮ型バイポー
ラトランジスタを使用し、第２の入力トランジスタの通
電制御端子をベース端子，電流経路端子対の信号入力端
子をコレクタ端子，電流経路端子対の信号出力端子をエ
ミッタ端子にし、第２の分配トランジスタの通電制御端
子をベース端子，電流信号入力端子をエミッタ端子，電
流信号出力端子をコレクタ端子にしている。基準電圧源
２２０，トランジスタ２２１，２２２は、所定電圧供給
部を構成し、第１の入力トランジスタ２０１，２０２，
２０３の共通接続端に第１の直流電圧を供給し、第２の
入力トランジスタ２１１，２１２，２１３の共通接続端
に第２の直流電圧を供給している。これにより、切換電
流信号Ｄ１が負極側電流の時に第１の入力トランジスタ
２０１に電流を通電し（第２の入力トランジスタ２１１
には電流が流れない）、正極側電流の時に第２の入力ト
ランジスタ２１１に電流を通電する（第１の入力トラン
ジスタ２０１には電流が流れない）。すなわち、切換電
流信号Ｄ１の極性に応じて第１の入力トランジスタ２０
１と第２の入力トランジスタ２１１に相補的に電流を供
給する。これにより、第１の入力トランジスタ２０１と
第２の入力トランジスタ２１１に同時に電流が流れなく
なる。同様に、切換電流信号Ｄ２が負極側電流の時に第
１の入力トランジスタ２０２に電流を通電し、正極側電
流の時に第２の入力トランジスタ２１２に電流を通電す
る。切換電流信号Ｄ３が負極側電流の時に第１の入力ト
ランジスタ２０３に電流を通電し、正極側電流の時に第
２の入力トランジスタ２１３に電流を通電する。
【００３８】第１の分配器３７の第１の分配トランジス
タ２０５，２０６，２０７は、第１の入力トランジスタ
２０１，２０２，２０３に流れる３相電流に応動して、
第１の供給電流信号Ｃ１をそれぞれの電流信号出力端子
側に分配し、３相の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ
３を作り出す。従って、３相の第１の分配電流信号Ｅ
１，Ｅ２，Ｅ３は３相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３
の負極側電流に応動して滑らかに変化し、分配電流信号
Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３の合成値は第１の供給電流信号Ｃ１に
等しくなる。図９（ｂ）に第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ
２，Ｅ３の波形を示す。第１の分配器３７は、第１の供
給電流信号Ｃ１を移動体１の回転移動に伴って１相分も
しくは２相分に交互に分配し、電気的に１２０゜の位相
差を有する３相の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３
を出力する。
タ２０５，２０６，２０７は、第１の入力トランジスタ
２０１，２０２，２０３に流れる３相電流に応動して、
第１の供給電流信号Ｃ１をそれぞれの電流信号出力端子
側に分配し、３相の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ
３を作り出す。従って、３相の第１の分配電流信号Ｅ
１，Ｅ２，Ｅ３は３相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３
の負極側電流に応動して滑らかに変化し、分配電流信号
Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３の合成値は第１の供給電流信号Ｃ１に
等しくなる。図９（ｂ）に第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ
２，Ｅ３の波形を示す。第１の分配器３７は、第１の供
給電流信号Ｃ１を移動体１の回転移動に伴って１相分も
しくは２相分に交互に分配し、電気的に１２０゜の位相
差を有する３相の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３
を出力する。
【００３９】同様に、第２の分配器３８の第２の分配ト
ランジスタ２１５，２１６，２１７は、第２の入力トラ
ンジスタ２１１，２１２，２１３に流れる３相電流に応
動して、第２の供給電流信号Ｃ２をそれぞれの電流信号
出力端子側に分配し、３相の第２の分配電流信号Ｇ１，
Ｇ２，Ｇ３を作り出す。従って、３相の第２の分配電流
信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３は３相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ
２，Ｄ３の正極側電流に応動して滑らかに変化し、分配
電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３の合成値は第２の供給電流信
号Ｃ２に等しくなる。図９（ｃ）に第２の分配電流信号
Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３の波形を示す。第２の分配器３８は、
第２の供給電流信号Ｃ２を移動体１の回転移動に伴って
１相分もしくは２相分に交互に分配し、電気的に１２０
゜の位相差を有する３相の第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ
２，Ｇ３を出力する。
ランジスタ２１５，２１６，２１７は、第２の入力トラ
ンジスタ２１１，２１２，２１３に流れる３相電流に応
動して、第２の供給電流信号Ｃ２をそれぞれの電流信号
出力端子側に分配し、３相の第２の分配電流信号Ｇ１，
Ｇ２，Ｇ３を作り出す。従って、３相の第２の分配電流
信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３は３相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ
２，Ｄ３の正極側電流に応動して滑らかに変化し、分配
電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３の合成値は第２の供給電流信
号Ｃ２に等しくなる。図９（ｃ）に第２の分配電流信号
Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３の波形を示す。第２の分配器３８は、
第２の供給電流信号Ｃ２を移動体１の回転移動に伴って
１相分もしくは２相分に交互に分配し、電気的に１２０
゜の位相差を有する３相の第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ
２，Ｇ３を出力する。
【００４０】第１の分配電流信号Ｅ１と第２の分配電流
信号Ｇ１は１８０゜の位相差を有し、相補的に滑らかに
変化する（Ｅ１とＧ１は必ず一方が零になる）。同様
に、第１の分配電流信号Ｅ２と第２の分配電流信号Ｇ２
は１８０゜の位相差を有し、相補的に滑らかに変化する
（Ｅ２とＧ２は必ず一方が零になる）。同様に、第１の
分配電流信号Ｅ３と第２の分配電流信号Ｇ３は１８０゜
の位相差を有し、相補的に滑らかに変化する（Ｅ３とＧ
３は必ず一方が零になる）。
信号Ｇ１は１８０゜の位相差を有し、相補的に滑らかに
変化する（Ｅ１とＧ１は必ず一方が零になる）。同様
に、第１の分配電流信号Ｅ２と第２の分配電流信号Ｇ２
は１８０゜の位相差を有し、相補的に滑らかに変化する
（Ｅ２とＧ２は必ず一方が零になる）。同様に、第１の
分配電流信号Ｅ３と第２の分配電流信号Ｇ３は１８０゜
の位相差を有し、相補的に滑らかに変化する（Ｅ３とＧ
３は必ず一方が零になる）。
【００４１】図１の第１の分配器３７の第１の分配電流
信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３は、それぞれ第１の電流増幅器４
１，４２，４３に入力される。第１の電流増幅器４１，
４２，４３は、それぞれ第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ
２，Ｅ３を所定倍の電流増幅して第１の増幅電流信号Ｆ
１，Ｆ２，Ｆ３を作りだす。
信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３は、それぞれ第１の電流増幅器４
１，４２，４３に入力される。第１の電流増幅器４１，
４２，４３は、それぞれ第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ
２，Ｅ３を所定倍の電流増幅して第１の増幅電流信号Ｆ
１，Ｆ２，Ｆ３を作りだす。
【００４２】図５に第１の電流増幅器４１，４２，４３
の具体的な構成を示す。第１の電流増幅器４１は、トラ
ンジスタ２３１，２３２による初段のカレントミラー回
路と、トランジスタ２３３，２３４と抵抗２３５，２３
６による次段のカレントミラー回路を縦続接続した第１
の増幅部カレントミラー回路により構成している。トラ
ンジスタ２３１と２３２のエミッタ面積は等しくされ、
初段のカレントミラー回路の電流増幅率は１倍にされて
いる。また、トランジスタ２３３と２３４のエミッタ面
積比を５０倍、抵抗２３６と２３５の抵抗比を５０倍に
して、次段のカレントミラー回路では電流増幅率で５０
倍の所定の増幅を行う。同様に、第１の電流増幅器４２
は、トランジスタ２４１，２４２，２４３，２４４と抵
抗２４５，２４６による第１の増幅部カレントミラー回
路によって構成され、電流増幅率で５０倍の所定の増幅
を行う。同様に、第１の電流増幅器４３は、トランジス
タ２５１，２５２，２５３，２５４と抵抗２５５，２５
６による第１の増幅部カレントミラー回路よって構成さ
れ、電流増幅率で５０倍の所定の増幅を行う。これによ
り、第１の電流増幅器４１，４２，４３は、３相の第１
の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３をそれぞれ５０倍の増
幅し、３相の第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を出
力する。
の具体的な構成を示す。第１の電流増幅器４１は、トラ
ンジスタ２３１，２３２による初段のカレントミラー回
路と、トランジスタ２３３，２３４と抵抗２３５，２３
６による次段のカレントミラー回路を縦続接続した第１
の増幅部カレントミラー回路により構成している。トラ
ンジスタ２３１と２３２のエミッタ面積は等しくされ、
初段のカレントミラー回路の電流増幅率は１倍にされて
いる。また、トランジスタ２３３と２３４のエミッタ面
積比を５０倍、抵抗２３６と２３５の抵抗比を５０倍に
して、次段のカレントミラー回路では電流増幅率で５０
倍の所定の増幅を行う。同様に、第１の電流増幅器４２
は、トランジスタ２４１，２４２，２４３，２４４と抵
抗２４５，２４６による第１の増幅部カレントミラー回
路によって構成され、電流増幅率で５０倍の所定の増幅
を行う。同様に、第１の電流増幅器４３は、トランジス
タ２５１，２５２，２５３，２５４と抵抗２５５，２５
６による第１の増幅部カレントミラー回路よって構成さ
れ、電流増幅率で５０倍の所定の増幅を行う。これによ
り、第１の電流増幅器４１，４２，４３は、３相の第１
の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３をそれぞれ５０倍の増
幅し、３相の第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を出
力する。
【００４３】図１の第２の分配器３８の第２の分配電流
信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３は、それぞれ第２の電流増幅器４
５，４６，４７に入力される。第２の電流増幅器４５，
４６，４７は、それぞれ第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ
２，Ｇ３を所定倍の電流増幅して第２の増幅電流信号Ｈ
１，Ｈ２，Ｈ３を作りだし、各第２のパワー増幅器１
５，１６，１７に供給する。第２の増幅電流信号Ｈ１，
Ｈ２，Ｈ３は第２のパワー増幅器１５，１６，１７の第
２のＰＭＯＳ型パワー部カレントミラー回路の各通電制
御端子側に供給され、第２のＰＭＯＳ型パワートランジ
スタ６５，６６，６７を低動作電圧にて飽和動作させ
る。
信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３は、それぞれ第２の電流増幅器４
５，４６，４７に入力される。第２の電流増幅器４５，
４６，４７は、それぞれ第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ
２，Ｇ３を所定倍の電流増幅して第２の増幅電流信号Ｈ
１，Ｈ２，Ｈ３を作りだし、各第２のパワー増幅器１
５，１６，１７に供給する。第２の増幅電流信号Ｈ１，
Ｈ２，Ｈ３は第２のパワー増幅器１５，１６，１７の第
２のＰＭＯＳ型パワー部カレントミラー回路の各通電制
御端子側に供給され、第２のＰＭＯＳ型パワートランジ
スタ６５，６６，６７を低動作電圧にて飽和動作させ
る。
【００４４】図６に第２の電流増幅器４５，４６，４７
の具体的な構成を示す。第２の電流増幅器４５は、トラ
ンジスタ２６１，２６２による初段のカレントミラー回
路と、トランジスタ２６３，２６４と抵抗２６５，２６
６による次段のカレントミラー回路を縦続接続した第２
の増幅部カレントミラー回路により構成している。トラ
ンジスタ２６１と２６２のエミッタ面積は等しくされ、
初段のカレントミラー回路の電流増幅率は１倍にされて
いる。また、トランジスタ２６３と２６４のエミッタ面
積比を５０倍、抵抗２６６と２６５の抵抗比を５０倍に
して、次段のカレントミラー回路では電流増幅率で５０
倍の所定の増幅を行う。同様に、第２の電流増幅器４６
は、トランジスタ２７１，２７２，２７３，２７４と抵
抗２７５，２７６による第２の増幅部カレントミラー回
路によって構成され、電流増幅率で５０倍の所定の増幅
を行う。同様に、第２の電流増幅器４７は、トランジス
タ２８１，２８２，２８３，２８４と抵抗２８５，２８
６による第２の増幅部カレントミラー回路よって構成さ
れ、電流増幅率で５０倍の所定の増幅を行う。これによ
り、第２の電流増幅器４５，４６，４７は、３相の第２
の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３をそれぞれ５０倍の増
幅し、３相の第２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を出
力する。
の具体的な構成を示す。第２の電流増幅器４５は、トラ
ンジスタ２６１，２６２による初段のカレントミラー回
路と、トランジスタ２６３，２６４と抵抗２６５，２６
６による次段のカレントミラー回路を縦続接続した第２
の増幅部カレントミラー回路により構成している。トラ
ンジスタ２６１と２６２のエミッタ面積は等しくされ、
初段のカレントミラー回路の電流増幅率は１倍にされて
いる。また、トランジスタ２６３と２６４のエミッタ面
積比を５０倍、抵抗２６６と２６５の抵抗比を５０倍に
して、次段のカレントミラー回路では電流増幅率で５０
倍の所定の増幅を行う。同様に、第２の電流増幅器４６
は、トランジスタ２７１，２７２，２７３，２７４と抵
抗２７５，２７６による第２の増幅部カレントミラー回
路によって構成され、電流増幅率で５０倍の所定の増幅
を行う。同様に、第２の電流増幅器４７は、トランジス
タ２８１，２８２，２８３，２８４と抵抗２８５，２８
６による第２の増幅部カレントミラー回路よって構成さ
れ、電流増幅率で５０倍の所定の増幅を行う。これによ
り、第２の電流増幅器４５，４６，４７は、３相の第２
の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３をそれぞれ５０倍の増
幅し、３相の第２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を出
力する。
【００４５】図１の電流検出器２１は、直流電源５０の
供給する通電電流Ｉｇを検出し、通電電流Ｉｇに応動し
た電流検出信号Ａｇを出力する。スイッチング制御器２
２は、通電指令信号Ａｄと電流検出信号Ａｇを比較し、
比較結果に応動して制御パルス信号を出力する。電路切
換指令器２３の第１の電路切換指令信号Ｌ１が”Ｌ”と
なる第１の通電モードの場合には、第１の制御パルス信
号Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３をオン・オフし、第１のパワー増幅
器１１，１２，１３の第１のＮＭＯＳ型パワートランジ
スタ６１，６２，６３を高周波スイッチング動作させ
る。このとき、第２の制御パルス信号Ｚｈは高電位状態
に固定され、電路形成器２４の電路形成トランジスタ８
１はオフ状態になる。
供給する通電電流Ｉｇを検出し、通電電流Ｉｇに応動し
た電流検出信号Ａｇを出力する。スイッチング制御器２
２は、通電指令信号Ａｄと電流検出信号Ａｇを比較し、
比較結果に応動して制御パルス信号を出力する。電路切
換指令器２３の第１の電路切換指令信号Ｌ１が”Ｌ”と
なる第１の通電モードの場合には、第１の制御パルス信
号Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３をオン・オフし、第１のパワー増幅
器１１，１２，１３の第１のＮＭＯＳ型パワートランジ
スタ６１，６２，６３を高周波スイッチング動作させ
る。このとき、第２の制御パルス信号Ｚｈは高電位状態
に固定され、電路形成器２４の電路形成トランジスタ８
１はオフ状態になる。
【００４６】また、電路切換指令器２３の第１の電路切
換指令信号Ｌ１が”Ｈ”となる第２の通電モードの場合
には、第２の制御パルス信号Ｚｈをオン・オフし、電路
形成器２４の電路形成トランジスタ８１を高周波スイッ
チング動作させる。このとき、第１の制御パルス信号Ｚ
１，Ｚ２，Ｚ３はオフ状態（非通電状態）に固定され、
第１のパワー増幅器１１，１２，１３の第１のＮＭＯＳ
型パワートランジスタ６１，６２，６３は第１の増幅電
流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を増幅して出力する。このと
き、通電停止器２５は通電トランジスタ９１およびスイ
ッチ回路９５をオフにし、第２のパワー増幅器１５，１
６，１７の第２のＰＭＯＳ型パワートランジスタ６５，
６６，６７をオフ状態（通電停止状態）にする。
換指令信号Ｌ１が”Ｈ”となる第２の通電モードの場合
には、第２の制御パルス信号Ｚｈをオン・オフし、電路
形成器２４の電路形成トランジスタ８１を高周波スイッ
チング動作させる。このとき、第１の制御パルス信号Ｚ
１，Ｚ２，Ｚ３はオフ状態（非通電状態）に固定され、
第１のパワー増幅器１１，１２，１３の第１のＮＭＯＳ
型パワートランジスタ６１，６２，６３は第１の増幅電
流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を増幅して出力する。このと
き、通電停止器２５は通電トランジスタ９１およびスイ
ッチ回路９５をオフにし、第２のパワー増幅器１５，１
６，１７の第２のＰＭＯＳ型パワートランジスタ６５，
６６，６７をオフ状態（通電停止状態）にする。
【００４７】図７に電流検出器２１とスイッチング制御
器２２の具体的な構成を示す。電流検出器２１は、直流
電源５０の電流供給路に挿入された電流検出用の抵抗３
１１によって構成され、抵抗３１１に生じる電圧降下に
より直流電源５０の通電電流Ｉｇ（コイル１１，１２，
１３の合成供給電流）を検出し、電流検出信号Ａｇを出
力する。
器２２の具体的な構成を示す。電流検出器２１は、直流
電源５０の電流供給路に挿入された電流検出用の抵抗３
１１によって構成され、抵抗３１１に生じる電圧降下に
より直流電源５０の通電電流Ｉｇ（コイル１１，１２，
１３の合成供給電流）を検出し、電流検出信号Ａｇを出
力する。
【００４８】スイッチング制御器２２の比較回路３３１
は、通電指令信号Ａｄと電流検出信号Ａｇを比較した比
較出力信号Ｃｒを得る。トリガ発生回路３３２は、１０
０ｋＨｚ程度の高周波のトリガパルス信号Ｄｐを出力
し、所定時間間隔毎に繰り返して第１の状態保持回路３
３３と第２の状態保持回路３３４をトリガする。
は、通電指令信号Ａｄと電流検出信号Ａｇを比較した比
較出力信号Ｃｒを得る。トリガ発生回路３３２は、１０
０ｋＨｚ程度の高周波のトリガパルス信号Ｄｐを出力
し、所定時間間隔毎に繰り返して第１の状態保持回路３
３３と第２の状態保持回路３３４をトリガする。
【００４９】電路切換指令器２３の第１の電路切換指令
信号Ｌ１が”Ｌ”となる第１の通電モードでは、第１の
状態保持回路３３３の状態リセット端子Ｒｒが”Ｈ”に
なるから、セット端子Ｓとリセット端子Ｒへの入力に応
動して第１のスイッチング制御信号Ｗ１を”Ｈｂ”（高
電位状態）や”Ｌｂ”（低電位状態）に変化させる。こ
のとき、第２の状態保持回路３３４の状態リセット端子
Ｒｒが”Ｌ”であるから、セット端子Ｓとリセット端子
Ｒへの入力に関わらず第２のスイッチング制御信号Ｗ２
は”Ｌｂ”（低電位状態）に固定される。
信号Ｌ１が”Ｌ”となる第１の通電モードでは、第１の
状態保持回路３３３の状態リセット端子Ｒｒが”Ｈ”に
なるから、セット端子Ｓとリセット端子Ｒへの入力に応
動して第１のスイッチング制御信号Ｗ１を”Ｈｂ”（高
電位状態）や”Ｌｂ”（低電位状態）に変化させる。こ
のとき、第２の状態保持回路３３４の状態リセット端子
Ｒｒが”Ｌ”であるから、セット端子Ｓとリセット端子
Ｒへの入力に関わらず第２のスイッチング制御信号Ｗ２
は”Ｌｂ”（低電位状態）に固定される。
【００５０】また、電路切換指令器２３の第１の電路切
換指令信号Ｌ１が”Ｈ”となる第２の通電モードでは、
第２の状態保持回路３３４の状態リセット端子Ｒｒが”
Ｈ”になるから、セット端子Ｓとリセット端子Ｒへの入
力に応動して第２のスイッチング制御信号Ｗ２を”Ｈ
ｂ”や”Ｌｂ”に変化させる。このとき、第１の状態保
持回路３３３の状態リセット端子Ｒｒが”Ｌ”であるか
ら、セット端子Ｓとリセット端子Ｒへの入力に関わらず
第１のスイッチング制御信号Ｗ１は”Ｌｂ”に固定され
る。
換指令信号Ｌ１が”Ｈ”となる第２の通電モードでは、
第２の状態保持回路３３４の状態リセット端子Ｒｒが”
Ｈ”になるから、セット端子Ｓとリセット端子Ｒへの入
力に応動して第２のスイッチング制御信号Ｗ２を”Ｈ
ｂ”や”Ｌｂ”に変化させる。このとき、第１の状態保
持回路３３３の状態リセット端子Ｒｒが”Ｌ”であるか
ら、セット端子Ｓとリセット端子Ｒへの入力に関わらず
第１のスイッチング制御信号Ｗ１は”Ｌｂ”に固定され
る。
【００５１】まず、第１の通電モードについて説明す
る。第１の状態保持回路３３３は、トリガパリス信号Ｄ
ｐの立ち上がりエッジにおいて第１のスイッチング制御
信号Ｗ１を”Ｌｂ”に変化させ、比較出力信号Ｃｒの立
ち上がりエッジにおいて第１のスイッチング制御信号Ｗ
１を”Ｈｂ”に変化させる。第１のスイッチング制御信
号Ｗ１が”Ｌｂ”の時には、第１の制御トランジスタ３
４１，３４２，３４３は同時にオフになり、第１の制御
パルス信号Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３はオフ（無通電状態）にな
る。従って、第１のパワー増幅器１１，１２，１３はそ
れぞれ第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を電流増幅
し、コイル２，３，４に負極性電流を供給する電流路を
形成する。第１のスイッチング制御信号Ｗ１が”Ｈｂ”
の時には、第１の制御トランジスタ３４１，３４２，３
４３は同時にオンになり、第１の制御パルス信号Ｚ１，
Ｚ２，Ｚ３はオン（低電圧状態）になる。このとき、第
１のパワー増幅器１１，１２，１３の第１のＮＭＯＳ型
パワートランジスタはすべて同時にオフになる。このよ
うにして、第１のパワー増幅器１１，１２，１３は第１
のスイッチング制御信号Ｗ１によりオン状態とオフ状態
をスイッチング制御され、コイルへの駆動電流を通電指
令信号Ａｄに応動するように制御している。なお、第２
の状態保持回路３３４の第２のスイッチング制御信号Ｗ
２が”Ｌｂ”であるから、第２の制御トランジスタ３５
１，３５２を介して出力される第２の制御パルス信号Ｚ
ｈは直流電源５０の正極端子側電位になる。その結果、
電路形成器２４の電路形成トランジスタ８１はオフ状態
に固定される。
る。第１の状態保持回路３３３は、トリガパリス信号Ｄ
ｐの立ち上がりエッジにおいて第１のスイッチング制御
信号Ｗ１を”Ｌｂ”に変化させ、比較出力信号Ｃｒの立
ち上がりエッジにおいて第１のスイッチング制御信号Ｗ
１を”Ｈｂ”に変化させる。第１のスイッチング制御信
号Ｗ１が”Ｌｂ”の時には、第１の制御トランジスタ３
４１，３４２，３４３は同時にオフになり、第１の制御
パルス信号Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３はオフ（無通電状態）にな
る。従って、第１のパワー増幅器１１，１２，１３はそ
れぞれ第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を電流増幅
し、コイル２，３，４に負極性電流を供給する電流路を
形成する。第１のスイッチング制御信号Ｗ１が”Ｈｂ”
の時には、第１の制御トランジスタ３４１，３４２，３
４３は同時にオンになり、第１の制御パルス信号Ｚ１，
Ｚ２，Ｚ３はオン（低電圧状態）になる。このとき、第
１のパワー増幅器１１，１２，１３の第１のＮＭＯＳ型
パワートランジスタはすべて同時にオフになる。このよ
うにして、第１のパワー増幅器１１，１２，１３は第１
のスイッチング制御信号Ｗ１によりオン状態とオフ状態
をスイッチング制御され、コイルへの駆動電流を通電指
令信号Ａｄに応動するように制御している。なお、第２
の状態保持回路３３４の第２のスイッチング制御信号Ｗ
２が”Ｌｂ”であるから、第２の制御トランジスタ３５
１，３５２を介して出力される第２の制御パルス信号Ｚ
ｈは直流電源５０の正極端子側電位になる。その結果、
電路形成器２４の電路形成トランジスタ８１はオフ状態
に固定される。
【００５２】この第１の通電モードの動作について、さ
らに詳細に説明する。トリガパルス信号Ｄｐの立ち上が
りエッジによって第１の状態保持回路３３３の第１のス
イッチング制御信号Ｗ１が”Ｌｂ”に変化した時には、
第１の分配器３７によって選択分配された第１の分配電
流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３が零でない相の第１のパワー増
幅器のパワー部カレントミラー回路が通電状態になる。
たとえば、第１の分配電流信号Ｅ１のみが選択されてい
る場合を考えると、第１のパワー増幅器１１の第１のＮ
ＭＯＳ型パワートランジスタ６１が通電状態になる。第
１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１は、コイル２に
駆動電流Ｉ１の負極側電流を十分に供給するために、低
動作電圧のオン状態になる。ここに、ＮＭＯＳ型トラン
ジスタのオン状態とは、低動作電圧の飽和状態であり、
電流流入端子側と電流流出端子側が抵抗性の電圧降下を
生じる状態である。コイルのインダクタンス作用によっ
て、コイル２の駆動電流Ｉ１の負極側電流値は徐々に増
加する。従って、直流電源５０の供給する通電電流Ｉｇ
も増加し、電流検出器２１の電流検出信号Ａｇは大きく
なる。電流検出信号Ａｇが通電指令信号Ａｄより大きく
なった瞬間に、比較回路３３１の比較出力信号Ｃｒが立
ち上がりエッジを発生し、第１の状態保持回路３３３の
第１のスイッチング制御信号Ｗ１は”Ｈｂ”に変化す
る。第１のスイッチング制御信号Ｗ１が”Ｈｂ”になる
と、第１のパワー増幅器１１，１２，１３の第１のＮＭ
ＯＳ型パワートランジスタ６１，６２，６３はすべて同
時にオフ状態になる。ここに、ＮＭＯＳ型トランジスタ
のオフ状態とは、電流流入端子側から電流流出端子側に
かけて電流を流さない状態である。このとき、コイル２
は駆動電流Ｉ１の負極側電流を連続的に流し続けるため
に、コイル２の電力供給端子側の駆動電圧を大きくし、
第２のパワー増幅器１５の第２のパワーダイオード６５
ｄを通る電流路を形成する。その結果、コイル２の駆動
電流Ｉ１の負極側電流値は徐々に小さくなる。少しの時
間を経過した後に、トリガパルス信号Ｄｐの次の立ち上
がりエッジが到来し、上述のスイッチング動作を繰り返
す。これにより、所定の時間間隔毎に繰り返し発生する
トリガパルス信号Ｄｐによって、第１のパワー増幅器を
高周波スイッチング動作させている。その結果、スイッ
チング周波数は１００ｋＨｚ程度の高周波になるので、
コイルの駆動電流の高周波リップル分は非常に小さくな
る。
らに詳細に説明する。トリガパルス信号Ｄｐの立ち上が
りエッジによって第１の状態保持回路３３３の第１のス
イッチング制御信号Ｗ１が”Ｌｂ”に変化した時には、
第１の分配器３７によって選択分配された第１の分配電
流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３が零でない相の第１のパワー増
幅器のパワー部カレントミラー回路が通電状態になる。
たとえば、第１の分配電流信号Ｅ１のみが選択されてい
る場合を考えると、第１のパワー増幅器１１の第１のＮ
ＭＯＳ型パワートランジスタ６１が通電状態になる。第
１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１は、コイル２に
駆動電流Ｉ１の負極側電流を十分に供給するために、低
動作電圧のオン状態になる。ここに、ＮＭＯＳ型トラン
ジスタのオン状態とは、低動作電圧の飽和状態であり、
電流流入端子側と電流流出端子側が抵抗性の電圧降下を
生じる状態である。コイルのインダクタンス作用によっ
て、コイル２の駆動電流Ｉ１の負極側電流値は徐々に増
加する。従って、直流電源５０の供給する通電電流Ｉｇ
も増加し、電流検出器２１の電流検出信号Ａｇは大きく
なる。電流検出信号Ａｇが通電指令信号Ａｄより大きく
なった瞬間に、比較回路３３１の比較出力信号Ｃｒが立
ち上がりエッジを発生し、第１の状態保持回路３３３の
第１のスイッチング制御信号Ｗ１は”Ｈｂ”に変化す
る。第１のスイッチング制御信号Ｗ１が”Ｈｂ”になる
と、第１のパワー増幅器１１，１２，１３の第１のＮＭ
ＯＳ型パワートランジスタ６１，６２，６３はすべて同
時にオフ状態になる。ここに、ＮＭＯＳ型トランジスタ
のオフ状態とは、電流流入端子側から電流流出端子側に
かけて電流を流さない状態である。このとき、コイル２
は駆動電流Ｉ１の負極側電流を連続的に流し続けるため
に、コイル２の電力供給端子側の駆動電圧を大きくし、
第２のパワー増幅器１５の第２のパワーダイオード６５
ｄを通る電流路を形成する。その結果、コイル２の駆動
電流Ｉ１の負極側電流値は徐々に小さくなる。少しの時
間を経過した後に、トリガパルス信号Ｄｐの次の立ち上
がりエッジが到来し、上述のスイッチング動作を繰り返
す。これにより、所定の時間間隔毎に繰り返し発生する
トリガパルス信号Ｄｐによって、第１のパワー増幅器を
高周波スイッチング動作させている。その結果、スイッ
チング周波数は１００ｋＨｚ程度の高周波になるので、
コイルの駆動電流の高周波リップル分は非常に小さくな
る。
【００５３】このようにして、直流電源５０の通電電流
Ｉｇ（パルス電流信号）を通電指令信号Ａｄに応動した
値に制御し、コイル２，３，４への駆動電流を制御す
る。第１のパワー増幅器の第１のＮＭＯＳ型パワートラ
ンジスタのオン時の通電電流は、直流電源５０の通電電
流Ｉｇを超えることはない。従って、通電指令信号Ａｄ
に応動した第１の供給電流信号Ｃ１を分配増幅して第１
のパワー増幅器に供給することにより、第１のパワー増
幅器の第１のパワートランジスタを確実にオン状態のス
イッチング動作をさせることができる。また、第１の供
給電流信号Ｃ１を必要最低限な値にすることにより、第
１の増幅電流信号による電力損失を低減できる。
Ｉｇ（パルス電流信号）を通電指令信号Ａｄに応動した
値に制御し、コイル２，３，４への駆動電流を制御す
る。第１のパワー増幅器の第１のＮＭＯＳ型パワートラ
ンジスタのオン時の通電電流は、直流電源５０の通電電
流Ｉｇを超えることはない。従って、通電指令信号Ａｄ
に応動した第１の供給電流信号Ｃ１を分配増幅して第１
のパワー増幅器に供給することにより、第１のパワー増
幅器の第１のパワートランジスタを確実にオン状態のス
イッチング動作をさせることができる。また、第１の供
給電流信号Ｃ１を必要最低限な値にすることにより、第
１の増幅電流信号による電力損失を低減できる。
【００５４】さらに、移動体１の移動に伴って第１の分
配電流信号を１相分もしくは２相分に交互に滑らかに分
配しているので、電流路の切換は滑らかになる。たとえ
ば、第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２に分配している場合
を考える。トリガパルス信号Ｄｐの立ち上がりエッジに
よって第１の状態保持回路３３３の第１のスイッチング
制御信号Ｗ１が”Ｌｂ”に変化した時には、第１のパワ
ー増幅器１１の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６
１と第１のパワー増幅器１２の第１のＮＭＯＳ型パワー
トランジスタ６２が通電状態になる。第１の分配電流信
号Ｅ１に応動して第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ
６１はオン状態になり、コイル２の駆動電流Ｉ１の負極
側電流を供給する電流路を形成する。第１の分配電流信
号Ｅ２に応動して第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ
６２はオン状態になり、コイル３の駆動電流Ｉ２の負極
側電流を供給する電流路を形成する。コイル２，３の駆
動電流Ｉ１，Ｉ２の負極側電流の合成値が、直流電源５
０の通電電流Ｉｇになる。コイルのインダクタンス作用
によって、通電電流Ｉｇは徐々に大きくなる。電流検出
信号Ａｇが通電指令信号Ａｄより大きくなると比較出力
信号Ｃｒが立ち上がりエッジを発生し、第１のスイッチ
ング制御信号Ｗ１が”Ｈｂ”に変化し、第１のパワー増
幅器１１，１２，１３の第１のＮＭＯＳ型パワートラン
ジスタ６１，６２，６３はすべて同時にオフ状態にな
る。コイル２は駆動電流Ｉ１の負極側電流を流し続ける
ために、電力供給端子側の駆動電圧を大きくし、第２の
パワー増幅器１５の第２のパワーダイオード６５ｄを通
る電流路を形成する。コイル２の駆動電流Ｉ１の負極側
電流値は徐々に小さくなる。コイル３は駆動電流Ｉ２の
負極側電流を流し続けるために、電力供給端子側の駆動
電圧を大きくし、第２のパワー増幅器１６の第２のパワ
ーダイオード６６ｄを通る電流路を形成する。コイル３
の駆動電流Ｉ２の負極側電流値は徐々に小さくなる。少
しの時間を経過した後に、トリガパルス信号Ｄｐの次の
立ち上がりエッジが到来し、上述のスイッチング動作を
繰り返す。このようにして、第１の分配電流信号Ｅ１，
Ｅ２の変化に伴って、コイル２，３の駆動電流Ｉ１，Ｉ
２の負極側電流値は滑らかにその値を変化させる。他の
相の電流路の切換も同様である。なお、第１の供給電流
信号Ｃ１を通電指令信号Ａｄに応動した必要最小限の値
に小さくしているので、通電指令信号Ａｄが変化した場
合にも常に滑らかな電流路の切り換え動作を行ってい
る。
配電流信号を１相分もしくは２相分に交互に滑らかに分
配しているので、電流路の切換は滑らかになる。たとえ
ば、第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２に分配している場合
を考える。トリガパルス信号Ｄｐの立ち上がりエッジに
よって第１の状態保持回路３３３の第１のスイッチング
制御信号Ｗ１が”Ｌｂ”に変化した時には、第１のパワ
ー増幅器１１の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６
１と第１のパワー増幅器１２の第１のＮＭＯＳ型パワー
トランジスタ６２が通電状態になる。第１の分配電流信
号Ｅ１に応動して第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ
６１はオン状態になり、コイル２の駆動電流Ｉ１の負極
側電流を供給する電流路を形成する。第１の分配電流信
号Ｅ２に応動して第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ
６２はオン状態になり、コイル３の駆動電流Ｉ２の負極
側電流を供給する電流路を形成する。コイル２，３の駆
動電流Ｉ１，Ｉ２の負極側電流の合成値が、直流電源５
０の通電電流Ｉｇになる。コイルのインダクタンス作用
によって、通電電流Ｉｇは徐々に大きくなる。電流検出
信号Ａｇが通電指令信号Ａｄより大きくなると比較出力
信号Ｃｒが立ち上がりエッジを発生し、第１のスイッチ
ング制御信号Ｗ１が”Ｈｂ”に変化し、第１のパワー増
幅器１１，１２，１３の第１のＮＭＯＳ型パワートラン
ジスタ６１，６２，６３はすべて同時にオフ状態にな
る。コイル２は駆動電流Ｉ１の負極側電流を流し続ける
ために、電力供給端子側の駆動電圧を大きくし、第２の
パワー増幅器１５の第２のパワーダイオード６５ｄを通
る電流路を形成する。コイル２の駆動電流Ｉ１の負極側
電流値は徐々に小さくなる。コイル３は駆動電流Ｉ２の
負極側電流を流し続けるために、電力供給端子側の駆動
電圧を大きくし、第２のパワー増幅器１６の第２のパワ
ーダイオード６６ｄを通る電流路を形成する。コイル３
の駆動電流Ｉ２の負極側電流値は徐々に小さくなる。少
しの時間を経過した後に、トリガパルス信号Ｄｐの次の
立ち上がりエッジが到来し、上述のスイッチング動作を
繰り返す。このようにして、第１の分配電流信号Ｅ１，
Ｅ２の変化に伴って、コイル２，３の駆動電流Ｉ１，Ｉ
２の負極側電流値は滑らかにその値を変化させる。他の
相の電流路の切換も同様である。なお、第１の供給電流
信号Ｃ１を通電指令信号Ａｄに応動した必要最小限の値
に小さくしているので、通電指令信号Ａｄが変化した場
合にも常に滑らかな電流路の切り換え動作を行ってい
る。
【００５５】この第１の通電モードにおいて、電路切換
指令器２３の第２の電路切換指令信号Ｌ２が”Ｌ”であ
るから、通電停止器２５の通電トランジスタ９１とスイ
ッチ回路９５はオン状態にある。従って、第２のパワー
増幅器１５，１６，１７は、第２の分配器３８によって
選択分配された第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３に
応動した電流を常に流している。たとえば、第２の分配
電流信号Ｇ２のみが選択されている場合を考えると、第
２のパワー増幅器１６の第２のＰＭＯＳ型パワートラン
ジスタ６６が通電状態になる。第２のＰＭＯＳ型パワー
トランジスタ６６はコイル３に駆動電流Ｉ２の正極側電
流を十分に供給するために、低動作電圧のオン状態にな
る。直流電源５０の通電電流Ｉｇ（コイルへの合成供給
電流）は通電指令信号Ａｄに応動した値に制御されてい
る。従って、通電指令信号Ａｄに応動した第２の供給電
流信号Ｃ２を分配増幅して第２のパワー増幅器に供給す
ることにより、第２のパワー増幅器の第２のパワートラ
ンジスタを確実にオン状態にすることができる。また、
第２の供給電流信号Ｃ２を必要最低限な値にすることに
より、第２の増幅電流信号による電力損失を低減でき
る。
指令器２３の第２の電路切換指令信号Ｌ２が”Ｌ”であ
るから、通電停止器２５の通電トランジスタ９１とスイ
ッチ回路９５はオン状態にある。従って、第２のパワー
増幅器１５，１６，１７は、第２の分配器３８によって
選択分配された第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３に
応動した電流を常に流している。たとえば、第２の分配
電流信号Ｇ２のみが選択されている場合を考えると、第
２のパワー増幅器１６の第２のＰＭＯＳ型パワートラン
ジスタ６６が通電状態になる。第２のＰＭＯＳ型パワー
トランジスタ６６はコイル３に駆動電流Ｉ２の正極側電
流を十分に供給するために、低動作電圧のオン状態にな
る。直流電源５０の通電電流Ｉｇ（コイルへの合成供給
電流）は通電指令信号Ａｄに応動した値に制御されてい
る。従って、通電指令信号Ａｄに応動した第２の供給電
流信号Ｃ２を分配増幅して第２のパワー増幅器に供給す
ることにより、第２のパワー増幅器の第２のパワートラ
ンジスタを確実にオン状態にすることができる。また、
第２の供給電流信号Ｃ２を必要最低限な値にすることに
より、第２の増幅電流信号による電力損失を低減でき
る。
【００５６】さらに、移動体１の移動に伴って第２の分
配電流信号を１相分もしくは２相分に交互に滑らかに分
配しているので、電流路の切換は滑らかになる。たとえ
ば、第２の分配電流信号Ｇ２，Ｇ３に分配している場合
を考える。第２のパワー増幅器１６の第２のＰＭＯＳ型
パワートランジスタ６６と第２のパワー増幅器１７の第
２のＰＭＯＳ型パワートランジスタ６７が通電状態にな
る。第２の分配電流信号Ｇ２に応動して第２のＰＭＯＳ
型パワートランジスタ６６はオン状態になり、コイル３
の駆動電流Ｉ２の正極側電流を供給する。第２の分配電
流信号Ｇ３に応動して第２のＰＭＯＳ型パワートランジ
スタ６７はオン状態になり、コイル４の駆動電流Ｉ３の
正極側電流を供給する。従って、第２の分配電流信号Ｇ
２，Ｇ３の変化に伴って、コイル３，４の駆動電流Ｉ
２，Ｉ３の正極側電流値は滑らかにその値を変化させ
る。他の相の電流路の切換も同様である。なお、第２の
供給電流信号Ｃ２を通電指令信号Ａｄに応動して必要最
小限の値に小さくしているので、通電指令信号Ａｄが変
化した場合にも常に滑らかな電流路の切り換え動作を行
っている。
配電流信号を１相分もしくは２相分に交互に滑らかに分
配しているので、電流路の切換は滑らかになる。たとえ
ば、第２の分配電流信号Ｇ２，Ｇ３に分配している場合
を考える。第２のパワー増幅器１６の第２のＰＭＯＳ型
パワートランジスタ６６と第２のパワー増幅器１７の第
２のＰＭＯＳ型パワートランジスタ６７が通電状態にな
る。第２の分配電流信号Ｇ２に応動して第２のＰＭＯＳ
型パワートランジスタ６６はオン状態になり、コイル３
の駆動電流Ｉ２の正極側電流を供給する。第２の分配電
流信号Ｇ３に応動して第２のＰＭＯＳ型パワートランジ
スタ６７はオン状態になり、コイル４の駆動電流Ｉ３の
正極側電流を供給する。従って、第２の分配電流信号Ｇ
２，Ｇ３の変化に伴って、コイル３，４の駆動電流Ｉ
２，Ｉ３の正極側電流値は滑らかにその値を変化させ
る。他の相の電流路の切換も同様である。なお、第２の
供給電流信号Ｃ２を通電指令信号Ａｄに応動して必要最
小限の値に小さくしているので、通電指令信号Ａｄが変
化した場合にも常に滑らかな電流路の切り換え動作を行
っている。
【００５７】次に、第２の通電モードについて説明す
る。第２の状態保持回路３３４は、トリガパリス信号Ｄ
ｐの立ち上がりエッジにおいて第２のスイッチング制御
信号Ｗ２を”Ｈｂ”に変化させ、比較出力信号Ｃｒの立
ち上がりエッジにおいて第２のスイッチング制御信号Ｗ
２を”Ｌｂ”に変化させる。第２のスイッチング制御信
号Ｗ２が”Ｈｂ”の時には、第２の制御トランジスタ３
５１，３５２は第２の制御パルス信号Ｚｈを低電位状態
にし、電路形成器２４の電路形成トランジスタ８１をオ
ンにする。第２のスイッチング制御信号Ｗ２が”Ｌｂ”
の時には、第２の制御トランジスタ３５１，３５２は第
２の制御パルス信号Ｚｈを高電位状態にし、電路形成器
２４の電路形成トランジスタ８１をオフにする。このよ
うにして、電路形成器２４の電路形成トランジスタ８１
は第２のスイッチング制御信号Ｗ２（第２の制御パルス
信号Ｚｈ）によりオン状態とオフ状態を高周波スイッチ
ング制御され、コイルへの合成供給電流Ｉｇを通電指令
信号Ａｄに応動するように制御している。なお、第１の
状態保持回路３３３の第１のスイッチング制御信号Ｗ１
が”Ｌｂ”であるから、第１の制御トランジスタ３４
１，３４２，３４３を介して出力される第１の制御パル
ス信号Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３はオフ状態（非通電状態）にな
る。その結果、第１のパワー増幅器１１，１２，１３は
第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を増幅して出力す
る。また、第２の通電モードにおいて、電路切換指令器
２３の第２の電路切換指令信号Ｌ２が”Ｈ”であるか
ら、通電停止器２５の通電トランジスタ９１およびスイ
ッチ回路９５はオフ状態になり、第２のパワー増幅器１
５，１６，１７は通電停止状態になっている。その結
果、電路形成器２４の電路形成トランジスタ８１と第１
のパワー増幅器１１，１２，１３によってコイル２，
３，４に片方向の負極性側駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３が
供給される。
る。第２の状態保持回路３３４は、トリガパリス信号Ｄ
ｐの立ち上がりエッジにおいて第２のスイッチング制御
信号Ｗ２を”Ｈｂ”に変化させ、比較出力信号Ｃｒの立
ち上がりエッジにおいて第２のスイッチング制御信号Ｗ
２を”Ｌｂ”に変化させる。第２のスイッチング制御信
号Ｗ２が”Ｈｂ”の時には、第２の制御トランジスタ３
５１，３５２は第２の制御パルス信号Ｚｈを低電位状態
にし、電路形成器２４の電路形成トランジスタ８１をオ
ンにする。第２のスイッチング制御信号Ｗ２が”Ｌｂ”
の時には、第２の制御トランジスタ３５１，３５２は第
２の制御パルス信号Ｚｈを高電位状態にし、電路形成器
２４の電路形成トランジスタ８１をオフにする。このよ
うにして、電路形成器２４の電路形成トランジスタ８１
は第２のスイッチング制御信号Ｗ２（第２の制御パルス
信号Ｚｈ）によりオン状態とオフ状態を高周波スイッチ
ング制御され、コイルへの合成供給電流Ｉｇを通電指令
信号Ａｄに応動するように制御している。なお、第１の
状態保持回路３３３の第１のスイッチング制御信号Ｗ１
が”Ｌｂ”であるから、第１の制御トランジスタ３４
１，３４２，３４３を介して出力される第１の制御パル
ス信号Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３はオフ状態（非通電状態）にな
る。その結果、第１のパワー増幅器１１，１２，１３は
第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を増幅して出力す
る。また、第２の通電モードにおいて、電路切換指令器
２３の第２の電路切換指令信号Ｌ２が”Ｈ”であるか
ら、通電停止器２５の通電トランジスタ９１およびスイ
ッチ回路９５はオフ状態になり、第２のパワー増幅器１
５，１６，１７は通電停止状態になっている。その結
果、電路形成器２４の電路形成トランジスタ８１と第１
のパワー増幅器１１，１２，１３によってコイル２，
３，４に片方向の負極性側駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３が
供給される。
【００５８】この第２の通電モードの動作について、さ
らに詳細に説明する。トリガパルス信号Ｄｐの立ち上が
りエッジによって第２の状態保持回路３３４の第２のス
イッチング制御信号Ｗ２が”Ｈｂ”に変化した時には、
電路形成器２４の電路形成トランジスタ８１はオンにな
る。ここで、第１の分配器３７によって選択分配された
第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３が零でない相の第
１のパワー増幅器のパワー部カレントミラー回路が通電
状態になっている。たとえば、第１の分配電流信号Ｅ１
のみが選択されている場合を考えると、第１のパワー増
幅器１１の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１が
通電状態になる。第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ
６１は、コイル２に駆動電流Ｉ１の負極側電流を十分に
供給するために、低動作電圧のオン状態になる。電路形
成トランジスタ８１と第１のＮＭＯＳ型パワートランジ
スタ６１がオンであるから、コイルのインダクタンス作
用によって、コイル２の駆動電流Ｉ１の負極側電流値は
徐々に増加する。従って、直流電源５０の供給する通電
電流Ｉｇ（コイルの合成供給電流）も増加し、電流検出
器２１の電流検出信号Ａｇは大きくなる。電流検出信号
Ａｇが通電指令信号Ａｄより大きくなった瞬間に、比較
回路３３１の比較出力信号Ｃｒが立ち上がりエッジを発
生し、第２の状態保持回路３３４の第２のスイッチング
制御信号Ｗ２は”Ｌｂ”に変化する。第２のスイッチン
グ制御信号Ｗ２が”Ｌｂ”になると、電路形成トランジ
スタ８１はオフ状態になる。このとき、コイル２は駆動
電流Ｉ１の負極側電流を連続的に流し続けるために、コ
イル２の共通接続端子側の駆動電圧を小さくし、電路形
成器２４のフライホイールダイオード８２を通る電流帰
路を形成する。その結果、コイル２の駆動電流Ｉ１の負
極側電流値は徐々に小さくなる。少しの時間を経過した
後に、トリガパルス信号Ｄｐの次の立ち上がりエッジが
到来し、上述のスイッチング動作を繰り返す。これによ
り、所定の時間間隔毎に繰り返し発生するトリガパルス
信号Ｄｐによって、電路形成トランジスタ８１を高周波
スイッチング動作させている。その結果、スイッチング
周波数は１００ｋＨｚ程度の高周波になるので、コイル
の駆動電流の高周波リップル分は非常に小さくなる。
らに詳細に説明する。トリガパルス信号Ｄｐの立ち上が
りエッジによって第２の状態保持回路３３４の第２のス
イッチング制御信号Ｗ２が”Ｈｂ”に変化した時には、
電路形成器２４の電路形成トランジスタ８１はオンにな
る。ここで、第１の分配器３７によって選択分配された
第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３が零でない相の第
１のパワー増幅器のパワー部カレントミラー回路が通電
状態になっている。たとえば、第１の分配電流信号Ｅ１
のみが選択されている場合を考えると、第１のパワー増
幅器１１の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１が
通電状態になる。第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ
６１は、コイル２に駆動電流Ｉ１の負極側電流を十分に
供給するために、低動作電圧のオン状態になる。電路形
成トランジスタ８１と第１のＮＭＯＳ型パワートランジ
スタ６１がオンであるから、コイルのインダクタンス作
用によって、コイル２の駆動電流Ｉ１の負極側電流値は
徐々に増加する。従って、直流電源５０の供給する通電
電流Ｉｇ（コイルの合成供給電流）も増加し、電流検出
器２１の電流検出信号Ａｇは大きくなる。電流検出信号
Ａｇが通電指令信号Ａｄより大きくなった瞬間に、比較
回路３３１の比較出力信号Ｃｒが立ち上がりエッジを発
生し、第２の状態保持回路３３４の第２のスイッチング
制御信号Ｗ２は”Ｌｂ”に変化する。第２のスイッチン
グ制御信号Ｗ２が”Ｌｂ”になると、電路形成トランジ
スタ８１はオフ状態になる。このとき、コイル２は駆動
電流Ｉ１の負極側電流を連続的に流し続けるために、コ
イル２の共通接続端子側の駆動電圧を小さくし、電路形
成器２４のフライホイールダイオード８２を通る電流帰
路を形成する。その結果、コイル２の駆動電流Ｉ１の負
極側電流値は徐々に小さくなる。少しの時間を経過した
後に、トリガパルス信号Ｄｐの次の立ち上がりエッジが
到来し、上述のスイッチング動作を繰り返す。これによ
り、所定の時間間隔毎に繰り返し発生するトリガパルス
信号Ｄｐによって、電路形成トランジスタ８１を高周波
スイッチング動作させている。その結果、スイッチング
周波数は１００ｋＨｚ程度の高周波になるので、コイル
の駆動電流の高周波リップル分は非常に小さくなる。
【００５９】このようにして、直流電源５０の通電電流
Ｉｇ（コイルへの合成供給電流）を通電指令信号Ａｄに
応動した値に制御し、コイル２，３，４への駆動電流を
制御する。第１のパワー増幅器の第１のＮＭＯＳ型パワ
ートランジスタのオン時の通電電流は、直流電源５０の
通電電流Ｉｇを超えることはない。従って、通電指令信
号Ａｄに応動した第１の供給電流信号Ｃ１を分配増幅し
て第１のパワー増幅器に供給することにより、第１のパ
ワー増幅器の第１のパワートランジスタを確実にオン状
態にさせることができる。また、第１の供給電流信号Ｃ
１を必要最低限な値にすることにより、第１の増幅電流
信号による電力損失を低減できる。
Ｉｇ（コイルへの合成供給電流）を通電指令信号Ａｄに
応動した値に制御し、コイル２，３，４への駆動電流を
制御する。第１のパワー増幅器の第１のＮＭＯＳ型パワ
ートランジスタのオン時の通電電流は、直流電源５０の
通電電流Ｉｇを超えることはない。従って、通電指令信
号Ａｄに応動した第１の供給電流信号Ｃ１を分配増幅し
て第１のパワー増幅器に供給することにより、第１のパ
ワー増幅器の第１のパワートランジスタを確実にオン状
態にさせることができる。また、第１の供給電流信号Ｃ
１を必要最低限な値にすることにより、第１の増幅電流
信号による電力損失を低減できる。
【００６０】さらに、移動体１の移動に伴って第１の分
配電流信号を１相分もしくは２相分に交互に滑らかに分
配しているので、電流路の切換は滑らかになる。たとえ
ば、第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２に分配している場合
を考える。このとき、第１のパワー増幅器１１の第１の
ＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１と第１のパワー増幅
器１２の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６２が通
電状態になる。第１の分配電流信号Ｅ１に応動して第１
のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１はオン状態にな
り、コイル２の駆動電流Ｉ１の負極側電流を供給する電
流路を形成する。第１の分配電流信号Ｅ２に応動して第
１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６２はオン状態にな
り、コイル３の駆動電流Ｉ２の負極側電流を供給する電
流路を形成する。コイル２，３の駆動電流Ｉ１，Ｉ２の
負極側電流の合成値が、直流電源５０の通電電流Ｉｇに
なる。トリガパルス信号Ｄｐの立ち上がりエッジによっ
て第２の状態保持回路３３４の第２のスイッチング制御
信号Ｗ２が”Ｈｂ”に変化した時には、電路形成トラン
ジスタ８１がオン状態になる。コイルのインダクタンス
作用によって、通電電流Ｉｇは徐々に大きくなる。電流
検出信号Ａｇが通電指令信号Ａｄより大きくなると比較
出力信号Ｃｒが立ち上がりエッジを発生し、第２のスイ
ッチング制御信号Ｗ２が”Ｌｂ”に変化し、電路形成ト
ランジスタ８１はオフ状態になる。コイル２およびコイ
ル３は駆動電流Ｉ１，Ｉ２の負極側電流を流し続けるた
めに、共通接続端子側の駆動電圧を小さくし、フライホ
イールダイオード８２を通る電流帰路を形成する。コイ
ル２およびコイル３の駆動電流Ｉ１，Ｉ２の負極側電流
値は徐々に小さくなる。少しの時間を経過した後に、ト
リガパルス信号Ｄｐの次の立ち上がりエッジが到来し、
上述のスイッチング動作を繰り返す。このようにして、
第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２の変化に伴って、コイル
２，３の駆動電流Ｉ１，Ｉ２の負極側電流値は滑らかに
その値を変化させる。他の相の電流路の切換も同様であ
る。なお、第１の供給電流信号Ｃ１を通電指令信号Ａｄ
に応動した必要最小限の値に小さくしているので、通電
指令信号Ａｄが変化した場合にも常に滑らかな電流路の
切り換え動作を行っている。
配電流信号を１相分もしくは２相分に交互に滑らかに分
配しているので、電流路の切換は滑らかになる。たとえ
ば、第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２に分配している場合
を考える。このとき、第１のパワー増幅器１１の第１の
ＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１と第１のパワー増幅
器１２の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６２が通
電状態になる。第１の分配電流信号Ｅ１に応動して第１
のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１はオン状態にな
り、コイル２の駆動電流Ｉ１の負極側電流を供給する電
流路を形成する。第１の分配電流信号Ｅ２に応動して第
１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６２はオン状態にな
り、コイル３の駆動電流Ｉ２の負極側電流を供給する電
流路を形成する。コイル２，３の駆動電流Ｉ１，Ｉ２の
負極側電流の合成値が、直流電源５０の通電電流Ｉｇに
なる。トリガパルス信号Ｄｐの立ち上がりエッジによっ
て第２の状態保持回路３３４の第２のスイッチング制御
信号Ｗ２が”Ｈｂ”に変化した時には、電路形成トラン
ジスタ８１がオン状態になる。コイルのインダクタンス
作用によって、通電電流Ｉｇは徐々に大きくなる。電流
検出信号Ａｇが通電指令信号Ａｄより大きくなると比較
出力信号Ｃｒが立ち上がりエッジを発生し、第２のスイ
ッチング制御信号Ｗ２が”Ｌｂ”に変化し、電路形成ト
ランジスタ８１はオフ状態になる。コイル２およびコイ
ル３は駆動電流Ｉ１，Ｉ２の負極側電流を流し続けるた
めに、共通接続端子側の駆動電圧を小さくし、フライホ
イールダイオード８２を通る電流帰路を形成する。コイ
ル２およびコイル３の駆動電流Ｉ１，Ｉ２の負極側電流
値は徐々に小さくなる。少しの時間を経過した後に、ト
リガパルス信号Ｄｐの次の立ち上がりエッジが到来し、
上述のスイッチング動作を繰り返す。このようにして、
第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２の変化に伴って、コイル
２，３の駆動電流Ｉ１，Ｉ２の負極側電流値は滑らかに
その値を変化させる。他の相の電流路の切換も同様であ
る。なお、第１の供給電流信号Ｃ１を通電指令信号Ａｄ
に応動した必要最小限の値に小さくしているので、通電
指令信号Ａｄが変化した場合にも常に滑らかな電流路の
切り換え動作を行っている。
【００６１】なお、この第２の通電モードにおいて、電
路切換指令器２３の第２の電路切換指令信号Ｌ２が”
Ｈ”であるから、通電停止器２５の通電トランジスタ９
１およびスイッチ回路９５はオフ状態にある。従って、
第２のパワー増幅器１５，１６，１７の第２のＰＭＯＳ
型パワートランジスタ６５，６６，６７は、通電停止状
態（オフ状態）にされている。また、ＰＭＯＳ型通電ト
ランジスタ９１は逆接続されているので寄生ダイオード
９１ｄは逆流素子ダイオードになり、移動体１の回転動
作に伴ってコイル２，３，４に大きな逆起電力が生じて
も、パワーダイオード６５ｄ，６６ｄ，６７ｄを介して
直流電源５０の正極端子側に不要な電流が流れる事を防
止している。
路切換指令器２３の第２の電路切換指令信号Ｌ２が”
Ｈ”であるから、通電停止器２５の通電トランジスタ９
１およびスイッチ回路９５はオフ状態にある。従って、
第２のパワー増幅器１５，１６，１７の第２のＰＭＯＳ
型パワートランジスタ６５，６６，６７は、通電停止状
態（オフ状態）にされている。また、ＰＭＯＳ型通電ト
ランジスタ９１は逆接続されているので寄生ダイオード
９１ｄは逆流素子ダイオードになり、移動体１の回転動
作に伴ってコイル２，３，４に大きな逆起電力が生じて
も、パワーダイオード６５ｄ，６６ｄ，６７ｄを介して
直流電源５０の正極端子側に不要な電流が流れる事を防
止している。
【００６２】図１の第１のパワー増幅器１１，１２，１
３の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１，６２，
６３と第２のパワー増幅器１５，１６，１７の第２のＰ
ＭＯＳ型パワートランジスタ６５，６６，６７と電路形
成器２４の電路形成トランジスタ８１と通電停止器２５
の通電トランジスタ９１は、通電指令器２０や電流検出
器２１やスイッチング制御器２２や電路切換指令器２３
や電路形成器２４や通電停止器２５や電流供給器３０や
切換作成器３４や分配作成器３６や第１の電流増幅器４
１，４２，４３や第２の電流増幅器４５，４６，４７の
所要のトランジスタや抵抗等と一緒に単一のシリコン基
板上に集積回路化されている。図８に集積回路プロセス
の一例を示す。Ｐ型シリコン基板上に所要のＮ＋層やＮ
−層等を拡散させて各種のトランジスタを形成してい
る。番号２９１は横型二重拡散の電界効果トランジスタ
の例であり、たとえば、第１のＮＭＯＳ型パワートラン
ジスタとして使用する。同様に、第２のＰＭＯＳ型パワ
ートランジスタやＰＭＯＳ型電路形成トランジスタやＰ
ＭＯＳ型通電トランジスタも同一チップ上に形成でき
る。番号２９２はＮＰＮ型バイポーラトランジスタの例
であり、番号２９３はＰＮＰ型バイポーラトランジスタ
の例であり、信号増幅トランジスタとして使用する。番
号２９４はＰチャンネルおよびＮチャンネルのＣＭＯＳ
型電界効果トランジスタの例であり、論理信号処理に使
用する。また、各トランジスタの間は、アース電位（０
Ｖ）に接続されたシリコン基板と同電位になるＰ層によ
って接合分離される。接合分離された集積回路は、誘電
分離された集積回路と比較して、低コストの製造プロセ
スを用いて、小さな１チップ基板上に多数のパワー用ト
ランジスタ素子や信号用トランジスタを高密度に集積化
できる。すなわち、安価に集積回路化できる。なお、具
体的なマスク配置は設計事項であり、詳細な説明を省略
する。
３の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１，６２，
６３と第２のパワー増幅器１５，１６，１７の第２のＰ
ＭＯＳ型パワートランジスタ６５，６６，６７と電路形
成器２４の電路形成トランジスタ８１と通電停止器２５
の通電トランジスタ９１は、通電指令器２０や電流検出
器２１やスイッチング制御器２２や電路切換指令器２３
や電路形成器２４や通電停止器２５や電流供給器３０や
切換作成器３４や分配作成器３６や第１の電流増幅器４
１，４２，４３や第２の電流増幅器４５，４６，４７の
所要のトランジスタや抵抗等と一緒に単一のシリコン基
板上に集積回路化されている。図８に集積回路プロセス
の一例を示す。Ｐ型シリコン基板上に所要のＮ＋層やＮ
−層等を拡散させて各種のトランジスタを形成してい
る。番号２９１は横型二重拡散の電界効果トランジスタ
の例であり、たとえば、第１のＮＭＯＳ型パワートラン
ジスタとして使用する。同様に、第２のＰＭＯＳ型パワ
ートランジスタやＰＭＯＳ型電路形成トランジスタやＰ
ＭＯＳ型通電トランジスタも同一チップ上に形成でき
る。番号２９２はＮＰＮ型バイポーラトランジスタの例
であり、番号２９３はＰＮＰ型バイポーラトランジスタ
の例であり、信号増幅トランジスタとして使用する。番
号２９４はＰチャンネルおよびＮチャンネルのＣＭＯＳ
型電界効果トランジスタの例であり、論理信号処理に使
用する。また、各トランジスタの間は、アース電位（０
Ｖ）に接続されたシリコン基板と同電位になるＰ層によ
って接合分離される。接合分離された集積回路は、誘電
分離された集積回路と比較して、低コストの製造プロセ
スを用いて、小さな１チップ基板上に多数のパワー用ト
ランジスタ素子や信号用トランジスタを高密度に集積化
できる。すなわち、安価に集積回路化できる。なお、具
体的なマスク配置は設計事項であり、詳細な説明を省略
する。
【００６３】次に、図１のモータの全体的な動作につい
て、簡単に説明する。まず、第１の通電モードについて
説明する。電路切換指令器２３の電路切換指令信号Ｌ
１，Ｌ２は”Ｌ”であり、通電停止器２５の通電トラン
ジスタ９１およびスイッチ回路９５はオンになる。ま
た、スイッチング制御器２２の第２の制御パルス信号Ｚ
ｈは”Ｈ”になり、電路形成器２４の電路形成トランジ
スタ８１はオフになっている。
て、簡単に説明する。まず、第１の通電モードについて
説明する。電路切換指令器２３の電路切換指令信号Ｌ
１，Ｌ２は”Ｌ”であり、通電停止器２５の通電トラン
ジスタ９１およびスイッチ回路９５はオンになる。ま
た、スイッチング制御器２２の第２の制御パルス信号Ｚ
ｈは”Ｈ”になり、電路形成器２４の電路形成トランジ
スタ８１はオフになっている。
【００６４】切換作成器３４は、滑らかに変化する３相
の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を作りだし、分配作成
器３６の第１の分配器３７と第２の分配器３８に供給す
る。第１の分配器３７は、電流供給器３０の第１の供給
電流信号Ｃ１を３相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３に
応動して分配し、３相の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ
２，Ｅ３を出力する。第１の電流増幅器４１，４２，４
３は、それぞれ第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を
所定倍の電流増幅し、第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，
Ｆ３を出力し、第１のパワー増幅器１１，１２，１３の
各通電制御端子側に供給する。第１のパワー増幅器１
１，１２，１３の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ
６１，６２，６３は、スイッチング制御器２２の第１の
スイッチング制御信号Ｗ１に応動した第１の制御パルス
信号Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３によって高周波のスイッチング動
作する。第１のスイッチング制御信号Ｗ１が”Ｌｂ”の
時には、第１のパワー増幅器１１，１２，１３はそれぞ
れ第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を電流増幅し、
３相のコイル２，３，４に駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の
負極側電流を供給する電流路を形成する。第１のスイッ
チング制御信号Ｗ１が”Ｈｂ”時には、第１のパワー増
幅器１１，１２，１３の第１のＮＭＯＳ型パワートラン
ジスタ６１，６２，６３はすべてオフになる。このと
き、３相のコイル２，３，４に駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ
３の負極側電流を供給する電流路は、第２のパワー増幅
器１５，１６，１７の第２のパワーダイオード６５ｄ，
６６ｄ，６７ｄによって形成される。その結果、コイル
への駆動電流は連続的に変化し、滑らかな駆動電流が供
給される。
の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を作りだし、分配作成
器３６の第１の分配器３７と第２の分配器３８に供給す
る。第１の分配器３７は、電流供給器３０の第１の供給
電流信号Ｃ１を３相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３に
応動して分配し、３相の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ
２，Ｅ３を出力する。第１の電流増幅器４１，４２，４
３は、それぞれ第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を
所定倍の電流増幅し、第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，
Ｆ３を出力し、第１のパワー増幅器１１，１２，１３の
各通電制御端子側に供給する。第１のパワー増幅器１
１，１２，１３の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ
６１，６２，６３は、スイッチング制御器２２の第１の
スイッチング制御信号Ｗ１に応動した第１の制御パルス
信号Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３によって高周波のスイッチング動
作する。第１のスイッチング制御信号Ｗ１が”Ｌｂ”の
時には、第１のパワー増幅器１１，１２，１３はそれぞ
れ第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を電流増幅し、
３相のコイル２，３，４に駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の
負極側電流を供給する電流路を形成する。第１のスイッ
チング制御信号Ｗ１が”Ｈｂ”時には、第１のパワー増
幅器１１，１２，１３の第１のＮＭＯＳ型パワートラン
ジスタ６１，６２，６３はすべてオフになる。このと
き、３相のコイル２，３，４に駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ
３の負極側電流を供給する電流路は、第２のパワー増幅
器１５，１６，１７の第２のパワーダイオード６５ｄ，
６６ｄ，６７ｄによって形成される。その結果、コイル
への駆動電流は連続的に変化し、滑らかな駆動電流が供
給される。
【００６５】電流検出器２１は直流電源５０の通電電流
Ｉｇを検出し、通電電流Ｉｇに応動した電流検出信号Ａ
ｇを出力する。スイッチング制御器２２は、通電指令器
２０の通電指令信号Ａｄと電流検出器２１の電流検出信
号Ａｇの両者を比較し、その比較結果に応動して第１の
スイッチング制御信号Ｗ１を変化させ、第１のパワー増
幅器１１，１２，１３の第１のＮＭＯＳ型パワートラン
ジスタ６１，６２，６３（および第１の電界効果型パワ
ー部カレントミラー回路）を同時にオフさせる。その結
果、第１の分配電流信号によって通電状態となる第１の
パワー増幅器が高周波スイッチング動作を行ない、直流
電源５０の通電電流Ｉｇおよびコイルへの供給電流を通
電指令信号Ａｄに応動した値に制御する。なお、電流供
給器３０と第１の分配器３７と第１の電流増幅器４１，
４２，４３は第１の分配制御ブロックを形成し、第１の
パワー増幅器１１，１２，１３の第１のＮＭＯＳ型パワ
ートランジスタ６１，６２，６３の通電分配を制御して
いる。
Ｉｇを検出し、通電電流Ｉｇに応動した電流検出信号Ａ
ｇを出力する。スイッチング制御器２２は、通電指令器
２０の通電指令信号Ａｄと電流検出器２１の電流検出信
号Ａｇの両者を比較し、その比較結果に応動して第１の
スイッチング制御信号Ｗ１を変化させ、第１のパワー増
幅器１１，１２，１３の第１のＮＭＯＳ型パワートラン
ジスタ６１，６２，６３（および第１の電界効果型パワ
ー部カレントミラー回路）を同時にオフさせる。その結
果、第１の分配電流信号によって通電状態となる第１の
パワー増幅器が高周波スイッチング動作を行ない、直流
電源５０の通電電流Ｉｇおよびコイルへの供給電流を通
電指令信号Ａｄに応動した値に制御する。なお、電流供
給器３０と第１の分配器３７と第１の電流増幅器４１，
４２，４３は第１の分配制御ブロックを形成し、第１の
パワー増幅器１１，１２，１３の第１のＮＭＯＳ型パワ
ートランジスタ６１，６２，６３の通電分配を制御して
いる。
【００６６】一方、第２の分配器３８は、電流供給器３
０の第２の供給電流信号Ｃ２を３相の切換電流信号Ｄ
１，Ｄ２，Ｄ３に応動して分配し、３相の第２の分配電
流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を出力する。第２の電流増幅器
４５，４６，４７は、それぞれ第２の分配電流信号Ｇ
１，Ｇ２，Ｇ３を所定倍の電流増幅し、第２の増幅電流
信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を出力し、第２のパワー増幅器１
５，１６，１７の各通電制御端子側に供給する。第２の
パワー増幅器１５，１６，１７の第２のＰＭＯＳ型パワ
ートランジスタ６５，６６，６７は、それぞれ第２の増
幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を電流増幅し、３相のコイ
ル２，３，４に駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の正極側電流
を供給する電流路を滑らかに切り換える。すなわち、電
流供給器３０と第２の分配器３８と第２の電流増幅器４
５，４６，４７は第２の分配制御ブロックを形成し、第
２のパワー増幅器１５，１６，１７の第２のＰＭＯＳ型
パワートランジスタ６５，６６，６７の通電分配を制御
している。
０の第２の供給電流信号Ｃ２を３相の切換電流信号Ｄ
１，Ｄ２，Ｄ３に応動して分配し、３相の第２の分配電
流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を出力する。第２の電流増幅器
４５，４６，４７は、それぞれ第２の分配電流信号Ｇ
１，Ｇ２，Ｇ３を所定倍の電流増幅し、第２の増幅電流
信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を出力し、第２のパワー増幅器１
５，１６，１７の各通電制御端子側に供給する。第２の
パワー増幅器１５，１６，１７の第２のＰＭＯＳ型パワ
ートランジスタ６５，６６，６７は、それぞれ第２の増
幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を電流増幅し、３相のコイ
ル２，３，４に駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の正極側電流
を供給する電流路を滑らかに切り換える。すなわち、電
流供給器３０と第２の分配器３８と第２の電流増幅器４
５，４６，４７は第２の分配制御ブロックを形成し、第
２のパワー増幅器１５，１６，１７の第２のＰＭＯＳ型
パワートランジスタ６５，６６，６７の通電分配を制御
している。
【００６７】第１の分配器３７の第１の分配電流信号の
滑らかな変化に応動して、第１のパワー増幅器の第１の
パワートランジスタの供給する駆動電流も滑らかに変化
する。従って、第１のパワー増幅器１１，１２，１３に
よるコイル２，３，４への電流路の切換が滑らかに行わ
れ、駆動電流の脈動が極めて小さくなる。同様に、第２
の分配器３８の第２の分配電流信号の滑らかな変化に応
動して、第２のパワー増幅器の第２のパワートランジス
タの供給する駆動電流も滑らかに変化する。従って、第
２のパワー増幅器１５，１６，１７によるコイル２，
３，４への電流路の切換が滑らかに行われ、駆動電流の
脈動が小さくなる。
滑らかな変化に応動して、第１のパワー増幅器の第１の
パワートランジスタの供給する駆動電流も滑らかに変化
する。従って、第１のパワー増幅器１１，１２，１３に
よるコイル２，３，４への電流路の切換が滑らかに行わ
れ、駆動電流の脈動が極めて小さくなる。同様に、第２
の分配器３８の第２の分配電流信号の滑らかな変化に応
動して、第２のパワー増幅器の第２のパワートランジス
タの供給する駆動電流も滑らかに変化する。従って、第
２のパワー増幅器１５，１６，１７によるコイル２，
３，４への電流路の切換が滑らかに行われ、駆動電流の
脈動が小さくなる。
【００６８】また、第１の分配器３７と第２の分配器３
８の動作によって、同一相の第１の分配電流信号と第２
の分配電流信号は相補的に流れるので、第１のパワー増
幅器の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタと第２のパ
ワー増幅器の第２のＰＭＯＳ型パワートランジスタも相
補的に動作する。従って、滑らかに連続的に変化する両
方向の駆動電流がコイルに供給され、かつ、同一相の第
１のパワートランジスタと第２のパワートランジスタに
よる短絡電流は生じない。その結果、モータの発生駆動
力の脈動は大幅に小さくなり、振動の少ない高性能なモ
ータになる。
８の動作によって、同一相の第１の分配電流信号と第２
の分配電流信号は相補的に流れるので、第１のパワー増
幅器の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタと第２のパ
ワー増幅器の第２のＰＭＯＳ型パワートランジスタも相
補的に動作する。従って、滑らかに連続的に変化する両
方向の駆動電流がコイルに供給され、かつ、同一相の第
１のパワートランジスタと第２のパワートランジスタに
よる短絡電流は生じない。その結果、モータの発生駆動
力の脈動は大幅に小さくなり、振動の少ない高性能なモ
ータになる。
【００６９】次に、第２の通電モードについて説明す
る。電路切換指令器２３の電路切換指令信号Ｌ１，Ｌ２
は”Ｈ”になり、通電停止器２５の通電トランジスタ９
１およびスイッチ回路９５はオフになる。また、スイッ
チング制御器２２の第１の制御パルス信号Ｚ１，Ｚ２，
Ｚ３はオフになる。
る。電路切換指令器２３の電路切換指令信号Ｌ１，Ｌ２
は”Ｈ”になり、通電停止器２５の通電トランジスタ９
１およびスイッチ回路９５はオフになる。また、スイッ
チング制御器２２の第１の制御パルス信号Ｚ１，Ｚ２，
Ｚ３はオフになる。
【００７０】切換作成器３４は、滑らかに変化する３相
の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を作りだし、分配作成
器３６の第１の分配器３７と第２の分配器３８に供給す
る。第１の分配器３７は、電流供給器３０の第１の供給
電流信号Ｃ１を３相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３に
応動して分配し、３相の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ
２，Ｅ３を出力する。第１の電流増幅器４１，４２，４
３は、それぞれ第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を
所定倍の電流増幅し、第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，
Ｆ３を出力し、第１のパワー増幅器１１，１２，１３の
各通電制御端子側に供給する。第１のパワー増幅器１
１，１２，１３の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ
６１，６２，６３は、第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，
Ｆ３を増幅して出力する。
の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を作りだし、分配作成
器３６の第１の分配器３７と第２の分配器３８に供給す
る。第１の分配器３７は、電流供給器３０の第１の供給
電流信号Ｃ１を３相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３に
応動して分配し、３相の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ
２，Ｅ３を出力する。第１の電流増幅器４１，４２，４
３は、それぞれ第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を
所定倍の電流増幅し、第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，
Ｆ３を出力し、第１のパワー増幅器１１，１２，１３の
各通電制御端子側に供給する。第１のパワー増幅器１
１，１２，１３の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ
６１，６２，６３は、第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，
Ｆ３を増幅して出力する。
【００７１】一方、通電停止器２５の動作により、第２
のパワー増幅器１５，１６，１７の第２のＰＭＯＳ型パ
ワートランジスタ６５，６６，６７は、コイル２，３，
４への通電を停止している。
のパワー増幅器１５，１６，１７の第２のＰＭＯＳ型パ
ワートランジスタ６５，６６，６７は、コイル２，３，
４への通電を停止している。
【００７２】電流検出器２１は直流電源５０の通電電流
Ｉｇを検出し、通電電流Ｉｇに応動した電流検出信号Ａ
ｇを出力する。スイッチング制御器２２は、通電指令器
２０の通電指令信号Ａｄと電流検出器２１の電流検出信
号Ａｇの両者を比較し、その比較結果に応動して第２の
スイッチング制御信号Ｗ２を変化させ、第２の制御パル
ス信号Ｚｈによって電路形成器２４の電路形成トランジ
スタ８１をオン・オフ制御する。その結果、電路形成ト
ランジスタ８１が高周波スイッチング動作を行ない、直
流電源５０の通電電流Ｉｇおよびコイルへの供給電流を
通電指令信号Ａｄに応動した値に制御する。なお、電流
供給器３０と第１の分配器３７と第１の電流増幅器４
１，４２，４３は第１の分配制御ブロックを形成し、第
１のパワー増幅器１１，１２，１３の第１のＮＭＯＳ型
パワートランジスタ６１，６２，６３の通電分配を制御
している。第１の分配器３７の第１の分配電流信号の滑
らかな変化に応動して、第１のパワー増幅器の第１のパ
ワートランジスタの供給する駆動電流も滑らかに変化す
る。従って、第１のパワー増幅器１１，１２，１３によ
るコイル２，３，４への電流路の切換が滑らかに行わ
れ、駆動電流の脈動が極めて小さくなる。その結果、モ
ータの発生駆動力の脈動は大幅に小さくなり、振動の少
ない高性能なモータになる。
Ｉｇを検出し、通電電流Ｉｇに応動した電流検出信号Ａ
ｇを出力する。スイッチング制御器２２は、通電指令器
２０の通電指令信号Ａｄと電流検出器２１の電流検出信
号Ａｇの両者を比較し、その比較結果に応動して第２の
スイッチング制御信号Ｗ２を変化させ、第２の制御パル
ス信号Ｚｈによって電路形成器２４の電路形成トランジ
スタ８１をオン・オフ制御する。その結果、電路形成ト
ランジスタ８１が高周波スイッチング動作を行ない、直
流電源５０の通電電流Ｉｇおよびコイルへの供給電流を
通電指令信号Ａｄに応動した値に制御する。なお、電流
供給器３０と第１の分配器３７と第１の電流増幅器４
１，４２，４３は第１の分配制御ブロックを形成し、第
１のパワー増幅器１１，１２，１３の第１のＮＭＯＳ型
パワートランジスタ６１，６２，６３の通電分配を制御
している。第１の分配器３７の第１の分配電流信号の滑
らかな変化に応動して、第１のパワー増幅器の第１のパ
ワートランジスタの供給する駆動電流も滑らかに変化す
る。従って、第１のパワー増幅器１１，１２，１３によ
るコイル２，３，４への電流路の切換が滑らかに行わ
れ、駆動電流の脈動が極めて小さくなる。その結果、モ
ータの発生駆動力の脈動は大幅に小さくなり、振動の少
ない高性能なモータになる。
【００７３】本実施の形態では、第１の通電モードにお
いて、第１のパワー増幅器の第１のＮＭＯＳ型パワート
ランジスタを高周波スイッチング動作させているので、
第１のパワー増幅器の電力損失は小さい。第２のパワー
増幅器の第２のＰＭＯＳ型パワートランジスタを低動作
電圧にて飽和動作させているので、第２のパワー増幅器
の電力損失は少ない。従って、電力効率の良いモータに
なる。さらに、第１の供給電流信号Ｃ１と第２の供給電
流信号Ｃ２を通電指令信号Ａｄに応動して変化させ、第
１のパワー増幅器や第２のパワー増幅器への入力電流に
よる電力損失も小さくしている。
いて、第１のパワー増幅器の第１のＮＭＯＳ型パワート
ランジスタを高周波スイッチング動作させているので、
第１のパワー増幅器の電力損失は小さい。第２のパワー
増幅器の第２のＰＭＯＳ型パワートランジスタを低動作
電圧にて飽和動作させているので、第２のパワー増幅器
の電力損失は少ない。従って、電力効率の良いモータに
なる。さらに、第１の供給電流信号Ｃ１と第２の供給電
流信号Ｃ２を通電指令信号Ａｄに応動して変化させ、第
１のパワー増幅器や第２のパワー増幅器への入力電流に
よる電力損失も小さくしている。
【００７４】また、第２の通電モードにおいて、電路形
成器の電路形成トランジスタを高周波スイッチング動作
させているので、電路形成器の電力損失は小さい。第１
のパワー増幅器の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ
を低動作電圧にて飽和動作させているので、第１のパワ
ー増幅器の電力損失は少ない。従って、電力効率の良い
モータになる。さらに、第１の供給電流信号Ｃ１を通電
指令信号Ａｄに応動して変化させ、第１のパワー増幅器
や第２のパワー増幅器への入力電流による電力損失も小
さくしている。
成器の電路形成トランジスタを高周波スイッチング動作
させているので、電路形成器の電力損失は小さい。第１
のパワー増幅器の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ
を低動作電圧にて飽和動作させているので、第１のパワ
ー増幅器の電力損失は少ない。従って、電力効率の良い
モータになる。さらに、第１の供給電流信号Ｃ１を通電
指令信号Ａｄに応動して変化させ、第１のパワー増幅器
や第２のパワー増幅器への入力電流による電力損失も小
さくしている。
【００７５】このように、コイルに両方向の駆動電流を
供給する第１の通電モード、および、コイルに片方向の
駆動電流を供給する第２の通電モードを適時切り換える
ようにするならば、起動時や低速回転時に大きなトルク
を得ることができ、かつ、直流電源の電源電圧による回
転数の制約を上回る高速回転を実現できる。なお、第１
の通電モードにおいて、第１のパワー増幅器と第２のパ
ワー増幅器の少なくとも一方をスイッチング動作させる
ことにより、電力効率の良いモータになる。すなわち、
第２のパワー増幅器のスイッチング動作、もしくは、第
１のパワー増幅器と第２のパワー増幅器の両方のスイッ
チング動作によっても、第１の通電モードを実現でき
る。
供給する第１の通電モード、および、コイルに片方向の
駆動電流を供給する第２の通電モードを適時切り換える
ようにするならば、起動時や低速回転時に大きなトルク
を得ることができ、かつ、直流電源の電源電圧による回
転数の制約を上回る高速回転を実現できる。なお、第１
の通電モードにおいて、第１のパワー増幅器と第２のパ
ワー増幅器の少なくとも一方をスイッチング動作させる
ことにより、電力効率の良いモータになる。すなわち、
第２のパワー増幅器のスイッチング動作、もしくは、第
１のパワー増幅器と第２のパワー増幅器の両方のスイッ
チング動作によっても、第１の通電モードを実現でき
る。
【００７６】また、本実施の形態では、第１の供給電流
信号Ｃ１を移動体１の回転移動動作に伴って１相分もし
くは２相分に交互に分配し、滑らかに変化する３相の第
１の分配電流信号を作り出し、第１のパワー増幅器の第
１のパワー部カレントミラー回路に供給した。これによ
り、第１のパワー増幅器１１，１２，１３の第１のＮＭ
ＯＳ型パワートランジスタ６１，６２，６３は高周波ス
イッチング動作しながら、コイル２，３，４への駆動電
流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の負極側電流を滑らかに変化させ
る。同様に、第２の供給電流信号Ｃ２を移動体１の回転
移動動作に伴って１相分もしくは２相分に交互に分配
し、滑らかに変化する３相の第２の分配電流信号を作り
出し、第２のパワー増幅器の第２のパワー部カレントミ
ラー回路に供給した。これにより、第２のパワー増幅器
１５，１６，１７の第２のＰＭＯＳ型パワートランジス
タ６５，６６，６７は、コイル２，３，４への駆動電流
Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の正極側電流を滑らかに変化させる。
その結果、駆動電流の脈動が大幅に小さくなり、駆動力
の脈動やモータ振動は著しく小さくなる。さらに、第１
の供給電流信号Ｃ１と第２の供給電流信号Ｃ２を通電指
令信号Ａｄに比例して変化させ、直流電源５０の供給す
る通電電流が小さい時に第１の供給電流信号Ｃ１と第２
の供給電流信号Ｃ２を小さくしている。これにより、コ
イルへの供給電流の大きさが変化しても、常に滑らかな
電流路の切換を実現している。
信号Ｃ１を移動体１の回転移動動作に伴って１相分もし
くは２相分に交互に分配し、滑らかに変化する３相の第
１の分配電流信号を作り出し、第１のパワー増幅器の第
１のパワー部カレントミラー回路に供給した。これによ
り、第１のパワー増幅器１１，１２，１３の第１のＮＭ
ＯＳ型パワートランジスタ６１，６２，６３は高周波ス
イッチング動作しながら、コイル２，３，４への駆動電
流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の負極側電流を滑らかに変化させ
る。同様に、第２の供給電流信号Ｃ２を移動体１の回転
移動動作に伴って１相分もしくは２相分に交互に分配
し、滑らかに変化する３相の第２の分配電流信号を作り
出し、第２のパワー増幅器の第２のパワー部カレントミ
ラー回路に供給した。これにより、第２のパワー増幅器
１５，１６，１７の第２のＰＭＯＳ型パワートランジス
タ６５，６６，６７は、コイル２，３，４への駆動電流
Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の正極側電流を滑らかに変化させる。
その結果、駆動電流の脈動が大幅に小さくなり、駆動力
の脈動やモータ振動は著しく小さくなる。さらに、第１
の供給電流信号Ｃ１と第２の供給電流信号Ｃ２を通電指
令信号Ａｄに比例して変化させ、直流電源５０の供給す
る通電電流が小さい時に第１の供給電流信号Ｃ１と第２
の供給電流信号Ｃ２を小さくしている。これにより、コ
イルへの供給電流の大きさが変化しても、常に滑らかな
電流路の切換を実現している。
【００７７】また、本実施の形態では、第１の通電モー
ドにおいて、直流電源５０の通電電流Ｉｇを電流検出器
２１にて検出し、通電指令信号Ａｄと電流検出器２１の
出力信号Ａｇを比較し、その比較結果に応動して第１の
パワー増幅器を高周波スイッチング制御する。これによ
り、通電指令信号Ａｄに応動した正確な通電電流Ｉｇを
３相のコイル２，３，４に分配供給でき、通電指令信号
Ａｄによりモータ発生力を正確に制御できる。また、ト
リガパルス信号Ｄｐの繰り返しタイミングにおいて選択
された第１のパワー増幅器をオンさせ、通電指令信号Ａ
ｄと電流検出器２１の出力信号Ａｇの比較結果によって
第１のパワー増幅器を同時にオフ状態に変えるので、極
めて簡単な構成によって通電電流Ｉｇの制御が実現でき
る。すなわち、移動体１の回転移動に伴って１相分もし
くは２相分の第１のパワー増幅器が活性になっている
が、オフにするときには３相分の第１のパワー増幅器１
１，１２，１３を同時にオフ状態にすればよいので、構
成が簡単である。また、高周波スイッチングのタイミン
グ管理が１個であるから、電流検出器２１による電流検
出動作が安定になる。
ドにおいて、直流電源５０の通電電流Ｉｇを電流検出器
２１にて検出し、通電指令信号Ａｄと電流検出器２１の
出力信号Ａｇを比較し、その比較結果に応動して第１の
パワー増幅器を高周波スイッチング制御する。これによ
り、通電指令信号Ａｄに応動した正確な通電電流Ｉｇを
３相のコイル２，３，４に分配供給でき、通電指令信号
Ａｄによりモータ発生力を正確に制御できる。また、ト
リガパルス信号Ｄｐの繰り返しタイミングにおいて選択
された第１のパワー増幅器をオンさせ、通電指令信号Ａ
ｄと電流検出器２１の出力信号Ａｇの比較結果によって
第１のパワー増幅器を同時にオフ状態に変えるので、極
めて簡単な構成によって通電電流Ｉｇの制御が実現でき
る。すなわち、移動体１の回転移動に伴って１相分もし
くは２相分の第１のパワー増幅器が活性になっている
が、オフにするときには３相分の第１のパワー増幅器１
１，１２，１３を同時にオフ状態にすればよいので、構
成が簡単である。また、高周波スイッチングのタイミン
グ管理が１個であるから、電流検出器２１による電流検
出動作が安定になる。
【００７８】同様に、第２の通電モードにおいて、直流
電源５０の通電電流Ｉｇを電流検出器２１にて検出し、
通電指令信号Ａｄと電流検出器２１の出力信号Ａｇを比
較し、その比較結果に応動して電路形成トランジスタを
高周波スイッチング制御する。これにより、通電指令信
号Ａｄに応動した正確な通電電流Ｉｇを３相のコイル
２，３，４に分配供給でき、通電指令信号Ａｄによりモ
ータ発生力を正確に制御できる。また、第２の通電モー
ドを形成する多くの構成部分は第１の通電モードの場合
と共用化できるので、全体構成が極めて簡素になる。ま
た、高周波スイッチングのタイミング管理が１個である
から、電流検出器２１による電流検出動作が安定にな
る。
電源５０の通電電流Ｉｇを電流検出器２１にて検出し、
通電指令信号Ａｄと電流検出器２１の出力信号Ａｇを比
較し、その比較結果に応動して電路形成トランジスタを
高周波スイッチング制御する。これにより、通電指令信
号Ａｄに応動した正確な通電電流Ｉｇを３相のコイル
２，３，４に分配供給でき、通電指令信号Ａｄによりモ
ータ発生力を正確に制御できる。また、第２の通電モー
ドを形成する多くの構成部分は第１の通電モードの場合
と共用化できるので、全体構成が極めて簡素になる。ま
た、高周波スイッチングのタイミング管理が１個である
から、電流検出器２１による電流検出動作が安定にな
る。
【００７９】本実施の形態では、集積回路化に好適のモ
ータ構成になっている。パワー素子としてパワートラン
ジスタとその寄生素子として形成されるパワーダイオー
ドを使用して構成しているので、製造コストが安く、小
さなチップ上に集積回路化することが可能である。ま
た、通電指令器２０，電流検出器２１，スイッチング制
御器２２，電路切換指令器２３，電路形成器２４，通電
停止器２５，電流供給器３０，切換作成器３４，分配作
成器３６（第１の分配器３７と第２の分配器３８），３
個の第１の電流増幅器４１，４２，４３，３個の第２の
電流増幅器４５，４６，４７の所要のトランジスタや抵
抗を、パワートランジスタと同一チップ上に接合分離し
て集積回路化できる。
ータ構成になっている。パワー素子としてパワートラン
ジスタとその寄生素子として形成されるパワーダイオー
ドを使用して構成しているので、製造コストが安く、小
さなチップ上に集積回路化することが可能である。ま
た、通電指令器２０，電流検出器２１，スイッチング制
御器２２，電路切換指令器２３，電路形成器２４，通電
停止器２５，電流供給器３０，切換作成器３４，分配作
成器３６（第１の分配器３７と第２の分配器３８），３
個の第１の電流増幅器４１，４２，４３，３個の第２の
電流増幅器４５，４６，４７の所要のトランジスタや抵
抗を、パワートランジスタと同一チップ上に接合分離し
て集積回路化できる。
【００８０】また、各パワー素子における発熱を極めて
小さくし、集積回路化に適した構成にしている。スイッ
チング動作もしくは低動作電圧の飽和動作しながら電流
路を形成しているので、第１のＮＭＯＳ型パワートラン
ジスタや第２のＰＭＯＳ型パワートランジスタやＰＭＯ
Ｓ型電路形成トランジスタやＰＭＯＳ型通電トランジス
タにおける電力損失・発熱が極めて小さい。従って、こ
れらのパワー素子を１チップに集積回路化しても、放熱
板等の発熱対策は不要である。
小さくし、集積回路化に適した構成にしている。スイッ
チング動作もしくは低動作電圧の飽和動作しながら電流
路を形成しているので、第１のＮＭＯＳ型パワートラン
ジスタや第２のＰＭＯＳ型パワートランジスタやＰＭＯ
Ｓ型電路形成トランジスタやＰＭＯＳ型通電トランジス
タにおける電力損失・発熱が極めて小さい。従って、こ
れらのパワー素子を１チップに集積回路化しても、放熱
板等の発熱対策は不要である。
【００８１】また、第１のパワー増幅器に第１のＮＭＯ
Ｓ型パワートランジスタを使用し、第２のパワー増幅器
に第２のＰＭＯＳ型パワートランジスタを使用し、電路
形成器にＰＭＯＳ型電路形成トランジスタを使用し、通
電停止器にＰＭＯＳ型通電トランジスタを使用すること
により、これらのパワー素子を通電制御するために、直
流電源５０以外の電圧源が不要であり、全体構成は極め
て簡素になる。
Ｓ型パワートランジスタを使用し、第２のパワー増幅器
に第２のＰＭＯＳ型パワートランジスタを使用し、電路
形成器にＰＭＯＳ型電路形成トランジスタを使用し、通
電停止器にＰＭＯＳ型通電トランジスタを使用すること
により、これらのパワー素子を通電制御するために、直
流電源５０以外の電圧源が不要であり、全体構成は極め
て簡素になる。
【００８２】また、本実施の形態では、集積回路化に適
したパワー部カレントミラー回路を使用し、パワー増幅
器の電流増幅率のバラツキを小さくした。特に、電界効
果型トランジスタは非線形な電圧増幅特性を有している
が、電界効果型パワー部カレントミラー回路を構成する
ことによって線形な電流増幅特性にした。集積回路化し
た第１の電界効果型パワー部カレントミラー回路の電流
増幅率は、カレントミラー回路を構成する電界効果型ト
ランジスタのチップ面積比で決まる。そのため、第１の
パワー増幅器１１，１２，１３の電流増幅率のバラツキ
は非常に小さくなる。これにより、第１の分配制御ブロ
ックと第１のパワー増幅器の合成の電流増幅利得を所定
の値にできる。第１の供給電流信号Ｃ１を通電指令信号
Ａｄに応動して変化させることにより、第１のパワー増
幅器の通電制御端子への第１の増幅電流信号を必要最小
限に小さくできる。その結果、コイルへの供給電流が変
化しても、第１のパワー増幅器によって滑らかな電流路
の切換を実現できる。同様に、第２のパワー増幅器を電
界効果型パワートランジスタを用いた第２の電界効果型
パワー部カレントミラー回路により構成しているので、
第２のパワー増幅器の通電制御端子側の入力電流を増幅
して出力する。集積回路化した第２の電界効果型パワー
部カレントミラー回路の電流増幅率はチップ面積比で決
まるために、第２のパワー増幅器１５，１６，１７の電
流増幅率のバラツキは非常に小さい。これにより、第２
の分配制御ブロックと第２のパワー増幅器の合成の電流
増幅利得を所定の値にできる。第２の供給電流信号Ｃ２
を通電指令信号Ａｄに応動して変化させることにより、
第２のパワー増幅器の通電制御端子への第２の増幅電流
信号を必要最小限に小さくできる。その結果、コイルへ
の供給電流が変化しても、第２のパワー増幅器によって
滑らかな電流路の切換を実現できる。このような効果
は、増幅特性が大幅に異なるＮチャンネル電界効果型パ
ワートランジスタとＰチャンネル電界効果型パワートラ
ンジスタを混在させて使用した場合に顕著になる。すな
わち、Ｎチャンネル電界効果型パワートランジスタを用
いた第１の電界効果型パワー部カレントミラー回路の電
流増幅率、および、Ｐチャンネル電界効果型トランジス
タを用いた第２の電界効果型パワー部カレントミラー回
路の電流増幅率を、バラツキなく所定の値にすることが
容易に実現できる。
したパワー部カレントミラー回路を使用し、パワー増幅
器の電流増幅率のバラツキを小さくした。特に、電界効
果型トランジスタは非線形な電圧増幅特性を有している
が、電界効果型パワー部カレントミラー回路を構成する
ことによって線形な電流増幅特性にした。集積回路化し
た第１の電界効果型パワー部カレントミラー回路の電流
増幅率は、カレントミラー回路を構成する電界効果型ト
ランジスタのチップ面積比で決まる。そのため、第１の
パワー増幅器１１，１２，１３の電流増幅率のバラツキ
は非常に小さくなる。これにより、第１の分配制御ブロ
ックと第１のパワー増幅器の合成の電流増幅利得を所定
の値にできる。第１の供給電流信号Ｃ１を通電指令信号
Ａｄに応動して変化させることにより、第１のパワー増
幅器の通電制御端子への第１の増幅電流信号を必要最小
限に小さくできる。その結果、コイルへの供給電流が変
化しても、第１のパワー増幅器によって滑らかな電流路
の切換を実現できる。同様に、第２のパワー増幅器を電
界効果型パワートランジスタを用いた第２の電界効果型
パワー部カレントミラー回路により構成しているので、
第２のパワー増幅器の通電制御端子側の入力電流を増幅
して出力する。集積回路化した第２の電界効果型パワー
部カレントミラー回路の電流増幅率はチップ面積比で決
まるために、第２のパワー増幅器１５，１６，１７の電
流増幅率のバラツキは非常に小さい。これにより、第２
の分配制御ブロックと第２のパワー増幅器の合成の電流
増幅利得を所定の値にできる。第２の供給電流信号Ｃ２
を通電指令信号Ａｄに応動して変化させることにより、
第２のパワー増幅器の通電制御端子への第２の増幅電流
信号を必要最小限に小さくできる。その結果、コイルへ
の供給電流が変化しても、第２のパワー増幅器によって
滑らかな電流路の切換を実現できる。このような効果
は、増幅特性が大幅に異なるＮチャンネル電界効果型パ
ワートランジスタとＰチャンネル電界効果型パワートラ
ンジスタを混在させて使用した場合に顕著になる。すな
わち、Ｎチャンネル電界効果型パワートランジスタを用
いた第１の電界効果型パワー部カレントミラー回路の電
流増幅率、および、Ｐチャンネル電界効果型トランジス
タを用いた第２の電界効果型パワー部カレントミラー回
路の電流増幅率を、バラツキなく所定の値にすることが
容易に実現できる。
【００８３】また、本実施の形態では、第１の通電モー
ドにおいて、集積回路の接合分離部分を含んだ寄生トラ
ンジスタの動作を防止している。集積回路の接合分離部
分は直流電源の負極端子側電位（アース電位）に接続さ
れる。集積回路に内蔵されたトランジスタの出力端子電
位がアース電位よりもダイオード順方向電圧分低くなる
と、寄生トランジスタが動作し、他のトランジスタ素子
から電流を抜き取る現象が生じる。そのため、集積回路
動作に支障をきたし、動作異常が生じてしまう。本実施
の形態では、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタだけ
を高周波スイッチング動作させ、コイルに電流を供給す
る構成にした。第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタの
電流流出端子側は直流電源の負極端子側に接続されてい
るので、第１のパワートランジスタの電流流入端子側電
位および電流流出端子側電位はアース電位以下にならな
い。従って、集積回路の接合分離部分を含めた寄生的な
トランジスタが動作しない。これは、モータコイルに大
電流を供給するパワー素子を集積回路化する上で、極め
て重要な事項である。これにより、３相のコイルへの電
流路を電子的に滑らかに切り換えるモータ回路を、１チ
ップのシリコン基板上に接合分離して集積回路化するこ
とを可能にした。
ドにおいて、集積回路の接合分離部分を含んだ寄生トラ
ンジスタの動作を防止している。集積回路の接合分離部
分は直流電源の負極端子側電位（アース電位）に接続さ
れる。集積回路に内蔵されたトランジスタの出力端子電
位がアース電位よりもダイオード順方向電圧分低くなる
と、寄生トランジスタが動作し、他のトランジスタ素子
から電流を抜き取る現象が生じる。そのため、集積回路
動作に支障をきたし、動作異常が生じてしまう。本実施
の形態では、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタだけ
を高周波スイッチング動作させ、コイルに電流を供給す
る構成にした。第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタの
電流流出端子側は直流電源の負極端子側に接続されてい
るので、第１のパワートランジスタの電流流入端子側電
位および電流流出端子側電位はアース電位以下にならな
い。従って、集積回路の接合分離部分を含めた寄生的な
トランジスタが動作しない。これは、モータコイルに大
電流を供給するパワー素子を集積回路化する上で、極め
て重要な事項である。これにより、３相のコイルへの電
流路を電子的に滑らかに切り換えるモータ回路を、１チ
ップのシリコン基板上に接合分離して集積回路化するこ
とを可能にした。
【００８４】なお、本実施の形態では、第１のパワー増
幅器１１，１２，１３と第２のパワー増幅器１５，１
６，１７と通電指令器２０と電流検出器２１とスイッチ
ング制御器２２と電路切換指令器２３と電路形成器２４
と通電停止器２５と電流供給器３０と切換作成器３４と
分配作成器３６（第１の分配器３７と第２の分配器３
８）と第１の電流増幅器４１，４２，４３と第２の電流
増幅器４５，４６，４７によって、３相の負荷（コイル
２，３，４）への駆動電流を供給する駆動回路を形成し
ている。
幅器１１，１２，１３と第２のパワー増幅器１５，１
６，１７と通電指令器２０と電流検出器２１とスイッチ
ング制御器２２と電路切換指令器２３と電路形成器２４
と通電停止器２５と電流供給器３０と切換作成器３４と
分配作成器３６（第１の分配器３７と第２の分配器３
８）と第１の電流増幅器４１，４２，４３と第２の電流
増幅器４５，４６，４７によって、３相の負荷（コイル
２，３，４）への駆動電流を供給する駆動回路を形成し
ている。
【００８５】また、前述の本実施の形態の切換作成器３
４は、磁電変換素子を使用した位置検出部１００を含ん
で構成した。しかし、そのような素子を用いることな
く、たとえば、コイル２，３，４に生じる逆起電圧を利
用して切換信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を作り出しても良い。
４は、磁電変換素子を使用した位置検出部１００を含ん
で構成した。しかし、そのような素子を用いることな
く、たとえば、コイル２，３，４に生じる逆起電圧を利
用して切換信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を作り出しても良い。
【００８６】（実施の形態２）図１０に本発明の実施の
形態２のモータを示す。図１０に全体構成を示す。本実
施の形態は、前述の実施の形態１において、電路形成器
５２４のフライホイールダイオード５８２の接続個所を
変更したものである。その他の構成において、前述の実
施の形態１と同様なものには同一の番号を付し、詳細な
説明を省略する。
形態２のモータを示す。図１０に全体構成を示す。本実
施の形態は、前述の実施の形態１において、電路形成器
５２４のフライホイールダイオード５８２の接続個所を
変更したものである。その他の構成において、前述の実
施の形態１と同様なものには同一の番号を付し、詳細な
説明を省略する。
【００８７】図１０の電路形成器５２４のフライホイー
ルダイオード５８２は、コイルの共通接続端子側と第１
のパワー増幅器の共通接続端子側の間に接続されてい
る。フライホイールダイオード５８２は、第２の通電モ
ードにおいて、電路形成トランジスタ８１のオン・オフ
動作に相補的にオフ・オン動作し、コイルの共通接続端
子への電流帰路を形成する。このような接続にしても、
電流検出器２１やスイッチング制御器２２による電路形
成器２４の電路形成トランジスタ８１のスイッチング制
御・通電電流制御を正確に行うことができる。また、フ
ライホイールダイオード５８２による電流帰路形成時
に、電流検出器２１での電力損失を無くしているので、
本実施例の電力効率はさらに良くなっている。
ルダイオード５８２は、コイルの共通接続端子側と第１
のパワー増幅器の共通接続端子側の間に接続されてい
る。フライホイールダイオード５８２は、第２の通電モ
ードにおいて、電路形成トランジスタ８１のオン・オフ
動作に相補的にオフ・オン動作し、コイルの共通接続端
子への電流帰路を形成する。このような接続にしても、
電流検出器２１やスイッチング制御器２２による電路形
成器２４の電路形成トランジスタ８１のスイッチング制
御・通電電流制御を正確に行うことができる。また、フ
ライホイールダイオード５８２による電流帰路形成時
に、電流検出器２１での電力損失を無くしているので、
本実施例の電力効率はさらに良くなっている。
【００８８】その他の構成及び動作は、前述の実施の形
態１と同様であり、詳細な説明を省略する。
態１と同様であり、詳細な説明を省略する。
【００８９】さらに、本実施の形態でも、前述の実施の
形態と同様な各種の利点を得ることができる。
形態と同様な各種の利点を得ることができる。
【００９０】なお、前述の各実施の形態の具体的な構成
については、各種の変形が可能である。たとえば、各相
のコイルは複数個のコイルを直列もしくは並列に接続し
て構成しても良い。また、コイルの相数は３相に限定さ
れない。
については、各種の変形が可能である。たとえば、各相
のコイルは複数個のコイルを直列もしくは並列に接続し
て構成しても良い。また、コイルの相数は３相に限定さ
れない。
【００９１】また、移動体は回転移動に限らず、直進移
動しても良い。移動体の磁極数は２極に限定されるもの
ではなく、多極にしても良く、また、磁性歯を用いても
良い。
動しても良い。移動体の磁極数は２極に限定されるもの
ではなく、多極にしても良く、また、磁性歯を用いても
良い。
【００９２】また、切換作成器の構成は、２個の位置検
出素子に限定されるものではなく、３個以上の位置検出
素子を使用しても良い。また、切換作成器は磁電変換素
子を使用した位置検出部を含んで構成したが、そのよう
な場合に限らず、たとえば、コイルに生じる逆起電圧を
利用して切換信号を作り出しても良い。
出素子に限定されるものではなく、３個以上の位置検出
素子を使用しても良い。また、切換作成器は磁電変換素
子を使用した位置検出部を含んで構成したが、そのよう
な場合に限らず、たとえば、コイルに生じる逆起電圧を
利用して切換信号を作り出しても良い。
【００９３】また、分配作成器の第１の分配器や第２の
分配器の構成は、前述の実施の形態に限定されるもので
はない。駆動電流の極性が変化する時に連続的に電流値
を変化させることが駆動電流の脈動を防ぐ意味で好まし
いが、たとえば、同一相の第１の分配電流信号と第２の
分配電流信号が同時に零になる期間があり、その相の駆
動電流を零にする時間が存在してもかまわない。
分配器の構成は、前述の実施の形態に限定されるもので
はない。駆動電流の極性が変化する時に連続的に電流値
を変化させることが駆動電流の脈動を防ぐ意味で好まし
いが、たとえば、同一相の第１の分配電流信号と第２の
分配電流信号が同時に零になる期間があり、その相の駆
動電流を零にする時間が存在してもかまわない。
【００９４】また、パワートランジスタに二重拡散型Ｍ
ＯＳ構造の電界効果型トランジスタを用いて、この電界
効果型トランジスタに逆接続される寄生ダイオードをパ
ワーダイオードとして使用し、構成を簡素にした。パワ
ーダイオードはパワートランジスタと一緒に集積回路内
に形成することが可能であるが、必要に応じて、集積回
路に外付けしても良く、本発明に含まれることは言うま
でもない。たとえば、パワートランジスタに並列にショ
ットキー型のパワーダイオードを逆接続してもよい。ま
た、第１のパワーダイオードや第２のパワーダイオード
やその他のダイオードは必要に応じて接続すれば良い。
さらに、フライホイールダイオードの部分にＮＭＯＳ型
同期整流トランジスタを使用し、同期整流トランジスタ
を電路形成トランジスタと相補的にオフ・オン動作させ
て電流帰路を形成しても良い。その他、電路形成トラン
ジスタと相補的にオフ・オン動作して電流帰路を形成す
る素子構成・手段で有れば、フライホイールダイオード
の代わりに利用可能である。
ＯＳ構造の電界効果型トランジスタを用いて、この電界
効果型トランジスタに逆接続される寄生ダイオードをパ
ワーダイオードとして使用し、構成を簡素にした。パワ
ーダイオードはパワートランジスタと一緒に集積回路内
に形成することが可能であるが、必要に応じて、集積回
路に外付けしても良く、本発明に含まれることは言うま
でもない。たとえば、パワートランジスタに並列にショ
ットキー型のパワーダイオードを逆接続してもよい。ま
た、第１のパワーダイオードや第２のパワーダイオード
やその他のダイオードは必要に応じて接続すれば良い。
さらに、フライホイールダイオードの部分にＮＭＯＳ型
同期整流トランジスタを使用し、同期整流トランジスタ
を電路形成トランジスタと相補的にオフ・オン動作させ
て電流帰路を形成しても良い。その他、電路形成トラン
ジスタと相補的にオフ・オン動作して電流帰路を形成す
る素子構成・手段で有れば、フライホイールダイオード
の代わりに利用可能である。
【００９５】また、電路形成器の電路形成トランジスタ
をコイルの共通接続端子と直流電源の一端に直接接続し
たが、本発明はそのような場合に限らず、たとえば、整
流用のインダクタンス素子やコンデンサ素子による整流
回路を介してコイルの共通接続端子側への電流路を形成
するようにしてもよい。
をコイルの共通接続端子と直流電源の一端に直接接続し
たが、本発明はそのような場合に限らず、たとえば、整
流用のインダクタンス素子やコンデンサ素子による整流
回路を介してコイルの共通接続端子側への電流路を形成
するようにしてもよい。
【００９６】また、第１のパワー増幅器の第１のパワー
部カレントミラー回路や第２のパワー増幅器の第２のパ
ワー部カレントミラー回路や第１の電流増幅器の第１の
増幅部カレントミラー回路や第２の電流増幅器の第２の
増幅部カレントミラー回路は、所定の電流増幅率での線
形な電流増幅動作をさせた方が、脈動の少ない駆動電流
をコイルに供給できるので好ましい。しかし、本発明は
そのような場合に限定されるものではない。たとえば、
抵抗を挿入されたカレントミラー回路で構成したり、複
数段のカレントミラー回路を縦続接続して複合カレント
ミラー回路を構成したり、大電流時に電流増幅率が大き
くなるような非線形な電流増幅をするカレントミラー回
路を使用するようにしても良い。また、リーク吸収用の
回路、通電制御端子側の容量に蓄えられていた電荷を放
電する回路、等を設けても良い。
部カレントミラー回路や第２のパワー増幅器の第２のパ
ワー部カレントミラー回路や第１の電流増幅器の第１の
増幅部カレントミラー回路や第２の電流増幅器の第２の
増幅部カレントミラー回路は、所定の電流増幅率での線
形な電流増幅動作をさせた方が、脈動の少ない駆動電流
をコイルに供給できるので好ましい。しかし、本発明は
そのような場合に限定されるものではない。たとえば、
抵抗を挿入されたカレントミラー回路で構成したり、複
数段のカレントミラー回路を縦続接続して複合カレント
ミラー回路を構成したり、大電流時に電流増幅率が大き
くなるような非線形な電流増幅をするカレントミラー回
路を使用するようにしても良い。また、リーク吸収用の
回路、通電制御端子側の容量に蓄えられていた電荷を放
電する回路、等を設けても良い。
【００９７】また、第１の制御パルス信号に連動して、
第１の電流増幅器や第２の電流増幅器の入力信号も一緒
にオン・オフさせても良い。さらに、第１の制御パルス
信号に連動して、スイッチング動作に関係する第１の供
給電流信号Ｃ１もしくは第２の供給電流信号Ｃ２の値を
変化させるようにしても良い。たとえば、パワー増幅器
がオフ状態からオン状態になる場合に、パワートランジ
スタのオン立ち上がりを高速化するために、関連する供
給電流信号を必要に応じた短時間大きくすることも可能
である。また、通電停止器は前述の実施の形態に示した
ものに、限定されない。
第１の電流増幅器や第２の電流増幅器の入力信号も一緒
にオン・オフさせても良い。さらに、第１の制御パルス
信号に連動して、スイッチング動作に関係する第１の供
給電流信号Ｃ１もしくは第２の供給電流信号Ｃ２の値を
変化させるようにしても良い。たとえば、パワー増幅器
がオフ状態からオン状態になる場合に、パワートランジ
スタのオン立ち上がりを高速化するために、関連する供
給電流信号を必要に応じた短時間大きくすることも可能
である。また、通電停止器は前述の実施の形態に示した
ものに、限定されない。
【００９８】また、電流を通電している第１のパワー増
幅器のオン・オフのスイッチング動作に連動して、対応
する同一相の第２のパワー増幅器を相補的にオフ・オン
のスイッチング動作させ、パワーダイオードによる電力
損失を低減することも可能であり、本発明に含まれるこ
とは言うまでもない。
幅器のオン・オフのスイッチング動作に連動して、対応
する同一相の第２のパワー増幅器を相補的にオフ・オン
のスイッチング動作させ、パワーダイオードによる電力
損失を低減することも可能であり、本発明に含まれるこ
とは言うまでもない。
【００９９】また、分配作成器や電流供給器や切換作成
器や第１の電流増幅器や第２の電流増幅器やスイッチン
グ制御器や通電指令器におけるトランジスタやダイオー
ドを、適時、ＦＥＴトランジスタ（電界効果トランジス
タ）を用いて構成するようにしても良い。
器や第１の電流増幅器や第２の電流増幅器やスイッチン
グ制御器や通電指令器におけるトランジスタやダイオー
ドを、適時、ＦＥＴトランジスタ（電界効果トランジス
タ）を用いて構成するようにしても良い。
【０１００】なお、集積回路化には、周知の半導体プロ
セスによる１チップ集積回路技術が使用可能であること
は、言うまでもない。たとえば、二重拡散ＭＯＳ型ＦＥ
ＴトランジスタやバイポーラトランジスタやＣＭＯＳト
ランジスタが使用できる１チップ集積回路技術、二重拡
散ＭＯＳ型ＦＥＴトランジスタやＣＭＯＳトランジスタ
が使用できる１チップ集積回路技術、ＣＭＯＳトランジ
スタによる１チップ集積回路技術などがある。いずれ
も、誘電分離技術による集積回路よりも高密度に集積回
路化できる。１チップ内の具体的なトランジスタ配置や
接合分離のための拡散層の形成配置は、個々の集積回路
設計によって異なるので、詳細な説明を省略する。
セスによる１チップ集積回路技術が使用可能であること
は、言うまでもない。たとえば、二重拡散ＭＯＳ型ＦＥ
ＴトランジスタやバイポーラトランジスタやＣＭＯＳト
ランジスタが使用できる１チップ集積回路技術、二重拡
散ＭＯＳ型ＦＥＴトランジスタやＣＭＯＳトランジスタ
が使用できる１チップ集積回路技術、ＣＭＯＳトランジ
スタによる１チップ集積回路技術などがある。いずれ
も、誘電分離技術による集積回路よりも高密度に集積回
路化できる。１チップ内の具体的なトランジスタ配置や
接合分離のための拡散層の形成配置は、個々の集積回路
設計によって異なるので、詳細な説明を省略する。
【０１０１】その他、本発明の主旨を変えずして種々の
変形が可能であり、本発明に含まれることはいうまでも
ない。
変形が可能であり、本発明に含まれることはいうまでも
ない。
【０１０２】
【発明の効果】本発明のモータでは、パワー増幅器のパ
ワートランジスタをスイッチング制御している。これに
より、パワー増幅器の電力損失・発熱が少なくなり、電
力効率の良いモータになる。また、滑らかに変化する分
配電流信号をパワー増幅器の通電制御端子に供給するこ
とにより、電流路の切り換えを簡単に滑らかに行わせる
ことができる。その結果、駆動電流の脈動が小さくな
り、発生力の脈動やモータ振動が大幅に小さくなる。ま
た、パワートランジスタなどのパワー素子の発熱が小さ
いので、１チップのシリコン基板上に低コストかつ高精
度に集積回路化できる。
ワートランジスタをスイッチング制御している。これに
より、パワー増幅器の電力損失・発熱が少なくなり、電
力効率の良いモータになる。また、滑らかに変化する分
配電流信号をパワー増幅器の通電制御端子に供給するこ
とにより、電流路の切り換えを簡単に滑らかに行わせる
ことができる。その結果、駆動電流の脈動が小さくな
り、発生力の脈動やモータ振動が大幅に小さくなる。ま
た、パワートランジスタなどのパワー素子の発熱が小さ
いので、１チップのシリコン基板上に低コストかつ高精
度に集積回路化できる。
【図１】本発明の実施の形態１における全体構成を示す
図
図
【図２】実施の形態１における切換作成器３４の回路図
【図３】実施の形態１における電流供給器３０の回路図
【図４】実施の形態１における分配作成器３６（第１の
分配器３７と第２の分配器３８）の回路図
分配器３７と第２の分配器３８）の回路図
【図５】実施の形態１における第１の電流増幅器４１，
４２，４３の回路図
４２，４３の回路図
【図６】実施の形態１における第２の電流増幅器４５，
４６，４７の回路図
４６，４７の回路図
【図７】実施の形態１における電流検出器２１とスイッ
チング制御器２２の回路図
チング制御器２２の回路図
【図８】実施の形態１における集積回路の一部を示す図
【図９】実施の形態１における切換電流信号Ｄ１，Ｄ
２，Ｄ３と第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３と第２
の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３の波形図
２，Ｄ３と第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３と第２
の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３の波形図
【図１０】本発明の実施の形態２における全体構成を示
す図
す図
【図１１】従来のモータの構成を示す図
１ 移動体 ２，３，４ コイル １１，１２，１３ 第１のパワー増幅器 １５，１６，１７ 第２のパワー増幅器 ２０ 通電指令器 ２１ 電流検出器 ２２ スイッチング制御器 ２３ 電路切換指令器 ２４，５２４ 電路形成器 ２５ 通電停止器 ３０ 電流供給器 ３４ 切換作成器 ３６ 分配作成器 ３７ 第１の分配器 ３８ 第２の分配器 ４１，４２，４３ 第１の電流増幅器 ４５，４６，４７ 第２の電流増幅器 ５０ 直流電源
Claims (14)
- 【請求項１】固定体上に配設され、移動体に対して複数
相の磁束を発生する複数相のコイルと、電力供給源とな
る直流電源手段と、前記直流電源手段の負極端子側に接
続された第１のパワートランジスタをそれぞれ含み、前
記コイルと前記直流電源手段の負極端子側の電流路を形
成するＱ個（Ｑは３以上の整数）の第１のパワー増幅手
段と、前記直流電源手段の正極端子側に接続された第２
のパワートランジスタをそれぞれ含み、前記コイルと前
記直流電源手段の正極端子側の電流路を形成するＱ個の
第２のパワー増幅手段と、電路形成トランジスタを含
み、前記コイルの共通接続端子と前記直流電源手段の一
端の間の電流路を形成する電路形成手段と、前記第１の
パワートランジスタと前記第２のパワートランジスタの
少なくとも一方、もしくは、前記電路形成トランジスタ
を適時スイッチング動作させるスイッチング制御手段
と、前記電路形成トランジスタをオフにし、前記第１の
パワートランジスタと前記第２のパワートランジスタの
少なくとも一方をスイッチング動作させ、前記第１のパ
ワートランジスタと前記第２のパワートランジスタによ
って前記コイルへの電流路を形成する第１の通電モー
ド、および、前記電路形成トランジスタをスイッチング
動作させ、前記第１のパワートランジスタと前記第２の
パワートランジスタの少なくとも一方と前記電路形成ト
ランジスタによって前記コイルへの電流路を形成する第
２の通電モードを、適時切り換える電路切換手段を具備
するモータ。 - 【請求項２】固定体上に配設され、移動体に対して複数
相の磁束を発生する複数相のコイルと、電力供給源とな
る直流電源手段と、前記直流電源手段の負極端子側に接
続された第１のパワートランジスタをそれぞれ含み、前
記コイルと前記直流電源手段の負極端子側の電流路を形
成するＱ個（Ｑは３以上の整数）の第１のパワー増幅手
段と、前記直流電源手段の正極端子側に接続された第２
のパワートランジスタをそれぞれ含み、前記コイルと前
記直流電源手段の正極端子側の電流路を形成するＱ個の
第２のパワー増幅手段と、電路形成トランジスタを含
み、前記コイルの共通接続端子と前記直流電源手段の正
極端子側の間の電流路を形成する電路形成手段と、前記
第１のパワートランジスタ、もしくは、前記電路形成ト
ランジスタを適時スイッチング動作させるスイッチング
制御手段と、前記電路形成トランジスタをオフにし、前
記第１のパワートランジスタをスイッチング動作させ、
前記第１のパワートランジスタと前記第２のパワートラ
ンジスタによって前記コイルへの電流路を形成する第１
の通電モード、および、前記電路形成トランジスタをス
イッチング動作させ、前記第１のパワートランジスタと
前記電路形成トランジスタによって前記コイルへの電流
路を形成する第２の通電モードを、適時切り換える電路
切換手段を具備するモータ。 - 【請求項３】スイッチング制御手段は、直流電源手段の
供給する通電電流に応動した出力信号と通電指令信号を
比較し、第１の通電モードでは、比較結果に応動して前
記第１のパワートランジスタと前記第２のパワートラン
ジスタの少なくとも一方をスイッチング動作させ、第２
の通電モードでは、比較結果に応動して前記電路形成ト
ランジスタをスイッチング動作させた請求項１または請
求項２のいずれかに記載のモータ。 - 【請求項４】さらに、第２の通電モードにおいて、前記
前記第１のパワートランジスタもしくは前記第２のパワ
ートランジスタの一方の電流路形成動作を停止させる通
電停止手段を有する請求項１から請求項３のいずれかに
記載のモータ。 - 【請求項５】第１のパワー増幅手段は第１の電界効果型
パワートランジスタを用いた第１の電界効果型パワー部
カレントミラー回路を有し、第２のパワー増幅手段は第
２の電界効果型パワートランジスタを用いた第２の電界
効果型パワー部カレントミラー回路を有する請求項１か
ら請求項４のいずれかに記載のモータ。 - 【請求項６】第１のパワートランジスタをＮチャンネル
電界効果型トランジスタにし、第２のパワートランジス
タをＰチャンネル電界効果型トランジスタにし、電路形
成トランジスタをＰチャンネル電界効果型トランジスタ
にした請求項１から請求項５のいずれかに記載のモー
タ。 - 【請求項７】第１のパワー増幅手段の第１のパワートラ
ンジスタおよび第２のパワー増幅手段の第２のパワート
ランジスタおよび電路形成手段の電路形成トランジスタ
を所要のトランジスタやダイオードや抵抗と一緒に同一
チップ上に形成した集積回路手段を有する請求項１から
請求項６のいずれかに記載のモータ。 - 【請求項８】固定体上に配設され、移動体に対して複数
相の磁束を発生する複数相のコイルと、電力供給源とな
る直流電源手段と、前記直流電源手段の負極端子側に接
続された第１のパワートランジスタをそれぞれ含み、前
記コイルと前記直流電源手段の負極端子側の電流路を形
成するＱ個（Ｑは３以上の整数）の第１のパワー増幅手
段と、前記直流電源手段の正極端子側に接続された第２
のパワートランジスタをそれぞれ含み、前記コイルと前
記直流電源手段の正極端子側の電流路を形成するＱ個の
第２のパワー増幅手段と、電路形成トランジスタを含
み、前記コイルの共通接続端子と前記直流電源手段の一
端の間の電流路を形成する電路形成手段と、複数相の切
換信号を出力する切換作成手段と、前記切換作成手段の
出力信号に応動して前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段へ
の分配電流を分配制御する第１の分配制御手段と、前記
切換作成手段の出力信号に応動して前記Ｑ個の第２のパ
ワー増幅手段への分配電流を分配制御する第２の分配制
御手段と、前記直流電源手段の供給する通電電流に応動
した出力信号を得る電流検出手段と、通電指令信号と前
記電流検出手段の出力信号を比較し、比較結果に応動し
て前記第１のパワートランジスタと前記第２のパワート
ランジスタの少なくとも一方、もしくは、前記電路形成
トランジスタを適時スイッチング動作させるスイッチン
グ制御手段と、前記電路形成トランジスタをオフにし、
前記第１のパワートランジスタと前記第２のパワートラ
ンジスタの少なくとも一方をスイッチング動作させ、前
記第１のパワートランジスタと前記第２のパワートラン
ジスタによって前記コイルへの電流路を形成する第１の
通電モード、および、前記電路形成トランジスタをスイ
ッチング動作させ、前記第１のパワートランジスタと前
記第２のパワートランジスタの少なくとも一方と前記電
路形成トランジスタによって前記コイルへの電流路を形
成する第２の通電モードを、適時切り換える電路切換手
段を具備するモータ。 - 【請求項９】固定体上に配設され、移動体に対して複数
相の磁束を発生する複数相のコイルと、電力供給源とな
る直流電源手段と、前記直流電源手段の負極端子側に接
続された第１のパワートランジスタをそれぞれ含み、前
記コイルと前記直流電源手段の負極端子側の電流路を形
成するＱ個（Ｑは３以上の整数）の第１のパワー増幅手
段と、前記直流電源手段の正極端子側に接続された第２
のパワートランジスタをそれぞれ含み、前記コイルと前
記直流電源手段の正極端子側の電流路を形成するＱ個の
第２のパワー増幅手段と、複数相の切換信号を出力する
切換作成手段と、前記切換作成手段の出力信号に応動し
て前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段への分配電流を分配
制御する第１の分配制御手段と、前記切換作成手段の出
力信号に応動して前記Ｑ個の第２のパワー増幅手段への
分配電流を分配制御する第２の分配制御手段と、電路形
成トランジスタを含み、前記コイルの共通接続端子と前
記直流電源手段の正極端子側の間の電流路を形成する電
路形成手段と、複数相の切換信号を出力する切換作成手
段と、前記切換作成手段の出力信号に応動して前記Ｑ個
の第１のパワー増幅手段への分配電流を分配制御する第
１の分配制御手段と、前記切換作成手段の出力信号に応
動して前記Ｑ個の第２のパワー増幅手段への分配電流を
分配制御する第２の分配制御手段と、前記直流電源手段
の供給する通電電流に応動した出力信号を得る電流検出
手段と、通電指令信号と前記電流検出手段の出力信号を
比較し、比較結果に応動して前記第１のパワートランジ
スタ、もしくは、前記電路形成トランジスタを適時スイ
ッチング動作させるスイッチング制御手段と、前記電路
形成トランジスタをオフにし、前記第１のパワートラン
ジスタをスイッチング動作させ、前記第１のパワートラ
ンジスタと前記第２のパワートランジスタによって前記
コイルへの電流路を形成する第１の通電モード、およ
び、前記電路形成トランジスタをスイッチング動作さ
せ、前記第１のパワートランジスタと前記電路形成トラ
ンジスタによって前記コイルへの電流路を形成する第２
の通電モードを、適時切り換える電路切換手段を具備す
るモータ。 - 【請求項１０】第１の分配制御手段は、通電指令信号に
応動して変化する第１の供給電流信号を出力する電流供
給手段と、切換作成手段の出力信号に応動して前記第１
の供給電流信号を１相分もしくは２相分に分配し、Ｑ相
の第１の分配電流信号を出力する第１の分配手段と、前
記第１の分配電流信号を所定の電流増幅してＱ相の第１
の増幅電流信号を得て、Ｑ個の第１のパワー増幅手段の
各通電制御端子側に各増幅電流信号を供給するＱ個の第
１の電流増幅手段を含んで構成された請求項８または請
求項９のいずれかに記載のモータ。 - 【請求項１１】第２の分配制御手段は、通電指令信号に
応動して変化する第２の供給電流信号を出力する電流供
給手段と、前記切換作成手段の出力信号に応動して前記
第２の供給電流信号を１相分もしくは２相分に分配し、
Ｑ相の第２の分配電流信号を出力する第２の分配手段
と、前記第２の分配電流信号を所定の電流増幅してＱ相
の第２の増幅電流信号を得て、Ｑ個の第２のパワー増幅
手段の各通電制御端子側に各増幅電流信号を供給するＱ
個の第２の電流増幅手段を含んで構成された請求項８か
ら請求項１０のいずれかに記載のモータ。 - 【請求項１２】固定体上に配設され、移動体に対して複
数相の磁束を発生する複数相のコイルと、電力供給源と
なる直流電源手段と、前記直流電源手段の一端側に接続
された電界効果型パワートランジスタを用いた電界効果
型パワー部カレントミラー回路をそれぞれ含み、前記コ
イルと前記直流電源手段の一端側の電流路を形成するＱ
個（Ｑは３以上の整数）のパワー増幅手段と、電界効果
型トランジスタによる電路形成トランジスタを含み、前
記コイルの共通接続端子と前記直流電源手段の他端側の
間の電流路を形成する電路形成手段と、前記電路形成ト
ランジスタをスイッチング動作させるスイッチング制御
手段を具備するモータ。 - 【請求項１３】固定体上に配設され、移動体に対して複
数相の磁束を発生する複数相のコイルと、電力供給源と
なる直流電源手段と、前記直流電源手段の一端側に接続
されたパワートランジスタをそれぞれ含み、前記コイル
と前記直流電源手段の一端側の電流路を形成するＱ個
（Ｑは３以上の整数）のパワー増幅手段と、電路形成ト
ランジスタを含み、前記コイルの共通接続端子と前記直
流電源手段の他端側の間の電流路を形成する電路形成手
段と、前記直流電源手段の供給する通電電流に応動した
出力信号と通電指令信号を比較し、比較結果に応動して
前記電路形成トランジスタをスイッチング動作させるス
イッチング制御手段を具備するモータ。 - 【請求項１４】さらに、複数相の切換信号を出力する切
換作成手段と、前記切換作成手段の出力信号に応動して
前記Ｑ個のパワー増幅手段への分配電流を分配制御する
分配制御手段を有し、分配制御手段は、通電指令信号に
応動して変化する供給電流信号を出力する電流供給手段
と、切換作成手段の出力信号に応動して前記供給電流信
号を１相分もしくは２相分に分配し、Ｑ相の分配電流信
号を出力する分配手段と、前記分配電流信号を所定の電
流増幅してＱ相の増幅電流信号を得て、Ｑ個のパワー増
幅手段の各通電制御端子側に各増幅電流信号を供給する
Ｑ個の電流増幅手段を含んで構成された請求項１２また
は請求項１３のいずれかに記載のモータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9325730A JPH11164583A (ja) | 1997-11-27 | 1997-11-27 | モータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9325730A JPH11164583A (ja) | 1997-11-27 | 1997-11-27 | モータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11164583A true JPH11164583A (ja) | 1999-06-18 |
Family
ID=18180043
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9325730A Pending JPH11164583A (ja) | 1997-11-27 | 1997-11-27 | モータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11164583A (ja) |
-
1997
- 1997-11-27 JP JP9325730A patent/JPH11164583A/ja active Pending
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