JPH10229689A

JPH10229689A - モータ

Info

Publication number: JPH10229689A
Application number: JP9031595A
Authority: JP
Inventors: Makoto Goto; 誠後藤
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1997-02-17
Filing date: 1997-02-17
Publication date: 1998-08-25

Abstract

(57)【要約】【課題】滑らかに変化する両方向の駆動電流をコイル
に供給する、集積回路化に適した構成のモータを提供す
る。【解決手段】複数相のコイルと、ＮＭＯＳ型スイッチ
ングトランジスタのＰＷＭ動作により正極出力端子側の
電位を可変出力する電圧変換器５２と、第１，２のパワ
ー増幅器１１〜１３，１５〜１７と、第１の制御電流信
号と第２の制御電流信号を作り出す制御作成器３０と、
複数相の切換信号を出力する切換作成器３４と、滑らか
に変化する第１，２の分配電流信号を出力する第１，２
の分配器３７，３８と、第１，２の分配電流信号を電流
増幅して第１，２のパワー増幅器に供給する第１，２の
電流増幅器４１〜４３，４５〜４７と、第１または２の
ＮＭＯＳ型パワートランジスタの動作電圧に応動してＮ
ＭＯＳ型スイッチングトランジスタのＰＷＭ動作を制御
する動作制御器５１を含んで構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、複数相のコイル負
荷に供給する両方向の電流を複数個のトランジスタによ
り電子的に滑らかに切り換えて供給するモータに関する
ものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、ＯＡ機器やＡＶ機器の駆動用モー
タとして、複数個のトランジスタにより電子的に電流路
を切り換えるモータが広く使用されている。米国特許
４，４９４，０５３号明細書には、このようなモータの
例として、ＰＮＰ型パワートランジスタとＮＰＮ型パワ
ートランジスタを用いてコイルへの電流路を切り換える
モータが記載されている。

【０００３】図１２に従来のモータを示し、その動作に
ついて簡単に説明する。ロータ２０１１は永久磁石によ
る界磁部を有し、ロータ２０１１の回転に応動して、位
置検出器２０４１は２組の３相の電圧信号Ｋ１，Ｋ２，
Ｋ３とＫ４，Ｋ５，Ｋ６を発生する。第１の分配器２０
４２は電圧信号Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３に応動した３相の下側
通電制御信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３を作りだし、下側のＮＰ
Ｎ型パワートランジスタ２０２１，２０２２，２０２３
のベースに供給し、ＮＰＮ型パワートランジスタ２０２
１，２０２２，２０２３の通電を制御する。第２の分配
器２０４３は電圧信号Ｋ４，Ｋ５，Ｋ６に応動した３相
の上側通電制御信号Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３を作りだし、上側
のＰＮＰ型パワートランジスタ２０２５，２０２６，２
０２７のベースに供給し、ＰＮＰ型パワートランジスタ
２０２５，２０２６，２０２７の通電を制御する。これ
により、３相のコイル２０１２，２０１３，２０１４へ
の電流路を開閉制御する。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
従来の構成では、コストが高く、コストダウンが大きな
問題になっていた。コストダウンのためには、モータの
トランジスタや抵抗類を１チップの集積回路（ＩＣ）に
まとめることが有効であるが、ＰＮＰ型パワートランジ
スタを形成するためには大きなチップ面積が必要にな
り、コスト増加を招く大きな要因になっていた。また、
集積回路化した場合の寄生容量の影響が大きく、ＰＮＰ
型パワートランジスタを高速動作させることが難しかっ
た。さらに、ＰＮＰ型パワートランジスタを集積回路化
するためには、製造プロセスにおけるマスク枚数が多く
なり、製造コストがさらに高くなる。

【０００５】また、従来の構成では、パワートランジス
タの発熱が大きく、集積回路化が難しかった。ＮＰＮ型
パワートランジスタ２０２１，２０２２，２０２３およ
びＰＮＰ型パワートランジスタ２０２５，２０２６，２
０２７は、そのエミッタ−コレクタ間の電圧をアナログ
的に制御し、コイル２０１２，２０１３，２０１４に必
要な振幅の駆動電圧を供給している。そのため、各パワ
ートランジスタの残留電圧が大きく、残留電圧とコイル
への駆動電流の積によって大きな電力損失・発熱が生じ
ていた。特に、モータコイルへの駆動電流が大きいの
で、発熱も著しく大きくなっていた。そのため、これら
のパワートランジスタを１チップの集積回路上に形成し
た場合には、パワートランジスタの発熱による熱破壊を
生じ、実用化できなかった。発熱対策のために放熱板を
使用することも考えられるが、それでも十分な放熱性能
が得られないため、これらのパワートランジスタを集積
回路化して使用することは、極めて難しかった。また、
放熱板を設けることは、コスト増加の要因になる。

【０００６】さらに、従来の構成では、通電状態となる
ＮＰＮ型パワートランジスタおよびＰＮＰ型パワートラ
ンジスタを急峻に切り換えることにより、コイル２０１
２，２０１３，２０１４への電流路を切り換えていた。
そのため、電流路の変化時点においてコイルインダクタ
ンスによるスパイク電圧が生じ、駆動電流の脈動の原因
になっていた。これにより、発生駆動力が脈動し、ロー
タ２０１１は円滑に回転することができなかった。

【０００７】本発明の目的は、上記の問題点を解決し、
コイルへの両方向の駆動電流をアナログ的に滑らかに切
り換えて制御する、集積回路化に適した構成のモータを
提供することにある。

【０００８】

【課題を解決するための手段】本発明のモータでは、固
定体上に配設され、移動体に対して複数相の交番磁束を
発生する複数相のコイルと、直流電源の供給する直流電
圧を電力供給源として、高周波スイッチング動作を行う
ＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタの電流流入端子側
を前記直流電源の正極端子側に接続し、前記ＮＭＯＳ型
スイッチングトランジスタの電流流出端子側と前記直流
電源の負極端子側の間にフライホイールダイオードを接
続し、前記ＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタの電流
流出端子側と正極出力端子側の間に整流用インダクタを
含むフィルタ回路を接続し、前記直流電源の負極端子側
を負極出力端子側とし、前記正極出力端子側の電位を可
変することにより前記直流電源の直流電圧値よりも低い
直流電圧値を前記正極出力端子側と前記負極出力端子側
の間に作り出す電圧変換手段と、前記電圧変換手段の負
極出力端子側に各電流流出端子側を接続され、各電流流
入端子側を前記コイルの各電力供給端子に接続された第
１のＮＭＯＳ型パワートランジスタをそれぞれ含み、通
電制御端子側への入力電流を増幅して出力するＱ個（Ｑ
は２以上の整数）の第１のパワー増幅手段と、前記電圧
変換手段の正極出力端子側に各電流流入端子側を接続さ
れ、各電流流出端子側を前記コイルの各電力供給端子に
接続された第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタをそれ
ぞれ含み、通電制御端子側への入力電流を増幅して出力
するＱ個の第２のパワー増幅手段と、指令信号に応動し
た電流を前記コイルに供給するために、第１の制御電流
信号と第２の制御電流信号を作り出す制御作成手段と、
複数相の切換信号を出力する切換作成手段と、前記切換
作成手段の出力信号に応動して前記第１の制御電流信号
を分配し、滑らかに変化するＱ相の第１の分配電流信号
を出力する第１の分配手段と、前記第１の分配電流信号
を所定の電流増幅してＱ相の第１の増幅電流信号を得
て、前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段の各通電制御端子
側に各第１の増幅電流信号を供給するＱ個の第１の電流
増幅手段と、前記切換作成手段の出力信号に応動して前
記第２の制御電流信号を分配し、滑らかに変化するＱ相
の第２の分配電流信号を出力する第２の分配手段と、前
記第２の分配電流信号を所定の電流増幅してＱ相の第２
の増幅電流信号を得て、前記Ｑ個の第２のパワー増幅手
段の各通電制御端子側に各第２の増幅電流信号を供給す
るＱ個の第２の電流増幅手段と、前記第１のＮＭＯＳ型
パワートランジスタもしくは前記第２のＮＭＯＳ型パワ
ートランジスタの動作電圧に応動して前記ＮＭＯＳ型ス
イッチングトランジスタのスイッチング動作を制御し、
前記電圧変換手段の正極出力端子側の電位を可変制御す
る動作制御手段を具備して構成している。

【０００９】このように構成することにより、ＮＭＯＳ
型スイッチングトランジスタやＮＭＯＳ型パワートラン
ジスタのように集積回路化に適した製造コストの安いパ
ワー素子を使用して構成し、１チップのシリコン基板上
に低コストに集積化することを可能にした。また、第１
のパワー増幅器のＮＭＯＳ型パワートランジスタの電力
損失が小さく、第２のパワー増幅器のＮＭＯＳ型パワー
トランジスタの電力損失が小さく、さらに、電圧変換に
伴うＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタの電力損失が
小さい。従って、これらのパワー素子を集積回路化して
も、その発熱が著しく小さく、集積回路の熱破壊は生じ
ない。

【００１０】さらに、第１のパワー増幅器の第１のＮＭ
ＯＳ型パワートランジスタと第２のパワー増幅器の第２
のＮＭＯＳ型パワートランジスタにより、滑らかに変化
する両方向の駆動電流を各電力供給端子からコイルに供
給しているので、駆動電流の脈動は生じない。これによ
り、脈動の少ない駆動力を発生する高性能なモータを実
現できる。

【００１１】また、本発明の簡素化した構成のモータで
は、固定体上に配設され、移動体に対して複数相の交番
磁束を発生する複数相のコイルと、直流電圧を供給する
電圧供給手段と、前記電圧供給手段の負極出力端子側に
各電流流出端子側を接続され、各電流流入端子側を前記
コイルの各電力供給端子に接続された第１のＮＭＯＳ型
パワートランジスタを含んだＮＭＯＳ型トランジスタに
よるカレントミラー回路をそれぞれ有し、前記カレント
ミラー回路の通電制御端子側への入力電流を増幅して出
力するＱ個（Ｑは２以上の整数）の第１のパワー増幅手
段と、前記電圧供給手段の正極出力端子側に各電流流入
端子側を接続され、各電流流出端子側を前記コイルの各
電力供給端子に接続された第２のＮＭＯＳ型パワートラ
ンジスタを含んだＮＭＯＳ型トランジスタによるカレン
トミラー回路をそれぞれ有し、前記カレントミラー回路
の通電制御端子側への入力電流を増幅して出力するＱ個
の第２のパワー増幅手段と、指令信号に応動した電流を
前記コイルに供給するために、第１の制御電流信号と第
２の制御電流信号を作り出す制御作成手段と、複数相の
切換信号を出力する切換作成手段と、前記切換作成手段
の出力信号に応動して前記第１の制御電流信号を分配
し、滑らかに変化するＱ相の第１の分配電流信号を出力
する第１の分配手段と、前記第１の分配電流信号を所定
の電流増幅してＱ相の第１の増幅電流信号を得て、前記
Ｑ個の第１のパワー増幅手段の各カレントミラー回路の
通電制御端子側に各第１の増幅電流信号を供給するＱ個
の第１の電流増幅手段と、前記切換作成手段の出力信号
に応動して前記第２の制御電流信号を分配し、滑らかに
変化するＱ相の第２の分配電流信号を出力する第２の分
配手段と、前記第２の分配電流信号を所定の電流増幅し
てＱ相の第２の増幅電流信号を得て、前記Ｑ個の第２の
パワー増幅手段の各カレントミラー回路の通電制御端子
側に各第２の増幅電流信号を供給するＱ個の第２の電流
増幅手段を具備し、前記コイルに両方向の駆動電流を供
給するようにしている。

【００１２】このように構成することにより、ＮＭＯＳ
型パワートランジスタを用いたカレントミラー回路のよ
うに集積回路化に適した製造コストの安いパワー素子を
使用して構成し、１チップのシリコン基板上に低コスト
に集積化することを可能にした。特に、二重拡散Ｎチャ
ンネルＭＯＳ型ＦＥＴトランジスタを使用することが可
能になり、チップ面積は大幅に小さくなる。

【００１３】さらに、第１のＮＭＯＳ型パワートランジ
スタを含んだカレントミラー回路を有する第１のパワー
増幅器と第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタを含んだ
カレントミラー回路を有する第２のパワー増幅器によ
り、滑らかに変化する両方向の駆動電流を各電力供給端
子からコイルに高精度に供給しているので、駆動電流の
脈動は生じない。これにより、脈動の少ない駆動力を発
生する高性能なモータを実現できる。

【００１４】これらおよびその他の構成や動作について
は、実施の形態の説明において詳細に説明する。

【００１５】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、図面を参照しながら説明する。

【００１６】（実施の形態１）図１から図７に本発明の
実施の形態１のモータを示す。図１に全体構成を示す。
移動体１は、たとえば、永久磁石の発生磁束により複数
極の界磁磁束を発生する界磁部を取り付けられたロータ
である。３相コイル２，３，４は、固定体であるステー
タに配設され、移動体１との相対関係に関して、電気的
に所定角度（電気的に１２０度相当）ずらされて配置さ
れている。３相コイル２，３，４は３相の駆動電流Ｉ
１，Ｉ２，Ｉ３により３相の交番磁束を発生し、移動体
１との相互作用によって駆動力を発生し、移動体１に駆
動力を与える。

【００１７】電圧変換器５２は、２００ｋＨｚ程度の高
周波スイッチング動作を行うＮＭＯＳ型スイッチングト
ランジスタ６１（ＮチャンネルＭＯＳ構造のＦＥＴトラ
ンジスタ）を有している。ＮＭＯＳ型スイッチングトラ
ンジスタ６１の電流流入端子側は直流電源５０の正極端
子側（＋）に接続され、ＮＭＯＳ型スイッチングトラン
ジスタ６１の電流流出端子側と直流電源５０の負極端子
側（−）の間にフライホイールダイオード６２が接続さ
れ、ＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ６１の電流流
出端子側と電圧変換器５２の正極出力端子側（Ｐ）の間
に整流用インダクタ６３と整流用コンデンサ６４からな
るフィルタ回路が接続されている。整流用コンデンサ６
４は電圧変換器５２の正極出力端子側と直流電源５０の
負極端子側の間に接続されている。直流電源５０の負極
端子側を電圧変換器５２の負極出力端子側（Ｍ）とな
し、ＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ６１を高周波
ＰＷＭ動作（パルス幅変調動作）することにより、正極
出力端子側の電位Ｖｍを可変制御する。これにより、直
流電源５０から供給される直流電圧Ｖｃｃを電力供給源
として、直流電圧Ｖｃｃよりも低い直流電圧値Ｖｍを作
り出している。ここで、直流電源５０の負極端子をアー
ス電位（０Ｖ）としている。

【００１８】電圧変換器５２の負極出力端子側には、３
個の第１のパワー増幅器１１，１２，１３の電流流出端
子側が共通接続されている。第１のパワー増幅器１１は
第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ８１とＮＭＯＳ型
トランジスタ９１によるカレントミラー回路によって構
成され、カレントミラー回路の通電制御端子側に入力さ
れた第１の電流増幅器４１の出力電流Ｆ１を所定の増幅
して出力する。ここでは、ＮＭＯＳ型パワートランジス
タ８１のセルサイズをＮＭＯＳ型トランジスタ９１のセ
ルサイズの１００倍にして、およそ１０１倍の電流増幅
率を得ている。同様に、第１のパワー増幅器１２は第１
のＮＭＯＳ型パワートランジスタ８２とＮＭＯＳ型トラ
ンジスタ９２によるカレントミラー回路によって構成さ
れ、カレントミラー回路の通電制御端子側に入力された
第１の電流増幅器４２の出力電流Ｆ２を所定の増幅して
出力する（１０１倍の電流増幅率）。同様に、第１のパ
ワー増幅器１３は第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ
８３とＮＭＯＳ型トランジスタ９３によるカレントミラ
ー回路によって構成され、カレントミラー回路の通電制
御端子側に入力された第１の電流増幅器４３の出力電流
Ｆ３を所定の増幅して出力する（１０１倍の電流増幅
率）。

【００１９】第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ８
１，８２，８３の各電流流出端子側は電圧変換器５２の
負極出力端子側に共通接続され、各電流流入端子側をコ
イル２，３，４の各電力供給端子に接続されている。こ
れにより、第１のパワー増幅器１１，１２，１３はそれ
ぞれ各通電制御端子側への入力電流を増幅した電流をコ
イル２，３，４の各電力供給端子に出力し、それぞれコ
イル２，３，４への駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の負極側
電流を供給している。

【００２０】電圧変換器５２の正極出力端子側には、電
流検出用の抵抗３１を介して、３個の第２のパワー増幅
器１５，１６，１７の電流流入端子側が共通接続されて
いる。第２のパワー増幅器１５は第２のＮＭＯＳ型パワ
ートランジスタ８５とＮＭＯＳ型トランジスタ９５によ
るカレントミラー回路によって構成され、カレントミラ
ー回路の通電制御端子側に入力された第２の電流増幅器
４５の出力電流Ｈ１を所定の増幅して出力する。ここで
は、ＮＭＯＳ型パワートランジスタ８５のセルサイズを
ＮＭＯＳ型トランジスタ９５のセルサイズの１００倍に
して、およそ１０１倍の電流増幅率を得ている。同様
に、第２のパワー増幅器１６は第２のＮＭＯＳ型パワー
トランジスタ８６とＮＭＯＳ型トランジスタ９６による
第２のカレントミラー回路によって構成され、カレント
ミラー回路の通電制御端子側に入力された第２の電流増
幅器４６の出力電流Ｈ２を所定の増幅して出力する（１
０１倍の電流増幅率）。同様に、第２のパワー増幅器１
７は第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ８７とＮＭＯ
Ｓ型トランジスタ９７によるカレントミラー回路によっ
て構成され、カレントミラー回路の通電制御端子側に入
力された第２の電流増幅器４７の出力電流Ｈ３を所定の
増幅して出力する（１０１倍の電流増幅率）。

【００２１】第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ８
５，８６，８７の各電流流入端子側は抵抗３１を介して
電圧変換器５２の正極出力端子側に共通接続され、各電
流流出端子側をコイル２，３，４の各電力供給端子に接
続されている。これにより、第２のパワー増幅器１５，
１６，１７はそれぞれ各通電制御端子側への入力電流を
増幅した電流をコイル２，３，４の各電力供給端子に出
力し、それぞれコイル２，３，４への駆動電流Ｉ１，Ｉ
２，Ｉ３の正極側電流を供給している。

【００２２】制御作成器３０は、電流検出用の抵抗３１
とレベル変換回路３２からなる電流検出部および比較増
幅部３３によって構成されている。駆動電流Ｉ１，Ｉ
２，Ｉ３の正極側電流の合成値に相当するコイルへの合
成供給電流Ｉｖは、電流検出用の抵抗３１の電圧降下と
して検出され、レベル変換回路３２は合成供給電流Ｉｖ
に応動した電流検出信号Ｂｖを出力する。比較増幅部３
３は、指令信号Ａｃと電流検出信号Ｂｖを比較し、両者
の差に応動した第１の制御電流信号Ｃ１と第２の制御電
流信号Ｃ２を出力する。

【００２３】図３に制御作成器３０の具体的な構成を示
す。レベル変換回路３２は、電圧電流変換回路１５１と
抵抗１５２を含んで構成されている。電圧電流変換回路
１５１は合成供給電流Ｉｖによる電流検出用の抵抗３１
の電圧降下に比例した電流を出力し、その出力電流は抵
抗１５２に流れ、直流電源５０の負極端子側（−）を基
準とする電流検出信号Ｂｖを出力する。

【００２４】比較増幅部３３の差動増幅回路１６１は、
指令信号Ａｃと電流検出信号Ｂｖの差電圧を増幅し、出
力電圧Ｃｇを得る。トランジスタ１７１，１７２と抵抗
１７３，１７４は、出力電圧Ｃｇに比例した２つの電流
信号を作りだす。トランジスタ１７１のコレクタ電流
は、トランジスタ１８１，１８２のカレントミラー回路
を介して第１の制御電流信号Ｃ１として出力される。一
方、トランジスタ１７２のコレクタ電流は第２の制御電
流信号Ｃ２として出力される。ここで、トランジスタ１
７１，１７２と抵抗１７３，１７４を所定の設計値にす
ることにより、第１の制御電流信号Ｃ１に対して第２の
制御電流信号Ｃ２を多くなるようにしている（ここで
は、Ｃ２をＣ１の２倍の値にしている）。なお、コンデ
ンサ１６２は差動増幅回路１６１に設けられたローパス
フィルタである。

【００２５】図１の切換作成器３４は、３相コイルに３
相電流を流すために、滑らかに変化する３相の切換電流
信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を出力する。図２に切換作成器３
４の具体的な構成を示す。この例では、切換作成器３４
は位置検出部１００と切換信号部１０１によって構成さ
れている。

【００２６】位置検出部１００は、移動体１の発生磁束
を検知する磁電変換素子（例えばホール素子）からなる
位置検出素子１１１，１１２を含んで構成されている。
位置検出素子１１１，１１２は、所定の位相差（電気的
に１２０゜の位相差）を有し、移動体１の移動に伴って
滑らかな正弦波状に変化する２相の位置検出信号Ｊａ１
とＪｂ１、および、Ｊａ２とＪｂ２を出力する。ここ
で、Ｊａ１とＪａ２は逆相の関係にあり（電気的に１８
０゜の位相差）、Ｊｂ１とＪｂ２は逆相の関係にある。
なお、逆相の信号は新たな相数に数えない。位置検出信
号Ｊａ２とＪｂ２は抵抗１１３，１１４により合成され
て３相目の位置検出信号Ｊｃ１を作りだし、位置検出信
号Ｊａ１とＪｂ１は抵抗１１５，１１６により合成され
て３相目の位置検出信号Ｊｃ２を作りだす。これによ
り、位置検出部１００は所定の位相差（電気的に１２０
゜の位相差）を有する３相の位置検出信号Ｊａ１，Ｊｂ
１，Ｊｃ１およびＪａ１，Ｊｂ２，Ｊｃ２を得ている。

【００２７】切換信号部１０１は、３相の位置検出信号
に応動して滑らかに変化する正弦波状の切換電流信号Ｄ
１，Ｄ２，Ｄ３を作りだす。図２において、定電流源１
２１，１２６，１３１，１３６，１４１，１４６は同一
値の定電流を供給する。トランジスタ１２２と１２３
は、１相目の位置検出信号Ｊａ１とＪａ２の差電圧に応
動して定電流源１２１の電流をコレクタ側に分流する。
トランジスタ１２３のコレクタ電流は、トランジスタ１
２４，１２５のカレントミラー回路によって２倍に増幅
され、トランジスタ１２５のコレクタより出力される。
トランジスタ１２５のコレクタ電流は、定電流源１２６
の電流値と比較され、両者の差電流が１相目の切換電流
信号Ｄ１として出力される。従って、切換電流信号Ｄ１
は、位置検出信号Ｊａ１に応動して滑らかに変化し、電
気角で１８０゜区間は電流が流出し（正極性の電流）、
次の１８０゜区間は電流が流入する（負極性の電流）。
同様に、切換電流信号Ｄ２は、位置検出信号Ｊｂ１に応
動して滑らかに変化し、電気角で１８０゜区間は電流が
流出し（正極性の電流）、次の１８０゜区間は電流が流
入する（負極性の電流）。同様に、切換電流信号Ｄ３
は、位置検出信号Ｊｃ１に応動して滑らかに変化し、電
気角で１８０゜区間は電流が流出し（正極性の電流）、
次の１８０゜区間は電流が流入する（負極性の電流）。
これにより、切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３は所定の位
相差を有する正弦波状の３相の電流信号になる。

【００２８】図１の分配作成器３６は、第１の分配部３
７と第２の分配部３８を含んで構成されている。第１の
分配部３７は、切換作成器３４の３相の切換電流信号Ｄ
１，Ｄ２，Ｄ３に応動して制御作成器３０の第１の制御
電流信号Ｃ１を分配し、滑らかに変化する３相の第１の
分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を作り出す。第２の分配
部３８は、切換作成器３４の３相の切換電流信号Ｄ１，
Ｄ２，Ｄ３に応動して制御作成器３０の第２の制御電流
信号Ｃ２を分配し、滑らかに変化する３相の第２の分配
電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を作り出す。

【００２９】図４に分配作成器３６の具体的な構成を示
す。第１の分配部３７は、切換作成器３４の３相の切換
電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３が供給される各電流流入流出
端子側に一端が接続され、他端を共通接続された３個の
第１のダイオード２０１，２０２，２０３と、各電流流
入流出端子側に各通電制御端子側が接続され、共通接続
された電流信号入力端子側に制御作成器３０の第１の制
御電流信号Ｃ１が入力され、電流信号出力端子側から３
相の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を出力する３
個の第１の分配トランジスタ２０５，２０６，２０７に
よって構成されている。第２の分配部３８は、切換作成
器３４の３相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３が供給さ
れる各電流流入流出端子側に一端が接続され、他端を共
通接続された３個の第２のダイオード２１１，２１２，
２１３と、各電流流入流出端子側に各通電制御端子側が
接続され、共通接続された電流信号入力端子側に制御作
成器３０の第２の制御電流信号Ｃ２が入力され、電流信
号出力端子側から３相の第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ
２，Ｇ３を出力する３個の第２の分配トランジスタ２１
５，２１６，２１７によって構成されている。基準電圧
源２２０，トランジスタ２２１，２２２は、電圧供給部
を構成し、第１のダイオード２０１，２０２，２０３の
共通接続端に第１の直流電圧を供給し、第２のダイオー
ド２１１，２１２，２１３の共通接続端に第２の直流電
圧を供給している。これにより、切換電流信号Ｄ１が負
極側電流の時に第１のダイオード２０１に電流を通電し
（第２のダイオード２１１には電流が流れない）、正極
側電流の時に第２のダイオード２１１に電流を通電する
（第１のダイオード２０１には電流が流れない）。すな
わち、切換電流信号Ｄ１の極性に応じて第１のダイオー
ド２０１と第２のダイオード２１１に相補的に電流を供
給する。すなわち、第１のダイオード２０１と第２のダ
イオード２１１に同時に電流が流れることはなく、か
つ、切換は切れ目なく滑らかに行われる。同様に、切換
電流信号Ｄ２が負極側電流の時に第１のダイオード２０
２に電流を通電し、正極側電流の時に第２のダイオード
２１２に電流を通電する。切換電流信号Ｄ３が負極側電
流の時に第１のダイオード２０３に電流を通電し、正極
側電流の時に第２のダイオード２１３に電流を通電す
る。

【００３０】第１の分配部３７の第１の分配トランジス
タ２０５，２０６，２０７は、第１のダイオード２０
１，２０２，２０３に流れる３相電流に応動して、第１
の制御電流信号Ｃ１をそれぞれのコレクタ側に分配し、
３相の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を作り出
す。従って、３相の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ
３は３相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３の負極側電流
に応動して滑らかに変化し、分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，
Ｅ３の合成値は第１の制御電流信号Ｃ１に等しくなる。
同様に、第２の分配部３８の第２の分配トランジスタ２
１５，２１６，２１７は、第２のダイオード２１１，２
１２，２１３に流れる３相電流に応動して、第２の制御
電流信号Ｃ２をそれぞれのコレクタ側に分配し、３相の
第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を作り出す。従っ
て、３相の第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３は３相
の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３の正極側電流に応動し
て滑らかに変化し、分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３の合
成値は第２の制御電流信号Ｃ２に等しくなる。

【００３１】これにより、分配作成器３６は、３相の切
換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３に応動して３相の第１の分
配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３および３相の第２の分配電
流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を作りだす。第１の分配電流信
号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３はそれぞれ電気的に１２０゜の位相
差を有し、第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３はそれ
ぞれ電気的に１２０゜の位相差を有している。また、第
１の分配電流信号Ｅ１と第２の分配電流信号Ｇ１は電気
的に１８０゜の位相差を持ちながら相補的に滑らかに変
化する（Ｅ１とＧ１は必ず一方が零になる）。同様に、
第１の分配電流信号Ｅ２と第２の分配電流信号Ｇ２は電
気的に１８０゜の位相差を持ちながら相補的に滑らかに
変化する（Ｅ２とＧ２は必ず一方が零になる）。同様
に、第１の分配電流信号Ｅ３と第２の分配電流信号Ｇ３
は電気的に１８０゜の位相差を持ちながら相補的に滑ら
かに変化する（Ｅ３とＧ３は必ず一方が零になる）。

【００３２】図１の分配作成器３６の第１の分配電流信
号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３は、それぞれ第１の電流増幅器４
１，４２，４３に入力される。第１の電流増幅器４１，
４２，４３は、それぞれ第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ
２，Ｅ３を所定倍の電流増幅して第１の増幅電流信号Ｆ
１，Ｆ２，Ｆ３を作りだし、第１のパワー増幅器１１，
１２，１３の各通電制御端子側に供給する。第１のＮＭ
ＯＳ型パワートランジスタ８１，８２，８３をそれぞれ
含んで構成された第１のパワー増幅器１１，１２，１３
は、３相の第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３をそれ
ぞれ電流増幅し、各電流流入端子側よりコイル２，３，
４に駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の負極側電流を供給す
る。第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ８１，８２，
８３の電流流出端子側は共通接続され、電圧変換器５２
の負極出力端子側（Ｍ）に接続されている。

【００３３】図５に第１の電流増幅器４１，４２，４３
の具体的な構成を示す。第１の電流増幅器４１は、トラ
ンジスタ２３３，２３４と抵抗２３５，２３６によるカ
レントミラー回路により構成されている。トランジスタ
２３３と２３４のエミッタ面積比を５０倍、抵抗２３６
と２３５の抵抗比を５０倍にして、カレントミラー回路
は電流増幅率で５１倍の所定の増幅を行うようにしてい
る。同様に、第１の電流増幅器４２は、トランジスタ２
４３，２４４と抵抗２４５，２４６によるカレントミラ
ー回路によって構成され、電流増幅率で５１倍の所定の
増幅を行うようにしている。同様に、第１の電流増幅器
４３は、トランジスタ２５３，２５４と抵抗２５５，２
５６によるカレントミラー回路によって構成され、電流
増幅率で５１倍の所定の増幅を行うようにしている。こ
れにより、第１の電流増幅器４１，４２，４３は、３相
の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３をそれぞれ５１
倍の増幅し、３相の第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ
３を作りだし、第１のパワー増幅器１１，１２，１３の
各通電制御端子側に供給する。

【００３４】図１の分配作成器３６の第２の分配電流信
号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３は、それぞれ第２の電流増幅器４
５，４６，４７に入力される。第２の電流増幅器４５，
４６，４７は、それぞれ第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ
２，Ｇ３を所定倍の電流増幅して第２の増幅電流信号Ｈ
１，Ｈ２，Ｈ３を作りだし、第２のパワー増幅器１５，
１６，１７の各通電制御端子側に供給する。第２のＮＭ
ＯＳ型パワートランジスタ８５，８６，８７をそれぞれ
含んで構成された第２のパワー増幅器１５，１６，１７
は、３相の第２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３をそれ
ぞれ電流増幅し、各電流流入端子側よりコイル２，３，
４に駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の正極側電流を供給す
る。第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ８５，８６，
８７の電流流入端子側は共通接続され、抵抗３１を介し
て電圧変換器５２の正極出力端子側（Ｐ）に接続されて
いる。

【００３５】図６に第２の電流増幅器４５，４６，４７
の具体的な構成を示す。第２の電流増幅器４５は、トラ
ンジスタ２６１，２６２と抵抗２６３，２６４によるカ
レントミラー回路により構成されている。トランジスタ
２６１と２６２のエミッタ面積比を５０倍、抵抗２６４
と２６３の抵抗比を５０倍にして、第２の電流増幅器４
５は電流増幅率で５０倍の所定の増幅を行うようにして
いる。同様に、第２の電流増幅器４６は、トランジスタ
２７１，２７２と抵抗２７３，２７４によるカレントミ
ラー回路によって構成され、電流増幅率で５０倍の所定
の増幅を行うようにしている。同様に、第２の電流増幅
器４７は、トランジスタ２８１，２８２と抵抗２８３，
２８４によるカレントミラー回路によって構成され、電
流増幅率で５０倍の所定の増幅を行うようにしている。
これにより、第２の電流増幅器４５，４６，４７は、３
相の第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３をそれぞれ５
０倍の増幅し、３相の第２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，
Ｈ３を作りだし、第２のパワー増幅器１５，１６，１７
の各通電制御端子側に供給する。また、第２の電流増幅
器４５，４６，４７の各カレントミラー回路は、出力用
のＰＮＰ型トランジスタ２６２，２７２，２８２の電流
流入端子側を直流電源５０の正極端子側に接続され、こ
の出力用トランジスタ２６２，２７２，２８２を介して
それぞれ第２のパワー増幅器１５，１６，１７に電流を
供給している。これにより、第２の電流増幅器４５，４
６，４７における電圧降下を小さくし、第２のパワー増
幅器１５，１６，１７の第２のＮＭＯＳ型パワートラン
ジスタ８５，８６，８７を十分に通電制御するようにし
ている。

【００３６】図１の動作制御器５１は、第１のＮＭＯＳ
型パワートランジスタ８１，８２，８３の電流流入端子
側と電流流出端子側の間の３相の動作電圧を検出し、最
小な動作電圧値に応動した動作検出信号Ｖｄを出力す
る。電圧変換器５２は、ＰＷＭ部６５において動作制御
器５１の動作検出信号Ｖｄに応動したパルス幅を有する
所定の高周波のＰＷＭ信号Ｓｗ（パルス幅変調信号）を
作り、ＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ６１を高周
波スイッチング動作させる（ＮＭＯＳ型スイッチングト
ランジスタ６１が常時オン状態になる場合も含んでい
る）。すなわち、動作制御器５１の動作検出信号Ｖｄに
応動して電圧変換器５２のＮＭＯＳ型スイッチングトラ
ンジスタ６１のＰＷＭスイッチング動作が制御される。
電圧変換器５２は、直流電源５０の直流電圧Ｖｃｃを電
力供給源として、ＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ
６１のＰＷＭスイッチング動作に応動して正極出力端子
側の電位Ｖｍを可変制御し、変換直流電圧Ｖｍを作り出
す。また、高電圧出力器５３は、高周波パルス信号に応
動して昇圧用コンデンサに充電・蓄積させることによ
り、直流電源５０の正極端子側電位Ｖｃｃよりも高い高
電位点電位Ｖｕを作り出す。高電圧出力器５３の高電位
点電位Ｖｕは電圧変換器５２に供給され、ＮＭＯＳ型ス
イッチングトランジスタ６１の通電制御端子側（ゲート
端子）をアース電位から高電位Ｖｕまでスイングさせ、
ＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ６１を完全にオン
・オフ動作させるのに使用される。

【００３７】図７に動作制御器５１と電圧変換器５２と
高電圧出力器５３の具体的な構成を示す。高電圧出力器
５３は、１００ｋＨｚ程度の高周波パルス信号Ｐａを出
力するパルス発生回路３２１と、第１の昇圧用コンデン
サ３１１と、第２の昇圧用コンデンサ３１２と、ダイオ
ード３２５〜３２８からなる第１の電圧制限回路を含ん
で構成されている。パルス発生回路３２１のパルス信号
Ｐａに応動してインバータ回路３２２がディジタル的に
変化する。インバータ回路３２２が”Ｌ”（直流電源５
０の負極端子側電位）の時にダイオード３２３を介して
第１の昇圧用コンデンサ３１１が充電される。インバー
タ回路３２２が”Ｈ”（直流電源５０の正極端子側電
位）に変わると、第１の昇圧用コンデンサ３１１に蓄積
された電荷は、ダイオード３２４を介して第２の昇圧用
コンデンサ３１２に移され、第２の昇圧用コンデンサ３
１２を充電・蓄積する。その結果、第２の昇圧用コンデ
ンサ３１２の端子には、直流電源５０の正極端子側電位
Ｖｃｃよりも高電位になる高電位点電位Ｖｕが出力され
る。高電位点電位Ｖｕは電圧変換器５２のＰＷＭ部６５
に供給されている。

【００３８】また、第２の昇圧用コンデンサ３１２の容
量は第１の昇圧用コンデンサ３１１の容量の５倍以上に
されているが、充電を続けると、高電位点の電圧Ｖｕが
非常に高くなり、集積回路化されたトランジスタやダイ
オードの耐圧破壊を起こしてしまうことが分かった。そ
こで、高電位点電圧Ｖｕが所定値以上にならないよう
に、ダイオード３２５〜３２８による第１の電圧制限回
路で制限し、第２の昇圧用コンデンサ３１２への過剰な
電荷の充電を妨げ、不要な電荷を直流電源５０の正極端
子側に流すようにした。

【００３９】図７の動作制御器５１は、第１のＮＭＯＳ
型パワートランジスタ８１，８２，８３の電流流入端子
側に生じる３相の電位Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃで最小の電位値
をダイオード２９２，２９３，２９４と定電流源２９１
によって検出し、検出電圧信号Ｗａを作り出す。一方、
第１のパワー増幅器１１，１２，１３の共通接続端子側
の電位Ｖｆをダイオード２９７と定電流源２９５と抵抗
２９６によって検出し、共通接続端子側電位Ｖｆよりも
所定値高い基準側電圧信号Ｗｂを抵抗２９６の端子に作
り出す。検出電圧信号Ｗａと基準側電圧信号Ｗｂを差動
増幅回路２９８によって比較する。これにより、３個の
第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタの電流流入端子側
と電流流出端子側の間の通電時の動作電圧と所定の基準
電圧を比較することになる。差動増幅回路２９８は、そ
の差電圧を増幅して動作検出信号Ｖｄを出力する。な
お、コンデンサ２９９は差動増幅回路２９８においてロ
ーパスフィルタを形成している。

【００４０】電圧変換器５２のＰＷＭ部６５は、三角波
発生回路３０１と比較回路３０２を含んで構成されてい
る。比較回路３０２は、三角波発生回路３０１の三角波
信号Ｖｈと動作制御器５１の動作検出信号Ｖｄを比較
し、動作検出信号Ｖｄに応動してＭＯＳ型トランジスタ
３０３をオン・オフ動作させ、ＰＷＭ信号Ｓｗを作り出
す。トランジスタ３０５，３６０のカレントミラー回路
の電流流入端子側は、高電圧出力器５３の高電位点Ｖｕ
に接続され、定電流源３０４の電流値に対応した電流を
トランジスタ３０３に供給する。これにより、ＰＷＭ信
号Ｓｗはアース電位（０Ｖ）から高電位点電位Ｖｕの間
でパルス幅変調動作を行うパルス信号になる。ＰＷＭ部
６５のＰＷＭ信号ＳｗはＮＭＯＳ型スイッチングトラン
ジスタ６１の通電制御端子側に供給され、ＰＷＭ信号Ｓ
ｗに応動してＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ６１
はオン・オフ動作する。ＮＭＯＳ型スイッチングトラン
ジスタ６１は電流流入端子側を直流電源５０の正極端子
側に接続され、その電流流出端子側と直流電源５０の負
極端子側の間にフライホイールダイオード６２が接続さ
れ、ＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ６１の電流流
出端子側と電圧変換器５２の正極出力端子側の間に整流
用インダクタ６３と整流用コンデンサ６４からなるフィ
ルタ回路が接続されている。そのため、ＮＭＯＳ型スイ
ッチングトランジスタ６１を高周波スイッチング動作を
行わせることにより、正極出力端子側の電位Ｖｍを可変
制御できる。すなわち、直流電源５０の直流電圧を電力
供給源として、動作検出信号Ｖｄに応動したＮＭＯＳ型
スイッチングトランジスタ６１のＰＷＭスイッチング動
作により、正極出力端子側の電位Ｖｍを可変制御し、変
換直流電圧Ｖｍを第１のパワー増幅器１１，１２，１３
と第２のパワー増幅器１５，１６，１７に供給する。こ
れにより、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ８１，
８２，８３の通電時の動作電圧は、所定の小さな値に制
御される。なお、トランジスタ３０３をオフにすること
により、ＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ６１を常
時オン状態で動作させる場合もあり、電圧変換器５２の
電圧可変範囲はかなり広い。

【００４１】次に、図１のモータの全体的な動作につい
て、簡単に説明する。切換作成器３４は、滑らかに変化
する３相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を作りだし、
分配作成器３６に供給する。分配作成器３６の第１の分
配器３７は、制御作成器３０の第１の制御電流信号Ｃ１
を３相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３に応動して分配
し、３相の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を出力
する。第１の電流増幅器４１，４２，４３は、それぞれ
第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を所定倍の電流増
幅し、第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を出力し、
第１のパワー増幅器１１，１２，１３の各通電制御端子
側に供給する。第１のパワー増幅器１１，１２，１３の
第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ８１，８２，８３
は、それぞれ第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を電
流増幅し、３相のコイル２，３，４に駆動電流Ｉ１，Ｉ
２，Ｉ３の負極側電流を供給する。

【００４２】一方、分配作成器３６の第２の分配器３８
は、制御作成器３０の第２の制御電流信号Ｃ２を３相の
切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３に応動して分配し、３相
の第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を出力する。第
２の電流増幅器４５，４６，４７は、それぞれ第２の分
配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を所定倍の電流増幅し、第
２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を出力し、第２のパ
ワー増幅器１５，１６，１７の各通電制御端子側に供給
する。第２のパワー増幅器１５，１６，１７の第２のＮ
ＭＯＳ型パワートランジスタ８５，８６，８７は、それ
ぞれ第２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を電流増幅
し、３相のコイル２，３，４に駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ
３の正極側電流を供給する。

【００４３】制御作成器３０の電流検出用の抵抗３１
は、駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の正極側電流の合成値で
ある合成供給電流Ｉｖを検出し、レベル変換回路３２を
介して合成供給電流Ｉｖに応動した電流検出信号Ｂｖを
作りだす。比較増幅部３３は、指令信号Ａｃと電流検出
信号Ｂｖを比較し、その比較結果に応動した第１の制御
電流信号Ｃ１と第２の制御電流信号Ｃ２を出力する。第
１の制御電流信号Ｃ１と第２の制御電流信号Ｃ２は比例
関係にある（ここでは、Ｃ２の絶対値はＣ１の絶対値の
２倍の大きさになっている）。その結果、制御作成器３
０と第１の分配器３７と第１の電流増幅器４１，４２，
４３と第１のパワー増幅器１１，１２，１３によって、
合成供給電流Ｉｖを指令信号Ａｃに応動した所定値にす
る帰還ループが構成され、コイル２，３，４への供給電
流が制御される。また、制御作成器３０と第２の分配器
３８と第２の電流増幅器４５，４６，４７と第２のパワ
ー増幅器１５，１６，１７は、第２の電流増幅器４５，
４６，４７や第２のパワー増幅器１５，１６，１７を部
分的に飽和動作させながら（正確には第２の電流増幅器
４５，４６，４７の出力トランジスタが飽和動作す
る）、滑らかに変化する駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の正
極側電流をコイル２，３，４に供給している。このと
き、電流検出信号Ｂｖからみた第１のパワー増幅器の出
力電流までの伝達利得（比較増幅部３３と第１の分配器
３７と第１の電流増幅器４１，４２，４３と第１のパワ
ー増幅器１１，１２，１３のフォーワード利得）に較べ
て、電流検出信号Ｂｖからみた第２のパワー増幅器の出
力電流までの伝達利得（比較増幅部３３と第２の分配器
３８と第２の電流増幅器４５，４６，４７と第２のパワ
ー増幅器１５，１６，１７のフォーワード利得）を大き
くし、全体の回路動作の安定化をはかっている。すなわ
ち、第２の電流増幅器や第２のパワー増幅器を部分的に
確実に飽和動作させて、第１のパワー増幅器内の第１の
ＮＭＯＳ型パワートランジスタによりコイルへの供給電
流を制御することを可能にした。このとき、第２の電流
増幅器４５，４６，４７と第２のパワー増幅器１５，１
６，１７を飽和動作させているので、第２のパワー増幅
器１５，１６，１７の第２のＮＭＯＳ型パワートランジ
スタ８５，８６，８７における電力損失・発熱は小さく
なる。

【００４４】対応する相の第１の分配電流信号Ｅ１と第
２の分配電流信号Ｇ１は、１８０゜の位相差をもって相
補的に流れるので、第１の増幅電流信号Ｆ１と第２の増
幅電流信号Ｈ１は相補的な電流になり、第１のパワー増
幅器１１の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ８１と
第２のパワー増幅器１５の第２のＮＭＯＳ型パワートラ
ンジスタ８５も相補的に動作する。従って、滑らかに連
続的に変化する両方向の駆動電流Ｉ１がコイル２に供給
される。同様に、第１の分配電流信号Ｅ２と第２の分配
電流信号Ｇ２が１８０゜の位相差をもって相補的に流れ
るので、第１の増幅電流信号Ｆ２と第２の増幅電流信号
Ｈ２は相補的な電流になり、第１のパワー増幅器１２の
第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ８２と第２のパワ
ー増幅器１６の第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ８
６も相補的に動作する。従って、滑らかに連続的に変化
する両方向の駆動電流Ｉ２がコイル３に供給される。同
様に、第１の分配電流信号Ｅ３と第２の分配電流信号Ｇ
３が１８０゜の位相差をもって相補的に流れるので、第
１の増幅電流信号Ｆ３と第２の増幅電流信号Ｈ３は相補
的な電流になり、第１のパワー増幅器１３の第１のＮＭ
ＯＳ型パワートランジスタ８３と第２のパワー増幅器１
７の第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ８７も相補的
に動作する。従って、滑らかに連続的に変化する両方向
の駆動電流Ｉ３がコイル４に供給される。このように、
同一相の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタと第２の
ＮＭＯＳ型パワートランジスタが同時に通電状態になる
ことがない。すなわち、第１のＮＭＯＳ型パワートラン
ジスタと第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタの間の短
絡電流が発生しない。その結果、パワートランジスタの
過剰な発熱や破壊が生じなくなり、集積回路化しても破
壊や異常現象は生じない。さらに、滑らかに変化する連
続的な駆動電流が供給されるので、モータの発生駆動力
の脈動は著しく小さくなる。

【００４５】電圧変換器５２は、ＮＭＯＳ型スイッチン
グトランジスタ６１を高周波ＰＷＭ動作させ、正極出力
端子側（Ｐ）の電位Ｖｍを可変制御する。動作制御器５
１は通電時の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ８
１，８２，８３の３相の動作電圧の内で最小動作電圧を
検出し、動作制御器５１の出力信号Ｖｄに応動して電圧
変換器５２の正極出力端子側電位Ｖｍが可変制御され
る。これにより、第１のパワー増幅器１１，１２，１３
の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ８１，８２，８
３の通電時の動作電圧は所定の小さな値に制御される。
その結果、第１のパワー増幅器１１，１２，１３の第１
のＮＭＯＳ型パワートランジスタにおける電力損失・発
熱は小さくなる。また、ＰＷＭ動作するＮＭＯＳ型スイ
ッチングトランジスタ６１と整流用インダクタ６３を用
いて電圧変換しているので、電圧変換器５２における電
力損失は小さい。特に、高電圧出力器５３によって直流
電源５０の正極端子側電位Ｖｃｃよりも高くなる高電位
点Ｖｕを作り、０ＶからＶｕの間でＰＷＭ変化するＰＷ
Ｍ信号ＳｗをＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ６１
の通電制御端子側に加えているので、ＮＭＯＳ型スイッ
チングトランジスタ６１は完全にオン・オフ動作し、そ
の発熱は著しく小さくなっている。従って、ＮＭＯＳ型
スイッチングトランジスタ６１の発熱も極めて小さくな
る。

【００４６】本実施の形態では、集積回路化に好適のモ
ータ構成になっている。パワー素子としてＮＭＯＳ型ス
イッチングトランジスタとＮＭＯＳ型パワートランジス
タを使用して構成している。ＮチャンネルＭＯＳ構造の
ＦＥＴトランジスタは、製造コストも安く、小さなチッ
プ上に集積回路化することが可能である。特に、最近の
検討により、ＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタとＮ
ＭＯＳ型パワートランジスタを低コストに同一チップ上
に集積回路化して実現できる目処がたってきた。これら
の素子は、ＰＮＰ型パワートランジスタもしくはＰＭＯ
Ｓ型スイッチングトランジスタを使用する場合に比較し
て、製造プロセスにおけるマスク枚数が少なく、かつ、
必要なチップ面積も小さいので、低コストに集積回路化
できる。また、制御作成器３０，切換作成器３４，分配
作成器３６，３個の第１の電流増幅器４１，４２，４
３，３個の第２の電流増幅器４５，４６，４７，動作制
御器５１，電圧変換器５２，高電圧出力器５３のトラン
ジスタやダイオードや抵抗を、上記のＮＭＯＳ型パワー
トランジスタと同一のチップ上に集積化することも容易
にできる。また、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ
や第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタやＮＭＯＳ型ス
イッチングトランジスタとして二重拡散ＮチャンネルＭ
ＯＳ構造のＦＥＴトランジスタを使用するならば、チッ
プサイズが小さく、集積回路化に向いている。

【００４７】また、各パワー素子における発熱を極めて
小さくし、集積回路化に適した構成にしている。第２の
パワー増幅器１５，１６，１７の第２のＮＭＯＳ型パワ
ートランジスタ８５，８６，８７は、第２の電流増幅器
４５，４６，４７の出力用トランジスタの動作を含めて
考えると、通電時に飽和動作しているので、第２のＮＭ
ＯＳ型パワートランジスタ８５，８６，８７における電
力損失は非常に小さい。また、電流検出用の抵抗３１に
おける電圧降下は、第２のＮＭＯＳ型パワートランジス
タ８５，８６，８７の電力損失をさらに小さくしてい
る。第１のパワー増幅器１１，１２，１３の第１のＮＭ
ＯＳ型パワートランジスタ８１，８２，８３の通電時の
動作電圧は、動作制御器５１と電圧変換器５２によって
所定の小さな電圧値に制御されている。従って、第１の
ＮＭＯＳ型パワートランジスタ８１，８２，８３の電力
損失は非常に小さい。電圧変換器５２は、ＮＭＯＳ型ス
イッチングトランジスタ６１を２００ｋＨｚ程度で高周
波ＰＷＭ動作をさせて電圧変換をしているので、電圧変
換に伴う電力損失も非常に小さい。さらに、ＮＭＯＳ型
スイッチングトランジスタ６１はその通電制御端子（ゲ
ート端子）の電圧スイングによりＰＷＭ動作をするの
で、通電制御端子側への電流供給は極めて少なく、電力
損失はほとんど生じない（ＮＰＮ型トランジスタではベ
ース電流による電力損失が生じる）。また、ＮＭＯＳ型
スイッチングトランジスタ６１の通電制御端子側に加え
るＰＷＭ信号Ｓｗを０ＶからＶｕの間でスイングさせて
いるので、ＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ６１は
完全にオン・オフ動作する。従って、第１のＮＭＯＳ型
パワートランジスタや第２のＮＭＯＳ型パワートランジ
スタやＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタにおける電
力損失・発熱が極めて小さく、これらを１チップに集積
回路化することが可能になる。また、放熱板等の発熱対
策は不要になる。

【００４８】また、ＮＭＯＳ型スイッチングトランジス
タ６１は、ＮＰＮ型トランジスタに比較して高周波のス
イッチング動作が可能であり、ＰＷＭ周波数を高くする
ことにより、整流用インダクタ６３や整流用コンデンサ
６４を小形・小容量にすることが可能である。

【００４９】また、高電圧出力器５３の出力電位Ｖｕが
Ｖｃｃよりも所定値以上大きくならないように制限する
第１の電圧制限回路を設けているので、図１の構成のト
ランジスタやダイオードや抵抗を１チップの集積回路化
した場合に、耐圧破壊が生じなくなる。

【００５０】なお、本実施の形態では、第２のパワー増
幅器１５，１６，１７の第２のＮＭＯＳ型パワートラン
ジスタ８５，８６，８７を低動作電圧の飽和動作させ、
第１のパワー増幅器１１，１２，１３の第１のＮＭＯＳ
型パワートランジスタ８１，８２，８３の動作電圧に応
動して電圧変換器５２のＮＭＯＳ型スイッチングトラン
ジスタ６１をＰＷＭ動作させるようにしたが、このよう
な構成に限定されるものではない。たとえば、第１のパ
ワー増幅器１１，１２，１３の第１のＮＭＯＳ型パワー
トランジスタ８１，８２，８３を低動作電圧の飽和動作
させ、第２のパワー増幅器１５，１６，１７の第２のＮ
ＭＯＳ型パワートランジスタ８５，８６，８７の動作電
圧を動作制御器によって検出し、第２のＮＭＯＳ型パワ
ートランジスタ８５，８６，８７の動作電圧に応動して
電圧変換器のＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタをＰ
ＷＭ動作させてもよい。

【００５１】すなわち、電流検出信号Ｂｖからみた第２
のパワー増幅器の出力電流までの伝達利得（比較増幅部
と第２の分配器と第２の電流増幅器と第２のパワー増幅
器のフォーワード利得）に較べて、電流検出信号Ｂｖか
らみた第１のパワー増幅器の出力電流までの伝達利得
（比較増幅部と第１の分配器と第１の電流増幅器と第１
のパワー増幅器のフォーワード利得）を大きくし、第１
のパワー増幅器の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ
を部分的に飽和動作させる。制御作成器と第２の分配器
と第２の電流増幅器と第２のパワー増幅器によって、合
成供給電流Ｉｖを指令信号Ａｃに応動した所定値にする
帰還ループを構成し、コイルへの供給電流を制御する。
動作制御器は通電時の第２のＮＭＯＳ型パワートランジ
スタの３相の動作電圧の内で最小動作電圧を検出し、動
作制御器の出力信号Ｖｄに応動して電圧変換器のＮＭＯ
Ｓ型スイッチングトランジスタのＰＷＭ動作を制御す
る。これにより、第２のパワー増幅器の第２のＮＭＯＳ
型パワートランジスタの通電時の動作電圧は所定の小さ
な値に制御される。その結果、飽和動作する第１のパワ
ー増幅器の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタにおけ
る発熱は小さく、所定の小さな動作電圧になる第２のパ
ワー増幅器の第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタにお
ける発熱は小さく、さらに、ＰＷＭ動作する電圧変換器
のＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタの発熱も小さ
い。

【００５２】また、本実施の形態では、制御作成器３０
は合成供給電流Ｉｖに応動した電流検出信号Ｂｖを得る
電流検出部（抵抗３１とレベル変換回路３２）と、電流
検出信号Ｂｖと指令信号Ａｃを比較して比較結果に応動
した第１の制御電流信号Ｃ１と第２の制御電流信号Ｃ２
を出力する比較増幅部３３を含んで構成している。第１
の制御電流信号Ｃ１に応動した第１の分配電流信号Ｅ
１，Ｅ２，Ｅ３を用いて第１のパワー増幅器１１，１
２，１３の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ８１，
８２，８３の通電を制御し、第２の制御電流信号Ｃ２に
応動した第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を用いて
第２のパワー増幅器１５，１６，１７の第２のＮＭＯＳ
型パワートランジスタ８５，８６，８７の通電を制御す
る。これにより、指令信号Ａｃに応動した正確な駆動電
流をコイル２，３，４に供給することができる。このと
き、電流路の切換はアナログ的に滑らかに行っているの
で、駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３は滑らかに変化し、電流
路の切り換わりに伴う駆動電流の脈動や駆動力の脈動は
生じない。

【００５３】また、本実施の形態では、第１の電流増幅
器４１，４２，４３を同一形式の第１のカレントミラー
回路によって構成し、第２の電流増幅器４５，４６，４
７を同一形式の第２のカレントミラー回路によって構成
し、第２のカレントミラー回路の出力用トランジスタ２
６２，２７２，２８２の電流流入端子側を直流電源５０
の正極端子側に接続した。これにより、電圧変換器５２
の正極出力端子側の電位Ｖｍが変化してＶｃｃに近づい
ても、第２の電流増幅器や第２のＮＭＯＳ型パワートラ
ンジスタは安定な動作を行い、滑らかに変化するアナロ
グ的な駆動電流をコイルに供給できる。

【００５４】また、本実施の形態では、各第１のパワー
増幅器１１，１２，１３を第１のＮＭＯＳ型パワートラ
ンジスタを含んだＮＭＯＳ型トランジスタによるカレン
トミラー回路によって構成しているので、第１のパワー
増幅器１１，１２，１３の電流増幅率のバラツキは極め
て小さくなる。各第２のパワー増幅器１５，１６，１７
を第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタを含んだＮＭＯ
Ｓ型トランジスタによるカレントミラー回路によって構
成しているので、第２のパワー増幅器１５，１６，１７
の電流増幅率のバラツキは極めて小さくなる。従って、
電流路の切換を安定に滑らかにすることができる。さら
に、制御作成器３０の第１の制御電流信号Ｃ１と第２の
制御電流信号Ｃ２を比例して変化させることにより、第
１のＮＭＯＳ型パワートランジスタもしくは第２のＮＭ
ＯＳ型パワートランジスタの一方を確実に低動作電圧の
飽和動作させ、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタも
しくは第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタの他方によ
ってコイルへの合成供給電流Ｉｖを指令信号Ａｃに応動
して高精度に制御することができる。また、高精度の電
流制御を行う第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタもし
くは第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタの動作電圧に
応動してＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタのスイッ
チング動作を制御することにより、電流制御を乱すこと
なく、電流制御を行っているＮＭＯＳ型パワートランジ
スタの動作電圧を活性動作する所定の小さな値に高精度
に制御できる。

【００５５】さらに、本実施の形態では、分配作成器３
６を工夫し、切換作成器３４の滑らかに変化する３相の
切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３が流入流出する各電流流
入流出端子側に一端が接続され、他端を共通接続された
３個の第１のダイオード回路と、各電流流入流出端子側
に各通電制御端子側が接続され、共通接続された電流信
号入力端子側に第１の制御電流信号Ｃ１が入力され、電
流信号出力端子側から３相の第１の分配電流信号Ｅ１，
Ｅ２，Ｅ３を出力する第１の分配トランジスタ回路と、
各電流流入流出端子側に一端が接続され、他端を共通接
続された３個の第２のダイオード回路と、各電流流入流
出端子側に各通電制御端子側が接続され、共通接続され
た電流信号入力端子側に第２の制御電流信号Ｃ２が入力
され、電流信号出力端子側から３相の第２の分配電流信
号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を出力する第２の分配トランジスタ
回路を含んで構成するようにしている。これにより、第
１の分配電流信号と第２の分配電流信号が１８０゜の位
相差を有し、相補的に滑らかに切りかわるように変化
し、かつ、同一相の第１の分配電流信号と第２の分配電
流信号の一方は必ず零になる。すなわち、確実に相補的
に動作する。さらに、第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，
Ｅ３を電流増幅して第１のパワー増幅器の第１のパワー
トランジスタの通電を制御し、第２の分配電流信号Ｇ
１，Ｇ２，Ｇ３を電流増幅して第２のパワー増幅器の第
２のパワートランジスタの通電を制御しているので、第
１のパワートランジスタと第２のパワートランジスタに
よる電流路の開閉は確実に相補的に行われ、かつ、電流
の値も滑らかに連続的に変化する。これにより、同一相
の第１のパワートランジスタと第２のパワートランジス
タが同時に通電状態になることが生じない。その結果、
直流電源５０の短絡電流が発生しないので、集積回路化
した場合にＩＣ内のパワートランジスタの電流破壊や熱
破壊は生じない。さらに、滑らかに変化する３相の駆動
電流を３相コイルに供給できるので、駆動力の脈動も著
しく小さくなる。

【００５６】また、本実施の形態では、第１のパワー増
幅器１１，１２，１３と第２のパワー増幅器１５，１
６，１７と制御作成器３０と切換作成器３４と分配作成
器３６（第１の分配器３７と第２の分配器３８）と第１
の電流増幅器４１，４２，４３と第２の電流増幅器４
５，４６，４７と動作制御器５１と電圧変換器５２と高
電圧出力器５３によって、３相の負荷（コイル２，３，
４）への駆動電流を供給する駆動回路を形成している。

【００５７】また、直流電源５０と電圧変換器５２と動
作制御器５１は、電圧変換器５２の正極出力端子側と負
極出力端子側の間に所要の直流電圧Ｖｍを供給する電圧
供給回路を形成している。

【００５８】なお、前述の本実施の形態の切換作成器３
４は、磁電変換素子を使用した位置検出部１００を含ん
で構成した。しかし、そのような素子を用いることな
く、たとえば、移動体１の速度に比例してコイル２，
３，４に生じる逆起電力を検出し、この逆起電力から切
換信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を作り出しても良い。

【００５９】また、第１の分配器３７の第１の分配電流
信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３および第２の分配器３８の第２の
分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３は時間的に傾斜を持って
切り換わっていればよい。これにより、駆動電流Ｉ１，
Ｉ２，Ｉ３も時間的に傾斜を持って滑らかに電流路を切
り換えていく。さらに、駆動電流の極性が変化する時に
連続的に電流値を変化させることが好ましいが、同一相
の第１の分配電流信号と第２の分配電流信号が同時に零
になる期間があり、その相の駆動電流を零にする時間が
存在してもかまわない。

【００６０】（実施の形態２）図８から図９に本発明の
実施の形態２のモータの構成を示す。図８に全体構成を
示す。本実施の形態２では、第１のＮＭＯＳ型パワート
ランジスタによる合成供給電流Ｉｖを検出する制御作成
器４００を使用するようにした。また、直流電源５０の
正極端子側電位Ｖｃｃよりも高い高電位点電位Ｖｕを作
り出す高電圧出力器４１０を設け、高電圧出力器４１０
の高電位点電位Ｖｕから第２の電流増幅器４５，４６，
４７にも電流を供給するようにした。その他の構成にお
いて、前述の実施の形態１と同様なものには同一の番号
を付し、詳細な説明を省略する。

【００６１】図８の制御作成器４００は電流検出用の抵
抗４０１と比較増幅部３３を含んで構成されている。電
流検出用の抵抗４０１には、第１のパワー増幅器１１，
１２，１３の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ８
１，８２，８３の共通接続端子側からコイルに供給され
る合成供給電流Ｉｖが流れ、合成供給電流Ｉｖに比例し
た電圧降下が発生する。この電圧降下は電流検出信号Ｂ
ｖとして、比較増幅部３３に入力される。比較増幅部３
３は、電流検出信号Ｂｖと指令信号Ａｃを比較し、比較
結果に応動した第１の制御電流信号Ｃ１と第２の制御電
流信号Ｃ２が出力される。比較増幅部３３の具体的な構
成は、前述の図３に示した構成と同様であり、詳細な説
明を省略する。

【００６２】図８の高電圧出力器４１０は高周波パルス
信号に応動して昇圧用コンデンサに充電・蓄積させるこ
とにより、直流電源５０の正極端子側電位Ｖｃｃよりも
高い高電位点電位Ｖｕを作り出す。高電圧出力器４１０
の高電位点Ｖｕは、電圧変換器５２のＰＷＭ部６５に供
給され、ＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ６１のＰ
ＷＭ信号Ｓｗを作り出すための高電位点を与える。ま
た、高電圧出力器４１０の高電位点Ｖｕは、第２の電流
増幅器４５，４６，４７の電流流入端子側に供給され
る。第２の電流増幅器４５，４６，４７は、第２の分配
電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を所定倍の電流増幅して第２
の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を作りだし、高電圧出
力器４１０によって作り出された高電位点Ｖｕから第２
のＮＭＯＳ型パワートランジスタ８５，８６，８７を含
む第２のパワー増幅器１５，１６，１７の各通電制御端
子側に第２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を供給す
る。これにより、第２の電流増幅器４５，４６，４７の
出力用トランジスタの飽和を防ぎ、第２のＮＭＯＳ型パ
ワートランジスタ８５，８６，８７を部分的に飽和動作
させる。第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ８５，８
６，８７は、それぞれ第２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，
Ｈ３を電流増幅し、各電流流出端子側よりコイル２，
３，４に３相の駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の正極側電流
を供給する。これにより、第２のＮＭＯＳ型パワートラ
ンジスタ８５，８６，８７での電力損失・発熱は極めて
小さくなる。

【００６３】図９に高電圧出力器４１０の具体的な構成
を示す。高電圧出力器４１０は、１００ｋＨｚ程度の高
周波パルス信号Ｐａを出力するパルス発生回路４２１
と、第１の昇圧用コンデンサ４１１と、第２の昇圧用コ
ンデンサ４１２と、ダイオード４２５〜４２８からなる
第１の電圧制限回路と、ダイオード４２９からなる第２
の電圧制限回路を含んで構成されている。パルス発生回
路４２１のパルス信号Ｐａに応動してインバータ回路４
２２がディジタル的に変化する。インバータ回路４２２
が”Ｌ”（直流電源５０の負極端子側電位）の時にダイ
オード４２３を介して第１の昇圧用コンデンサ４１１が
充電される。インバータ回路４２２が”Ｈ”（直流電源
５０の正極端子側電位）に変わると、第１の昇圧用コン
デンサ４１１に蓄積された電荷は、ダイオード４２４を
介して第２の昇圧用コンデンサ４１２に移され、第２の
昇圧用コンデンサ４１２を充電・蓄積する。その結果、
第２の昇圧用コンデンサ４１２の端子には、直流電源５
０の正極端子側電位Ｖｃｃよりも高電位になる高電位点
電位Ｖｕが出力される。高電位点電位Ｖｕは第２の電流
増幅器４５，４６，４７に接続されている。

【００６４】また、第２の昇圧用コンデンサ４１２の容
量は第１の昇圧用コンデンサ４１１の容量の５倍以上に
されているが、充電を続けると、高電位点の電圧Ｖｕが
非常に高くなり、集積回路化されたトランジスタやダイ
オードの耐圧破壊を起こしてしまうことが分かった。そ
こで、高電位点電圧Ｖｕが所定値以上にならないよう
に、ダイオード４２５〜４２８による第１の電圧制限回
路で制限し、第２の昇圧用コンデンサ４１２への過剰な
電荷の充電を妨げ、不要な電荷を直流電源５０の正極端
子側に流すようにした。

【００６５】また、第２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ
３は第２の昇圧用コンデンサ４１２の電荷を放電させる
ように作用する。起動時などの大電流動作時に第２の増
幅電流信号の値が大きくなり、第２の昇圧用コンデンサ
４１２の充電・蓄積電荷が不足し、高電圧出力器４１０
の出力電圧点の電位Ｖｕが著しく低下する場合もある。
そのため、電圧変換器５２を含めた回路動作が一時的に
不安定になり、起動動作が著しく阻害される恐れがあ
る。そこで、ダイオード４２９による第２の電圧制限回
路を設けて、高電圧出力器４１０の高電位点電圧Ｖｕが
直流電源５０の正極端子側電位Ｖｃｃより大幅に小さく
ならないように制限した。保護用に設けた第２の電圧制
限回路が動作すると、ダイオード４２９を介して第２の
電流増幅器４５，４６，４７に電流を供給するので、高
電圧出力器４１０の出力電圧Ｖｕはダイオード順方向電
圧程度の低下にとどまり、モータは安定に起動して短時
間に安定な制御状態になり、電流レベルはすみやかに小
さくなる。その結果、第２の電圧制限回路は通常制御時
には動作しない。

【００６６】その他の構成及び動作は、前述の実施の形
態１と同様であり、詳細な説明を省略する。

【００６７】本実施の形態では、高電圧出力器４１０に
よって直流電源５０の正極端子側電位Ｖｃｃよりも所定
値高い高電位点Ｖｕを作りだし、第２の電流増幅器４
５，４６，４７を構成するカレントミラー回路の出力用
ＰＮＰ型トランジスタ２６２，２７２，２８２の電流流
入端子側をこの高電位点Ｖｕに接続しているので、第２
のパワー増幅器１５，１６，１７の第２のＮＭＯＳ型パ
ワートランジスタ８５，８６，８７をそれぞれの通電時
点において確実に飽和状態にできる（オン電圧を０．１
Ｖ程度まで小さくできる）。これにより、第２のＮＭＯ
Ｓ型パワートランジスタ８５，８６，８７における発熱
が小さくなり、集積回路化に適した構成になっている。
さらに、コイル２，３，４に供給できる駆動電圧の最大
値が大きくなり、電源電圧Ｖｃｃの有効利用範囲が広く
なる。これにより、高速までの回転駆動が可能になる。
特に、直流電源５０の電圧値Ｖｃｃが小さいときに、電
圧の有効利用範囲が著しく改善され、その効果が大き
い。

【００６８】また、高電圧出力器４１０の出力電位Ｖｕ
がＶｃｃよりも所定値以上大きくならないように制限す
る第１の電圧制限回路を設けているので、図８の構成の
トランジスタやダイオードや抵抗を１チップの集積回路
化した場合に、耐圧破壊が生じなくなる。さらに、高電
圧出力器４１０の出力電位ＶｕがＶｃｃよりも所定値以
上小さくならないように制限する第２の電圧制限回路を
設けているので、モータ起動時などの大電流供給時でも
高電圧出力器４１０の出力電位Ｖｕが直流電源５０の正
極端子側電位Ｖｃｃ近くにとどまり、コイル２，３，４
に十分大きな起動電流が供給できる。これにより、高電
圧出力器４１０内において使用する第１の昇圧用コンデ
ンサや第２の昇圧用コンデンサの容量を小さくすること
も可能である。

【００６９】その他、本実施の形態においても、前述の
実施の形態１で得られた各種の利点がある。

【００７０】また、本実施の形態では、第１のパワー増
幅器１１，１２，１３と第２のパワー増幅器１５，１
６，１７と制御作成器４００と切換作成器３４と分配作
成器３６（第１の分配器３７と第２の分配器３８）と第
１の電流増幅器４１，４２，４３と第２の電流増幅器４
５，４６，４７と動作制御器５１と電圧変換器５２と高
電圧出力器４１０によって、３相の負荷（コイル２，
３，４）への駆動電流を供給する駆動回路を形成してい
る。

【００７１】（実施の形態３）図１０と図１１に本発明
の実施の形態３のモータを示す。図１０に全体構成を示
す。本実施の形態３では、前述の実施の形態２の高電圧
出力器の変形例を示す。その他の構成において、前述の
実施の形態１や実施の形態２と同様なものには同一の番
号を付し、詳細な説明を省略する。

【００７２】図１０の高電圧出力器４５０は、昇圧用イ
ンダクタと昇圧用コンデンサを含んで構成され、直流電
源５０の正極端子電位Ｖｃｃよりも高い高電位点電位Ｖ
ｕを作りだし、電圧変換器５２と第２の電流増幅器４
５，４６，４７に供給している。

【００７３】図１１に高電圧出力器４５０の具体的な構
成を示す。高電圧出力器４５０は、１００ｋＨｚ程度の
高周波パルス信号Ｐａを出力するパルス発生回路４６１
と、昇圧用インダクタ４５１と、昇圧用コンデンサ４５
２と、ダイオード４７５〜４７８からなる第１の電圧制
限回路と、ダイオード４７９からなる第２の電圧制限回
路を含んで構成されている。パルス発生回路４６１のパ
ルス信号Ｐａに応動してインバータ回路４６２，４６
５，４６６がディジタル的に変化する。パルス信号Ｐａ
が”Ｌ”の時にトランジスタ４６４と４６８がオンとな
り、トランジスタ４６４，４６８を介して昇圧用インダ
クタ４５１に電流が流れ、昇圧用インダクタ４５１に磁
気エネルギーを充電する。パルス信号Ｐａが”Ｈ”に変
わるとトランジスタ４６４，４６８がオフになり、昇圧
用インダクタ４５１に蓄積された磁気エネルギーによ
り、ダイオード４７０と４７１を介して直流電源５０の
負極端子側から昇圧用インダクタ４５１を通って昇圧用
コンデンサ４５２に電流を流す充電路が形成され、昇圧
用コンデンサ４５２を充電して電荷を蓄積する。その結
果、昇圧用コンデンサ４５２の端子には、直流電源５０
の正極端子側電位Ｖｃｃよりも高電位になる高電位点電
位Ｖｕが出力される。

【００７４】また、昇圧用コンデンサ４５２への充電を
続けると、高電位点の電圧Ｖｕが非常に高くなり、集積
回路化されたトランジスタやダイオードの耐圧破壊を引
き起こす。ダイオード４７５〜４７８による第１の電圧
制限回路は、高電位点電圧Ｖｕが所定値以上にならない
ように制限し、昇圧用コンデンサ４５２への過剰な電荷
を直流電源５０の正極端子側に流す。

【００７５】また、ダイオード４７９による第２の電圧
制限回路は、高電圧出力器４５０の高電位点電圧Ｖｕが
直流電源５０の正極端子側電位Ｖｃｃより大幅に小さく
ならないように制限した。保護用に設けた第２の電圧制
限回路が動作すると、ダイオード４７９を介して第２の
電流増幅器４５，４６，４７に電流を供給するので、高
電圧出力器４５０の出力電圧Ｖｕはダイオード順方向電
圧程度の低下にとどまり、モータは安定に起動して短時
間に安定な制御状態になり、電流レベルはすみやかに小
さくなる。その結果、第２の電圧制限回路は通常制御時
には動作しない。

【００７６】その他の構成及び動作は、前述の実施の形
態１もしくは実施の形態２と同様であり、詳細な説明を
省略する。

【００７７】本実施の形態では、昇圧用インダクタ４５
１に蓄積された磁気エネルギーを利用し、ダイオード４
７０と４７１を介して直流電源５０の負極端子側から昇
圧用インダクタ４５１を通って昇圧用コンデンサ４５２
への充電路を形成させることにより、昇圧用電力の回生
を行っている。通常制御状態において第１の電圧制限回
路が動作する場合が多いが、このような場合であって
も、昇圧用インダクタ４５１の磁気エネルギーは直流電
源５０の正極端子側に回生されるので、高電圧出力器４
５０における無駄な電力損失が著しく少なくなる。これ
により、高電圧出力器４５０の電力損失・発熱が小さく
なり、集積回路化が容易になる。

【００７８】さらに、本実施の形態でも、前述の実施の
形態と同様な各種の利点を得ることができる。

【００７９】また、本実施の形態では、第１のパワー増
幅器１１，１２，１３と第２のパワー増幅器１５，１
６，１７と制御作成器４００と切換作成器３４と分配作
成器３６（第１の分配器３７と第２の分配器３８）と第
１の電流増幅器４１，４２，４３と第２の電流増幅器４
５，４６，４７と動作制御器５１と電圧変換器５２と高
電圧出力器４５０によって、３相の負荷（コイル２，
３，４）への駆動電流を供給する駆動回路を形成してい
る。

【００８０】なお、前述の各実施の形態の具体的な構成
については、各種の変形が可能である。たとえば、各相
のコイルは複数個のコイルを直列もしくは並列に接続し
て構成しても良い。３相コイルはスター結線に限らず、
デルタ結線であってもよい。また、３相に限らず、一般
に、多相のモータが構成できる。

【００８１】また、移動体は回転移動に限らず、直進移
動しても良い。移動体の磁極数も２極に限定されるもの
ではない。切換作成器の構成は、２個の位置検出素子を
用いるものに限定されない。

【００８２】さらに、第１のパワー増幅器や第２のパワ
ー増幅器のＮＭＯＳ型パワートランジスタを用いたカレ
ントミラー回路は、線形増幅動作をさせた方が脈動の少
ない駆動電流をコイルに供給でき好ましいが、そのよう
な場合に限定されるものではない。また、分配作成器や
制御作成器や切換作成器や第１の電流増幅器や第２の電
流増幅器や動作制御器や電圧変換器や高電圧出力器にお
けるトランジスタやダイオードを、適時、ＦＥＴトラン
ジスタ（電界効果トランジスタ）を用いて構成するよう
にしても良い。

【００８３】また、切換作成器は磁電変換素子を使用し
た位置検出部を含んで構成したが、そのような場合に限
らず、たとえば、コイルに生じる逆起電力を利用して切
換信号を作り出しても良い。

【００８４】また、第１の分配器の第１の分配電流信号
もしくは第２の分配器の第２の分配電流信号は時間的に
傾斜を持って切り換わっていればよく、その構成は前述
の実施の形態に限定されない。たとえば、同一相の第１
の分配電流信号と第２の分配電流信号が同時に零になる
期間があり、その相の駆動電流を零にする時間が存在し
てもかまわない。

【００８５】さらに、第１のパワー増幅器の第１のＮＭ
ＯＳ型パワートランジスタもしくは第２のパワー増幅器
の第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタの内、いずれか
一方を低動作電圧の飽和動作させることにより発熱を極
めて小さくした。しかし、本発明はそのような場合に限
定されない。

【００８６】その他、本発明の主旨を変えずして種々の
変形が可能であり、本発明に含まれることはいうまでも
ない。

【００８７】

【発明の効果】本発明のモータでは、集積回路化に適し
たＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタやＮＭＯＳ型パ
ワートランジスタをパワー素子として使用し、チップサ
イズが小さく、製造コストが安いので、１チップのシリ
コン基板上に低コストに集積化して実現できる。また、
第１のパワー増幅器のＮＭＯＳ型パワートランジスタの
電力損失が小さく、第２のパワー増幅器のＮＭＯＳ型パ
ワートランジスタの電力損失が小さく、さらに、電圧変
換に伴うＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタの電力損
失が小さい。従って、これらのパワー素子から発生する
発熱が極めて小さく、発熱による熱破壊の恐れがないの
で、これらのパワー素子を容易に集積回路化できる。さ
らに、ＮＭＯＳ型パワートランジスタを用いた第１のパ
ワー増幅器と第２のパワー増幅器により、滑らかに変化
する両方向の駆動電流を各電力供給端子からコイルに供
給しているので、駆動力の脈動が極めて少なくなり、滑
らかに動作するモータを実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態１における全体構成を示す
図

【図２】実施の形態１における切換作成器３４の回路図

【図３】実施の形態１における制御作成器３０の回路図

【図４】実施の形態１における分配作成器３６の回路図

【図５】実施の形態１における第１の電流増幅器４１，
４２，４３の回路図

【図６】実施の形態１における第２の電流増幅器４５，
４６，４７の回路図

【図７】実施の形態１における動作制御器５１と電圧変
換器５２と高電圧出力器５３の回路図

【図８】本発明の実施の形態２における全体構成を示す
図

【図９】実施の形態２における高電圧出力器４１０の回
路図

【図１０】本発明の実施の形態３における全体構成を示
す図

【図１１】実施の形態３における高電圧出力器４５０の
回路図

【図１２】従来のモータの構成を示す図

【符号の説明】

１移動体２，３，４コイル１１，１２，１３第１のパワー増幅器１５，１６，１７第２のパワー増幅器８１，８２，８３第１のＮＭＯＳ型パワートランジス
タ８５，８６，８７第２のＮＭＯＳ型パワートランジス
タ３０，４００制御作成器３４切換作成器３６分配作成器３７第１の分配部３８第２の分配部４１，４２，４３第１の電流増幅器４５，４６，４７第２の電流増幅器５０直流電源５１動作制御器５２電圧変換器６１ＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ６２フライホイールダイオード６３整流用インダクタ５３，４１０，４５０高電圧出力器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】固定体上に配設され、移動体に対して複数
相の交番磁束を発生する複数相のコイルと、直流電源の
供給する直流電圧を電力供給源として、高周波スイッチ
ング動作を行うＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタの
電流流入端子側を前記直流電源の正極端子側に接続し、
前記ＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタの電流流出端
子側と前記直流電源の負極端子側の間にフライホイール
ダイオードを接続し、前記ＮＭＯＳ型スイッチングトラ
ンジスタの電流流出端子側と正極出力端子側の間に整流
用インダクタを含むフィルタ回路を接続し、前記直流電
源の負極端子側を負極出力端子側とし、前記正極出力端
子側の電位を可変することにより前記直流電源の直流電
圧値よりも低い直流電圧値を前記正極出力端子側と前記
負極出力端子側の間に作り出す電圧変換手段と、前記電
圧変換手段の負極出力端子側に各電流流出端子側を接続
され、各電流流入端子側を前記コイルの各電力供給端子
に接続された第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタをそ
れぞれ含み、通電制御端子側への入力電流を増幅して出
力するＱ個（Ｑは２以上の整数）の第１のパワー増幅手
段と、前記電圧変換手段の正極出力端子側に各電流流入
端子側を接続され、各電流流出端子側を前記コイルの各
電力供給端子に接続された第２のＮＭＯＳ型パワートラ
ンジスタをそれぞれ含み、通電制御端子側への入力電流
を増幅して出力するＱ個の第２のパワー増幅手段と、指
令信号に応動した電流を前記コイルに供給するために、
第１の制御電流信号と第２の制御電流信号を作り出す制
御作成手段と、複数相の切換信号を出力する切換作成手
段と、前記切換作成手段の出力信号に応動して前記第１
の制御電流信号を分配し、滑らかに変化するＱ相の第１
の分配電流信号を出力する第１の分配手段と、前記第１
の分配電流信号を所定の電流増幅してＱ相の第１の増幅
電流信号を得て、前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段の各
通電制御端子側に各第１の増幅電流信号を供給するＱ個
の第１の電流増幅手段と、前記切換作成手段の出力信号
に応動して前記第２の制御電流信号を分配し、滑らかに
変化するＱ相の第２の分配電流信号を出力する第２の分
配手段と、前記第２の分配電流信号を所定の電流増幅し
てＱ相の第２の増幅電流信号を得て、前記Ｑ個の第２の
パワー増幅手段の各通電制御端子側に各第２の増幅電流
信号を供給するＱ個の第２の電流増幅手段と、前記第１
のＮＭＯＳ型パワートランジスタもしくは前記第２のＮ
ＭＯＳ型パワートランジスタの動作電圧に応動して前記
ＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタのスイッチング動
作を制御し、前記電圧変換手段の正極出力端子側の電位
を可変制御する動作制御手段を具備するモータ。
【請求項２】Ｑ個の第１の電流増幅手段はそれぞれ所定
倍の電流増幅を行う同一形式の第１のカレントミラー回
路によって構成され、Ｑ個の第２の電流増幅手段はそれ
ぞれ所定倍の電流増幅を行う同一形式の第２のカレント
ミラー回路によって構成され、前記第２の電流増幅手段
を構成する前記第２のカレントミラー回路の出力用トラ
ンジスタの電流流入端子側を直流電源の正極端子側に接
続した請求項１に記載のモータ。
【請求項３】制御作成手段は、コイルへの合成供給電流
に応動した電流検出信号を得る電流検出手段と、前記電
流検出手段の出力信号と指令信号を比較して、該比較結
果に応動した第１の制御電流信号と第２の制御電流信号
を出力する比較増幅手段を含んで構成された請求項１ま
たは請求項２のいずれかに記載のモータ。
【請求項４】第１の分配手段および第２の分配手段は、
切換作成手段のＱ相の切換電流信号の各電流流入流出端
子側に一端が接続され、他端を共通接続されたＱ個の第
１のダイオード手段と、前記各電流流入流出端子側に各
通電制御端子側が接続され、共通接続された電流信号入
力端子側に前記第１の制御電流信号が入力され、電流信
号出力端子側からＱ相の第１の分配電流信号を出力する
Ｑ個の第１の分配トランジスタ手段と、前記切換作成手
段の各電流流入流出端子側に一端が接続され、他端を共
通接続されたＱ個の第２のダイオード手段と、前記各電
流流入流出端子側に各通電制御端子側が接続され、共通
接続された電流信号入力端子側に前記第２の制御電流信
号が入力され、電流信号出力端子側からＱ相の第２の分
配電流信号を出力するＱ個の第２の分配トランジスタ手
段とを含んで構成された請求項１から請求項３のいずれ
かに記載のモータ。
【請求項５】少なくともＮＭＯＳ型スイッチングトラン
ジスタとＱ個の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタと
Ｑ個の第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタを同一チッ
プ上に形成した集積回路手段を含んで構成された請求項
１から請求項４のいずれかに記載のモータ。
【請求項６】固定体上に配設され、移動体に対して複数
相の交番磁束を発生する複数相のコイルと、直流電源の
供給する直流電圧を電力供給源として、高周波スイッチ
ング動作を行うＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタの
電流流入端子側を前記直流電源の正極端子側に接続し、
前記ＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタの電流流出端
子側と前記直流電源の負極正極端子側の間にフライホイ
ールダイオードを接続し、前記ＮＭＯＳ型スイッチング
トランジスタの電流流出端子側と正極出力端子側の間に
整流用インダクタを含むフィルタ回路を接続し、前記直
流電源の負極端子側を負極出力端子側とし、前記正極出
力端子側の電位を可変することにより前記直流電源の直
流電圧値よりも低い直流電圧値を前記正極出力端子側と
前記負極出力端子側の間に作り出す電圧変換手段と、前
記電圧変換手段の負極出力端子側に各電流流出端子側を
接続され、各電流流入端子側を前記コイルの各電力供給
端子に接続された第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ
をそれぞれ含み、通電制御端子側への入力電流を増幅し
て出力するＱ個（Ｑは２以上の整数）の第１のパワー増
幅手段と、前記電圧変換手段の正極出力端子側に各電流
流入端子側を接続され、各電流流出端子側を前記コイル
の各電力供給端子に接続された第２のＮＭＯＳ型パワー
トランジスタをそれぞれ含み、通電制御端子側への入力
電流を増幅して出力するＱ個の第２のパワー増幅手段
と、高周波パルス信号に応動して昇圧用コンデンサに充
電・蓄積させ、前記直流電源の正極端子側電位よりも高
電位点になる直流電圧を出力する高電圧出力手段と、指
令信号に応動した電流を前記コイルに供給するために、
第１の制御電流信号と第２の制御電流信号を作り出す制
御作成手段と、複数相の切換信号を出力する切換作成手
段と、前記切換作成手段の出力信号に応動して前記第１
の制御電流信号を分配し、滑らかに変化するＱ相の第１
の分配電流信号を出力する第１の分配手段と、前記第１
の分配電流信号を所定の電流増幅してＱ相の第１の増幅
電流信号を得て、前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段の各
通電制御端子側に各第１の増幅電流信号を供給するＱ個
の第１の電流増幅手段と、前記切換作成手段の出力信号
に応動して前記第２の制御電流信号を分配し、滑らかに
変化するＱ相の第２の分配電流信号を出力する第２の分
配手段と、前記第２の分配電流信号を所定の電流増幅し
てＱ相の第２の増幅電流信号を得て、前記高電圧出力手
段の高電位点から前記Ｑ個の第２のパワー増幅手段の各
通電制御端子側に各第２の増幅電流信号を供給するＱ個
の第２の電流増幅手段と、前記第１のＮＭＯＳ型パワー
トランジスタもしくは前記第２のＮＭＯＳ型パワートラ
ンジスタの動作電圧に応動して前記ＮＭＯＳ型スイッチ
ングトランジスタのスイッチング動作を制御し、前記電
圧変換手段の正極出力端子側の電位を可変制御する動作
制御手段を具備するモータ。
【請求項７】高電圧出力手段は、高周波パルス信号に応
動して所定期間充電される第１の昇圧用コンデンサと、
前記第１の昇圧用コンデンサの充電電荷を移送・蓄積す
る第２の昇圧用コンデンサと、前記第２の昇圧用コンデ
ンサの端子に発生する高電位点の電位が直流電源の正極
端子側電位より所定値以上に大きくならないように制限
する第１の電圧制限手段を有する請求項６に記載のモー
タ。
【請求項８】Ｑ個の第１の電流増幅手段はそれぞれ所定
倍の電流増幅を行う同一形式の第１のカレントミラー回
路によって構成され、Ｑ個の第２の電流増幅手段はそれ
ぞれ所定倍の電流増幅を行う同一形式の第２のカレント
ミラー回路によって構成され、前記第２の電流増幅手段
を構成する前記第２のカレントミラー回路の出力用トラ
ンジスタの電流流入端子側を前記高電圧出力手段の高電
位点に接続した請求項６または請求項７のいずれかに記
載のモータ。
【請求項９】固定体上に配設され、移動体に対して複数
相の交番磁束を発生する複数相のコイルと、直流電源の
供給する直流電圧を電力供給源として、高周波スイッチ
ング動作を行うＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタの
電流流入端子側を前記直流電源の正極端子側に接続し、
前記ＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタの電流流出端
子側と前記直流電源の負極端子側の間にフライホイール
ダイオードを接続し、前記ＮＭＯＳ型スイッチングトラ
ンジスタの電流流出端子側と正極出力端子側の間に整流
用インダクタを含むフィルタ回路を接続し、前記直流電
源の負極端子側を負極出力端子側とし、前記正極出力端
子側の電位を可変することにより前記直流電源の直流電
圧値よりも低い直流電圧値を前記正極出力端子側と前記
負極出力端子側の間に作り出す電圧変換手段と、前記電
圧変換手段の負極出力端子側に各電流流出端子側を接続
され、各電流流入端子側を前記コイルの各電力供給端子
に接続された第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタをそ
れぞれ含み、通電制御端子側への入力電流を増幅して出
力するＱ個（Ｑは２以上の整数）の第１のパワー増幅手
段と、前記電圧変換手段の正極出力端子側に各電流流入
端子側を接続され、各電流流出端子側を前記コイルの各
電力供給端子に接続された第２のＮＭＯＳ型パワートラ
ンジスタをそれぞれ含み、通電制御端子側への入力電流
を増幅して出力するＱ個の第２のパワー増幅手段と、高
周波パルス信号に応動して昇圧用インダクタにエネルギ
ーを充電・蓄積させた後に昇圧用コンデンサに放電さ
せ、前記昇圧用コンデンサの端子に前記直流電源の正極
端子側電位よりも高電位点になる直流電圧を出力する高
電圧出力手段と、指令信号に応動した電流を前記コイル
に供給するために、第１の制御電流信号と第２の制御電
流信号を作り出す制御作成手段と、複数相の切換信号を
出力する切換作成手段と、前記切換作成手段の出力信号
に応動して前記第１の制御電流信号を分配し、滑らかに
変化するＱ相の第１の分配電流信号を出力する第１の分
配手段と、前記第１の分配電流信号を所定の電流増幅し
てＱ相の第１の増幅電流信号を得て、前記Ｑ個の第１の
パワー増幅手段の各通電制御端子側に各第１の増幅電流
信号を供給するＱ個の第１の電流増幅手段と、前記切換
作成手段の出力信号に応動して前記第２の制御電流信号
を分配し、滑らかに変化するＱ相の第２の分配電流信号
を出力する第２の分配手段と、前記第２の分配電流信号
を所定の電流増幅してＱ相の第２の増幅電流信号を得
て、前記高電圧出力手段の高電位点から前記Ｑ個の第２
のパワー増幅手段の各通電制御端子側に各第２の増幅電
流信号を供給するＱ個の第２の電流増幅手段と、前記第
１のＮＭＯＳ型パワートランジスタもしくは前記第２の
ＮＭＯＳ型パワートランジスタの動作電圧に応動して前
記ＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタのスイッチング
動作を制御し、前記電圧変換手段の正極出力端子側の電
位を可変制御する動作制御手段を具備するモータ。
【請求項１０】高電圧出力手段は、高周波パルス信号に
応動して所定期間エネルギーを充電される昇圧用インダ
クタと、前記昇圧用インダクタのエネルギーを放電させ
て移送・蓄積する昇圧用コンデンサと、前記昇圧用コン
デンサの端子に発生する高電位点の電位が直流電源の正
極端子側電位より所定値以上に大きくならないように制
限する第１の電圧制限手段を有する請求項９に記載のモ
ータ。
【請求項１１】高電圧出力手段は、高周波パルス信号に
応動して所定期間エネルギーを充電される昇圧用インダ
クタと、前記昇圧用インダクタのエネルギーを放電させ
て移送・蓄積する昇圧用コンデンサと、前記昇圧用コン
デンサの充電路として直流電源の負極端子側から前記昇
圧用インダクタを通して充電電流を流す充電路形成手段
を有する請求項９または請求項１０のいずれかに記載の
モータ。
【請求項１２】Ｑ個の第１の電流増幅手段はそれぞれ所
定倍の電流増幅を行う同一形式の第１のカレントミラー
回路によって構成され、Ｑ個の第２の電流増幅手段はそ
れぞれ所定倍の電流増幅を行う同一形式の第２のカレン
トミラー回路によって構成され、前記第２の電流増幅手
段を構成する前記第２のカレントミラー回路の出力用ト
ランジスタの電流流入端子側を前記高電圧出力手段の高
電位点に接続した請求項９から請求項１１のいずれかに
記載のモータ。
【請求項１３】直流電源の供給する直流電圧を電力供給
源として、高周波スイッチング動作を行うＮＭＯＳ型ス
イッチングトランジスタの電流流入端子側を前記直流電
源の正極端子側に接続し、前記ＮＭＯＳ型スイッチング
トランジスタの電流流出端子側と前記直流電源の負極端
子側の間にフライホイールダイオードを接続し、前記Ｎ
ＭＯＳ型スイッチングトランジスタの電流流出端子側と
正極出力端子側の間に整流用インダクタを含むフィルタ
回路を接続し、前記直流電源の負極端子側を負極出力端
子側とし、前記正極出力端子側の電位を可変することに
より前記直流電源の直流電圧値よりも低い直流電圧値を
前記正極出力端子側と前記負極出力端子側の間に作り出
す電圧変換手段と、前記電圧変換手段の負極出力端子側
に各電流流出端子側を接続され、各電流流入端子側を複
数相の負荷への各電力供給端子に接続された第１のＮＭ
ＯＳ型パワートランジスタをそれぞれ含み、通電制御端
子側への入力電流を増幅して出力するＱ個（Ｑは２以上
の整数）の第１のパワー増幅手段と、前記電圧変換手段
の正極出力端子側に各電流流入端子側を接続され、各電
流流出端子側を前記複数相の負荷への各電力供給端子に
接続された第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタをそれ
ぞれ含み、通電制御端子側への入力電流を増幅して出力
するＱ個の第２のパワー増幅手段と、指令信号に応動し
た電流を前記負荷に供給するために、第１の制御電流信
号と第２の制御電流信号を作り出す制御作成手段と、複
数相の切換信号を出力する切換作成手段と、前記切換作
成手段の出力信号に応動して前記第１の制御電流信号を
分配し、滑らかに変化するＱ相の第１の分配電流信号を
出力する第１の分配手段と、前記第１の分配電流信号を
所定の電流増幅してＱ相の第１の増幅電流信号を得て、
前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段の各通電制御端子側に
各第１の増幅電流信号を供給するＱ個の第１の電流増幅
手段と、前記切換作成手段の出力信号に応動して前記第
２の制御電流信号を分配し、滑らかに変化するＱ相の第
２の分配電流信号を出力する第２の分配手段と、前記第
２の分配電流信号を所定の電流増幅してＱ相の第２の増
幅電流信号を得て、前記Ｑ個の第２のパワー増幅手段の
各通電制御端子側に各第２の増幅電流信号を供給するＱ
個の第２の電流増幅手段と、前記第１のＮＭＯＳ型パワ
ートランジスタもしくは前記第２のＮＭＯＳ型パワート
ランジスタの動作電圧に応動して前記ＮＭＯＳ型スイッ
チングトランジスタのスイッチング動作を制御し、前記
電圧変換手段の正極出力端子側の電位を可変制御する動
作制御手段を具備する駆動回路を含んで構成されたモー
タ。
【請求項１４】制御作成手段は、複数相の負荷への合成
供給電流に応動した電流検出信号を得る電流検出手段
と、前記電流検出手段の出力信号と指令信号を比較し
て、該比較結果に応動した第１の制御電流信号と第２の
制御電流信号を出力する比較増幅手段を含んで構成され
た請求項１３に記載の駆動回路を含んで構成されたモー
タ。
【請求項１５】第１の分配手段および第２の分配手段
は、切換作成手段のＱ相の切換電流信号の各電流流入流
出端子側に一端が接続され、他端を共通接続されたＱ個
の第１のダイオード手段と、前記各電流流入流出端子側
に各通電制御端子側が接続され、共通接続された電流信
号入力端子側に前記第１の制御電流信号が入力され、電
流信号出力端子側からＱ相の第１の分配電流信号を出力
するＱ個の第１の分配トランジスタ手段と、前記切換作
成手段の各電流流入流出端子側に一端が接続され、他端
を共通接続されたＱ個の第２のダイオード手段と、前記
各電流流入流出端子側に各通電制御端子側が接続され、
共通接続された電流信号入力端子側に前記第２の制御電
流信号が入力され、電流信号出力端子側からＱ相の第２
の分配電流信号を出力するＱ個の第２の分配トランジス
タ手段とを含んで構成された請求項１３または請求項１
４のいずれかに記載の駆動回路を含んで構成されたモー
タ。
【請求項１６】少なくともＮＭＯＳ型スイッチングトラ
ンジスタとＱ個の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ
とＱ個の第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタを同一チ
ップ上に形成した集積回路手段を含んで構成された請求
項１３から請求項１５のいずれかに記載の駆動回路を含
んで構成されたモータ。
【請求項１７】固定体上に配設され、移動体に対して複
数相の交番磁束を発生する複数相のコイルと、直流電圧
を供給する電圧供給手段と、前記電圧供給手段の負極出
力端子側に各電流流出端子側を接続され、各電流流入端
子側を前記コイルの各電力供給端子に接続された第１の
ＮＭＯＳ型パワートランジスタを含んだＮＭＯＳ型トラ
ンジスタによるカレントミラー回路をそれぞれ有し、前
記カレントミラー回路の通電制御端子側への入力電流を
増幅して出力するＱ個（Ｑは２以上の整数）の第１のパ
ワー増幅手段と、前記電圧供給手段の正極出力端子側に
各電流流入端子側を接続され、各電流流出端子側を前記
コイルの各電力供給端子に接続された第２のＮＭＯＳ型
パワートランジスタを含んだＮＭＯＳ型トランジスタに
よるカレントミラー回路をそれぞれ有し、前記カレント
ミラー回路の通電制御端子側への入力電流を増幅して出
力するＱ個の第２のパワー増幅手段と、指令信号に応動
した電流を前記コイルに供給するために、第１の制御電
流信号と第２の制御電流信号を作り出す制御作成手段
と、複数相の切換信号を出力する切換作成手段と、前記
切換作成手段の出力信号に応動して前記第１の制御電流
信号を分配し、滑らかに変化するＱ相の第１の分配電流
信号を出力する第１の分配手段と、前記第１の分配電流
信号を所定の電流増幅してＱ相の第１の増幅電流信号を
得て、前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段の各カレントミ
ラー回路の通電制御端子側に各第１の増幅電流信号を供
給するＱ個の第１の電流増幅手段と、前記切換作成手段
の出力信号に応動して前記第２の制御電流信号を分配
し、滑らかに変化するＱ相の第２の分配電流信号を出力
する第２の分配手段と、前記第２の分配電流信号を所定
の電流増幅してＱ相の第２の増幅電流信号を得て、前記
Ｑ個の第２のパワー増幅手段の各カレントミラー回路の
通電制御端子側に各第２の増幅電流信号を供給するＱ個
の第２の電流増幅手段を具備し、前記コイルに両方向の
駆動電流を供給するモータ。
【請求項１８】直流電圧を供給する電圧供給手段と、前
記電圧供給手段の負極出力端子側に各電流流出端子側を
接続され、各電流流入端子側を複数相の負荷への各電力
供給端子に接続された第１のＮＭＯＳ型パワートランジ
スタを含んだＮＭＯＳ型トランジスタによるカレントミ
ラー回路をそれぞれ有し、前記カレントミラー回路の通
電制御端子側への入力電流を増幅して出力するＱ個（Ｑ
は２以上の整数）の第１のパワー増幅手段と、前記電圧
供給手段の正極出力端子側に各電流流入端子側を接続さ
れ、各電流流出端子側を前記複数相の負荷への各電力供
給端子に接続された第２のＮＭＯＳ型パワートランジス
タを含んだＮＭＯＳ型トランジスタによるカレントミラ
ー回路をそれぞれ有し、前記カレントミラー回路の通電
制御端子側への入力電流を増幅して出力するＱ個の第２
のパワー増幅手段と、指令信号に応動した電流を前記コ
イルに供給するために、第１の制御電流信号と第２の制
御電流信号を作り出す制御作成手段と、複数相の切換信
号を出力する切換作成手段と、前記切換作成手段の出力
信号に応動して前記第１の制御電流信号を分配し、滑ら
かに変化するＱ相の第１の分配電流信号を出力する第１
の分配手段と、前記第１の分配電流信号を所定の電流増
幅してＱ相の第１の増幅電流信号を得て、前記Ｑ個の第
１のパワー増幅手段の各カレントミラー回路の通電制御
端子側に各第１の増幅電流信号を供給するＱ個の第１の
電流増幅手段と、前記切換作成手段の出力信号に応動し
て前記第２の制御電流信号を分配し、滑らかに変化する
Ｑ相の第２の分配電流信号を出力する第２の分配手段
と、前記第２の分配電流信号を所定の電流増幅してＱ相
の第２の増幅電流信号を得て、前記Ｑ個の第２のパワー
増幅手段の各カレントミラー回路の通電制御端子側に各
第２の増幅電流信号を供給するＱ個の第２の電流増幅手
段を具備し、前記複数相の負荷に両方向の駆動電流を供
給する駆動回路を含んで構成されたモータ。
【請求項１９】固定体上に配設され、移動体に対して複
数相の交番磁束を発生する複数相のコイルと、直流電源
の供給する直流電圧を電力供給源として、高周波スイッ
チング動作を行うＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ
の電流流入端子側を前記直流電源の正極端子側に接続
し、前記ＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタの電流流
出端子側と前記直流電源の負極端子側の間にフライホイ
ールダイオードを接続し、前記ＮＭＯＳ型スイッチング
トランジスタの電流流出端子側と正極出力端子側の間に
整流用インダクタを含むフィルタ回路を接続し、前記直
流電源の負極端子側を負極出力端子側とし、前記正極出
力端子側の電位を可変することにより前記直流電源の直
流電圧値よりも低い直流電圧値を前記正極出力端子側と
前記負極出力端子側の間に作り出す電圧変換手段と、前
記電圧変換手段の負極出力端子側に各電流流出端子側を
接続され、各電流流入端子側を前記コイルの各電力供給
端子に接続された第１のパワートランジスタをそれぞれ
含み、通電制御端子側への入力電流を増幅して出力する
Ｑ個（Ｑは２以上の整数）の第１のパワー増幅手段と、
前記電圧変換手段の正極出力端子側に各電流流入端子側
を接続され、各電流流出端子側を前記コイルの各電力供
給端子に接続された第２のパワートランジスタをそれぞ
れ含み、通電制御端子側への入力電流を増幅して出力す
るＱ個の第２のパワー増幅手段と、指令信号に応動した
電流を前記コイルに供給するために、第１の制御電流信
号と第２の制御電流信号を作り出す制御作成手段と、複
数相の切換信号を出力する切換作成手段と、前記切換作
成手段の出力信号に応動して前記第１の制御電流信号を
分配し、滑らかに変化するＱ相の第１の分配電流信号を
出力する第１の分配手段と、前記第１の分配電流信号を
所定の電流増幅してＱ相の第１の増幅電流信号を得て、
前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段の各通電制御端子側に
各第１の増幅電流信号を供給するＱ個の第１の電流増幅
手段と、前記切換作成手段の出力信号に応動して前記第
２の制御電流信号を分配し、滑らかに変化するＱ相の第
２の分配電流信号を出力する第２の分配手段と、前記第
２の分配電流信号を所定の電流増幅してＱ相の第２の増
幅電流信号を得て、前記Ｑ個の第２のパワー増幅手段の
各通電制御端子側に各第２の増幅電流信号を供給するＱ
個の第２の電流増幅手段と、前記第１のパワートランジ
スタもしくは前記第２のパワートランジスタの動作電圧
に応動して前記ＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタの
スイッチング動作を制御し、前記電圧変換手段の正極出
力端子側の電位を可変制御する動作制御手段を具備し、
前記制御作成手段は、前記第１の制御電流信号と前記第
２の制御電流信号を比例させて変化させ、前記第１のパ
ワートランジスタもしくは前記第２のパワートランジス
タのいずれか一方を飽和動作させ、かつ、前記第１のパ
ワートランジスタもしくは前記第２のパワートランジス
タの他方により前記コイルへの合成供給電流を前記指令
信号に応動して制御したモータ。