JP2001119980A - モータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 複数相のコイルへの電流路を電子的に切り替
えるモータにおいて、コイルへ供給する駆動電流を滑ら
かにし、かつ電力損失・発熱を低減すること。 【解決手段】 Ｑ相のモータにおいて、３６０／Ｑ度よ
りも大きなＰ度の通電幅を有する第１のパワー増幅器
５，６，７と第２の増幅器８，９，１０と、前記パワー
増幅器の通電制御手段とを具備し、前記通電制御手段は
前記Ｐ度の通電区間のうち通電開始からＰ／２度未満の
第1の区間と通電終了までのＰ／２度未満の第２の区間
だけスロープ形成信号を出力し、スロープ形成信号が出
力されない第３の区間はスロープ形成信号の最大値以下
の信号を出力するスロープ形成信号作成手段１６と、前
記第３の区間を含みＰ度未満の区間だけ出力されるフル
オン指令信号を得る作成手段１９と有して構成されてい
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、複数相のコイル負
荷に供給する電流を複数個のトランジスタにより電子的
に切り替えて供給するモータに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図１５は従来のモータの構成を示す回路
構成図である。図１５を用いて従来ののモータの動作に
ついて簡単に説明する。ロータ５０１は永久磁石による
磁界部を有し、ロータ５０１の回転に応動して、位置検
出器５０５は２組の３相の電圧信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３と
Ｌ４，Ｌ５，Ｌ６を発生する。第１の分配器５０６は３
相の電圧信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３に応動した３相の下側通
電制御信号ＵＬ１，ＵＬ２，ＵＬ３を形成し、下側のＮ
ＰＮ型パワートランジスタ５０８，５０９，５１０の通
電を制御する。第２の分配器５０７は電圧信号Ｌ４，Ｌ
５，Ｌ６に応動した３相の上側通電制御信号ＵＨ１，Ｕ
Ｈ２，ＵＨ３を形成し、上側のＰＮＰ型パワートランジ
スタ５１１，５１２，５１３の通電を制御する。このよ
うに、下側のＮＰＮ型パワートランジスタ５０８，５０
９，５１０と上側のＰＮＰ型パワートランジスタ５１
１，５１２，５１３の通電を制御することにより、３相
のコイル５０２，５０３，５０４への電流路の開閉制御
を行う。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
ように構成された従来のモータにおいては下記のような
各種の問題があった。従来のモータにおいて、回転部分
の発生する振動を低減させるために、ＮＰＮ型パワート
ランジスタ５０８，５０９，５１０及びＰＮＰ型パワー
トランジスタ５１１，５１２，５１３は、そのエミッタ
−コレクタ間の電圧をアナログ的に制御して、コイル５
０２，５０３，５０４に滑らかな駆動電流を供給するよ
う構成されていた。しかしながら、各パワートランジス
タの残留電圧が大きく、その残留電圧とコイルへの駆動
電流との積によって大きな電力損失・発熱が生じてい
た。この問題を解決する手段として、直流電源５３０の
正極端子側に降圧チョッパ回路を設けて、コイル５０
２，５０３，５０４の駆動電流の大きさに応じて出力電
圧を可変制御することが行われていた。しかしながら、
コイル５０２，５０３，５０４の駆動電流が滑らかであ
るかぎりパワートランジスタの残留電圧は大きく、電力
損失を削減するには限界があった。

【０００４】また、電力損失を低減する別の手段として
は、パワートランジスタをオン・オフ制御するスイッチ
ング制御方法もある。しかし、このスイッチング制御方
法は駆動電流が滑らかでなくなり、モータの駆動におい
て問題があった。さらに、コイル５０２，５０３，５０
４に供給する駆動電流を簡単な構成で滑らかにする方法
はなく、滑らかな駆動電流を実現しようとすれば別の特
別な手段が必要であり、製造コストが高くなるという問
題があった。本発明の目的は、上記の問題を解決し、パ
ワートランジスタによってコイルの駆動電流を滑らかに
供給しながら、且つ電力損失を低減できるモータを提供
することにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】本発明に係るモータは、
移動体と、複数相のコイルと、電力供給源となる直流電
源手段と、前記直流電源手段の一方の電極端子側と前記
コイルとの電流路を形成する第１のパワートランジスタ
をそれぞれが有するＱ個（Ｑは３以上の整数）の第１の
パワー増幅手段と、前記直流電源手段の他方の電極端子
側と前記コイルとの電流路を形成する第２のパワートラ
ンジスタをそれぞれが有するＱ個の第２のパワー増幅手
段と、前記第１のパワー増幅手段と前記第２のパワー増
幅手段の通電を制御する通電制御手段とを具備し、前記
Ｑ個の第１のパワー増幅手段と前記Ｑ個の第２のパワー
増幅手段の一方もしくは両方が、それぞれ電気角で３６
０／Ｑ度よりも大きなＰ度の通電幅を有し、前記通電制
御手段が、前記Ｐ度の通電区間のうち通電開始からＰ／
２度未満の第１の区間と通電終了までのＰ／２度未満の
第２の区間だけスロープ形成信号を出力し、スロープ形
成信号が出力されない第３の区間はスロープ形成信号の
最大値以下の信号を出力する波形形成信号作成手段と、
前記第３の区間を含みＰ度未満の区間だけ出力されるフ
ルオン指令信号を得るフルオン指令信号作成手段と、前
記スロープ形成信号と前記フルオン指令信号の両者に応
動して、少なくとも１個の前記第１のパワー増幅手段も
しくは前記第２のパワー増幅手段の通電を制御する駆動
指令手段とを具備している。

【０００６】このように構成した本発明のモータは、パ
ワー増幅手段のパワー部カレントミラー回路がオン・オ
フのスイッチング動作を行っているので、パワートラン
ジスタの電力損失を極めて小さくすることが可能であ
る。また、本発明のモータは、スロープ形成信号を滑ら
かに変化させることにより、コイルへの駆動電流を滑ら
かに変化させることが可能である。その結果、本発明に
よれば、電流路の切り替えに伴う駆動電流の脈動が大幅
に小さくなり、振動の小さい高性能なモータを実現でき
る。さらに、本発明によれば、スロープ形成信号の出力
区間を限定することにより、パワー増幅手段の駆動電流
を少なくできるためモータの電力効率が向上する。

【０００７】他の観点による発明のモータは、移動体
と、複数相のコイルと、電力供給源となる直流電源手段
と、前記直流電源手段の一方の電極端子側と前記コイル
との電流路を形成する第１のパワートランジスタをそれ
ぞれが有するＱ個（Ｑは３以上の整数）の第１のパワー
増幅手段と、前記直流電源手段の他方の電極端子側と前
記コイルとの電流路を形成する第２のパワートランジス
タをそれぞれが有するＱ個の第２のパワー増幅手段と、
前記第１のパワー増幅手段と前記第２のパワー増幅手段
の通電を制御する通電制御手段とを具備し、前記Ｑ個の
第１のパワー増幅手段と前記Ｑ個の第２のパワー増幅手
段の一方もしくは両方が、電流増幅動作と前記パワート
ランジスタのフルオン動作とを選択動作する機能を有
し、前記通電制御手段が、電気角で３６０／Ｑ度よりも
大きなＰ度の通電幅を有するスロープ形成信号を作り出
す波形形成信号作成手段と、前記第１のパワー増幅手段
と前記第２のパワー増幅手段の一方もしくは両方に対し
て前記Ｐ度の通電区間のうち通電開始からＰ／２度未満
の第１の区間と通電終了までのＰ／２度未満の第２の区
間で電流増幅動作させ、前記Ｐ度のうち前記第１の区間
の前記第２の区間を除く第３の区間で前記パワートラン
ジスタをフルオン動作をさせる動作選択信号を作り出す
動作選択信号作成手段と、前記スロープ形成信号と前記
動作選択信号の両者に応動して、少なくとも１個の前記
第１のパワー増幅手段もしくは前記第２のパワー増幅手
段の通電を制御する駆動指令手段とを具備している。

【０００８】このように構成した本発明のモータは、パ
ワー増幅手段のパワー部カレントミラー回路がオン・オ
フのスイッチング動作を行っているので、パワートラン
ジスタの電力損失を極めて小さくすることが可能であ
る。また、本発明のモータは、波形形成信号を滑らかに
変化させることにより、コイルへの駆動電流を滑らかに
変化させることが可能である。その結果、本発明によれ
ば、電流路の切り替えに伴う駆動電流の脈動が大幅に小
さくなり、振動の小さい高性能なモータを実現できる。
また、本発明によれば、動作選択信号作成器によりパワ
ー増幅手段の電流増幅動作を必要な部分だけにすること
により、モータの電力効率が向上する。本発明に係るモ
ータ構成や動作については、後述する発明の実施の形態
の欄において詳細に説明する。

【０００９】

【発明の実施の形態】以下、本発明に係るモータの好ま
しい実施の形態について添付の図面を参照しながら説明
する。

【００１０】《実施の形態１》本発明に係る実施の形態
１のモータについて図１から図１１を参照して説明す
る。図１は実施の形態１のモータの全体構成を示す回路
構成図である。移動体１は、例えば、永久磁石の発生磁
束により複数極の界磁磁束を発生する界磁部を取り付け
たロータである。３相コイル２，３，４は、固定体であ
るステータに配置され、移動体１との相対関係に関し
て、電気的に１２０度相当ずらされて配置されている。
３相コイル２，３，４は３相の駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ
３により３相の磁束を発生し、移動体１との相互作用に
よって駆動力を発生し、移動体１に駆動力を与える。

【００１１】電力供給源である直流電源３０は、負極端
子側（−）をアース電位にされ、正極端子側（＋）に所
要の直流電圧Ｖｃｃを供給している。直流電源３０の負
極端子側には、電流検出器１１を介して、３個の第１の
パワー増幅手段である第１のパワー増幅器５，６，７の
各駆動電流流出端子５ｂ，６ｂ，７ｂが共通接続されて
いる。第１のパワー増幅器５，６，７の各駆動電流流入
端子５ａ，６ａ，７ａはそれぞれコイル２，３，４の電
力供給端子側に接続されている。直流電源３０の正極端
子側（＋）には、３個の第２のパワー増幅手段である第
２のパワー増幅器８，９，１０の各駆動電流流入端子８
ａ，９ａ，１０ａが共通接続されている。第２のパワー
増幅器８，９，１０の駆動電流流出端子８ｂ，９ｂ，１
０ｂはそれぞれコイル２，３，４の電力供給端子に接続
されている。

【００１２】［第１のパワー増幅器５，６，７と第２の
パワー増幅器８，９，１０の構成］図２は第１のパワー
増幅器５，６，７と第２のパワー増幅器８，９，１０の
具体的な構成を示す回路図である。図２に示すように、
第１のパワー増幅器５，６，７におけるパワー増幅器５
は、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ１０１と、こ
の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ１０１に逆接続
された第１のパワーダイオード１０１ｄと、ＮＭＯＳ型
トランジスタ１０２と、抵抗１０３と、抵抗１０４とを
有して構成されている。第１のＮＭＯＳ型パワートラン
ジスタ１０１の電流流出端子と、第１のパワーダイオー
ド１０１ｄの電流流入端子と、ＮＭＯＳ型トランジスタ
１０２の電流流出端子とが共通接続されて、パワー増幅
器５の駆動電流流出端子５ｂが形成されている。第１の
ＮＭＯＳ型パワートランジスタ１０１の電流流入端子と
第１のパワーダイオード１０１ｄの電流流出端子とが接
続され、パワー増幅器５の駆動電流流入端子５ａが形成
されている。

【００１３】第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ１０
１の通電制御端子とＮＭＯＳ型トランジスタ１０２の通
電制御端子と抵抗１０４の一方の端子が共通接続され、
電位スイッチ信号入力端子５ｃが形成されている。抵抗
１０４の他方の端子と抵抗１０３の一方の端子が接続さ
れ、電流増幅入力端子５ｄが形成されている。このよう
に、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ１０１と、Ｎ
ＭＯＳ型トランジスタ１０２と、抵抗１０３と、抵抗１
０４とにより第１のＮＭＯＳ型パワー部カレントミラー
回路が構成されている。この第１のＮＭＯＳ型パワー部
カレントミラー回路の動作については後述する。なお、
第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ１０１とＮＭＯＳ
型トランジスタ１０２のチップ面積比は２００倍として
いる。

【００１４】第１のパワー増幅器５，６，７における他
のパワー増幅器６，７は、前述のパワー増幅器５と実質
的に同様に構成されている。すなわち、パワー増幅器６
は第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ１０５と、この
第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ１０５に逆接続さ
れた第１のパワーダイオード１０５ｄと、ＮＭＯＳ型ト
ランジスタ１０６と、抵抗１０７と、抵抗１０８とを有
して構成されている。同様に、パワー増幅器７は第１の
ＮＭＯＳ型パワートランジスタ１０９と、この第１のＮ
ＭＯＳ型パワートランジスタ１０９に逆接続された第１
のパワーダイオード１０９ｄと、ＮＭＯＳ型トランジス
タ１１０と、抵抗１１１と、抵抗１１２とを有して構成
されている。

【００１５】第２のパワー増幅器８，９，１０における
パワー増幅器８は第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ
１１３と、この第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ１
１３に逆接続された第２のパワーダイオード１１３ｄ
と、ＮＭＯＳ型トランジスタ１１４と、抵抗１１５と、
抵抗１１６とを有して構成されている。第２のＮＭＯＳ
型パワートランジスタ１１３の電流流出端子と、第２の
パワーダイオード１１３ｄの電流流入端子と、ＮＭＯＳ
型トランジスタ１１４の電流流出端子とが共通接続さ
れ、パワー増幅器８の駆動電流流出端子８ｂが形成され
ている。第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ１１３の
電流流入端子と第２のパワーダイオード１１３ｄの電流
流出端子とが接続され、パワー増幅器８の駆動電流流入
端子８ａが形成されている。

【００１６】第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ１１
３の通電制御端子とＮＭＯＳ型トランジスタ１１４の通
電制御端子と抵抗１１６の一方の端子とが共通接続され
て、電位スイッチ信号入力端子８ｃが形成されている。
抵抗１１６の他方の端子と抵抗１１５の一方の端子が接
続され、電流増幅入力端子８ｄが形成されている。この
ように、第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ１１３
と、ＮＭＯＳ型トランジスタ１１４と、抵抗１１５と、
抵抗１１６とにより第２のＮＭＯＳ型パワー部カレント
ミラー回路が構成されている。この第２のＮＭＯＳ型パ
ワー部カレントミラー回路の動作については後述する。
なお、第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ１１３とＮ
ＭＯＳ型トランジスタ１１４のチップ面積比は２００倍
としている。

【００１７】第２のパワー増幅器８，９，１０における
他のパワー増幅器９，１０は、前述のパワー増幅器８と
実質的に同様に構成されている。すなわち、パワー増幅
器９は第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ１１７と、
この第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ１１７に逆接
続された第２のパワーダイオード１１７ｄと、ＮＭＯＳ
型トランジスタ１１８と、抵抗１１９と、抵抗１２０と
を有して構成されている。同様に、パワー増幅器１０は
第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ１２１と、この第
２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ１２１に逆接続され
た第２のパワーダイオード１２１ｄと、ＮＭＯＳ型トラ
ンジスタ１２２と、抵抗１２３と、抵抗１２４とを有し
て構成されている。

【００１８】図１と図２に示した第１のパワー増幅器
５，６，７における各パワー部カレントミラー回路は、
第１のパワー増幅器５，６，７の各電流増幅入力端子５
ｄ，６ｄ，７ｄへ入力された入力信号Ｐ１ａ，Ｐ２ａ，
Ｐ３ａを電流増幅する。また、第１のパワー増幅器５，
６，７における各電位スイッチ信号入力端子５ｃ，６
ｃ，７ｃへの入力信号Ｔ０１，Ｔ０２，Ｔ０３が高電位
状態であるとき、それぞれの第１のＮＭＯＳ型パワート
ランジスタ１０１，１０５，１０９はフルオン状態とな
る。ここで、ＮＭＯＳ型トランジスタのフルオン状態と
は、低動作電圧の飽和状態であり、電流流入端子５ａ，
６ａ，７ａ側と電流流出端子５ｂ，６ｂ，７ｂ側が抵抗
性の電圧降下を生じる状態である（以下同様）。

【００１９】図１において、スイッチング制御器１２は
制御パルス作成器５０を介して制御パルス信号Ｙ１，Ｙ
２，Ｙ３，Ｙ４，Ｙ５，Ｙ６を出力する。この制御パル
ス信号Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，Ｙ４，Ｙ５，Ｙ６は、第１の
パワー増幅器５，６，７の第１のＮＭＯＳ型パワートラ
ンジスタ１０１，１０５，１０９をオン・オフ制御し
て、第１のパワー増幅器５，６，７を高周波スイッチン
グ動作させる。このように、第１のパワー増幅器５，
６，７は、コイル２，３，４の各電力供給端子への駆動
電圧を高周波スイッチングして供給し、コイル２，３，
４への３相の駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の負極側電流を
供給する。

【００２０】図１と図２に示した第２のパワー増幅器
８，９，１０における各パワー部カレントミラー回路
は、第２のパワー増幅器８，９，１０の各電流増幅入力
端子８ｄ，９ｄ，１０ｄへ入力された入力信号Ｑ１，Ｑ
２，Ｑ３を電流増幅する。また、第２のパワー増幅器
８，９，１０の各電位スイッチ信号入力端子８ｃ，９
ｃ，１０ｃへの入力信号Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３が高電
位状態であるとき、第２のＮＭＯＳ型パワートランジス
タはフルオン状態となる。このように第２のパワー増幅
器８，９，１０は、コイル２，３，４への３相の駆動電
流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の正極側電流を供給する。

【００２１】以上のように、実施の形態１において、第
１のパワー増幅器５，６，７は、直流電源３０の負極端
子側とコイル２，３，４の各電力供給端子側とを並列的
に接続し、直流電源３０の負極端子側からコイル２，
３，４への電流路を電子的に切り替えている。同様に、
第２のパワー増幅器８，９，１０は、直流電源３０の正
極端子側とコイル２，３，４の各電力供給端子側とを並
列的に接続し、直流電源３０の正極端子側からコイル
２，３，４への電流路を電子的に切り替えている。

【００２２】［電流供給器１４の構成］図１において、
指令器１３から出力される指令信号Ａｄは、電流供給器
１４とスイッチング制御器１２に入力される。指令器１
３は、例えば移動体１の回転移動速度を検出し、検出さ
れた速度を所定値に制御する速度制御回路によって構成
されている。電流供給器１４は、指令信号Ａｄに応動す
る第１の供給電流信号Ｃ１と第２の供給電流信号Ｃ２を
出力する。図３は電流供給器１４の具体的な構成を示す
回路図である。電圧電流変換回路１３６は、指令信号Ａ
ｄに比例した変換電流信号Ｂｊを出力する。変換電流信
号Ｂｊは、トランジスタ１３１，１３２，１３３による
カレントミラー回路に供給され、トランジスタ１３２，
１３３のコレクタ側に変換電流信号Ｂｊに比例した電流
信号を作り出す。トランジスタ１３３のコレクタ電流は
第２の供給電流信号Ｃ２（負極性の電流信号）として出
力される。トランジスタ１３２のコレクタ電流は、トラ
ンジスタ１３４，１３５によるカレントミラー回路に供
給され、このカレントミラー回路を制御する。トランジ
スタ１３５のコレクタ電流は第１の供給電流信号Ｃ１
（正極性の電流信号）として出力される。これにより、
第１の供給電流信号Ｃ１と第２の供給電流信号Ｃ２は、
指令信号Ａｄに比例した電流信号となる。

【００２３】［切り替え作成器１５の構成］図１におい
て、切り替え作成器１５は、滑らかに変化する３相の切
り替え信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を出力する。図４は切り替
え作成器１５の具体的な構成を示す回路図である。図４
に示す例では、切り替え作成器１５が位置検出部１４０
と切り替え信号部１４１によって構成されている。位置
検出部１４０は、移動体１の発生磁束を検知する磁電変
換素子（例えばホール素子）からなる位置検出素子１４
２，１４３，１４４を有して構成されている。位置検出
素子１４２，１４３，１４４は、それぞれ電気的に１２
０度の位相差を有する。位置検出素子１４２，１４３，
１４４は、それぞれ移動体１の移動に伴って滑らかな正
弦波状に変化する２相の位置検出信号Ｊａ１とＪａ２，
Ｊｂ１とＪｂ２，及びＪｃ１とＪｃ２を出力する。ここ
で、Ｊａ１とＪａ２は逆相の関係（電気的に１８０度の
位相差）にある。同様にＪｂ１とＪｂ２，Ｊｃ１とＪｃ
２は逆相の関係にある。なお、逆相の信号は新たな相数
に数えない。このように、位置検出部１４０は電気的に
１２０度の位相差を有して正弦波状に変化する３相の位
置検出信号Ｊａ１，Ｊｂ１，Ｊｃ１、及びＪａ２，Ｊｂ
２，Ｊｃ２を得ている。３相の位置検出信号Ｊａ１，Ｊ
ｂ１，Ｊｃ１はフルオン指令信号作成器１９（図１）へ
出力される。

【００２４】切り替え信号部１４１は、３相の位置検出
信号Ｊａ１，Ｊｂ１，Ｊｃ１、及びＪａ２，Ｊｂ２，Ｊ
ｃ２に応動して滑らかに変化する正弦波状の３相の切り
替え信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を作り出す。定電流源１４
６，１４７，１４８，１４９，１５０，１５１は同じ電
流値を供給している。トランジスタ１５２，１５３は、
１相目の位置検出信号Ｊａ１とＪａ２の差動電圧に応動
して定電流源１４６の電流をコレクタ側へ分流する。ト
ランジスタ１５３のコレクタ電流は、トランジスタ１５
８，１５９からなるカレントミラー回路に供給される。
トランジスタ１５９のコレクタからは、トランジスタ１
５３のコレクタ電流の２倍の電流が出力され、定電流源
１４７の電流と比較され両者の差電流が１相目の切り替
え信号Ｄ１として出力される。従って、切り替え信号Ｄ
１は、位置検出信号Ｊａ１，Ｊａ２に応動して滑らかに
変化し、電気角で１８０度区間は電流が流出し（正極性
の電流）、次の１８０度区間は電流が流入する（負極性
の電流）。

【００２５】同様に、２相目の切り替え信号Ｄ２は、位
置検出信号Ｊｂ１，Ｊｂ２に応動して滑らかに変化し、
電気角で１８０度区間は電流が流出し（正極性の電
流）、次の１８０度区間は電流が流入する（負極性の電
流）。同様に、３相目の切り替え信号Ｄ３は、位置検出
信号Ｊｃ１，Ｊｃ２に応動して滑らかに変化し、電気角
で１８０度区間は電流が流出し（正極性の電流）、次の
１８０度区間は電流が流入する（負極性の電流）。以上
のように、３相の切り替え信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３は所定
の位相差を有する正弦波状の３相の電流信号に形成され
る。後述する図６の（ａ）には３相の位置検出信号Ｊａ
１，Ｊｂ１，Ｊｃ１の波形を示し、図９の（ａ）には３
相の切り替え信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３の波形を示す。な
お、図６及び図９における横軸は移動体１の回転位置で
ある。

【００２６】［フルオン指令信号作成器１９の構成］図
１において、フルオン指令信号作成器１９は、切り替え
作成器１５の３相の位置検出信号Ｊａ１，Ｊｂ１，Ｊｃ
１が入力され、第１のフルオン指令信号Ｗ１，Ｗ２，Ｗ
３と第２のフルオン指令信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３を作り出
す。図５はフルオン指令信号作成器１９の具体的な構成
を示す回路図である。３相の位置検出信号Ｊａ１，Ｊｂ
１，Ｊｃ１は、比較回路３００，３０１，３０２に入力
される。比較回路３００，３０１，３０２は３相の位置
検出信号Ｊａ１，Ｊｂ１，Ｊｃ１のうち２相を比較し、
その比較結果をロジック部３０３に出力する。ロジック
部３０３は、Ｈレベル（高電位状態）とＬレベル（低電
位状態）の２つの状態を持つ第１のフルオン指令信号Ｗ
１，Ｗ２，Ｗ３と第２のフルオン指令信号Ｓ１，Ｓ２，
Ｓ３を作り出す。図６の（ｂ）には第１のフルオン指令
信号Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３の波形を示す。また、図６の
（ｃ）には第２のフルオン指令信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３の
波形を示す。このように、第１のフルオン指令信号Ｗ
１，Ｗ２，Ｗ３と第２のフルオン指令信号Ｓ１，Ｓ２，
Ｓ３は、Ｈレベル区間が電気的に１２０゜で、それぞれ
１２０゜の位相差を有する３相の信号である。

【００２７】［第１の電位スイッチ作成器４０，４１，
４２と第２の電位スイッチ作成器４３，４４，４５の構
成］図１において、第１の電位スイッチ作成器４０，４
１，４２は、フルオン指令信号作成器１９の第１のフル
オン指令信号Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３に応動して、第１の電位
スイッチ信号Ｔ０１，Ｔ０２，Ｔ０３を作り出す。第２
の電位スイッチ作成器４３，４４，４５は、フルオン指
令信号作成器１９の第２のフルオン指令信号Ｓ１，Ｓ
２，Ｓ３に応動して、第２の電位スイッチ信号Ｔ１１，
Ｔ１２，Ｔ１３を作り出す。図７は第１の電位スイッチ
作成器４０，４１，４２と第２の電位スイッチ作成器４
３，４４，４５の具体的な構成を示す回路図である。

【００２８】第１の電位スイッチ作成器４０，４１，４
２のスイッチ手段３２０，３２１，３２２は、接続端子
の一方を直流電源３０の正極端子側に共通接続され、接
続端子の他方はそれぞれ第１の電位スイッチ信号Ｔ０
１，Ｔ０２，Ｔ０３の信号出力端子となる。それぞれの
接続制御端子には、第１のフルオン指令信号Ｗ１，Ｗ
２，Ｗ３が入力されている。スイッチ手段３２０，３２
１，３２２は、接続制御端子がＨレベル（高電位状態）
の時、２つの接続端子がショート（短絡状態）となり、
接続制御端子がＬレベル（低電位状態）の時、２つの接
続端子はオープン（開放状態）となる。すなわち、第１
のフルオン指令信号Ｗ１がＨレベルのときには、第１の
電位スイッチ信号Ｔ０１の電位は高電位状態（直流電源
３０の正極端子側電圧Ｖｃｃと同等電位）となる。第１
のフルオン指令信号Ｗ１がＬレベルのときには、第１の
電位スイッチ信号Ｔ０１はオフ（無信号状態）となる。
同様に、第１のフルオン指令信号Ｗ２がＨレベルのとき
は第１の電位スイッチ信号Ｔ０２は高電位状態となり、
第１のフルオン指令信号Ｗ２がＬレベルのときは第１の
電位スイッチ信号Ｔ０２はオフとなる。同様に、第１の
フルオン指令信号Ｗ３がＨレベルのときは第１の電位ス
イッチ信号Ｔ０３は高電位状態となり、第１のフルオン
指令信号Ｗ３がＬレベルのときは第１の電位スイッチ信
号Ｔ０３はオフとなる。

【００２９】第２の電位スイッチ作成器４３，４４，４
５のスイッチ手段３２３，３２４，３２５は、接続端子
の一方を高電位点Ｖｕに接続され、接続端子の他方はそ
れぞれ第２の電位スイッチ信号Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３
の信号出力端子となる。それぞれの接続制御端子には、
第２のフルオン指令信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３が入力されて
いる。スイッチ手段３２３，３２４，３２５は、接続制
御端子がＨレベル（高電位状態）の時、２つの接続端子
がショート（短絡状態）となり、接続制御端子がＬレベ
ル（低電位状態）の時、２つの接続端子はオープン（開
放状態）となる。すなわち、第２のフルオン指令信号Ｓ
１がＨレベルのときには、第２の電位スイッチ信号Ｔ０
１の電位は高電位状態（高電位点Ｖｕと同等電位）とな
る。第２のフルオン指令信号Ｓ１がＬレベルのときに
は、第２の電位スイッチ信号Ｔ１１はオフ（無信号状
態）となる。同様に、第２のフルオン指令信号Ｓ２がＨ
レベルのときは第２の電位スイッチ信号Ｔ１２は高電位
状態となり、第２のフルオン指令信号Ｓ２がＬレベルの
ときは第２の電位スイッチ信号Ｔ１２はオフとなる。同
様に、第２のフルオン指令信号Ｓ３がＨレベルのときは
第２の電位スイッチ信号Ｔ１３は高電位状態となり、第
２のフルオン指令信号Ｓ３がＬレベルのときは第２の電
位スイッチ信号Ｔ１３はオフとなる。

【００３０】第１の電位スイッチ信号Ｔ０１，Ｔ０２，
Ｔ０３は第１のパワー増幅器５，６，７の電位スイッチ
信号入力端子５ｃ，６ｃ，７ｃに入力され、第２の電位
スイッチ信号Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３は第２のパワー増
幅器８，９，１０の電位スイッチ信号入力端子８ｃ，９
ｃ，１０ｃに入力される。

【００３１】［電位スイッチ信号の働き］次に、第１の
電位スイッチ信号Ｔ０１，Ｔ０２，Ｔ０３および第２の
電位スイッチ信号Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３における各電
位スイッチ信号の働きについて説明する。図２におい
て、電位スイッチ信号Ｔ０１が高電位状態のとき、第１
のＮＭＯＳ型パワートランジスタ１０１の通電制御端子
は電位スイッチ信号Ｔ０１の電位となるため、第１のＮ
ＭＯＳ型パワートランジスタ１０１はフルオン状態とな
り、駆動電流Ｉ１の負極側電流を供給する。抵抗１０３
と抵抗１０４はそれぞれ十分大きな抵抗値を有している
ので、電位スイッチ信号Ｔ０１に流れる電流は非常に小
さい。反対に、電位スイッチ信号Ｔ０１が無信号状態の
とき、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ１０１とＮ
ＭＯＳ型トランジスタ１０２はカレントミラー回路とし
て働き、電流増幅入力端子５ｄの入力信号Ｐ１ａが入力
されているとき、入力信号Ｐ１ａを所定倍に電流増幅し
て、駆動電流Ｉ１の負極側電流を供給する。

【００３２】同様に、電位スイッチ信号Ｔ０２が高電位
状態のとき、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ１０
５はフルオン状態となり、駆動電流Ｉ２の負極側電流を
供給する。反対に、電位スイッチ信号Ｔ０２が無信号状
態のとき、電流増幅入力端子６ｄの入力信号Ｐ２ａを所
定倍に電流増幅して、駆動電流Ｉ２の負極側電流を供給
する。同様に、電位スイッチ信号Ｔ０３が高電位状態の
とき、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ１０９はフ
ルオン状態となり、駆動電流Ｉ３の負極側電流を供給す
る。反対に、電位スイッチ信号Ｔ０３が無信号状態のと
き、電流増幅入力端子７ｄの入力信号Ｐ３ａを所定倍に
電流増幅して、駆動電流Ｉ３の負極側電流を供給する。
第２の電位スイッチ信号Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３の働き
も、前述の第１の電位スイッチ信号Ｔ０１，Ｔ０２，Ｔ
０３の働きと同様であるので、その説明は省略する。

【００３３】［スロープ形成信号作成器１６の構成］図
１において、スロープ形成信号作成器１６は、第１の分
配器１７と、第２の分配器１８と、第１の区間限定器５
５と、第２の区間限定器５６とを有して構成されてい
る。スロープ形成信号作成器１６は切り替え作成器１５
の３相の切り替え信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３に応動して、３
相の第１のスロープ形成信号と３相の第２のスロープ形
成信号を作り出す。

【００３４】図８はスロープ形成信号作成器１６の具体
的な構成を示す回路図である。図８に示すように、第１
の分配器１７は、各電流流入端子が共通接続された３個
の第１の入力トランジスタ１７０，１７１，１７２と、
同様に各電流流入端子が共通接続された３個の第１の分
配トランジスタ１７３，１７４，１７５とを具備してい
る。第１の入力トランジスタ１７０，１７１，１７２
は、切り替え作成器１５からの３相の切り替え信号Ｄ
１，Ｄ２，Ｄ３が供給される各切り替え信号流入流出端
子側に各通電制御端子と各電流流出端子が接続されてい
る。第１の分配トランジスタ１７３，１７４，１７５
は、各切り替え信号流入流出端子側に各通電制御端子が
接続され、それぞれが共通接続された電流流入端子側に
電流供給器１４の第１の供給電流信号Ｃ１（正極性の電
流信号）が入力される。また、第１の分配トランジスタ
１７３，１７４，１７５は、各電流流出端子側から３相
の第１の分配電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３（正極性の電流
信号）を出力する。実施の形態１における第１の入力ト
ランジスタ１７０，１７１，１７２と第１の分配トラン
ジスタ１７３，１７４，１７５は、同じ型のＰＮＰバイ
ポーラトランジスタを使用している。

【００３５】図８に示すように、第２の分配器１８は、
前述の第１の分配器と１７と同様に、各電流流出端子が
共通接続された３個の第２の入力トランジスタ１７６，
１７７，１７８と、３個の第２の分配トランジスタ１７
９，１８０，１８１とを具備している。第２の入力トラ
ンジスタ１７６，１７７，１７８は、切り替え作成器１
５からの３相の切り替え信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３が供給さ
れる各切り替え信号流入流出端子側に各通電制御端子と
各電流流入端子が接続されている。第２の分配トランジ
スタ１７９，１８０，１８１は、各切り替え信号流入流
出端子側に各通電制御端子が接続され、それぞれが共通
接続された電流流出端子側に電流供給器１４の第２の供
給電流信号Ｃ２（負極性の電流信号）が入力される。ま
た、第２の分配トランジスタ１７９，１８０，１８１
は、各電流流入端子側から３相の第２の分配電流信号Ｈ
１，Ｈ２，Ｈ３（負極性の電流信号）を出力する。実施
の形態１における第２の入力トランジスタ１７６，１７
７，１７８と第２の分配トランジスタ１７９、１８０，
１８１は、同じ型のＮＰＮバイポーラトランジスタを使
用している。

【００３６】図８において、基準電圧源１８４、トラン
ジスタ１８２，１８３は、所定電圧を供給する所定電圧
供給部を構成し、第１の入力トランジスタ１７０，１７
１，１７２の共通接続端と第２の入力トランジスタ１７
６，１７７，１７８の共通接続端に直流電圧を供給して
いる。この所定電圧供給部により、切り替え信号Ｄ１が
正極性の電流のときに第２の入力トランジスタ１７６に
電流を通電する。このとき、第１の入力トランジスタ１
７０には電流が流れない。反対に、切り替え信号Ｄ１が
負極性の電流のときに第１の入力トランジスタ１７０に
電流を通電する。このとき、第２の入力トランジスタ１
７６には電流が流れない。すなわち、切り替え信号Ｄ１
の極性に応じて第１の入力トランジスタ１７０と第２の
入力トランジスタ１７６に相補的に電流を供給する。こ
のように切り替え信号Ｄ１の極性に応じて相補的に電流
を供給するため、第１の入力トランジスタ１７０と第２
の入力トランジスタ１７６には、同時に電流が流れなく
なる。同様に、切り替え信号Ｄ２が正極性の電流のとき
に第２の入力トランジスタ１７７に電流を通電し、負極
性の電流のときに第１の入力トランジスタ１７１に電流
を通電する。また、切り替え信号Ｄ３が正極性の電流の
ときに第２の入力トランジスタ１７８に電流を通電し、
負極性の電流のときに第１の入力トランジスタ１７２に
電流を通電する。

【００３７】第１の分配器１７における第１の分配トラ
ンジスタ１７３，１７４，１７５は、第１の入力トラン
ジスタ１７０，１７１，１７２に流れる３相電流に応動
して、第１の供給電流信号Ｃ１（正極性の電流信号）を
それぞれの電流流出端子側に分配し、３相の第１の分配
電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３（正極性の電流信号）を作り
出す。従って、３相の第１の分配電流信号Ｆ１，Ｆ２，
Ｆ３は、３相の切り替え信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３の負極電
流に応動して滑らかに変化し、３相の第１の分配電流信
号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３の合計電流は第１の供給電流信号Ｃ
１の電流値に等しくなる。図９は、実施の形態１におけ
る３相の切り替え信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３、３相の第１の
分配電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３、後述する３相の第２の
分配電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３等を示す波形図である。
図９の（ｂ）に３相の第１の分配電流信号Ｆ１，Ｆ２，
Ｆ３の波形図を示す。

【００３８】前述の第１の分配器１７と同様に、第２の
分配器１８の第２の分配トランジスタ１７９，１８０，
１８１は、第２の入力トランジスタ１７６，１７７，１
７８に流れる３相電流に応動して、第２の供給電流信号
Ｃ２（負極性の電流信号）をそれぞれの電流流入端子側
に分配し、３相の第２の分配電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３
（負極性の電流信号）を作り出す。従って、３相の第２
の分配電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３は、３相の切り替え信
号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３の正極電流に応動して滑らかに変化
し、３相の第２の分配電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３の合計
電流は第２の供給電流信号Ｃ２の電流値に等しくなる。
図９の（ｃ）に３相の第２の分配電流信号Ｈ１，Ｈ２，
Ｈ３の波形を示す。

【００３９】図８において、第１の区間限定器５５はス
イッチ手段１９０，１９１，１９２を具備している。ス
イッチ手段１９０，１９１，１９２は、第１の分配電流
信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３がそれぞれ入力される入力端子
と、第１の出力端子と、第２の出力端子と、選択信号で
ある第１のフルオン指令信号Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３が入力さ
れる選択信号入力端子との４端子を有する。選択信号入
力端子がＨレベルのときには入力端子と第２の出力端子
が接続され、選択信号入力端子がＬレベルのときには入
力端子と第１の出力端子が接続される。それぞれの第１
の出力端子は、第１のスロープ形成信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ
３の出力端子となる。一方、それぞれの第２の出力端子
は直流電源３０の負極端子側に接続される。

【００４０】図９に示した波形図において、第１の分配
電流信号Ｆ１（ｂ）と、第１のフルオン指令信号Ｗ１
（ｄ）と、第１のスロープ形成信号Ｅ１（ｆ）との関係
を示す。第１の分配電流信号Ｆ１は第１のフルオン指令
信号Ｗ１によって出力端子が選択され、フルオン指令信
号Ｗ１がＬレベルのときのみスロープ形成信号Ｅ１が出
力される。他の第１のスロープ形成信号Ｅ２，Ｅ３も同
様の波形となる。

【００４１】前述の第１の区間限定器５５と同様に、第
２の区間限定器５６はスイッチ手段１９３，１９４，１
９５を具備する。スイッチ手段１９３，１９４，１９５
の構成及び動作は前述のスイッチ手段１９０，１９１，
１９２と同様である。スイッチ手段１９３，１９４，１
９５の入力端子にはそれぞれ第２の分配電流信号Ｈ１，
Ｈ２，Ｈ３が入力され、第１の出力端子はそれぞれ第１
のスロープ形成信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３の出力端子とな
り、第２の出力端子は直流電源３０の負極端子側に接続
される。選択信号入力端子には、それぞれ第２のフルオ
ン指令信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３が入力される。図９に示し
た波形図において、第２の分配電流信号Ｈ１（ｃ）と、
第２のフルオン指令信号Ｓ１（ｅ）と、第２のスロープ
形成信号Ｇ１（ｇ）との関係を示す。第２の分配電流信
号Ｈ１は第２のフルオン指令信号Ｓ１によって出力端子
が選択され、フルオン指令信号Ｓ１がＬレベルのときの
みスロープ形成信号の電流が出力される。他の第２のス
ロープ形成信号Ｅ２，Ｅ３も同様の波形となる。

【００４２】図１に示すように、第１の区間限定器５５
からの３相のスロープ形成信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３は、そ
れぞれ第１の電流増幅器２３，２４，２５に入力され
る。第１の電流増幅器２３，２４，２５は、それぞれ３
相のスロープ形成信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を所定倍に電流
増幅して、３相の第１の増幅電流信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３
を作り出す。また、第２の区間限定器５６からの３相の
第２のスロープ形成信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３は、それぞれ
第２の電流増幅器２６，２７，２８に入力される。第２
の電流増幅器２６，２７，２８は、それぞれ３相の第２
のスロープ形成信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を所定倍に電流増
幅して、３相の第２の増幅電流信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３を
作り出す。また、第２の電流増幅器２６，２７，２８
は、高電圧出力器２９の高電位点Ｖｕから第２のパワー
増幅器８，９，１０に供給する。この高電圧出力器２９
は、たとえばチャージポンプの様に、入力電位よりも高
い出力電位を作り出す機能を有するものである。

【００４３】［電流検出器１１とスイッチング制御器１
２と制御パルス作成器５０の構成］図１に示した電流検
出器１１は、直流電源３０の供給する通電電流パルスＩ
ｇを検出し、通電電流パルスＩｇに応動した電流検出パ
ルス信号Ａｇを出力する。スイッチング制御器１２は、
指令器１３からの指令信号Ａｄと電流検出パルスＡｇと
を比較し、その比較結果に応動して、制御パルス作成器
５０において制御パルス信号Ｙ１、Ｙ２，Ｙ３，Ｙ４，
Ｙ５，Ｙ６をオン・オフ制御する。このように、制御パ
ルス信号Ｙ１、Ｙ２，Ｙ３，Ｙ４，Ｙ５，Ｙ６をオン・
オフ制御することにより、図２に示した第１のパワー増
幅器５，６，７における第１のＮＭＯＳ型パワートラン
ジスタ１０１，１０５，１０９を高周波スイッチング動
作させる。

【００４４】図１０は電流検出器１１とスイッチング制
御器１２と制御パルス作成器５０の具体的な構成を示す
回路図である。図１０に示すように、電流検出器１１は
直流電源３０の負極側の電流供給路に挿入された電流検
出用の抵抗２９６によって構成されている。電流検出器
１１は、抵抗２９６に生じる電圧降下により直流電源３
０の通電電流パルスＩｇを検出し、電流検出パルス信号
Ａｇを出力する。スイッチング制御器１２の比較回路２
９４は、指令信号Ａｄと電流検出パルス信号Ａｇとを比
較し、比較出力信号Ｃｒを得る。トリガ発生回路２９５
は１００ｋＨｚ程度の高周波のトリガパルス信号Ｄｐを
出力し、所定時間間隔ごとに繰り返し状態保持回路２９
３をトリガする。状態保持回路２９３は、トリガパルス
信号Ｄｐの立ち上がりエッジにおいてスイッチング制御
信号ＡｒをＬレベル（低電位状態）に変化させ、比較出
力信号Ｃｒの立ち上がりエッジにおいてスイッチング制
御信号ＡｒをＨレベル（高電位状態）に変化させる。

【００４５】制御パルス作成器５０の制御トランジスタ
３５０，３５１，３５２，３５３，３５４，３５５は、
スイッチング制御信号ＡｒがＬレベルのときには同時に
オフとなり、スイッチング制御信号ＡｒがＨレベルのと
きには同時にオンとなる。すなわち、スイッチング制御
信号ＡｒがＬレベルのときには制御パルス信号Ｙ１，Ｙ
２，Ｙ３，Ｙ４，Ｙ５，Ｙ６はオフ（無信号状態）にな
る。このとき、第１の電流増幅器２３，２４，２５から
の３相の第１の増幅電流信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３が第１の
パワー増幅器５，６，７に入力信号Ｐ１ａ，Ｐ２ａ，Ｐ
３ａとして供給される。

【００４６】スイッチング制御信号ＡｒがＨレベルのと
き、制御パルス信号Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，Ｙ４，Ｙ５，Ｙ
６はオン（低電位状態）になる。このとき、第１の電位
スイッチ作成器４０，４１，４２に入力される第１のフ
ルオン指令信号Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３はすべてＬレベルとな
り、第１の電位スイッチ信号Ｔ０１，Ｔ０２，Ｔ０３も
全て同時に無信号状態となる。また、３相の第１の増幅
電流信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３は、制御トランジスタ３５
０，３５１，３５２，３５３，３５４，３５５を介して
直流電源３０の負極端子側に流れる（図１０の電流信号
Ｐ１ｂ、Ｐ２ｂ、Ｐ３ｂ）。その結果、第１のパワー増
幅器５，６，７の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ
１０１，１０５，１０９はすべて同時にオフとなる。こ
のようにして、第１のパワー増幅器５，６，７はスイッ
チング制御信号Ａｒによりオン状態とオフ状態にスイッ
チング制御され、コイル２，３，４への駆動電流Ｉ１，
Ｉ２，Ｉ３を指令信号Ａｄに応動するように制御してい
る。

【００４７】以下、駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３を指令信
号Ａｄに応動して制御することについて説明する。トリ
ガパルス信号Ｄｐの立ち上がりエッジによって状態保持
回路２９３のスイッチング制御信号ＡｒがＬレベルに変
化したとき、第１のスロープ形成信号作成器１６または
フルオン指令信号作成器１９によって選択された１相ま
たは２相の第１のパワー増幅器５，６，７が通電状態に
なる。たとえば、パワー増幅器５のみが選択されている
場合を考えると、パワー増幅器５の第１のＮＭＯＳ型パ
ワートランジスタ１０１が通電状態になる。第１のＮＭ
ＯＳ型パワートランジスタ１０１は、コイル２に駆動電
流Ｉ１の負極側電流を供給する。コイルのインダクタン
ス作用によって、コイル２の駆動電流Ｉ１の負極側電流
値は徐々に増加する。従って、直流電源３０の供給する
通電電流パルスＩｇも増加し、電流検出器１１の電流検
出パルス信号Ａｇは大きくなる。電流検出パルス信号Ａ
ｇが指令信号Ａｄよりも大きくなった瞬間に、比較回路
２９４の比較出力信号Ｃｒが立ち上がりエッジを発生
し、スイッチング制御信号ＡｒはＨレベルに変化する。
スイッチング制御信号ＡｒがＨレベルになると、第１の
パワー増幅器５，６，７の第１のＮＭＯＳ型パワートラ
ンジスタ１０１，１０４，１０７はすべて同時にオフ状
態になる。ここで、ＮＭＯＳ型トランジスタのオフ状態
とは、電流流入端子側から電流流出端子側にかけて電流
を流さない状態である。このときコイル２は駆動電流Ｉ
１の負極側電流を連続的に流し続けるため、コイル２の
電力供給端子側の駆動電圧を大きくし、第２のパワー増
幅器８，９，１０におけるパワー増幅器８の第２のパワ
ーダイオード１１３ｄを通る電流路を形成する。その結
果、コイル２の駆動電流Ｉ１の負極側電流値は徐々に小
さくなる。少しの時間を経過した後に、トリガパルス信
号Ｄｐの立ち上がりエッジが到来し、前述のスイッチン
グ動作を繰り返す。

【００４８】このように、所定の時間間隔毎に繰り返し
発生するトリガパルス信号Ｄｐによって、第１のパワー
増幅器５，６，７を高周波スイッチング動作させてい
る。その結果、スイッチング周波数は１００ｋＨｚ程度
の高周波になるため、コイルの駆動電流の高周波リップ
ル分は非常に小さくなる。このようにして、直流電源３
０の通電電流パルスＩｇを指令信号Ａｄに応動した値に
制御し、コイル２，３，４への駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ
３を制御する。第１のパワー増幅器５，６，７の第１の
ＮＭＯＳ型パワートランジスタ１０１，１０４，１０７
のオン時の通電電流は、直流電源３０の通電電流パルス
Ｉｇを越えることはない。

【００４９】［駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３のコイルへの
通電方法］次に、コイル２，３，４への駆動電流Ｉ１，
Ｉ２，Ｉ３について図１１を用いて説明する。図１１
は、第２のパワー増幅器８，９，１０におけるパワー増
幅器８，９の一方または両方が選択通電された場合を示
す波形図である。図１１の（ａ）は第２の増幅電流信号
Ｑ１，Ｑ２の波形を示す。図１１の（ｂ）は第２のフル
オン指令信号Ｓ１，Ｓ２の波形を示す。第２の増幅電流
信号Ｑ１，Ｑ２は第２のスロープ形成信号Ｇ１，Ｇ２を
電流増幅した信号である。図１１の（ｃ）は駆動電流Ｉ
１の正極側電流の波形を示し、図１１の（ｄ）は駆動電
流Ｉ２の正極側電流の波形を示す。図１１において、Ｃ
ｔ１はパワー増幅器９のみが選択通電された区間、Ｃｔ
２とＣｔ３はパワー増幅器８，９の両方が選択通電され
た区間、Ｃｔ４はパワー増幅器８のみが選択通電した区
間を示す。

【００５０】次に、区間Ｃｔ１，Ｃｔ２，Ｃｔ３，Ｃｔ
４に分けて、駆動電流Ｉ１，Ｉ２の正極側電流波形につ
いて説明する。区間Ｃｔ１では第２のフルオン指令信号
Ｓ２によりパワー増幅器９のみが選択通電されている。
従って、パワー増幅器９の第２のＮＭＯＳ型パワートラ
ンジスタ１１７はフルオン状態となる。前述したように
駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３は指令信号Ａｄに応動するよ
うスイッチング制御される。図１１の（ｃ）と（ｄ）に
おいて、Ｉｍは、指令信号Ａｄに応動した駆動電流Ｉ
１，Ｉ２，Ｉ３の合計電流値を示す。区間Ｃｔ１ではパ
ワー増幅器９のみが選択通電されているので駆動電流Ｉ
２の正極側電流は、電流値Ｉｍに等しくなる。すなわ
ち、駆動電流Ｉ２の正極側電流は、図１１の（ｄ）にお
ける線分Ｅ−Ｆとなる。ただし、ここではスイッチング
による駆動電流波形の凹凸は無視している。

【００５１】区間Ｃｔ２ではパワー増幅器８，９の両方
が選択通電されている。パワー増幅器８は第２の増幅電
流信号Ｑ１によって選択通電されている。従って、パワ
ー増幅器８は増幅電流信号Ｑ１を２００倍（第２のパワ
ー増幅器８，９，１０のカレントミラー回路のチップ面
積比）に電流増幅して駆動電流波形Ｉ１の正極側電流と
して出力する。すなわち図１１の（ｃ）における線分Ａ
−Ｂとなる。パワー増幅器９は第２のフルオン指令信号
Ｓ２により選択通電されている。従ってパワー増幅器９
の第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ１１７はフルオ
ン状態となる。駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の合計電流は
電流値Ｉｍに等しいので、駆動電流Ｉ２は電流値Ｉｍか
ら駆動電流Ｉ１の正極側電流を引いた値になる。すなわ
ち、駆動電流Ｉ２は図１１の（ｄ）における線分Ｆ−Ｇ
となる。

【００５２】区間Ｃｔ３ではパワー増幅器８，９の両方
が選択通電されている。パワー増幅器８は第２のフルオ
ン指令信号Ｓ１によって選択通電されている。従って、
パワー増幅器８の第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ
１１３はフルオン状態となる。パワー増幅器９は第２の
増幅電流信号Ｑ２により選択通電されている。従って、
パワー増幅器９は増幅電流信号Ｑ２を２００倍に電流増
幅して、駆動電流波形Ｉ２の正極側電流として出力す
る。すなわち、駆動電流波形Ｉ２の正極側電流は、図１
１の（ｄ）における線分Ｇ−Ｈとなる。駆動電流Ｉ１，
Ｉ２，Ｉ３の合計電流は電流値Ｉｍに等しいので、駆動
電流Ｉ１は電流値Ｉｍから駆動電流Ｉ２の正極側電流を
引いた値になる。すなわち、駆動電流Ｉ１は、図１１の
（ｃ）における線分Ｂ−Ｃとなる。ここで、図１１の
（ｃ），（ｄ）の電流値Ｉｍを図１１の（ａ）の電流値
ｇｈの２００倍に等しくするような最適化を行うことに
より、駆動電流Ｉ１の正極側電流（線分Ａ−Ｂ−Ｃ）と
駆動電流Ｉ２の正極側電流（線分Ｆ−Ｇ−Ｈ）は連続し
た波形となる。

【００５３】区間Ｃｔ４では、第２のフルオン指令信号
Ｓ１によりパワー増幅器８のみが選択通電されている。
従って、第２のパワー増幅器８の第２のＮＭＯＳ型パワ
ートランジスタ１１３はフルオン状態となる。従って、
区間Ｃｔ１と同様に、駆動電流Ｉ１の正極側電流は電流
値Ｉｍに等しくなる。すなわち、駆動電流Ｉ１の正極側
電流は、図１１の（ｃ）における線分Ｃ−Ｄとなる。以
上の動作が繰り返され、駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の正
極側電流は、１８０度の通電区間を持つ滑らかな台形波
状の波形になる。すなわち、駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３
の正極側電流は、前述の図９の（ｃ）の第２の分配電流
信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を増幅した波形、極性は異なる
が、等しくなる。

【００５４】第１のパワー増幅器５，６，７が供給する
駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の負極側電流についても、前
述の正極側電流と同様である。第１のパワー増幅器５，
６，７の１相のみが選択通電されている場合、選択され
たパワー増幅器は電流値Ｉｍの駆動電流の負極側電流を
供給する。第１のパワー増幅器５，６，７のいずれか２
相が選択通電されている場合、第１の増幅電流信号Ｐ１
ａ，Ｐ２ａ，Ｐ３ａのいずれかで選択通電されている相
のパワー増幅器は、増幅電流信号を２００倍に電流増幅
して、駆動電流の負極側電流を供給する。第１のフルオ
ン指令信号Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３のいずれかで選択通電され
ている相のパワー増幅器の出力電流は、電流値Ｉｍから
選択通電されている他方の駆動電流の負極側電流を引い
た電流値となる。従って、駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の
正極側電流と同様、駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の負極側
電流波形は１８０度の通電区間を持つ滑らかな台形波状
の波形になる。また、第１のパワー増幅器５，６，７と
第２のパワー増幅器８，９，１０における同一相のパワ
ー増幅器は、相補的に選択通電されるので、連続的に変
化する滑らかな両方向の駆動電流がコイルに供給され、
かつ、同一相の第１のパワートランジスタと第２のパワ
ートランジスタによる短絡電流は生じることがない。

【００５５】実施の形態１においては、第１のパワー増
幅器５，６，７の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ
１０１，１０５，１０９を高速スイッチング動作させて
いるので、第１のパワー増幅器５，６，７の電力損失は
小さい。また、第２のパワー増幅器８，９，１０の第２
のＮＭＯＳ型パワートランジスタ１１３，１１７，１２
１をフルオン指令信号により低動作電圧にて飽和動作さ
せているので、第２のパワー増幅器８，９，１０の電力
損失は少ない。従って、実施の形態１のモータは、優れ
た電力効率を有する装置となる。また、実施の形態１に
おいては、第１のパワー増幅器５，６，７の第１のＮＭ
ＯＳ型パワートランジスタ１０１，１０５，１０９は高
周波スイッチング動作しながら、コイル２，３，４への
駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の負極側電流を滑らかに変化
させている。同様に、第２のパワー増幅器８，９，１０
の第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ１１３，１１
７，１２１は、コイル２，３，４への駆動電流Ｉ１，Ｉ
２，Ｉ３の正極側電流を滑らかに変化させている。その
結果、実施の形態１のモータは、駆動電流の脈動が大幅
に小さくなり、駆動電力の脈動やモータ振動が著しく小
さくなり、振動の少ない高性能のモータになる。

【００５６】また、実施の形態１では、トリガパルス信
号Ｄｐの繰り返しタイミングにおいて、スロープ形成信
号作成器１６またはフルオン指令信号作成器１９により
選択された第１のパワー増幅器をオンさせ、指令信号Ａ
ｄと電流検出器１１の出力信号Ａｇの比較結果によって
第１のパワー増幅器を同時にオフ状態に変えるよう構成
されている。このため、実施の形態１のモータによれ
ば、きわめて簡単な構成によって通電電流パルスＩｇの
制御が実現できる。すなわち、移動体１の回転移動に伴
って、１相分もしくは２相分の第１のパワー増幅器が活
性になっているが、オフするときには３相分の第１のパ
ワー増幅器を同時にオフ状態にすればよく、構成が簡単
である。また、実施の形態１においては、高周波スイッ
チングのタイミング管理が１個であるから、電流検出器
１１による電流検出動作が安定になる。

【００５７】さらに、実施の形態１では、第１の区間限
定器５５により第１のパワー増幅器５，６，７の電流増
幅入力端子に入力される電流が非常に少なくなる。さら
に、第１のパワー増幅器５，６，７の抵抗１０３，１０
４，１０７，１０８，１１１，１１２を十分大きくする
ことにより、第１の電位スイッチ信号Ｔ０１，Ｔ０２，
Ｔ０３の電流値は非常に小さくなる。従って、パワー増
幅器５，６，７を非常少ない電流で駆動できる。同様
に、第２のパワー増幅器８，９，１０も非常に小さい電
流で駆動できる。その結果、実施の形態１によれば、モ
ータの電力効率を向上したものとすることができる。

【００５８】なお、実施の形態１において下記手段は次
のように構成されている。通電制御手段は、切り替え作
成器１５、スロープ形成信号作成器１６、フルオン指令
信号作成器１９、第１の電位スイッチ作成器４０，４
１，４２、及び第２の電位スイッチ作成器４３，４４，
４５を具備している。波形形成信号作成手段は、切り替
え作成器１５とスロープ形成信号作成器１６とを具備し
ている。駆動指令手段は、第１の電流増幅器２３，２
４，２５、第２の電流増幅器２６，２７，２８、第１の
電位スイッチ作成器４０，４１，４２、及び第２の電位
スイッチ作成器４３，４４，４５を具備している。電流
供給手段は、基準電圧源１８４とトランジスタ１８２，
１８３とを具備している。分配制御手段は、第１の分配
器１７と第２の分配器１８とを具備している。電流増幅
手段は、第１の電流増幅器２３，２４，２５と第２の電
流増幅器２６，２７，２８とを具備している。

【００５９】《実施の形態２》本発明に係る実施の形態
２のモータについて図１２から図１４を参照して説明す
る。図１２は実施の形態２のモータの全体構成を示す回
路図である。実施の形態２のモータは、前述した実施の
形態１のモータと比較して、スロープ形成信号作成器１
６ｚと第１のパワー増幅器５ｚ，６ｚ，７ｚと第２のパ
ワー増幅器８ｚ，９ｚ，１０ｚの構成が異なっている。
また、実施の形態２のモータにおいては、前述の実施の
形態１における第１の電位スイッチ作成器４０，４１，
４２と第２の電位スイッチ作成器４３，４４，４５がな
く、第１の選択電位信号作成器６６，６７，６８と第２
の選択電位信号作成器６９，７０，７１を有する。実施
の形態２を示す図１２において、動作選択信号作成器１
９ｚは前述の実施の形態１のフルオン指令信号作成器１
９と全く同じ構成であるが、出力信号の働きが異なるた
め、異なる記号で示した。実施の形態２におけるその他
の構成において、前述の実施の形態１と同様な機能を有
するものには同一の符号を付し、その説明は省略する。

【００６０】図１３は第１のパワー増幅器５ｚ，６ｚ，
７ｚと第２のパワー増幅器８ｚ，９ｚ，１０ｚの具体的
な構成を示す回路図である。図１３に示すように、第１
のパワー増幅器５ｚ，６ｚ，７ｚにおけるパワー増幅器
５ｚは、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ１０１
と、この第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ１０１に
逆接続された第１のパワーダイオード１０１ｄと、ＮＭ
ＯＳ型トランジスタ１０２と、ＮＭＯＳ型トランジスタ
１２５とを有して構成される。第１のＮＭＯＳ型パワー
トランジスタ１０１の電流流出端子と、第１のパワーダ
イオード１０１ｄの電流流入端子と、ＮＭＯＳ型トラン
ジスタ１０２の電流流出端子とが共通接続され、パワー
増幅器５ｚの駆動電流流出端子５ｂが形成されている。
第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ１０１の電流流入
端子と第１のパワーダイオード１０１ｄの電流流出端子
とが接続され、パワー増幅器５ｚの駆動電流流入端子５
ａが形成されている。第１のＮＭＯＳ型パワートランジ
スタ１０１の通電制御端子とＮＭＯＳ型トランジスタ１
０２の通電制御端子とＮＭＯＳ型トランジスタ１２５の
電流流入端子とが接続され、電流増幅入力端子５ｄが形
成されている。ＮＭＯＳ型トランジスタ１２５の通電制
御端子は選択電位信号入力端子５ｅとなっている。第１
のＮＭＯＳ型パワートランジスタ１０１とＮＭＯＳ型ト
ランジスタ１０２のチップ面積比は２００倍としてい
る。このパワー増幅器５ｚの動作については後述する。

【００６１】前述のパワー増幅器５ｚと同様に、第１の
パワー増幅器５ｚ，６ｚ，７ｚにおけるパワー増幅器６
ｚは、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ１０５と、
この第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ１０５に逆接
続された第１のパワーダイオード１０５ｄと、ＮＭＯＳ
型トランジスタ１０６と、ＮＭＯＳ型トランジスタ１２
６とを有して構成される。同様に、パワー増幅器７ｚは
第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ１０９と、この第
１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ１０９に逆接続され
た第１のパワーダイオード１０９ｄと、ＮＭＯＳ型トラ
ンジスタ１１０と、ＮＭＯＳ型トランジスタ１２７とを
有して構成される。

【００６２】第２のパワー増幅器８ｚ，９ｚ，１０ｚに
おけるパワー増幅器８ｚは、第２のＮＭＯＳ型パワート
ランジスタ１１３と、この第２のＮＭＯＳ型パワートラ
ンジスタ１１３に逆接続された第２のパワーダイオード
１１３ｄと、ＮＭＯＳ型トランジスタ１１４と、ＮＭＯ
Ｓ型トランジスタ１２８とを有して構成される。第２の
ＮＭＯＳ型パワートランジスタ１１３の電流流出端子
と、第２のパワーダイオード１１３ｄの電流流入端子
と、ＮＭＯＳ型トランジスタ１１４の電流流出端子とが
共通接続され、パワー増幅器８ｚの駆動電流流出端子８
ｂが形成されている。第２のＮＭＯＳ型パワートランジ
スタ１１３の電流流入端子と第２のパワーダイオード１
１３ｄの電流流出端子とが接続され、パワー増幅器８ｚ
の駆動電流流入端子８ａが形成されている。

【００６３】第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ１１
３の通電制御端子とＮＭＯＳ型トランジスタ１１４の通
電制御端子とＮＭＯＳ型トランジスタ１２８の電流流入
端子とが接続され、電流増幅入力端子８ｄが形成されて
いる。ＮＭＯＳ型トランジスタ１２８の通電制御端子は
選択電位信号入力端子８ｅとなっている。第２のＮＭＯ
Ｓ型パワートランジスタ１１３とＮＭＯＳ型トランジス
タ１１４のチップ面積比は２００倍としている。このパ
ワー増幅器８ｚの動作については後述する。

【００６４】前述のパワー増幅器８ｚと同様に、第２の
パワー増幅器８ｚ，９ｚ，１０ｚにおけるパワー増幅器
９ｚは、第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ１１７
と、この第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ１１７に
逆接続された第２のパワーダイオード１１７ｄと、ＮＭ
ＯＳ型トランジスタ１１８と、ＮＭＯＳ型トランジスタ
１２９とを有して構成される。同様に、パワー増幅器１
０ｚは第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ１２１と、
この第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ１２１に逆接
続された第２のパワーダイオード１２１ｄと、ＮＭＯＳ
型トランジスタ１２２と、ＮＭＯＳ型トランジスタ１３
０とを有して構成される。

【００６５】図１２に示した実施の形態２のスロープ形
成信号作成器１６ｚは、第１の分配器１７と第２の分配
器１８とを有している。第１の分配器１７と第２の分配
器１８の構成は前述した実施の形態１において図８に示
したものと同じ構成である。実施の形態２におけるスロ
ープ形成信号作成器１６ｚは、第１の分配電流信号Ｆ
１，Ｆ２，Ｆ３と第２の分配電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３
を出力する。スロープ形成信号作成器１６ｚから出力さ
れた第１の分配電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３は、第１の電
流増幅器２３，２４，２５において所定倍に電流増幅さ
れ、増幅電流信号Ｐｚ１，Ｐｚ２，Ｐｚ３として出力さ
れる。同様に、スロープ形成信号作成器１６ｚから出力
された第２の分配電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３は、第２の
電流増幅器２６，２７，２８において所定倍に電流増幅
され、増幅電流信号Ｑｚ１，Ｑｚ２，Ｑｚ３として出力
される。

【００６６】図１２に示した第１の選択電位信号作成器
６６，６７，６８は、第１の動作選択信号Ｋ１，Ｋ２，
Ｋ３に応動して、第１の選択電位信号Ｍ０１，Ｍ０２，
Ｍ０３を出力する。第２の選択電位信号作成器６９，７
０，７１は、第２の動作選択信号Ｊ１，Ｊ２，Ｊ３に応
動して、第２の選択電位信号Ｍ１１，Ｍ１２，Ｍ１３を
出力する。図１４は第１の選択電位信号作成器６６，６
７，６８と第２の選択電位信号作成器６９，７０，７１
の具体的な構成を示す回路図である。第１の選択電位信
号作成器６６はスイッチ手段４２６と抵抗４２９とイン
バータ４３８とを有している。スイッチ手段４２６は、
接続制御端子がＨレベル（高電位状態）のときに２つの
接続端子がショート（短絡状態）となり、接続制御端子
がＬレベル（低電位状態）のときに２つの接続端子はオ
ープン（開放状態）となる。すなわち、第１の動作選択
信号Ｋ１がＨレベルのとき、インバータ４３８の出力は
Ｌレベルとなり、スイッチ手段４２６の２つの接続端子
は開放状態となる。従って、第１の選択電位信号Ｍ０１
の電位は、直流電源３０の正極端子側電圧Ｖｃｃと実質
的に同等電位で高電位状態となる。一方、第１の動作選
択信号Ｋ１がＬレベルのとき、インバータ４３８の出力
はＨレベルとなり、スイッチ手段４２６の２つの接続端
子が短絡状態となる。従って、第１の選択電位信号Ｍ０
１の電位は、直流電源３０の負極端子側電圧と実質的に
同等電位で低電位状態となる。

【００６７】同様に、第１の動作選択信号Ｋ２がＨレベ
ルのとき、第１の選択電位信号Ｍ０２の電位は、直流電
源３０の正極端子側電圧Ｖｃｃと実質的に同等電位で高
電位状態となる。第１の動作選択信号Ｋ２がＬレベルの
とき、第１の選択電位信号Ｍ０２の電位は、直流電源３
０の負極端子側電圧と実質的に同等電位で低電位状態と
なる。また、第１の動作選択信号Ｋ３がＨレベルのと
き、第１の選択電位信号Ｍ０３の電位は、直流電源３０
の正極端子側電圧Ｖｃｃと実質的に同等電位で高電位状
態となる。第１の動作選択信号Ｋ３がＬレベルのとき、
第１の選択電位信号Ｍ０３の電位は、直流電源３０の負
極端子側電圧と実質的に同等電位で低電位状態となる。

【００６８】第２の選択電位信号作成器６９はスイッチ
手段４３２と抵抗４２３とインバータ４３５とから構成
される。スイッチ手段４３２は、接続制御端子がＨレベ
ル（高電位状態）のときに２つの接続端子がショート
（短絡状態）となり、接続制御端子がＬレベル（低電位
状態）のときに２つの接続端子はオープン（開放状態）
となる。すなわち、第２の動作選択信号Ｊ１がＨレベル
のとき、インバータ４３８の出力はＬレベルとなり、ス
イッチ手段４３２の２つの接続端子が開放状態となる。
従って、第２の選択電位信号Ｍ１１の電位は、高電位点
Ｖｕと実質的に同等電位で高電位状態となる。第２の動
作選択信号Ｊ１がＬレベルのとき、インバータ４３５の
出力はＨレベルとなり、スイッチ手段４３２の２つの接
続端子は短絡状態となる。従って、第１の選択電位信号
Ｍ１１の電位は、直流電源３０の負極端子側電圧と実質
的に同等電位で低電位状態となる。

【００６９】同様に、第２の動作選択信号Ｊ２がＨレベ
ルのとき、第２の選択電位信号Ｍ１２の電位は、高電位
点Ｖｕと実質的に同等電位で高電位状態となる。第２の
動作選択信号Ｊ２がＬレベルのとき、第２の選択電位信
号Ｍ１２の電位は、直流電源３０の負極端子側電圧と実
質的に同等電位で低電位状態となる。また、第２の動作
選択信号Ｊ３がＨレベルのとき、第２の選択電位信号Ｍ
１３の電位は、高電位点Ｖｕと実質的に同等電位で高電
位状態となる。第２の動作選択信号Ｊ３がＬレベルのと
き、第２の選択電位信号Ｍ１３の電位は、直流電源３０
の負極端子側電圧と実質的に同等電位で低電位状態とな
る。

【００７０】次に、実施の形態２における第１のパワー
増幅器５ｚ，６ｚ，７ｚと第２のパワー増幅器８ｚ，９
ｚ，１０ｚの動作について説明する。図１３において、
第１のパワー増幅器５ｚ，６ｚ，７ｚにおけるパワー増
幅器５ｚの選択電位信号入力端子５ｅには第１の選択電
位信号Ｍ０１が入力されている。第１の選択電位信号Ｍ
０１が高電位状態（第１の動作選択信号Ｋ１がＬレベ
ル）のとき、ＮＭＯＳ型トランジスタ１２５はオンとな
る。すなわち、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ１
０１とＮＭＯＳ型トランジスタ１０２によるカレントミ
ラー回路が構成される。この状態において、電流増幅入
力端子５ｄに信号Ｐｚ１ａが入力されたとき、入力信号
（信号Ｐｚ１ａ）の電流を２００倍に増幅して、駆動電
流Ｉ１の負極側電流を供給する。第１の選択電位信号Ｍ
０１が低電位状態（第１の動作選択信号Ｋ１がＨレベ
ル）のとき、ＮＭＯＳ型トランジスタ１２５はオフとな
る。すなわち、このときＮＭＯＳ型トランジスタ１０２
には電流が流れない。電流増幅入力端子５ｄへ入力され
た入力信号Ｐｚ１ａは、第１の電流増幅器２３からの出
力である。第１の電流増幅器２３は第１のＮＭＯＳ型パ
ワートランジスタ１０１を駆動するために直流電源３０
の正極端子側から電流信号Ｐｚ１ａを出力する。しか
し、ＮＭＯＳ型トランジスタ１０２には電流が流れない
ため、第１のパワートランジスタ１０１の通電制御端子
は直流電源３０の正極端子側と実質的に同等電位とな
る。従って、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ１０
１はフルオン状態となる。

【００７１】上記のように、第１の動作選択信号Ｋ１が
Ｈレベルのとき、パワー増幅器５ｚの第１のＮＭＯＳ型
パワートランジスタ１０１はフルオン状態となり、駆動
電流Ｉ１の負極側電流を供給する。第１の動作選択信号
Ｋ１がＬレベルのとき、第１のＮＭＯＳ型パワートラン
ジスタ１０１とＮＭＯＳ型トランジスタ１０２はカレン
トミラー回路として機能し、入力信号Ｐｚ１ａを２００
倍に電流増幅する。そして、パワー増幅器５ｚは、駆動
電流Ｉ１の負極側電流を供給する。第１のパワー増幅器
５ｚ，６ｚ，７ｚにおける他のパワー増幅器６ｚ，７ｚ
の動作もパワー増幅器５ｚと同様である。

【００７２】実施の形態２において、第１の分配電流信
号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３と第１の動作選択信号Ｋ１，Ｋ２，
Ｋ３は、前述の実施の形態１の第１の分配電流信号Ｆ
１，Ｆ２，Ｆ３（図８）と第１のフルオン指令信号Ｗ
１，Ｗ２，Ｗ３と実質的に同じ信号である。従って、実
施の形態２における第１のパワー増幅器５ｚ，６ｚ，７
ｚは、前述した実施の形態１における第１のパワー増幅
器５，６，７と同じタイミングで電流増幅動作と第１の
ＮＭＯＳ型パワートランジスタのフルオン動作を行う。
第２のパワー増幅器８ｚ，９ｚ，１０ｚにおけるパワー
増幅器８ｚは、パワー増幅器５ｚと同様に、第２の動作
選択信号Ｊ１がＨレベルのとき、パワー増幅器８ｚの第
２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ１１３がフルオン状
態となり、駆動電流Ｉ１の正極側電流を供給する。第２
の動作選択信号Ｊ１がＬレベルのとき、第２のＮＭＯＳ
型パワートランジスタ１１３とＮＭＯＳ型トランジスタ
１１４はカレントミラー回路として機能し、入力信号Ｑ
ｚ１ａを２００倍に電流増幅する。そして、パワー増幅
器８ｚは駆動電流Ｉ１の正極側電流を供給する。第２の
パワー増幅器８ｚ，９ｚ，１０ｚにおける他のパワー増
幅器９ｚ，１０ｚも前述のパワー増幅器８ｚと同様であ
る。

【００７３】実施の形態２において、第１の分配電流信
号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３と第２の動作選択信号Ｊ１，Ｊ２，
Ｊ３は、前述の実施の形態１における第２の分配電流信
号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３（図８）と第２のフルオン指令信号
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３と実質的に同じ信号である。従って、
実施の形態１における第２のパワー増幅器８ｚ，９ｚ，
１０ｚは、前述の実施の形態１における第２のパワー増
幅器８，９，１０と実質的に同じタイミングで電流増幅
動作と第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタのフルオン
動作を行う。

【００７４】なお、実施の形態２において下記手段は次
のように構成されている。通電制御手段は、切り替え作
成器１５、スロープ形成信号作成器１６ｚ、フルオン指
令信号作成器１９ｚ、第１の電流増幅器２３，２４，２
５、第２の電流増幅器２６，２７，２８、第１の選択電
位信号作成器６６，６７，６８、及び第１の選択電位信
号作成器７０，７１，７２を具備している。波形形成信
号作成手段は、切り替え作成器１５とスロープ形成信号
作成器１６ｚとを具備している。駆動指令手段は、第１
の電流増幅器２３，２４，２５、第２の電流増幅器２
６，２７，２８、第１の選択電位信号作成器６６，６
７，６８、及び第１の選択電位信号作成器７０，７１，
７２を具備している。電流供給手段は、基準電圧源１８
４とトランジスタ１８２，１８３とを具備している。分
配制御手段は、第１の分配器１７と第２の分配器１８と
を具備している。電流増幅手段は、第１の電流増幅器２
３，２４，２５と第２の電流増幅器２６，２７，２８と
を具備している。選択電位信号作成手段は、第１の選択
電位信号作成器６６，６７，６８、及び第１の選択電位
信号作成器７０，７１，７２を具備している。

【００７５】以上のように、実施の形態２の第１のパワ
ー増幅器５ｚ，６ｚ，７ｚと第２のパワー増幅器８ｚ，
９ｚ，１０ｚは、実施の形態１の第１のパワー増幅器
５，６，７と第２のパワー増幅器８，９，１０と同じ動
作を行う。さらに、実施の形態２においては、直流電源
３０の通電電流パルスＩｇを指令信号Ａｄに応動した値
に制御し、コイル２，３，４への駆動電流Ｉ１，Ｉ２，
Ｉ３を制御する動作も、前述の実施の形態１と同じであ
る。ただし、実施の形態１では６種類の制御パルス信号
Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，Ｙ４，Ｙ５，Ｙ６が必要であったの
に対して、実施の形態２では３種類の制御パルス信号Ｙ
１，Ｙ２，Ｙ３でよい。従って、実施の形態２の駆動電
流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３も実施の形態１と同様の波形にな
る。すなわち、実施の形態２の駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ
３は、１８０度の通電区間を持つ連続した滑らかな台形
波状の波形になる。その結果、実施の形態２において
は、駆動電流の脈動が大幅に小さくなり、駆動電力の脈
動やモータ振動が著しく小さくなり、振動の少ない高性
能のモータとなる。さらに、実施の形態２では第１のパ
ワートランジスタ５ｚ，６ｚ，７ｚと第２のパワートラ
ンジスタ８ｚ，９ｚ，１０ｚがフルオン状態のときには
パワー増幅器の駆動電流がほとんど零になる。このた
め、実施の形態２のモータは、電力効率の高い優れた装
置となる。

【００７６】なお、実施の形態１及び実施の形態２のモ
ータの具体的な構成については、各種の変形が可能であ
る。たとえば、各相のコイルは複数個のコイルを直列も
しくは並列に接続して構成してもよい。また、コイルの
相数は３相に限定されるものではない。また、移動体は
回転移動に限らず、直進移動の構成のものでも本発明を
適用できる。さらに、移動体の磁極数は２極に限定され
るものではなく、多極にしてもよく、また、磁性歯を用
いてもよい。本発明のモータにおいて、切り替え作成器
の構成は、３個の位置検出素子に限定されるものでもな
く、２個でもよいし、３個以上の位置検出器を使用して
もよい。また、前述の実施の形態において、切り替え作
成器は磁電変換素子を使用した位置検出部を含んで構成
したが、本発明はそのような構成に限定されるものでは
なく、例えば、コイルに生じる逆起電圧を利用して切り
替え信号を作り出してもよい。

【００７７】また、本発明のモータにおける分配器の構
成は、前述の実施の形態に限定されるものではなく、一
般的な分配器を用いて構成することも可能である。本発
明のモータにおいて、駆動電流の極性が変化するとき、
連続的に電流値を変化させることが駆動電流の脈動を防
ぐ意味で好ましいが、例えば、同一相の第１の分配電流
信号と第２の分配電流信号は同時に零になる期間があ
り、その相の駆動電流を零にする時間が存在しても、駆
動電流が滑らかに変化するのであればモータの振動を抑
制することができる。また、本発明において、切り替え
作成器と分配器は実際の回路として用いる必要はなく、
例えば、ワンチップマイコンとＲＯＭとＤ／Ａ変換器を
用いて正弦波の信号を出力しても構わない。また、本発
明において、正弦波や台形波に限るものではなく、電気
角で３６０／Ｑ度よりも大きな通電幅を有していればど
んな波形でも構わない。

【００７８】また、本発明において、スイッチング制御
するのは第１のパワー増幅器だけに限定されるものでは
なく、第１のパワー増幅器と第２のパワー増幅器の両方
をスイッチング制御しても問題はなく、第２のパワー増
幅器のみをスイッチング制御しても問題はない。また、
本発明において、スイッチング制御器１２、指令器１
３、電流供給器１４、切り替え作成器１５等におけるト
ランジスタやダイオードを、適時ＦＥＴトランジスタ
（電解効果型トランジスタ）を用いて構成することも可
能である。また、本発明は必ずしもスイッチング制御に
より構成する必要はなく、パワートランジスタをアナロ
グ動作させた場合でも、パワートランジスタのフルオン
区間を長くすることができ、その結果、モータの電力効
率は向上する。

【００７９】また、本発明において、パワートランジス
タに二重拡散型ＮＭＯＳ−ＦＥＴトランジスタを用い
て、ＦＥＴトランジスタに逆接続される寄生ダイオード
をパワーダイオードとして使用し、構成を簡単にした例
で説明した。しかし、パワーダイオードはパワートラン
ジスタと一緒に集積回路内に形成することが可能であ
り、必要に応じて集積回路に外付けしてもよく、これら
の構成は本発明に含まれることはいうまでもない。例え
ば、パワートランジスタと並列にショットキー型のパワ
ーダイオードを逆接続してもよい。その他、本発明の趣
旨を変えずして種々の変形が可能であり、その変形は本
発明に含まれることは言うまでもない。

【００８０】

【発明の効果】以上、実施例について詳細に説明したと
ころから明らかなように、本発明は次の効果を有する。
本発明のモータにおいては、直流電源の供給する通電電
流パルスを検出し、指令信号と検出信号の比較結果に応
動してパワートランジスタをスイッチング制御してい
る。このようにスイッチング制御することにより、本発
明によれば、パワー増幅器の電力損失・発熱が少なくな
り、電力効率の高い優れたモータを得ることができる。
また、本発明のモータは、滑らかに変化する分配電流信
号をパワー増幅器に供給するよう構成されているため、
電流路の切り替えを簡単に滑らかに実行することが可能
となる。その結果、本発明によれば、駆動電流の脈動が
小さくなり、モータの振動は大幅に小さくなる。また、
本発明によれば、パワー部カレントミラー回路への駆動
電流を少なくし、かつパワートランジスタのフルオン時
の駆動電流も少なくできるため、パワー増幅器の駆動電
流が大幅に少なくなり、高い電力効率を有するモータを
得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る実施の形態１のモータの全体構成
を示すブロック図である。

【図２】実施の形態１のモータにおける第１のパワー増
幅器５，６，７と第２のパワー増幅器９，１０，１１の
構成を示す回路図である。

【図３】実施の形態１のモータにおける電流供給器１４
を示す回路図である。

【図４】実施の形態１のモータにおける切り替え作成器
１５を示す回路図である。

【図５】実施の形態１のモータにおけるフルオン指令信
号作成器１９を示す回路図である。

【図６】実施の形態１のモータにおける各部位の動作を
示す波形図である。（ａ）は位置検出信号Ｊａ１，Ｊｂ
１，Ｊｃ１の波形図であり、（ｂ）は第１のフルオン指
令信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３の波形図であり、（ｃ）は第２
のフルオン指令信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３の波形図である。

【図７】実施の形態１のモータにおける第１の電位スイ
ッチ作成器４０，４１，４２と第２の電位スイッチ作成
器４３，４４，４５を示す回路図である。

【図８】実施の形態１のモータにおけるスロープ形成信
号作成器１６の回路図である。

【図９】実施の形態１のモータにおける各部位の動作を
示す波形図である。（ａ）は３相の切り替え信号Ｄ１，
Ｄ２，Ｄ３の波形図であり、（ｂ）は第１の分配電流信
号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３の波形図であり、（ｃ）は第２の分
配電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３の波形図であり、（ｄ）は
第１のフルオン指令信号Ｗ１の波形図であり、（ｅ）は
第２のフルオン指令信号Ｓ１の波形図であり、（ｆ）は
第１のスロープ形成信号Ｅ１の波形図であり、（ｇ）は
第２のスロープ形成信号Ｇ１の波形図である。

【図１０】実施の形態１における電流検出器１１とスイ
ッチング制御器１２と制御パルス作成器５０を示す回路
図である。

【図１１】実施の形態１における第２のパワー増幅器
８，９，１０において、パワー増幅器８，９の一方また
は両方が選択通電された場合を示す波形図である。

【図１２】本発明に係る実施の形態２のモータの構成を
示すブロック図である。

【図１３】実施の形態２のモータにおける第１のパワー
増幅器５ｚ，６ｚ，７ｚと第２のパワー増幅器９ｚ，１
０ｚ，１１ｚを示す回路図である。

【図１４】実施の形態２のモータにおける第１の選択電
位信号作成器６６，６７，６８と第２の選択電位信号作
成器６９，７０，７１を示す回路図である。

【図１５】従来のモータの構成を示すブロック図であ
る。

【符号の説明】

１ 移動体 ２，３，４ コイル ５，６，７ 第１のパワー増幅器 ８，９，１０ 第２のパワー増幅器 １１ 電流検出器 １２ スイッチング制御器 １３ 指令器 １４ 電流供給器 １５ 切り替え作成器 １６ スロープ形成信号作成器 １９ フルオン指令信号作成器 ２３，２４，２５ 第１の電流増幅器 ２６，２７，２８ 第２の電流増幅器 ４０，４１，４２ 第１の電位スイッチ作成器 ４３，４４，４５ 第２の電位スイッチ作成器 ５０ 制御パルス作成器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 森 英明 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 三宅 稔 大阪府高槻市幸町１番１号 松下電子工業 株式会社内 (72)発明者 横内 朋治 大阪府高槻市幸町１番１号 松下電子工業 株式会社内 (72)発明者 西野 英樹 大阪府高槻市幸町１番１号 松下電子工業 株式会社内 Ｆターム(参考） 5H560 BB04 BB07 BB12 DA13 DC12 DC13 EB01 RR04 TT14 XA02

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 移動体と、複数相のコイルと、電力供給
   源となる直流電源手段と、前記直流電源手段の一方の電
   極端子側と前記コイルとの電流路を形成する第１のパワ
   ートランジスタをそれぞれが有するＱ個（Ｑは３以上の
   整数）の第１のパワー増幅手段と、前記直流電源手段の
   他方の電極端子側と前記コイルとの電流路を形成する第
   ２のパワートランジスタをそれぞれが有するＱ個の第２
   のパワー増幅手段と、前記第１のパワー増幅手段と前記
   第２のパワー増幅手段の通電を制御する通電制御手段と
   を具備し、 前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段と前記Ｑ個の第２のパ
   ワー増幅手段の一方もしくは両方が、それぞれ電気角で
   ３６０／Ｑ度よりも大きなＰ度の通電幅を有し、 前記通電制御手段が、前記Ｐ度の通電区間のうち通電開
   始からＰ／２度未満の第１の区間と通電終了までのＰ／
   ２度未満の第２の区間だけスロープ形成信号を出力し、
   スロープ形成信号が出力されない第３の区間はスロープ
   形成信号の最大値以下の信号を出力する波形形成信号作
   成手段と、前記第３の区間を含みＰ度未満の区間だけ出
   力されるフルオン指令信号を得るフルオン指令信号作成
   手段と、前記スロープ形成信号と前記フルオン指令信号
   の両者に応動して、少なくとも１個の前記第１のパワー
   増幅手段もしくは前記第２のパワー増幅手段の通電を制
   御する駆動指令手段とを具備して構成されたモータ。
2. 【請求項２】 前記波形形成信号作成手段は、複数相の
   切り替え信号を出力する切り替え作成手段と、指令信号
   に応動して変化する前記第１のパワー増幅手段と前記第
   ２のパワー増幅手段の一方もしくは両方の供給電流であ
   る供給電流信号を出力する電流供給手段と、前記切り替
   え作成手段の出力信号に応動して前記供給電流信号を１
   相分もしくは２相分に交互に分配制御してＱ相の分配電
   流信号を得る分配制御手段と、前記分配電流信号の出力
   区間を限定する区間限定手段とを具備して構成された請
   求項１に記載のモータ。
3. 【請求項３】 前記第１のパワー増幅手段の第１のパワ
   ートランジスタと前記第２のパワー増幅手段の第２のパ
   ワートランジスタの一方もしくは両方をオン・オフの高
   周波スイッチング動作させるスイッチング制御手段を具
   備して構成された請求項１又は請求項２に記載のモー
   タ。
4. 【請求項４】 前記駆動指令手段は、前記スロープ形成
   信号を所定倍の電流増幅した増幅電流信号を出力する電
   流増幅手段と、前記フルオン指令信号に応動した電位ス
   イッチ信号を得る電位スイッチ作成手段とを具備して構
   成された請求項１から請求項３の何れか一つの請求項に
   記載のモータ。
5. 【請求項５】 前記第１のパワー増幅手段と前記第２の
   パワー増幅手段の一方もしくは両方は、前記パワートラ
   ンジスタを用いたカレントミラーを含んで構成され、入
   力された信号を電流増幅する電流増幅入力端子と、入力
   された信号電位により前記パワートランジスタを制御す
   る電位スイッチ信号入力端子を有する請求項１から請求
   項４の何れか一つの請求項に記載のモータ。
6. 【請求項６】 移動体と、複数相のコイルと、電力供給
   源となる直流電源手段と、前記直流電源手段の一方の電
   極端子側と前記コイルとの電流路を形成する第１のパワ
   ートランジスタをそれぞれが有するＱ個（Ｑは３以上の
   整数）の第１のパワー増幅手段と、前記直流電源手段の
   他方の電極端子側と前記コイルとの電流路を形成する第
   ２のパワートランジスタをそれぞれが有するＱ個の第２
   のパワー増幅手段と、前記第１のパワー増幅手段と前記
   第２のパワー増幅手段の通電を制御する通電制御手段と
   を具備し、 前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段と前記Ｑ個の第２のパ
   ワー増幅手段の一方もしくは両方が、電流増幅動作と前
   記パワートランジスタのフルオン動作とを選択動作する
   機能を有し、 前記通電制御手段が、電気角で３６０／Ｑ度よりも大き
   なＰ度の通電幅を有するスロープ形成信号を作り出す波
   形形成信号作成手段と、前記第１のパワー増幅手段と前
   記第２のパワー増幅手段の一方もしくは両方に対して前
   記Ｐ度の通電区間のうち通電開始からＰ／２度未満の第
   １の区間と通電終了までのＰ／２度未満の第２の区間で
   電流増幅動作させ、前記Ｐ度のうち前記第１の区間の前
   記第２の区間を除く第３の区間で前記パワートランジス
   タをフルオン動作をさせる動作選択信号を作り出す動作
   選択信号作成手段と、前記スロープ形成信号と前記動作
   選択信号の両者に応動して、少なくとも１個の前記第１
   のパワー増幅手段もしくは前記第２のパワー増幅手段の
   通電を制御する駆動指令手段とを具備して構成されたモ
   ータ。
7. 【請求項７】 前記波形形成信号作成手段は、複数相の
   切り替え信号を出力する切り替え作成手段と、指令信号
   に応動して変化する前記第１のパワー増幅手段と前記第
   ２のパワー増幅手段の一方もしくは両方の供給電流であ
   る供給電流信号を出力する電流供給手段と、前記切り替
   え作成手段の出力信号に応動して前記供給電流信号を１
   相分もしくは２相分に交互に分配制御してＱ相の分配電
   流信号を得る分配制御手段とを具備して構成された請求
   項６に記載のモータ。
8. 【請求項８】 前記第１のパワー増幅手段の第１のパワ
   ートランジスタと前記第２のパワー増幅手段の第２のパ
   ワートランジスタの一方もしくは両方をオン・オフの高
   周波スイッチング動作させるスイッチング制御手段を具
   備して構成された請求項６又は請求項７に記載のモー
   タ。
9. 【請求項９】 前記駆動指令手段は、前記スロープ形成
   信号を所定倍に電流増幅した増幅電流信号を出力する電
   流増幅手段と、前記動作選択信号に応動した動作選択電
   位信号を得る選択電位信号作成手段とを具備して構成さ
   れた請求項６から請求項８の何れか一つの請求項に記載
   のモータ。