JP3702226B2 - スイッチングを用いる磁気回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は強磁性体からなる電磁石(電動幾含み)やコイルのみからなる誘導形電磁石の磁気回路に２つ又は三つ群以上のコイルの内、一つは正方向(Ｓ方向)に、もう一つは逆方向(Ｚ方向)にコイルを巻き付け、各方向コイルの前に半導体スイッチング素子により電流のコントロールを行って電流を通電すると、コイル方向に沿い磁束の極性が変わる現像を用いて一方直流・直列の電流制御方法により交番磁束を誘導する方法及び手段を提供するための電気(電子)回路及び磁気回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
現在まで用いてきた交番磁束誘導方法は、発電器から機械的エネルギにより界磁を回転させ界磁の磁束が電機子に交番に誘導され、誘導された磁束をコイルにて鎖交することにより、正弦波(Sine Wave)の起電力が発生する方法と電動機又その他電磁石から巻取られたコイルの両端に電流を交差通電を繰り返すことにより、誘導された交番磁束より動力や吸込み力又は反発力を得た。
【０００３】
このように得られた電源や電流通電方法を交流(ＡＣ)という。
図１に示した従来の交番磁束を誘導する電気回路図のように、強磁性体からなる鉄芯(１)にコイル(２)を巻き付け端子(４)より"ア"方向へ直流(ＤＣ)を流れ、再度端子(５)より"カ"方向へ直流(ＤＣ)流しを繰り替えると、出力端子(６)(７)に表われる電力信号(８)は交流(ＡＣ)に表われ、磁束の波形(９)も交番磁束に表われる。
【０００４】
このような方法はコイル両端に交差スイッチングによる電流印加方法により、結局交流(ＡＣ)を印加することと同様である。
【０００５】
従って、一本のコイルに直流(ＤＣ)電源を交差に印加して交番磁束を得る方法は、材料抵抗の以外に電流進行方法に対して反対に交差スイッチングされ近づいてくる電流との衝突により表われるリアクタンス(Reactance)、即ち、機能的抵抗(交流抵抗)が発生して周波数分の電流印加を妨げるため、高トルク(torque)の回転動力を得るためには高電圧が求められた。
【０００６】
数理的な説明によると、インピーダンス(impedance)は材料抵抗Ｒと周波数によって大きく変わるリアクタンス(reactance)Ｘに分かれ、リアクタンス(reactance)は誘導リアクタンス(inductive reactance)と容量リアクタンス(capacitive reactance)に大別される。 材料抵抗Ｒ、インダクタンスＬ、停電容量Ｃ、が直列に接続された時、インピーダンスＺは以下のようである。
【数１】
【０００７】
前記の数式において、周波数変換無し交番磁束を誘導されることができると、リアクタンス(reactance)Ｘは削除され、材料抵抗Ｒだけ存在するとの仮定が成り立つ。
【０００８】
しかしながら、従来の電源印加方法としては、図２に示しているプッシュ-プルインバータ(push-pull inverter)は直流(ＤＣ)電源を印加して出力端(３)から交流(ＡＣ)の正弦波又は矩形波は得ることができるが、コイル方向が単一方向であり、電流が共通接地コイルを中心にスイッチにより左、右に流れながら交番磁束を起す形態であるので、両端のスイッチングの実時間制御が困難で、両端のスイッチがいずれもＯＮである時、電流衝突により電流が遮られるだけではなく、交番磁束を得るために両端に設けた両方スイッチを急激にＯＮ-ＯＦＦを繰り返して作用するようになると、電流流れ慣性により電流流れを妨げるリアクタンスが表われる。
【０００９】
図２に示した図面により詳しく説明すると次のようである。
図２ａに示したように、スイッチ(２５)は切ってある(ｏｆｆ)状態でスイッチ(２４)がオンになると、プラス(＋)端からスタートした直流電源(２３)が"ア"方向へ流れ、共通接地(２６)線を通してコイル(２１)とスイッチ(２４)に沿い直流電源(２３)のマイナス(−)端子に到達する。
【００１０】
この時、出力線(３)では図２ａにて示した波形(２７)が表われ、反対に、スイッチ(２５)がオンになってスイッチ(２４)がオフになると、直流電源(２３)のプラス(＋)は共通接地(２６)線を通してコイル(２２)とスイッチ(２５)に沿い直流電源(２３)のマイナス(−)に達することになり、図２ｂの示した波形(２８)が生成される。かかる方法を繰り返すと、出力端(３)から相互誘導により起電力が発生する。デジタル論理式を引用して説明すると、プッシュ−プルインバータ(push-pull inverter)は結局ＸＯＲ(Exclusive OR)形組合論理式スイッチ回路に属する。
【００１１】
しかし、かかるスイッチング方法は電磁石や変圧器においては、磁性材料の飽和により相互誘導の効かない場合が発生し、スイッチ(２４)(２５)のスイッチング時間差のため、両スイッチ電流の先端値間に発生するアンバランスによりスイッチがいずれもオンになった時、電流衝突により通電が出来なくなり、相互誘導による磁性体のインダクタンス漏れ及び、Ｎ、Ｓ極の相互変換の際に発生するヒステリシス損失によりエネルギ消耗が多くなる。
【００１２】
特に、この方法は並列構造の制御方法のみにより具現されることができるため、各相に電流印加の際、直列構造の制御方法より多量の電流が必要となり、電流量に比例して、熱の発生量が多くて電力消耗量がさらに大きくなり、熱は機能低下の原因となる。
【００１３】
そして、図３に示している２電源方式２相ハイブリッド電動機インバータの駆動方法は正・逆(ＣＷ・ＣＣＷ)変換を迅速にするために、励磁相が変わる瞬間、電動機に定格電圧以上の電圧を与え、電流を迅速に上乗することを目的とする。
【００１４】
即ち、電源(３１)から２４Ｖが流れている状態において、Ｔｒ１(３３−１)がオンしてＴｒ３(３５−１)がオンであると、正回転(ＣＷ)を行い(Ｔｒ４(３５−２)はＯＦＦ)、反対に(Ｔｒ４(３５−２)がオンでありＴｒ３(３５−１)がＯＦＦである時は、逆回転(ＣＣＷ)を行うように構成されている。この回路の特徴は正・逆(ＣＷ・ＣＣＷ)切替えの際、電源２(３２)の６.３Ｖにより電流を迅速に上乗させ応答性が良くなるようにする。
【００１５】
しかし、この駆動回路は既に底電圧電源により動作を行っている相(phase)に対して、再度高電圧が通電する問題点と並列構造の電源入力方式による相(phase)間の駆動制御方式であるので、電流の効率性を極大させることができない。
【００１６】
一方、図４ａは従来から用いていた３相電動機インバータ駆動回路によりΔ(Delta)結線又はY結線構造から適宜な回転磁界を得ることを目的とする。
【００１７】
図４ａにおいて、電源(４１)が流れている際、図示無いゲート駆動(gate drive)回路によりスイッチＳ１(４２−１)がオンすると、電源はＶａ線(４５)に沿いコイルと共通接地の中性点(neutral)(４４)を経てＶｂ(４６)とＶｃ(４７)に分かれて流れることになり、スイッチング順に従ってスイッチＳ６(４２−６)がオンした後、一定時間を置いてスイッチＳ４(４２−５)がオンとなり、スイッチＳ６(４２−６)とスイッチＳ４(４２−５)が同時にオンになりと共に、発生する電流的な衝突による電源干渉を最小化しながら電源(４１)のマイナスに到達できるようにし、電動機のコイルから回転磁界が誘導されるように構成されている。
【００１８】
そして、次のスイッチング順番にスイッチＳ１(４２−１)とスイッチＳ５(４２−３)をＯＦＦしスイッチＳ３(４２−２)はオンすると、電源(４１)はスイッチＳ３(４２−２)に沿ってＶａ(４５)、Ｖｃ(４７)に到達した電源は、スイッチＳ２(４２−４)と時差を置いてＯＮとなるスイッチＳ６(４２−６)を沿い、巻取られた電動機コイル(４３)を経て電源(４１)のマイナス端子へ流れながら、電動機のコイルにおいては回転磁界が誘導され動力が発生する。 このような順番に従って、スイッチングを繰り返すことにより、回転動力が得られる。
【００１９】
しかしながら、この駆動方法は図示ないゲータ駆動回路により電源(４１)→スイッチＳ１(４２−１)→電動幾コイル(４３−１)→中性点(neutral)(４４)→電動幾コイル(４３−２)、(４３−３)→スイッチＳ６(４２−６)、スイッチＳ４(４２−５)→電源(４１)に到達し、さらに電源(４１)はスイッチＳ３(４２−２)→電動機コイル(４３−２)→中性点(neutral)(４４)→電動機コイル(４３−１)、(４３−３)→スイッチＳ２(４２−２)、スイッチＳ６(４２−６)→電源(４１)に達しながら、回転磁界による動力は発生するが、電源(４１)→スイッチＳ１(４２−１)→電動機コイル(４３−１)→中性点(neutral)(４４)→電動機コイル(４３−２)へ流れる電源と電源(４１)→スイッチＳ３(４２−２)→電動機コイル(４３−２)→中性点(neutral)(４４)→電動機コイル(４３−１)へ流れる電源とのスイッチ切替えにより、既に進めている電源と進めようとする電源との間に衝突により、進めようとする電源に電圧が大きくないと電流の印加が不可能となる。
【００２０】
図４ｂは従来用いていた電動機インバータ回路の角度又は実時間スイッチング制御のためのシークェンス図として、不動時間(dead time)を説明するために図示したようであり、Ｕ＋相(４８)とＵ−相(４９)に切替える時は、逆起電力と電流の衝突のためにスイッチングの際、不動時間(dead time)が必要となり、この条件により安定的な駆動と素子破壊の可否が決定される。
【００２１】
従って、かかる駆動方法のインバータ構造はＡＮＤ形組合論理式スイッチ回路として直列駆動が困難で、機械式(brush type)電動機をただ電子式として駆動方法のみ切替えたことから、周波数切替えによるリアクタンスは考慮しなかった。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、かかる問題点を解消するためであって、その目的はコイル方向が異なる複数又は、その以上のコイルに夫々一方のみへ電流が流れることにし、交番磁束が誘導され動力と変圧とを得ることができるようにコントロールし、３真数電力信号を提供することを目的とする。
【００２３】
本発明の他の目的は磁性体のヒステリシス損(hysteresis loss)を減らすことである。
【００２４】
本発明のさらに他の目的はコイル(wounding)方向によってヒステリシス曲線(hysteresis curve)が異なることを用いて、方向が異なる２電源コイルに夫々電流を一方のみへ印加されるようにスイッチングする時に発生する直流特性による新しい変極点を提供することである。
【００２５】
本発明のさらに他の目的は相(phase)直列駆動回路が構成でき、電流の効率を極大化することである。
【００２６】
【課題を解決するための手段】
前述の目的を達成するための本発明の特徴によると、強磁性体を用いた磁気回路やコイルのみから構成した磁気回路に２電源相互逆方向のコイルと、このコイル前端にＯＲ形組合論理式スイッチング回路を構成して２電源相互逆方向の平行コイルの内、一方のコイルは正方向(Ｓ方向)へ、他方のコイルは逆方向(Ｚ方向)へ巻取り、一方(Ｓ方向のコイル)のコイル前端に設けた半導体スイッチ又は、超電導スイッチをオン(turn-ON)すると(他方の半導体スイッチはオフ(turn-OFF))、直流電源のプラス(＋)が一方(Ｓ方向のコイル)のコイルに沿い、コイル端につながった逆バイアス(reverse bias)防止用ダイオードへ流れ、直流電源のマイナス(−)端子に回帰する電源により、磁気回路においては磁束が誘導され、誘導された磁束は出力コイルによりプラス(＋)形電源波形を生成し、他方(Ｚ方向のコイル)とコイル前端に設けた半導体スイッチ又は、超電導スイッチをオン(turn-ON)すると(一方の半導体スイッチ又は、超電導スイッチはオフ(turn-OFF))、他方のコイルに沿って、コイル端につながった逆バイアス(reverse bias)防止用ダイオードへ流れ、直流電源のマイナス(−)端子へ回帰すると共に、直流電源のプラス ( ＋ ) 端子とマイナス（−）端子の間にコンデンサを連結させた電源により、磁気回路においては磁束が誘導され、誘導された磁束は出力コイルによりマイナス(−)形電源波形を生成し、
一方(Ｓ方向のコイル)と他方(Ｚ方向のコイル)とのコイル前端に半導体スイッチ又は、超電導スイッチをいずれもオン(turn-ON)すると、両方向へ電源が全て流れ磁気回路での磁束は誘導されず、出力コイルの出力波形は０(ZERO)波形が表われ、入力電源も磁気回路に２電源相互逆方向のコイルにより両方向相互逆平行に巻き付けられたコイルの両端につながった両方の逆バイアス(reverse bias)防止用ダイオード(diode)の出力端子につながった共通接地においては、入力電力量と同一の直流が構成され、直流電源のマイナス(−)端子へ回帰するか、電動機等に相(phase)制御のために２電源相互逆方向のコイル前端にＯＲ形組合論理式スイッチング制御手段と２電源相互逆方向のコイル前端に逆バイアス(reverse bias)防止用ダイオード(diode)を取付け、ダイオードのリード線と共通接地した連結線を介して直・並列に夫々相(phase)をコントロールするように構成したスイッチング制御手段と、
２電源相互逆方向のコイルの内、一方(Ｓ方向のコイル)のコイル前端に構成連結された半導体スイッチ又は、超電導スイッチを入れて(turn-On)(他方の半導体スイッチはオフ(turn-off))電流を印加すると、求められる量分の電流をオン(turn-on)の間に中性線上(原点)からプラス(＋)上乗し、一定に上乗した以降は時間線上に沿って平行に維持しながら、一方と他方とのコイル前端に並列構成によりつながった半導体スイッチ又は、超電導スイッチをいずれも入れると(turn-on)、一方(Ｓ方向のコイル)のコイルには電流が半(１／２)に落ち、他方(Ｚ方向のコイル)のコイルには電流が半(１／２)に上乗印加され、両コイル内部の磁性体においては誘導されず、さらに他方(Ｚ方向のコイル)のコイル前端につながった半導体スイッチ又は、超電導スイッチを入れ続けている状態で、一方(Ｓ方向のコイル)のコイル前端につながった半導体スイッチ又は、超電導スイッチを切ると、他方(Ｚ方向のコイル)のコイルにおいては電流が上乗印加される方法により、繰り返してスイッチングを続けると、一方と他方とが中性線上に印加全電力の半(１／２)点を基準に無誘導点が形成され、これを中心に新たに表われた変極点又は、変極線を原点(源泉)により、２電源交差スイッチング及び２電源両通電スイッチング又は、３電源スイッチング印加方法によるm波形(m type)電源印加として交番磁束を誘導するようにした交番磁束誘導手段と、を有する電気(電子)回路と磁気回路が複合した電、磁気回路が提供される。
【００２７】
かかる構成について該作用を説明すると次のようである。
図５に示すように、本発明の磁気回路コイル及びスイッチの構成斜視図として、強磁性導体(５６)又は、コイル(５４、５５)のみから構成された磁気回路に電源Ｖｓ(５１)を入れた状態で、スイッチＳ１(５２)を入れスイッチＳ２(５３)を切ると、コイル(５４)へ電流が流れS極の磁束が誘導されるようにし、
反対に、スイッチＳ２(５３)を入れスイッチＳ１(５２)を切ると、コイル(５５)へ電流が流れN極の磁束が誘導されるようにし、スイッチＳ１(５２)とスイッチＳ２(５３)をいずれも入れると、コイル方法の異なるコイルにより、両端に電流が印加される方法が異なるので、磁気回路(５６)の磁束はＮ・Ｓ極が相互相殺され誘導されないように働いた電流は逆バイアス(reverse bias)防止用ダイオード(diode)(５７、５８)のリード線につながった共通接地(５９)を経て電源Ｖｓ(５１)へ回帰するように構成されている。
【００２８】
この時、電源は交番磁束が誘導されるにも関わらず、２電源又は、３電源により一方のみへ流れ、一群(一つ又はいくつのエナメルコイル)コイルの両端から交差スイッチングによる電流印加方法により交番磁束を誘導する方法より、コイル内における電流的衝突とヒステリシス(hysteresis)が少ないため、リアクタンス(reactance)とヒステリシス損(hysteresis loss)が少なくエネルギ損失を大きく減らすことができるというメリットがある。
【００２９】
【発明の実施の形態】
そして、かかる構成について本発明の一実施例を説明すると次のようである。
【００３０】
図６ａに示すように、電源(５１)が印加されている状態で、Ｓ１スイッチ(６１)を図示ないゲート駆動(gate drive)回路により制御して入れＳ２スイッチ(６２)を切ると、電源は"ア"方向へ流れコイル(５４)を介して逆バイアス(reverse bias)防止用ダイオード(diode)(５７)に沿い、"カ"方向へ電源が回帰しながら磁束を起し、Ｓ１スイッチ(６１)とＳ２スイッチ(６２)をいずれも入れると、電源は"ア"方向へ流れコイル(５４)とコイル(５５)を経て両方の逆バイアス(reverse bias)防止用ダイオード(diode)(５７、５８)に沿い、"カ"方向へ電源が回帰しながら磁束は誘導されず、Ｓ１スイッチ(６１)は切りＳ２スイッチ(６２)を入れると、電源は"ア"方向へ流れ反転のコイル(５５)を経て逆バイアス(reverse bias)防止用ダイオード(diode)(５７)に沿って"カ"方向へ電源が回帰しながら極性が反転された磁束を得る。
【００３１】
図６ｂは本発明の一実施例の電源入力スイッチングを説明するために提示したグラフとして、電流の増減を示したY軸と時間(ｔ)変化を示したX軸グラフ線上において、Ｓ１スイッチ(６１)を入れてＳ２スイッチ(６２)を切ると、Ｓ１スイッチ(６１)が動作しながらＳ１スイッチ(６１)の電源供給曲線(６１−１)が形成され、Ｓ１スイッチ(６１)とＳ２スイッチ(６２)をいずれも入れると、Ｓ１スイッチ(６１)へ流れる途中で１／２分減り、Ｓ２スイッチ(６２)においてはＸ軸上を基点にして１／２分の電源が印加上乗されている時、Ｓ１スイッチ(６１)を切ると、Ｓ２スイッチ(６２)の電源供給曲線(６２−１)が形成され、このような曲線は新たな電源印加変更線(６３)を基準としてスイッチングを続けるか、図示ないゲート駆動(gate drive)回路により電源印加スイッチング方法を制御して、図６ｃに示した三つ(６４、６５、６６)又は、その以上の出力磁束波形の誘導により得られた有機起電力から電圧増減のための変圧器又は、信号発生幾として用い、高周波スイッチング制御手段と渦流を起す磁気回路を付加する場合には、誘導加熱による熱発生器として用いることができる。
【００３２】
図７ａは本発明のさらに他の実施例として、電動機三相インバータ(invert)回路を示したものであって、交流電源(７１)を電源直流停留部(７２)にて直流を停留し、２電源分配接地点(７３)に沿いスイッチに至るように回路構成した後、図示ないゲートドライブ(gate drive)回路によりスイッチを制御され、奇数側スイッチ(Ｓ１、Ｓ３、Ｓ５)は入れ偶数側スイッチ(Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６)が切られると、磁気回路のコイル(７５−１、７５−３、７５−５)からＮ極の磁束が誘導されるようになり、奇数側スイッチ(Ｓ１、Ｓ３、Ｓ５)はオフされ偶数側スイッチ(Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６)がオンになると、磁気回路のコイル(７５−２、７５−４と７５−６)からＳ極の磁束が誘導されるようにし、奇数側スイッチ(Ｓ１、Ｓ３、Ｓ５)と偶数側スイッチ(Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６)をいずれも入れるか、相(phase)別にシークェンス制御により磁気回路のコイル(７５−１、７５−２、７５−３、７５−４、７５−５、７５−６)から誘導されないように制御し、２電源相互逆方向の平行コイルに直列一方電源印加方法によっても磁束が誘導され、交番磁束による吸引力と反発力により動力が発生するように構成されたインバータ回路を示している。
【００３３】
図７ｂは本発明のさらに他の実施例として、電動機４極三相制御のためのシークェンス図を示したものであって、図７ａと図７ｂを用いて本発明の他の実施例を具体的に説明すると次のようである。
【００３４】
図７ａにおいて、交流電源(７１)を電源直流停留部(７２)にて直流に停留し、２電源分配接地点(７３)に沿いスイッチに至ると、図７ｂのシークェンス順に従って、Ｓ１スイッチ(７４−１)のＡ＋相は０°− ９４°(８１)、Ｓ４スイッチ(７４−４)のＢ−相は０°−６４°(８５)、Ｓ５スイッチ(７４−５)のＣ＋相は０°−３４°(８６)の間にオンされ、各スイッチと接地したコイルとの間に構成された磁気回路を用いて磁束を誘導させた後、Ｃ＋相の逆バイアス(reverse bias)防止用ダイオード(diode)(７６−５)を経て電源(７１)へ回帰しながら電動機は初期駆動を起し、次いで、Ｓ２スイッチ(７４−２)のＡ−相は８６°−１８４°(８２)、Ｓ３スイッチ(７４−３)のＢ＋相は５６°−１５４°(８４)、Ｓ６スイッチ(７４−６)のＣ−相は２６°−１２４°(８７)の間にオンされ、各スイッチと接地したコイルとの間に構成された磁気回路を用いて磁束を誘導させた後、Ｃ−相の逆バイアス(reverse bias)防止用ダイオード(diode)(７６−６)を経て電源(７１)へ回帰しながら駆動が行い続ける。そして、図４ｂに示した従来の４極電動機のシークェンス制御構造上９０°を基準に機械角が構成されるが、図７ｂにしめした本発明のさらに他の実施例の機械角は９０°基準点にて前、後に各４°(無誘導角は設計基準によって変更可能)増加してある。
【００３５】
すなわち、図７ｂにおいて、Ａ＋相とＡ−相との間に重複(overlap)(８３)部分は無誘導領域であって、図６ｂに示したように新しい電源印加変更線(６３)を基準線として電源印加曲線(６１)が形成されることを説明している。
【００３６】
本発明においては、一般交流電源印加方法での中立線が電源印加変更線ではなく、誘導無しが形成される線上が磁極の変極点であると共に、電源印加変更線となる点から交流を発生させることを目的とする従来のインバータと区別する。
【００３７】
【発明の効果】
本発明による構成回路図はいくつかの実施例を通じて次のような効果を得る。
【００３８】
磁極の交差点が本発明に新たに提示した無誘導線上となるので、磁束の吸引力と反発力とを得るために交流的手段ではなく、直流的手段により交番磁束が誘導できるので、周波数により発生されるリアクタンスを大幅減少でき、小さな電圧にも高電流を流すことができ、特に、電動機において無誘導点は回転慣性を極力用いることから、エネルギ損失を減らすことができるだけではなく、本発明のスイッチング手段により磁気回路を制御されると、強磁性体のヒステリシス曲線が常に基準点に沿って極性が切替えられるので、損失面積が少なくて鉄損が極小化できるというメリットがある。
【００３９】
そして、本発明のスイッチング手段による電源印加方法は各相との間に直列回路構成が可能であるので、並列構成回路より電流の効率を極大化することが本発明の大きな効果と言える。
【図面の簡単な説明】
【図１】 従来の交番磁束を誘導する電気回路図。
【図２】 （ａ）従来のプッシュ-プルインバータの構成回路図。
（ｂ）従来のプッシュ-プルインバータの出力波形図。
【図３】 従来の２電源方式２相ハイブリッド電動機インバータ回路構成図。
【図４】 （ａ）従来の電動機インバータ回路の構成図。
（ｂ）従来の電動機インバータ回路のシークェンス図。
【図５】 本発明の磁気回路コイル及びスイッチの構成斜視図。
【図６】 （ａ）本発明の他の実施例のスイッチング回路図。
（ｂ）本発明の他の実施例のスイッチの電源印加スイッチング図。
（ｃ）本発明の他の実施例の誘導された磁束波形図。
【図７ａ】 本発明のさらに他の実施例のスイッチング回路図。
【図７ｂ】 本発明のさらに他の実施例のシークェンス図。
【発明の属する技術分野】
本発明は強磁性体からなる電磁石(電動幾含み)やコイルのみからなる誘導形電磁石の磁気回路に２つ又は三つ群以上のコイルの内、一つは正方向(Ｓ方向)に、もう一つは逆方向(Ｚ方向)にコイルを巻き付け、各方向コイルの前に半導体スイッチング素子により電流のコントロールを行って電流を通電すると、コイル方向に沿い磁束の極性が変わる現像を用いて一方直流・直列の電流制御方法により交番磁束を誘導する方法及び手段を提供するための電気(電子)回路及び磁気回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
現在まで用いてきた交番磁束誘導方法は、発電器から機械的エネルギにより界磁を回転させ界磁の磁束が電機子に交番に誘導され、誘導された磁束をコイルにて鎖交することにより、正弦波(Sine Wave)の起電力が発生する方法と電動機又その他電磁石から巻取られたコイルの両端に電流を交差通電を繰り返すことにより、誘導された交番磁束より動力や吸込み力又は反発力を得た。
【０００３】
このように得られた電源や電流通電方法を交流(ＡＣ)という。
図１に示した従来の交番磁束を誘導する電気回路図のように、強磁性体からなる鉄芯(１)にコイル(２)を巻き付け端子(４)より"ア"方向へ直流(ＤＣ)を流れ、再度端子(５)より"カ"方向へ直流(ＤＣ)流しを繰り替えると、出力端子(６)(７)に表われる電力信号(８)は交流(ＡＣ)に表われ、磁束の波形(９)も交番磁束に表われる。
【０００４】
このような方法はコイル両端に交差スイッチングによる電流印加方法により、結局交流(ＡＣ)を印加することと同様である。
【０００５】
従って、一本のコイルに直流(ＤＣ)電源を交差に印加して交番磁束を得る方法は、材料抵抗の以外に電流進行方法に対して反対に交差スイッチングされ近づいてくる電流との衝突により表われるリアクタンス(Reactance)、即ち、機能的抵抗(交流抵抗)が発生して周波数分の電流印加を妨げるため、高トルク(torque)の回転動力を得るためには高電圧が求められた。
【０００６】
数理的な説明によると、インピーダンス(impedance)は材料抵抗Ｒと周波数によって大きく変わるリアクタンス(reactance)Ｘに分かれ、リアクタンス(reactance)は誘導リアクタンス(inductive reactance)と容量リアクタンス(capacitive reactance)に大別される。 材料抵抗Ｒ、インダクタンスＬ、停電容量Ｃ、が直列に接続された時、インピーダンスＺは以下のようである。
【数１】
前記の数式において、周波数変換無し交番磁束を誘導されることができると、リアクタンス(reactance)Ｘは削除され、材料抵抗Ｒだけ存在するとの仮定が成り立つ。
【０００８】
しかしながら、従来の電源印加方法としては、図２に示しているプッシュ-プルインバータ(push-pull inverter)は直流(ＤＣ)電源を印加して出力端(３)から交流(ＡＣ)の正弦波又は矩形波は得ることができるが、コイル方向が単一方向であり、電流が共通接地コイルを中心にスイッチにより左、右に流れながら交番磁束を起す形態であるので、両端のスイッチングの実時間制御が困難で、両端のスイッチがいずれもＯＮである時、電流衝突により電流が遮られるだけではなく、交番磁束を得るために両端に設けた両方スイッチを急激にＯＮ-ＯＦＦを繰り返して作用するようになると、電流流れ慣性により電流流れを妨げるリアクタンスが表われる。
【０００９】
図２に示した図面により詳しく説明すると次のようである。
図２ａに示したように、スイッチ(２５)は切ってある(ｏｆｆ)状態でスイッチ(２４)がオンになると、プラス(＋)端からスタートした直流電源(２３)が"ア"方向へ流れ、共通接地(２６)線を通してコイル(２１)とスイッチ(２４)に沿い直流電源(２３)のマイナス(−)端子に到達する。
【００１０】
この時、出力線(３)では図２ａにて示した波形(２７)が表われ、反対に、スイッチ(２５)がオンになってスイッチ(２４)がオフになると、直流電源(２３)のプラス(＋)は共通接地(２６)線を通してコイル(２２)とスイッチ(２５)に沿い直流電源(２３)のマイナス(−)に達することになり、図２ｂの示した波形(２８)が生成される。かかる方法を繰り返すと、出力端(３)から相互誘導により起電力が発生する。デジタル論理式を引用して説明すると、プッシュ−プルインバータ(push-pull inverter)は結局ＸＯＲ(Exclusive OR)形組合論理式スイッチ回路に属する。
【００１１】
しかし、かかるスイッチング方法は電磁石や変圧器においては、磁性材料の飽和により相互誘導の効かない場合が発生し、スイッチ(２４)(２５)のスイッチング時間差のため、両スイッチ電流の先端値間に発生するアンバランスによりスイッチがいずれもオンになった時、電流衝突により通電が出来なくなり、相互誘導による磁性体のインダクタンス漏れ及び、Ｎ、Ｓ極の相互変換の際に発生するヒステリシス損失によりエネルギ消耗が多くなる。
【００１２】
特に、この方法は並列構造の制御方法のみにより具現されることができるため、各相に電流印加の際、直列構造の制御方法より多量の電流が必要となり、電流量に比例して、熱の発生量が多くて電力消耗量がさらに大きくなり、熱は機能低下の原因となる。
【００１３】
そして、図３に示している２電源方式２相ハイブリッド電動機インバータの駆動方法は正・逆(ＣＷ・ＣＣＷ)変換を迅速にするために、励磁相が変わる瞬間、電動機に定格電圧以上の電圧を与え、電流を迅速に上乗することを目的とする。
【００１４】
即ち、電源(３１)から２４Ｖが流れている状態において、Ｔｒ１(３３−１)がオンしてＴｒ３(３５−１)がオンであると、正回転(ＣＷ)を行い(Ｔｒ４(３５−２)はＯＦＦ)、反対に(Ｔｒ４(３５−２)がオンでありＴｒ３(３５−１)がＯＦＦである時は、逆回転(ＣＣＷ)を行うように構成されている。この回路の特徴は正・逆(ＣＷ・ＣＣＷ)切替えの際、電源２(３２)の６.３Ｖにより電流を迅速に上乗させ応答性が良くなるようにする。
【００１５】
しかし、この駆動回路は既に底電圧電源により動作を行っている相(phase)に対して、再度高電圧が通電する問題点と並列構造の電源入力方式による相(phase)間の駆動制御方式であるので、電流の効率性を極大させることができない。
【００１６】
一方、図４ａは従来から用いていた３相電動機インバータ駆動回路によりΔ(Delta)結線又はY結線構造から適宜な回転磁界を得ることを目的とする。
【００１７】
図４ａにおいて、電源(４１)が流れている際、図示無いゲート駆動(gate drive)回路によりスイッチＳ１(４２−１)がオンすると、電源はＶａ線(４５)に沿いコイルと共通接地の中性点(neutral)(４４)を経てＶｂ(４６)とＶｃ(４７)に分かれて流れることになり、スイッチング順に従ってスイッチＳ６(４２−６)がオンした後、一定時間を置いてスイッチＳ４(４２−５)がオンとなり、スイッチＳ６(４２−６)とスイッチＳ４(４２−５)が同時にオンになりと共に、発生する電流的な衝突による電源干渉を最小化しながら電源(４１)のマイナスに到達できるようにし、電動機のコイルから回転磁界が誘導されるように構成されている。
【００１８】
そして、次のスイッチング順番にスイッチＳ１(４２−１)とスイッチＳ５(４２−３)をＯＦＦしスイッチＳ３(４２−２)はオンすると、電源(４１)はスイッチＳ３(４２−２)に沿ってＶａ(４５)、Ｖｃ(４７)に到達した電源は、スイッチＳ２(４２−４)と時差を置いてＯＮとなるスイッチＳ６(４２−６)を沿い、巻取られた電動機コイル(４３)を経て電源(４１)のマイナス端子へ流れながら、電動機のコイルにおいては回転磁界が誘導され動力が発生する。 このような順番に従って、スイッチングを繰り返すことにより、回転動力が得られる。
【００１９】
しかしながら、この駆動方法は図示ないゲータ駆動回路により電源(４１)→スイッチＳ１(４２−１)→電動幾コイル(４３−１)→中性点(neutral)(４４)→電動幾コイル(４３−２)、(４３−３)→スイッチＳ６(４２−６)、スイッチＳ４(４２−５)→電源(４１)に到達し、さらに電源(４１)はスイッチＳ３(４２−２)→電動機コイル(４３−２)→中性点(neutral)(４４)→電動機コイル(４３−１)、(４３−３)→スイッチＳ２(４２−２)、スイッチＳ６(４２−６)→電源(４１)に達しながら、回転磁界による動力は発生するが、電源(４１)→スイッチＳ１(４２−１)→電動機コイル(４３−１)→中性点(neutral)(４４)→電動機コイル(４３−２)へ流れる電源と電源(４１)→スイッチＳ３(４２−２)→電動機コイル(４３−２)→中性点(neutral)(４４)→電動機コイル(４３−１)へ流れる電源とのスイッチ切替えにより、既に進めている電源と進めようとする電源との間に衝突により、進めようとする電源に電圧が大きくないと電流の印加が不可能となる。
【００２０】
図４ｂは従来用いていた電動機インバータ回路の角度又は実時間スイッチング制御のためのシークェンス図として、不動時間(dead time)を説明するために図示したようであり、Ｕ＋相(４８)とＵ−相(４９)に切替える時は、逆起電力と電流の衝突のためにスイッチングの際、不動時間(dead time)が必要となり、この条件により安定的な駆動と素子破壊の可否が決定される。
【００２１】
従って、かかる駆動方法のインバータ構造はＡＮＤ形組合論理式スイッチ回路として直列駆動が困難で、機械式(brush type)電動機をただ電子式として駆動方法のみ切替えたことから、周波数切替えによるリアクタンスは考慮しなかった。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、かかる問題点を解消するためであって、その目的はコイル方向が異なる複数又は、その以上のコイルに夫々一方のみへ電流が流れることにし、交番磁束が誘導され動力と変圧とを得ることができるようにコントロールし、３真数電力信号を提供することを目的とする。
【００２３】
本発明の他の目的は磁性体のヒステリシス損(hysteresis loss)を減らすことである。
【００２４】
本発明のさらに他の目的はコイル(wounding)方向によってヒステリシス曲線(hysteresis curve)が異なることを用いて、方向が異なる２電源コイルに夫々電流を一方のみへ印加されるようにスイッチングする時に発生する直流特性による新しい変極点を提供することである。
【００２５】
本発明のさらに他の目的は相(phase)直列駆動回路が構成でき、電流の効率を極大化することである。
【００２６】
【課題を解決するための手段】
前述の目的を達成するための本発明の特徴によると、強磁性体を用いた磁気回路やコイルのみから構成した磁気回路に２電源相互逆方向のコイルと、このコイル前端にＯＲ形組合論理式スイッチング回路を構成して２電源相互逆方向の平行コイルの内、一方のコイルは正方向(Ｓ方向)へ、他方のコイルは逆方向(Ｚ方向)へ巻取り、一方(Ｓ方向のコイル)のコイル前端に設けた半導体スイッチ又は、超電導スイッチをオン(turn-ON)すると(他方の半導体スイッチはオフ(turn-OFF))、直流電源のプラス(＋)が一方(Ｓ方向のコイル)のコイルに沿い、コイル端につながった逆バイアス(reverse bias)防止用ダイオードへ流れ、直流電源のマイナス(−)端子に回帰する電源により、磁気回路においては磁束が誘導され、誘導された磁束は出力コイルによりプラス(＋)形電源波形を生成し、他方(Ｚ方向のコイル)とコイル前端に設けた半導体スイッチ又は、超電導スイッチをオン(turn-ON)すると(一方の半導体スイッチ又は、超電導スイッチはオフ(turn-OFF))、他方のコイルに沿って、コイル端につながった逆バイアス(reverse bias)防止用ダイオードへ流れ、直流電源のマイナス(−)端子へ回帰すると共に、直流電源のプラス ( ＋ ) 端子とマイナス（−）端子の間にコンデンサを連結させた電源により、磁気回路においては磁束が誘導され、誘導された磁束は出力コイルによりマイナス(−)形電源波形を生成し、
一方(Ｓ方向のコイル)と他方(Ｚ方向のコイル)とのコイル前端に半導体スイッチ又は、超電導スイッチをいずれもオン(turn-ON)すると、両方向へ電源が全て流れ磁気回路での磁束は誘導されず、出力コイルの出力波形は０(ZERO)波形が表われ、入力電源も磁気回路に２電源相互逆方向のコイルにより両方向相互逆平行に巻き付けられたコイルの両端につながった両方の逆バイアス(reverse bias)防止用ダイオード(diode)の出力端子につながった共通接地においては、入力電力量と同一の直流が構成され、直流電源のマイナス(−)端子へ回帰するか、電動機等に相(phase)制御のために２電源相互逆方向のコイル前端にＯＲ形組合論理式スイッチング制御手段と２電源相互逆方向のコイル前端に逆バイアス(reverse bias)防止用ダイオード(diode)を取付け、ダイオードのリード線と共通接地した連結線を介して直・並列に夫々相(phase)をコントロールするように構成したスイッチング制御手段と、
２電源相互逆方向のコイルの内、一方(Ｓ方向のコイル)のコイル前端に構成連結された半導体スイッチ又は、超電導スイッチを入れて(turn-On)(他方の半導体スイッチはオフ(turn-off))電流を印加すると、求められる量分の電流をオン(turn-on)の間に中性線上(原点)からプラス(＋)上乗し、一定に上乗した以降は時間線上に沿って平行に維持しながら、一方と他方とのコイル前端に並列構成によりつながった半導体スイッチ又は、超電導スイッチをいずれも入れると(turn-on)、一方(Ｓ方向のコイル)のコイルには電流が半(１／２)に落ち、他方(Ｚ方向のコイル)のコイルには電流が半(１／２)に上乗印加され、両コイル内部の磁性体においては誘導されず、さらに他方(Ｚ方向のコイル)のコイル前端につながった半導体スイッチ又は、超電導スイッチを入れ続けている状態で、一方(Ｓ方向のコイル)のコイル前端につながった半導体スイッチ又は、超電導スイッチを切ると、他方(Ｚ方向のコイル)のコイルにおいては電流が上乗印加される方法により、繰り返してスイッチングを続けると、一方と他方とが中性線上に印加全電力の半(１／２)点を基準に無誘導点が形成され、これを中心に新たに表われた変極点又は、変極線を原点(源泉)により、２電源交差スイッチング及び２電源両通電スイッチング又は、３電源スイッチング印加方法によるm波形(m type)電源印加として交番磁束を誘導するようにした交番磁束誘導手段と、を有する電気(電子)回路と磁気回路が複合した電、磁気回路が提供される。
【００２７】
かかる構成について該作用を説明すると次のようである。
図５に示すように、本発明の磁気回路コイル及びスイッチの構成斜視図として、強磁性導体(５６)又は、コイル(５４、５５)のみから構成された磁気回路に電源Ｖｓ(５１)を入れた状態で、スイッチＳ１(５２)を入れスイッチＳ２(５３)を切ると、コイル(５４)へ電流が流れS極の磁束が誘導されるようにし、
反対に、スイッチＳ２(５３)を入れスイッチＳ１(５２)を切ると、コイル(５５)へ電流が流れN極の磁束が誘導されるようにし、スイッチＳ１(５２)とスイッチＳ２(５３)をいずれも入れると、コイル方法の異なるコイルにより、両端に電流が印加される方法が異なるので、磁気回路(５６)の磁束はＮ・Ｓ極が相互相殺され誘導されないように働いた電流は逆バイアス(reverse bias)防止用ダイオード(diode)(５７、５８)のリード線につながった共通接地(５９)を経て電源Ｖｓ(５１)へ回帰するように構成されている。
【００２８】
この時、電源は交番磁束が誘導されるにも関わらず、２電源又は、３電源により一方のみへ流れ、一群(一つ又はいくつのエナメルコイル)コイルの両端から交差スイッチングによる電流印加方法により交番磁束を誘導する方法より、コイル内における電流的衝突とヒステリシス(hysteresis)が少ないため、リアクタンス(reactance)とヒステリシス損(hysteresis loss)が少なくエネルギ損失を大きく減らすことができるというメリットがある。
【００２９】
【発明の実施の形態】
そして、かかる構成について本発明の一実施例を説明すると次のようである。
【００３０】
図６ａに示すように、電源(５１)が印加されている状態で、Ｓ１スイッチ(６１)を図示ないゲート駆動(gate drive)回路により制御して入れＳ２スイッチ(６２)を切ると、電源は"ア"方向へ流れコイル(５４)を介して逆バイアス(reverse bias)防止用ダイオード(diode)(５７)に沿い、"カ"方向へ電源が回帰しながら磁束を起し、Ｓ１スイッチ(６１)とＳ２スイッチ(６２)をいずれも入れると、電源は"ア"方向へ流れコイル(５４)とコイル(５５)を経て両方の逆バイアス(reverse bias)防止用ダイオード(diode)(５７、５８)に沿い、"カ"方向へ電源が回帰しながら磁束は誘導されず、Ｓ１スイッチ(６１)は切りＳ２スイッチ(６２)を入れると、電源は"ア"方向へ流れ反転のコイル(５５)を経て逆バイアス(reverse bias)防止用ダイオード(diode)(５７)に沿って"カ"方向へ電源が回帰しながら極性が反転された磁束を得る。
【００３１】
図６ｂは本発明の一実施例の電源入力スイッチングを説明するために提示したグラフとして、電流の増減を示したY軸と時間(ｔ)変化を示したX軸グラフ線上において、Ｓ１スイッチ(６１)を入れてＳ２スイッチ(６２)を切ると、Ｓ１スイッチ(６１)が動作しながらＳ１スイッチ(６１)の電源供給曲線(６１−１)が形成され、Ｓ１スイッチ(６１)とＳ２スイッチ(６２)をいずれも入れると、Ｓ１スイッチ(６１)へ流れる途中で１／２分減り、Ｓ２スイッチ(６２)においてはＸ軸上を基点にして１／２分の電源が印加上乗されている時、Ｓ１スイッチ(６１)を切ると、Ｓ２スイッチ(６２)の電源供給曲線(６２−１)が形成され、このような曲線は新たな電源印加変更線(６３)を基準としてスイッチングを続けるか、図示ないゲート駆動(gate drive)回路により電源印加スイッチング方法を制御して、図６ｃに示した三つ(６４、６５、６６)又は、その以上の出力磁束波形の誘導により得られた有機起電力から電圧増減のための変圧器又は、信号発生幾として用い、高周波スイッチング制御手段と渦流を起す磁気回路を付加する場合には、誘導加熱による熱発生器として用いることができる。
【００３２】
図７ａは本発明のさらに他の実施例として、電動機三相インバータ(invert)回路を示したものであって、交流電源(７１)を電源直流停留部(７２)にて直流を停留し、２電源分配接地点(７３)に沿いスイッチに至るように回路構成した後、図示ないゲートドライブ(gate drive)回路によりスイッチを制御され、奇数側スイッチ(Ｓ１、Ｓ３、Ｓ５)は入れ偶数側スイッチ(Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６)が切られると、磁気回路のコイル(７５−１、７５−３、７５−５)からＮ極の磁束が誘導されるようになり、奇数側スイッチ(Ｓ１、Ｓ３、Ｓ５)はオフされ偶数側スイッチ(Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６)がオンになると、磁気回路のコイル(７５−２、７５−４と７５−６)からＳ極の磁束が誘導されるようにし、奇数側スイッチ(Ｓ１、Ｓ３、Ｓ５)と偶数側スイッチ(Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６)をいずれも入れるか、相(phase)別にシークェンス制御により磁気回路のコイル(７５−１、７５−２、７５−３、７５−４、７５−５、７５−６)から誘導されないように制御し、２電源相互逆方向の平行コイルに直列一方電源印加方法によっても磁束が誘導され、交番磁束による吸引力と反発力により動力が発生するように構成されたインバータ回路を示している。
【００３３】
図７ｂは本発明のさらに他の実施例として、電動機４極三相制御のためのシークェンス図を示したものであって、図７ａと図７ｂを用いて本発明の他の実施例を具体的に説明すると次のようである。
【００３４】
図７ａにおいて、交流電源(７１)を電源直流停留部(７２)にて直流に停留し、２電源分配接地点(７３)に沿いスイッチに至ると、図７ｂのシークェンス順に従って、Ｓ１スイッチ(７４−１)のＡ＋相は０°− ９４°(８１)、Ｓ４スイッチ(７４−４)のＢ−相は０°−６４°(８５)、Ｓ５スイッチ(７４−５)のＣ＋相は０°−３４°(８６)の間にオンされ、各スイッチと接地したコイルとの間に構成された磁気回路を用いて磁束を誘導させた後、Ｃ＋相の逆バイアス(reverse bias)防止用ダイオード(diode)(７６−５)を経て電源(７１)へ回帰しながら電動機は初期駆動を起し、次いで、Ｓ２スイッチ(７４−２)のＡ−相は８６°−１８４°(８２)、Ｓ３スイッチ(７４−３)のＢ＋相は５６°−１５４°(８４)、Ｓ６スイッチ(７４−６)のＣ−相は２６°−１２４°(８７)の間にオンされ、各スイッチと接地したコイルとの間に構成された磁気回路を用いて磁束を誘導させた後、Ｃ−相の逆バイアス(reverse bias)防止用ダイオード(diode)(７６−６)を経て電源(７１)へ回帰しながら駆動が行い続ける。そして、図４ｂに示した従来の４極電動機のシークェンス制御構造上９０°を基準に機械角が構成されるが、図７ｂにしめした本発明のさらに他の実施例の機械角は９０°基準点にて前、後に各４°(無誘導角は設計基準によって変更可能)増加してある。
【００３５】
すなわち、図７ｂにおいて、Ａ＋相とＡ−相との間に重複(overlap)(８３)部分は無誘導領域であって、図６ｂに示したように新しい電源印加変更線(６３)を基準線として電源印加曲線(６１)が形成されることを説明している。
【００３６】
本発明においては、一般交流電源印加方法での中立線が電源印加変更線ではなく、誘導無しが形成される線上が磁極の変極点であると共に、電源印加変更線となる点から交流を発生させることを目的とする従来のインバータと区別する。
【００３７】
【発明の効果】
本発明による構成回路図はいくつかの実施例を通じて次のような効果を得る。
【００３８】
磁極の交差点が本発明に新たに提示した無誘導線上となるので、磁束の吸引力と反発力とを得るために交流的手段ではなく、直流的手段により交番磁束が誘導できるので、周波数により発生されるリアクタンスを大幅減少でき、小さな電圧にも高電流を流すことができ、特に、電動機において無誘導点は回転慣性を極力用いることから、エネルギ損失を減らすことができるだけではなく、本発明のスイッチング手段により磁気回路を制御されると、強磁性体のヒステリシス曲線が常に基準点に沿って極性が切替えられるので、損失面積が少なくて鉄損が極小化できるというメリットがある。
【００３９】
そして、本発明のスイッチング手段による電源印加方法は各相との間に直列回路構成が可能であるので、並列構成回路より電流の効率を極大化することが本発明の大きな効果と言える。
【図面の簡単な説明】
【図１】 従来の交番磁束を誘導する電気回路図。
【図２】 （ａ）従来のプッシュ-プルインバータの構成回路図。
（ｂ）従来のプッシュ-プルインバータの出力波形図。
【図３】 従来の２電源方式２相ハイブリッド電動機インバータ回路構成図。
【図４】 （ａ）従来の電動機インバータ回路の構成図。
（ｂ）従来の電動機インバータ回路のシークェンス図。
【図５】 本発明の磁気回路コイル及びスイッチの構成斜視図。
【図６】 （ａ）本発明の他の実施例のスイッチング回路図。
（ｂ）本発明の他の実施例のスイッチの電源印加スイッチング図。
（ｃ）本発明の他の実施例の誘導された磁束波形図。
【図７ａ】 本発明のさらに他の実施例のスイッチング回路図。
【図７ｂ】 本発明のさらに他の実施例のシークェンス図。
Claims (1)
- 磁気回路に２電源を相互に逆方向に巻取り、コイルの前端にＯＲ形の組合論理式スイッチング回路を構成し、２電源の相互逆方向のコイルの内、一方のコイルは正方向(Ｓ方向)に、他方のコイルは逆方向(Ｚ方向)に巻取り、一方(Ｓ方向のコイル)のコイル前端に設けられたスイッチをオン(turn-ON)すると（他方のスイッチはオフ(turn-OFF)、直流電源のプラス(＋)が一方(Ｓ方向のコイル)のコイルに沿い、コイル端部につながった逆バイアス(reverse bias)防止用ダイオードへ流込み、直流電源のマイナス(−)端子へ回帰すると共に、直流電源のプラス ( ＋ ) 端子とマイナス（−）端子の間にコンデンサを連結させた電源により、磁気回路においては磁束が誘導され、誘導された磁束は出力コイルによってプラス(＋)形の電源波形を生成し、他方(Ｚ方向のコイル)のコイル前端に設けられたスイッチをオン(turn-ON)すると(一方のスイッチはオフ(turn-OFF))、他方のコイルに沿い、コイル端部につながった逆バイアス(reverse bias)防止用のダイオードへ流込み、直流電源のマイナス(−)端子へ回帰する電源により、磁気回路においては磁束が誘導され、誘導された磁束は出力コイルによりマイナス(−)形の電源波形を生成し、
一方(Ｓ方向のコイル)と他方(Ｚ方向のコイル)とのコイル前端にスイッチをいずれもオン(turn-ON)すると、両方向へ電源が流込み、磁気回路における磁束は誘導されず、出力コイルの出力波形は０(ZERO)波形が表われ、入力電源も磁気回路に２電源が相互に逆方向コイルにより巻取られた、コイルの両端につながった両逆バイアス(reverse bias)防止用のダイオード(diode)の出力端子につながった共通接地においては、入力電力量と同一の直流が構成され、直流電源のマイナス(−)端子へ回帰するか、電動幾等にて相(phase)制御のために２電源相互逆方向の平行コイル前端にＯＲ形組合論理式のスイッチング制御手段と２電源相互逆方向の平行コイル端部に逆バイアス(reverse bias)防止用ダイオード(diode)を取付け、ダイオードのリード線と共通接地した連結線を介して直・並列に各相(phase)を制御するように構成したスイッチング制御手段と、
２電源相互逆方向のコイルの内、一方(Ｓ方向のコイル)のコイル前端と構成連結されたスイッチを入れ(turn-on)（他方のスイッチはturn-offされる）電流を印加すると、求められる量分の電流をオン(turn-on)する間に、中性線上(原点)からプラス(＋)に上乗し、一定に上乗した後は時間線上に沿い平行に保持するが、一方と他方とのコイル前端に並列構成によりつながったスイッチをいずれも入れると(turn-on)、一方(Ｓ方向のコイル)のコイルには電流が半(１／２)に落ち、他方(Ｚ方向のコイル)のコイルには電流が半(１／２)に上乗印加され両コイル内部の磁性体には誘導されず、再度他方(Ｚ方向のコイル)のコイル前端につながったスイッチを入れ続けている状態で、一方(Ｓ方向のコイル)のコイル前端につながったスイッチを切ると(turn-off)、他方(Ｚ方向のコイル)のコイルには、電流が上乗印加される方法により、繰り返してスイッチングを続けると、一方と他方とが中性線上方に印加全電力の１／２点を基準として無誘導点が形成され、これを中心に新たに表われた変極点又は変極線を原点(源泉)により２電源交差スイッチング及び２電源両通電スイッチング又は３電源スイッチング印加方法により波形(m type)電源印加により交番磁束を誘導するようにした交番磁束誘導手段と、から構成された磁気回路。
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