JP2595897Y2 - ４相ステッピングモータ駆動回路 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本考案は４相ステッピングモータ駆動回路に関するも
のであり、特に、４相ステッピングモータを効率良く駆
動することのできる４相ステッピングモータ駆動回路に
関するものである。

（従来の技術） 自動車、自動二輪車等においては、スロットル弁の開
度制御を行って、滑りやすい路面などでの発進、加速時
の車輪の空転を抑える技術（トランショクコントロー
ル）が提案されている。このようなスロットル弁の開度
制御には、ステッピングモータが用いられている。

以下に、従来のステッピングモータ駆動回路を、４相
モータの駆動回路を例にとって簡単に説明する。

第３図は従来の４相ステッピングモータ駆動回路の概
略構成を示す図である。

図において、符号Φ１〜Φ４は、それぞれ４相ステッ
ピングモータのステータに巻回された第１コイル〜第４
コイル（Ａ相、Ｂ相、相及び相）であり、第１コイ
ルΦ１及び第３コイルΦ３（Ａ相及び相）、並びに第
２コイルΦ２及び第４コイルΦ４（Ｂ相及び相）は、
それぞれ、ステータの同一のスロットルに逆向きに巻回
されている。

そして、前記コイルΦ１〜Φ４の一端は、各コイルへ
の通電を定電流制御するためのチョッピング用トランジ
スタ５を介して、当該４相ステッピングモータを駆動す
るモータ用電源Ｖに接続されており、またその他端は、
各コイル通電用の第１トランジスタ11〜第４トランジス
タ14を介して、接地されている。

前記第１コイルΦ１〜第４コイルΦ４への励磁順序、
すなわち第１トランジスタ11〜第４トランジスタ14への
通電制御手法は、良く知られるように、主に１相励磁、
１−２相励磁、及び２相励磁である。ここで、１−２相
励磁及び２相励磁の、各コイルΦ１〜Φ４の励磁順序
を、第４図及び第５図のタイムチャートに示す。この第
４図及び第５図において、ハッチングで示された領域
は、各コイルが励磁される領域である。

このようなタイミングで各コイルΦ１〜Φ４が励磁さ
れることにより、当該ステッピングモータが所定の方向
に予定された速度で回転する。

さて、前述のように、トランジスタ５はチョッピング
制御されるものとした。

ここで、いま、例えば第１トランジスタ11がオン状態
であるものとすると、トランジスタ５がオフのときに
は、第１コイルΦ１とモータ用電源Ｖとの接続は断たれ
るが、該第１コイルΦ１で生じた磁気エネルギにより、
該第１コイルΦ１に誘導電流が流れる。また、前記第１
コイルΦ１と同一スロットルに逆方向に巻回された第３
コイルΦ３からは、第１コイルΦ１との磁気結合によ
り、すなわち前記磁気エネルギにより、該第３コイルΦ
３に通電されるべき方向と逆方向に誘導電流が流れる。

この結果、トランジスタ５がオフであっても、第１ト
ランジスタ11がオンである場合においては、第１コイル
Φ１、第１トランジスタ11、ダイオード23及び第３コイ
ルΦ３を通るような循環電流が発生する（同図矢印Ａ方
向）。

この循環電流により、トランジスタ５のオフ時におい
ても第１コイルΦ１を通過する電流が即座には零になら
ず、トランジスタ５のチョッピング制御により第１コイ
ルΦ１を通過する電流が所定値に制御されることができ
る。

すなわち、前記ダイオード21〜24はフライホイールダ
イオードとして機能する。

また、各コイル（第１コイルΦ１〜第４コイルΦ４）
の相制御時、すなわち各第１トランジスタ11〜第４トラ
ンジスタ14がオンからオフとなった場合には、各第１コ
イルΦ１〜第４コイルΦ４にサージ電圧が発生する。こ
のサージ電圧がツェナーダイオード31〜34のブレーク電
圧を超えると、第１トランジスタ11〜第４トランジスタ
14がオンとなり、該サージ電圧は、各トランジスタ11〜
14で消費される。これにより、第１トランジスタ11〜第
４トランジスタ14のオフ時に、コレクタ−エミッタ間に
過大な電圧が印加されなくなり、各トランジスタ11〜14
がサージ電圧から保護される。

（考案が解決しようとする課題） 上記した従来の技術は、次のような問題点を有してい
た。

例えば第１コイルΦ１への通電に着目すると、前述の
ように、トランジスタ５のチョッピング制御時におい
て、該トランジスタ５がオフとなった場合には、第３コ
イルΦ３には、該第３コイルΦ３に通電されるべき方向
と逆方向に誘導電流が流れる。

この現象は、第１トランジスタ11〜第４トランジスタ
14の相切替制御時においても生じる。

すなわち、例えば２相励磁において、相励磁が、第１
コイルΦ１及び第２コイルΦ２から、第２コイルΦ２及
び第３コイルΦ３へと移行した場合には、第１コイルΦ
１と逆方向に巻回された第３コイルΦ３の両端に、該第
３コイルΦ３に通電されるべき電流方向と逆方向に誘導
電流が流れようとする。この電流と、第２コイルΦ２を
通過する電流とにより、第２コイルΦ２、第２トランジ
スタ12、ダイオード23及び第３コイルΦ３間に循環電流
が流れる（第３図矢印Ｂ参照）。つまり、磁気結合のな
い２つのコイル間に循環電流が流れる。

この循環電流の流れの方向は、第３コイルΦ３につい
て言えば、該第３コイルΦ３にモータ駆動のために通電
されるべき電流方向と逆方向となる。すなわち、前記の
循環電流が発生するために、モータに比較的大きな制動
力が発生し、当該モータの効率的な回転が妨げられる。

本考案は、前述の問題点を解決するためになされたも
のであり、その目的は、モータの相制御時（相切替時）
においても、モータに大きな制動力が発生することのな
い４相ステッピングモータ駆動回路を提供することにあ
る。

（課題を解決するための手段及び作用） 前記の問題点を解決するために、本考案は、ステータ
の同一スロットに巻回された第１コイル及び第３コイ
ル、並びに第２コイル及び第４コイルを備えた４相ステ
ッピングモータを駆動する４相ステッピングモータ駆動
回路において、磁気結合された第１コイル及び第２コイ
ルと、磁気結合された第２コイル及び第４コイルとの通
電を制御する通電制御手段を、別々に設けるようにした
点に特徴がある。このように、磁気結合された２つのコ
イル同士を、別々の通電制御手段を用いて通電するよう
にしたので、励磁相が移動しても、磁気結合のない２つ
のコイル間で還流電流が生じない。

また、４つの相制御用駆動手段をそれぞれトランジス
タで構成し、該各トランジスタのコレクタ及びベース間
に、それぞれツェナーダイオードを接続するようにした
点にも特徴がある。前記ツェナーダイオードのカソード
に、各コイルより発生する誘導電流に起因するサージ電
圧が発生した場合には、該サージ電圧が前記ツェナーダ
イオードでブレークした時点から前記誘導電流が前記ト
ランジスタで消費される。

さらに、前記各トランジスタのコレクタ及びエミッタ
間に、それぞれ該トランジスタの通電方向と逆方向にダ
イオードを接続するようにした点にも特徴がある。前記
トランジスタのオフ時には、前記ダイオードがフライホ
イールダイオードとして機能する。

さらにまた、前記第１コイルないし第４コイルをそれ
ぞれ駆動する４つの相制御用駆動手段と接地間との間に
それぞれ抵抗を配置し、前記第１コイル及び第３コイル
と、それらに接続された前記抵抗との間の電位差がほぼ
一定となるように、かつ前記第２コイル及び第４コイル
と、それらに接続された前記抵抗との間の電位差がほぼ
一定となるように、前記２つの通電制御手段を用いて、
第１コイル及び第３コイルへの通電、並びに第２コイル
及び第４コイルへの通電を制御するようにした点にも特
徴がある。これにより、各コイルへの電流値を一定に制
御することができる。

さらにまた、前記２つの通電制御手段をチョッピング
制御することにより、第１コイル及び第３コイルへの通
電、並びに第２コイル及び第４コイルへの通電を制御す
るようにした点にも特徴がある。これにより、モータ用
電源の電圧を変更することなく、各コイルへの電流値を
一定に制御することができる。

（実施例） 以下に、図面を参照して、本考案を詳細に説明する。

第１図は本考案の一実施例のブロック図である。第１
図において、第３図と同一の符号は、同一又は同等部分
をあらわしている。

まず、第１コイルΦ１及び第３コイルΦ３に流れる電
流を一定に制御するための定電流制御手段101は、トラ
ンジスタ111のベースに接続されている。このトランジ
スタ111は、トランジスタ121のベースに接続されてい
る。

同様に、第２コイルΦ２及び第４コイルΦ４に流れる
電流を一定に制御するための定電流制御手段102は、ト
ランジスタ112のベースに接続されている。このトラン
ジスタ112は、トランジスタ122のベースに接続されてい
る。

前記定電流制御手段101及び102は、後述するように、
前記トランジスタ111及び121、並びにトランジスタ112
及び122をチョッピング制御することにより、第１コイ
ルΦ１及び第３コイルΦ３、並びに第２コイルΦ２及び
第４コイルΦ４に流れる電流を定電流制御する。図より
明らかなように、前記トランジスタ121及び122は、チョ
ッピング制御のメインドライバであり、前記トランジス
タ111及び112は、前記メインドライバを駆動するため
の、プリドライバである。

第１コイルΦ１及び第３コイルΦ３の一端は、前記ト
ランジスタ121を介してモータ用電源Ｖに接続され、ま
たその他端は、それぞれ第１トランジスタ11及び第３ト
ランジスタ13のコレクタに接続されている。前記第１ト
ランジスタ11及び第３トランジスタ13のエミッタは、そ
れぞれ抵抗41及び43を介して、接地されている。

同様に、第２コイルΦ２及び第４コイルΦ４の一端
は、前記トランジスタ122を介してモータ用電源Ｖに接
続され、またその他端は、それぞれ第２トランジスタ12
及び第４トランジスタ14のコレクタに接続されている。
前記第２トランジスタ12及び第４トランジスタ14のエミ
ッタは、それぞれ抵抗42及び44を介して、接地されてい
る。

前記抵抗41〜44の抵抗値R1〜R4は、つぎのように設定
されている。

R1＝R2＝R3＝R4＝Ｒ …（１） 相制御手段103は、１−２相制御又は２相制御のパタ
ーンで相制御信号（パルスP1〜パルスP4）を出力し、こ
れにより、トランジスタ51〜54が駆動される。この駆動
により、前記第１トランジスタ11〜第４トランジスタ14
が駆動される。すなわち、前記第１トランジスタ11〜第
４トランジスタ14は第１コイルΦ１〜第４コイルΦ４駆
動用のメインドライバであり、トランジスタ51〜54は前
記メインドライバを駆動するためのプリドライバであ
る。

なお、第１図より明らかなように、パルスP1〜パルス
P4は、“L"のパルスであり、この“L"パルスにより、ト
ランジスタ51〜54が駆動される。

前記トランジスタ51〜54への電源（ロジック用電源Vc
c）の供給は、トランジスタ133を介して行われている。
このトランジスタ133がオンである場合には、トランジ
スタ51〜54は、相制御手段103より出力される相制御信
号により、所定のパターンで駆動されるが、後述する手
法によりトランジスタ133がオフとなった場合には、相
制御信号が出力されても、駆動されない。

さて、以上の説明から明らかなように、第１コイルΦ
１及び第３コイルΦ３とモータ用電源Ｖとの接続は、ト
ランジスタ121の駆動により行われ、第２コイルΦ２及
び第４コイルΦ４とモータ用電源Ｖとの接続は、トラン
ジスタ122により行われる。

ここで、前記定電流制御手段101及び102による、定電
流制御の手法を、第２図を参照して説明する。

第２図は、第１図に示された４相ステッピングモータ
駆動回路の、駆動部分のみを簡略化して示した回路図で
ある。第２図において、第１図と同一の符号は、同一又
は同等部分をあらわしており、またトランジスタ111,11
2等は省略されている。

第２図において、まず定電流制御手段101によるチョ
ッピング制御動作のみを考える。

いま、例えば第１トランジスタ11のみがオン状態であ
るものとすると、トランジスタ121がオンとなった場合
には、モータ用電源Ｖからトランジスタ121を介して流
れる電流は、すべて第１コイルΦ１、第１トランジスタ
11、及び抵抗41を介して、接地側に流れる（矢印Ｃ方
向）。ここで、第１コイルΦ１を通過する電流をi1とす
ると、の電位E1は、第２式のようになる。

E1＝i1×R1 ＝i1×Ｒ …（２） この場合、抵抗42には電流が流れていないから、前記
の電位は、及び間の電位差と同一の値である。

つぎに、第１トランジスタ11がオン状態を維持してい
る場合に、定電流制御手段101によるチョッピングによ
りトランジスタ121がオフとなったときには、第１コイ
ルΦ１とモータ用電源Ｖとの接続は断たれるが、該第１
コイルΦ１には、第３図に関して前述したように、第１
コイルΦ１で発生した磁束（磁気エネルギ）により誘導
電流が発生し、また前記第１コイルΦ１と同一スロット
ルに逆方向に巻回された第３コイルΦ３からは、前記磁
気エネルギにより、該第３コイルΦ３に通電されるべき
方向と逆方向に誘導電流が発生する。

この結果、第１コイルΦ１、第１トランジスタ11、抵
抗41、抵抗42、ダイオード23及び第３コイルΦ３を通っ
て、電流が循環される（矢印Ｄ方向）。この循環電流を
i2とすると、抵抗42を通過する電流の通過方向は、抵抗
41を通過する電流の方向と逆であるから、及び間の
電位差E2は、第３式のようになる。

E2＝|i2×R1＋i2×R2| …（３） ここで、第１コイルΦ１で発生する磁気エネルギは、
矢印Ｃ方向に電流が流れるトランジスタ121のオン時、
及び矢印Ｄ方向に電流が流れる（還流電流が発生する）
トランジスタ121のオフ時の双方の場合において同一で
ある。

また、トランジスタ121のオン時においては、その電
流経路上のインダクタンスＬ成分は第１コイルΦ１のみ
であるが、トランジスタ121のオフ時においては、その
電流経路上のインダクタンスＬ成分は第１コイルΦ１及
び第３コイルΦ３の合成値となって、トランジスタ121
のオン時の２倍となる。すなわち、トランジスタ121の
オフ時には、オン時に比べて、その電流値が1/2とな
る。つまり、 i2＝i1/2 …（４） この結果、 E2＝|i2×R1＋i2×R2| ＝（i1/2）×Ｒ×２ ＝i1×Ｒ ＝E1 つまり、トランジスタ121のチョッピング動作時にお
いては、及び間の電位差を作動アンプ151を用いて
検出することにより、連続的に電圧を検出することがで
きる。そして、この電位差を定電流制御手段101に取り
入れることにより、第１コイルΦ１に流れる電流が一定
となるようにフイードバック制御することができる。第
１トランジスタ11がオフ、第３トランジスタ13がオンの
場合も同様に、第３コイルΦ３に流れる電流を一定にフ
ィードバック制御することができる。

また、第２コイルΦ２及び第４コイルΦ４に流れる電
流も、及び間の電位差を作動アンプ152を用いて検
出し、これを定電流制御手段102に取り入れることによ
り、それぞれに流れる電流が一定となるようにフィード
バック制御することができる。

前記作動アンプ151及び152としては、絶対値作動増幅
回路を用いることができる。

さて、この第２図に示されるように、同一のスロット
ルに巻回された第１コイルΦ１及び第３コイルΦ３は、
トランジスタ121によりチョッピング制御され、また第
２コイルΦ２及び第４コイルΦ４は、トランジスタ122
によりチョッピング制御される。

ここで、前述のように、例えば２相励磁においては、
相励磁が、第１コイルΦ１及び第２コイルΦ２から、第
２コイルΦ２及び第３コイルΦ３へと移行した場合に、
第１コイルΦ１の励磁の際に発生した磁気エネルギによ
り、該第１コイルΦ１と逆方向に巻回された第３コイル
Φ３に、該第３コイルΦ３に通電されるべき電流方向と
逆方向に誘導電流が流れようとする。

この誘導電流は、第３図に示された従来の４相ステッ
ピングモータ駆動回路においては、同図に矢印Ｂで示さ
れたように、第２コイルΦ２、第２トランジスタ12及び
ダイオード23を介して、還流電流として流れるが、この
実施例においては、第２図に示したように、第２コイル
Φ２及び第３コイルΦ３のチョッピング用トランジスタ
が別に設けられているので、前記誘導電流は、第２コイ
ルΦ２側には流れない。

この誘導電流の起因となる第３コイルΦ３間のサージ
電圧は、ツェナーダイオード31のカソードに印加され、
これにより、該ツェナーダイオード31がブレークし、第
１トランジスタ11がオンとなって、第２図矢印Ｄで示さ
れるように、第１コイルΦ１及び第３コイルΦ３間で還
流する。

しかし、この還流電流は、当該モータのコイルのみで
なく、第１トランジスタ11でも消費されるために、前記
誘導電流は、従来の４相ステッピングモータ駆動回路に
比較して速く消費されることになり、当該モータを制動
させる方向に働く力が大幅に減少される。

さて、定電流制御手段101及び102は、所定デューティ
比のパルス信号を、トランジスタ111及び112（第１図）
に出力するが、当該ステッピングモータが低インピーダ
ンスモータである場合、すなわち第１コイルΦ１〜第４
コイルΦ４が低インピーダンスである場合には、定電流
制御手段101及び102より出力されるパルス信号のデュー
ティ比が何等かの要因により所定値を超えたとき、例え
ば100％デューティになってしまったようなときには、
当該モータが破壊されてしまう。

したがって、このような場合には、当該ステッピング
モータの運転を停止する必要がある。

第１図に戻り、定電流制御手段101及び102より出力さ
れるパルス信号のデューティ比監視回路、及びステッピ
ングモータ保護回路を説明する。

まず、第１コイルΦ１〜第４コイルΦ４への通電電流
制御用のメインドライバたるトランジスタ121及び122の
コレクタには、抵抗141及び142の一端が接続されてい
る。この抵抗141及び142の他端は、抵抗123R及びコンデ
ンサ123Cより構成される積分回路123を介して、比較回
路124の非反転入力端子124Aに接続されると共に、抵抗1
45を介して接地されている。

前記抵抗145の抵抗値は、抵抗123Rのそれに比較して
大きく設定されている。

ダイオード146のカソードは前記抵抗141及び142の他
端に、また、そのアノードは前記非反転入力端子124Aに
接続されている。

前記比較回路124の反転入力端子124Bには、ロジック
用電源Vccが所定の抵抗143を介して接続されている。ま
た、この比較回路124の出力端子は、前記トランジスタ1
33のベースに接続されている。

トランジスタ121及び122のコレクタ電位H1及びH2は、
第１トランジスタ11若しくは第３トランジスタ13、又は
第２トランジスタ12若しくは第４トランジスタ14がオン
である場合に、トランジスタ121及び122がチョッピング
動作することにより、“H"、“L"を繰り返す。そして、
前記積分回路123のコンデンサ123Cには、前記コレクタ
電位H1及びH2が“H"である場合に抵抗123Rを介してチャ
ージが行われ、前記電位H1及びH2が“L"である場合に
は、前記コンデンサ123Cにチャージされた電荷が、ダイ
オード146及び抵抗145を介してディスチャージされる。

この結果、定電流制御手段101及び102より出力される
パルス信号のデューティ比が大きくなって、そのオン時
間が長くなると、前記コンデンサ123Cの充電電位が高く
なる。

したがって、前記デューティ比が、モータが損傷しな
い範囲内での最大値を超えた場合に、前記コンデンサ12
3Cの電位が前記反転入力端子124Bの電位を上回るよう
に、前記積分回路123、抵抗143及び抵抗145等を、設
計、選択しておけば、前記の場合において比較回路124
の出力信号が“H"となり、トランジスタ133がオフとな
る。

この結果、相制御手段103より相制御信号が出力され
ても、トランジスタ51〜54、及び第１トランジスタ11〜
第４トランジスタ14はオフとなり、当該ステッピングモ
ータは停止する。

ところで、第１トランジスタ11〜第４トランジスタ14
がオフである場合には、トランジスタ121及び122がチョ
ッピング動作をしていても、前記コレクタ電位H1及びH2
は、“H"のままである。したがって、比較回路124より
一旦“H"信号が出力されると、その後、チョッピングの
デューティ比が正常に戻っても、トランジスタ133がオ
フのままであるから、前記コレクタ電位H1及びH2は“H"
のままであり、コンデンサ123Cのディスチャージは行わ
れない。すなわち、比較回路124の出力信号は“H"のま
まであり、当該モータの停止が継続される。

この停止状態の継続を解除するには、定電流制御手段
101及び102のチョッピング出力信号をオフとし、トラン
ジスタ121及び121を一旦完全なオフ状態とすれば良い。
これにより、前記積分回路123とモータ用電源Ｖとの接
続が断たれ、該積分回路123のコンデンサにチャージさ
れた電荷は、ダイオード146及び抵抗145を介して放出さ
れる。この結果、非反転入力端子124Aの電位が徐々に低
下し、トランジスタ133をオフとして、復旧することが
できる。

前記比較回路124の出力信号は、例えば符号Ｓで示さ
れるように、相制御手段103、後述する相制御異常検出
手段104等を構成、あるいは制御するマイクロコンピュ
ータに入力され、監視される。そして、比較回路124の
出力信号が“H"とった場合に、定電流制御手段101及び1
02のチョッピング出力信号をオフとする。

この動作を例えば繰返し行い、その都度、比較回路12
4の出力信号が“H"となる場合には、真の異常であるこ
とが判定され、その後、定電流制御手段101及び102、並
びに相制御手段103等の動作を停止させることができ
る。

ところで、第４図及び第５図に示されるように、１−
２相励磁、及び２相励磁の場合においては、第１コイル
Φ１及び第３コイルΦ３が同時に励磁されることはな
く、同様に、第２コイルΦ２及び第４コイルΦ４も同時
に励磁されることはない。したがって、前記トランジス
タ121及び122は、それぞれ１個分のコイルに通電を行う
だけの電流容量しかもっていない。この結果、相制御手
段103の異常等により、該相制御手段103より出力される
相制御信号の出力パターンに異常が生じた場合には、ト
ランジスタ121及び122等が破損してしまう。

以下に、相制御信号の出力パターンに異常が生じた場
合における保護回路を説明する。

相制御手段103より出力される相制御信号、すなわち
パルスP1〜パルスP4は、それぞれ負論理のオアゲート10
5の入力端子105A、負論理のオアゲート106の入力端子10
6A、前記オアゲート105の入力端子105B、及び前記オア
ゲート106の入力端子106Bに入力される。

したがって、相制御手段103より出力される相制御信
号が正常である場合には、オアゲート105及びオアゲー
ト106の出力信号は、“H"であり、比較回路124の反転入
力端子124Bの電位は、ロジック用電源Vcc及び抵抗143に
より決定された値を維持する。

しかし、前記相制御信号が異常となり、パルスP1及び
パルスP3が同時に出力されたり、パルスP2及びパルスP4
が同時に出力されたりした場合、すなわち、第１コイル
Φ１及び第３コイルΦ３が同時に励磁されたり、あるい
は第２コイルΦ２及び第４コイルΦ４が同時に励磁され
たりした場合には、オアゲート105及び／あるいはオア
ゲート106の出力信号が“L"となり、反転入力端子124B
から、ダイオード107及び／あるいはダイオード108を介
して電流が流れ、前記反転入力端子124Bの電位が低下す
る。

この結果、前記比較回路124の出力信号が“H"となっ
て、トランジスタ133がオフとなる。したがって、トラ
ンジスタ51〜54の駆動が停止される。

この場合にも、一旦、トランジスタ133がオフとなる
と、定電流制御手段101及び102が動作している場合に
は、積分回路123のコンデンサにチャージが行われ、非
反転入力端子124Aの電位が上昇する。したがって、相制
御信号の組み合わせが、その後正常となっても、前述し
たように比較回路124から“H"信号が出力され続け、ト
ランジスタ51〜54の動作の停止が継続される。

したがって、この場合にも、定電流制御手段101及び1
02のチョッピング出力信号をオフとする動作を繰返し行
い、その都度、比較回路124の出力信号が“H"となる場
合には、真の異常であることが判定されることができ
る。

なお、当該ステッピングモータの駆動方式が、１−２
相励磁又は２相励磁でない場合には、相制御信号の組み
合わせが異常である場合に出力を発生するような論理回
路を、前記オアゲート105及び106の代りに用いることが
当然である。このような論理回路の構成、組み合わせ
は、当業者により容易に創作されることができるので、
その説明は省略する。

さて、ロジック用電源Vccは、当該４相ステッピング
モータ駆動回路の各種素子を駆動するためのものである
が、該ロジック用電源Vccの電圧値に異常が生じると、
該モータ駆動回路のの動作が正常に行われない。

この場合の保護回路を、以下に説明する。

ロジック用電源Vccは、比較回路125の反転入力端子12
5Bに接続されている。また、前記比較回路125の比較反
転入力端子125Aは、所定の抵抗144を介して、モータ用
電源Ｖに接続されている。この抵抗144の抵抗値は、ロ
ジック用電源Vccの電圧値が正常である場合には、非反
転入力端子125Aの電位が電源Vccの電位よりも低くなる
ように設定されている。

前記比較回路125の出力信号線は、それぞれトランジ
スタ131及び132のベースに接続されている。これらトラ
ンジスタ131及び132のコレクタは、それぞれ定電流制御
手段101及び102の出力信号線に接続されており、またそ
れらのエミッタは接地されている。

以上の説明から明らかなように、ロジック用電源Vcc
が正常であれば、比較回路125の出力信号は、“L"であ
り、トランジスタ131及び132はオフである。この結果、
定電流制御手段101及び102の出力信号により、トランジ
スタ111及び112が駆動される。

しかし、ロジック用電源Vccの電圧が低下し、非反転
入力端子125Aの電位を下回った場合には、比較回路125
の出力信号が“H"となり、トランジスタ131及び132がオ
ンとなる。この結果、トランジスタ111及び112のベース
電位は、定電流制御手段101及び102よりチョッピング出
力信号が発生しているか否かにかかわわらず“L"に落
ち、該トランジスタ111及び112の駆動が停止される。

この場合には、ロジック用電源Vccの電位が正常に復
帰すると、比較回路125の出力信号は“L"となり、トラ
ンジスタ131及び132がオフとなるので、トランジスタ11
1及び112の動作が再度可能になる。

さて、前記第１トランジスタ11のコレクタ電位は、抵
抗及びコンデンサにより構成される積分回路（平滑化回
路）61、ツェナーダイオード71、並びに波形整形用のバ
ッファ81を介して、パルスPP1として相制御異常検出手
段104に取り込まれる。同様に、前記第２トランジスタ1
2〜第４トランジスタ14のコレクタ電位も、積分回路62
〜64、ツェナーダイオード72〜74、並びにバッファ82〜
84を介して、パルスPP2〜パルスPP4として、前記相制御
異常検出手段104に取り込まれる。

前記相制御異常検出手段104は、さらに、相制御手段1
03より出力される相制御信号（パルスP1〜P4）を取り込
む。

この相制御異常検出手段104は、前記パルスP1〜P4
（トランジスタ51〜54への入力信号）と、パルスPP1〜
パルスPP4（第１トランジスタ11〜第４トランジスタ14
からの出力信号）とをそれぞれ比較し、それらが一致し
ていなければ、トランジスタ51〜54、第１トランジスタ
11〜第４トランジスタ14、第１コイルΦ１〜第４コイル
Φ４等に異常が生じているものと判断し、異常信号を出
力する。この異常信号を用いて、例えば相制御手段103
や、定電流制御手段101,102等の動作を停止することが
できる。

さて、前述した、定電流制御手段101及び102より出力
されるパルス信号のデューティ比監視回路及びステッピ
ングモータ保護回路、相制御信号の出力パターンに異常
が生じた場合における保護回路、あるいは相制御異常検
出手段104による保護回路等は、当該ステッピングモー
タが回転している場合のモータ保護（ダイナミックな保
護）回路であるが、この保護を、ハードウェアで行って
いるので、当該ステッピングモータ及び駆動回路の保護
を、瞬時に行うことができる。

つぎに、モータ駆動前の保護（スタティックな保護）
手法について、説明する。

まず、相制御手段103より相制御信号が出力されてい
ない場合に、定電流制御手段101より“H"の信号を出力
すると、第１トランジスタ11〜第４トランジスタ14はい
ずれもオフであるから、トランジスタ121のコレクタ電
位H1は、“H"となり、コンデンサ123Cにチャージが行わ
れる。この結果、比較回路124の出力信号が所定時間経
過後に、“L"から“H"となる。

所定時間を経過しても比較回路124の出力信号が“H"
とならない場合は、トランジスタ111及び／あるいはト
ランジスタ121等が故障している場合であるから、前記
比較回路124の出力信号を監視しておけば、該トランジ
スタ111、121等の故障を判別することができる。

同様に、相制御手段103より相制御信号が出力されて
いない場合に、定電流制御手段102より“H"の信号を出
力すれば、トランジスタ112及び122等が正常であれば、
比較回路124の出力信号が所定時間経過後に、“L"から
“H"となる。したがって、この場合においても、前記比
較回路124の出力信号を監視しておけば、該トランジス
タ112、122等の故障を判別することができる。

このように、モータコイルに通電することチョッピン
グ制御用のトランジスタの検査を行うことができる。

また、定電流制御手段101を駆動しておいて、相制御
手段103よりパルスP1及びパルスP3を順次出力すれば、
それぞれの相駆動用トランジスタ（トランジスタ51及び
第１トランジスタ11、並びにトランジスタ53及び第３ト
ランジスタ13）が正常であれば、比較回路124からは
“H"信号が出力されない。したがって、比較回路124の
出力信号を監視しておけば、前記相駆動用トランジスタ
の故障を判別することができる。

トランジスタ52及び第２トランジスタ12、並びにトラ
ンジスタ54及び第４トランジスタ14の故障判別も、同様
に行うことができる。

このように、第１図のように構成されることによっ
て、スタティックな保護を図ることもできる。

なお、このようなスタティックな保護のための定電流
制御手段101及び102並びに相制御手段103の制御は、マ
イクロコンピュータを用いて行うことができる。

さて、前述した各種保護回路は、第３図に示されたよ
うな、１つのチョッピング用ドライバ（トランジスタ
５）で、４つのコイルに通電を行うタイプの４相ステッ
ピングモータ駆動回路にも適用できる。

また、各相駆動用のドライバとしては、FETを採用す
ることもできる。この場合、相制御手段103の相制御信
号の出力線に接続されるFETのゲートにダイオードのア
ノードを接続し、該ダイオードのカソード電位を、“L"
とすることにより、相制御手段103より出力が生じてい
ても、該FETの駆動を停止させることができる。すなわ
ち、比較回路124の出力をインバータを介して、前記カ
ソードに接続すれば良い。

さらに、本発明は、車両用のステッピングモータの駆
動回路のみでなく、いかなる輸送機器、製造機器等のス
テッピングモータ駆動回路に適用されても良いことは当
然である。

（考案の効果） 以上の説明から明らかなように、本考案によれば、次
のような効果が達成される。

（１）請求項１記載の４相ステッピングモータ駆動回路
によれば、励磁相が移動しても、磁気結合のない２つの
コイルの間に還流電流が発生しない。

したがって、相制御時においても、当該ステッピング
モータに制動力があまり発生せず、当該ステッピングモ
ータを効率良く駆動することができる。

（２）請求項２記載の４相ステッピングモータ駆動回路
によれば、相制御用駆動手段を構成するトランジスタの
コレクタ及びベース間に接続されたツェナーダイオード
を設けたので、各コイルより発生する誘導電流に起因す
るサージ電圧が発生した場合には、該サージ電圧が前記
ツェナーダイオードでブレークした時点で、前記誘導電
流が前記トランジスタで消費される。

したがって、励磁相の移動の際における電流の切れが
良くなり、当該ステッピングモータをさらに効率良く駆
動することができる。

（３）請求項３記載の４相ステッピングモータ駆動回路
によれば、相制御用駆動手段を構成するトランジスタの
コレクタ及びエミッタ間に接続されたダイオードがチョ
ッピング時のフライホイールダイオードとして機能する
ので、例えば当該モータの各コイルの各々に対してダイ
オードを直列に配置し、かつ通電制御手段と前記コイル
との間に別のダイオードを接続する必要がない。

このようにモータコイルと直列にダイオードを接続す
る必要がないので、各コイルに印加される電圧値が低下
しない。

また、本願発明でダイオードに流れる還流電流は、還
流しない場合の電流値の1/2となるので、該ダイオード
の容量も、従来のダイオードの1/2で良い。

さらに、使用されるダイオードの数も減少する。

（４）請求項４記載の４相ステッピングモータ駆動回路
によれば、モータの各コイルへ流れる電流の電流値を一
定に制御できると共に、モータ用電源の効率を改善する
ことができる。

（５）請求項５記載の４相ステッピングモータ駆動回路
によれば、モータ用電源の電圧を変更することなく、各
コイルへの電流値を一定に制御することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案の一実施例のブロック図である。 第２図は第１図に示された４相ステッピングモータ駆動
回路の駆動部分のみを簡略化して示した回路図である。 第３図は従来の４相ステッピングモータ駆動回路の概略
を示す図である。 第４図は１−２相励磁における各コイルΦ１〜Φ４の励
磁順序を示すタイムチャートである。 第５図は２相励磁における各コイルΦ１〜Φ４の励磁順
序を示すタイムチャートである。 11〜14…第１トランジスタ〜第４トランジスタ、21〜24
…ダイオード、31〜34…ツェナーダイオード、41〜44…
抵抗、101,102…定電流制御手段、103…相制御手段、12
1,122…トランジスタ、151,152…作動アンプ、Φ１〜Φ
４…第１コイル〜第４コイル、Ｖ…モータ用電源、Vcc
…ロジック用電源

Claims (1)

(57)【実用新案登録請求の範囲】
1. 【請求項１】ステータの同一スロットに巻回された第１
   コイル及び第３コイル、並びに第２コイル及び第４コイ
   ルを備えた４相ステッピングモータを駆動する４相ステ
   ッピングモータ駆動回路において、 その一端がモータ用電源に接続され、その他端が前記第
   １コイル及び第３コイルの一端に接続された第１通電制
   御手段と、 その一端がモータ用電源に接続され、その他端が前記第
   ２コイル及び第４コイルの一端に接続された第２通電制
   御手段と、 前記第１コイルないし第４コイルのそれぞれの他端に接
   続された４つのトランジスタと、前記各トランジスタの
   コレクタ及びベース間に接続されたツェナーダイオード
   と、前記各トランジスタのコレクタ及びエミッタ間にそ
   れぞれ該トランジスタの通電方向と逆方向に接続された
   ダイオードとからなる４つの相制御用駆動手段と 前記各相制御用駆動手段及び接地間に接続された４つの
   抵抗とを具備し、 前記第１通電制御手段は、前記第１コイルに対応する相
   制御用駆動手段と前記抵抗の接続点、及び第３コイルに
   対応する相制御用駆動手段と前記抵抗の接続点との間の
   電位差がほぼ一定となるように、該第１コイル及び第３
   コイルへの通電をチョッピング制御し、 前記第２通電制御手段は、前記第２コイルに対応する相
   制御用駆動手段と前記抵抗の接続点、及び第４コイルに
   対応する相制御用駆動手段と前記抵抗の接続点との間の
   電位差がほぼ一定となるように、該第２コイル及び第４
   コイルへの通電をチョッピング制御することを特徴とす
   る４相ステッピングモータ駆動回路。