JP3332045B2 - 電流制御回路 - Google Patents
電流制御回路Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、インダクタンスを含む
電磁石や電動機などを負荷とするスイッチング素子から
なる電流制御回路の改良に関するものである。
電磁石や電動機などを負荷とするスイッチング素子から
なる電流制御回路の改良に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】産業用サーボモータや、非接触支持する
磁気軸受及び磁気浮上装置には電流制御回路が用いられ
ており、これらの性能を向上するには電流制御回路の性
能を向上しなければならない。そこで最近ではスイッチ
ング素子を用いた電流制御回路が用いられており、損失
低減が図られている。スイッチング素子を用いる従来の
電流制御回路のうち、一方向のみの電流を供給する方式
のものを図４を用いて説明する。図において１は第１の
スイッチング素子、２は第２のスイッチング素子、３は
第１のダイオード、４は第２のダイオード、５は電流検
出用の第１のシャント抵抗、６は電流検出用の第２のシ
ャント抵抗、７はインダクタンスをもつ負荷の電磁石、
８は電流検出用の差動増幅器、９は比較器、１０は位相
制御器、１１は第２の比較器、１２は三角波発振器、１
３はゲートドライバである。第１のスイッチング素子１
は３端子の内の１端子を主回路電源の（＋）側に、もう
１端子を第１のダイオード３のカソードに接続されてい
る。第２のスイッチング素子２は３端子の内の１端子を
第２のダイオード４のアノードに、もう１端子を第２の
シャント抵抗６を介して主回路電源のグランドに接続さ
れている。第１のダイオード３のアノードは第１のシャ
ント抵抗５を介して主回路電源のグランドに接続され、
第２のダイオード４のカソードは主回路電源の（＋）側
に接続されている。電磁石７の一方の端子は第１のスイ
ッチング素子１と第１のダイオード３のカソードの接点
に接続され、もう一方の端子は第２のダイオード４と第
２のスイッチング素子２の接点に接続されている。差動
増幅器８の２つの入力端子の内、一方は第１のダイオー
ド３と第１のシャント抵抗５の接点に接続され、もう一
方は第２のスイッチング素子２と第２のシャント抵抗６
の接点に接続されている。比較器９の２つの入力のうち
１つは電流指令入力であり、もう１つは差動増幅器８の
出力であり、比較器９の出力は位相制御器１０の入力に
接続されている。第２の比較器１１の一方の入力は位相
制御器１０の出力に接続されており、もう一方の入力は
三角波発振器１２の出力に接続されている。ゲートドラ
イバ１３の入力は第２の比較器１１の出力に接続され、
２つの出力のうち１つは第１のスイッチング素子１のゲ
ートに接続され、もう１つは第２のスイッチング素子２
のゲートに接続されている。このような構成において、
差動増幅器８で検出される主回路電流すなわち負荷電磁
石７に流れる電流が比較器９の電流指令入力より小さい
とき、位相制御器１０が働いて出力信号を大きくする。
この信号を受けた第２の比較器１１は三角波発振器１２
の信号と比較してパルス列信号を発生させゲートドライ
バ１３に指令を送る。これを受けてスイッチング素子
１、２はオンとオフを繰り返す。オンの時、負荷の電磁
石７に流れる電流は増加し、オフの時、負荷の電磁石７
に流れる電流は減少する。位相制御器１０の出力が大き
くなるとオンの確率が高くなるため負荷の電磁石７に流
れる電流は平均的に増加する。一方、差動増幅器８で検
出される主回路電流が比較器９の電流指令入力より大き
いとき、位相制御器１０が働いて出力信号を小さくす
る。この信号を受けた第２の比較器１１は三角波発振器
１２の信号と比較してパルス列信号を発生させゲートド
ライバ１３に指令を送る。これを受けてスイッチング素
子１、２はオンとオフを繰り返す。オンの時、負荷の電
磁石７に流れる電流は増加し、オフの時、負荷の電磁石
７に流れる電流は減少する。位相制御器１０の出力が小
さくなるとオンの確率が低くなるため負荷の電磁石７に
流れる電流は平均的に減少する。このように、スイッチ
ング素子１、２がオンとオフを繰り返すので負荷の電磁
石７の電流は三角波状のリップルを持つが、平均的には
比較器９に入力される電流指令に追従し電流制御され
る。この電流制御の応答性を向上するには負荷の電磁石
７のインダクタンスを小さくするのが１つの手段である
が、インダクタンスを小さくすると電流リップルが大き
くなるため三角波発振器１２の発振周波数を大きくして
リップルの増加を押さえている。
磁気軸受及び磁気浮上装置には電流制御回路が用いられ
ており、これらの性能を向上するには電流制御回路の性
能を向上しなければならない。そこで最近ではスイッチ
ング素子を用いた電流制御回路が用いられており、損失
低減が図られている。スイッチング素子を用いる従来の
電流制御回路のうち、一方向のみの電流を供給する方式
のものを図４を用いて説明する。図において１は第１の
スイッチング素子、２は第２のスイッチング素子、３は
第１のダイオード、４は第２のダイオード、５は電流検
出用の第１のシャント抵抗、６は電流検出用の第２のシ
ャント抵抗、７はインダクタンスをもつ負荷の電磁石、
８は電流検出用の差動増幅器、９は比較器、１０は位相
制御器、１１は第２の比較器、１２は三角波発振器、１
３はゲートドライバである。第１のスイッチング素子１
は３端子の内の１端子を主回路電源の（＋）側に、もう
１端子を第１のダイオード３のカソードに接続されてい
る。第２のスイッチング素子２は３端子の内の１端子を
第２のダイオード４のアノードに、もう１端子を第２の
シャント抵抗６を介して主回路電源のグランドに接続さ
れている。第１のダイオード３のアノードは第１のシャ
ント抵抗５を介して主回路電源のグランドに接続され、
第２のダイオード４のカソードは主回路電源の（＋）側
に接続されている。電磁石７の一方の端子は第１のスイ
ッチング素子１と第１のダイオード３のカソードの接点
に接続され、もう一方の端子は第２のダイオード４と第
２のスイッチング素子２の接点に接続されている。差動
増幅器８の２つの入力端子の内、一方は第１のダイオー
ド３と第１のシャント抵抗５の接点に接続され、もう一
方は第２のスイッチング素子２と第２のシャント抵抗６
の接点に接続されている。比較器９の２つの入力のうち
１つは電流指令入力であり、もう１つは差動増幅器８の
出力であり、比較器９の出力は位相制御器１０の入力に
接続されている。第２の比較器１１の一方の入力は位相
制御器１０の出力に接続されており、もう一方の入力は
三角波発振器１２の出力に接続されている。ゲートドラ
イバ１３の入力は第２の比較器１１の出力に接続され、
２つの出力のうち１つは第１のスイッチング素子１のゲ
ートに接続され、もう１つは第２のスイッチング素子２
のゲートに接続されている。このような構成において、
差動増幅器８で検出される主回路電流すなわち負荷電磁
石７に流れる電流が比較器９の電流指令入力より小さい
とき、位相制御器１０が働いて出力信号を大きくする。
この信号を受けた第２の比較器１１は三角波発振器１２
の信号と比較してパルス列信号を発生させゲートドライ
バ１３に指令を送る。これを受けてスイッチング素子
１、２はオンとオフを繰り返す。オンの時、負荷の電磁
石７に流れる電流は増加し、オフの時、負荷の電磁石７
に流れる電流は減少する。位相制御器１０の出力が大き
くなるとオンの確率が高くなるため負荷の電磁石７に流
れる電流は平均的に増加する。一方、差動増幅器８で検
出される主回路電流が比較器９の電流指令入力より大き
いとき、位相制御器１０が働いて出力信号を小さくす
る。この信号を受けた第２の比較器１１は三角波発振器
１２の信号と比較してパルス列信号を発生させゲートド
ライバ１３に指令を送る。これを受けてスイッチング素
子１、２はオンとオフを繰り返す。オンの時、負荷の電
磁石７に流れる電流は増加し、オフの時、負荷の電磁石
７に流れる電流は減少する。位相制御器１０の出力が小
さくなるとオンの確率が低くなるため負荷の電磁石７に
流れる電流は平均的に減少する。このように、スイッチ
ング素子１、２がオンとオフを繰り返すので負荷の電磁
石７の電流は三角波状のリップルを持つが、平均的には
比較器９に入力される電流指令に追従し電流制御され
る。この電流制御の応答性を向上するには負荷の電磁石
７のインダクタンスを小さくするのが１つの手段である
が、インダクタンスを小さくすると電流リップルが大き
くなるため三角波発振器１２の発振周波数を大きくして
リップルの増加を押さえている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】このように、電流応答
を向上する場合、三角波発振器１２の発振周波数を高く
していくのでスイッチング素子の遅れが無視できなくな
る。スイッチング素子１、２は同時にオンすることが必
要であるが、実際にはそれぞれ微妙に遅れが異なるた
め、素子に応じたゲートドライバ１３を構成する必要が
ある。このゲートドライバ１３の構成は三角波発振器１
２の発振周波数が高くなればなるほど難しくなり、手間
がかかるという欠点がある。また負荷に応じて電流容量
を上げるときスイッチング素子の容量を上げれば済むこ
とであるが実際の素子には制限があるため、同じ電流制
御系を２つ構成し負荷の電磁石にコイルを２つ巻き、並
列にドライブする方法（特開昭６１−１１３２１６、特
開昭６２−４３７１３）なども考えられている。しかし
同じ構成を２セット準備することは不経済というだけで
なく、２つの制御系が干渉し様々なトラブルを引き起こ
すという欠点を持っている。本発明は、スイッチング素
子の同期を完全にする必要がなく、また、スイッチング
素子の容量を上げることなく負荷容量を上げられる電流
制御回路を提供することを目的とする。
を向上する場合、三角波発振器１２の発振周波数を高く
していくのでスイッチング素子の遅れが無視できなくな
る。スイッチング素子１、２は同時にオンすることが必
要であるが、実際にはそれぞれ微妙に遅れが異なるた
め、素子に応じたゲートドライバ１３を構成する必要が
ある。このゲートドライバ１３の構成は三角波発振器１
２の発振周波数が高くなればなるほど難しくなり、手間
がかかるという欠点がある。また負荷に応じて電流容量
を上げるときスイッチング素子の容量を上げれば済むこ
とであるが実際の素子には制限があるため、同じ電流制
御系を２つ構成し負荷の電磁石にコイルを２つ巻き、並
列にドライブする方法（特開昭６１−１１３２１６、特
開昭６２−４３７１３）なども考えられている。しかし
同じ構成を２セット準備することは不経済というだけで
なく、２つの制御系が干渉し様々なトラブルを引き起こ
すという欠点を持っている。本発明は、スイッチング素
子の同期を完全にする必要がなく、また、スイッチング
素子の容量を上げることなく負荷容量を上げられる電流
制御回路を提供することを目的とする。
【０００４】
【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るため、本発明は、（＋）電源と（−）電源の間をスイ
ッチング素子とダイオードで直列に接続された２系統の
回路を用いて電磁石に電流を供給する主回路と、前記電
磁石の電流を検出する電流検出手段と、電流指令と前記
電流検出手段が検出した電流とを比較する比較器と、そ
の比較器の信号を入力する位相制御器と、その位相制御
器の信号と三角波発生器の信号を比較する第２の比較器
と、その第２の比較器の信号を受けると前記スイッチン
グ素子に指令を与えるゲートドライバとを備えた電流制
御回路において、前記主回路の中の第１系統の回路は
（＋）電源、第１のスイッチング素子、順方向が前記
（−）電源から前記（＋）電源に向かう第１のダイオー
ド、前記（−）電源、の順で接続されており、前記主回
路の中の第２系統の回路は前記（＋）電源、順方向が前
記（−）電源から前記（＋）電源に向か第２のダイオー
ド、第２のスイッチング素子、前記（−）電源、の順で
接続されており、前記電磁石は互いに絶縁された２コイ
ルが巻かれているとともに、そのうちの一方のコイルは
一端が前記第１のスイッチング素子と前記第１のダイオ
ードの接続個所に接続されて他端が第１のシャント抵抗
を介してグランドに接続され、他方のコイルは一端が第
２のダイオードと前記前記第２のスイッチング素子の接
続個所に接続されて他端が第２のシャント抵抗を介して
グランドに接続され、前記電流検出手段は前記第１のシ
ャント抵抗の電圧と前記第２のシャント抵抗の電圧を入
力して前記電流を検出することを特徴とするものであ
る。
るため、本発明は、（＋）電源と（−）電源の間をスイ
ッチング素子とダイオードで直列に接続された２系統の
回路を用いて電磁石に電流を供給する主回路と、前記電
磁石の電流を検出する電流検出手段と、電流指令と前記
電流検出手段が検出した電流とを比較する比較器と、そ
の比較器の信号を入力する位相制御器と、その位相制御
器の信号と三角波発生器の信号を比較する第２の比較器
と、その第２の比較器の信号を受けると前記スイッチン
グ素子に指令を与えるゲートドライバとを備えた電流制
御回路において、前記主回路の中の第１系統の回路は
（＋）電源、第１のスイッチング素子、順方向が前記
（−）電源から前記（＋）電源に向かう第１のダイオー
ド、前記（−）電源、の順で接続されており、前記主回
路の中の第２系統の回路は前記（＋）電源、順方向が前
記（−）電源から前記（＋）電源に向か第２のダイオー
ド、第２のスイッチング素子、前記（−）電源、の順で
接続されており、前記電磁石は互いに絶縁された２コイ
ルが巻かれているとともに、そのうちの一方のコイルは
一端が前記第１のスイッチング素子と前記第１のダイオ
ードの接続個所に接続されて他端が第１のシャント抵抗
を介してグランドに接続され、他方のコイルは一端が第
２のダイオードと前記前記第２のスイッチング素子の接
続個所に接続されて他端が第２のシャント抵抗を介して
グランドに接続され、前記電流検出手段は前記第１のシ
ャント抵抗の電圧と前記第２のシャント抵抗の電圧を入
力して前記電流を検出することを特徴とするものであ
る。
【０００５】
【作用】このように構成すると、２つのスイッチング素
子がオンすると、一方のコイルの電流は主回路電源の
（＋）側からスイッチング素子とコイル及び電流検出用
シャント抵抗を経由してグランドに流れるため電流が増
加し、もう一方のコイルの電流は主回路電源のグランド
側から電流検出用シャント抵抗とコイル及びスイッチン
グ素子を経由して（−）側に流れるため電流が増加し、
２つのスイッチング素子がオフすると、一方のコイルの
電流は主回路電源の（−）側からダイオードとコイル及
び電流検出用シャント抵抗を経由してグランドに流れる
ため電流が減少し、もう一方のコイルの電流は主回路電
源のグランド側から電流検出用シャント抵抗とコイル及
びダイオードを経由して（＋）側に流れるため電流は減
少し、２つのスイッチング素子の同期がとれなくてもス
イッチング素子を破損することなく上記の何れかの正常
な動作をするため、十分に調整されたゲートドライバを
必要とせず、全体の容量を上げるときは、負荷の電磁石
に２つのコイルを追加して巻き、それぞれに前述と同じ
主回路を構成することで上記と同じ動作をするため、ま
た他の制御回路を付加する必要が無いため、容量を上げ
ることが容易になるのである。
子がオンすると、一方のコイルの電流は主回路電源の
（＋）側からスイッチング素子とコイル及び電流検出用
シャント抵抗を経由してグランドに流れるため電流が増
加し、もう一方のコイルの電流は主回路電源のグランド
側から電流検出用シャント抵抗とコイル及びスイッチン
グ素子を経由して（−）側に流れるため電流が増加し、
２つのスイッチング素子がオフすると、一方のコイルの
電流は主回路電源の（−）側からダイオードとコイル及
び電流検出用シャント抵抗を経由してグランドに流れる
ため電流が減少し、もう一方のコイルの電流は主回路電
源のグランド側から電流検出用シャント抵抗とコイル及
びダイオードを経由して（＋）側に流れるため電流は減
少し、２つのスイッチング素子の同期がとれなくてもス
イッチング素子を破損することなく上記の何れかの正常
な動作をするため、十分に調整されたゲートドライバを
必要とせず、全体の容量を上げるときは、負荷の電磁石
に２つのコイルを追加して巻き、それぞれに前述と同じ
主回路を構成することで上記と同じ動作をするため、ま
た他の制御回路を付加する必要が無いため、容量を上げ
ることが容易になるのである。
【０００６】
【実施例】図１は、本発明の実施例を説明する図であ
る。図において１は第１のスイッチング素子、２は第２
のスイッチング素子、３は第１のダイオード、４は第２
のダイオード、５は電流検出用の第１のシャント抵抗、
６は電流検出用の第２のシャント抵抗、７２はインダク
タンスをもつ負荷の電磁石、８は電流検出用の差動増幅
器、９は比較器、１０は位相制御器、１１は第２の比較
器、１２は三角波発振器、１３はゲートドライバであ
る。第１のスイッチング素子１は３端子の内の１端子を
主回路電源の（＋）側に、もう一端子を主回路電源の
（−）側にアノードを接続した第１のダイオード３のカ
ソードに接続されている。第２のスイッチング素子２は
３端子の内の１端子を主回路電源の（＋）側にカソード
を接続した第２のダイオード４のアノードに、もう１端
子を主回路電源の（−）に接続されている。電磁石７２
は２つのコイルが巻回されており、２つのうち一方のコ
イルは一端を第１のシャント抵抗５を介してグランドに
接続されており、もう一端は第１のスイッチング素子１
と第１のダイオード３の接点に接続されており、もう一
方のコイルは一端を第２のシャント抵抗６を介してグラ
ンドに接続されており、もう一端は第２のダイオード４
と第２のスイッチング素子２の接点に接続されている。
電磁石７２の２つのコイルは、電流が一方のコイルから
第１のシャント抵抗５に流れる方向と、電流が第２のシ
ャント抵抗６からもう一方のコイルへ流れる方向とが同
じになるように巻回されている。電磁石７２の一方のコ
イルと第１のシャント抵抗５の接点と、電磁石７２のも
う一方のコイルと第２のシャント抵抗６の接点とは、そ
れぞれ差動増幅器８の２つの入力に接続されている。比
較器９の２つの入力のうち１つは電流指令入力であり、
もう１つは作動増幅器８の出力であり、比較器９の出力
は位相制御器１０に入力している。第２の比較器１１の
一方の入力は位相制御器１０の出力であり、もう一方の
入力は三角波発振器１２の出力である。ゲートドライバ
１３の入力は比較器１１の出力に接続され、２つの出力
のうち１つは第１のスイッチング素子１のゲートに接続
され、もう１つは第２のスイッチング素子２のゲートに
接続されている。このような構成において、差動増幅器
８で検出される主回路電流すなわち電磁石７２の電流が
比較器９の電流指令入力より小さいとき、位相制御器１
０が働いて出力信号を大きくする。この信号を受けた第
２の比較器１１は三角波発振器１２の信号と比較してパ
ルス列信号を発生させゲートドライバ１３に指令を送
る。これを受けてスイッチング素子１、２はオンとオフ
を繰り返す。ここで、電磁石７２の２つのコイルの・印
をつけた端子からコイルに電流が流れ込む方向をそれぞ
れの正の方向とする。スイッチング素子１、２がオンの
時、電磁石７２に流れる電流はいずれも増加し、オフの
時、電磁石７２に流れる電流はいずれも減少する。位相
制御器１０の出力が大きくなるとオンの確率は高くなる
ため電磁石７２に流れる電流はいずれも平均的に増加す
る。一方、差動増幅器８で検出される主回路電流が比較
器９の電流指令入力より大きいとき、位相制御器１０が
働いて出力信号を小さくする。この信号を受けた第２の
比較器１１は三角波発振器１２の信号と比較してパルス
列信号を発生させゲートドライバ１３に指令を送る。こ
れを受けてスイッチング素子１、２はオンとオフを繰り
返す。オンの時、電磁石７２に流れる電流はいずれも増
加し、オフの時、電磁石７２に流れる電流はいずれも減
少する。位相制御器１０の出力が小さくなるとオンの確
率が低くなるため電磁石７２に流れる電流はいずれも平
均的に減少する。このように、スイッチング素子１、２
がオンとオフを繰り返すので電磁石７２の電流は三角波
状のリップルを持つが、平均的には比較器９に入力され
る電流指令に追従し電流制御される。この電流制御の応
答性を向上するには電磁石７のインダクタンスを小さく
するのが１つの手段であるが、インダクタンスを小さく
すると電流リップルが大きくなるため三角波発振器１２
の発振周波数を大きくしてリップルを小さくする。この
時２つのスイッチング素子１、２の動作が微妙にずれて
きても各コイルを含む主回路が別々であるため上記と同
じ動作をし問題となることはない。例えば、２つのスイ
ッチング素子１、２がオンで電磁石７２の２つのコイル
の電流が増加しているとき、スイッチング素子１だけが
オフになるとスイッチング素子１の電流は流れなくなる
が、代わりに主回路電源の（−）側から第１のダイオー
ド３を通りコイルと第１のシャント抵抗５を通ってグラ
ンドに流れ、電流は減少する。また、２つのスイッチン
グ素子１、２がオフで電磁石７２の２つのコイルの電流
が減少しているとき、第１のスイッチング素子１だけが
オンになると、それまで主回路電源の（−）側から第１
のダイオード３を通りコイルと第１のシャント抵抗５を
通ってグランドに流れ減少していた電流は、第１のスイ
ッチング素子１からコイルと第１のシャント抵抗５を通
る電流の流れに代わり電流が増加しはじめる。２つのス
イッチング素子１、２がオンで電磁石７２の２つのコイ
ルの電流が増加しているときに第２のスイッチング素子
２だけにオフになるときと、２つのスイッチング素子
１、２がオフで電磁石７２の２つのコイルの電流が減少
しているときに第２のスイッチング素子２だけがオンに
なるとき、の何れにおいても上記と同様の動作をする。
従って、三角波発振器１２の発振周波数を大きくするに
つれてゲートドライバ１３の調整を厳しくして２つのス
イッチング素子１、２の同期を完全にする必要がない。
また、電磁石７２の容量を上げるときは、電磁石のコイ
ル組を複数組とし、それぞれに図１と同様の主回路を構
成し、追加したスイッチング素子のゲート信号としてゲ
ートドライバ１３の信号を共用し、電流検出用差動増幅
器を追加してコイル組と同じ数の差動増幅器の信号を加
算することで全電流を検出することができる。図２は本
発明の第２の実施例を示すブロック図である。各コイル
は同じ巻数であり、スイッチング素子１ａがオンのと
き、正の直流電源（＋）→１ａ→コイル→シャント５→
ＧＮＤ（接地）へ流れ、オフに切りかえると負の直流電
源（−）→ダイオード３→コイル→シャント５→ＧＮＤ
（接地）と流れる。したがって、（＋）、（−）が電流
を供給するばかりのため、各々の平均電流はコイル平均
電流の１／２となる。同構成のコイルを増やしていくと
き、それにつれて（＋）、（−）の容量も増える。スイ
ッチング周期の半分は（すなわち、全時間の半分は）フ
ライホイール電流が電源をポンプアップしているので、
従来は、同じ（＋）に回生しているが、本発明では、
（−）につないだスイッチング素子２ａに同じ機能を持
たせるようにしたものである。２ａがオンするとＧＮＤ
→シャント６→コイル→２ａ→（−）へ流れ、オフにす
ると、ＧＮＤ→シャント６→コイル→ダイオード４→
（＋）へ流れ、（＋）と（−）は電流が流れ込むだけな
ので、１ａのオン、オフのときに供給のみしていた電流
をうめ合わせることになる。したがって、二つのコイル
に電流が流れても、（＋）、（−）の電流は平均的にゼ
ロとなり、電源を小容量にできる。容量を増やす時、コ
イル巻数を増やすと同時に巻数に応じて電圧を増やせば
同じ立上り（すなわち、同じ周波数特性）を維持できる
が、大容量のスイッチング素子が必要になる。大容量で
は周波数特性が悪くなるのが一般的であり、制約が出て
くることになる。そこで本発明のように（＋）に接続の
スイッチング素子と（−）に接続のスイッチング素子で
ペアとしている。これを容量アップする時、ペアで増や
していけば（＋）、（−）の電流の供給と流れ込みがつ
り合い、電源の容量を最小にすることができる。こうし
て電流制御回路の主要部分である比較器９と、位相制御
器１０と、第２の比較器１１と、三角波発振器１２を兼
用して一つの電流制御系を構成するので従来方法で懸念
されていた制御系の干渉の問題が生じることがない。以
上、電磁石の電流を制御する実施例について示したが、
本発明は電磁石の代わりにサーボモータのステータに供
給する電流を制御する場合にも適用することができる。
図３は、モータの固定子１６に巻回されたコイルを示す
図である。この図において、各コイルの端子ａ1 、
ａ2 、ａ3 、ａ4 はそれぞれ図１と同じ端子を表してい
る。他のコイル端子ｂ1 〜ｂ4 、ｃ1 〜ｃ4 も図１と同
様の回路に接続される。各コイルに流れる電流をたとえ
ば、１２０°位相のずれた電流指令で各相の電流を制御
すればモータの回転子１７を回転させうる。
る。図において１は第１のスイッチング素子、２は第２
のスイッチング素子、３は第１のダイオード、４は第２
のダイオード、５は電流検出用の第１のシャント抵抗、
６は電流検出用の第２のシャント抵抗、７２はインダク
タンスをもつ負荷の電磁石、８は電流検出用の差動増幅
器、９は比較器、１０は位相制御器、１１は第２の比較
器、１２は三角波発振器、１３はゲートドライバであ
る。第１のスイッチング素子１は３端子の内の１端子を
主回路電源の（＋）側に、もう一端子を主回路電源の
（−）側にアノードを接続した第１のダイオード３のカ
ソードに接続されている。第２のスイッチング素子２は
３端子の内の１端子を主回路電源の（＋）側にカソード
を接続した第２のダイオード４のアノードに、もう１端
子を主回路電源の（−）に接続されている。電磁石７２
は２つのコイルが巻回されており、２つのうち一方のコ
イルは一端を第１のシャント抵抗５を介してグランドに
接続されており、もう一端は第１のスイッチング素子１
と第１のダイオード３の接点に接続されており、もう一
方のコイルは一端を第２のシャント抵抗６を介してグラ
ンドに接続されており、もう一端は第２のダイオード４
と第２のスイッチング素子２の接点に接続されている。
電磁石７２の２つのコイルは、電流が一方のコイルから
第１のシャント抵抗５に流れる方向と、電流が第２のシ
ャント抵抗６からもう一方のコイルへ流れる方向とが同
じになるように巻回されている。電磁石７２の一方のコ
イルと第１のシャント抵抗５の接点と、電磁石７２のも
う一方のコイルと第２のシャント抵抗６の接点とは、そ
れぞれ差動増幅器８の２つの入力に接続されている。比
較器９の２つの入力のうち１つは電流指令入力であり、
もう１つは作動増幅器８の出力であり、比較器９の出力
は位相制御器１０に入力している。第２の比較器１１の
一方の入力は位相制御器１０の出力であり、もう一方の
入力は三角波発振器１２の出力である。ゲートドライバ
１３の入力は比較器１１の出力に接続され、２つの出力
のうち１つは第１のスイッチング素子１のゲートに接続
され、もう１つは第２のスイッチング素子２のゲートに
接続されている。このような構成において、差動増幅器
８で検出される主回路電流すなわち電磁石７２の電流が
比較器９の電流指令入力より小さいとき、位相制御器１
０が働いて出力信号を大きくする。この信号を受けた第
２の比較器１１は三角波発振器１２の信号と比較してパ
ルス列信号を発生させゲートドライバ１３に指令を送
る。これを受けてスイッチング素子１、２はオンとオフ
を繰り返す。ここで、電磁石７２の２つのコイルの・印
をつけた端子からコイルに電流が流れ込む方向をそれぞ
れの正の方向とする。スイッチング素子１、２がオンの
時、電磁石７２に流れる電流はいずれも増加し、オフの
時、電磁石７２に流れる電流はいずれも減少する。位相
制御器１０の出力が大きくなるとオンの確率は高くなる
ため電磁石７２に流れる電流はいずれも平均的に増加す
る。一方、差動増幅器８で検出される主回路電流が比較
器９の電流指令入力より大きいとき、位相制御器１０が
働いて出力信号を小さくする。この信号を受けた第２の
比較器１１は三角波発振器１２の信号と比較してパルス
列信号を発生させゲートドライバ１３に指令を送る。こ
れを受けてスイッチング素子１、２はオンとオフを繰り
返す。オンの時、電磁石７２に流れる電流はいずれも増
加し、オフの時、電磁石７２に流れる電流はいずれも減
少する。位相制御器１０の出力が小さくなるとオンの確
率が低くなるため電磁石７２に流れる電流はいずれも平
均的に減少する。このように、スイッチング素子１、２
がオンとオフを繰り返すので電磁石７２の電流は三角波
状のリップルを持つが、平均的には比較器９に入力され
る電流指令に追従し電流制御される。この電流制御の応
答性を向上するには電磁石７のインダクタンスを小さく
するのが１つの手段であるが、インダクタンスを小さく
すると電流リップルが大きくなるため三角波発振器１２
の発振周波数を大きくしてリップルを小さくする。この
時２つのスイッチング素子１、２の動作が微妙にずれて
きても各コイルを含む主回路が別々であるため上記と同
じ動作をし問題となることはない。例えば、２つのスイ
ッチング素子１、２がオンで電磁石７２の２つのコイル
の電流が増加しているとき、スイッチング素子１だけが
オフになるとスイッチング素子１の電流は流れなくなる
が、代わりに主回路電源の（−）側から第１のダイオー
ド３を通りコイルと第１のシャント抵抗５を通ってグラ
ンドに流れ、電流は減少する。また、２つのスイッチン
グ素子１、２がオフで電磁石７２の２つのコイルの電流
が減少しているとき、第１のスイッチング素子１だけが
オンになると、それまで主回路電源の（−）側から第１
のダイオード３を通りコイルと第１のシャント抵抗５を
通ってグランドに流れ減少していた電流は、第１のスイ
ッチング素子１からコイルと第１のシャント抵抗５を通
る電流の流れに代わり電流が増加しはじめる。２つのス
イッチング素子１、２がオンで電磁石７２の２つのコイ
ルの電流が増加しているときに第２のスイッチング素子
２だけにオフになるときと、２つのスイッチング素子
１、２がオフで電磁石７２の２つのコイルの電流が減少
しているときに第２のスイッチング素子２だけがオンに
なるとき、の何れにおいても上記と同様の動作をする。
従って、三角波発振器１２の発振周波数を大きくするに
つれてゲートドライバ１３の調整を厳しくして２つのス
イッチング素子１、２の同期を完全にする必要がない。
また、電磁石７２の容量を上げるときは、電磁石のコイ
ル組を複数組とし、それぞれに図１と同様の主回路を構
成し、追加したスイッチング素子のゲート信号としてゲ
ートドライバ１３の信号を共用し、電流検出用差動増幅
器を追加してコイル組と同じ数の差動増幅器の信号を加
算することで全電流を検出することができる。図２は本
発明の第２の実施例を示すブロック図である。各コイル
は同じ巻数であり、スイッチング素子１ａがオンのと
き、正の直流電源（＋）→１ａ→コイル→シャント５→
ＧＮＤ（接地）へ流れ、オフに切りかえると負の直流電
源（−）→ダイオード３→コイル→シャント５→ＧＮＤ
（接地）と流れる。したがって、（＋）、（−）が電流
を供給するばかりのため、各々の平均電流はコイル平均
電流の１／２となる。同構成のコイルを増やしていくと
き、それにつれて（＋）、（−）の容量も増える。スイ
ッチング周期の半分は（すなわち、全時間の半分は）フ
ライホイール電流が電源をポンプアップしているので、
従来は、同じ（＋）に回生しているが、本発明では、
（−）につないだスイッチング素子２ａに同じ機能を持
たせるようにしたものである。２ａがオンするとＧＮＤ
→シャント６→コイル→２ａ→（−）へ流れ、オフにす
ると、ＧＮＤ→シャント６→コイル→ダイオード４→
（＋）へ流れ、（＋）と（−）は電流が流れ込むだけな
ので、１ａのオン、オフのときに供給のみしていた電流
をうめ合わせることになる。したがって、二つのコイル
に電流が流れても、（＋）、（−）の電流は平均的にゼ
ロとなり、電源を小容量にできる。容量を増やす時、コ
イル巻数を増やすと同時に巻数に応じて電圧を増やせば
同じ立上り（すなわち、同じ周波数特性）を維持できる
が、大容量のスイッチング素子が必要になる。大容量で
は周波数特性が悪くなるのが一般的であり、制約が出て
くることになる。そこで本発明のように（＋）に接続の
スイッチング素子と（−）に接続のスイッチング素子で
ペアとしている。これを容量アップする時、ペアで増や
していけば（＋）、（−）の電流の供給と流れ込みがつ
り合い、電源の容量を最小にすることができる。こうし
て電流制御回路の主要部分である比較器９と、位相制御
器１０と、第２の比較器１１と、三角波発振器１２を兼
用して一つの電流制御系を構成するので従来方法で懸念
されていた制御系の干渉の問題が生じることがない。以
上、電磁石の電流を制御する実施例について示したが、
本発明は電磁石の代わりにサーボモータのステータに供
給する電流を制御する場合にも適用することができる。
図３は、モータの固定子１６に巻回されたコイルを示す
図である。この図において、各コイルの端子ａ1 、
ａ2 、ａ3 、ａ4 はそれぞれ図１と同じ端子を表してい
る。他のコイル端子ｂ1 〜ｂ4 、ｃ1 〜ｃ4 も図１と同
様の回路に接続される。各コイルに流れる電流をたとえ
ば、１２０°位相のずれた電流指令で各相の電流を制御
すればモータの回転子１７を回転させうる。
【０００７】
【発明の効果】本発明によれば、スイッチング素子のゲ
ート信号をスイッチング素子の動特性に合わせて厳しく
調整することなくスイッチング形電流制御回路のキャリ
ア周波数をあげて性能を向上することができ、スイッチ
ング素子の容量を上げることなくコイルの巻数を増やし
対応する主回路と差動増幅器を追加するだけで負荷の容
量、及び電流制御回路の容量を上げることができ、磁気
軸受、磁気浮上装置、或いは産業用サーボモータの性能
を向上する効果がある。
ート信号をスイッチング素子の動特性に合わせて厳しく
調整することなくスイッチング形電流制御回路のキャリ
ア周波数をあげて性能を向上することができ、スイッチ
ング素子の容量を上げることなくコイルの巻数を増やし
対応する主回路と差動増幅器を追加するだけで負荷の容
量、及び電流制御回路の容量を上げることができ、磁気
軸受、磁気浮上装置、或いは産業用サーボモータの性能
を向上する効果がある。
【図１】本発明の実施例を示すブロック図。
【図２】本発明の第２の実施例を示すブロック図。
【図３】モータの固定子に巻回されたコイルを示す図。
【図４】従来の電流制御回路の実施例を示す図。
１ 第１のスイッチング素子 ２ 第２のスイッチング素子 １ａ、２ａ、１ｂ、２ｂ スイッチング素子 ３ 第１のダイオード ４ 第２のダイオード ５ 第１の電流検出用シャント抵抗 ６ 第２の電流検出用シャント抵抗 ７、７２ 電磁石 ８ 電流検出用差動増幅器 ９ 比較器 １０ 位相制御器 １１ 第２の比較器 １２ 三角波発振器 １３ ゲートドライバ １４ 正の直流電源 １５ 負の直流電源 １６ 固定子 １７ 回転子
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G05F 1/585 G05F 1/56 H02P 7/00
Claims (3)
- 【請求項１】（＋）電源と（−）電源の間をスイッチン
グ素子とダイオードで直列に接続された２系統の回路を
用いて電磁石に電流を供給する主回路と、前記電磁石の
電流を検出する電流検出手段と、電流指令と前記電流検
出手段が検出した電流とを比較する比較器と、その比較
器の信号を入力する位相制御器と、その位相制御器の信
号と三角波発生器の信号を比較する第２の比較器と、そ
の第２の比較器の信号を受けると前記スイッチング素子
に指令を与えるゲートドライバとを備えた電流制御回路
において、 前記主回路の中の第１系統の回路は（＋）電源、第１の
スイッチング素子、順方向が前記（−）電源から前記
（＋）電源に向かう第１のダイオード、前記（−）電
源、の順で接続されており、 前記主回路の中の第２系統の回路は前記（＋）電源、順
方向が前記（−）電源から前記（＋）電源に向か第２の
ダイオード、第２のスイッチング素子、前記（−）電
源、の順で接続されており、 前記電磁石は互いに絶縁された２コイルが巻かれている
とともに、そのうちの一方のコイルは一端が前記第１の
スイッチング素子と前記第１のダイオードの接続個所に
接続されて他端が第１のシャント抵抗を介してグランド
に接続され、他方のコイルは一端が第２のダイオードと
前記前記第２のスイッチング素子の接続個所に接続され
て他端が第２のシャント抵抗を介してグランドに接続さ
れ、 前記電流検出手段は前記第１のシャント抵抗の電圧と前
記第２のシャント抵抗の電圧を入力して前記電流を検出
する ことを特徴とする電流制御回路。 - 【請求項２】前記第１系統の回路と前記第２系統の回路
が複数かつ同じ数だけ設けられ、その複数の回路に対応
して前記電磁石のコイルと前記シャント抵抗が設けられ
ていることを特徴とする請求項１に記載の電流制御回
路。 - 【請求項３】前記コイルは前記電磁石に代えて電動機の
固定子に巻かれおり、その固定子に 巻かれたコイルの電
流を制御することを特徴とする請求項１に記載の電流制
御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP07535993A JP3332045B2 (ja) | 1993-03-08 | 1993-03-08 | 電流制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP07535993A JP3332045B2 (ja) | 1993-03-08 | 1993-03-08 | 電流制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06259151A JPH06259151A (ja) | 1994-09-16 |
| JP3332045B2 true JP3332045B2 (ja) | 2002-10-07 |
Family
ID=13573956
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP07535993A Expired - Fee Related JP3332045B2 (ja) | 1993-03-08 | 1993-03-08 | 電流制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3332045B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2812962C1 (ru) * | 2023-10-09 | 2024-02-06 | Общество С Ограниченной Ответственностью "Инпут Трансформейшн Аутпут Корпорейшн" | Двухполярный регулятор постоянного напряжения |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5161280A (en) * | 1990-03-29 | 1992-11-10 | Aisin Seiki Kabushiki Kaisha | Windshield wiper with variable arm pressure |
| JP3825638B2 (ja) | 1999-04-23 | 2006-09-27 | インターナショナル・レクチファイヤー・コーポレーション | 高電圧リニア電流感知ｉｃ用の回路 |
| JP4532783B2 (ja) * | 2001-06-28 | 2010-08-25 | エドワーズ株式会社 | 磁気軸受励磁回路及びターボ分子ポンプ装置 |
-
1993
- 1993-03-08 JP JP07535993A patent/JP3332045B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2812962C1 (ru) * | 2023-10-09 | 2024-02-06 | Общество С Ограниченной Ответственностью "Инпут Трансформейшн Аутпут Корпорейшн" | Двухполярный регулятор постоянного напряжения |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06259151A (ja) | 1994-09-16 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |