JPH10304692A

JPH10304692A - モータ

Info

Publication number: JPH10304692A
Application number: JP9104467A
Authority: JP
Inventors: Makoto Goto; 誠後藤
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1997-04-22
Filing date: 1997-04-22
Publication date: 1998-11-13

Abstract

(57)【要約】【課題】駆動電流を複数相のコイルに電子的に供給す
る、集積回路化に適した構成のモータを提供する。【解決手段】複数相のコイルと、ＮＰＮ型スイッチン
グトランジスタのＰＷＭ動作により負極出力端子側の電
位を可変出力する電圧変換器５２と、第１と２のＮＰＮ
型パワートランジスタにより入力電流を増幅して出力す
る第１と２のパワー増幅器１１〜１３、１５〜１７と、
第１と２の制御電流信号を作り出す制御作成器３０と、
複数相の切換信号を出力する切換作成器３４と、切換信
号に応動して第１と２の制御電流信号を分配し、滑らか
に変化する第１と２の分配電流信号を出力する第１、２
の分配器３７、３８と、第１と２の分配電流信号を電流
増幅して第１、２のパワー増幅器に供給する第１と２の
電流増幅器４１〜４３、４５〜４７と、第１または２の
ＮＰＮ型パワートランジスタの動作電圧に応動してＮＰ
Ｎ型スイッチングトランジスタのＰＷＭ動作を制御する
動作制御器５１を含んで構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、複数相のコイル負
荷に供給する電流を複数個のトランジスタにより電子的
に滑らかに切り換えて供給するモータに関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】近年、ＯＡ機器やＡＶ機器の駆動用モー
タとして、複数個のトランジスタにより電子的に電流路
を切り換えるモータが広く使用されている。米国特許
４，４９４，０５３号明細書には、このようなモータの
例として、ＰＮＰ型パワートランジスタとＮＰＮ型パワ
ートランジスタを用いてコイルへの電流路を切り換える
モータが記載されている。

【０００３】図１３に従来のモータを示し、その動作に
ついて簡単に説明する。ロータ２０１１は永久磁石によ
る界磁部を有し、ロータ２０１１の回転に応動して、位
置検出器２０４１は２組の３相の電圧信号Ｋ１，Ｋ２，
Ｋ３とＫ４，Ｋ５，Ｋ６を発生する。第１の分配器２０
４２は電圧信号Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３に応動した３相の下側
通電制御信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３を作りだし、下側のＮＰ
Ｎ型パワートランジスタ２０２１，２０２２，２０２３
のベースに供給し、ＮＰＮ型パワートランジスタ２０２
１，２０２２，２０２３の通電を制御する。第２の分配
器２０４３は電圧信号Ｋ４，Ｋ５，Ｋ６に応動した３相
の上側通電制御信号Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３を作りだし、上側
のＰＮＰ型パワートランジスタ２０２５，２０２６，２
０２７のベースに供給し、ＰＮＰ型パワートランジスタ
２０２５，２０２６，２０２７の通電を制御する。これ
により、３相のコイル２０１２，２０１３，２０１４へ
の電流路を開閉制御する。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
従来の構成では、下記の各種の課題があった。

【０００５】まず、従来の構成では、コストが高く、コ
ストダウンが大きな問題になっていた。コストダウンの
ためには、モータのトランジスタや抵抗類を１チップの
集積回路（ＩＣ）にまとめることが有効であるが、ＰＮ
Ｐ型パワートランジスタを形成するためには大きなチッ
プ面積が必要になり、コスト増加を招く大きな要因にな
っていた。また、集積回路化した場合の寄生容量の影響
が大きく、ＰＮＰ型パワートランジスタを高速制御動作
や高速スイッチング動作させることが難しかった。ま
た、大電流を通電できるＰＮＰ型パワートランジスタを
実現することが難しく、モータのような大電流を必要と
する用途への適用に限界があった。

【０００６】また、従来の構成では、パワートランジス
タの発熱が大きく、集積回路化が難しかった。ＮＰＮ型
パワートランジスタ２０２１，２０２２，２０２３およ
びＰＮＰ型パワートランジスタ２０２５，２０２６，２
０２７は、そのエミッタ−コレクタ間の電圧をアナログ
的に制御し、コイル２０１２，２０１３，２０１４に必
要な振幅の駆動電圧を供給している。そのため、各パワ
ートランジスタの残留電圧が大きく、残留電圧とコイル
への駆動電流の積によって大きな電力損失・発熱が生じ
ていた。特に、モータコイルへの駆動電流が大きいの
で、発熱も著しく大きくなっていた。そのため、これら
のパワートランジスタを１チップの集積回路上に形成し
た場合には、パワートランジスタの発熱による熱破壊を
生じ、実用化できなかった。発熱対策のために放熱板を
使用することも考えられるが、それでも十分な放熱性能
が得られないため、これらのパワートランジスタを集積
回路化して使用することは、極めて難しかった。また、
放熱板を設けることは、コスト増加の要因になる。

【０００７】また、従来の構成では、通電状態となるＮ
ＰＮ型パワートランジスタおよびＰＮＰ型パワートラン
ジスタを急峻に切り換えることにより、コイル２０１
２，２０１３，２０１４への電流路を切り換えていた。
そのため、電流路の変化時点においてコイルインダクタ
ンスによるスパイク電圧が生じ、駆動電流の脈動の原因
になっていた。これにより、発生駆動力が脈動し、ロー
タ２０１１は円滑に回転することができなかった。

【０００８】本発明の目的は、上記の問題点を解決し、
コイルへの駆動電流をアナログ的に滑らかに切り換えて
制御する、集積回路化に適した構成のモータを提供する
ことにある。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明のモータでは、固
定体上に配設され、移動体に対して複数相の磁束を発生
する複数相のコイルと、直流電源の供給する直流電圧を
電力供給源として、高周波スイッチング動作を行うスイ
ッチングトランジスタの電流流出端子側を前記直流電源
の負極端子側に接続し、前記スイッチングトランジスタ
の電流流入端子側と前記直流電源の正極端子側の間にフ
ライホイールダイオードを接続し、前記スイッチングト
ランジスタの電流流入端子側と負極出力端子側の間に整
流用インダクタを含むフィルタ回路を接続し、前記直流
電源の正極端子側を正極出力端子側とし、前記負極出力
端子側の電位を可変制御される電圧変換手段と、前記コ
イルに電流を供給するパワートランジスタをそれぞれ含
んで構成され、前記電圧変換手段の負極出力端子側と正
極出力端子側の間に並列的に接続され、通電制御端子側
への入力電流を増幅して出力するＱ個（Ｑは２以上の整
数）のパワー増幅手段と、指令信号に応動した電流を前
記コイルに供給するために、制御電流信号を作り出す制
御作成手段と、複数相の切換信号を出力する切換作成手
段と、前記切換作成手段の出力信号に応動して前記制御
電流信号を分配し、滑らかに変化するＱ相の分配電流信
号を出力する分配手段と、前記分配電流信号を所定の電
流増幅してＱ相の増幅電流信号を得て、前記Ｑ個のパワ
ー増幅手段の各通電制御端子側に各増幅電流信号を供給
するＱ個の電流増幅手段と、前記パワートランジスタの
動作電圧に応動して前記スイッチングトランジスタのス
イッチング動作を制御し、前記電圧変換手段の負極出力
端子側の電位を可変制御する動作制御手段を具備して構
成している。

【００１０】また、本発明の他の構成のモータでは、固
定体上に配設され、移動体に対して複数相の磁束を発生
する複数相のコイルと、直流電源の供給する直流電圧を
電力供給源として、高周波スイッチング動作を行うスイ
ッチングトランジスタの電流流出端子側を前記直流電源
の負極端子側に接続し、前記スイッチングトランジスタ
の電流流入端子側と前記直流電源の正極端子側の間にフ
ライホイールダイオードを接続し、前記スイッチングト
ランジスタの電流流入端子側と負極出力端子側の間に整
流用インダクタを含むフィルタ回路を接続し、前記直流
電源の正極端子側を正極出力端子側とし、前記負極出力
端子側の電位を可変制御される電圧変換手段と、前記電
圧変換手段の負極出力端子側に各電流流出端子側を接続
され、各電流流入端子側を前記コイルの各電力供給端子
に接続された第１のパワートランジスタをそれぞれ含
み、通電制御端子側への入力電流を増幅して出力するＱ
個（Ｑは２以上の整数）の第１のパワー増幅手段と、前
記直流電源の正極端子側に各電流流入端子側を接続さ
れ、各電流流出端子側を前記コイルの各電力供給端子に
接続された第２のパワートランジスタをそれぞれ含み、
通電制御端子側への入力電流を増幅して出力するＱ個の
第２のパワー増幅手段と、指令信号に応動した電流を前
記コイルに供給するために、第１の制御電流信号と第２
の制御電流信号を作り出す制御作成手段と、複数相の切
換信号を出力する切換作成手段と、前記切換作成手段の
出力信号に応動して前記第１の制御電流信号を分配し、
滑らかに変化するＱ相の第１の分配電流信号を出力する
第１の分配手段と、前記第１の分配電流信号を所定の電
流増幅してＱ相の第１の増幅電流信号を得て、前記Ｑ個
の第１のパワー増幅手段の各通電制御端子側に各第１の
増幅電流信号を供給するＱ個の第１の電流増幅手段と、
前記切換作成手段の出力信号に応動して前記第２の制御
電流信号を分配し、滑らかに変化するＱ相の第２の分配
電流信号を出力する第２の分配手段と、前記第２の分配
電流信号を所定の電流増幅してＱ相の第２の増幅電流信
号を得て、前記Ｑ個の第２のパワー増幅手段の各通電制
御端子側に各第２の増幅電流信号を供給するＱ個の第２
の電流増幅手段と、前記第１のパワートランジスタもし
くは前記第２のパワートランジスタの動作電圧に応動し
て前記スイッチングトランジスタのスイッチング動作を
制御し、前記電圧変換手段の負極出力端子側の電位を可
変制御する動作制御手段を具備して構成している。

【００１１】このように構成することにより、スイッチ
ングトランジスタやパワートランジスタやフライホイー
ルダイオードに集積回路化に適した製造コストの安いパ
ワー素子（たとえば、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ
やＰＮ型ダイオード）を使用して構成することができ、
１チップのシリコン基板上に多くのトランジスタ素子や
抵抗素子を低コストに集積化することを可能にした。特
に、スイッチングトランジスタの電流流出端子側を直流
電源の負極端子側に接続し、スイッチングトランジスタ
の電流流入端子側と直流電源の正極端子側の間にフライ
ホイールダイオードを接続し、スイッチングトランジス
タの電流流入端子側と負極出力端子側の間に整流用イン
ダクタを含むフィルタ回路を接続することにより、集積
回路の接合分離部分を含めた寄生的なトランジスタが動
作することを防止した。すなわち、スイッチングトラン
ジスタの高周波スイッチング（オン・オフ）によって、
相補的にフライホイールダイオードもオフ・オンする
が、フライホイールダイオードのオン時の電位は直流電
源の正極端子側電位以上になる。これにより、集積回路
化されたフライホイールダイオードの電位が直流電源の
負極端子側電位（アース電位）以下にならないので、接
合分離部分を含めた寄生的なトランジスタが動作するこ
とがなく、集積化された他のトランジスタ素子や抵抗素
子の動作が乱されることがなくなる。これは、モータの
ように大電流を扱うパワー素子を集積回路化する上で、
極めて重要な事項である。これにより、スイッチングト
ランジスタやフライホイールダイオードによって可変制
御された変換直流電圧を作りだし、並列的に接続された
複数個のパワートランジスタにより変換直流電圧から複
数相のコイルに電子的に滑らかに変化する電流を供給す
るモータ回路を、寄生トランジスタ素子の動作を心配す
ることなく１チップのシリコン基板上に集積回路（Ｉ
Ｃ）化することを可能にした。このような作用効果は、
スイッチングトランジスタの電流流出端子側を直流電源
の負極端子側に接続し、スイッチングトランジスタの電
流流入端子側に生じる高周波スイッチング電圧信号を平
滑整流して負極出力端子側の電位を可変制御し、電圧変
換手段の正極出力端子側と負極出力端子側の間に変換直
流電圧を作りだし、この変換直流電圧を並列的に接続さ
れたパワー増幅手段に供給することにより得られるもの
である。

【００１２】また、パワー増幅器のパワートランジスタ
の電力損失が小さく、電圧変換に伴うスイッチングトラ
ンジスタの電力損失が小さい。従って、これらのパワー
素子を集積回路化しても、その発熱が著しく小さく、集
積回路の熱破壊は生じない。さらに、パワー増幅器のパ
ワートランジスタは能動領域で動作し、滑らかに変化す
る駆動電流をコイルに供給しているので、駆動電流の脈
動は生じない。これにより、脈動の少ない駆動力を発生
する高性能なモータを実現できる。

【００１３】また、本発明の構成のモータは、固定体上
に配設され、移動体に対して複数相の磁束を発生する複
数相のコイルと、直流電源の供給する直流電圧を電力供
給源として、高周波スイッチング動作を行うスイッチン
グトランジスタの電流流出端子側を前記直流電源の負極
端子側に接続し、前記スイッチングトランジスタの電流
流入端子側と前記直流電源の正極端子側の間にフライホ
イールダイオードを接続し、前記スイッチングトランジ
スタの電流流入端子側と負極出力端子側の間に整流用イ
ンダクタを含むフィルタ回路を接続し、前記直流電源の
正極端子側を正極出力端子側とし、前記負極出力端子側
の電位を可変制御される電圧変換手段と、前記コイルに
電流を供給するパワートランジスタをそれぞれ含んで構
成され、前記電圧変換手段の負極出力端子側と正極出力
端子側の間に並列的に接続され、前記複数相のコイルへ
の電流路を形成するＱ個（Ｑは２以上の整数）のパワー
増幅手段と、複数相の切換信号を出力する切換作成手段
と、前記切換作成手段の出力信号に応動して前記Ｑ個の
パワー増幅手段の通電を分配制御する分配制御手段と、
前記スイッチングトランジスタのスイッチング動作を制
御し、前記電圧変換手段の負極出力端子側の電位を可変
制御する動作制御手段と、前記スイッチングトランジス
タと前記フライホイールダイオードと前記パワートラン
ジスタ、および、前記電圧変換手段や前記切換作成手段
や前記分配制御手段などの所要のトランジスタと抵抗を
同一チップ上に形成した集積回路手段を具備して構成し
ている。

【００１４】さらに、本発明の具体的な構成のモータ
は、固定体上に配設され、移動体に対して複数相の磁束
を発生する複数相のコイルと、直流電源の供給する直流
電圧を電力供給源として、高周波スイッチング動作を行
うスイッチングトランジスタの電流流出端子側を前記直
流電源の負極端子側に接続し、前記スイッチングトラン
ジスタの電流流入端子側と前記直流電源の正極端子側の
間にフライホイールダイオードを接続し、前記スイッチ
ングトランジスタの電流流入端子側と負極出力端子側の
間に整流用インダクタを含むフィルタ回路を接続し、前
記直流電源の正極端子側を正極出力端子側とし、前記負
極出力端子側の電位を可変制御される電圧変換手段と、
前記電圧変換手段の負極出力端子側に各電流流出端子側
を接続され、各電流流入端子側を前記コイルの各電力供
給端子に接続された第１のパワートランジスタをそれぞ
れ含み、前記複数相のコイルへの電流路を形成するＱ個
（Ｑは２以上の整数）の第１のパワー増幅手段と、前記
直流電源の正極端子側に各電流流入端子側を接続され、
各電流流出端子側を前記コイルの各電力供給端子に接続
された第２のパワートランジスタをそれぞれ含み、前記
コイルへの電流路を形成するＱ個の第２のパワー増幅手
段と、複数相の切換信号を出力する切換作成手段と、前
記切換作成手段の出力信号に応動して前記Ｑ個の第１の
パワー増幅手段の通電を分配制御する第１の分配制御手
段と、前記切換作成手段の出力信号に応動して前記Ｑ個
の第２のパワー増幅手段の通電を分配制御する第２の分
配制御手段と、前記スイッチングトランジスタのスイッ
チング動作を制御し、前記電圧変換手段の負極出力端子
側の電位を可変制御する動作制御手段と、前記スイッチ
ングトランジスタと前記フライホイールダイオードと前
記第１のパワートランジスタと前記第２のパワートラン
ジスタ、および、前記電圧変換手段や前記切換作成手段
や前記第１の分配制御手段や前記第２の分配制御手段な
どの所要のトランジスタと抵抗を同一チップ上に形成し
た集積回路手段を具備して構成している。

【００１５】このように構成することにより、スイッチ
ングトランジスタやパワートランジスタやフライホイー
ルダイオードに集積回路化に適した製造コストの安いパ
ワー素子（たとえば、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ
やＰＮ型ダイオード）を使用して構成することができ、
１チップのシリコン基板上に多くのトランジスタ素子や
抵抗素子を低コストに集積化することを可能にした。特
に、スイッチングトランジスタの電流流出端子側を直流
電源の負極端子側に接続し、スイッチングトランジスタ
の電流流入端子側と直流電源の正極端子側の間にフライ
ホイールダイオードを接続し、スイッチングトランジス
タの電流流入端子側と負極出力端子側の間に整流用イン
ダクタを含むフィルタ回路を接続することにより、集積
回路の接合分離部分を含めた寄生的なトランジスタが動
作することを防止した。すなわち、スイッチングトラン
ジスタの高周波スイッチング（オン・オフ）によって、
相補的にフライホイールダイオードもオフ・オンする
が、フライホイールダイオードのオン時の電位は直流電
源の正極端子側電位以上になる。これにより、集積回路
化されたスイッチングトランジスタの電流流入端子側の
電位やフライホイールダイオードの両端子の電位が直流
電源の負極端子側電位（アース電位）以下にならないの
で、接合分離部分を含めた寄生的なトランジスタが動作
することがなく、集積化された他のトランジスタ素子や
抵抗素子の動作が乱されることがなくなる。これは、モ
ータのように大電流を扱うパワー素子を集積回路化する
上で、極めて重要な事項である。これにより、スイッチ
ングトランジスタやフライホイールダイオードによって
可変制御された変換直流電圧を作りだし、並列的に接続
された複数個のパワートランジスタにより変換直流電圧
から複数相のコイルへの電流路を電子的に切り換えるモ
ータ回路を、寄生トランジスタ素子の動作を心配するこ
となく１チップのシリコン基板上に集積回路（ＩＣ）化
することを可能にした。このような作用効果は、スイッ
チングトランジスタの電流流出端子側を直流電源の負極
端子側に接続し、スイッチングトランジスタの電流流入
端子側に生じる高周波スイッチング電圧信号を平滑整流
して負極出力端子側の電位を可変制御し、電圧変換手段
の正極出力端子側と負極出力端子側の間に変換直流電圧
を作りだし、この変換直流電圧を並列的に接続されたパ
ワー増幅手段に供給することにより得られるものであ
る。

【００１６】また、パワー増幅器のパワートランジスタ
の電力損失が小さく、電圧変換に伴うスイッチングトラ
ンジスタの電力損失が小さい。従って、これらのパワー
素子を集積回路化しても、その発熱が著しく小さく、集
積回路の熱破壊は生じない。

【００１７】これらおよびその他の構成や動作について
は、実施の形態の説明において詳細に説明する。

【００１８】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、図面を参照しながら説明する。

【００１９】（実施の形態１）図１から図７に本発明の
実施の形態１のモータを示す。図１に全体構成を示す。
移動体１は、たとえば、永久磁石の発生磁束により複数
極の界磁磁束を発生する界磁部を取り付けられたロータ
である。３相コイル２，３，４は、固定体であるステー
タに配設され、移動体１との相対関係に関して、電気的
に所定角度（電気的に１２０度相当）ずらされて配置さ
れている。３相コイル２，３，４は３相の駆動電流Ｉ
１，Ｉ２，Ｉ３により３相の磁束を発生し、移動体１と
の相互作用によって駆動力を発生し、移動体１に駆動力
を与える。

【００２０】電圧変換器５２は、１００ｋＨｚ程度の高
周波スイッチング動作を行うＮＰＮ型スイッチングトラ
ンジスタ６１（ＮＰＮ構造のバイポーラトランジスタ）
を有している。ＮＰＮ型スイッチングトランジスタ６１
の電流流出端子側は直流電源５０の負極端子側（−）に
接続され、ＮＰＮ型スイッチングトランジスタ６１の電
流流入端子側と直流電源５０の正極端子側（＋）の間に
フライホイールダイオード６２が接続され、ＮＰＮ型ス
イッチングトランジスタ６１の電流流入端子側と電圧変
換器５２の負極出力端子側（Ｍ）の間に整流用インダク
タ６３と整流用コンデンサ６４からなる平滑用のフィル
タ回路が接続されている。整流用コンデンサ６４は電圧
変換器５２の負極出力端子側と直流電源５０の正極端子
側の間に接続されている。直流電源５０の正極端子側を
電圧変換器５２の正極出力端子側（Ｐ）となし、ＮＰＮ
型スイッチングトランジスタ６１を高周波ＰＷＭ動作
（パルス幅変調動作）することにより、負極出力端子側
の電位Ｖｇを可変制御する。これにより、直流電源５０
から供給される直流電圧Ｖｃｃを電力供給源として、直
流電圧Ｖｃｃよりも低い直流電圧値（Ｖｃｃ−Ｖｇ）を
作り出している。ここで、直流電源５０の負極端子をア
ース電位（０Ｖ）としている。

【００２１】電圧変換器５２の負極出力端子側（Ｍ）に
は、３個の第１のパワー増幅器１１，１２，１３の電流
流出端子側が共通接続されている。各第１のパワー増幅
器１１，１２，１３はそれぞれ１個の第１のＮＰＮ型パ
ワートランジスタ２１，２２，２３を含んで構成され、
第１のＮＰＮ型パワートランジスタ２１，２２，２３の
各電流流出端子側は電圧変換器５２の負極出力端子側に
共通接続され、各電流流入端子側をコイル２，３，４の
各電力供給端子に接続されている。これにより、第１の
パワー増幅器１１，１２，１３はそれぞれ各通電制御端
子側への入力電流を増幅した電流をコイル２，３，４の
各電力供給端子に出力し、それぞれコイル２，３，４へ
の駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の負極側電流を供給してい
る。

【００２２】直流電源５０の正極端子側には、電流検出
用の抵抗３１を介して、３個の第２のパワー増幅器１
５，１６，１７の電流流入端子側が共通接続されてい
る。各第２のパワー増幅器１５，１６，１７はそれぞれ
１個の第２のＮＰＮ型パワートランジスタ２５，２６，
２７を含んで構成され、第２のＮＰＮ型パワートランジ
スタ２５，２６，２７の各電流流入端子側は抵抗３１を
介して直流電源５０の正極端子側に共通接続され、各電
流流出端子側をコイル２，３，４の各電力供給端子に接
続されている。これにより、第２のパワー増幅器１５，
１６，１７はそれぞれ各通電制御端子側への入力電流を
増幅した電流をコイル２，３，４の各電力供給端子に出
力し、それぞれコイル２，３，４への駆動電流Ｉ１，Ｉ
２，Ｉ３の正極側電流を供給している。

【００２３】このように、第１のパワー増幅器１１，１
２，１３もしくは第２のパワー増幅器１５，１６，１７
は、電圧変換器５２の負極出力端子側と正極出力端子側
の間に並列的に接続されている。

【００２４】制御作成器３０は、電流検出用の抵抗３１
とレベル変換回路３２からなる電流検出部および比較増
幅部３３によって構成されている。駆動電流Ｉ１，Ｉ
２，Ｉ３の正極側電流の合成値に相当するコイルへの合
成供給電流Ｉｖは、電流検出用の抵抗３１の電圧降下と
して検出され、レベル変換回路３２は合成供給電流Ｉｖ
に応動した電流検出信号Ｂｖを出力する。比較増幅部３
３は、指令信号Ａｃと電流検出信号Ｂｖを比較し、両者
の差に応動した第１の制御電流信号Ｃ１と第２の制御電
流信号Ｃ２を出力する。

【００２５】図３に制御作成器３０の具体的な構成を示
す。レベル変換回路３２は、電圧電流変換回路１５１と
抵抗１５２を含んで構成されている。電圧電流変換回路
１５１は合成供給電流Ｉｖによる電流検出用の抵抗３１
の電圧降下に比例した電流を出力し、その出力電流は抵
抗１５２に流れ、直流電源５０の負極端子側（−）を基
準とする電流検出信号Ｂｖを出力する。

【００２６】比較増幅部３３の差動増幅回路１６１は、
指令信号Ａｃと電流検出信号Ｂｖの差電圧を増幅し、出
力電圧Ｃｇを得る。トランジスタ１７１，１７２と抵抗
１７３，１７４は、出力電圧Ｃｇに比例した２つの電流
信号を作りだす。トランジスタ１７１のコレクタ電流
は、トランジスタ１８１，１８２のカレントミラー回路
を介して第１の制御電流信号Ｃ１として出力される。一
方、トランジスタ１７２のコレクタ電流は第２の制御電
流信号Ｃ２として出力される。ここで、トランジスタ１
７１，１７２と抵抗１７３，１７４を所定の設計値にす
ることにより、第１の制御電流信号Ｃ１に対して第２の
制御電流信号Ｃ２を多くなるようにしている（ここで
は、Ｃ２をＣ１の２倍の値にしている）。なお、コンデ
ンサ１６２は差動増幅回路１６１におけるローパスフィ
ルタを形成している。

【００２７】図１の切換作成器３４は、３相コイルに３
相電流を流すために、滑らかに変化する３相の切換電流
信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を出力する。図２に切換作成器３
４の具体的な構成を示す。この例では、切換作成器３４
は位置検出部１００と切換信号部１０１によって構成さ
れている。

【００２８】位置検出部１００は、移動体１の発生磁束
を検知する磁電変換素子（例えばホール素子）からなる
位置検出素子１１１，１１２を含んで構成されている。
位置検出素子１１１，１１２は、所定の位相差（電気的
に１２０゜の位相差）を有し、移動体１の移動に伴って
滑らかな正弦波状に変化する２相の位置検出信号Ｊａ１
とＪｂ１、および、Ｊａ２とＪｂ２を出力する。ここ
で、Ｊａ１とＪａ２は逆相の関係にあり（電気的に１８
０゜の位相差）、Ｊｂ１とＪｂ２は逆相の関係にある。
なお、逆相の信号は新たな相数に数えない。位置検出信
号Ｊａ２とＪｂ２は抵抗１１３，１１４により合成され
て３相目の位置検出信号Ｊｃ１を作りだし、位置検出信
号Ｊａ１とＪｂ１は抵抗１１５，１１６により合成され
て３相目の位置検出信号Ｊｃ２を作りだす。これによ
り、位置検出部１００は所定の位相差（電気的に１２０
゜の位相差）を有する３相の位置検出信号Ｊａ１，Ｊｂ
１，Ｊｃ１およびＪａ２，Ｊｂ２，Ｊｃ２を得ている。

【００２９】切換信号部１０１は、３相の位置検出信号
に応動して滑らかに変化する正弦波状の切換電流信号Ｄ
１，Ｄ２，Ｄ３を作りだす。図２において、定電流源１
２１，１２６，１３１，１３６，１４１，１４６は同一
値の定電流を供給する。トランジスタ１２２と１２３
は、１相目の位置検出信号Ｊａ１とＪａ２の差電圧に応
動して定電流源１２１の電流をコレクタ側に分流する。
トランジスタ１２３のコレクタ電流は、トランジスタ１
２４，１２５のカレントミラー回路によって２倍に増幅
され、トランジスタ１２５のコレクタより出力される。
トランジスタ１２５のコレクタ電流は、定電流源１２６
の電流値と比較され、両者の差電流が１相目の切換電流
信号Ｄ１として出力される。従って、切換電流信号Ｄ１
は、位置検出信号Ｊａ１に応動して滑らかに変化し、電
気角で１８０゜区間は電流が流出し（正極性の電流）、
次の１８０゜区間は電流が流入する（負極性の電流）。
同様に、切換電流信号Ｄ２は、位置検出信号Ｊｂ１に応
動して滑らかに変化し、電気角で１８０゜区間は電流が
流出し（正極性の電流）、次の１８０゜区間は電流が流
入する（負極性の電流）。同様に、切換電流信号Ｄ３
は、位置検出信号Ｊｃ１に応動して滑らかに変化し、電
気角で１８０゜区間は電流が流出し（正極性の電流）、
次の１８０゜区間は電流が流入する（負極性の電流）。
これにより、切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３は所定の位
相差を有する正弦波状の３相の電流信号になる。

【００３０】図１の分配作成器３６は、第１の分配器３
７と第２の分配器３８を含んで構成されている。第１の
分配器３７は、切換作成器３４の３相の切換電流信号Ｄ
１，Ｄ２，Ｄ３に応動して制御作成器３０の第１の制御
電流信号Ｃ１を分配し、滑らかに変化する３相の第１の
分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を作り出す。第２の分配
器３８は、切換作成器３４の３相の切換電流信号Ｄ１，
Ｄ２，Ｄ３に応動して制御作成器３０の第２の制御電流
信号Ｃ２を分配し、滑らかに変化する３相の第２の分配
電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を作り出す。

【００３１】図４に分配作成器３６の具体的な構成を示
す。第１の分配器３７は、切換作成器３４の３相の切換
電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３が供給される各電流流入流出
端子側に一端が接続され、他端を共通接続された３個の
第１のダイオード２０１，２０２，２０３と、各電流流
入流出端子側に各通電制御端子側が接続され、共通接続
された電流信号入力端子側に制御作成器３０の第１の制
御電流信号Ｃ１が入力され、電流信号出力端子側から３
相の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を出力する３
個の第１の分配トランジスタ２０５，２０６，２０７に
よって構成されている。第２の分配器３８は、切換作成
器３４の３相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３が供給さ
れる各電流流入流出端子側に一端が接続され、他端を共
通接続された３個の第２のダイオード２１１，２１２，
２１３と、各電流流入流出端子側に各通電制御端子側が
接続され、共通接続された電流信号入力端子側に制御作
成器３０の第２の制御電流信号Ｃ２が入力され、電流信
号出力端子側から３相の第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ
２，Ｇ３を出力する３個の第２の分配トランジスタ２１
５，２１６，２１７によって構成されている。基準電圧
源２２０，トランジスタ２２１，２２２は、電圧供給部
を構成し、第１のダイオード２０１，２０２，２０３の
共通接続端に第１の直流電圧を供給し、第２のダイオー
ド２１１，２１２，２１３の共通接続端に第２の直流電
圧を供給している。これにより、切換電流信号Ｄ１が負
極側電流の時に第１のダイオード２０１に電流を通電し
（第２のダイオード２１１には電流が流れない）、正極
側電流の時に第２のダイオード２１１に電流を通電する
（第１のダイオード２０１には電流が流れない）。すな
わち、切換電流信号Ｄ１の極性に応じて第１のダイオー
ド２０１と第２のダイオード２１１に相補的に電流を供
給する。すなわち、第１のダイオード２０１と第２のダ
イオード２１１に同時に電流が流れることはなく、か
つ、切換は切れ目なく滑らかに行われる。同様に、切換
電流信号Ｄ２が負極側電流の時に第１のダイオード２０
２に電流を通電し、正極側電流の時に第２のダイオード
２１２に電流を通電する。切換電流信号Ｄ３が負極側電
流の時に第１のダイオード２０３に電流を通電し、正極
側電流の時に第２のダイオード２１３に電流を通電す
る。

【００３２】第１の分配器３７の第１の分配トランジス
タ２０５，２０６，２０７は、第１のダイオード２０
１，２０２，２０３に流れる３相電流に応動して、第１
の制御電流信号Ｃ１をそれぞれのコレクタ側に分配し、
３相の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を作り出
す。従って、３相の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ
３は３相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３の負極側電流
に応動して滑らかに変化し、分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，
Ｅ３の合成値は第１の制御電流信号Ｃ１に等しくなる。
同様に、第２の分配器３８の第２の分配トランジスタ２
１５，２１６，２１７は、第２のダイオード２１１，２
１２，２１３に流れる３相電流に応動して、第２の制御
電流信号Ｃ２をそれぞれのコレクタ側に分配し、３相の
第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を作り出す。従っ
て、３相の第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３は３相
の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３の正極側電流に応動し
て滑らかに変化し、分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３の合
成値は第２の制御電流信号Ｃ２に等しくなる。

【００３３】これにより、分配作成器３６は、３相の切
換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３に応動して３相の第１の分
配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３および３相の第２の分配電
流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を作りだす。第１の分配電流信
号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３はそれぞれ電気的に１２０゜の位相
差を有し、第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３はそれ
ぞれ電気的に１２０゜の位相差を有している。また、第
１の分配電流信号Ｅ１と第２の分配電流信号Ｇ１は電気
的に１８０゜の位相差を持ちながら相補的に滑らかに変
化する（Ｅ１とＧ１は必ず一方が零になる）。同様に、
第１の分配電流信号Ｅ２と第２の分配電流信号Ｇ２は電
気的に１８０゜の位相差を持ちながら相補的に滑らかに
変化する（Ｅ２とＧ２は必ず一方が零になる）。同様
に、第１の分配電流信号Ｅ３と第２の分配電流信号Ｇ３
は電気的に１８０゜の位相差を持ちながら相補的に滑ら
かに変化する（Ｅ３とＧ３は必ず一方が零になる）。

【００３４】図１の分配作成器３６の第１の分配電流信
号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３は、それぞれ第１の電流増幅器４
１，４２，４３に入力される。第１の電流増幅器４１，
４２，４３は、それぞれ第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ
２，Ｅ３を所定倍の電流増幅して第１の増幅電流信号Ｆ
１，Ｆ２，Ｆ３を作りだし、第１のパワー増幅器１１，
１２，１３の各通電制御端子側に供給する。第１のＮＰ
Ｎ型パワートランジスタ２１，２２，２３をそれぞれ含
んで構成された第１のパワー増幅器１１，１２，１３
は、３相の第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３をそれ
ぞれ電流増幅し、各電流流入端子側よりコイル２，３，
４に駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の負極側電流を供給す
る。第１のＮＰＮ型パワートランジスタ２１，２２，２
３の電流流出端子側は共通接続され、電圧変換器５２の
負極出力端子側（Ｍ）に接続されている。

【００３５】図５に第１の電流増幅器４１，４２，４３
の具体的な構成を示す。第１の電流増幅器４１は、トラ
ンジスタ２３１，２３２による初段のカレントミラー回
路と、トランジスタ２３３，２３４と抵抗２３５，２３
６による次段のカレントミラー回路を縦続接続した複合
カレントミラー回路により構成されている。トランジス
タ２３１と２３２のエミッタ面積は等しくされ、初段の
カレントミラー回路の電流増幅率は１倍にされている。
また、トランジスタ２３３と２３４のエミッタ面積比を
５０倍、抵抗２３６と２３５の抵抗比を５０倍にして、
次段のカレントミラー回路では電流増幅率で５０倍の所
定の増幅を行うようにしている。同様に、第１の電流増
幅器４２は、トランジスタ２４１，２４２，２４３，２
４４と抵抗２４５，２４６による複合カレントミラー回
路によって構成され、電流増幅率で５０倍の所定の増幅
を行うようにしている。同様に、第１の電流増幅器４３
は、トランジスタ２５１，２５２，２５３，２５４と抵
抗２５５，２５６による複合カレントミラー回路によっ
て構成され、電流増幅率で５０倍の所定の増幅を行うよ
うにしている。これにより、第１の電流増幅器４１，４
２，４３は、３相の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ
３をそれぞれ５０倍の増幅し、３相の第１の増幅電流信
号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を作りだし、第１のパワー増幅器１
１，１２，１３の各通電制御端子側に供給する。また、
第１の電流増幅器４１，４２，４３の各複合カレントミ
ラー回路は、出力用のＰＮＰ型トランジスタ２３４，２
４４，２５４の電流流入端子側を直流電源５０の正極端
子側に接続され、この出力用トランジスタ２３４，２４
４，２５４を介してそれぞれ第１のパワー増幅器１１，
１２，１３に電流を供給している。これにより、電圧変
換器５２の負極出力端子側の電位Ｖｇが大きくなった場
合にも、第１の電流増幅器４１，４２，４３や第１のパ
ワー増幅器１１，１２，１３の動作を安定にすることが
できる。

【００３６】図１の分配作成器３６の第２の分配電流信
号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３は、それぞれ第２の電流増幅器４
５，４６，４７に入力される。第２の電流増幅器４５，
４６，４７は、それぞれ第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ
２，Ｇ３を所定倍の電流増幅して第２の増幅電流信号Ｈ
１，Ｈ２，Ｈ３を作りだし、第２のパワー増幅器１５，
１６，１７の各通電制御端子側に供給する。第２のＮＰ
Ｎ型パワートランジスタ２５，２６，２７をそれぞれ含
んで構成された第２のパワー増幅器１５，１６，１７
は、３相の第２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３をそれ
ぞれ電流増幅し、各電流流出端子側よりコイル２，３，
４に駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の正極側電流を供給す
る。第２のＮＰＮ型パワートランジスタ２５，２６，２
７の電流流入端子側は共通接続され、抵抗３１を介して
電圧変換器５２の正極出力端子側（直流電源５０の正極
端子側）に接続されている。

【００３７】図６に第２の電流増幅器４５，４６，４７
の具体的な構成を示す。第２の電流増幅器４５は、トラ
ンジスタ２６１，２６２と抵抗２６３，２６４によるカ
レントミラー回路により構成されている。トランジスタ
２６１と２６２のエミッタ面積比を５０倍、抵抗２６４
と２６３の抵抗比を５０倍にして、第２の電流増幅器４
５は電流増幅率で５０倍の所定の増幅を行うようにして
いる。同様に、第２の電流増幅器４６は、トランジスタ
２７１，２７２と抵抗２７３，２７４によるカレントミ
ラー回路によって構成され、電流増幅率で５０倍の所定
の増幅を行うようにしている。同様に、第２の電流増幅
器４７は、トランジスタ２８１，２８２と抵抗２８３，
２８４によるカレントミラー回路によって構成され、電
流増幅率で５０倍の所定の増幅を行うようにしている。
これにより、第２の電流増幅器４５，４６，４７は、３
相の第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３をそれぞれ５
０倍の増幅し、３相の第２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，
Ｈ３を作りだし、第２のパワー増幅器１５，１６，１７
の各通電制御端子側に供給する。また、第２の電流増幅
器４５，４６，４７の各カレントミラー回路は、出力用
のＰＮＰ型トランジスタ２６２，２７２，２８２の電流
流入端子側を直流電源５０の正極端子側に接続され、こ
の出力用トランジスタ２６２，２７２，２８２を介して
それぞれ第２のパワー増幅器１５，１６，１７に電流を
供給している。これにより、第２の電流増幅器４５，４
６，４７における電圧降下を小さくし、第２のパワー増
幅器１５，１６，１７の第２のＮＰＮ型パワートランジ
スタ２５，２６，２７を十分に通電制御するようにして
いる。

【００３８】図１の動作制御器５１は、第１のＮＰＮ型
パワートランジスタ２１，２２，２３の電流流入端子側
と電流流出端子側の間の３相の動作電圧を検出し、最小
な動作電圧値に応動した動作検出信号Ｖｄを出力する。
電圧変換器５２は、ＰＷＭ部６５において動作制御器５
１の動作検出信号Ｖｄに応動したパルス幅を有する所定
の高周波のＰＷＭ信号Ｓｗ（パルス幅変調信号）を作
り、ＮＰＮ型スイッチングトランジスタ６１を高周波ス
イッチング動作させる（ＮＰＮ型スイッチングトランジ
スタ６１が常時オン状態になる場合も含んでいる）。す
なわち、動作制御器５１の動作検出信号Ｖｄに応動して
電圧変換器５２のＮＰＮ型スイッチングトランジスタ６
１のＰＷＭスイッチング動作が制御される。電圧変換器
５２は、直流電源５０の直流電圧Ｖｃｃを電力供給源と
して、ＮＰＮ型スイッチングトランジスタ６１のＰＷＭ
スイッチング動作に応動して負極出力端子側の電位Ｖｇ
を可変制御し、変換直流電圧（Ｖｃｃ−Ｖｇ）を作り出
す。

【００３９】図７に動作制御器５１と電圧変換器５２の
具体的な構成を示す。動作制御器５１は、第１のＮＰＮ
型パワートランジスタ２１，２２，２３の電流流入端子
側に生じる３相の電位Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃで最小の電位値
をダイオード２９２，２９３，２９４と定電流源２９１
によって検出し、検出電圧信号Ｗａを作り出す。一方、
電圧変換器５２の負極出力端子側電位Ｖｇをダイオード
２９７と定電流源２９５と抵抗２９６によって検出し、
負極出力端子側電位Ｖｇよりも所定値高い基準側電圧信
号Ｗｂを抵抗２９６の端子に作り出す。検出電圧信号Ｗ
ａと基準側電圧信号Ｗｂを差動増幅回路２９８によって
比較する。これにより、３個の第１のＮＰＮ型パワート
ランジスタの電流流入端子側と電流流出端子側の間の通
電時の動作電圧と所定の基準電圧を比較することにな
る。差動増幅回路２９８は、その差電圧を増幅して動作
検出信号Ｖｄを出力する。なお、コンデンサ２９９は差
動増幅回路２９８においてローパスフィルタを形成して
いる。

【００４０】電圧変換器５２のＰＷＭ部６５は、三角波
発生回路３０１と比較回路３０２によって構成されてい
る。比較回路３０２は、三角波発生回路３０１の三角波
信号Ｖｈと動作制御器５１の動作検出信号Ｖｄを比較
し、動作検出信号Ｖｄに応動したＰＷＭ信号Ｓｗを作り
出す。比較回路３０２のＰＷＭ信号Ｓｗに応動してＮＰ
Ｎ型スイッチングトランジスタ６１はオン・オフ動作す
る。ＮＰＮ型スイッチングトランジスタ６１は電流流出
端子側を直流電源５０の負極端子側に接続され、その電
流流入端子側と直流電源５０の正極端子側の間にフライ
ホイールダイオード６２が接続され、ＮＰＮ型スイッチ
ングトランジスタ６１の電流流入端子側と電圧変換器５
２の負極出力端子側の間に整流用インダクタ６３と整流
用コンデンサ６４からなるフィルタ回路が接続されてい
る。そのため、ＮＰＮ型スイッチングトランジスタ６１
のオン・オフ動作に応動して、フライホイールダイオー
ド６２は相補的にオフ・オン動作する。これにより、Ｎ
ＰＮ型スイッチングトランジスタ６１の電流流入端子側
に、ほぼ直流電源５０の負極端子側電位から正極端子側
電位＋（フライホイールダイオード６１のオン電圧）ま
でスイングする高周波スイッチングＰＷＭ電圧信号を得
る。ＮＰＮ型スイッチングトランジスタ６１の高周波ス
イッチング電圧信号を整流用インダクタ６３を含んだ平
滑用のフィルタ回路によって平滑・整流することによ
り、電圧変換器５２の負極出力端子側（Ｍ）の電位Ｖｇ
を可変制御できる。すなわち、直流電源５０の直流電圧
を電力供給源として、動作検出信号Ｖｄに応動したＮＰ
Ｎ型スイッチングトランジスタ６１のＰＷＭスイッチン
グ動作により、負極出力端子側の電位Ｖｇを可変制御
し、変換直流電圧（Ｖｃｃ−Ｖｇ）を第１のパワー増幅
器１１，１２，１３と第２のパワー増幅器１５，１６，
１７に供給する。これにより、第１のＮＰＮ型パワート
ランジスタ２１，２２，２３の通電時の動作電圧は、所
定の小さな値に制御される。なお、ＮＰＮ型スイッチン
グトランジスタ６１は常時オン状態で動作する場合もあ
り、電圧変換器５２の電圧可変範囲はかなり広い。

【００４１】次に、図１のモータの全体的な動作につい
て、簡単に説明する。切換作成器３４は、滑らかに変化
する３相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を作りだし、
分配作成器３６に供給する。分配作成器３６の第１の分
配器３７は、制御作成器３０の第１の制御電流信号Ｃ１
を３相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３に応動して分配
し、３相の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を出力
する。第１の電流増幅器４１，４２，４３は、それぞれ
第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を所定倍の電流増
幅し、第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を出力し、
第１のパワー増幅器１１，１２，１３の各通電制御端子
側に供給する。第１のパワー増幅器１１，１２，１３の
第１のＮＰＮ型パワートランジスタ２１，２２，２３
は、それぞれ第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を電
流増幅し、３相のコイル２，３，４に駆動電流Ｉ１，Ｉ
２，Ｉ３の負極側電流を供給する。

【００４２】一方、分配作成器３６の第２の分配器３８
は、制御作成器３０の第２の制御電流信号Ｃ２を３相の
切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３に応動して分配し、３相
の第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を出力する。第
２の電流増幅器４５，４６，４７は、それぞれ第２の分
配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を所定倍の電流増幅し、第
２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を出力し、第２のパ
ワー増幅器１５，１６，１７の各通電制御端子側に供給
する。第２のパワー増幅器１５，１６，１７の第２のＮ
ＰＮ型パワートランジスタ２５，２６，２７は、それぞ
れ第２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を電流増幅し、
３相のコイル２，３，４に駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の
正極側電流を供給する。

【００４３】制御作成器３０の電流検出用の抵抗３１
は、駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の正極側電流の合成値で
ある合成供給電流Ｉｖを検出し、レベル変換回路３２を
介して合成供給電流Ｉｖに応動した電流検出信号Ｂｖを
作りだす。比較増幅部３３は、指令信号Ａｃと電流検出
信号Ｂｖを比較し、その比較結果に応動した第１の制御
電流信号Ｃ１と第２の制御電流信号Ｃ２を出力する。第
１の制御電流信号Ｃ１と第２の制御電流信号Ｃ２は比例
関係にある（ここでは、Ｃ２の絶対値はＣ１の絶対値の
２倍の大きさになっている）。その結果、制御作成器３
０と第１の分配器３７と第１の電流増幅器４１，４２，
４３と第１のパワー増幅器１１，１２，１３によって、
合成供給電流Ｉｖを指令信号Ａｃに応動した所定値にす
る帰還ループが構成され、コイル２，３，４への供給電
流が制御される。また、制御作成器３０と第２の分配器
３８と第２の電流増幅器４５，４６，４７と第２のパワ
ー増幅器１５，１６，１７は、第２の電流増幅器４５，
４６，４７や第２のパワー増幅器１５，１６，１７を部
分的に飽和動作させながら（正確には第２の電流増幅器
４５，４６，４７の出力トランジスタが飽和動作す
る）、滑らかに変化する駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の正
極側電流をコイル２，３，４に供給している。このと
き、電流検出信号Ｂｖからみた第１のパワー増幅器の出
力電流までの伝達利得（比較増幅部３３と第１の分配器
３７と第１の電流増幅器４１，４２，４３と第１のパワ
ー増幅器１１，１２，１３のフォーワード利得）に較べ
て、電流検出信号Ｂｖからみた第２のパワー増幅器の出
力電流までの伝達利得（比較増幅部３３と第２の分配器
３８と第２の電流増幅器４５，４６，４７と第２のパワ
ー増幅器１５，１６，１７のフォーワード利得）を大き
くし、全体の回路動作の安定化をはかっている。すなわ
ち、第２の電流増幅器や第２のパワー増幅器を部分的に
確実に飽和動作させて、第１のパワー増幅器内の第１の
ＮＰＮ型パワートランジスタによりコイルへの供給電流
を制御することを可能にした。このとき、第２の電流増
幅器４５，４６，４７と第２のパワー増幅器１５，１
６，１７を低動作電圧にて飽和動作させているので、第
２のパワー増幅器１５，１６，１７の第２のＮＰＮ型パ
ワートランジスタ２５，２６，２７における電力損失・
発熱は小さくなる。

【００４４】対応する相の第１の分配電流信号Ｅ１と第
２の分配電流信号Ｇ１は、１８０゜の位相差をもって相
補的に流れるので、第１の増幅電流信号Ｆ１と第２の増
幅電流信号Ｈ１は相補的な電流になり、第１のパワー増
幅器１１の第１のＮＰＮ型パワートランジスタ２１と第
２のパワー増幅器１５の第２のＮＰＮ型パワートランジ
スタ２５も相補的に動作する。従って、滑らかに連続的
に変化する両方向の駆動電流Ｉ１がコイル２に供給され
る。同様に、第１の分配電流信号Ｅ２と第２の分配電流
信号Ｇ２が１８０゜の位相差をもって相補的に流れるの
で、第１の増幅電流信号Ｆ２と第２の増幅電流信号Ｈ２
は相補的な電流になり、第１のパワー増幅器１２の第１
のＮＰＮ型パワートランジスタ２２と第２のパワー増幅
器１６の第２のＮＰＮ型パワートランジスタ２６も相補
的に動作する。従って、滑らかに連続的に変化する両方
向の駆動電流Ｉ２がコイル３に供給される。同様に、第
１の分配電流信号Ｅ３と第２の分配電流信号Ｇ３が１８
０゜の位相差をもって相補的に流れるので、第１の増幅
電流信号Ｆ３と第２の増幅電流信号Ｈ３は相補的な電流
になり、第１のパワー増幅器１３の第１のＮＰＮ型パワ
ートランジスタ２３と第２のパワー増幅器１７の第２の
ＮＰＮ型パワートランジスタ２７も相補的に動作する。
従って、滑らかに連続的に変化する両方向の駆動電流Ｉ
３がコイル４に供給される。このように、同一相の第１
のＮＰＮ型パワートランジスタと第２のＮＰＮ型パワー
トランジスタが同時に通電状態になることがない。すな
わち、第１のＮＰＮ型パワートランジスタと第２のＮＰ
Ｎ型パワートランジスタの間の短絡電流が発生しない。
その結果、パワートランジスタの過剰な発熱や破壊が生
じなくなり、集積回路化しても破壊や異常現象は生じな
い。さらに、滑らかに変化する連続的な駆動電流が供給
されるので、モータの発生駆動力の脈動は著しく小さく
なる。

【００４５】電圧変換器５２は、ＮＰＮ型スイッチング
トランジスタ６１を高周波ＰＷＭ動作させ、負極出力端
子側（Ｍ）の電位Ｖｇを可変制御する。動作制御器５１
は第１のＮＰＮ型パワートランジスタ２１，２２，２３
の３相の動作電圧の内で最小動作電圧を検出し、動作制
御器５１の出力信号Ｖｄに応動して電圧変換器５２の負
極出力端子側電位Ｖｇが可変制御される。これにより、
第１のパワー増幅器１１，１２，１３の第１のＮＰＮ型
パワートランジスタ２１，２２，２３の通電時の動作電
圧は所定の小さな値に制御される。その結果、第１のパ
ワー増幅器１１，１２，１３の第１のＮＰＮ型パワート
ランジスタにおける電力損失・発熱は小さくなる。ま
た、ＰＷＭ動作するＮＰＮ型スイッチングトランジスタ
６１とフライホイールダイオード６２と整流用インダク
タ６３を用いて電圧変換しているので、電圧変換器５２
における電力損失も著しく小さい。すなわち、ＮＰＮ型
スイッチングトランジスタ６１やフライホイールダイオ
ード６２の発熱も極めて小さくなる。

【００４６】本実施の形態では、集積回路化に好適のモ
ータ構成になっている。パワー素子としてＮＰＮ型スイ
ッチングトランジスタとＮＰＮ型パワートランジスタと
フライホイールダイオードを使用して構成しているの
で、製造コストも安く、小さなチップ上に集積回路化す
ることが可能である。これらの素子は、ＰＮＰ型パワー
トランジスタを使用する場合に比較して、必要なチップ
面積も小さいので、低コストに集積回路化できる。ま
た、制御作成器３０，切換作成器３４，分配作成器３
６，３個の第１の電流増幅器４１，４２，４３，３個の
第２の電流増幅器４５，４６，４７，動作制御器５１，
電圧変換器５２のトランジスタやダイオードや抵抗を、
上記のＮＰＮ型スイッチングトランジスタやフライホイ
ールダイオードやＮＰＮ型パワートランジスタと同一の
チップ上に集積化することも容易にできる。特に、ＮＰ
Ｎ型スイッチングトランジスタ６１の電流流出端子を直
流電源の負極端子側に接続し、ＮＰＮ型スイッチングト
ランジスタの電流流入端子側と直流電源の正極端子側の
間にフライホイールダイオード６２を接続し、ＮＰＮ型
スイッチングトランジスタ６１の電流流入端子側と負極
出力端子側の間に整流用インダクタ６３を含むフィルタ
回路を接続しているので、ＮＰＮ型スイッチングトラン
ジスタ６１が高周波スイッチング動作（オン・オフ動
作）しても、集積回路の接合部分を含んだ寄生トランジ
スタが動作しないようになされている。これについて説
明する。一般に、集積回路の接合分離部分は直流電源５
０の負極端子側電位（アース電位）に接続されている。
そのため、集積回路に内蔵されたトランジスタの出力端
子がアース電位以下になると、接合分離部分を含んだ寄
生トランジスタが動作するようになる。特に、アース電
位よりもダイオード順方向電圧分低くなると寄生トラン
ジスタによる電流流出入が発生し、他のトランジスタ素
子から電流を抜き取る現象が生じる。そのため、集積回
路動作に支障をきたし、コイルへの電流の脈動や動作異
常が生じてしまう。従って、スイッチングトランジスタ
やフライホイールダイオードの動作により、トランジス
タの出力端子の電位がアース電位以下にならないように
することが重要である。本実施の形態では、ＮＰＮ型ス
イッチングトランジスタ６１の高周波スイッチング（オ
ン・オフ）によって、相補的にフライホイールダイオー
ド６２もオフ・オンするが、フライホイールダイオード
６２のオン時の電位は直流電源５０の正極端子側電位以
上になるようにしている。これにより、ＮＰＮ型スイッ
チングトランジスタ６１やフライホイールダイオード６
２を他のトランジスタ素子や抵抗素子と単一のシリコン
基板上に接合分離して１チップ集積回路した場合に、ス
イッチングトランジスタ６１の電流流入端子の電位およ
び電流流出端子の電位やフライホイールダイオード６２
の両端子の電位が直流電源５０の負極端子側電位（アー
ス電位）を下回ることがないので、集積回路の接合分離
部分を含めた寄生的なトランジスタが動作することがな
い。これは、モータのように大電流を扱うパワー素子を
集積回路化する上で、極めて重要な事項である。これに
より、ＮＰＮ型スイッチングトランジスタ６１やフライ
ホイールダイオード６２によって可変制御された変換直
流電圧を作りだし、電圧変換器５２の負極出力端子側と
正極出力端子側の間に並列的に接続された第１のＮＰＮ
型パワートランジスタ２１，２２，２３もしくは第２の
ＮＰＮ型パワートランジスタ２５，２６，２７により変
換直流電圧から３相のコイル２，３，４に電子的に滑ら
かに変化する電流を供給するモータ回路を、寄生トラン
ジスタ素子の動作を心配することなく１チップのシリコ
ン基板上に集積回路（ＩＣ）化することを可能にした。

【００４７】また、各パワー素子における発熱を極めて
小さくし、集積回路化に適した構成にしている。第２の
パワー増幅器１５，１６，１７の第２のＮＰＮ型パワー
トランジスタ２５，２６，２７は、第２の電流増幅器４
５，４６，４７の出力用トランジスタの動作を含めて考
えると、通電時に低動作電圧にて飽和動作しているの
で、第２のＮＰＮ型パワートランジスタ２５，２６，２
７における電力損失は非常に小さい。また、電流検出用
の抵抗３１における電圧降下は、第２のＮＰＮ型パワー
トランジスタ２５，２６，２７の電力損失をさらに小さ
くしている。第１のパワー増幅器１１，１２，１３の第
１のＮＰＮ型パワートランジスタ２１，２２，２３の通
電時の動作電圧は、動作制御器５１と電圧変換器５２に
よって所定の小さな電圧値に制御されている。従って、
第１のＮＰＮ型パワートランジスタ２１，２２，２３の
電力損失は非常に小さい。電圧変換器５２は、ＮＰＮ型
スイッチングトランジスタ６１を１００ｋＨｚ程度で高
周波ＰＷＭ動作をさせて電圧変換をしているので、電圧
変換に伴う電力損失も非常に小さい。ＮＰＮ型スイッチ
ングトランジスタ６１はその通電制御端子（ベース端
子）の電圧・電流スイングによりＰＷＭ動作をするが、
ＮＰＮ型スイッチングトランジスタ６１の電流増幅度が
かなり高いので電力損失は小さい。また、たとえば、ス
イッチングトランジスタ６１のオン時の通電制御端子側
への電流供給をコイルへの合成供給電流に比例させて変
化させることにより、スイッチングトランジスタをオン
・オフ動作させる電流スイングを最小にできるので、電
力損失をさらに小さくできる。従って、第１のＮＰＮ型
パワートランジスタや第２のＮＰＮ型パワートランジス
タやＮＰＮ型スイッチングトランジスタやフライホイー
ルダイオードにおける電力損失・発熱が極めて小さく、
これらを１チップに集積回路化することが可能になる。
また、放熱板等の発熱対策は不要になる。

【００４８】なお、本実施の形態では、第２のパワー増
幅器１５，１６，１７の第２のＮＰＮ型パワートランジ
スタ２５，２６，２７を飽和動作させ、第１のパワー増
幅器１１，１２，１３の第１のＮＰＮ型パワートランジ
スタ２１，２２，２３の動作電圧に応動して電圧変換器
５２のＮＰＮ型スイッチングトランジスタ６１をＰＷＭ
動作させるようにしたが、このような構成に限定される
ものではない。たとえば、第１のパワー増幅器１１，１
２，１３の第１のＮＰＮ型パワートランジスタ２１，２
２，２３を飽和動作させ、第２のパワー増幅器１５，１
６，１７の第２のＮＰＮ型パワートランジスタ２５，２
６，２７の動作電圧を動作制御器によって検出し、第２
のＮＰＮ型パワートランジスタ２５，２６，２７の動作
電圧に応動して電圧変換器のＮＰＮ型スイッチングトラ
ンジスタをＰＷＭ動作させてもよい。

【００４９】すなわち、電流検出信号Ｂｖからみた第２
のパワー増幅器の出力電流までの伝達利得（比較増幅部
と第２の分配器と第２の電流増幅器と第２のパワー増幅
器のフォーワード利得）に較べて、電流検出信号Ｂｖか
らみた第１のパワー増幅器の出力電流までの伝達利得
（比較増幅部と第１の分配器と第１の電流増幅器と第１
のパワー増幅器のフォーワード利得）を大きくし、第１
のパワー増幅器の第１のＮＰＮ型パワートランジスタを
部分的に飽和動作させる。制御作成器と第２の分配器と
第２の電流増幅器と第２のパワー増幅器によって、合成
供給電流Ｉｖを指令信号Ａｃに応動した所定値にする帰
還ループを構成し、コイルへの供給電流を制御する。動
作制御器は通電時の第２のＮＰＮ型パワートランジスタ
の３相の動作電圧の内で最小動作電圧を検出し、動作制
御器の出力信号Ｖｄに応動して電圧変換器のＮＰＮ型ス
イッチングトランジスタのＰＷＭ動作を制御する。これ
により、第２のパワー増幅器の第２のＮＰＮ型パワート
ランジスタの通電時の動作電圧は所定の小さな値に制御
される。その結果、飽和動作する第１のパワー増幅器の
第１のＮＰＮ型パワートランジスタにおける発熱は小さ
く、所定の小さな動作電圧になる第２のパワー増幅器の
第２のＮＰＮ型パワートランジスタにおける発熱は小さ
く、さらに、ＰＷＭ動作する電圧変換器のＮＰＮ型スイ
ッチングトランジスタやフライホイールダイオードの発
熱も小さい。

【００５０】また、本実施の形態では、制御作成器３０
は合成供給電流Ｉｖに応動した電流検出信号Ｂｖを得る
電流検出部（抵抗３１とレベル変換回路３２）と、電流
検出信号Ｂｖと指令信号Ａｃを比較して比較結果に応動
した第１の制御電流信号Ｃ１と第２の制御電流信号Ｃ２
を出力する比較増幅部３３を含んで構成している。第１
の制御電流信号Ｃ１に応動した第１の分配電流信号Ｅ
１，Ｅ２，Ｅ３を用いて第１のパワー増幅器１１，１
２，１３の第１のＮＰＮ型パワートランジスタ２１，２
２，２３の通電を制御し、第２の制御電流信号Ｃ２に応
動した第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を用いて第
２のパワー増幅器１５，１６，１７の第２のＮＰＮ型パ
ワートランジスタ２５，２６，２７の通電を制御する。
これにより、指令信号Ａｃに応動した正確な駆動電流を
コイル２，３，４に供給することができる。このとき、
電流路の切換はアナログ的に滑らかに行っているので、
駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３は滑らかに変化し、電流路の
切り換わりに伴う駆動電流の脈動や駆動力の脈動は生じ
ない。

【００５１】また、本実施の形態では、第１の電流増幅
器４１，４２，４３を同一形式の第１のカレントミラー
回路によって構成し、第２の電流増幅器４５，４６，４
７を同一形式の第２のカレントミラー回路によって構成
し、第１のカレントミラー回路の出力用トランジスタ２
３４，２４４，２５４や第２のカレントミラー回路の出
力用トランジスタ２６２，２７２，２８２の電流流入端
子側を直流電源５０の正極端子側に接続した。これによ
り、電圧変換器５２の負極出力端子側の電位Ｖｇが変化
してＶｃｃに近づいても、第１の電流増幅器や第１のＮ
ＰＮ型パワートランジスタは安定な動作を行い、滑らか
に変化するアナログ的な駆動電流をコイルに供給でき
る。

【００５２】さらに、本実施の形態では、分配作成器３
６を工夫し、切換作成器３４の滑らかに変化する３相の
切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３が流入流出する各電流流
入流出端子側に一端が接続され、他端を共通接続された
３個の第１のダイオード回路と、各電流流入流出端子側
に各通電制御端子側が接続され、共通接続された電流信
号入力端子側に第１の制御電流信号Ｃ１が入力され、電
流信号出力端子側から３相の第１の分配電流信号Ｅ１，
Ｅ２，Ｅ３を出力する第１の分配トランジスタ回路と、
各電流流入流出端子側に一端が接続され、他端を共通接
続された３個の第２のダイオード回路と、各電流流入流
出端子側に各通電制御端子側が接続され、共通接続され
た電流信号入力端子側に第２の制御電流信号Ｃ２が入力
され、電流信号出力端子側から３相の第２の分配電流信
号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を出力する第２の分配トランジスタ
回路を含んで構成するようにしている。これにより、第
１の分配電流信号と第２の分配電流信号が１８０゜の位
相差を有し、相補的に滑らかに切りかわるように変化
し、かつ、同一相の第１の分配電流信号と第２の分配電
流信号の一方は必ず零になる。すなわち、確実に相補的
に動作する。さらに、第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，
Ｅ３を電流増幅して第１のパワー増幅器の第１のパワー
トランジスタの通電を制御し、第２の分配電流信号Ｇ
１，Ｇ２，Ｇ３を電流増幅して第２のパワー増幅器の第
２のパワートランジスタの通電を制御しているので、第
１のパワートランジスタと第２のパワートランジスタに
よる電流路の開閉は確実に相補的に行われ、かつ、電流
の値も滑らかに連続的に変化する。これにより、同一相
の第１のパワートランジスタと第２のパワートランジス
タが同時に通電状態になることが生じない。その結果、
直流電源５０の短絡電流が発生しないので、集積回路化
した場合にＩＣ内のパワートランジスタの電流破壊や熱
破壊は生じない。さらに、滑らかに変化する３相の駆動
電流を３相コイルに供給できるので、駆動力の脈動も著
しく小さくなる。

【００５３】また、本実施の形態では、第１のパワー増
幅器１１，１２，１３と第２のパワー増幅器１５，１
６，１７と制御作成器３０と切換作成器３４と分配作成
器３６（第１の分配器３７と第２の分配器３８）と第１
の電流増幅器４１，４２，４３と第２の電流増幅器４
５，４６，４７と動作制御器５１と電圧変換器５２によ
って、３相の負荷（コイル２，３，４）への駆動電流を
供給する駆動回路を形成している。

【００５４】なお、前述の本実施の形態の切換作成器３
４は、磁電変換素子を使用した位置検出部１００を含ん
で構成した。しかし、そのような素子を用いることな
く、たとえば、コイル２，３，４に生じる逆起電圧を利
用して切換信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を作り出しても良い。

【００５５】また、第１の分配器３７の第１の分配電流
信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３および第２の分配器３８の第２の
分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３は時間的に傾斜を持って
切り換わっていればよい。これにより、駆動電流Ｉ１，
Ｉ２，Ｉ３も時間的に傾斜を持って滑らかに電流路を切
り換えていく。さらに、駆動電流の極性が変化する時に
連続的に電流値を変化させることが好ましいが、同一相
の第１の分配電流信号と第２の分配電流信号が同時に零
になる期間があり、その相の駆動電流を零にする時間が
存在してもかまわない。

【００５６】（実施の形態２）図８から図９に本発明の
実施の形態２のモータの構成を示す。図８に全体構成を
示す。本実施の形態２では、第１のＮＰＮ型パワートラ
ンジスタによる合成供給電流Ｉｖを検出する制御作成器
４００を使用するようにした。また、直流電源５０の正
極端子側電位Ｖｃｃよりも高い高電位点電位Ｖｕを作り
出す高電圧出力器４１０を設け、高電圧出力器４１０の
高電位点電位Ｖｕから第２の電流増幅器４５，４６，４
７に電流供給するようにした。その他の構成において、
前述の実施の形態１と同様なものには同一の番号を付
し、詳細な説明を省略する。

【００５７】図８の制御作成器４００は電流検出用の抵
抗４０１とレベル変換回路３２と比較増幅部３３を含ん
で構成されている。電流検出用の抵抗４０１には、第１
のパワー増幅器１１，１２，１３の第１のＮＰＮ型パワ
ートランジスタ２１，２２，２３の共通接続端子側から
コイルに供給される合成供給電流Ｉｖが流れ、合成供給
電流Ｉｖに比例した電圧降下が発生する。この電圧降下
はレベル変換回路３２に入力され、直流電源５０の負極
端子側（−）を基準とする電流検出信号Ｂｖに変換す
る。比較増幅部３３は、電流検出信号Ｂｖと指令信号Ａ
ｃを比較し、比較結果に応動した第１の制御電流信号Ｃ
１と第２の制御電流信号Ｃ２が出力される。レベル変換
回路３２と比較増幅部３３の具体的な構成は、前述の図
３に示した構成と同様であり、詳細な説明を省略する。

【００５８】図８の高電圧出力器４１０は高周波パルス
信号に応動して昇圧用コンデンサに充電・蓄積させるこ
とにより、直流電源５０の正極端子側電位Ｖｃｃよりも
高い高電位点電位Ｖｕを作り出す。第２の電流増幅器４
５，４６，４７は、第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ
３を所定倍の電流増幅して第２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ
２，Ｈ３を作りだし、高電圧出力器４１０によって作り
出された高電位点Ｖｕから第２のＮＰＮ型パワートラン
ジスタ２５，２６，２７を含む第２のパワー増幅器１
５，１６，１７の各通電制御端子側に第２の増幅電流信
号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を供給する。これにより、第２の電
流増幅器４５，４６，４７の出力用トランジスタの飽和
を防ぎ、第２のＮＰＮ型パワートランジスタ２５，２
６，２７を部分的に飽和動作させる。第２のＮＰＮ型パ
ワートランジスタ２５，２６，２７は、それぞれ第２の
増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を電流増幅し、各電流流
出端子側よりコイル２，３，４に３相の駆動電流Ｉ１，
Ｉ２，Ｉ３の正極側電流を供給する。これにより、第２
のＮＰＮ型パワートランジスタ２５，２６，２７での電
力損失・発熱は極めて小さくなる。

【００５９】図９に高電圧出力器４１０の具体的な構成
を示す。高電圧出力器４１０は、１００ｋＨｚ程度の高
周波パルス信号Ｐａを出力するパルス発生回路４２１
と、第１の昇圧用コンデンサ４１１と、第２の昇圧用コ
ンデンサ４１２と、ダイオード４２５〜４２８からなる
第１の電圧制限回路と、ダイオード４２９からなる第２
の電圧制限回路を含んで構成されている。パルス発生回
路４２１のパルス信号Ｐａに応動してインバータ回路４
２２がディジタル的に変化する。インバータ回路４２２
が”Ｌ”（直流電源５０の負極端子側電位）の時にダイ
オード４２３を介して第１の昇圧用コンデンサ４１１が
充電される。インバータ回路４２２が”Ｈ”（直流電源
５０の正極端子側電位）に変わると、第１の昇圧用コン
デンサ４１１に蓄積された電荷は、ダイオード４２４を
介して第２の昇圧用コンデンサ４１２に移され、第２の
昇圧用コンデンサ４１２を充電・蓄積する。その結果、
第２の昇圧用コンデンサ４１２の端子には、直流電源５
０の正極端子側電位Ｖｃｃよりも高電位になる高電位点
電位Ｖｕが出力される。高電位点電位Ｖｕは第２の電流
増幅器４５，４６，４７に接続されている。

【００６０】また、第２の昇圧用コンデンサ４１２の容
量は第１の昇圧用コンデンサ４１１の容量の５倍以上に
されているが、充電を続けると、高電位点の電圧Ｖｕが
非常に高くなり、集積回路化されたトランジスタやダイ
オードの耐圧破壊を起こしてしまうことが分かった。そ
こで、高電位点電圧Ｖｕが所定値以上にならないよう
に、ダイオード４２５〜４２８による第１の電圧制限回
路で制限し、第２の昇圧用コンデンサ４１２への過剰な
電荷の充電を妨げ、不要な電荷を直流電源５０の正極端
子側に流すようにした。

【００６１】また、第２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ
３は第２の昇圧用コンデンサ４１２の電荷を放電させる
ように作用する。起動時などの大電流動作時に第２の増
幅電流信号の値が大きくなり、第２の昇圧用コンデンサ
４１２の充電・蓄積電荷が不足し、高電圧出力器４１０
の出力電圧点の電位Ｖｕが著しく低下する場合もある。
そのため、回路動作が一時的に不安定になり、起動動作
が著しく阻害される恐れがある。そこで、ダイオード４
２９による第２の電圧制限回路を設けて、高電圧出力器
４１０の高電位点電圧Ｖｕが直流電源５０の正極端子側
電位Ｖｃｃより大幅に小さくならないように制限した。
保護用に設けた第２の電圧制限回路が動作すると、ダイ
オード４２９を介して第２の電流増幅器４５，４６，４
７に電流を供給するので、高電圧出力器４１０の出力電
圧Ｖｕはダイオード順方向電圧程度の低下にとどまり、
モータは安定に起動して短時間に安定な制御状態にな
り、電流レベルはすみやかに小さくなる。その結果、第
２の電圧制限回路は通常制御時には動作しない。

【００６２】その他の構成及び動作は、前述の実施の形
態１と同様であり、詳細な説明を省略する。

【００６３】本実施の形態では、高電圧出力器４１０に
よって直流電源５０の正極端子側電位Ｖｃｃよりも所定
値高い高電位点Ｖｕを作りだし、第２の電流増幅器４
５，４６，４７を構成するカレントミラー回路の出力用
ＰＮＰ型トランジスタ２６２，２７２，２８２の電流流
入端子側をこの高電位点Ｖｕに接続しているので、第２
のパワー増幅器１５，１６，１７の第２のＮＰＮ型パワ
ートランジスタ２５，２６，２７をそれぞれの通電時点
において確実に飽和状態にできる（オン電圧を０．１Ｖ
程度まで小さくできる）。これにより、第２のＮＰＮ型
パワートランジスタ２５，２６，２７における発熱が小
さくなり、集積回路化に適した構成になっている。さら
に、コイル２，３，４に供給できる駆動電圧の最大値が
大きくなり、電源電圧Ｖｃｃの有効利用範囲が広くな
る。これにより、高速までの回転駆動が可能になる。特
に、直流電源５０の電圧値Ｖｃｃが小さいときに、電圧
の有効利用範囲が著しく改善され、その効果が大きい。

【００６４】また、高電圧出力器４１０の出力電位Ｖｕ
がＶｃｃよりも所定値以上大きくならないように制限す
る第１の電圧制限回路を設けているので、図８の構成の
トランジスタやダイオードや抵抗を１チップの集積回路
化した場合に、耐圧破壊が生じなくなる。さらに、高電
圧出力器４１０の出力電位ＶｕがＶｃｃよりも所定値以
上小さくならないように制限する第２の電圧制限回路を
設けているので、モータ起動時などの大電流供給時でも
高電圧出力器４１０の出力電位Ｖｕが直流電源５０の正
極端子側電位Ｖｃｃ近くにとどまり、コイル２，３，４
に十分大きな起動電流が供給できる。これにより、高電
圧出力器４１０内において使用する第１の昇圧用コンデ
ンサや第２の昇圧用コンデンサの容量を小さくすること
も可能である。

【００６５】その他、本実施の形態においても、前述の
実施の形態１で得られた各種の利点がある。

【００６６】また、本実施の形態では、第１のパワー増
幅器１１，１２，１３と第２のパワー増幅器１５，１
６，１７と制御作成器４００と切換作成器３４と分配作
成器３６（第１の分配器３７と第２の分配器３８）と第
１の電流増幅器４１，４２，４３と第２の電流増幅器４
５，４６，４７と動作制御器５１と電圧変換器５２と高
電圧出力器４１０によって、３相の負荷（コイル２，
３，４）への駆動電流を供給する駆動回路を形成してい
る。

【００６７】（実施の形態３）図１０と図１１に本発明
の実施の形態３のモータを示す。図１０に全体構成を示
す。本実施の形態３では、前述の実施の形態２の高電圧
出力器の変形例を示す。その他の構成において、前述の
実施の形態１や実施の形態２と同様なものには同一の番
号を付し、詳細な説明を省略する。

【００６８】図１０の高電圧出力器４５０は、昇圧用イ
ンダクタと昇圧用コンデンサを含んで構成され、直流電
源５０の正極端子電位Ｖｃｃよりも高い高電位点電位Ｖ
ｕを作りだし、第２の電流増幅器４５，４６，４７に供
給している。

【００６９】図１１に高電圧出力器４５０の具体的な構
成を示す。高電圧出力器４５０は、１００ｋＨｚ程度の
高周波パルス信号Ｐａを出力するパルス発生回路４６１
と、昇圧用インダクタ４５１と、昇圧用コンデンサ４５
２と、ダイオード４７５〜４７８からなる第１の電圧制
限回路と、ダイオード４７９からなる第２の電圧制限回
路を含んで構成されている。パルス発生回路４６１のパ
ルス信号Ｐａに応動してインバータ回路４６２，４６
５，４６６がディジタル的に変化する。パルス信号Ｐａ
が”Ｌ”の時にトランジスタ４６４と４６８がオンとな
り、トランジスタ４６４，４６８を介して昇圧用インダ
クタ４５１に電流が流れ、昇圧用インダクタ４５１に磁
気エネルギーを充電する。パルス信号Ｐａが”Ｈ”に変
わるとトランジスタ４６４，４６８がオフになり、昇圧
用インダクタ４５１に蓄積された磁気エネルギーによ
り、ダイオード４７０と４７１を介して直流電源５０の
負極端子側から昇圧用インダクタ４５１を通って昇圧用
コンデンサ４５２に電流を流す充電路が形成され、昇圧
用コンデンサ４５２を充電して電荷を蓄積する。その結
果、昇圧用コンデンサ４５２の端子には、直流電源５０
の正極端子側電位Ｖｃｃよりも高電位になる高電位点電
位Ｖｕが出力される。

【００７０】また、昇圧用コンデンサ４５２への充電を
続けると、高電位点の電圧Ｖｕが非常に高くなり、集積
回路化されたトランジスタやダイオードの耐圧破壊を引
き起こす。ダイオード４７５〜４７８による第１の電圧
制限回路は、高電位点電圧Ｖｕが所定値以上にならない
ように制限し、昇圧用コンデンサ４５２への過剰な電荷
を直流電源５０の正極端子側に流す。

【００７１】また、ダイオード４７９による第２の電圧
制限回路は、高電圧出力器４５０の高電位点電圧Ｖｕが
直流電源５０の正極端子側電位Ｖｃｃより大幅に小さく
ならないように制限した。保護用に設けた第２の電圧制
限回路が動作すると、ダイオード４７９を介して第２の
電流増幅器４５，４６，４７に電流を供給するので、高
電圧出力器４５０の出力電圧Ｖｕはダイオード順方向電
圧程度の低下にとどまり、モータは安定に起動して短時
間に安定な制御状態になり、電流レベルはすみやかに小
さくなる。その結果、第２の電圧制限回路は通常制御時
には動作しない。

【００７２】その他の構成及び動作は、前述の実施の形
態１もしくは実施の形態２と同様であり、詳細な説明を
省略する。

【００７３】本実施の形態では、昇圧用インダクタ４５
１に蓄積された磁気エネルギーを利用し、ダイオード４
７０と４７１を介して直流電源５０の負極端子側から昇
圧用インダクタ４５１を通って昇圧用コンデンサ４５２
への充電路を形成させることにより、昇圧用電力の回生
を行っている。通常制御状態において第１の電圧制限回
路が動作する場合が多いが、このような場合であって
も、昇圧用インダクタ４５１の磁気エネルギーは直流電
源５０の正極端子側に回生されるので、高電圧出力器４
５０における無駄な電力損失が著しく少なくなる。これ
により、高電圧出力器４５０の電力損失・発熱が小さく
なり、集積回路化が容易になる。

【００７４】さらに、本実施の形態でも、前述の実施の
形態と同様な各種の利点を得ることができる。

【００７５】また、本実施の形態では、第１のパワー増
幅器１１，１２，１３と第２のパワー増幅器１５，１
６，１７と制御作成器４００と切換作成器３４と分配作
成器３６（第１の分配器３７と第２の分配器３８）と第
１の電流増幅器４１，４２，４３と第２の電流増幅器４
５，４６，４７と動作制御器５１と電圧変換器５２と高
電圧出力器４５０によって、３相の負荷（コイル２，
３，４）への駆動電流を供給する駆動回路を形成してい
る。

【００７６】（実施の形態４）図１２に本発明の実施の
形態４のモータを示す。図１２に全体構成を示す。本実
施の形態４では、前述の実施の形態１において、さら
に、スイッチトランジスタ５１０と第１のスイッチ部５
１１を含んで構成されたスイッチ器５００、および、第
２の制御電流信号Ｃ２の経路に設けた第２のスイッチ部
５２１を設けたものである。これにより、コイル２，
３，４に両方向の電流と片方向の電流を切り換えて供給
できる構成にしたものである。その他の構成において、
前述の実施の形態１と同様なものには同一の番号を付
し、詳細な説明を省略する。

【００７７】まず、第１のスイッチ部５１１をオフに
し、第２のスイッチ部５２１をオンにした場合を説明す
る。第１のスイッチ部５１１がオフであるから、スイッ
チ器５００のスイッチトランジスタ５１０はオフにな
る。第２のスイッチ部５２１がオンであるから、制御作
成器３０の第２の制御電流信号Ｃ２は第２の分配器３８
に供給される。従って、前述の実施の形態１と同じ構成
になり、第１のパワー増幅器１１，１２，１３および第
２のパワー増幅器１５，１６，１７によって、コイル
２，３，４に両方向の電流が供給される。具体的な構成
及び動作は、前述の実施の形態１と同様であり、詳細な
説明を省略する。

【００７８】次に、第１のスイッチ部５１１をオンに
し、第２のスイッチ部５２１をオフにした場合を説明す
る。第１のスイッチ部５１１がオンであるから、スイッ
チ器５００のスイッチトランジスタ５１０はオンにな
る。従って、電圧変換器５２の正極出力端子側から電流
検出用の抵抗３１とスイッチトランジスタ５１０を介し
てコイル２，３，４の共通接続端子側への電流路が形成
される。

【００７９】一方、第２のスイッチ部５２１がオフであ
るから、制御作成器３０の第２の制御電流信号Ｃ２は第
２の分配器３８に供給されない。従って、第２の分配電
流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３および第２の増幅電流信号Ｈ
１，Ｈ２，Ｈ３は零になる。その結果、第２のパワー増
幅器１５，１６，１７の第２のＮＰＮ型パワートランジ
スタ２５，２６，２７はすべてオフになる。従って、コ
イル２，３，４への電流路は、電圧変換器５２の正極出
力端子側と負極出力端子側の間に並列的に接続されてい
る第１のパワー増幅器１１，１２，１３の第１のＮＰＮ
型パワートランジスタ２１，２２，２３によって形成さ
れる。すなわち、コイル２，３，４へは片方向の電流
（Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の負極側電流）が供給される。

【００８０】このときの全体動作について、簡単に説明
する。制御作成器３０は、コイル２，３，４への合成供
給電流Ｉｖを検出し、電流検出信号Ｂｖと指令信号Ａｃ
を比較し、その差に応動した第１の制御電流信号Ｃ１と
第２の制御電流信号Ｃ２を出力する。第２の制御電流信
号Ｃ２は第２のスイッチ部５２１で阻止され、第２の分
配器３８に供給されない。従って、第２の電流増幅器４
５，４６，４７および第２のパワー増幅器１５，１６，
１７はオフになる。すなわち、第２のパワー増幅器１
５，１６，１７の通電はすべて停止し、第２のパワー増
幅器１５，１６，１７からコイル２，３，４への電流供
給は行われない。一方、第１の制御電流信号Ｃ１は第１
の分配器３７に供給される。第１の分配器３７は、切換
作成器３４の３相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３に応
動して第１の制御電流信号Ｃ１を分配し、滑らかに変化
する３相の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を出力
する。第１の電流増幅器４１，４２，４３は、それぞれ
第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を電流増幅した第
１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を出力し、第１のパ
ワー増幅器１１，１２，１３の通電制御端子側に供給す
る。第１のパワー増幅器１１，１２，１３の第１のＮＰ
Ｎ型パワートランジスタは、それぞれ第１の増幅電流信
号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を電流増幅してコイル２，３，４に
供給する。

【００８１】このように、制御作成器３０と第１の分配
器３７と第１の電流増幅器４１，４２，４３と第１のパ
ワー増幅器１１，１２，１３によって帰還ループが形成
され、コイル２，３，４への合成供給電流Ｉｖが指令信
号Ａｃに応動した所定値になるように電流制御されてい
る。

【００８２】動作制御器５１は、第１のパワー増幅器１
１，１２，１３の第１のＮＰＮ型パワートランジスタ２
１，２２，２３の動作電圧を検出し、最小の動作電圧に
応動した動作検出信号Ｖｄを出力する。電圧変換器５２
は、動作検出信号Ｖｄに応動したパルス幅のＰＷＭ信号
Ｓｗを作りだし、ＮＰＮ型スイッチングトランジスタ６
１を高周波スイッチング動作させる。その結果、電圧変
換器５２の負極出力端子側の電位Ｖｇが可変制御され、
第１のＮＰＮ型パワートランジスタ２１，２２，２３の
通電時の動作電圧が能動領域の所定の小さな値に制御さ
れる。

【００８３】その他の構成及び動作は、前述の実施の形
態１と同様であり、詳細な説明を省略する。

【００８４】本実施の形態は、コイルに両方向の電流を
流す構成だけでなく、コイルに片方向の電流を供給する
場合であっても、同様な作用効果が得られることを示し
ている。

【００８５】また、本実施の形態に示したように、電圧
変換器５２の正極出力端子側と３相のコイル２，３，４
の共通接続端子側を実質的に短絡するスイッチ手段（ス
イッチ器５００）を設け、第２のパワー増幅器１５，１
６，１７の第２のパワートランジスタ２５，２６，２７
によるコイル２，３，４への電流供給を停止させる通電
停止手段（第２のスイッチ部５２１）を設けるならば、
３相のコイル２，３，４への電流の供給の仕方を両方向
電流もしくは片方向電流に簡単に切り換えることができ
る。すなわち、スイッチ手段をオフにし、通電停止手段
を動作させなくすることにより、第１のパワー増幅器１
１，１２，１３と第２のパワー増幅器１５，１６，１７
によってコイル２，３，４に滑らかに変化する両方向に
電流を供給する。また、スイッチ手段をオンにし、通電
停止手段を動作させることにより、第２のパワー増幅器
１１，１２，１３による電流供給を停止させ、第１のパ
ワー増幅器１１，１２，１３とスイッチ手段によってコ
イル２，３，４に滑らかに変化する片方向に電流を供給
する。これにより、適時、用途に応じて電流の流し方を
切り換えて、モータ特性を変えることが可能になる。

【００８６】このような切り換えを行っても、電流制御
器３０と第１の分配器３７と第１の電流増幅器４１，４
２，４３と第１のパワー増幅器１１，１２，１３はコイ
ル２，３，４への合成供給電流Ｉｖを指令信号Ａｃに応
動した所望の値に制御し、動作制御器５１と電圧変換器
５２は第１のパワー増幅器１１，１２，１３の第１のＮ
ＰＮ型パワートランジスタ２１，２２，２３の通電時の
動作電圧を所定の小さな値にしている。その結果、両方
向電流供給と片方向電流供給を適時切り換えた場合であ
っても、コイルへの駆動電流を滑らかに変化させ、コイ
ルへの合成供給電流を高精度に制御し、かつ、第１のパ
ワートランジスタ２１，２２，２３や第２のパワートラ
ンジスタ２５，２６，２７やスイッチトランジスタ５１
０やスイッチングトランジスタ６１などのパワー素子の
発熱を小さくしている。

【００８７】また、スイッチトランジスタ５１０は、ス
イッチングトランジスタ６１やフライホイールダイオー
ド６２や第１のパワートランジスタ２１，２２，２３や
第２のパワートランジスタ２５，２６，２７と一緒に単
一のシリコン基板上に集積回路化できる。

【００８８】さらに、本実施の形態でも、前述の実施の
形態と同様な各種の利点を得ることができる。

【００８９】また、本実施の形態では、第１のパワー増
幅器１１，１２，１３と第２のパワー増幅器１５，１
６，１７と制御作成器３０と切換作成器３４と分配作成
器３６（第１の分配器３７と第２の分配器３８）と第１
の電流増幅器４１，４２，４３と第２の電流増幅器４
５，４６，４７と動作制御器５１と電圧変換器５２とス
イッチ器５００と第２のスイッチ部５２１によって、３
相の負荷（コイル２，３，４）への駆動電流を供給する
駆動回路を形成している。

【００９０】なお、前述の各実施の形態の具体的な構成
については、各種の変形が可能である。たとえば、各相
のコイルは複数個のコイルを直列もしくは並列に接続し
て構成しても良い。３相コイルはスター結線に限らず、
デルタ結線であってもよい。また、３相に限らず、一般
に、多相のモータが構成できる。

【００９１】また、移動体は回転移動に限らず、直進移
動しても良い。移動体の磁極数も２極に限定されるもの
ではない。切換作成器の構成は、２個の位置検出素子を
用いるものに限定されない。

【００９２】また、切換作成器は磁電変換素子を使用し
た位置検出部を含んで構成したが、そのような場合に限
らず、たとえば、コイルに生じる逆起電圧を利用して切
換信号を作り出しても良い。

【００９３】また、第１の分配器の第１の分配電流信号
もしくは第２の分配器の第２の分配電流信号は時間的に
傾斜を持って切り換わっていればよく、その構成は前述
の実施の形態に限定されない。たとえば、同一相の第１
の分配電流信号と第２の分配電流信号が同時に零になる
期間があり、その相の駆動電流を零にする時間が存在し
てもかまわない。

【００９４】さらに、第１のパワー増幅器の第１のパワ
ートランジスタもしくは第２のパワー増幅器の第２のパ
ワートランジスタの内、いずれか一方を飽和動作させる
ことにより発熱を極めて小さくした。しかし、本発明は
そのような場合に限定されない。また、第１のパワー増
幅器もしくは第２のパワー増幅器の一方だけしかない構
成も可能である。

【００９５】また、前述の各実施の形態では、パワー素
子としてＮＰＮ型バイポーラトランジスタを使用して、
低コストのプロセスにより小さなチップ面積で実現でき
る構成を示したが、本発明はそのような場合に限らな
い。たとえば、ＮＭＯＳ型ＦＥＴトランジスタ（Ｎチャ
ンネルのＭＯＳ構造の電解効果トランジスタ）などのＭ
ＯＳ型トランジスタを使用して、スイッチングトランジ
スタやパワートランジスタなどを構成し、１チップのシ
リコン基板上に集積回路化することも可能である。

【００９６】さらに、フライホイールダイオードに並列
に同期整流用トランジスタを接続し、スイッチングトラ
ンジスタと相補的にスイッチング動作をさせるようにし
ても良い。また、同期整流用トランジスタに二重拡散型
ＭＯＳ−ＦＥＴトランジスタを用いて、このＦＥＴトラ
ンジスタに寄生的に接続されるボディ・ダイオードによ
ってフライホイールダイオードの役目をさせても良い。
その他、フライホイールダイオードの役目（スイッチン
グトランジスタの電流流入端子側から直流電源の正極端
子側に向かう電流路の形成）を実質的に果たす構成であ
れば、各種の変形が可能であり、本発明に含まれること
は言うまでもない。

【００９７】さらに、一般に、本発明のモータは、固定
体上に配設され、移動体に対して複数相の磁束を発生す
る複数相のコイル（コイル２，３，４）と、直流電源
（５０）の供給する直流電圧を電力供給源として、高周
波スイッチング動作を行うスイッチングトランジスタ
（６１）の電流流出端子側を前記直流電源の負極端子側
に接続し、前記スイッチングトランジスタの電流流入端
子側と前記直流電源の正極端子側の間にフライホイール
ダイオード（６２）を接続し、前記スイッチングトラン
ジスタの電流流入端子側と負極出力端子側の間に整流用
インダクタ（６３）を含むフィルタ回路を接続し、前記
直流電源の正極端子側を正極出力端子側とし、前記負極
出力端子側の電位を可変制御される電圧変換手段（５
２）と、前記コイルに電流を供給するパワートランジス
タ（２１，２２，２３）をそれぞれ含んで構成され、前
記電圧変換手段の負極出力端子側と正極出力端子側の間
に並列的に接続され、前記複数相のコイルへの電流路を
形成するＱ個（Ｑは２以上の整数）のパワー増幅手段
（１１，１２，１３）と、複数相の切換信号を出力する
切換作成手段（３４）と、前記切換作成手段の出力信号
に応動して前記Ｑ個のパワー増幅手段の通電を分配制御
する分配制御手段（３７，４１，４２，４３）と、前記
スイッチングトランジスタのスイッチング動作を制御
し、前記電圧変換手段の負極出力端子側の電位を可変制
御する動作制御手段（５１）と、前記スイッチングトラ
ンジスタと前記フライホイールダイオードと前記パワー
トランジスタ、および、前記電圧変換手段や前記切換作
成手段や前記分配制御手段などの所要のトランジスタと
抵抗を同一チップ上に形成した集積回路手段を具備して
構成されている。

【００９８】また、本発明の具体的な構成のモータは、
固定体上に配設され、移動体に対して複数相の磁束を発
生する複数相のコイル（２，３，４）と、直流電源（５
０）の供給する直流電圧を電力供給源として、高周波ス
イッチング動作を行うスイッチングトランジスタ（６
１）の電流流出端子側を前記直流電源の負極端子側に接
続し、前記スイッチングトランジスタの電流流入端子側
と前記直流電源の正極端子側の間にフライホイールダイ
オード（６２）を接続し、前記スイッチングトランジス
タの電流流入端子側と負極出力端子側の間に整流用イン
ダクタ（６３）を含むフィルタ回路を接続し、前記直流
電源の正極端子側を正極出力端子側とし、前記負極出力
端子側の電位を可変制御される電圧変換手段（５２）
と、前記電圧変換手段の負極出力端子側に各電流流出端
子側を接続され、各電流流入端子側を前記コイルの各電
力供給端子に接続された第１のパワートランジスタ（２
１，２２，２３）をそれぞれ含み、前記複数相のコイル
への電流路を形成するＱ個（Ｑは２以上の整数）の第１
のパワー増幅手段（１１，１２，１３）と、前記直流電
源の正極端子側に各電流流入端子側を接続され、各電流
流出端子側を前記コイルの各電力供給端子に接続された
第２のパワートランジスタ（２５，２６，２７）をそれ
ぞれ含み、前記コイルへの電流路を形成するＱ個の第２
のパワー増幅手段（１５，１６，１７）と、複数相の切
換信号を出力する切換作成手段（３４）と、前記切換作
成手段の出力信号に応動して前記Ｑ個の第１のパワー増
幅手段の通電を分配制御する第１の分配制御手段（３
７，４１，４２，４３）と、前記切換作成手段の出力信
号に応動して前記Ｑ個の第２のパワー増幅手段の通電を
分配制御する第２の分配制御手段（３８，４５，４６，
４７）と、前記スイッチングトランジスタのスイッチン
グ動作を制御し、前記電圧変換手段の負極出力端子側の
電位を可変制御する動作制御手段（５１）と、前記スイ
ッチングトランジスタと前記フライホイールダイオード
と前記第１のパワートランジスタと前記第２のパワート
ランジスタ、および、前記電圧変換手段や前記切換作成
手段や前記第１の分配制御手段や前記第２の分配制御手
段などの所要のトランジスタと抵抗を同一チップ上に形
成した集積回路手段を具備して構成している。

【００９９】ここで、（）内の数字は、図１，図８，図
１０もしくは図１２の番号に対応している。たとえば、
第１の分配制御手段の具体的な構成例は、第１の分配器
３７と第１の電流増幅器４１，４２，４３によって示さ
れ、第２の分配制御手段の具体的な構成例は、第２の分
配器３８と第２の電流増幅器４５，４６，４７によって
示されている。図１，図８，図１０もしくは図１２が具
体的な実施の形態であるが、本発明はそのような場合に
限定されるものではない。たとえば、図１，図８，図１
０もしくは図１２に示した実施の形態の図面において、
第１の制御電流信号Ｃ１と第２の制御電流信号Ｃ２を所
定の一定値にすることにより、第１の分配制御手段が切
換信号に応動してＱ個の第１のパワー増幅器の第１のパ
ワートランジスタをオン・オフ切り換えさせ、第２の分
配制御手段が切換信号に応動してＱ個の第２のパワー増
幅器の第２のパワートランジスタをオン・オフ切り換え
させる構成が得られる。このとき、動作制御手段は、電
圧信号Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃ，Ｖｇの代わりに、速度制御信
号などの指令信号Ａｃを入力信号になるように接続し
て、指令信号Ａｃに応動した動作検出信号Ｖｄを出力
し、動作検出信号Ｖｄに応動して電圧変換手段のスイッ
チングトランジスタのスイッチング動作を制御するよう
に構成できる。このような構成であっても本発明の主要
な作用効果（スイッチングトランジスタやフライホイー
ルダイオードを含めた１チップ集積回路化に適してい
る）が得られ、本発明に含まれることは、言うまでもな
い。

【０１００】なお、集積回路手段には、周知の半導体プ
ロセスによる１チップ集積回路技術が使用可能であるこ
とは、言うまでもない。たとえば、バイポーラトランジ
スタが使用できる１チップ集積回路、バイポーラトラン
ジスタやＣＭＯＳトランジスタが使用できる１チップ集
積回路、ＤＭＯＳトランジスタ（二重拡散ＭＯＳ型ＦＥ
Ｔトランジスタ）やバイポーラトランジスタやＣＭＯＳ
トランジスタが使用できる１チップ集積回路、などがあ
る。いずれも、接合分離によって集積化を行い、接合分
離部分を直流電源の負極端子側の電位（アース電位）に
接続して使用する。１チップ内の具体的なトランジスタ
配置や接合分離のための拡散層の形成配置は、個々の集
積回路設計によって異なるので、詳細な説明を省略す
る。

【０１０１】その他、本発明の主旨を変えずして種々の
変形が可能であり、本発明に含まれることはいうまでも
ない。

【０１０２】

【発明の効果】本発明のモータでは、集積回路化に適し
たスイッチングトランジスタやパワートランジスタやフ
ライホイールダイオードをパワー素子（たとえば、ＮＰ
Ｎ型バイポーラトランジスタ）として使用し、チップサ
イズが小さく、１チップのシリコン基板上に低コストに
集積化して実現できる。特に、スイッチングトランジス
タの電流流出端子側を直流電源の負極端子側に接続して
負極出力端子側の電位を可変制御し、スイッチングトラ
ンジスタのオン・オフ動作やフライホイールダイオード
のオフ・オン動作に伴う集積回路内の寄生トランジスタ
の悪影響が生じないので、大電流を流すモータにおいて
も、並列的に接続されたパワートランジスタによって極
めて安定に複数相のコイルへの電流路を切り換えて電流
を供給することができる。また、第１のパワー増幅器の
第１のパワートランジスタの電力損失が小さく、第２の
パワー増幅器の第２のパワートランジスタの電力損失が
小さく、さらに、電圧変換に伴うスイッチングトランジ
スタの電力損失が小さい。従って、これらのパワー素子
から発生する発熱が小さく、発熱による熱破壊の恐れが
ないので、これらのパワー素子を容易に集積回路化でき
る。さらに、並列的に接続された第１のパワー増幅器も
しくは第２のパワー増幅器により、滑らかに変化する駆
動電流を各電力供給端子からコイルに供給することも可
能であり、駆動力の脈動が極めて少ない、滑らかに動作
するモータを実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態１における全体構成を示す
図

【図２】実施の形態１における切換作成器３４の回路図

【図３】実施の形態１における制御作成器３０の回路図

【図４】実施の形態１における分配作成器３６の回路図

【図５】実施の形態１における第１の電流増幅器４１，
４２，４３の回路図

【図６】実施の形態１における第２の電流増幅器４５，
４６，４７の回路図

【図７】実施の形態１における動作制御器５１と電圧変
換器５２の回路図

【図８】本発明の実施の形態２における全体構成を示す
図

【図９】実施の形態２における高電圧出力器４１０の回
路図

【図１０】本発明の実施の形態３における全体構成を示
す図

【図１１】実施の形態３における高電圧出力器４５０の
回路図

【図１２】本発明の実施の形態４における全体構成を示
す図

【図１３】従来のモータの構成を示す図

【符号の説明】

１移動体２，３，４コイル１１，１２，１３第１のパワー増幅器１５，１６，１７第２のパワー増幅器２１，２２，２３第１のＮＰＮ型パワートランジスタ２５，２６，２７第２のＮＰＮ型パワートランジスタ３０，４００制御作成器３４切換作成器３６分配作成器３７第１の分配器３８第２の分配器４１，４２，４３第１の電流増幅器４５，４６，４７第２の電流増幅器５０直流電源５１動作制御器５２電圧変換器６１ＮＰＮ型スイッチングトランジスタ６２フライホイールダイオード６３整流用インダクタ４１０，４５０高電圧出力器５００スイッチ器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】固定体上に配設され、移動体に対して複数
相の磁束を発生する複数相のコイルと、直流電源の供給
する直流電圧を電力供給源として、高周波スイッチング
動作を行うスイッチングトランジスタの電流流出端子側
を前記直流電源の負極端子側に接続し、前記スイッチン
グトランジスタの電流流入端子側と前記直流電源の正極
端子側の間にフライホイールダイオードを接続し、前記
スイッチングトランジスタの電流流入端子側と負極出力
端子側の間に整流用インダクタを含むフィルタ回路を接
続し、前記直流電源の正極端子側を正極出力端子側と
し、前記負極出力端子側の電位を可変制御される電圧変
換手段と、前記コイルに電流を供給するパワートランジ
スタをそれぞれ含んで構成され、前記電圧変換手段の負
極出力端子側と正極出力端子側の間に並列的に接続さ
れ、通電制御端子側への入力電流を増幅して出力するＱ
個（Ｑは２以上の整数）のパワー増幅手段と、指令信号
に応動した電流を前記コイルに供給するために、制御電
流信号を作り出す制御作成手段と、複数相の切換信号を
出力する切換作成手段と、前記切換作成手段の出力信号
に応動して前記制御電流信号を分配し、滑らかに変化す
るＱ相の分配電流信号を出力する分配手段と、前記分配
電流信号を所定の電流増幅してＱ相の増幅電流信号を得
て、前記Ｑ個のパワー増幅手段の各通電制御端子側に各
増幅電流信号を供給するＱ個の電流増幅手段と、前記パ
ワートランジスタの動作電圧に応動して前記スイッチン
グトランジスタのスイッチング動作を制御し、前記電圧
変換手段の負極出力端子側の電位を可変制御する動作制
御手段を具備するモータ。
【請求項２】スイッチングトランジスタとフライホイー
ルダイオードとパワートランジスタ、および、電圧変換
手段や制御作成手段や分配手段や電流増幅手段や動作制
御手段などの所要のトランジスタと抵抗を同一チップ上
に形成した集積回路手段を含んで構成された請求項１に
記載のモータ。
【請求項３】固定体上に配設され、移動体に対して複数
相の磁束を発生する複数相のコイルと、直流電源の供給
する直流電圧を電力供給源として、高周波スイッチング
動作を行うスイッチングトランジスタの電流流出端子側
を前記直流電源の負極端子側に接続し、前記スイッチン
グトランジスタの電流流入端子側と前記直流電源の正極
端子側の間にフライホイールダイオードを接続し、前記
スイッチングトランジスタの電流流入端子側と負極出力
端子側の間に整流用インダクタを含むフィルタ回路を接
続し、前記直流電源の正極端子側を正極出力端子側と
し、前記負極出力端子側の電位を可変制御される電圧変
換手段と、前記電圧変換手段の負極出力端子側に各電流
流出端子側を接続され、各電流流入端子側を前記コイル
の各電力供給端子に接続された第１のパワートランジス
タをそれぞれ含み、通電制御端子側への入力電流を増幅
して出力するＱ個（Ｑは２以上の整数）の第１のパワー
増幅手段と、前記直流電源の正極端子側に各電流流入端
子側を接続され、各電流流出端子側を前記コイルの各電
力供給端子に接続された第２のパワートランジスタをそ
れぞれ含み、通電制御端子側への入力電流を増幅して出
力するＱ個の第２のパワー増幅手段と、指令信号に応動
した電流を前記コイルに供給するために、第１の制御電
流信号と第２の制御電流信号を作り出す制御作成手段
と、複数相の切換信号を出力する切換作成手段と、前記
切換作成手段の出力信号に応動して前記第１の制御電流
信号を分配し、滑らかに変化するＱ相の第１の分配電流
信号を出力する第１の分配手段と、前記第１の分配電流
信号を所定の電流増幅してＱ相の第１の増幅電流信号を
得て、前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段の各通電制御端
子側に各第１の増幅電流信号を供給するＱ個の第１の電
流増幅手段と、前記切換作成手段の出力信号に応動して
前記第２の制御電流信号を分配し、滑らかに変化するＱ
相の第２の分配電流信号を出力する第２の分配手段と、
前記第２の分配電流信号を所定の電流増幅してＱ相の第
２の増幅電流信号を得て、前記Ｑ個の第２のパワー増幅
手段の各通電制御端子側に各第２の増幅電流信号を供給
するＱ個の第２の電流増幅手段と、前記第１のパワート
ランジスタもしくは前記第２のパワートランジスタの動
作電圧に応動して前記スイッチングトランジスタのスイ
ッチング動作を制御し、前記電圧変換手段の負極出力端
子側の電位を可変制御する動作制御手段を具備するモー
タ。
【請求項４】制御作成手段の第１の制御電流信号と第２
の制御電流信号を比例させて変化させ、第１のパワート
ランジスタもしくは第２のパワートランジスタのうちで
動作制御手段が動作電圧を検出する側のパワートランジ
スタにより複数相のコイルへの合成供給電流を指令信号
に応動して制御し、前記第１のパワートランジスタもし
くは前記第２のパワートランジスタのうちで前記動作制
御手段が動作電圧を検出しない側のパワートランジスタ
を低動作電圧にて飽和動作させた請求項３に記載のモー
タ。
【請求項５】Ｑ個の第１の電流増幅手段はそれぞれ所定
の電流増幅を行う第１のカレントミラー回路によって構
成され、Ｑ個の第２の電流増幅手段はそれぞれ所定の電
流増幅を行う第２のカレントミラー回路によって構成さ
れ、前記第１の電流増幅手段を構成する前記第１のカレ
ントミラー回路の出力用トランジスタの電流流入端子側
および前記第２の電流増幅手段を構成する前記第２のカ
レントミラー回路の出力用トランジスタの電流流入端子
側を直流電源の正極端子側に接続した請求項３もしくは
請求項４のいずれかに記載のモータ。
【請求項６】第１の分配手段および第２の分配手段は、
切換作成手段のＱ相の切換電流信号の各電流流入流出端
子側に一端が接続され、他端を共通接続されたＱ個の第
１のダイオード手段と、前記各電流流入流出端子側に各
通電制御端子側が接続され、共通接続された電流信号入
力端子側に前記第１の制御電流信号が入力され、電流信
号出力端子側からＱ相の第１の分配電流信号を出力する
Ｑ個の第１の分配トランジスタ手段と、前記切換作成手
段の各電流流入流出端子側に一端が接続され、他端を共
通接続されたＱ個の第２のダイオード手段と、前記各電
流流入流出端子側に各通電制御端子側が接続され、共通
接続された電流信号入力端子側に前記第２の制御電流信
号が入力され、電流信号出力端子側からＱ相の第２の分
配電流信号を出力するＱ個の第２の分配トランジスタ手
段とを含んで構成された請求項３から請求項５のいずれ
かに記載のモータ。
【請求項７】固定体上に配設され、移動体に対して複数
相の磁束を発生する複数相のコイルと、直流電源の供給
する直流電圧を電力供給源として、高周波スイッチング
動作を行うスイッチングトランジスタの電流流出端子側
を前記直流電源の負極端子側に接続し、前記スイッチン
グトランジスタの電流流入端子側と前記直流電源の正極
端子側の間にフライホイールダイオードを接続し、前記
スイッチングトランジスタの電流流入端子側と負極出力
端子側の間に整流用インダクタを含むフィルタ回路を接
続し、前記直流電源の正極端子側を正極出力端子側と
し、前記負極出力端子側の電位を可変制御される電圧変
換手段と、前記電圧変換手段の負極出力端子側に各電流
流出端子側を接続され、各電流流入端子側を前記コイル
の各電力供給端子に接続された第１のパワートランジス
タをそれぞれ含み、通電制御端子側への入力電流を増幅
して出力するＱ個（Ｑは２以上の整数）の第１のパワー
増幅手段と、前記直流電源の正極端子側に各電流流入端
子側を接続され、各電流流出端子側を前記コイルの各電
力供給端子に接続された第２のパワートランジスタをそ
れぞれ含み、通電制御端子側への入力電流を増幅して出
力するＱ個の第２のパワー増幅手段と、高周波パルス信
号に応動して昇圧用コンデンサに充電・蓄積させ、前記
直流電源の正極端子側電位よりも高電位点になる直流電
圧を出力する高電圧出力手段と、指令信号に応動した電
流を前記コイルに供給するために、第１の制御電流信号
と第２の制御電流信号を作り出す制御作成手段と、複数
相の切換信号を出力する切換作成手段と、前記切換作成
手段の出力信号に応動して前記第１の制御電流信号を分
配し、滑らかに変化するＱ相の第１の分配電流信号を出
力する第１の分配手段と、前記第１の分配電流信号を所
定の電流増幅してＱ相の第１の増幅電流信号を得て、前
記Ｑ個の第１のパワー増幅手段の各通電制御端子側に各
第１の増幅電流信号を供給するＱ個の第１の電流増幅手
段と、前記切換作成手段の出力信号に応動して前記第２
の制御電流信号を分配し、滑らかに変化するＱ相の第２
の分配電流信号を出力する第２の分配手段と、前記第２
の分配電流信号を所定の電流増幅してＱ相の第２の増幅
電流信号を得て、前記高電圧出力手段の高電位点から前
記Ｑ個の第２のパワー増幅手段の各通電制御端子側に各
第２の増幅電流信号を供給するＱ個の第２の電流増幅手
段と、前記第１のパワートランジスタもしくは前記第２
のパワートランジスタの動作電圧に応動して前記スイッ
チングトランジスタのスイッチング動作を制御し、前記
電圧変換手段の負極出力端子側の電位を可変制御する動
作制御手段を具備するモータ。
【請求項８】高電圧出力手段は、高周波パルス信号に応
動して所定期間充電される第１の昇圧用コンデンサと、
前記第１の昇圧用コンデンサの充電電荷を移送・蓄積す
る第２の昇圧用コンデンサと、前記第２の昇圧用コンデ
ンサの端子に発生する高電位点の電位が直流電源の正極
端子側電位より所定値以上に大きくならないように制限
する第１の電圧制限手段を有する請求項７に記載のモー
タ。
【請求項９】Ｑ個の第１の電流増幅手段はそれぞれ所定
の電流増幅を行う第１のカレントミラー回路によって構
成され、Ｑ個の第２の電流増幅手段はそれぞれ所定の電
流増幅を行う第２のカレントミラー回路によって構成さ
れ、前記第１の電流増幅手段を構成する前記第１のカレ
ントミラー回路の出力用トランジスタの電流流入端子側
を直流電源の正極端子側に接続し、前記第２の電流増幅
手段を構成する前記第２のカレントミラー回路の出力用
トランジスタの電流流入端子側を前記高電圧出力手段の
高電位点に接続した請求項７または請求項８のいずれか
に記載のモータ。
【請求項１０】固定体上に配設され、移動体に対して複
数相の磁束を発生する複数相のコイルと、直流電源の供
給する直流電圧を電力供給源として、高周波スイッチン
グ動作を行うスイッチングトランジスタの電流流出端子
側を前記直流電源の負極端子側に接続し、前記スイッチ
ングトランジスタの電流流入端子側と前記直流電源の正
極端子側の間にフライホイールダイオードを接続し、前
記スイッチングトランジスタの電流流入端子側と負極出
力端子側の間に整流用インダクタを含むフィルタ回路を
接続し、前記直流電源の正極端子側を正極出力端子側と
し、前記負極出力端子側の電位を可変制御される電圧変
換手段と、前記電圧変換手段の負極出力端子側に各電流
流出端子側を接続され、各電流流入端子側を前記コイル
の各電力供給端子に接続された第１のパワートランジス
タをそれぞれ含み、通電制御端子側への入力電流を増幅
して出力するＱ個（Ｑは２以上の整数）の第１のパワー
増幅手段と、前記直流電源の正極端子側に各電流流入端
子側を接続され、各電流流出端子側を前記コイルの各電
力供給端子に接続された第２のパワートランジスタをそ
れぞれ含み、通電制御端子側への入力電流を増幅して出
力するＱ個の第２のパワー増幅手段と、高周波パルス信
号に応動して昇圧用インダクタにエネルギーを充電・蓄
積させた後に昇圧用コンデンサに放電させ、前記昇圧用
コンデンサの端子に前記直流電源の正極端子側電位より
も高電位点になる直流電圧を出力する高電圧出力手段
と、指令信号に応動した電流を前記コイルに供給するた
めに、第１の制御電流信号と第２の制御電流信号を作り
出す制御作成手段と、複数相の切換信号を出力する切換
作成手段と、前記切換作成手段の出力信号に応動して前
記第１の制御電流信号を分配し、滑らかに変化するＱ相
の第１の分配電流信号を出力する第１の分配手段と、前
記第１の分配電流信号を所定の電流増幅してＱ相の第１
の増幅電流信号を得て、前記Ｑ個の第１のパワー増幅手
段の各通電制御端子側に各第１の増幅電流信号を供給す
るＱ個の第１の電流増幅手段と、前記切換作成手段の出
力信号に応動して前記第２の制御電流信号を分配し、滑
らかに変化するＱ相の第２の分配電流信号を出力する第
２の分配手段と、前記第２の分配電流信号を所定の電流
増幅してＱ相の第２の増幅電流信号を得て、前記高電圧
出力手段の高電位点から前記Ｑ個の第２のパワー増幅手
段の各通電制御端子側に各第２の増幅電流信号を供給す
るＱ個の第２の電流増幅手段と、前記第１のパワートラ
ンジスタもしくは前記第２のパワートランジスタの動作
電圧に応動して前記スイッチングトランジスタのスイッ
チング動作を制御し、前記電圧変換手段の負極出力端子
側の電位を可変制御する動作制御手段を具備するモー
タ。
【請求項１１】高電圧出力手段は、高周波パルス信号に
応動して所定期間エネルギーを充電される昇圧用インダ
クタと、前記昇圧用インダクタのエネルギーを放電させ
て移送・蓄積する昇圧用コンデンサと、前記昇圧用コン
デンサの端子に発生する高電位点の電位が直流電源の正
極端子側電位より所定値以上に大きくならないように制
限する第１の電圧制限手段を有する請求項１０に記載の
モータ。
【請求項１２】高電圧出力手段は、高周波パルス信号に
応動して所定期間エネルギーを充電される昇圧用インダ
クタと、前記昇圧用インダクタのエネルギーを放電させ
て移送・蓄積する昇圧用コンデンサと、前記昇圧用コン
デンサの充電路として直流電源の負極端子側から前記昇
圧用インダクタを通して充電電流を流す充電路形成手段
を有する請求項１０または請求項１１のいずれかに記載
のモータ。
【請求項１３】Ｑ個の第１の電流増幅手段はそれぞれ所
定の電流増幅を行う第１のカレントミラー回路によって
構成され、Ｑ個の第２の電流増幅手段はそれぞれ所定の
電流増幅を行う第２のカレントミラー回路によって構成
され、前記第１の電流増幅手段を構成する前記第１のカ
レントミラー回路の出力用トランジスタの電流流入端子
側を直流電源の正極端子側に接続し、前記第２の電流増
幅手段を構成する前記第２のカレントミラー回路の出力
用トランジスタの電流流入端子側を前記高電圧出力手段
の高電位点に接続した請求項１０または請求項１２のい
ずれかに記載のモータ。
【請求項１４】固定体上に配設され、移動体に対して複
数相の磁束を発生する複数相のコイルと、直流電源の供
給する直流電圧を電力供給源として、高周波スイッチン
グ動作を行うスイッチングトランジスタの電流流出端子
側を前記直流電源の負極端子側に接続し、前記スイッチ
ングトランジスタの電流流入端子側と前記直流電源の正
極端子側の間にフライホイールダイオードを接続し、前
記スイッチングトランジスタの電流流入端子側と負極出
力端子側の間に整流用インダクタを含むフィルタ回路を
接続し、前記直流電源の正極端子側を正極出力端子側と
し、前記負極出力端子側の電位を可変制御される電圧変
換手段と、前記電圧変換手段の負極出力端子側に各電流
流出端子側を接続され、各電流流入端子側を前記コイル
の各電力供給端子に接続された第１のパワートランジス
タをそれぞれ含み、通電制御端子側への入力電流を増幅
して出力するＱ個（Ｑは２以上の整数）の第１のパワー
増幅手段と、前記直流電源の正極端子側に各電流流入端
子側を接続され、各電流流出端子側を前記コイルの各電
力供給端子に接続された第２のパワートランジスタをそ
れぞれ含み、通電制御端子側への入力電流を増幅して出
力するＱ個の第２のパワー増幅手段と、指令信号に応動
した電流を前記コイルに供給するために、第１の制御電
流信号と第２の制御電流信号を作り出す制御作成手段
と、複数相の切換信号を出力する切換作成手段と、前記
切換作成手段の出力信号に応動して前記第１の制御電流
信号を分配し、滑らかに変化するＱ相の第１の分配電流
信号を出力する第１の分配手段と、前記第１の分配電流
信号を所定の電流増幅してＱ相の第１の増幅電流信号を
得て、前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段の各通電制御端
子側に各第１の増幅電流信号を供給するＱ個の第１の電
流増幅手段と、前記切換作成手段の出力信号に応動して
前記第２の制御電流信号を分配し、滑らかに変化するＱ
相の第２の分配電流信号を出力する第２の分配手段と、
前記第２の分配電流信号を所定の電流増幅してＱ相の第
２の増幅電流信号を得て、前記Ｑ個の第２のパワー増幅
手段の各通電制御端子側に各第２の増幅電流信号を供給
するＱ個の第２の電流増幅手段と、前記第１のパワート
ランジスタの動作電圧に応動して前記スイッチングトラ
ンジスタのスイッチング動作を制御し、前記電圧変換手
段の負極出力端子側の電位を可変制御する動作制御手段
と、前記電圧変換手段の正極出力端子側と前記複数相の
コイルの共通接続端子側の電流路をオフ・オンするスイ
ッチ手段と、前記第２のパワー増幅手段による前記コイ
ルへの電流供給を停止させる通電停止手段を具備し、前
記スイッチ手段をオフおよび前記通電停止手段を動作し
ないようにした場合に、前記コイルに滑らかに変化する
両方向の電流を供給し、前記スイッチ手段をオンおよび
前記通電停止手段を動作させた場合に、前記コイルに滑
らかに変化する片方向の電流を供給するようにしたモー
タ。
【請求項１５】固定体上に配設され、移動体に対して複
数相の磁束を発生する複数相のコイルと、直流電源の供
給する直流電圧を電力供給源として、高周波スイッチン
グ動作を行うスイッチングトランジスタの電流流出端子
側を前記直流電源の負極端子側に接続し、前記スイッチ
ングトランジスタの電流流入端子側に生じる高周波電圧
信号を平滑整流することにより負極出力端子側の電位を
可変制御し、前記直流電源の正極端子側を正極出力端子
側とし、前記正極出力端子側と前記負極出力端子側の間
の変換直流電圧を可変制御される電圧変換手段と、前記
コイルに電流を供給するパワートランジスタをそれぞれ
含んで構成され、前記電圧変換手段の負極出力端子側と
正極出力端子側の間に並列的に接続され、通電制御端子
側への入力電流を増幅して出力するＱ個（Ｑは２以上の
整数）のパワー増幅手段と、指令信号に応動した電流を
前記コイルに供給するために、制御電流信号を作り出す
制御作成手段と、複数相の切換信号を出力する切換作成
手段と、前記切換作成手段の出力信号に応動して前記制
御電流信号を分配し、滑らかに変化するＱ相の分配電流
信号を出力する分配手段と、前記分配電流信号を所定の
電流増幅してＱ相の増幅電流信号を得て、前記Ｑ個のパ
ワー増幅手段の各通電制御端子側に各増幅電流信号を供
給するＱ個の電流増幅手段と、前記パワートランジスタ
の動作電圧に応動して前記スイッチングトランジスタの
スイッチング動作を制御し、前記電圧変換手段の負極出
力端子側の電位を可変制御する動作制御手段を具備する
モータ。
【請求項１６】固定体上に配設され、移動体に対して複
数相の磁束を発生する複数相のコイルと、直流電源の供
給する直流電圧を電力供給源として、高周波スイッチン
グ動作を行うスイッチングトランジスタの電流流出端子
側を前記直流電源の負極端子側に接続し、前記スイッチ
ングトランジスタの電流流入端子側と前記直流電源の正
極端子側の間にフライホイールダイオードを接続し、前
記スイッチングトランジスタの電流流入端子側と負極出
力端子側の間に整流用インダクタを含むフィルタ回路を
接続し、前記直流電源の正極端子側を正極出力端子側と
し、前記負極出力端子側の電位を可変制御される電圧変
換手段と、前記コイルに電流を供給するパワートランジ
スタをそれぞれ含んで構成され、前記電圧変換手段の負
極出力端子側と正極出力端子側の間に並列的に接続さ
れ、前記複数相のコイルへの電流路を形成するＱ個（Ｑ
は２以上の整数）のパワー増幅手段と、複数相の切換信
号を出力する切換作成手段と、前記切換作成手段の出力
信号に応動して前記Ｑ個のパワー増幅手段の通電を分配
制御する分配制御手段と、前記スイッチングトランジス
タのスイッチング動作を制御し、前記電圧変換手段の負
極出力端子側の電位を可変制御する動作制御手段と、前
記スイッチングトランジスタと前記フライホイールダイ
オードと前記パワートランジスタ、および、前記電圧変
換手段や前記切換作成手段や前記分配制御手段などの所
要のトランジスタと抵抗を同一チップ上に形成した集積
回路手段を具備するモータ。
【請求項１７】固定体上に配設され、移動体に対して複
数相の磁束を発生する複数相のコイルと、直流電源の供
給する直流電圧を電力供給源として、高周波スイッチン
グ動作を行うスイッチングトランジスタの電流流出端子
側を前記直流電源の負極端子側に接続し、前記スイッチ
ングトランジスタの電流流入端子側と前記直流電源の正
極端子側の間にフライホイールダイオードを接続し、前
記スイッチングトランジスタの電流流入端子側と負極出
力端子側の間に整流用インダクタを含むフィルタ回路を
接続し、前記直流電源の正極端子側を正極出力端子側と
し、前記負極出力端子側の電位を可変制御される電圧変
換手段と、前記電圧変換手段の負極出力端子側に各電流
流出端子側を接続され、各電流流入端子側を前記コイル
の各電力供給端子に接続された第１のパワートランジス
タをそれぞれ含み、前記複数相のコイルへの電流路を形
成するＱ個（Ｑは２以上の整数）の第１のパワー増幅手
段と、前記直流電源の正極端子側に各電流流入端子側を
接続され、各電流流出端子側を前記コイルの各電力供給
端子に接続された第２のパワートランジスタをそれぞれ
含み、前記コイルへの電流路を形成するＱ個の第２のパ
ワー増幅手段と、複数相の切換信号を出力する切換作成
手段と、前記切換作成手段の出力信号に応動して前記Ｑ
個の第１のパワー増幅手段の通電を分配制御する第１の
分配制御手段と、前記切換作成手段の出力信号に応動し
て前記Ｑ個の第２のパワー増幅手段の通電を分配制御す
る第２の分配制御手段と、前記スイッチングトランジス
タのスイッチング動作を制御し、前記電圧変換手段の負
極出力端子側の電位を可変制御する動作制御手段と、前
記スイッチングトランジスタと前記フライホイールダイ
オードと前記第１のパワートランジスタと前記第２のパ
ワートランジスタ、および、前記電圧変換手段や前記切
換作成手段や前記第１の分配制御手段や前記第２の分配
制御手段などの所要のトランジスタと抵抗を同一チップ
上に形成した集積回路手段を具備するモータ。
【請求項１８】移動体に対して磁束を発生する複数相の
コイルへの電流路を複数個のトランジスタによって電子
的に切り換えるモータであって、直流電源の供給する直
流電圧を電力供給源として、高周波スイッチング動作を
行うスイッチングトランジスタの電流流出端子側を前記
直流電源の負極端子側に接続し、前記スイッチングトラ
ンジスタの電流流入端子側と前記直流電源の正極端子側
の間にフライホイールダイオードを接続し、前記スイッ
チングトランジスタの電流流入端子側と負極出力端子側
の間に整流用インダクタを含むフィルタ回路を接続し、
前記直流電源の正極端子側を正極出力端子側とし、前記
負極出力端子側の電位を可変制御される電圧変換手段
と、前記コイルに電流を供給するパワートランジスタを
それぞれ含んで構成され、前記電圧変換手段の負極出力
端子側と正極出力端子側の間に並列的に接続されたＱ個
（Ｑは２以上の整数）のパワー増幅手段と、前記スイッ
チングトランジスタと前記フライホイールダイオードと
前記パワートランジスタ、および、その他の所要のトラ
ンジスタと抵抗を同一チップ上に形成した集積回路手段
を含んで構成されたモータ。
【請求項１９】移動体に対して磁束を発生する複数相の
コイルへの電流路を複数個のトランジスタによって電子
的に切り換えるモータであって、直流電源の供給する直
流電圧を電力供給源として、高周波スイッチング動作を
行うスイッチングトランジスタの電流流出端子側を前記
直流電源の負極端子側に接続し、前記スイッチングトラ
ンジスタの電流流入端子側と前記直流電源の正極端子側
の間にフライホイールダイオードを接続し、前記スイッ
チングトランジスタの電流流入端子側と負極出力端子側
の間に整流用インダクタを含むフィルタ回路を接続し、
前記直流電源の正極端子側を正極出力端子側とし、前記
負極出力端子側の電位を可変制御される電圧変換手段
と、前記電圧変換手段の負極出力端子側に各電流流出端
子側を接続され、各電流流入端子側を前記コイルの各電
力供給端子に接続された第１のパワートランジスタをそ
れぞれ含み、前記電圧変換手段の負極出力端子側から前
記複数相のコイルへの電流路を形成するＱ個（Ｑは２以
上の整数）の第１のパワー増幅手段と、前記直流電源の
正極端子側に各電流流入端子側を接続され、各電流流出
端子側を前記コイルの各電力供給端子に接続された第２
のパワートランジスタをそれぞれ含み、前記直流電源の
正極端子側から前記複数相のコイルへの電流路を形成す
るＱ個の第２のパワー増幅手段と、前記スイッチングト
ランジスタと前記フライホイールダイオードと前記第１
のパワートランジスタと前記第２のパワートランジス
タ、および、その他の所要のトランジスタと抵抗を同一
チップ上に形成した集積回路手段を含んで構成されたモ
ータ。
【請求項２０】移動体に対して磁束を発生する複数相の
コイルへの電流路を複数個のトランジスタによって電子
的に切り換えるモータであって、直流電源の供給する直
流電圧を電力供給源として、高周波スイッチング動作を
行うスイッチングトランジスタの電流流出端子側を前記
直流電源の負極端子側に接続し、前記スイッチングトラ
ンジスタの電流流入端子側と前記直流電源の正極端子側
の間にフライホイールダイオードを接続し、前記スイッ
チングトランジスタの電流流入端子側と負極出力端子側
の間に整流用インダクタを含むフィルタ回路を接続し、
前記直流電源の正極端子側を正極出力端子側とし、前記
負極出力端子側の電位を可変制御される電圧変換手段
と、前記電圧変換手段の負極出力端子側に各電流流出端
子側を接続され、各電流流入端子側を前記コイルの各電
力供給端子に接続された第１のパワートランジスタをそ
れぞれ含み、前記電圧変換手段の負極出力端子側から前
記複数相のコイルへの電流路を形成するＱ個（Ｑは２以
上の整数）の第１のパワー増幅手段と、前記直流電源の
正極端子側に各電流流入端子側を接続され、各電流流出
端子側を前記コイルの各電力供給端子に接続された第２
のパワートランジスタをそれぞれ含み、前記直流電源の
正極端子側から前記複数相のコイルへの電流路を形成す
るＱ個の第２のパワー増幅手段と、前記直流電源の正極
端子側と前記複数相のコイルの共通接続端子側の電流路
をオフ・オンするスイッチトランジスタを有するスイッ
チ手段と、前記第２のパワー増幅手段による前記コイル
への電流供給を停止させる通電停止手段と、前記スイッ
チングトランジスタと前記フライホイールダイオードと
前記第１のパワートランジスタと前記第２のパワートラ
ンジスタと前記スイッチトランジスタ、および、その他
の所要のトランジスタと抵抗を同一チップ上に形成した
集積回路手段を含んで構成され、前記スイッチ手段をオ
フおよび前記通電停止手段を動作しないようにした場合
に、前記コイルに両方向の電流を供給し、前記スイッチ
手段をオンおよび前記通電停止手段を動作させた場合
に、前記コイルに片方向の電流を供給するようにしたモ
ータ。