JP2000149394A - モータをもつディスク装置、およびモータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 振動や騒音や消費電力を低減したモータをも
つディスク装置、およびモータを提供する。 【解決手段】 電圧変換器５２を高周波スイッチングさ
せ、第１のパワー増幅器１１〜１３と第２のパワー増幅
器１５〜１７をフルオン動作させる。切換作成器３４の
出力信号に応動して第１のパワー増幅器や第２のパワー
増幅器を滑らかに通電制御し、３相のコイルへの電流路
を滑らかに切り換え、滑らかな３相の駆動電流を供給す
る。これにより、電圧変換器やパワー増幅器の電力損失
を低減し、発生駆動力の脈動を低減する。その結果、デ
ィスクの再生動作や記録動作を安定に行うディスク装置
を実現する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、モータを含んで構
成されたディスク装置と、モータに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、ＯＡ機器やＡＶ機器の駆動用モー
タとして、複数個のトランジスタにより電子的に電流路
を切り換えるモータが広く使用されている。光ディスク
装置（ＤＶＤ装置、ＣＤ装置、等）や磁気ディスク装置
（ＨＤＤ装置、ＦＤＤ装置、等）などのディスク装置で
は、このようなモータを含んで構成されている。このよ
うなモータの例として、ＰＮＰ型パワートランジスタと
ＮＰＮ型パワートランジスタを用いてコイルへの電流路
を切り換えるモータがある。

【０００３】図３０に従来のモータを示し、その動作に
ついて説明する。ロータ２０１１は永久磁石による界磁
部を有し、ロータ２０１１の回転に応動して、位置検出
器２０４１は２組の３相の電圧信号Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３と
Ｋ４，Ｋ５，Ｋ６を発生する。第１の分配器２０４２は
電圧信号Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３に応動した３相の下側通電制
御信号Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３を作りだし、下側のＮＰＮ型パ
ワートランジスタ２０２１，２０２２，２０２３の通電
を制御する。第２の分配器２０４３は電圧信号Ｋ４，Ｋ
５，Ｋ６に応動した３相の上側通電制御信号Ｍ４，Ｍ
５，Ｍ６を作りだし、上側のＰＮＰ型パワートランジス
タ２０２５，２０２６，２０２７の通電を制御する。こ
れにより、コイル２０１２，２０１３，２０１４に３相
の駆動電圧を供給する。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかし、上記の従来の
構成では、下記の各種の問題があった。まず、従来の構
成では、パワートランジスタにおける電力損失が大き
く、モータの電力効率が著しく悪かった。ＮＰＮ型パワ
ートランジスタ２０２１，２０２２，２０２３およびＰ
ＮＰ型パワートランジスタ２０２５，２０２６，２０２
７は、そのエミッタ−コレクタ間の電圧をアナログ的に
制御し、コイル２０１２，２０１３，２０１４に必要な
振幅の駆動電圧を供給している。そのため、各パワート
ランジスタの残留電圧が大きく、残留電圧とコイルへの
駆動電流の積によって大きな電力損失・発熱が生じてい
た。特に、モータコイルへの駆動電流が大きいので、電
力損失は著しく大きかった。そのため、モータの電力効
率は極めて悪かった。

【０００５】また、従来の構成のものはコストが高く、
コストダウンが大きな問題になっていた。コストダウン
のためには、モータのトランジスタや抵抗を１チップの
集積回路（ＩＣ）にまとめることが有効である。しか
し、パワートランジスタの電力損失・発熱が大きく、集
積回路化が難しかった。特に、モータコイルへの駆動電
流が大きいので、パワートランジスタの発熱により集積
回路の熱破壊を生じる恐れも大きい。また、熱破壊を防
止するために放熱板を取り付けた場合には、コストと体
積の増加が大きかった。また、近年、騒音や振動の少な
いディスク装置やモータが要望されてきた。しかし、従
来の構成では、パワートランジスタによる電流路の急峻
な切り換えに伴ってコイルに大きなスパイク電圧が発生
し、駆動電流の脈動を生じていた。これにより、発生駆
動力が脈動し、大きなモータ騒音やモータ振動が生じて
いた。

【０００６】また、高品位の音声・映像信号をディジタ
ル的に記録された光ディスクまたは磁気ディスクから情
報信号を再生するディスク装置（例えば、ＤＶＤ装置、
ＨＤＤ装置、等）では、ディジタル再生信号のジッタを
小さくするため、および、高品位の音声・映像信号の鑑
賞を妨害しないため、再生機構から発生する振動や騒音
を極力小さくしたディスク装置が求められていた。ま
た、ディスクの種類によっては熱に弱いディスクもあ
り、記録・再生機構における発熱・消費電力を極力小さ
くしたディスク装置が必要になってきた。以上の種々の
問題を解決することがこの種のディスク装置、および、
モータにおける課題であった。本発明の目的は、上記の
課題をそれぞれまたは同時に解決したディスク装置やモ
ータを提供することにある。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明によるディスク装
置では、少なくとも、情報信号を記録された、または、
情報信号を記録されるディスクと、少なくとも、前記デ
ィスクから信号再生を行う、または、前記ディスクに信
号記録を行うヘッド手段と、少なくとも、前記ヘッド手
段の出力信号を処理して再生情報信号を出力する、また
は、記録情報信号を信号処理して前記ヘッド手段に出力
する情報処理手段と、前記ディスクを一体的に固定して
直接回転駆動する移動体に取り付けられて磁石磁束を発
生する界磁手段と、固定体に配設されて複数相の磁束を
発生するＱ相（ここに、Ｑは３以上の整数）のコイル
と、直流電源の電力供給路を高周波スイッチングする電
界効果型スイッチングトランジスタを含み、前記直流電
源の直流電圧を変換した変換直流電圧を出力する電圧供
給手段と、前記電圧供給手段の負極出力端子側から前記
Ｑ相のコイルの一つへの電流路を形成する第１の電界効
果型パワートランジスタをそれぞれ含むＱ個の第１のパ
ワー増幅手段と、前記電圧供給手段の正極出力端子側か
ら前記Ｑ相のコイルの一つへの電流路を形成する第２の
電界効果型パワートランジスタをそれぞれ含むＱ個の第
２のパワー増幅手段と、前記Ｑ個の第１のパワー増幅手
段の通電を制御する第１の分配制御手段と、前記Ｑ個の
第２のパワー増幅手段の通電を制御する第２の分配制御
手段と、指令信号に応動して前記電圧供給手段の前記正
極出力端子側と前記負極出力端子側の間の前記変換直流
電圧を制御する動作制御手段と、を具備するディスク装
置であって、但し、前記第１の分配制御手段は、Ｑ個の
前記第１の電界効果型パワートランジスタのうちで少な
くとも１個の第１の電界効果型パワートランジスタをフ
ルオン動作させる手段を含んで構成され、前記第２の分
配制御手段は、Ｑ個の前記第２の電界効果型パワートラ
ンジスタのうちで少なくとも１個の第２の電界効果型パ
ワートランジスタをフルオン動作させる手段を含んで構
成され、前記動作制御手段は、前記移動体の回転移動動
作に同期して変化する被変調信号を得る変調手段と、前
記変調手段の出力信号に応動して前記電圧供給手段の変
換直流電圧を変化させる手段を含んで構成されている。

【０００８】上記におけるフルオン動作は、上記電界効
果型パワートランジスタのフルオン状態のことを言う。
なお、電界効果型パワートランジスタの動作状態には、
三つの状態：フルオン状態、ハーフオン状態、オフ状態
がある。ここで、フルオン状態では、電界効果型パワー
トランジスタは電流流入端子側と電流流出端子側の間を
短絡状態にする。ハーフオン状態では、電界効果型パワ
ートランジスタは能動領域内の増幅動作を行っている。
オフ状態では、電界効果型パワートランジスタは電流を
通電しない。また、フルオン状態とハーフオン状態の時
に、電界効果型パワートランジスタはオン動作状態（活
性状態または能動状態）にある。

【０００９】このように構成することにより、電圧供給
手段を高周波スイッチング動作させ、第１のパワー増幅
手段や第２のパワー増幅手段をフルオン動作させなが
ら、Ｑ相のコイルへの電流路の切換動作を滑らかにし、
コイルへの駆動電流を滑らかにすることを可能にした。
その結果、発生駆動力の脈動が大幅に低減され、ディス
ク装置の騒音や振動が著しく小さくできる。これによ
り、ディスクの振動が小さくなり、ディスクからの情報
信号の再生動作が安定になり、さらに、周囲に与える騒
音が小さくなり、ディスクからの再生信号鑑賞時の再生
障害や音響妨害を大幅に小さくした。また、電圧供給手
段の電界効果型スイッチングトランジスタを高周波スイ
ッチング動作させ、Ｑ個の第１のパワー増幅手段のなか
で１個または複数個のパワー増幅手段をフルオン動作さ
せ、Ｑ個の第２のパワー増幅手段のなかで１個または複
数個のパワー増幅手段をフルオン動作させているので、
電圧供給手段およびパワー増幅手段の電力損失を大幅に
低減した。これにより、ディスクを回転駆動するための
消費電力が大幅に低減され、ディスクへの発熱を大幅に
小さくした。すなわち、ディスクの温度上昇を極力小さ
くした。これにより、たとえば、記録可能ディスクを使
用して、このディスクへの記録動作および／または再生
動作を安定に行うことを可能にした。その結果、騒音と
振動と消費電力を同時に小さくし、応用範囲を広げた高
性能・高品位なディスク装置を実現できる。

【００１０】別の観点の発明によるディスク装置では、
少なくとも、情報信号を記録された、又は、情報信号を
記録されるディスクと、少なくとも、前記ディスクから
信号再生を行う、又は、前記ディスクに信号記録を行う
ヘッド手段と、少なくとも、前記ヘッド手段の出力信号
を処理して再生情報信号を出力する、または、記録情報
信号を信号処理して前記ヘッド手段に出力する情報処理
手段と、前記ディスクを一体的に固定して直接回転駆動
する移動体に取り付けられて磁石磁束を発生する界磁手
段と、固定体に配設されて複数相の磁束を発生するＱ相
（ここに、Ｑは３以上の整数）のコイルと、直流電源の
電力供給路を高周波スイッチングする電界効果型スイッ
チングトランジスタを含み、前記直流電源の直流電圧を
変換した変換直流電圧を出力する電圧供給手段と、前記
電圧供給手段の負極出力端子側から前記Ｑ相のコイルの
一つへの電流路を形成する第１の電界効果型パワートラ
ンジスタをそれぞれ含むＱ個の第１のパワー増幅手段
と、前記電圧供給手段の正極出力端子側から前記Ｑ相の
コイルの一つへの電流路を形成する第２の電界効果型パ
ワートランジスタをそれぞれ含むＱ個の第２のパワー増
幅手段と、前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段の通電を制
御する第１の分配制御手段と、前記Ｑ個の第２のパワー
増幅手段の通電を制御する第２の分配制御手段と、指令
信号に応動して前記電圧供給手段の前記正極出力端子側
と前記負極出力端子側の間の前記変換直流電圧を制御す
る動作制御手段と、を具備するディスク装置であって、
但し、前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段のうちで少なく
とも１個の第１のパワー増幅手段は、前記第１の電界効
果型パワートランジスタを用いて通電制御端子側への入
力電流の電流増幅動作を行う手段を含んで構成され、前
記Ｑ個の第２のパワー増幅手段のうちで少なくとも１個
の第２のパワー増幅手段は、前記第２の電界効果型パワ
ートランジスタを用いて通電制御端子側への入力電流の
電流増幅動作を行う手段を含んで構成され、前記第１の
分配制御手段は、少なくとも立ち上がり傾斜部分および
／または立ち下がり傾斜部分において実質的に滑らかに
変化する少なくとも１個の第１の電流信号を前記少なく
とも１個の第１のパワー増幅手段の通電制御端子側に供
給し、かつ、Ｑ個の前記第１の電界効果型パワートラン
ジスタのうちで少なくとも１個の第１の電界効果型パワ
ートランジスタをフルオン動作させる手段を含んで構成
され、前記第２の分配制御手段は、少なくとも立ち上が
り傾斜部分および／または立ち下がり傾斜部分において
実質的に滑らかに変化する少なくとも１個の第２の電流
信号を前記少なくとも１個の第２のパワー増幅手段の通
電制御端子側に供給し、かつ、Ｑ個の前記第２の電界効
果型パワートランジスタのうちで少なくとも１個の第２
の電界効果型パワートランジスタをフルオン動作させる
手段を含んで構成されている。

【００１１】このように構成することにより、電圧供給
手段を高周波スイッチング動作させ、第１のパワー増幅
手段や第２のパワー増幅手段をフルオン動作させなが
ら、Ｑ相のコイルへの電流路の切換動作を滑らかにし、
コイルへの駆動電流を滑らかにすることを可能にした。
Ｑ個の第１のパワー増幅手段のうちで１個または複数個
は、通電制御端子側への入力電流を電流増幅して出力す
るように構成した。第１の分配制御手段は、立ち上がり
傾斜部分と立ち下がり傾斜部分と平坦部分等のなかで、
少なくとも立ち上がり傾斜部分および／または立ち下が
り傾斜部分において実質的に滑らかに変化する第１の電
流信号を第１のパワー増幅手段の通電制御端子側に供給
し、かつ、Ｑ個の第１の電界効果型パワートランジスタ
のうちで少なくとも１個をフルオン動作させた。また、
Ｑ個の第２のパワー増幅手段のうちで１個または複数個
は、通電制御端子側への入力電流を電流増幅して出力す
るように構成した。第２の分配制御手段は、少なくとも
立ち上がり傾斜部分および／または立ち下がり傾斜部分
において実質的に滑らかに変化する第２の電流信号を第
２のパワー増幅手段の通電制御端子側に供給し、かつ、
Ｑ個の第２の電界効果型パワートランジスタのうちで少
なくとも１個をフルオン動作させた。その結果、コイル
の電流路の切換動作が滑らかにでき、発生駆動力の脈動
が大幅に低減され、ディスク装置の騒音や振動が著しく
小さくできる。これにより、ディスクの振動が小さくな
り、ディスクからの情報信号の再生動作が安定になり、
さらに、周囲に与える騒音が小さくなり、ディスクから
の再生信号鑑賞時の再生障害や音響妨害を大幅に小さく
した。また、電圧供給手段のスイッチングトランジスタ
を高周波スイッチング動作させ、Ｑ個の第１のパワー増
幅手段のなかで１個または複数個のパワー増幅手段をフ
ルオン動作させ、Ｑ個の第２のパワー増幅手段のなかで
１個または複数個のパワー増幅手段をフルオン動作させ
ているので、電圧供給手段およびパワー増幅手段の電力
損失を大幅に低減した。これにより、ディスクを回転駆
動するための消費電力が大幅に低減され、ディスクへの
発熱を大幅に小さくした。すなわち、ディスクの温度上
昇を極力小さくした。これにより、たとえば、記録可能
ディスクを使用して、このディスクへの記録動作および
／または再生動作を安定に行うことを可能にした。その
結果、騒音と振動と消費電力を同時に小さくし、応用範
囲を広げた高性能・高品位なディスク装置を実現でき
る。

【００１２】本発明によるモータは、回転体に取り付け
られた界磁手段と、固定体に配設されて複数相の磁束を
発生するＱ相（ここに、Ｑは３以上の整数）のコイル
と、直流電源の電力供給路を高周波スイッチングする電
界効果型スイッチングトランジスタを含み、前記直流電
源の直流電圧を変換した変換直流電圧を出力する電圧供
給手段と、前記電圧供給手段の負極出力端子側から前記
Ｑ相のコイルの一つへの電流路を形成する第１の電界効
果型パワートランジスタをそれぞれ含むＱ個の第１のパ
ワー増幅手段と、前記電圧供給手段の正極出力端子側か
ら前記Ｑ相のコイルの一つへの電流路を形成する第２の
電界効果型パワートランジスタをそれぞれ含むＱ個の第
２のパワー増幅手段と、前記Ｑ個の第１のパワー増幅手
段の通電を制御する第１の分配制御手段と、前記Ｑ個の
第２のパワー増幅手段の通電を制御する第２の分配制御
手段と、指令信号に応動して前記電圧供給手段の前記正
極出力端子側と前記負極出力端子側の間の前記変換直流
電圧を制御する動作制御手段と、を具備するモータであ
って、但し、前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段のうちで
少なくとも１個の第１のパワー増幅手段は、前記第１の
電界効果型パワートランジスタを用いて通電制御端子側
への入力電流の電流増幅動作を行う手段を含んで構成さ
れ、前記Ｑ個の第２のパワー増幅手段のうちで少なくと
も１個の第２のパワー増幅手段は、前記第２の電界効果
型パワートランジスタを用いて通電制御端子側への入力
電流の電流増幅動作を行う手段を含んで構成され、前記
第１の分配制御手段は、少なくとも立ち上がり傾斜部分
および／または立ち下がり傾斜部分において実質的に滑
らかに変化する少なくとも１個の第１の電流信号を前記
少なくとも１個の第１のパワー増幅手段の通電制御端子
側に供給し、かつ、Ｑ個の前記第１の電界効果型パワー
トランジスタのうちで少なくとも１個の第１の電界効果
型パワートランジスタをフルオン動作させる手段を含ん
で構成され、前記第２の分配制御手段は、少なくとも立
ち上がり傾斜部分および／または立ち下がり傾斜部分に
おいて実質的に滑らかに変化する少なくとも１個の第２
の電流信号を前記少なくとも１個の第２のパワー増幅手
段の通電制御端子側に供給し、かつ、Ｑ個の前記第２の
電界効果型パワートランジスタのうちで少なくとも１個
の第２の電界効果型パワートランジスタをフルオン動作
させる手段を含んで構成され、前記動作制御手段は、前
記コイルへの合成供給電流に応動した合成電流検出信号
と前記指令信号を比較し、該比較結果に応動して前記電
圧供給手段の変換直流電圧を制御する手段を含んで構成
している。このように構成することにより、電圧供給手
段を高周波スイッチング動作させ、第１のパワー増幅手
段や第２のパワー増幅手段をフルオン動作させているの
で、電圧供給手段や第１のパワー増幅手段や第２のパワ
ー増幅手段の電力損失を大幅に低減できる。従って、電
力効率の良いモータになる。また、Ｑ個の第１のパワー
増幅手段のうちで１個または全部を、通電制御端子側へ
の入力電流の電流増幅動作を行うように構成した。Ｑ個
の第２のパワー増幅手段のうちで１個または全部を、通
電制御端子側への入力電流の電流増幅動作を行うように
構成した。Ｑ個の第１のパワー増幅手段のうちで少なく
とも１個をフルオン動作させている場合に、立ち上がり
傾斜部分と立ち下がり傾斜部分と平坦部分などのなか
で、少なくとも立ち上がり傾斜部分および／または立ち
下がり傾斜部分において実質的に滑らかに変化する第１
の電流信号を第１のパワー増幅手段の通電制御端子側に
供給した。Ｑ個の第２のパワー増幅手段のうちで少なく
とも１個をフルオン動作させている場合に、少なくとも
立ち上がり傾斜部分および／または立ち下がり傾斜部分
において実質的に滑らかに変化する第２の電流信号を第
２のパワー増幅手段の通電制御端子側に供給した。これ
により、電流路の切換動作を滑らかにでき、コイルへの
駆動電流が滑らかに変化し、発生駆動力の脈動は大幅に
低減できる。その結果、モータの振動や騒音は大幅に小
さくなる。また、電圧供給手段やパワー増幅手段の発熱
が小さいので、たとえば、スイッチングトランジスタや
パワートランジスタを１チップのシリコン基板上に他の
トランジスタ素子や抵抗素子と一緒に集積回路化するこ
とも可能になる。従って、低コストのモータにもでき
る。これらおよびその他の構成や動作については、実施
例の説明において詳細に説明する。

【００１３】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施例について、
図面を参照しながら説明する。 《実施例１》図１から図８に本発明の実施例１のモータ
を含んで構成されたディスク装置と、モータを示す。図
１に全体構成を示す。移動体１は、たとえば、永久磁石
を用いた磁石磁束により複数極の界磁磁束を発生する界
磁部を取り付けられたロータ、すなわち回転体である。
ここでは、２極の永久磁石磁束による界磁部を示した
が、一般に、多極永久磁石磁束による界磁部が構成可能
である。前記解決手段で示したＱ相を、３相として実施
する場合においては、３相コイル２，３，４は、固定体
であるステータに配設され、移動体１との相対関係に関
して、電気的に１２０度相当ずらされて配置されてい
る。３相コイル２，３，４は３相の駆動電流Ｉ１，Ｉ
２，Ｉ３により３相磁束を発生し、移動体１の界磁部と
の相互作用によって駆動力を発生し、移動体１に駆動力
を与える。ディスク１ｂは、移動体１であるロータに一
体的に固定して取り付けられ、移動体１によって直接回
転駆動されている。

【００１４】ディスク１ｂにはディジタル的な情報信号
が記録されており、光学ヘッドまたは磁気ヘッドによっ
て構成されるヘッド１ｃにより、ディスク１ｂからの信
号再生をしている。情報処理器１ｄは、ヘッド１ｃから
の出力信号を処理し、再生情報信号（例えば、高品位な
音響・映像信号）を出力する。または、ディスク１ｂに
はディジタル的な情報信号が記録可能であり、光学ヘッ
ドもしくは磁気ヘッドによって構成されるヘッド１ｃに
より、ディスク１ｂに信号記録をしている。情報処理器
１ｄは、入力された記録情報信号（例えば、高品位な音
響・映像信号）を信号処理した記録用信号をヘッド１ｃ
に供給し、ヘッド１ｃによってディスク１ｂに記録させ
ている。

【００１５】たとえば、信号再生を行うディスク装置の
例では、界磁部が取り付けられた移動体１に固定された
ディスク１ｂは、ロータである移動体１と一体となって
直接回転駆動される。ディスク１ｂには高密度にディジ
タル情報信号が記録されている。ヘッド１ｃは、回転し
ているディスク１ｂ上の情報信号を信号再生し、再生用
信号を出力する。情報処理器１ｄは、ヘッド１ｃからの
再生用信号をディジタル的に処理し、再生情報信号を出
力する。

【００１６】また、たとえば、信号記録を行うディスク
装置の例では、界磁部が取り付けられた移動体１に固定
されたディスク１ｂは、ロータである移動体１と一体に
なって直接回転駆動される。ディスク１ｂは記録可能デ
ィスクであり、高密度にディジタル情報信号を記録でき
る。情報処理器１ｄは、入力された記録情報信号をディ
ジタル的に処理し、記録用信号をヘッド１ｃに出力す
る。ヘッド１ｃは、回転しているディスク１ｂ上に記録
用信号を高密度に記録し、新たな情報信号をディスク１
ｂ上に形成していく。なお、上記ヘッド１ｃとしては、
状況に応じて再生専用ヘッド、記録再生兼用ヘッドまた
は記録専用ヘッドが用いられる。

【００１７】電圧変換器５２は、２００ｋＨｚ程度の高
周波スイッチング動作を行うＮＭＯＳ型スイッチングト
ランジスタ６１を有している。ここに、ＮＭＯＳ型スイ
ッチングトランジスタとはＮチャンネルＭＯＳ構造の電
界効果型スイッチングトランジスタのことである。ＮＭ
ＯＳ型スイッチングトランジスタ６１は、その電流流出
端子側を直流電源５０の負極端子側（−）に接続され、
その電流流入端子側と変換用インダクタ素子６３の一端
が接続され、直流電源５０の正極端子側（＋）から変換
用インダクタ素子６３への磁気エネルギーを補充する電
力供給路をオン・オフの高周波スイッチングしている。
変換用インダクタ素子６３の一端に接続されたフライホ
イール用ダイオード６２は、ＮＭＯＳ型スイッチングト
ランジスタ６１のオン・オフの高周波スイッチング動作
に相補的にオフ・オン動作し、変換用インダクタ素子６
３から変換用コンデンサ素子６４への電流路形成回路を
構成している。

【００１８】これにより、フライホイール用ダイオード
６２は、ＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ６１がオ
フの時に、変換用インダクタ素子６３を通り変換用コン
デンサ素子６４を含む回路側に電流を供給する電流路を
形成する。すなわち、ＮＭＯＳ型スイッチングトランジ
スタ６１がオンの時には、直流電源５０の正極端子側か
ら変換用インダクタ素子６３を通る電力供給路が形成さ
れ、変換用インダクタ素子６３の磁気エネルギーを補充
する。すなわち、変換用インダクタ素子６３の磁気エネ
ルギーを増加させる。ＮＭＯＳ型スイッチングトランジ
スタ６１がオフに変わると、変換用インダクタ素子６３
の端子電圧が大きくなってフライホイール用ダイオード
６２を導通状態に変え、変換用インダクタ素子６３から
変換用コンデンサ素子６４を含む回路側への電流路形成
回路が動作する。すなわち、変換用インダクタ素子６３
の磁気エネルギーを減少させる。これにより、変換用コ
ンデンサ素子６４の一端と直流電源５０の一端の間に変
換直流電圧（Ｖｃｃ−Ｖｇ）を出力する。

【００１９】変換用コンデンサ素子６４は、電圧変換器
５２の正極出力端子側（Ｐ）と負極出力端子側（Ｍ）の
間に接続され、変換用インダクタ素子６３を介して供給
される電流・電圧を平滑するフィルタ回路を構成してい
る。これにより、ＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ
６１を高周波ＰＷＭ動作（パルス幅変調動作）すること
により、電圧変換器５２の負極出力端子側の電位Ｖｇを
可変制御している。その結果、直流電源５０から供給さ
れる出力直流電圧Ｖｃｃを電力供給源として、電圧変換
器５２の正極出力端子側と負極出力端子側の間に変換直
流電圧（Ｖｃｃ−Ｖｇ）を作り出している。ここで、直
流電源５０の負極端子をグランド電位（０Ｖ）としてい
る。また、直流電源５０と電圧変換器５２によって、所
要の直流電圧を供給する電圧供給ブロックを形成してい
る。

【００２０】なお、ＮＭＯＳ型スイッチングトランジス
タ６１は、たとえば二重拡散ＭＯＳ構造のＮチャンネル
電界効果型トランジスタによって構成されている。ま
た、ＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ６１は、その
電流流出端子側から電流流入端子側に向けて寄生素子と
して形成されたスイッチングダイオード６１ｄを逆接続
して有し、等価回路的に接続されている（このような寄
生スイッチングダイオード６１ｄを形成しないように、
集積回路化しても良い）。

【００２１】電圧変換器５２の負極出力端子側には、３
個の第１のパワー増幅器１１，１２，１３の電流流出端
子側が共通接続されている。第１のパワー増幅器１１は
第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ８１を有し、通電
制御端子側に入力された第１の電流増幅器４１の出力電
流Ｆ１を増幅して出力する。ここに、ＮＭＯＳ型パワー
トランジスタとはＮチャンネルＭＯＳ構造の電界効果型
パワートランジスタのことである。第１のＮＭＯＳ型パ
ワートランジスタ８１とＮＭＯＳ型トランジスタ９１
は、第１のＮＭＯＳ型パワー部カレントミラー回路を構
成している。ここに、ＮＭＯＳ型パワー部カレントミラ
ー回路とはＮチャンネルＭＯＳ構造の電界効果型パワー
トランジスタを用いた電界効果型パワー部カレントミラ
ー回路のことである。ＮＭＯＳ型パワートランジスタ８
１のセルサイズをＮＭＯＳ型トランジスタ９１のセルサ
イズの１００倍にし、第１のＮＭＯＳ型パワー部カレン
トミラー回路は能動領域で動作している時に１００倍の
電流増幅率を得ている。

【００２２】同様に、第１のパワー増幅器１２は第１の
ＮＭＯＳ型パワートランジスタ８２を有し、通電制御端
子側に入力された第１の電流増幅器４２の出力電流Ｆ２
を増幅して出力する。第１のＮＭＯＳ型パワートランジ
スタ８２とＮＭＯＳ型トランジスタ９２は第１のＮＭＯ
Ｓ型パワー部カレントミラー回路を構成し、ＮＭＯＳ型
パワートランジスタ８２のセルサイズをＮＭＯＳ型トラ
ンジスタ９２のセルサイズの１００倍にしている。同様
に、第１のパワー増幅器１３は第１のＮＭＯＳ型パワー
トランジスタ８３を有し、通電制御端子側に入力された
第１の電流増幅器４３の出力電流Ｆ３を増幅して出力す
る。第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ８３とＮＭＯ
Ｓ型トランジスタ９３は第１のＮＭＯＳ型パワー部カレ
ントミラー回路を構成し、ＮＭＯＳ型パワートランジス
タ８３のセルサイズをＮＭＯＳ型トランジスタ９３のセ
ルサイズの１００倍にしている。

【００２３】なお、第１のＮＭＯＳ型パワートランジス
タ８１，８２，８３は、それぞれＮチャンネルＭＯＳ構
造の電界効果型トランジスタによって構成されている。
また、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ８１，８
２，８３は、その電流流出端子側から電流流入端子側に
向けて寄生素子として形成された第１のパワーダイオー
ド８１ｄ，８２ｄ，８３ｄを逆接続して有し、等価回路
的に接続されている。第１のＮＭＯＳ型パワートランジ
スタ８１，８２，８３の各電流流出端子側は電圧変換器
５２の負極出力端子側に共通接続され、各電流流入端子
側をコイル２，３，４の各電力供給端子に接続されてい
る。これにより、第１のパワー増幅器１１，１２，１３
はそれぞれ各通電制御端子側への入力電流を増幅した電
流をコイル２，３，４の各電力供給端子に出力し、それ
ぞれコイル２，３，４への駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の
負極側電流を供給する。

【００２４】電圧変換器５２の正極出力端子側には、電
流検出抵抗３１を介して、３個の第２のパワー増幅器１
５，１６，１７の電流流入端子側が共通接続されてい
る。第２のパワー増幅器１５は第２のＮＭＯＳ型パワー
トランジスタ８５を有し、通電制御端子側に入力された
第２の電流増幅器４５の出力電流Ｈ１を増幅して出力す
る。第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ８５とＮＭＯ
Ｓ型トランジスタ９５は第２のＮＭＯＳ型パワー部カレ
ントミラー回路を構成している。ＮＭＯＳ型パワートラ
ンジスタ８５のセルサイズをＮＭＯＳ型トランジスタ９
５のセルサイズの１００倍にし、第２のＮＭＯＳ型パワ
ー部カレントミラー回路は能動領域にて動作している時
に１０１倍の電流増幅率を得ている。

【００２５】同様に、第２のパワー増幅器１６は第２の
ＮＭＯＳ型パワートランジスタ８６を有し、通電制御端
子側に入力された第２の電流増幅器４６の出力電流Ｈ２
を増幅して出力する。第２のＮＭＯＳ型パワートランジ
スタ８６とＮＭＯＳ型トランジスタ９６は第２のＮＭＯ
Ｓ型パワー部カレントミラー回路を構成し、ＮＭＯＳ型
パワートランジスタ８６のセルサイズをＮＭＯＳ型トラ
ンジスタ９６のセルサイズの１００倍にしている。

【００２６】同様に、第２のパワー増幅器１７は第２の
ＮＭＯＳ型パワートランジスタ８７を有し、通電制御端
子側に入力された第２の電流増幅器４７の出力電流Ｈ３
を増幅して出力する。第２のＮＭＯＳ型パワートランジ
スタ８７とＮＭＯＳ型トランジスタ９７は第２のＮＭＯ
Ｓ型パワー部カレントミラー回路を構成し、ＮＭＯＳ型
パワートランジスタ８７のセルサイズをＮＭＯＳ型トラ
ンジスタ９７のセルサイズの１００倍にしている。な
お、第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ８５，８６，
８７は、それぞれＮチャンネルＭＯＳ構造の電界効果型
トランジスタによって構成されている。また、第２のＮ
ＭＯＳ型パワートランジスタ８５，８６，８７は、その
電流流出端子側から電流流入端子側に向けて寄生素子と
して形成された第１のパワーダイオード８５ｄ，８６
ｄ，８７ｄを逆接続して有し、等価回路的に接続されて
いる。

【００２７】第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ８
５，８６，８７の各電流流入端子側は抵抗３１を介して
電圧変換器５２の正極出力端子側に共通接続され、各電
流流出端子側をコイル２，３，４の各電力供給端子に接
続されている。これにより、第２のパワー増幅器１５，
１６，１７はそれぞれ各通電制御端子側への入力電流を
増幅した電流をコイル２，３，４の各電力供給端子に出
力し、それぞれコイル２，３，４への駆動電流Ｉ１，Ｉ
２，Ｉ３の正極側電流を供給している。電流供給器３０
は、電流検出抵抗３１とレベル変換回路３２からなる電
流検出部および供給出力部３３によって構成されてい
る。駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の正極側電流の合成値に
相当するコイルへの合成供給電流Ｉｖは、電流検出抵抗
３１の電圧降下として検出される。レベル変換回路３２
は合成供給電流Ｉｖに応動した電流検出信号Ｂｊを出力
する。供給出力部３３は、電流検出信号Ｂｊに応動した
第１の供給電流信号Ｃ１と第２の供給電流信号Ｃ２を出
力する。

【００２８】図３に電流供給器３０の具体的な構成を示
す。レベル変換回路３２は、電圧電流変換回路１５１を
含んで構成されている。電圧電流変換回路１５１は合成
供給電流Ｉｖによる電流検出抵抗３１の電圧降下に比例
した電流検出信号Ｂｊを出力する。電圧電流変換回路１
５１の電流検出信号Ｂｊは、供給出力部３３のトランジ
スタ１７１と抵抗１７４に流れ、直流電源５０の負極端
子側（−）を基準とする電圧信号Ｃｇを得ている。

【００２９】供給出力部３３のトランジスタ１７１，１
７２，１７３と抵抗１７４，１７５，１７６によるカレ
ントミラー回路は、電流検出信号Ｂｊに比例した２つの
電流信号をトランジスタ１７２，１７３のコレクタ側に
作りだす。トランジスタ１７２のコレクタ電流は、トラ
ンジスタ１８１，１８２のカレントミラー回路を介して
出力される。トランジスタ１８２のコレクタ電流Ｂｐ１
と定電流源１８５の第１の所定電流Ｑｑ１を加算し、第
１の供給電流信号Ｃ１として出力される。トランジスタ
１７３のコレクタ電流Ｂｐ２と定電流源１８６の第２の
所定電流Ｑｑ２を加算し、第２の供給電流信号Ｃ２とし
て出力される。これにより、第１の供給電流信号Ｃ１と
第２の供給電流信号Ｃ２をコイルへの合成供給電流Ｉｖ
に比例もしくは略比例した電流信号になる。また、第１
の供給電流信号Ｃ１と第２の供給電流信号Ｃ２は、それ
ぞれ定電流源１８５，１８６の電流値Ｑｑ１，Ｑｑ２の
所定のバイアス電流を含んでいる。すなわち、Ｃ１＝Ｂ
ｐ１＋Ｑｑ１，Ｃ２＝Ｂｐ２＋Ｑｑ２。なお、定電流源
１８５，１８６の電流値Ｑｑ１，Ｑｑ２は、必要に応じ
て供給するものであり、零にしてもよい。

【００３０】図１の切換作成器３４は、３相コイルに３
相電流を流すために、滑らかに変化する３相の切換電流
信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を出力する。図２に切換作成器３
４の具体的な構成を示す。この例では、切換作成器３４
は位置検出部１００と切換信号部１０１によって構成さ
れている。位置検出部１００は、移動体１の界磁部の発
生磁束を検知する磁電変換素子（例えばホール素子）か
らなる位置検出素子１１１，１１２を含んで構成されて
いる。位置検出素子１１１，１１２は、電気的に１２０
゜の位相差を有し、移動体１の移動に伴って滑らかな正
弦波状に変化する２相の位置検出信号Ｊａ１とＪｂ１、
および、Ｊａ２とＪｂ２を出力する。ここで、Ｊａ１と
Ｊａ２は逆相の関係にあり（電気的に１８０゜の位相
差）、Ｊｂ１とＪｂ２は逆相の関係にある。

【００３１】なお、逆相の信号は新たな相数に数えな
い。位置検出信号Ｊａ２とＪｂ２は抵抗１１３，１１４
により合成されて３相目の位置検出信号Ｊｃ１を作りだ
し、位置検出信号Ｊａ１とＪｂ１は抵抗１１５，１１６
により合成されて３相目の位置検出信号Ｊｃ２を作りだ
す。これにより、位置検出部１００は電気的に１２０゜
の位相差を有する３相の位置検出信号Ｊａ１，Ｊｂ１，
Ｊｃ１（Ｊａ２，Ｊｂ２，Ｊｃ２）を得ている。なお、
３個の位置検出素子を用いて、３相の位置検出信号を作
りだしても良い。

【００３２】切換信号部１０１は、３相の位置検出信号
に応動して滑らかに変化する正弦波状の切換電流信号Ｄ
１，Ｄ２，Ｄ３を作りだす。トランジスタ１２２と１２
３は、１相目の位置検出信号Ｊａ１とＪａ２の差電圧に
応動して定電流源１２１の電流をコレクタ側に分流す
る。トランジスタ１２３のコレクタ電流は、トランジス
タ１２４，１２５のカレントミラー回路によって２倍に
増幅され、トランジスタ１２５のコレクタより出力され
る。トランジスタ１２５のコレクタ電流は、定電流源１
２６の電流値と比較され、両者の差電流が１相目の切換
電流信号Ｄ１として出力される。従って、切換電流信号
Ｄ１は、位置検出信号Ｊａ１に応動して滑らかに変化
し、電気角で１８０゜区間は電流が流出し（正極性の電
流）、次の１８０゜区間は電流が流入する（負極性の電
流）。

【００３３】同様に、切換電流信号Ｄ２は、位置検出信
号Ｊｂ１に応動して滑らかに変化し、電気角で１８０゜
区間は電流が流出し（正極性の電流）、次の１８０゜区
間は電流が流入する（負極性の電流）。同様に、切換電
流信号Ｄ３は、位置検出信号Ｊｃ１に応動して滑らかに
変化し、電気角で１８０゜区間は電流が流出し（正極性
の電流）、次の１８０゜区間は電流が流入する（負極性
の電流）。これにより、切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３
は正弦波状の３相の電流信号になる。図２９（ａ）に３
相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３の波形例を示す。な
お、横軸は移動体１の回転移動位置に対応している。

【００３４】図１の分配作成器３６は、第１の分配器３
７と第２の分配器３８を含んで構成されている。第１の
分配器３７は、切換作成器３４の３相の切換電流信号Ｄ
１，Ｄ２，Ｄ３に応動して電流供給器３０の第１の供給
電流信号Ｃ１を分配し、滑らかに変化する３相の第１の
分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を作り出す。第２の分配
器３８は、切換作成器３４の３相の切換電流信号Ｄ１，
Ｄ２，Ｄ３に応動して電流供給器３０の第２の供給電流
信号Ｃ２を分配し、滑らかに変化する３相の第２の分配
電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を作り出す。

【００３５】図４に分配作成器３６の具体的な構成を示
す。第１の分配器３７は、３個の第１の入力トランジス
タ２０１，２０２，２０３と３個の第１の分配トランジ
スタ２０５，２０６，２０７によって構成されている。
それぞれの第１の入力トランジスタ２０１，２０２，２
０３の通電制御端子と電流経路端子対の信号入力端子
は、切換作成器３４の３相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，
Ｄ３がそれぞれ供給される電流流入流出端子側に接続さ
れている。第１の入力トランジスタ２０１，２０２，２
０３の電流経路端子対の信号出力端子は共通接続されて
いる。第１の分配トランジスタ２０５，２０６，２０７
の電流信号入力端子側は共通接続され、共通接続端子側
に電流供給器３０の第１の供給電流信号Ｃ１が入力され
る。第１の分配トランジスタ２０５，２０６，２０７
は、それぞれの通電制御端子側を３相の切換電流信号Ｄ
１，Ｄ２，Ｄ３がそれぞれ供給される電流流入流出端子
側に接続されている。

【００３６】これにより、３個の第１の分配トランジス
タ２０５，２０６，２０７は、その電流信号出力端子側
から３相の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を出力
する。また、第１の入力トランジスタ２０１，２０２，
２０３と第１の分配トランジスタ２０５，２０６，２０
７は同じ型のトランジスタを使用している。ここでは、
第１の入力トランジスタ２０１，２０２，２０３と第１
の分配トランジスタ２０５，２０６，２０７にＰＮＰ型
バイポーラトランジスタを使用している。第１の入力ト
ランジスタの通電制御端子はベース端子，電流経路端子
対の信号入力端子はコレクタ端子，電流経路端子対の信
号出力端子はエミッタ端子にしている。第１の分配トラ
ンジスタの通電制御端子はベース端子，電流信号入力端
子はエミッタ端子，電流信号出力端子はコレクタ端子に
している。

【００３７】第２の分配器３８は、３個の第２の入力ト
ランジスタ２１１，２１２，２１３と３個の第２の分配
トランジスタ２１５，２１６，２１７によって構成され
ている。それぞれの第２の入力トランジスタ２１１，２
１２，２１３の通電制御端子と電流経路端子対の信号入
力端子は、切換作成器３４の３相の切換電流信号Ｄ１，
Ｄ２，Ｄ３がそれぞれ供給される電流流入流出端子側に
接続されている。第２の入力トランジスタ２１１，２１
２，２１３の電流経路端子対の信号出力端子は共通接続
されている。

【００３８】第２の分配トランジスタ２１５，２１６，
２１７の電流信号入力端子側は共通接続され、共通接続
端子側に電流供給器３０の第２の供給電流信号Ｃ２が入
力される。第２の分配トランジスタ２１５，２１６，２
１７は、それぞれの通電制御端子側を３相の切換電流信
号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３がそれぞれ供給される電流流入流出
端子側に接続されている。これにより、３個の第２の分
配トランジスタ２１５，２１６，２１７は、その電流信
号出力端子側から３相の第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ
２，Ｇ３を出力する。また、第２の入力トランジスタ２
１１，２１２，２１３と第２の分配トランジスタ２１
５，２１６，２１７は同じ型のトランジスタを使用して
いる。さらに、第１の入力トランジスタ２０１，２０
２，２０３のトランジスタの型を第２の入力トランジス
タ２１１，２１２，２１３のトランジスタの型とは極性
が異なるようにしている。ここでは、第２の入力トラン
ジスタ２１１，２１２，２１３と第２の分配トランジス
タ２１５，２１６，２１７にＮＰＮ型バイポーラトラン
ジスタを使用している。

【００３９】第２の入力トランジスタの通電制御端子は
ベース端子，電流経路端子対の信号入力端子はコレクタ
端子，電流経路端子対の信号出力端子はエミッタ端子に
している。第２の分配トランジスタの通電制御端子はベ
ース端子，電流信号入力端子はエミッタ端子，電流信号
出力端子はコレクタ端子にしている。さらに、基準電圧
源２２０，トランジスタ２２１，２２２は所定電圧供給
部を構成し、第１の入力トランジスタ２０１，２０２，
２０３の共通接続端に第１の直流電圧を供給し、第２の
入力トランジスタ２１１，２１２，２１３の共通接続端
に第２の直流電圧を供給している。

【００４０】これにより、切換電流信号Ｄ１が負極側電
流の時には、第１の入力トランジスタ２０１に電流を通
電し、第２の入力トランジスタ２１１には電流が流れな
い。また、切換電流信号Ｄ１が正極側電流の時には、第
２の入力トランジスタ２１１に電流を通電し、第１の入
力トランジスタ２０１には電流が流れない。すなわち、
切換電流信号Ｄ１の極性に応じて第１の入力トランジス
タ２０１と第２の入力トランジスタ２１１に相補的に滑
らかな電流を供給し、第１の入力トランジスタ２０１と
第２の入力トランジスタ２１１に同時に電流が流れるこ
とはない。同様に、切換電流信号Ｄ２が負極側電流の時
に第１の入力トランジスタ２０２に電流を通電し、正極
側電流の時に第２の入力トランジスタ２１２に電流を通
電する。同様に、切換電流信号Ｄ３が負極側電流の時に
第１の入力トランジスタ２０３に電流を通電し、正極側
電流の時に第２の入力トランジスタ２１３に電流を通電
する。

【００４１】第１の分配器３７の第１の分配トランジス
タ２０５，２０６，２０７は、第１の入力トランジスタ
２０１，２０２，２０３に流れる３相電流に応動して、
第１の供給電流信号Ｃ１をそれぞれの電流信号出力端子
側に分配し、３相の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ
３を作り出す。従って、３相の第１の分配電流信号Ｅ
１，Ｅ２，Ｅ３は３相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３
の負極側電流に応動して滑らかに変化し、分配電流信号
Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３の合成値は第１の供給電流信号Ｃ１に
等しくなる。同様に、第２の分配器３８の第２の分配ト
ランジスタ２１５，２１６，２１７は、第２の入力トラ
ンジスタ２１１，２１２，２１３に流れる３相電流に応
動して、第２の供給電流信号Ｃ２をそれぞれの電流信号
出力端子側に分配し、３相の第２の分配電流信号Ｇ１，
Ｇ２，Ｇ３を作り出す。

【００４２】従って、３相の第２の分配電流信号Ｇ１，
Ｇ２，Ｇ３は３相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３の正
極側電流に応動して滑らかに変化し、分配電流信号Ｇ
１，Ｇ２，Ｇ３の合成値は第２の供給電流信号Ｃ２に等
しくなる。図２９（ｂ）に３相の第１の分配電流信号Ｅ
１，Ｅ２，Ｅ３の波形例を示し、図２９（ｃ）に３相の
第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３の波形例を示す。
これらの電流信号は、立ち上がり傾斜部分および立ち下
がり傾斜部分において滑らかに変化する。

【００４３】第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３は１
２０゜の位相差を有し、第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ
２，Ｇ３は１２０゜の位相差を有している。第１の分配
電流信号Ｅ１と第２の分配電流信号Ｇ１は１８０゜の位
相差を持ちながら相補的に滑らかに変化し、Ｅ１とＧ１
は必ず一方が零になる。同様に、第１の分配電流信号Ｅ
２と第２の分配電流信号Ｇ２は１８０゜の位相差を持ち
ながら相補的に滑らかに変化し、Ｅ２とＧ２は必ず一方
が零になる。同様に、第１の分配電流信号Ｅ３と第２の
分配電流信号Ｇ３は１８０゜の位相差を持ちながら相補
的に滑らかに変化し、Ｅ３とＧ３は必ず一方が零にな
る。

【００４４】図１の第１の分配器３７の第１の分配電流
信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３は、それぞれ第１の電流増幅器４
１，４２，４３に入力される。第１の電流増幅器４１，
４２，４３は、それぞれ第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ
２，Ｅ３を所定倍の電流増幅して第１の増幅電流信号Ｆ
１，Ｆ２，Ｆ３を作りだし、第１のパワー増幅器１１，
１２，１３の各通電制御端子側に供給する。第１のパワ
ー増幅器１１，１２，１３は、３相の第１の増幅電流信
号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３をそれぞれ電流増幅し、各電流流入
端子側よりコイル２，３，４に駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ
３の負極側電流を供給する。

【００４５】図５に第１の電流増幅器４１，４２，４３
の具体的な構成を示す。第１の電流増幅器４１は、トラ
ンジスタ２３１，２３２による前段のカレントミラー回
路とトランジスタ２３３，２３４と抵抗２３５，２３６
による後段のカレントミラー回路を有し、前段と後段の
カレントミラー回路を縦続接続した第１の増幅部カレン
トミラー回路によって構成されている。トランジスタ２
３１と２３２のエミッタ面積比を１にし、前段のカレン
トミラー回路の電流増幅率を１にしている。トランジス
タ２３３と２３４のエミッタ面積比を５０倍、抵抗２３
６と２３５の抵抗比を５０倍にして、後段のカレントミ
ラー回路の電流増幅率を５０倍にしている。

【００４６】その結果、第１の電流増幅器４１の第１の
増幅部カレントミラー回路は、電流増幅率で５０倍の増
幅を行っている。同様に、第１の電流増幅器４２は、ト
ランジスタ２４１，２４２，２４３，２４４と抵抗２４
５，２４６による第１の増幅部カレントミラー回路によ
って構成され、電流増幅率で５０倍の増幅を行ってい
る。同様に、第１の電流増幅器４３は、トランジスタ２
５１，２５２，２５３，２５４と抵抗２５５，２５６に
よる第１の増幅部カレントミラー回路によって構成さ
れ、電流増幅率で５０倍の増幅を行っている。これによ
り、第１の電流増幅器４１，４２，４３は、３相の第１
の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を５０倍の増幅した３
相の第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を作りだし、
第１のパワー増幅器１１，１２，１３の第１のパワー部
カレントミラー回路の各通電制御端子側に供給する。

【００４７】図１の第２の分配器３８の第２の分配電流
信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３は、それぞれ第２の電流増幅器４
５，４６，４７に入力される。第２の電流増幅器４５，
４６，４７は、それぞれ第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ
２，Ｇ３を所定倍の電流増幅した第２の増幅電流信号Ｈ
１，Ｈ２，Ｈ３を作りだす。高電圧出力器５３は、高周
波パルス信号に応動して昇圧用コンデンサに充電・蓄積
させ、直流電源５０の正極端子側電位Ｖｃｃよりも高い
高電位点電位Ｖｕを作り出す。第２の電流増幅器４５，
４６，４７は、第２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を
高電圧出力器５３の高電位点Ｖｕから第２のパワー増幅
器１５，１６，１７の各通電制御端子側に供給する。第
２のパワー増幅器１５，１６，１７は、３相の第２の増
幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３をそれぞれ電流増幅し、各
電流流出端子側よりコイル２，３，４に駆動電流Ｉ１，
Ｉ２，Ｉ３の正極側電流を供給する。

【００４８】図６に第２の電流増幅器４５，４６，４７
と高電圧出力器５３の具体的な構成を示す。高電圧出力
器５３は、１００ｋＨｚ程度の高周波パルス信号Ｐａを
出力するパルス発生回路４２１と、第１の昇圧用コンデ
ンサ４１１と、第２の昇圧用コンデンサ４１２と、ダイ
オード４２５〜４２８からなる第１の電圧制限回路と、
ダイオード４２９からなる第２の電圧制限回路を含んで
構成されている。パルス発生回路４２１のパルス信号Ｐ
ａに応動してインバータ回路４２２がディジタル的に変
化する。

【００４９】インバータ回路４２２が”Ｌ”（たとえ
ば、直流電源５０の負極端子側電位）の時にダイオード
４２３を介して第１の昇圧用コンデンサ４１１が充電さ
れる。インバータ回路４２２が”Ｈ”（たとえば、直流
電源５０の正極端子側電位）に変わると、第１の昇圧用
コンデンサ４１１に蓄積された電荷は、ダイオード４２
４を介して第２の昇圧用コンデンサ４１２に移され、第
２の昇圧用コンデンサ４１２を充電・蓄積する。その結
果、第２の昇圧用コンデンサ４１２の端子には、電圧変
換器５２の正極出力端子側電位よりも高電位になる高電
位点電位Ｖｕが出力される。高電位点電位Ｖｕは第２の
電流増幅器４５，４６，４７に接続されている。

【００５０】また、第２の昇圧用コンデンサ４１２の充
電を続けると、高電位点の電圧Ｖｕが非常に高くなり、
集積回路化されたトランジスタやダイオードの耐圧破壊
を起こす恐れがある。そこで、高電位点電圧Ｖｕが所定
値以上にならないように、ダイオード４２５〜４２８に
よる第１の電圧制限回路で制限した。なお、耐圧破壊の
心配がないならば、第１の電圧制限回路を無くしても良
い。

【００５１】また、第２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ
３は第２の昇圧用コンデンサ４１２の電荷を放電させる
ように作用する。モータ起動時などのような大電流動作
が長時間続くと、第２の昇圧用コンデンサ４１２の充電
・蓄積電荷が不足し、高電圧出力器５３の出力電圧点の
電位Ｖｕが著しく低下する場合もある。そのため、回路
動作が一時的に不安定になり、起動動作が阻害される恐
れがある。そこで、ダイオード４２９による第２の電圧
制限回路を設けて、高電圧出力器５３の高電位点電位Ｖ
ｕが大幅に小さくならないように制限した。なお、電流
レベルの小さい通常制御状態では、第２の電圧制限回路
は動作しない。また、電位Ｖｕの変動が小さい場合に
は、第２の電圧制限回路を無くしても良い。

【００５２】第２の電流増幅器４５は、トランジスタ２
６１，２６２と抵抗２６３，２６４による第２の増幅部
カレントミラー回路によって構成されている。トランジ
スタ２６１と２６２のエミッタ面積比を５０倍、抵抗２
６４と２６３の抵抗比を５０倍にして、電流増幅率を５
０倍にしている。その結果、第２の電流増幅器４５の第
２の増幅部カレントミラー回路は、電流増幅率で５０倍
の増幅を行っている。同様に、第２の電流増幅器４６
は、トランジスタ２７１，２７２と抵抗２７３，２７４
による第２の増幅部カレントミラー回路によって構成さ
れ、電流増幅率で５０倍の増幅を行っている。

【００５３】同様に、第２の電流増幅器４７は、トラン
ジスタ２８１，２８２と抵抗２８３，２８４による第２
の増幅部カレントミラー回路によって構成され、電流増
幅率で５０倍の増幅を行っている。これにより、第２の
電流増幅器４５，４６，４７は、３相の第２の分配電流
信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３をそれぞれ５０倍の増幅した３相
の第２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を作りだし、高
電圧出力器５３の高電位点Ｖｕから第２のパワー増幅器
１５，１６，１７の第２のパワー部カレントミラー回路
の各通電制御端子側に供給する。

【００５４】図１の動作制御器５１は、指令信号Ａｄに
応動した動作制御信号Ｖｄを出力する。指令信号Ａｄ
は、たとえば、移動体１の速度と目標速度を比較する速
度制御ブロックによって作りだされ、動作制御器５１に
供給される。電圧変換器５２は、ＰＷＭ部６５において
動作制御器５１の動作制御信号Ｖｄに応動したパルス幅
を有する所定の高周波のＰＷＭ信号Ｓｗ（パルス幅変調
信号）を作り、ＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ６
１を高周波スイッチング動作させる（ＮＭＯＳ型スイッ
チングトランジスタ６１が常時オン状態になる場合も含
んでいる）。

【００５５】すなわち、動作制御器５１の動作制御信号
Ｖｄに応動して電圧変換器５２のＮＭＯＳ型スイッチン
グトランジスタ６１のＰＷＭスイッチング動作が制御さ
れる。電圧変換器５２は、直流電源５０の直流電圧Ｖｃ
ｃを電力供給源として、ＮＭＯＳ型スイッチングトラン
ジスタ６１のＰＷＭスイッチング動作に応動した変換直
流電圧（Ｖｃｃ−Ｖｇ）を作り出す。

【００５６】図７に動作制御器５１と電圧変換器５２の
具体的な構成を示す。動作制御器５１の電圧電流変換回
路２９０は、コイルへの合成供給電流Ｉｖに応動して変
化する電流検出抵抗３１の電圧降下信号に比例した電流
を出力する。電圧電流変換回路２９０の出力電流は抵抗
２９１に通電され、合成電流検出信号Ａｇを得る。すな
わち、合成電流検出信号Ａｇはコイル２，３，４への合
成供給電流Ｉｖに比例もしくは略比例した電圧信号にな
る。差動増幅回路２９２は、指令信号Ａｄと合成電流検
出信号Ａｇを比較し、その差電圧を増幅して動作制御信
号Ｖｄを出力する。なお、コンデンサ２９３は差動増幅
回路２９２においてフィルタを形成している。

【００５７】電圧変換器５２のＰＷＭ部６５は、三角波
発生回路３０１と比較回路３０２を含んで構成されてい
る。三角波発生回路３０１は、２００ｋＨｚ程度の三角
波信号Ｖｈを出力する。比較回路３０２は、三角波発生
回路３０１の三角波信号Ｖｈと動作制御器５１の動作制
御信号Ｖｄを比較し、動作制御信号Ｖｄに応動したＰＷ
Ｍ電圧信号Ｓｗを作り出す。ＰＷＭ信号ＳｗはＮＭＯＳ
型スイッチングトランジスタ６１の通電制御端子側に供
給され、ＰＷＭ信号Ｓｗに応動してＮＭＯＳ型スイッチ
ングトランジスタ６１はオン・オフ動作する。ＮＭＯＳ
型スイッチングトランジスタ６１は、直流電源５０の正
極端子側から変換用インダクタ素子６３への磁気エネル
ギーを補充する電力供給路を高周波スイッチングする。

【００５８】電流路形成回路を構成するフライホイール
用ダイオード６２は、ＮＭＯＳ型スイッチングトランジ
スタ６１のオン・オフの高周波スイッチング動作に相補
的にオフ・オン動作し、変換用インダクタ素子６３から
変換用コンデンサ素子６４を含む回路側への電流路を形
成する。ＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ６１の高
周波スイッチングに伴う変換用インダクタ素子６３の磁
気エネルギーの増加・減少によって、変換用コンデンサ
素子６４の一端と直流電源５０の一端の間に変換直流電
圧（Ｖｃｃ−Ｖｇ）を出力する。

【００５９】このように、直流電源５０の直流電圧を電
力供給源として、ＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ
６１は動作制御信号Ｖｄに応動して高周波ＰＷＭ動作
（パルス幅変調動作）し、電圧変換器５２の負極出力端
子側の電位Ｖｇを可変制御し、電圧変換器５２の正極出
力端子側と負極出力端子側の間に変換直流電圧値（Ｖｃ
ｃ−Ｖｇ）を出力する。変換直流電圧（Ｖｃｃ−Ｖｇ）
は、並列接続された第１のパワー増幅器１１，１２，１
３と並列接続された第２のパワー増幅器１５，１６，１
７に供給される。

【００６０】図１の第１のパワー増幅器１１，１２，１
３の第１のパワートランジスタ８１，８２，８３と第２
のパワー増幅器１５，１６，１７の第２のパワートラン
ジスタ８５，８６，８７と電圧変換器５２のスイッチン
グトランジスタ６１は、電流供給器３０や切換作成器３
４や分配作成器３６や第１の電流増幅器４１，４２，４
３や第２の電流増幅器４５，４６，４７や動作制御器５
１や電圧変換器５２や高電圧出力器５３の所要のトラン
ジスタや抵抗等と一緒に単一のシリコン基板上に接合分
離して集積回路化されている。

【００６１】図８に集積回路構造の一例を示す。Ｐ型シ
リコン基板上に所要のＮ＋層やＮ−層やＰ＋層やＰ−層
等を拡散させて各種のトランジスタを形成している。番
号１９１は、二重拡散ＮＭＯＳ型電界効果トランジスタ
の例であり、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタや第
２のＮＭＯＳ型パワートランジスタやＮＭＯＳ型スイッ
チングトランジスタとして使用する。番号１９２は、Ｎ
ＰＮ型バイポーラトランジスタの例であり、信号増幅ト
ランジスタとして使用する。番号１９３は、ＰＮＰ型バ
イポーラトランジスタの例であり、信号増幅トランジス
タとして使用する。番号１９４は、Ｐチャンネルおよび
ＮチャンネルのＣＭＯＳ型電界効果トランジスタの例で
あり、論理信号処理に使用する。

【００６２】また、各トランジスタの間は、グランド電
位（０Ｖ）に接続されたシリコン基板と同電位になるＰ
層によって接合分離される。接合分離された集積回路
は、誘電分離された集積回路と比較して、低コストの製
造プロセスを用いて、小さな１チップ基板上に多数のパ
ワー用トランジスタ素子や信号用トランジスタを高密度
に集積化できる。すなわち、安価に集積回路化できる。
なお、具体的なマスク配置は設計事項であり、詳細な説
明を省略する。

【００６３】次に、全体的な動作について説明する。切
換作成器３４は、滑らかに変化する３相の切換電流信号
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を作りだし、分配作成器３６に供給す
る。第１の分配器３７は、電流供給器３０の第１の供給
電流信号Ｃ１を３相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３に
応動して分配し、３相の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ
２，Ｅ３を出力する。第１の電流増幅器４１，４２，４
３は、それぞれ第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を
所定倍の電流増幅した第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，
Ｆ３を出力し、第１のパワー増幅器１１，１２，１３の
各通電制御端子側に供給する。

【００６４】第１のパワー増幅器１１，１２，１３は、
それぞれ第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を電流増
幅し、３相のコイル２，３，４に駆動電流Ｉ１，Ｉ２，
Ｉ３の負極側電流を供給する。なお、電流供給器３０と
切換作成器３４と第１の分配器３７と第１の電流増幅器
４１，４２，４３は第１の分配制御ブロックを形成し、
切換作成器３４の出力信号に応動して第１のパワー増幅
器１１，１２，１３の通電を分配制御する。

【００６５】一方、第２の分配器３８は、電流供給器３
０の第２の供給電流信号Ｃ２を３相の切換電流信号Ｄ
１，Ｄ２，Ｄ３に応動して分配し、３相の第２の分配電
流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を出力する。第２の電流増幅器
４５，４６，４７は、それぞれ第２の分配電流信号Ｇ
１，Ｇ２，Ｇ３を所定倍の電流増幅した第２の増幅電流
信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を出力し、第２のパワー増幅器１
５，１６，１７の各通電制御端子側に供給する。第２の
パワー増幅器１５，１６，１７は、それぞれ第２の増幅
電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を電流増幅し、３相のコイル
２，３，４に駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の正極側電流を
供給する。

【００６６】なお、電流供給器３０と切換作成器３４と
第２の分配器３８と第２の電流増幅器４５，４６，４７
は第２の分配制御ブロックを形成し、切換作成器３４の
出力信号に応動して第２のパワー増幅器１５，１６，１
７の通電を分配制御する。また、第１の分配制御ブロッ
クと第２の分配制御ブロックによって分配動作ブロック
を形成している。

【００６７】電流検出抵抗３１は、駆動電流Ｉ１，Ｉ
２，Ｉ３の正極側電流の合成値もしくは負極側電流の合
成値に相当する合成供給電流Ｉｖを検出し、動作制御器
５１および電流供給器３０のレベル変換回路３２に出力
する。電流供給器３０のレベル変換回路３２と供給出力
部３３は、合成供給電流Ｉｖに応動した第１の供給電流
信号Ｃ１と第２の供給電流信号Ｃ２を出力する。

【００６８】第１の分配制御ブロックは、少なくとも立
ち上がり傾斜部分および立ち下がり傾斜部分が滑らかに
変化する３相の第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３
（３相の第１の電流信号）を作りだし、第１の増幅電流
信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を第１のパワー増幅器１１，１
２，１３の各通電制御端子側にそれぞれ供給する。第１
のパワー増幅器１１，１２，１３は、各通電制御端子側
への入力電流を増幅動作して、コイル２，３，４への負
極側電流を供給する。これにより、３個の第１のＮＭＯ
Ｓ型パワートランジスタ８１，８２，８３のうちで１個
もしくは２個の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタを
オン動作（フルオン動作もしくはハーフオン動作）さ
せ、かつ、少なくとも１個の第１のＮＭＯＳ型パワート
ランジスタを確実にフルオン動作させている。

【００６９】ここで、ＭＯＳ型トランジスタのフルオン
動作とは電流流入端子側と電流流出端子側を短絡させる
動作状態、すなわち、動作電圧が実質的に零になる動作
状態である。ハーフオン動作とは、能動領域内において
増幅動作を行う動作状態である。また、オフ動作とは、
電流流入端子側から電流流出端子側への電流通電が遮断
された動作状態である。

【００７０】これにより、第１のパワー増幅器は、電流
路の切り換わりの初めの期間および終わりの期間におい
てハーフオン動作を行い、能動領域内の電流増幅動作に
より滑らかに電流値を変化させる。また、第１のパワー
増幅器は、支配的に電流路を形成している期間において
フルオン動作を行う。その結果、第１のパワー増幅器１
１，１２，１３による電流路の切換え動作を行ってもス
パイク電圧の発生がなくなり、コイル２，３，４への駆
動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３は滑らかに変化する。

【００７１】第２の分配制御ブロックは、少なくとも立
ち上がり傾斜部分および立ち下がり傾斜部分が滑らかに
変化する３相の第２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３
（３相の第２の電流信号）を作りだし、第２の増幅電流
信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を第２のパワー増幅器１５，１
６，１７の各通電制御端子側にそれぞれ供給する。第２
のパワー増幅器１５，１６，１７は、各通電制御端子側
への入力電流を増幅動作して、コイル２，３，４への正
極側電流を供給する。これにより、３個の第２のＮＭＯ
Ｓ型パワートランジスタ８５，８６，８７のうちで１個
もしくは２個の第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタを
オン動作（フルオン動作もしくはハーフオン動作）さ
せ、かつ、少なくとも１個の第２のＮＭＯＳ型パワート
ランジスタを確実にフルオン動作させている。

【００７２】これにより、第２のパワー増幅器は、電流
路の切り換わりの初めの期間および終わりの期間におい
てハーフオン動作を行い、能動領域内の電流増幅動作に
より滑らかに電流値を変化させる。また、第２のパワー
増幅器は、支配的に電流路を形成している期間において
フルオン動作を行う。その結果、第２のパワー増幅器１
５，１６，１７による電流路の切換え動作を行ってもス
パイク電圧の発生がなくなり、コイル２，３，４への駆
動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３は滑らかに変化する。

【００７３】また、第１の分配制御ブロックと第１のパ
ワー増幅器は第１の正帰還ループを形成し、その合成伝
達利得（電流供給器３０と第１の分配器３７と第１の電
流増幅器４１，４２，４３と第１のパワー増幅器１１，
１２，１３のフォーワード利得）を１以上に大きくして
いる。また、第２の分配制御ブロックと第２のパワー増
幅器は第２の正帰還ループを形成し、その合成伝達利得
（電流供給器３０と第２の分配器３８と第２の電流増幅
器４５，４６，４７と第２のパワー増幅器１５，１６，
１７のフォーワード利得）を１以上に大きくしている。
これにより、全体の回路動作の安定化をはかっている。

【００７４】すなわち、３個の第１のＮＭＯＳ型パワー
トランジスタ８１，８２，８３のうちで少なくとも１個
を確実にフルオン動作させ、３個の第２のＮＭＯＳ型パ
ワートランジスタ８５，８６，８７のうちで少なくとも
１個を確実にフルオン動作させ、コイル２，３，４への
電流路を確実に形成している。また、上記２つの正帰還
ループの一巡伝達利得を極力小さく設定し、電流路の切
換動作を滑らかに行わせている。

【００７５】同一相の第１の分配電流信号Ｅ１と第２の
分配電流信号Ｇ１は、１８０゜の位相差をもって相補的
に流れる。従って、第１のパワー増幅器１１と第２のパ
ワー増幅器１５は相補的に動作し、滑らかに連続的に変
化する両方向の駆動電流Ｉ１がコイル２に供給される。
同様に、第１のパワー増幅器１２と第２のパワー増幅器
１６は相補的に動作し、滑らかに連続的に変化する両方
向の駆動電流Ｉ２がコイル３に供給される。同様に、第
１のパワー増幅器１３と第２のパワー増幅器１７は相補
的に動作し、滑らかに連続的に変化する両方向の駆動電
流Ｉ３がコイル４に供給される。

【００７６】このように、同一相の第１のパワー増幅器
と第２のパワー増幅器が同時に通電状態になることがな
いので、電圧変換器５２の正極出力端子側と負極出力端
子側の間の短絡電流は発生しない。その結果、パワート
ランジスタの過剰な発熱や過電流による破壊が生じなく
なり、集積回路の過電流破壊や異常現象は生じない。ま
た、滑らかに変化する連続的な駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ
３がコイル２，３，４に供給されるので、コイル２，
３，４におけるスパイク電圧の発生もなく、寄生素子で
ある第１のパワーダイオード８１ｄ，８２ｄ，８３ｄや
第２のパワーダイオード８５ｄ，８６ｄ，８７ｄを通じ
た異常電流が流れることもない。従って、発生駆動力の
脈動は著しく小さくなる。

【００７７】動作制御器５１は指令信号Ａｄと合成電流
検出信号Ａｇの比較結果に応動した動作制御信号Ｖｄを
作りだし、電圧変換器５２は動作制御信号Ｖｄに応動し
てＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ６１を高周波Ｐ
ＷＭ動作させ、負極出力端子側の電位Ｖｇを可変制御す
る。電圧変換器５２の変換直流電圧（Ｖｃｃ−Ｖｇ）
は、並列的に接続された第１のパワー増幅器１１，１
２，１３と並列的に接続された第２のパワー増幅器１
５，１６，１７に供給され、選択された第１のＮＭＯＳ
型パワートランジスタと選択された第２のＮＭＯＳ型パ
ワートランジスタを介してコイル２，３，４への電流路
を形成する。

【００７８】その結果、コイル２，３，４への合成供給
電流Ｉｖは、指令信号Ａｄに応動した値に正確に制御さ
れる。これにより、電圧変換器５２と第１のパワー増幅
器１１，１２，１３と第２のパワー増幅器１５，１６，
１７によるコイル２，３，４への駆動電流Ｉ１，Ｉ２，
Ｉ３は脈動が少ない滑らかな電流波形になる。その結
果、発生駆動力の脈動は小さくなり、振動・騒音が低減
される。

【００７９】また、指令信号Ａｄに応動した合成供給電
流Ｉｖに比例もしくは略比例して３相の第１の増幅電流
信号を変化させ、常に適切な入力電流が第１のパワー増
幅器の通電制御端子側に供給されるようにした。これに
より、指令信号Ａｄに応動してコイルへの駆動電流が変
化した場合であっても、滑らかに変化する駆動電流をコ
イルに供給でき、常に滑らかな電流路の切換動作を実現
できる。

【００８０】また、指令信号Ａｄに応動した合成供給電
流Ｉｖに比例もしくは略比例して３相の第２の増幅電流
信号を変化させ、常に適切な入力電流が第２のパワー増
幅器の通電制御端子側に供給されるようにした。これに
より、指令信号Ａｄに応動してコイルへの駆動電流が変
化した場合であっても、滑らかに変化する駆動電流をコ
イルに供給でき、常に滑らかな電流路の切換動作を実現
できる。

【００８１】本実施例では、電圧変換器を高周波スイッ
チング動作させ、第１のパワー増幅器と第２のパワー増
幅器をフルオン動作させながら、電流路の切換動作を滑
らかにしている。その結果、ディスクの回転駆動力の脈
動が小さくなり、騒音や振動は大幅に低減される。ま
た、電圧変換器やパワー増幅器の電力損失が小さく、そ
の発熱を大幅に小さくしている。従って、ディスク１か
らの信号再生時（例えば、高品位の音声・映像信号の鑑
賞時）においても、再生機構から発生する騒音や振動が
小さく、信号再生や信号鑑賞の妨げになることがない。
すなわち、ディスクの振動が小さくなることから、ヘッ
ドの再生信号のジッタが小さくなり、再生誤りによる信
号障害が極めて少なくなる。

【００８２】また、ディスク再生に伴う騒音が小さく、
再生信号の鑑賞妨害になる不快音が発生しなくなる。さ
らに、熱に弱い記録可能ディスクの利用が容易になり、
記録可能ディスクへの記録動作や再生動作が安定に行う
ことができる。たとえば、記録可能ディスクへの信号記
録場所の変動を低減し、正確かつ安定な記録を実現でき
る。このように、騒音と振動と消費電力を大幅に低減さ
れ、高品位・高性能のディスク装置を実現できる。

【００８３】また、本実施例では、電圧変換器の電界効
果型スイッチングトランジスタは高周波スイッチング動
作しているので、電圧変換器の電力損失は小さい。第１
のパワー増幅器の第１の電界効果型パワートランジスタ
は支配的に電流路を形成している時にフルオン動作して
いるので、第１のパワー増幅器の電力損失は小さい。第
２のパワー増幅器の第２の電界効果型パワートランジス
タは支配的に電流路を形成している時にフルオン動作し
ているので、第２のパワー増幅器の電力損失は少ない。
従って、電力効率の非常に良いモータになる。また、第
１の供給電流信号Ｃ１や第２の供給電流信号Ｃ２を合成
供給電流Ｉｖもしくは指令信号Ａｄに応動して変化さ
せ、第１の増幅電流信号や第２の増幅電流信号を合成供
給電流Ｉｖもしくは指令信号Ａｄに応動して変化させて
いるので、第１のパワー増幅器や第２のパワー増幅器へ
の入力電流による電力損失も小さくしている。

【００８４】また、本実施例では、立ち上がり傾斜部分
や立ち下がり傾斜部分において滑らかに変化する３相の
第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３（３相の第１の電
流信号）を３個の第１のパワー増幅器の通電制御端子側
に供給した。これにより、第１のパワー増幅器１１，１
２，１３の第１の電界効果型パワートランジスタ８１，
８２，８３のうちで少なくとも１個の第１の電界効果型
パワートランジスタをフルオン動作させながらも、コイ
ル２，３，４への駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の負極側電
流を滑らかに変化させた。

【００８５】同様に、立ち上がり傾斜部分や立ち下がり
傾斜部分において滑らかに変化する３相の第２の増幅電
流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３（３相の第２の電流信号）を３
個の第２のパワー増幅器の通電制御端子側に供給した。
これにより、第２のパワー増幅器１５，１６，１７の第
２の電界効果型パワートランジスタ８５，８６，８７の
うちで少なくとも１個の第２の電界効果型パワートラン
ジスタをフルオン動作させながらも、コイル２，３，４
への駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の正極側電流を滑らかに
変化させた。

【００８６】これにより、電流路の切換動作を滑らかに
でき、駆動電流の脈動を小さくし、発生駆動力の脈動や
振動・騒音を著しく低減した。また、３相の第１の電流
信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３や３相の第２の電流信号Ｈ１，Ｈ
２，Ｈ３の少なくとも傾斜部分を合成供給電流Ｉｖもし
くは指令信号Ａｄに応動して変化させることにより、指
令信号Ａｄが変化した場合でも常に滑らかな電流路の切
換動作を実現できる。

【００８７】なお、パワー増幅器の通電制御端子側に供
給する電流信号は、実質的に滑らかに変化する電流信号
で有れば良く、たとえば、階段状のステップ的もしくは
段階状のディジタル的に値を変化させる電流信号であっ
ても良い。また、立ち上がり傾斜部分と立ち下がり傾斜
部分と平坦部分などのなかで、少なくとも立ち上がり傾
斜部分および／または立ち下がり傾斜部分において実質
的に滑らかに変化する電流信号をパワー増幅器の通電制
御端子側に供給することにより、電流路の切換動作を滑
らかにでき、振動・騒音の低減効果がある。

【００８８】また、本実施例では、動作制御器５１は合
成電流検出信号Ａｇと指令信号Ａｄの比較結果に応動し
た動作制御信号Ｖｄを出力し、動作制御信号Ｖｄに応動
して電圧変換器５２の変換直流電圧（Ｖｃｃ−Ｖｇ）を
制御している。その結果、３相のコイルへの合成供給電
流Ｉｖは指令信号Ａｄに比例して正確に制御され、良好
な電流制御を実現できる。従って、駆動電流の脈動は小
さくなり、発生駆動力の脈動や振動は大幅に小さくな
る。

【００８９】また、本実施例では、集積回路化に好適の
構成にしている。まず、パワー素子として電界効果型ス
イッチングトランジスタと電界効果型パワートランジス
タを使用して構成しているので、小さなチップ上に集積
回路化することが可能である。また、電流供給器３０や
切換作成器３４や分配作成器３６や第１の電流増幅器４
１，４２，４３や第２の電流増幅器４５，４６，４７や
動作制御器５１や電圧変換器５２や高電圧出力器５３の
所要のトランジスタやダイオードや抵抗等の半導体素子
を、上記の電界効果型パワートランジスタおよび電界効
果型スイッチングトランジスタと同一のチップ上に接合
分離して集積回路化している。接合分離した集積回路
は、誘電分離した集積回路に比較して、小さなチップ基
板上に高密度に集積化でき、低コストに実現できる。

【００９０】また、第１のＮＭＯＳ型パワートランジス
タや第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタとして二重拡
散ＭＯＳ構造の電界効果型トランジスタを使用し、小さ
なチップサイズに集積回路化している。二重拡散ＭＯＳ
構造の電界効果型トランジスタを使用した場合には、電
流流出端子側から電流流入端子側に向けて寄生パワーダ
イオードが形成される。しかし、電流路の切換を滑らか
に行っているので、これらの寄生パワーダイオードの動
作を防止し、駆動電流の脈動を小さくしている。

【００９１】また、本実施例では、接合分離部分に形成
される寄生トランジスタ素子の動作を防止している。図
８に示したように、接合分離技術を用いた集積回路は、
高密度集積に適した低コストのＩＣを実現できる。しか
し、直流電源の負極端子側（グランド電位）に接続され
た接合分離部分をベース端子とする多数の寄生トランジ
スタ素子が形成される欠点がある。通常、これらの寄生
トランジスタが動作しないように、逆バイアスされてい
る。しかし、集積されたトランジスタの端子電位がグラ
ンド電位よりもダイオードの順方向電圧分低くなると、
寄生トランジスタが動作し、他の集積されたトランジス
タから電流を抜き取る現象が生じる。

【００９２】モータのように、インダクタンス作用を有
するコイルや変換用インダクタ素子に大電流を供給する
用途では、寄生トランジスタが動作すると、集積された
トランジスタの働きを妨害する恐れがある。本実施例の
ＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ６１は、その電流
流出端子側を直流電源５０の負極端子側に接続され、そ
の電流流入端子側と変換用インダクタ素子６３の一端が
接続され、直流電源５０の正極端子側から変換用インダ
クタ素子６３への磁気エネルギーを補充する電力供給路
を高周波スイッチングする。電流路形成回路であるフラ
イホイール用ダイオード６２は、変換用インダクタ素子
６３の一端と直流電源５０の正極端子側の間に接続さ
れ、ＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ６１のオン・
オフの高周波スイッチング動作に相補的にオフ・オン動
作し、変換用インダクタ素子６３から変換用コンデンサ
素子６４への電流路を形成する。

【００９３】変換用コンデンサ素子６４の一端と直流電
源５０の一端の間に変換直流電位（Ｖｃｃ−Ｖｇ）を出
力し、並列的に接続された３個の第１のパワー増幅器１
１，１２，１３と並列的に接続された３個の第２のパワ
ー増幅器１５，１６，１７に変換直流電圧を供給する。
これにより、ＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ６１
とフライホイール用ダイオード６２は、各端子の電位が
直流電源５０の負極端子側電位以下にならない。従っ
て、ＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ６１が高周波
スイッチングを行っても、寄生トランジスタが動作する
ことはない。

【００９４】また、第１のＮＭＯＳ型パワートランジス
タや第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタは電流路を滑
らかに切り換えているので、それらの各端子の電位も直
流電源５０の負極端子側電位以下にならない。従って、
第１のパワートランジスタや第２のパワートランジスタ
による電流路の切り換えを行っても、寄生トランジスタ
が動作することはない。その結果、スイッチングトラン
ジスタやフライホイール用ダイオードや第１のパワート
ランジスタや第２のパワートランジスタを他のトランジ
スタと一緒に１チップの集積回路化しても、集積回路内
の寄生トランジスタの動作を防止できる。

【００９５】また、本実施例では、各パワー素子におけ
る発熱を極めて小さくしている。第１の電界効果型パワ
ートランジスタはフルオン動作し、第２の電界効果型パ
ワートランジスタはフルオン動作しているので、パワー
増幅器における電力損失は非常に小さい。電圧変換器
は、電界効果型スイッチングトランジスタを高周波ＰＷ
Ｍ動作をさせているので、電圧変換に伴う電力損失も非
常に小さい。従って、第１のパワー増幅器や第２のパワ
ー増幅器や電圧変換器における電力損失・発熱が極めて
小さく、パワートランジスタやスイッチングトランジス
タを１チップに集積回路化することが可能になる。ま
た、放熱板等の発熱対策は不要になる。

【００９６】また、本実施例では、第１のパワー増幅器
を電界効果型トランジスタによる第１の電界効果型パワ
ー部カレントミラー回路によって構成し、第２のパワー
増幅器を電界効果型トランジスタによる第２の電界効果
型パワー部カレントミラー回路によって構成し、第１の
パワー増幅器１１，１２，１３と第２のパワー増幅器１
５，１６，１７の電流増幅率のバラツキを大幅に小さく
した。また、第１のパワー増幅器と第１の分配制御ブロ
ックの合成伝達利得および第２のパワー増幅器と第２の
分配制御ブロックの合成伝達利得のバラツキが小さくな
る利点もある。

【００９７】これにより、合成供給電流Ｉｖもしくは指
令信号Ａｄに比例もしくは略比例させて第１の増幅電流
信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３や第２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ
３，Ｈ３を変化させながらも、３個の第１の電界効果型
パワートランジスタのうちで少なくとも１個の第１の電
界効果型パワートランジスタを確実にフルオン動作させ
ること、および３個の第２の電界効果型パワートランジ
スタのうちで少なくとも１個の第２の電界効果型パワー
トランジスタを確実にフルオン動作させることを実現し
た。また、起動時の大電流供給時であっても定常制御時
の小電流供給時であっても、適切な傾斜部分を持った３
相の第１の増幅電流信号を第１のパワー増幅器の通電制
御端子側に供給でき、適切な傾斜部分を持った３相の第
２の増幅電流信号を第２のパワー増幅器の通電制御端子
側に供給できる。その結果、常に、滑らかな傾斜部分を
有する脈動の少ない駆動電流をコイルに供給でき、発生
駆動力の脈動は著しく小さくなる。

【００９８】なお、滑らかな電流路の切り換えを行うた
めには、３相の第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３や
３相の第２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３の立ち上が
り傾斜部分もしくは立ち下がり傾斜部分は電気角で１５
゜以上にすることが好ましい（少なくとも５゜以上にし
たほうが良い）。また、同一相を形成する電流信号Ｆ１
と電流信号Ｈ１は、Ｆ１の傾斜の開始部分がＨ１の傾斜
の終了部分に一致もしくは略一致し、Ｈ１の傾斜の開始
部分がＦ１の傾斜の終了部分に一致もしくは略一致する
ように、相補的に流れることが最も好ましい。電流信号
Ｆ２と電流信号Ｈ２、および、電流信号Ｆ３と電流信号
Ｈ３についても同様である。

【００９９】また、第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ
３や第２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３は、立ち上が
り傾斜部分や立ち下がり傾斜部分において実質的に時間
的に傾斜を持って切り換わればよい。これにより、駆動
電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３も立ち上がり傾斜部分や立ち下が
り傾斜部分において時間的に傾斜を持って滑らかに電流
路を切り換えていく。なお、滑らかな電流路の切り換え
を行うためには、３相の第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ
２，Ｆ３のそれぞれの角度幅を電気角で１２０度よりも
広くすることが重要であり、１８０度もしくは略１８０
度にすることが最も好ましい。

【０１００】すなわち、上述したように、第１の分配制
御ブロックの動作によって、３個の第１のパワー増幅器
のそれぞれの通電区間を電気角で（３６０／３）度より
も大きい角度幅、すなわち実質的に（３６０／３＋１
０）度以上の角度幅にし、３個の第１のパワー増幅器に
より２相分のコイルに通電する期間を設ける必要があ
る。このとき、通電区間を１８０度にすることが最も好
ましいが、１５０度以上ならば実用的な効果を得られ
る。

【０１０１】また、滑らかな電流路の切り換えを行うた
めには、３相の第２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３の
それぞれの角度幅を電気角で１２０度よりも広くするこ
とが重要であり、１８０度もしくは略１８０度にするこ
とが最も好ましい。すなわち、上述したように、第２の
分配制御ブロックの動作によって、３個の第２のパワー
増幅器のそれぞれの通電区間を電気角で（３６０／３）
度よりも大きい角度幅、すなわち実質的に（３６０／３
＋１０）度以上の角度幅にし、３個の第２のパワー増幅
器により２相分のコイルに通電する期間を設ける必要が
ある。このとき、通電区間を１８０度にすることが最も
好ましいが、１５０度以上ならば実用的な効果を得られ
る。

【０１０２】また、本実施例では、分配作成器３６を工
夫し、同一相の第１の増幅電流信号と第２の増幅電流信
号が１８０゜の位相差を有し、相補的に滑らかに切りか
わるように変化させ、かつ、第１の増幅電流信号と第２
の増幅電流信号の一方は必ず零にした。これにより、同
一相の第１のパワー増幅器と第２のパワー増幅器が同時
に通電状態になることが生じない。その結果、短絡電流
が発生しないので、パワートランジスタの電流破壊や熱
破壊は生じない。なお、駆動電流の極性が変化する時に
連続的に電流値を変化させることが好ましいが、同一相
の第１の増幅電流信号と第２の増幅電流信号が同時に零
になる期間があり、その相の駆動電流を零にする時間が
存在してもかまわない。

【０１０３】なお、本実施例では、第１のパワー増幅器
１１，１２，１３と第２のパワー増幅器１５，１６，１
７と電流供給器３０と切換作成器３４と分配作成器３６
（第１の分配器３７と第２の分配器３８）と第１の電流
増幅器４１，４２，４３と第２の電流増幅器４５，４
６，４７と動作制御器５１と電圧変換器５２と高電圧出
力器５３によって、３相の負荷（コイル２，３，４）へ
の駆動電流を供給する駆動回路を形成した。

【０１０４】また、本実施例の切換作成器３４は、２個
の磁電変換素子を使用して３相の位置検出信号を得る位
置検出部１００を含んで構成した。しかし、３個の磁電
変換素子を使用しても構成できる。また、そのような検
出素子を用いることなく、たとえば、コイル２，３，４
に生じる逆起電力を利用して切換信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３
を作り出しても良い。

【０１０５】また、本実施例において、第１のパワー増
幅器１１，１２，１３や第２のパワー増幅器１５，１
６，１７は図１に示された構成に限らず、種々の変形が
可能である。たとえば、第１のパワー増幅器１１，１
２，１３や第２のパワー増幅器１５，１６，１７のそれ
ぞれの代わりに、図２２に示した構成のパワー増幅器１
０００を使用しても良い。パワー増幅器１０００はＮＭ
ＯＳ型パワートランジスタ１０１０とＮＭＯＳ型トラン
ジスタ１０１１と抵抗１０１２によって電界効果型パワ
ー部カレントミラー回路を構成している。

【０１０６】電界効果型パワー部カレントミラー回路１
０００は、電界効果型パワートランジスタ１０１０の制
御端子側が電界効果型トランジスタ１０１１の制御端子
側に（直接あるいは例えば抵抗などの何らかの要素を介
して）接続され、電界効果型トランジスタ１０１１の電
流路端子対の一方の端子側が電界効果型パワートランジ
スタ１０１０の電流路端子対の一方の端子側に抵抗１０
１２を介して接続され、電界効果型トランジスタ１０１
１の電流路端子対のもう一方の端子側がパワー増幅器１
０００の通電制御端子側に（直接あるいは何らかの要素
を介して）接続され、かつ、電界効果型トランジスタ１
０１１の制御端子側がパワー増幅器１０００の通電制御
端子側に（直接あるいは何らかの要素を介して）接続さ
れ構成されている。

【０１０７】この電界効果型パワー部カレントミラー回
路は、セルサイズの比よりも比較的大きな電流増幅率を
有している。これにより、パワー増幅器への入力電流を
小さくできる利点がある。

【０１０８】また、たとえば、図２３に示した構成のパ
ワー増幅器１１００を使用しても良い。パワー増幅器１
１００はＮＭＯＳ型パワートランジスタ１１１０とＮＭ
ＯＳ型トランジスタ１１１１と抵抗１１１２によって電
界効果型パワー部カレントミラー回路を構成している。

【０１０９】電界効果型パワー部カレントミラー回路１
１００は、電界効果型パワートランジスタ１１１０の制
御端子側が電界効果型トランジスタ１１１１の制御端子
側に（直接あるいは何らかの要素を介して）接続され、
電界効果型トランジスタ１１１１の電流路端子対の一方
の端子側がパワー増幅器１１００の通電制御端子側に抵
抗１１１２を介して接続され、電界効果型トランジスタ
１１１１の電流路端子対のもう一方の端子側が電界効果
型パワートランジスタ１１１０の電流路端子対の一方の
端子側に（直接あるいは何らかの要素を介して）接続さ
れ、かつ、電界効果型トランジスタ１１１１の制御端子
側がパワー増幅器１１００の通電制御端子側に（直接あ
るいは何らかの要素を介して）接続されるように構成さ
れている。

【０１１０】この電界効果型パワー部カレントミラー回
路は、通電制御端子側への入力電流が小さい内は所定の
電流増幅率を有し、入力電流が大きくなると、その電流
増幅率が急激に大きくなる。なお、ＮＭＯＳ型パワート
ランジスタ１０１０やＮＭＯＳ型パワートランジスタ１
１１０はＮチャンネルＭＯＳ構造の電界効果型パワート
ランジスタによって構成でき、集積回路化は容易であ
る。

【０１１１】また、本実施例において、電圧変換器５２
の電流路形成回路であるフライホイール用ダイオード６
２の部分には、種々の変形が可能である。たとえば、フ
ライホイール用ダイオード６２の代わりに図２６に示し
た構成のＮＭＯＳ型同期整流トランジスタ１４００を使
用し、ＰＷＭ部６５からの信号によって、スイッチング
トランジスタ６１のオン・オフのスイッチング動作と相
補的に同期整流トランジスタ１４００をオフ・オンのス
イッチング動作させることが可能である。同期整流トラ
ンジスタ１４００はＮチャンネルＭＯＳ構造の電界効果
型パワートランジスタによって構成され、同期整流トラ
ンジスタ１４００の電流入力出力端子間に逆接続された
寄生ダイオード１４００ｄによってフライホイール用ダ
イオードの効果を得ることもできる。

【０１１２】また、たとえば、図２７に示した構成のＰ
ＭＯＳ型同期整流トランジスタ１５００を使用し、ＰＷ
Ｍ部６５からの信号によって、スイッチングトランジス
タ６１のオン・オフのスイッチング動作と相補的に同期
整流トランジスタ１５００をオフ・オンのスイッチング
動作させることが可能である。同期整流トランジスタ１
５００の電流入力出力端子間に逆接続された寄生ダイオ
ード１５００ｄによってフライホイール用ダイオードの
効果を得ることもできる。

【０１１３】また、電流供給器３０の構成は図１に示し
たものに限定されず、各種の変形が可能である。図１の
電流供給器３０は、たとえば、図２８に示した構成の電
流供給器９５０に置き換えても良い。電流供給器９５０
は、指令信号Ａｄと電圧源９５１の基準電圧（零も含
む）の差電圧に比例もしくは略比例した電流信号Ｂｋを
レベル変換部９５２によって作りだし、供給出力部９５
３によって電流信号Ｂｋに比例もしくは略比例した第１
の供給電流信号Ｃ１と第２の供給電流信号Ｃ２を出力す
る。

【０１１４】すなわち、指令信号Ａｄに直接応動した第
１の供給電流信号Ｃ１と第２の供給電流信号Ｃ２を得て
いる。なお、第１の供給電流信号Ｃ１や第２の供給電流
信号Ｃ２には、所要のバイアス値を含ませても良い。電
流供給器９５０の具体的な構成は、前述の図３に示した
電流供給器３０の構成と同様であり、詳細な説明は省略
する。

【０１１５】《実施例２》図９から図１２に本発明の実
施例２のモータを含んで構成されたディスク装置と、モ
ータを示す。図９に全体構成を示す。本実施例２では、
動作制御器３１０に変調部３００を設け、電圧変換器５
２の変換直流電圧を被変調信号に応動して変化するよう
にした。その他の構成において、前述の実施例１と同様
なものには同一の番号を付し、詳細な説明を省略する。

【０１１６】図９の動作制御器３１０は、指令信号Ａｄ
と合成電流検出信号Ａｇの比較結果と後述の被変調電流
信号Ｐｍに応動した動作制御信号Ｖｄを出力する。電圧
変換器５２は、動作制御信号Ｖｄに応動してＮＭＯＳ型
スイッチングトランジスタ６１を高周波スイッチング動
作させる。電圧変換器５２は、直流電源５０の直流電圧
Ｖｃｃを電力供給源として、ＮＭＯＳ型スイッチングト
ランジスタ６１のＰＷＭスイッチング動作に応動した変
換直流電圧（Ｖｃｃ−Ｖｇ）を作り出す。

【０１１７】図１０に動作制御器３１０と電圧変換器５
２の具体的な構成を示す。動作制御器３１０の電圧電流
変換回路２９０は、コイルへの合成供給電流Ｉｖに応動
した電流検出抵抗３１の電圧降下信号に比例した電流を
出力する。電圧電流変換回路２９０の出力電流は抵抗２
９１に通電され、合成電流検出信号Ａｇを得る。従っ
て、合成電流検出信号Ａｇはコイルへの合成供給電流Ｉ
ｖに比例した電圧信号になる。差動増幅回路２９２は、
指令信号Ａｄと合成電流検出信号Ａｇを比較し、その差
電圧を増幅して増幅信号Ｖｆを出力する。

【０１１８】変調部３００は、移動体１の回転移動動作
に応動してアナログ的に変化する被変調電流信号Ｐｍを
出力する。被変調電流信号Ｐｍは合成部２９５の抵抗２
９６に供給され、抵抗２９６の端子に動作制御信号Ｖｄ
を作り出している。すなわち、動作制御信号Ｖｄは、指
令信号Ａｄと合成電流検出信号Ａｇの差電圧と被変調電
流信号Ｐｍに応動して変化する。動作制御信号Ｖｄは、
電圧変換器５２に供給される。なお、コンデンサ２９３
は差動増幅回路２９２においてフィルタを形成してい
る。

【０１１９】図１１に変調部３００の具体的な構成を示
す。変調部３００は、移動体１の回転移動に同期して変
化する変調信号Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３を得る変調作成回路３
９１と、振幅電流信号Ｌｍを作る振幅回路３９２と、変
調信号Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３に応動して振幅電流信号Ｌｍを
変調した被変調電流信号Ｐｍを出力する被変調出力回路
３９３を含んで構成されている。

【０１２０】変調作成回路３９１のトランジスタ３２
１，３２２は、切換作成器３４の位置検出信号Ｊａ１，
Ｊａ２に応動して、定電流源３１７の電流をコレクタ側
に分配する。トランジスタ３２１，３２２のコレクタ電
流は、トランジスタ３２４，３２５のカレントミラー回
路によって比較される。両者の差電流の絶対値はトラン
ジスタ３２５，３２６，３２７，３２８，３２９，３３
０による絶対値回路を介して出力され、抵抗３６１に電
圧信号Ｒ１を作り出す。すなわち、電圧信号Ｒ１は位置
検出信号Ｊａ１の絶対値に対応している。

【０１２１】同様に、トランジスタ３３１〜３４０，定
電流源３１８，抵抗３６２は、位置検出信号Ｊｂ１の絶
対値に対応した電圧信号Ｒ２を抵抗３６２の端子に作り
出す。同様に、トランジスタ３４１〜３５０，定電流源
３１９，抵抗３６３は、位置検出信号Ｊｃ１の絶対値に
対応した電圧信号Ｒ３を抵抗３６３の端子に作り出す。
すなわち、電圧信号Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３は３相の位置検出
信号Ｊａ１，Ｊｂ１，Ｊｃ１に応動した３相の絶対値信
号になる。

【０１２２】振幅回路３９２は、被変調電流信号Ｐｍの
振幅を決める振幅電流信号Ｌｍを出力する（具体的な構
成は後述する）。被変調出力回路３９３のトランジスタ
３７１，３７２，３７３，３７４とダイオード３７５，
３７６は、３相の絶対値電圧信号Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３と所
定電圧（ここでは、抵抗３６１，３６２，３６３の共通
接続端子の電圧）を比較し、比較結果に応動して振幅電
流信号Ｌｍをトランジスタ３７１，３７２，３７３，３
７４のコレクタ側に分流する。

【０１２３】トランジスタ３７１，３７２，３７３のコ
レクタは共通接続され、その合成電流とトランジスタ３
７４のコレクタ電流がトランジスタ３７７，３７８のカ
レントミラー回路によって比較され、その差電流がトラ
ンジスタ３７９，３８０のカレントミラー回路を介して
被変調電流信号Ｐｍとして出力される。

【０１２４】これにより、被変調電流信号Ｐｍは移動体
１の回転移動動作に同期して振幅をアナログ的に変化さ
せる。特に、トランジスタ３７１，３７２，３７３，３
７４とダイオード３７５，３７６の構成により、３相の
絶対値電圧信号Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の最小値と振幅回路３
８９の振幅電流信号Ｌｍの乗算結果に応じて被変調電流
信号Ｐｍは変化する。３相の絶対値電圧信号Ｒ１，Ｒ
２，Ｒ３の最小値は、位置検出信号の一周期の変化に対
して６回変化する高調波信号である。

【０１２５】従って、被変調電流信号Ｐｍは、振幅電流
信号Ｌｍに比例したピーク振幅を有し、位置検出信号の
一周期（電気角３６０度）当たり６回、アナログ的に変
化する高調波信号になる。この回数は、第１のパワート
ランジスタと第２のパワートランジスタによるコイル
２，３，４への電流路の切換回数に対応している。

【０１２６】図１２に振幅回路３９２の具体的な構成の
一例を示す。振幅回路３９２の電圧電流変換回路４０１
は、電圧変換器５２の正極出力端子側と負極出力端子側
の間の変換直流電圧に比例した電流信号Ｌ１を流出方向
に出力する。電圧電流変換回路４０２は、合成供給電流
Ｉｖに比例した電流信号Ｌ２を流入方向に出力する。定
電流源４０３は所定値の電流信号Ｌ３を流入方向に出力
する。従って、振幅回路３９２の振幅電流信号Ｌｍは、
電流信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３が流入・流出方向を含めて演
算合成され、Ｌｍ＝｜Ｌ１｜−｜Ｌ２｜−｜Ｌ３｜にな
る。ここに、｜Ａ｜は信号Ａの絶対値を意味する。

【０１２７】また、電流信号｜Ｌ１｜は電圧変換器５２
の変換直流電圧に相当させ、電流信号｜Ｌ２｜はコイル
の内部抵抗や電流検出抵抗３１やパワートランジスタの
オン抵抗などでの電圧降下に相当させ、電流信号｜Ｌ３
｜はその他の電圧降下に相当させている。その結果、振
幅回路３９２は、電流が通電されている２相分のコイル
に発生している逆起電力の大きさを推定する逆起電力推
定機構を構成し、振幅電流信号Ｌｍは逆起電力の大きさ
に応動した電流信号になっている。

【０１２８】従って、被変調電流信号Ｐｍは、移動体１
の移動動作に応動してアナログ的に変化し、コイルの逆
起電力の大きさに応動したピーク振幅を有する高調波信
号になっている。また、動作制御信号Ｖｄは、指令信号
Ａｄと合成電流検出信号Ａｇの比較結果および被変調電
流信号Ｐｍの両者に応動して変化する。

【０１２９】図９の電圧変換器５２は、動作制御器５１
の動作制御信号Ｖｄに応動してＮＭＯＳ型スイッチング
トランジスタ６１をオン・オフの高周波スイッチング動
作させ、変換用コンデンサ素子６４の一端と直流電源５
０の一端の間に変換直流電圧（Ｖｃｃ−Ｖｇ）を出力す
る。従って、電圧変換器５２は、指令信号Ａｄと合成電
流検出信号Ａｇの比較結果および被変調電流信号Ｐｍに
応動してＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ６１を高
周波ＰＷＭ動作させ、正極出力端子側と負極出力端子側
の間の変換直流電圧（Ｖｃｃ−Ｖｇ）を可変制御する。
また、ＰＷＭ動作するＮＭＯＳ型スイッチングトランジ
スタ６１と変換用インダクタ素子６３を用いて電圧変換
しているので、電圧変換器５２における電力損失は小さ
い。

【０１３０】ここで、動作制御器３１０は変調部３００
を含んで構成され、被変調電流信号Ｐｍに応動した動作
制御信号Ｖｄを作りだす。電圧変換器５２は動作制御信
号Ｖｄに応動してＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ
６１を高周波ＰＷＭ動作させ、負極出力端子側の電位Ｖ
ｇを可変制御する。従って、電圧変換器５２の負極出力
端子側の電位Ｖｇおよび変換直流電圧（Ｖｃｃ−Ｖｇ）
は、被変調電流信号Ｐｍに応動して変化する。

【０１３１】電圧変換器５２の変換直流電圧（Ｖｃｃ−
Ｖｇ）は、並列的に接続された第１のパワー増幅器１
１，１２，１３と並列的に接続された第２のパワー増幅
器１５，１６，１７に供給され、選択された第１のＮＭ
ＯＳ型パワートランジスタと選択された第２のＮＭＯＳ
型パワートランジスタがオン状態になり、コイル２，
３，４への電流路を形成する。変調部３００の被変調電
流信号Ｐｍは、電圧変換器５２の変換直流電圧に応動し
て変化し、通電されたコイルの逆起電力の大きさに応動
したピーク振幅を有している。また、被変調電流信号Ｐ
ｍは、移動体１の移動動作に同期して変化する高調波信
号にされている。これにより、通電状態にあるコイルに
生じる逆起電力のリップル分の影響を相殺・補償するよ
うに作用させている。これについて説明する。

【０１３２】各相のコイル２，３，４にはそれぞれ所定
の位相差の正弦波状の逆起電力が生じるが、電圧変換器
５２の変換直流電圧が印加される電流路を形成されたコ
イルの合成の逆起電力は、電流路の切換に伴ってリップ
ル分を有している。合成供給電流Ｉｖを指令信号Ａｄに
一致させる電流制御を施しているが、逆起電力のリップ
ル分が大きく、その影響が残留する。そのため、コイル
への駆動電流が合成の逆起電力のリップル分の影響を受
けて脈動し、発生駆動力に大きな脈動が生じる。

【０１３３】そこで、電圧変換器５２の変換直流電圧
（Ｖｃｃ−Ｖｇ）を変調部３００の被変調電流信号Ｐｍ
に応動して変化させ、通電状態にあるコイルに生じる逆
起電力のリップル分の影響を相殺・補償させた。特に、
被変調電流信号Ｐｍを電圧変換器５２の変換直流電圧に
応動して変化させ、被変調電流信号Ｐｍのピーク振幅を
逆起電力の大きさに応動させることにより、逆起電力の
影響を正確に補償できるようにした。その結果、電流制
御の精度が向上し、駆動力の脈動が大幅に小さくなり、
振動・騒音の少ない高性能なモータを有するディスク装
置を実現できる。

【０１３４】特に、図１２に示した振幅回路３９２で
は、通電されているコイルの逆起電力の大きさに応動し
て振幅電流信号Ｌｍを変化させ、変調部３００の被変調
電流信号Ｐｍのピーク振幅を逆起電力の大きさに対応し
て変えている。これにより、移動体１の回転移動速度の
変化により逆起電力が大幅に変化しても、適切な振幅の
高調波成分を電圧変換器５２の変換直流電圧に含ませる
ことを可能にした。その結果、発生駆動力の脈動は常に
小さくなる。

【０１３５】また、図１３に振幅回路３９２の他の構成
例を示す。ここでは、電圧変換器５２の変換直流電圧に
応動した電流信号Ｌ１をそのまま振幅電流信号Ｌｍにし
ている。その結果、被変調電流信号Ｌｍも変換直流電圧
に応動して変化する。このような構成であっても、駆動
力の脈動を軽減可能である。

【０１３６】また、図１４に振幅回路３９２の他の構成
例を示す。ここでは、指令信号Ａｄに応動した動作制御
器５１の増幅電圧信号Ｖｆに応動した電流信号Ｌ４と所
定の電流値Ｌ５を演算合成して、振幅電流信号Ｌｍを得
ている。なお、逆起電力の大きさの変化が少ない場合に
は、振幅電流信号Ｌｍを一定値にすることも可能であ
る。その他の構成及び動作は、前述の実施例１と同様で
あり、詳細な説明を省略する。

【０１３７】本実施例では、動作制御器３１０に移動体
１の移動動作に同期して変化する被変調電流信号Ｐｍを
得る変調部３００を設けて、変調部３００の出力信号Ｐ
ｍに応動して電圧変換器５２の変換直流電圧を変化させ
た。これにより、駆動力の脈動は大幅に低減した。ま
た、変調部３００の被変調電流信号Ｐｍを電圧変換器５
２の変換直流電圧に応動して変化させ、移動体１の回転
移動速度が変化した場合でも、常に駆動力の脈動を低減
できるようにした。

【０１３８】また、本実施例の切換作成器３４は、磁電
変換素子を使用した位置検出部１００を含んで構成し
た。しかし、そのような素子を用いることなく、たとえ
ば、コイル２，３，４に生じる逆起電力を利用して３相
の切換信号を作り出しても良い。このとき、逆起電力の
零クロス時点をタイミング信号として利用し、移動体１
の移動動作に同期して変化する変調部の被変調信号を得
て、被変調信号に応動して電圧変換器の変換直流電圧を
変化させることができる。その他、本実施例でも、前述
の実施例１と同様な各種の利点を得ることができる。

【０１３９】《実施例３》図１５から図１７に本発明の
実施例３のモータを含んで構成されたディスク装置と、
モータを示す。図１５に全体構成を示す。本実施例３で
は、直流電源５０のオフ時に、電力路スイッチ器５４を
オフにし、電圧取出器４９０の端子Ｘｆにコイル２，
３，４の逆起電力の整流直流電圧を取り出すようにし
た。また、異なった構成の高電圧出力器４５０を用い
た。その他の構成において、前述の実施例２もしくは実
施例１と同様なものには同一の番号を付し、詳細な説明
を省略する。

【０１４０】図１５の高電圧出力器４５０は、昇圧用イ
ンダクタと昇圧用コンデンサを含んで構成され、直流電
源５０の正極端子電位Ｖｃｃよりも高い高電位点電位Ｖ
ｕを作りだし、第２の電流増幅器４５，４６，４７に供
給する。

【０１４１】図１６に高電圧出力器４５０の具体的な構
成を示す。高電圧出力器４５０は、１００ｋＨｚ程度の
高周波パルス信号Ｐａを出力するパルス発生回路４６１
と、昇圧用インダクタ４５１と、昇圧用コンデンサ４５
２と、ダイオード４７５〜４７８からなる第１の電圧制
限回路と、ダイオード４７９からなる第２の電圧制限回
路を含んで構成されている。パルス発生回路４６１のパ
ルス信号Ｐａに応動してインバータ回路４６２がディジ
タル的に変化する。

【０１４２】パルス信号Ｐａが”Ｌ”の時にトランジス
タ４６４がオンとなり、トランジスタ４６４を介して昇
圧用インダクタ４５１に電流が流れ、昇圧用インダクタ
４５１に磁気エネルギーを充電する。パルス信号Ｐａ
が”Ｈ”に変わるとトランジスタ４６４がオフになり、
昇圧用インダクタ４５１に蓄積された磁気エネルギーに
より、ダイオード４７１を介して昇圧用コンデンサ４５
２に電流を流す充電路が形成され、昇圧用コンデンサ４
５２を充電して電荷を蓄積する。その結果、昇圧用コン
デンサ４５２の端子には、直流電源５０の正極端子側電
位Ｖｃｃよりも高電位になる高電位点電位Ｖｕが出力さ
れる。

【０１４３】また、昇圧用コンデンサ４５２への充電を
続けると、高電位点の電圧Ｖｕが非常に高くなり、集積
回路化されたトランジスタやダイオードの耐圧破壊を引
き起こす。ダイオード４７５〜４７８による第１の電圧
制限回路は、高電位点電圧Ｖｕが所定値以上にならない
ように制限し、耐圧破壊を防止している。また、ダイオ
ード４７９による第２の電圧制限回路は、高電圧出力器
４５０の高電位点電圧Ｖｕが直流電源５０の正極端子側
電位Ｖｃｃより大幅に小さくならないように制限した。
これにより、モータ起動時などの大電流供給時でも高電
位点電位Ｖｕが過度に小さくならないため、集積回路動
作が安定する。なお、第１の電圧制限回路や第２の電圧
制限回路は、必要がなければ接続しなくてもよい。

【０１４４】図１５の直流電源５０は、たとえば、直流
電圧源７０とスイッチ回路７１によって構成されてい
る。直流電源５０がオンの時には、スイッチ回路７１は
Ｔａ端子側に接続され、直流電圧源７０の直流電圧を正
極端子側と負極端子側の間に出力する。直流電源５０が
オフの時には、スイッチ回路７１はＴｂ端子側に接続さ
れ、等価的に直流電源５０の正極端子側と負極端子側は
短絡状態になる。直流電源５０は、通常オン状態にある
が、電源オフ時，緊急時もしくは異常時にオフする。

【０１４５】図１５の電力路スイッチ器５４は、直流電
源５０の出力電圧に応動してオン・オフするＰＭＯＳ型
電力路トランジスタ７２を含んで構成されている。直流
電源５０が所定の出力電圧を供給している場合にＰＭＯ
Ｓ型電力路トランジスタ７２はオンになり、直流電源５
０の正極端子側から第２のパワー増幅器１５，１６，１
７の電流流入端子側への電力路を接続する。直流電源５
０の出力電圧が零もしくは所定値以下に小さくなるとＰ
ＭＯＳ型電力路トランジスタ７２はオフになり、直流電
源５０の正極端子側と第２のパワー増幅器１５，１６，
１７の電流流入端子側への電流路を開放する。

【０１４６】ＰＭＯＳ型電力路トランジスタ７２は、そ
の電流流入端子側を直流電源５０の正極端子側に接続さ
れ、その電流流出端子側を電圧変換器５２の正極出力端
子側に接続されている。ＰＭＯＳ型電力路トランジスタ
７２の動作はスイッチ制御部７３によって切り換えら
れ、直流電源５０の出力電圧に応動してオン・オフが切
り換わる。

【０１４７】図１７に電力路スイッチ器５４の具体的な
構成を示す。スイッチ制御部７３は、ＮＭＯＳ型トラン
ジスタ３１１と抵抗３１２によって構成されている。直
流電源５０のスイッチ回路７１がＴａ側にあり、直流電
源５０が所定の電圧を出力している場合には、ＮＭＯＳ
型トランジスタ３１１がオンとなり、ＰＭＯＳ型電力路
トランジスタ７２はオンになる。直流電源５０のスイッ
チ回路７１がＴｂ側に換わり、直流電源５０がオフした
場合には、ＮＭＯＳ型トランジスタ３１１がオフとな
り、ＰＭＯＳ型電力路トランジスタ７２もオフになる。
ここでは、ＰＭＯＳ型電力路トランジスタ７２は逆接続
されたＰチャンネルＭＯＳ構造の電界効果型トランジス
タによって構成されている。

【０１４８】すなわち、ドレイン端子を電流流入端子側
にし、ソース端子を電流流出端子側にし、寄生素子とし
て形成されたスイッチダイオード７２ｄが電流流入端子
側から電流流出端子側に向けて等価回路的に接続されて
いる。ＰＭＯＳ型電力路トランジスタ７２がオンの時に
はスイッチダイオード７２ｄの両端が短絡され、ＰＭＯ
Ｓ型電力路トランジスタ７２がオフの時にはスイッチダ
イオード７２ｄが逆流防止ダイオードとして働いてい
る。しかし、スイッチダイオード７２ｄが存在しなくて
も、動作上は問題ない。

【０１４９】図１５の電圧取出器４９０は、出力側を共
通接続された第１の取出ダイオード４９１と第２の取出
ダイオード４９２を含んで構成されている。第１の取出
ダイオード４９１の入力側は、第２のパワー増幅器の第
２のＮＭＯＳ型パワートランジスタの共通接続端子側に
接続されている。第２の取出ダイオード４９２の入力側
は、直流電源５０の正極端子側に接続されている。電圧
取出器４９０の正極側の出力端子Ｘｆは第１の取出ダイ
オード４９１と第２の取出ダイオード４９２の共通接続
端子側である。これにより、第２のＮＭＯＳ型パワート
ランジスタの共通接続端子側に生じる直流電圧を直流電
源５０の出力直流電圧Ｖｃｃと比較し、両者の内で大き
い方の電圧値に応動した直流電圧を電圧取出器４９０の
出力端子Ｘｆに取り出している。

【０１５０】通常、直流電源５０はオンであり、電圧取
出器４９０の出力端子Ｘｆには直流電源５０の出力直流
電圧Ｖｃｃに応動した直流電圧が出力されている。しか
し、緊急時に直流電源５０がオフした時には、直流電源
５０の出力電圧Ｖｃｃが零になり、電力路スイッチ器５
４のＰＭＯＳ型電力路トランジスタ７２はオフする。直
流電源５０がオフになると、電流供給器３０の第１の供
給電流信号Ｃ１や第２の供給電流信号Ｃ２が零または非
常に小さくなり，第１の分配器３７の第１の分配電流信
号や第２の分配器３８の第２の分配電流信号が零または
非常に小さくなる。

【０１５１】その結果、第１のパワー増幅器１１，１
２，１３の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ８１，
８２，８３、および、第２のパワー増幅器１５，１６，
１７の第２のＰＭＯＳ型パワートランジスタ８５，８
６，８７の通電がほぼ停止する。このとき、移動体１の
回転移動動作によってコイル２，３，４には３相の逆起
電力が生じている。第１のパワーダイオード８１ｄ，８
２ｄ，８３ｄと第２のパワーダイオード８５ｄ，８６
ｄ，８７ｄとスイッチングダイオード６１ｄは、コイル
２，３，４に生じている逆起電力を整流し、第２のパワ
ー増幅器の共通接続端子側に整流直流電圧を出力する。

【０１５２】電力路スイッチ器５４の電力路トランジス
タ７２がオフであるから、電圧取出器４９０の第１の取
出ダイオード４９１を介して、整流直流電圧は出力端子
Ｘｆに出力される。すなわち、電圧取出器４９０は、直
流電源５０がオフした時に、コイル２，３，４に生じて
いる３相の逆起電力をパワーダイオードによって整流し
た整流直流電圧を出力端子Ｘｆに取り出している。この
電圧取出器４９０の出力電圧を用いて、緊急時の各種の
退避処理を行うことが可能である。ここでは、緊急時に
電圧取出器４９０の整流直流電圧を用いて、ヘッド１ｃ
の退避処理を行っている。

【０１５３】その他の構成及び動作は、前述の実施例１
もしくは実施例２と同様であり、詳細な説明を省略す
る。本実施例では、直流電源５０がオフした時に、コイ
ルに生じている３相の逆起電力を第１のパワーダイオー
ドや第２のパワーダイオードを介して整流した整流直流
電圧を、電圧取出器４９０の端子Ｘｆに取り出してい
る。この電圧取出器４９０の出力電圧を用いて、緊急時
の各種の退避処理を行うことが可能である。たとえば、
本実施例をハードディスク装置として使用した場合に
は、直流電源５０のオフ時に、この電圧取出器４９０の
整流直流電圧を使用して、電気的にマイコンのメモリ内
容の保存をしたり、機械的にヘッドの退避移動を行って
いる。これにより、ディスク装置の信頼性を向上させ
た。

【０１５４】なお、直流電源５０がオフになった時に、
電流供給器３０の第１の供給電流信号Ｃ１を所定値にす
るならば、移動体１の回転移動に伴って第１のパワー増
幅器１１，１２，１３の第１のＮＭＯＳ型パワートラン
ジスタ８１，８２，８３を順次オン状態にすることが可
能である。また、第２の供給電流信号Ｃ２を零にするな
らば、第２のパワー増幅器１５，１６，１７の第２のＮ
ＭＯＳ型パワートランジスタ８５，８６，８７はすべて
オフ状態にすることが可能である。また、電圧変換器５
２のＰＷＭ信号Ｓｗを高電圧にするならば、ＮＭＯＳ型
スイッチングトランジスタ６１をオン状態にすることが
可能である。

【０１５５】これにより、コイルの３相の逆起電力の負
極側電圧はパワートランジスタやスイッチングトランジ
スタを活性動作させて整流し、正極側電圧は第２のパワ
ーダイオード８５ｄ，８６ｄ，８７ｄによって整流させ
ることができる。また、電圧取出器４９０はダイオード
の代わりにスイッチ動作をする電界効果型トランジスタ
を用いて構成しても良い。また、第２の供給電流信号Ｃ
２も所定値となし、第２のパワー増幅器１５，１６，１
７と高電圧出力器４５０を動作させるならば、コイルの
３相の逆起電力の正極側電圧もパワートランジスタによ
って整流させることができる。さらに、本実施例でも、
前述の実施例と同様な各種の利点を得ることができる。

【０１５６】《実施例４》図１８と図１９に本発明の実
施例４のモータを含んで構成されたディスク装置と、モ
ータを示す。図１８に全体構成を示す。本実施例４で
は、第２のパワー増幅器６１５，６１６，６１７に第２
のＰＭＯＳ型パワートランジスタ６８５，６８６，６８
７を使用し、高電圧出力器をなくしたものである。これ
に伴って、第２の電流増幅器６４５，６４６，６４７を
変更した。その他の構成において、前述の実施例３，実
施例２，もしくは実施例１と同様なものには同一の番号
を付し、詳細な説明を省略する。

【０１５７】図１８の電圧変換器５２の正極出力端子側
には、電流検出抵抗３１を介して、３個の第２のパワー
増幅器６１５，６１６，６１７の電流流入端子側が共通
接続されている。第２のパワー増幅器６１５は第２のＰ
ＭＯＳ型パワートランジスタ６８５とＰＭＯＳ型トラン
ジスタ６９５による第２の電界効果型パワー部カレント
ミラー回路によって構成され、通電制御端子側に入力さ
れた第２の電流増幅器６４５の出力電流Ｈ１を増幅して
出力する。ここで、ＰＭＯＳ型トランジスタとはＰチャ
ンネルＭＯＳ構造の電界効果型トランジスタを意味す
る。第２のＰＭＯＳ型パワートランジスタ６８５のセル
サイズをＰＭＯＳ型トランジスタ６９５のセルサイズの
１００倍にして、第２の電界効果型パワー部カレントミ
ラー回路が能動領域で動作している時に１００倍の電流
増幅率を得ている。

【０１５８】同様に、第２のパワー増幅器６１６は第２
のＰＭＯＳ型パワートランジスタ６８６とＰＭＯＳ型ト
ランジスタ６９６による第２の電界効果型パワー部カレ
ントミラー回路によって構成され、通電制御端子側に入
力された第２の電流増幅器６４６の出力電流Ｈ２を増幅
して出力する（セルサイズ比は１００倍）。同様に、第
２のパワー増幅器６１７は第２のＰＭＯＳ型パワートラ
ンジスタ６８７とＰＭＯＳ型トランジスタ６９７による
第２の電界効果型パワー部カレントミラー回路によって
構成され、通電制御端子側に入力された第２の電流増幅
器６４７の出力電流Ｈ３を増幅して出力する（セルサイ
ズ比は１００倍）。

【０１５９】第２のＰＭＯＳ型パワートランジスタ６８
５，６８６，６８７の各電流流入端子側は電流検出抵抗
３１を介して電圧変換器５２の正極出力端子側に共通接
続され、各電流流出端子側をコイル２，３，４の各電力
供給端子に接続されている。なお、第２のＰＭＯＳ型パ
ワートランジスタ６８５，６８６，６８７はＰチャンネ
ルＭＯＳ構造の電界効果型トランジスタによって構成さ
れ、その電流流出端子側から電流流入端子側に向けて、
寄生素子として形成された第２のパワーダイオード６８
５ｄ，６８６ｄ，６８７ｄが等価回路的に逆接続されて
いる。

【０１６０】第２の分配器３８の第２の分配電流信号Ｇ
１，Ｇ２，Ｇ３は、それぞれ第２の電流増幅器６４５，
６４６，６４７に入力される。第２の電流増幅器６４
５，６４６，６４７は、それぞれ第２の分配電流信号Ｇ
１，Ｇ２，Ｇ３を所定倍の電流増幅して第２の増幅電流
信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を作りだし、第２のパワー増幅器
６１５，６１６，６１７の各通電制御端子側に供給す
る。第２のパワー増幅器６１５，６１６，６１７は、３
相の第２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３をそれぞれ電
流増幅し、各電流流出端子側よりコイル２，３，４に駆
動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の正極側電流を供給する。

【０１６１】図１９に第２の電流増幅器６４５，６４
６，６４７の具体的な構成を示す。第２の電流増幅器６
４５は、トランジスタ６５１，６５２による前段のカレ
ントミラー回路とトランジスタ６５３，６５４と抵抗６
５５，６５６による後段のカレントミラー回路を有し、
前段と後段のカレントミラー回路を縦続接続した第２の
増幅部カレントミラー回路によって構成されている。ト
ランジスタ６５１と６５２のエミッタ面積比を１にし、
前段のカレントミラー回路の電流増幅率を１にしてい
る。

【０１６２】トランジスタ６５３と６５４のエミッタ面
積比を５０倍、抵抗６５６と６５５の抵抗比を５０倍に
して、後段のカレントミラー回路の電流増幅率を５０倍
にしている。その結果、第２の電流増幅器６４５の第２
の増幅部カレントミラー回路は、電流増幅率で５０倍の
増幅を行っている。同様に、第２の電流増幅器６４６
は、トランジスタ６６１，６６２，６６３，６６４と抵
抗６６５，６６６による第２の増幅部カレントミラー回
路によって構成され、電流増幅率で５０倍の増幅を行っ
ている。同様に、第２の電流増幅器６４７は、トランジ
スタ６７１，６７２，６７３，６７４と抵抗６７５，６
７６による第２の増幅部カレントミラー回路によって構
成され、電流増幅率で５０倍の増幅を行っている。

【０１６３】これにより、第２の電流増幅器６４５，６
４６，６４７は、３相の第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ
２，Ｇ３をそれぞれ５０倍の増幅した３相の第２の増幅
電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を作りだし、第２のパワー増
幅器６１５，６１６，６１７の第２のパワー部カレント
ミラー回路の各通電制御端子側に供給する。また、第２
の電流増幅器６４５，６４６，６４７の第２の増幅部カ
レントミラー回路は、出力用のＮＰＮ型トランジスタ６
５４，６６４，６７４の電流流出端子側を直流電源５０
の負極端子側に接続され、この出力用トランジスタ６５
４，６６４，６７４を介してそれぞれ第２のパワー増幅
器６１５，６１６，６１７に電流を供給している。これ
により、第２のパワー増幅器６１５，６１６，６１７の
第２のＰＭＯＳ型パワートランジスタ６８５，６８６，
６８７を十分に通電制御するようにしている。

【０１６４】その他の構成及び動作は、前述の実施例
１，実施例２もしくは実施例３と同様であり、詳細な説
明を省略する。次に、全体的な動作について説明する。
第１の分配器３７は、第１の供給電流信号Ｃ１を３相の
切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３に応動して分配し、３相
の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を出力する。第
１の電流増幅器４１，４２，４３は、第１の分配電流信
号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を電流増幅した第１の増幅電流信号
Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を出力し、第１のパワー増幅器１１，
１２，１３の各通電制御端子側に供給する。第１のパワ
ー増幅器１１，１２，１３の第１の電界効果型パワー部
カレントミラー回路は、第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ
２，Ｆ３を電流増幅し、３相のコイル２，３，４に駆動
電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の負極側電流を供給する。

【０１６５】第２の分配器３８は、第２の供給電流信号
Ｃ２を３相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３に応動して
分配し、３相の第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を
出力する。第２の電流増幅器６４５，６４６，６４７
は、第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を所定倍の電
流増幅した第２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を出力
し、第２のパワー増幅器６１５，６１６，６１７の各通
電制御端子側に供給する。第２のパワー増幅器６１５，
６１６，６１７の第２の電界効果型パワー部カレントミ
ラー回路は、第２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を電
流増幅し、３相のコイル２，３，４に駆動電流Ｉ１，Ｉ
２，Ｉ３の正極側電流を供給する。

【０１６６】電流供給器３０の電流検出抵抗３１は、駆
動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の正極側電流の合成値である合
成供給電流Ｉｖを検出する。レベル変換回路３２と供給
出力部３３は、合成供給電流Ｉｖに比例もしくは略比例
した第１の供給電流信号Ｃ１と第２の供給電流信号Ｃ２
を出力する。第１の分配制御ブロック（電流供給器３０
と切換作成器３４と第１の分配器３７と第１の電流増幅
器４１，４２，４３）は、立ち上がり傾斜部分および立
ち下がり傾斜部分が滑らかに変化する３相の第１の増幅
電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を作りだし、第１の増幅電流
信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を第１のパワー増幅器１１，１
２，１３の各通電制御端子側に供給している。従って、
各第１のパワー増幅器は、電流路の切り換わりの初めの
期間および終わりの期間において能動領域内で電流増幅
作用をして滑らかに電流値を変化させ、支配的に電流路
を形成した期間においてフルオン動作を行っている。

【０１６７】これにより、３個の第１のＮＭＯＳ型パワ
ートランジスタ８１，８２，８３のうちで少なくとも１
個の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタを確実にフル
オン動作させながらも、３個の第１のＮＭＯＳ型パワー
トランジスタ８１，８２，８３による電流路の切換動作
を滑らかに行わせている。その結果、電流路の切り換わ
りに伴うスパイク電圧の発生がなくなり、コイル２，
３，４への駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３は滑らかに変化す
る。

【０１６８】第２の分配制御ブロック（電流供給器３０
と切換作成器３４と第２の分配器３８と第２の電流増幅
器６４５，６４６，６４７）は、立ち上がり傾斜部分お
よび立ち下がり傾斜部分が滑らかに変化する３相の第２
の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を作りだし、第２の増
幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を第２のパワー増幅器６１
５，６１６，６１７の各通電制御端子側に供給してい
る。従って、各第２のパワー増幅器は、電流路の切り換
わりの初めの期間および終わりの期間において能動領域
内で電流増幅作用をして滑らかに電流値を変化させ、支
配的に電流路を形成した期間においてフルオン動作を行
っている。

【０１６９】これにより、３個の第２のＰＭＯＳ型パワ
ートランジスタ６８５，６８６，６８７のうちで少なく
とも１個の第２のＰＭＯＳ型パワートランジスタを確実
にフルオン動作させながらも、３個の第２のＰＭＯＳ型
パワートランジスタ６８５，６８６，６８７による電流
路の切換動作を滑らかに行わせている。その結果、電流
路の切り換わりに伴うスパイク電圧の発生がなくなり、
コイル２，３，４への駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３は滑ら
かに変化する。

【０１７０】また、第１の分配制御ブロックと第１のパ
ワー増幅器１１，１２，１３によって第１の正帰還ルー
プが形成され、第２の分配制御ブロックと第２のパワー
増幅器６１５，６１６，６１７によって第２の正帰還ル
ープが形成されている。これにより、コイルへの合成供
給電流Ｉｖが変化した場合であっても、全体の回路動作
の安定化をはかっている。

【０１７１】同一相の第１の増幅電流信号Ｆ１と第２の
増幅電流信号Ｈ１は、１８０゜の位相差をもって相補的
に流れるので、第１のパワー増幅器１１と第２のパワー
増幅器６１５は相補的に動作する。従って、滑らかに連
続的に変化する両方向の駆動電流Ｉ１がコイル２に供給
される。

【０１７２】同様に、第１のパワー増幅器１２と第２の
パワー増幅器６１６は相補的に動作し、滑らかに連続的
に変化する両方向の駆動電流Ｉ２がコイル３に供給され
る。同様に、第１のパワー増幅器１３と第２のパワー増
幅器６１７は相補的に動作し、滑らかに連続的に変化す
る両方向の駆動電流Ｉ３がコイル４に供給される。この
ように、滑らかに変化する連続的な駆動電流Ｉ１，Ｉ
２，Ｉ３をコイル２，３，４に供給するので、コイル
２，３，４におけるスパイク電圧の発生もなく、寄生素
子である第１のパワーダイオード８１ｄ，８２ｄ，８３
ｄや第２のパワーダイオード６８５ｄ，６８６ｄ，６８
７ｄを通じた異常電流が流れることもない。従って、発
生駆動力の脈動は著しく小さくなる。

【０１７３】動作制御器３１０は、指令信号Ａｄと合成
電流検出信号Ａｇの比較結果および変調部３００の被変
調電流信号Ｐｍに応動した動作制御信号Ｖｄを出力す
る。動作制御器３１０の出力信号Ｖｄに応動して電圧変
換器５２のＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ６１の
スイッチング動作が制御され、電圧変換器５２の変換直
流電圧（Ｖｃｃ−Ｖｇ）を可変制御する。従って、変調
部３００の被変調電流信号Ｐｍは逆起電力のリップル分
による影響を補償し、指令信号Ａｄに応動した正確な合
成供給電流Ｉｖを供給するように高精度な電流制御を行
っている。その結果、駆動力の脈動を低減している。

【０１７４】また、緊急時に直流電源５０がオフした時
に、コイル２，３，４に生じている３相の逆起電力を第
１のパワーダイオード８１ｄ，８２ｄ，８３ｄや第２の
パワーダイオード６８５ｄ，６８６ｄ，６８７ｄを介し
て整流した整流直流電圧を、電圧取出器４９０の端子Ｘ
ｆに出力する。この電圧取出器４９０の出力電圧を用い
て、緊急時の各種の退避処理を行う。

【０１７５】本実施例では、電圧変換器やパワー増幅器
の電力損失が小さく、電力効率の良いディスク装置およ
びモータを得ることができる。従って、パワートランジ
スタやスイッチングトランジスタを集積回路化した場合
の熱破壊を防止できる。また、パワートランジスタの電
流流出端子側から電流流入端子側に向けて形成された寄
生ダイオードをパワーダイオードとして使用し、パワー
ダイオードのためのチップ面積を実質的に零にした。

【０１７６】また、第２のパワー増幅器や電力路スイッ
チ器に、第２のＰＭＯＳ型パワートランジスタやＰＭＯ
Ｓ型電力路トランジスタを使用し、これらのパワー素子
を動作させるための別の電源を不要にした。すなわち、
コンデンサ等の部品を必要とし、電力消費の比較的大き
い高電圧出力器をなくした。これにより、全体構成は著
しく簡素になる。

【０１７７】また、直流電源の負極端子側に電流流出端
子側を接続されたＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ
をＰＷＭ動作させ、ＮＭＯＳ型スイッチングトランジス
タと変換用インダクタ素子によって変換直流電圧を得て
いる。これにより、ＮＭＯＳ型スイッチングトランジス
タの電流流入端子側および電流流出端子側の電位が直流
電源５０の負極端子側電位（グランド電位）以下になら
ない。その結果、接合分離部分をベース端子とする寄生
トランジスタ素子の動作を防止でき、全体の回路動作が
安定になる。

【０１７８】また、本実施例では、電流供給器により合
成供給電流Ｉｖに応動した第１の供給電流信号Ｃ１と第
２の供給電流信号Ｃ２を出力する。第１の供給電流信号
Ｃ１に応動した第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を
用いて第１のパワー増幅器１１，１２，１３の通電を制
御し、第２の供給電流信号Ｃ２に応動した第２の増幅流
信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を用いて第２のパワー増幅器１
５，１６，１７の通電を制御する。これにより、指令信
号Ａｄに応動してコイルへの合成供給電流Ｉｖが変化し
た場合であっても、電流路の切換動作はアナログ的に滑
らかに行うことができる。

【０１７９】また、３個の第１のＮＭＯＳ型パワートラ
ンジスタうちで少なくとも１個の第１のパワートランジ
スタを確実にフルオン動作でき、３個の第２のＰＭＯＳ
型パワートランジスタのうちで少なくとも１個の第２の
パワートランジスタを確実にフルオン動作できる。従っ
て、電流路の切り換わりに伴う駆動電流の脈動や駆動力
の脈動は極めて小さくなり、振動・騒音や発熱の小さい
ディスク装置やモータを実現できる。

【０１８０】また、本実施例において、第１のパワー増
幅器１１，１２，１３は図１８に示された構成に限ら
ず、種々の変形が可能である。たとえば、第１のパワー
増幅器１１，１２，１３のそれぞれの代わりに、図２２
に示した構成のパワー増幅器１０００を使用しても良
い。また、たとえば、図２３に示した構成のパワー増幅
器１１００を使用しても良い。

【０１８１】また、本実施例において、第２のパワー増
幅器６１５，６１６，６１７は図１８に示された構成に
限らず、種々の変形が可能である。たとえば、第２のパ
ワー増幅器６１５，６１６，６１７のそれぞれの代わり
に、図２４に示した構成のパワー増幅器１２００を使用
しても良い。パワー増幅器１２００はＰＭＯＳ型パワー
トランジスタ１２１０とＰＭＯＳ型トランジスタ１２１
１と抵抗１０１２によって電界効果型パワー部カレント
ミラー回路を構成している。

【０１８２】電界効果型パワー部カレントミラー回路１
２００は、電界効果型パワートランジスタ１２１０の制
御端子側が電界効果型トランジスタ１２１１の制御端子
側に（直接あるいは何らかの要素を介して）接続され、
電界効果型トランジスタ１２１１の電流路端子対の一方
の端子側が電界効果型パワートランジスタ１２１０の電
流路端子対の一方の端子側に抵抗１２１２を介して接続
され、電界効果型トランジスタ１２１１の電流路端子対
のもう一方の端子側がパワー増幅器１２００の通電制御
端子側に（直接あるいは何らかの要素を介して）接続さ
れ、かつ、電界効果型トランジスタ１２１１の制御端子
側がパワー増幅器１２００の通電制御端子側に（直接あ
るいは何らかの要素を介して）接続されるように構成さ
れている。この電界効果型パワー部カレントミラー回路
は、比較的大きな電流増幅率を有している。

【０１８３】また、たとえば、図２５に示した構成のパ
ワー増幅器１３００を使用しても良い。パワー増幅器１
３００はＰＭＯＳ型パワートランジスタ１３１０とＰＭ
ＯＳ型トランジスタ１３１１と抵抗１３１２によって電
界効果型パワー部カレントミラー回路を構成している。

【０１８４】電界効果型パワー部カレントミラー回路１
３００は、電界効果型パワートランジスタ１３１０の制
御端子側が電界効果型トランジスタ１３１１の制御端子
側に（直接あるいは何らかの要素を介して）接続され、
電界効果型トランジスタ１３１１の電流路端子対の一方
の端子側がパワー増幅器１３００の通電制御端子側に抵
抗１３１２を介して接続され、電界効果型トランジスタ
１３１１の電流路端子対のもう一方の端子側が電界効果
型パワートランジスタ１３１０の電流路端子対の一方の
端子側に（直接あるいは何らかの要素を介して）接続さ
れ、かつ、電界効果型トランジスタ１３１１の制御端子
側がパワー増幅器１３００の通電制御端子側に（直接あ
るいは何らかの要素を介して）接続されるように構成さ
れている。

【０１８５】この電界効果型パワー部カレントミラー回
路は、通電制御端子側への入力電流が小さい内は所定の
電流増幅率を有し、入力電流が大きくなると、その電流
増幅率が急激に大きくなる。さらに、本実施例でも、前
述の実施例と同様な各種の利点を得ることができる。

【０１８６】《実施例５》図２０に本発明の実施例５の
モータを含んで構成されたディスク装置と、モータを示
す。図２０に全体構成を示す。本実施例５では、分路ス
イッチ器７００と通電停止器７０１を設け、コイル２，
３，４に両方向の駆動電流を供給する第１の通電モード
と、コイル２，３，４に片方向の駆動電流を供給する第
２の通電モードを、適時切り換えて供給できるようにし
た。また、コイル２，３，４の共通接続端子側より整流
直流電圧を取り出すように、電圧取出器７４０を変更し
た。その他の構成において、前述の実施例４，実施例
３，実施例２，もしくは実施例１と同様なものには同一
の番号を付し、詳細な説明を省略する。

【０１８７】まず、分路スイッチ器７００をオフにし、
通電停止器７０１を停止動作させない場合（第１の通電
モード）を説明する。すなわち、分路スイッチ器７００
の第１のスイッチ部７１１はオフ、通電停止器７０１の
第２のスイッチ部７２１と第３のスイッチ部７３１はオ
ンにした場合である。第１のスイッチ部７１１がオフで
あるから、分路スイッチ器７００のＰＭＯＳ型分路トラ
ンジスタ７１０はオフになる。

【０１８８】ＰＭＯＳ型分路トランジスタ７１０は、Ｐ
チャンネルＭＯＳ構造の電界効果型トランジスタにより
構成され、その寄生素子として形成されたダイオード７
１０ｄは電流流出端子側から電流流入端子側に向けて等
価回路的に接続されている。通電停止器７０１の第２の
スイッチ部７２１がオンであるから、電流供給器３０の
第２の供給電流信号Ｃ２は第２の分配器３８に供給され
る。通電停止器７０１の第３のスイッチ部７３１がオン
であるから、ＰＭＯＳ型通電トランジスタ７３０はオン
になり、第２のパワー増幅器６１５，６１６，６１７へ
の電流供給を実施する。

【０１８９】ＰＭＯＳ型通電トランジスタ７３０は逆接
続され、その電流流入端子側を抵抗３１と電力路スイッ
チ器５４を介して直流電源５０の正極端子側に接続し、
その電流流出端子側を第２のパワー増幅器６１５，６１
６，６１７の共通接続端子側に接続している。ＰＭＯＳ
型通電トランジスタ７３０はＰチャンネルＭＯＳ構造の
電界効果型トランジスタにより構成され、ＰＭＯＳ型通
電トランジスタ７３０が逆接続されているので、その寄
生素子として形成されたダイオード７３０ｄは電流流入
端子側から電流流出端子側に向けて等価回路的に接続さ
れている。

【０１９０】従って、分路スイッチ器７００の第１のス
イッチ部７１１をオフにし、通電停止器７０１の第２の
スイッチ部７２１と第３のスイッチ部７３１をオンにし
た場合には、前述の実施例４と実質的に同じ構成にな
る。従って、第１のパワー増幅器１１，１２，１３およ
び第２のパワー増幅器６１５，６１６，６１７によっ
て、コイル２，３，４に正極性および負極性の両方向の
駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３を供給する（第１の通電モー
ド）。具体的な構成及び動作は、前述の実施例４と同様
であり、詳細な説明を省略する。

【０１９１】次に、分路スイッチ器７００をオンにし、
通電停止器７０１を停止動作させた場合（第２の通電モ
ード）を説明する。すなわち、分路スイッチ器７００の
第１のスイッチ部７１１をオンにし、通電停止器７０１
の第２のスイッチ部７２１と第３のスイッチ部７３１を
オフにした場合である。第１のスイッチ部７１１がオン
であるから、分路スイッチ器７００のＰＭＯＳ型分路ト
ランジスタ７１０はオンになる。従って、電圧変換器５
２の正極出力端子側から電流検出抵抗３１とＰＭＯＳ型
分路トランジスタ７１０を介してコイル２，３，４の共
通接続端子側への電流路が形成される。

【０１９２】一方、通電停止器７０１の第２のスイッチ
部７２１がオフであるから、電流供給器３０の第２の供
給電流信号Ｃ２は第２の分配器３８に供給されない。従
って、第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３および第２
の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３は零になる。その結
果、第２のパワー増幅器６１５，６１６，６１７の第２
のＰＭＯＳ型パワートランジスタ６８５，６８６，６８
７はすべてオフになる。さらに、第３のスイッチ部７３
１がオフであるから、通電トランジスタ７３０はオフに
なり、第２のパワー増幅器への電流供給は停止される。

【０１９３】このとき、通電トランジスタ７３０および
その寄生ダイオード７３０ｄは、コイル２，３，４に生
じた逆起電力の電流路を遮断し、不要な電流路の形成を
防止する。従って、コイル２，３，４への電流路は、電
圧変換器５２の正極出力端子側と負極出力端子側の間に
並列的に接続されている第１のパワー増幅器１１，１
２，１３の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ８１，
８２，８３によって形成される。すなわち、コイル２，
３，４に負極性の片方向の駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３が
供給される（第２の通電モード）。なお、分路スイッチ
器７００の抵抗７１２と通電停止器７０１の抵抗７３２
はプルアップ抵抗であり、必要に応じて接続すればよ
い。

【０１９４】この第２の通電モードの全体動作について
説明する。電流供給器３０は、合成供給電流Ｉｖに応動
した第１の供給電流信号Ｃ１と第２の供給電流信号Ｃ２
を出力する。第２の供給電流信号Ｃ２は通電停止器７０
１の第２のスイッチ部７２１で阻止され、第２の分配器
３８に供給されない。従って、第２のパワー増幅器６１
５，６１６，６１７は、通電をすべて停止し、コイル
２，３，４に電流を供給しない。

【０１９５】一方、第１の供給電流信号Ｃ１は第１の分
配器３７に供給される。第１の分配器３７は、切換作成
器３４の３相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３に応動し
て第１の供給電流信号Ｃ１を分配し、滑らかに変化する
３相の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を出力す
る。第１の電流増幅器４１，４２，４３は、それぞれ第
１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を電流増幅した第１
の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を出力し、第１のパワ
ー増幅器１１，１２，１３の通電制御端子側に供給す
る。

【０１９６】第１のパワー増幅器１１，１２，１３の第
１のパワー部カレントミラー回路は、それぞれ第１の増
幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を電流増幅してコイル２，
３，４に供給する。このように、第１の分配制御ブロッ
クは、３個の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ８
１，８２，８３のうちで少なくとも１個の第１のパワー
トランジスタをフルオン動作させる。

【０１９７】動作制御器３１０は、指令信号Ａｄに応動
した動作制御信号Ｖｄを出力する。電圧変換器５２は、
動作制御信号Ｖｄに応動してＮＭＯＳ型スイッチングト
ランジスタ６１を高周波スイッチング動作させる。その
結果、電圧変換器５２の変換直流電圧（Ｖｃｃ−Ｖｇ）
が可変制御される。電圧変換器５２の変換直流電圧は、
並列的に接続された３個の第１のパワー増幅器１１，１
２，１３とコイル２，３，４と分路スイッチ器７００に
供給され、選択された第１のパワー増幅器の第１のパワ
ートランジスタによってコイルに片方向の駆動電流を供
給する電流路が形成される。

【０１９８】電圧取出器７４０は、直流電源５０の正極
端子側電位とコイルの共通接続端子側電位を比較し、大
きい方の電圧を出力している。これにより、直流電源５
０がオフしたときに、コイルに生じる３相の逆起電力の
整流電圧信号を端子Ｘｆに取り出している。その他の構
成及び動作は、前述の実施例４と同様であり、詳細な説
明を省略する。

【０１９９】本実施例では、コイルに両方向の駆動電流
を供給する第１の通電モードと、コイルに片方向の駆動
電流を供給する第２の通電モードを、適時切り換えて供
給し、モータ性能を変更することを可能にした。第１の
通電モードおよび第２の通電モードにおいて、第１のパ
ワー増幅器や第２のパワー増幅器やスイッチングトラン
ジスタや分路トランジスタや通電トランジスタなどのパ
ワー素子における電力損失・発熱は小さい。従って、こ
れらのパワー素子を必要に応じて単一のシリコン基板上
に集積回路化できる。

【０２００】また、コイルに両方向の駆動電流を供給す
る第１の通電モードでは、発生力を大きくできる利点が
ある。コイルに片方向の駆動電流を供給する第２の通電
モードでは、コイルに発生する逆起電力を大きくできる
ので、モータを高速回転できる利点がある。従って、発
生力が大きく高速回転が可能なモータを実現できる。

【０２０１】また、集積回路化した第２のパワートラン
ジスタ６８５，６８６，６８７には、寄生素子である第
２のパワーダイオード６８５ｄ，６８６ｄ，６８７ｄが
逆接続されている。分路トランジスタ７１０をオンにし
てコイル２，３，４に片方向の駆動電流を供給する場合
に、コイルに生じる逆起電力によって電力供給端子側の
電位が交流的に上昇し、第２のパワーダイオード６８５
ｄ，６８６ｄ，６８７ｄを介して電流が逆流しようとす
る。しかし、本実施例では、通電トランジスタ７３０を
逆接続しているので、通電トランジスタ７３０をオフに
することにより、逆流電流路を確実に遮断できる。

【０２０２】なお、通電トランジスタ７３０は逆接続し
たＰＭＯＳ型トランジスタに限らず、逆接続したＮＭＯ
Ｓ型トランジスタによっても構成可能である。これらの
逆接続した電界効果型トランジスタでは、電流流入端子
側から電流流出端子側に向けて寄生ダイオードが形成さ
れ、通電トランジスタのオフ時に寄生ダイオードも電流
の逆流を阻止する。また、本実施例でも、前述の各実施
例と同様な各種の利点を得ることができる。

【０２０３】なお、本実施例では、第１のパワー増幅器
１１，１２，１３と第２のパワー増幅器６１５，６１
６，６１７と電流供給器３０と切換作成器３４と分配作
成器３６（第１の分配器３７と第２の分配器３８）と第
１の電流増幅器４１，４２，４３と第２の電流増幅器６
４５，６４６，６４７と動作制御器３１０と電圧変換器
５２と分路スイッチ器７００と通電停止器７０１と電圧
取出器７４０によって、３相の負荷（コイル２，３，
４）への駆動電流を供給する駆動回路を形成している。

【０２０４】また、高電圧出力器を設けて、第２のパワ
ートランジスタ６８５，６８６，６８７や分路トランジ
スタ７１０や通電トランジスタ７３０にＮＭＯＳ型トラ
ンジスタを使用し、高電圧出力器の高電位点からこれら
の素子の通電を制御する事も可能である。

【０２０５】《実施例６》図２１に本発明の実施例６の
モータを含んで構成されたディスク装置と、モータを示
す。図２１に全体構成を示す。本実施例６では、電圧変
換器７５２として、たとえば高電圧出力器４５０のごと
き構成の電圧変換を行わせるようにした。その他の構成
において、前述の実施例５，前述の実施例４，実施例
３，実施例２，もしくは実施例１と同様なものには同一
の番号を付し、詳細な説明を省略する。

【０２０６】図２１の電圧変換器７５２は、２００ｋＨ
ｚ程度の高周波スイッチング動作を行うＮＭＯＳ型スイ
ッチングトランジスタ７６１を有している。ＮＭＯＳ型
スイッチングトランジスタ７６１は、その電流流出端子
側を直流電源５０の負極端子側（−）に接続され、その
電流流入端子側と変換用インダクタ素子７６３の一端に
接続され、直流電源５０の正極端子側（＋）から変換用
インダクタ素子７６３への磁気エネルギーを補充する電
力供給路をオン・オフの高周波スイッチングしている。

【０２０７】変換用インダクタ素子７６３の一端に接続
されたフライホイール用ダイオード７６２は、ＮＭＯＳ
型スイッチングトランジスタ７６１のオン・オフの高周
波スイッチング動作に相補的にオフ・オン動作し、変換
用インダクタ素子７６３から変換用コンデンサ素子７６
４を含む回路側への電流路を形成する。すなわち、ＮＭ
ＯＳ型スイッチングトランジスタ７６１がオンの時に
は、直流電源５０の正極端子から変換用インダクタ素子
７６３を通る電力供給路が形成され、変換用インダクタ
素子７６３の磁気エネルギーを補充する。

【０２０８】ＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ７６
１がオフに変わると、変換用インダクタ素子７６３の端
子電圧が大きくなってフライホイール用ダイオード７６
２を導通状態に変え、変換用インダクタ素子７６３から
変換用コンデンサ素子７６４を含む回路側への電流路を
形成する。これにより、変換用コンデンサ素子７６４の
一端と直流電源５０の一端の間に変換直流電圧Ｖｍを出
力する。変換用コンデンサ素子７６４は、電圧変換器７
５２の正極出力端子側（Ｐ）と負極出力端子側（Ｍ）の
間に接続され、変換用インダクタ素子７６３を介して供
給される電流・電圧を平滑するフィルタ回路を構成して
いる。

【０２０９】これにより、ＮＭＯＳ型スイッチングトラ
ンジスタ７６１を高周波ＰＷＭ動作（パルス幅変調動
作）することにより、電圧変換器７５２の正極出力端子
側の電位Ｖｍを可変制御している。その結果、直流電源
５０から供給される直流電圧Ｖｃｃを電力供給源とし
て、電圧変換器７５２の正極出力端子側と負極出力端子
側の間に変換直流電圧値Ｖｍを作り出す。ここで、直流
電源５０の負極端子をグランド電位（０Ｖ）としてい
る。

【０２１０】なお、ＮＭＯＳ型スイッチングトランジス
タ７６１は、ＮチャンネルＭＯＳ構造の電界効果型トラ
ンジスタによって構成され、その電流流出端子側から電
流流入端子側に向けて寄生素子として形成されたスイッ
チングダイオード７６１ｄを等価回路的に逆接続されて
いる。

【０２１１】動作制御器３１０は、指令信号Ａｄと合成
電流信号Ａｇの比較結果と被変調電流信号Ｐｍに応動し
た動作制御信号Ｖｄを出力する。電圧変換器７５２は、
ＰＷＭ部７６５において動作制御信号Ｖｄに応動したパ
ルス幅を有する所定の高周波のＰＷＭ信号Ｓｗを作り、
ＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ７６１を高周波ス
イッチング動作させる。すなわち、動作制御器３１０の
動作制御信号Ｖｄに応動して電圧変換器７５２のＮＭＯ
Ｓ型スイッチングトランジスタ７６１のＰＷＭスイッチ
ング動作が制御される。電圧変換器７５２は、直流電源
５０の直流電圧Ｖｃｃを電力供給源として、ＮＭＯＳ型
スイッチングトランジスタ７６１のＰＷＭスイッチング
動作に応動した変換直流電圧Ｖｍを正極出力端子側と負
極出力端子側の間に出力する。なお、電圧変換器７５２
のＰＷＭ部７６５の具体的な構成は、前述の図７に示し
たものと同様な構成であり、詳細な説明を省略する。

【０２１２】図２１の電圧取出器７９０は出力ダイオー
ド７９１を含んでいる。出力ダイオード７９１は、入力
端子側を第２のＰＭＯＳ型パワートランジスタ６８５，
６８６，６８７の電流流入端子側に接続され、出力端子
側を電圧取出器７９０の出力端子Ｘｆに接続されてい
る。これにより、直流電源５０がオフになった時に、出
力ダイオード７９１を介して、電圧取出器７９０はコイ
ル２，３，４の逆起電力を整流した整流直流電圧を出力
端子Ｘｆに得ている。

【０２１３】このとき、電圧変換器７５２のフライホイ
ール用ダイオード７６２は、直流電源５０がオフになっ
た時に、３相のコイル２，３，４の逆起電力によってコ
イル側から直流電源５０に逆流する電流を阻止してい
る。従って、フライホイール用ダイオード７６２は実質
的に図１５や図２０に示した電力路スイッチ器５４の役
割も果たしている。従って、電圧取出器７９０の整流直
流電圧を用いて、直流電源５０がオフになった時に、各
種の保護動作を行うことができる。その他の構成及び動
作は、前述の実施例５と同様であり、詳細な説明を省略
する。

【０２１４】本実施例では、電圧変換器やパワー増幅器
の電力損失を低減し、電力効率を改善している。また、
パワー素子の発熱が小さいので、集積回路化に適した構
成になっている。また、直流電源の負極端子側に電流流
出端子側を接続されたＮＭＯＳ型スイッチングトランジ
スタをＰＷＭ動作させ、ＮＭＯＳ型スイッチングトラン
ジスタと変換用インダクタ素子によって変換直流電圧を
得ている。これにより、ＮＭＯＳ型スイッチングトラン
ジスタの電流流入端子側および電流流出端子側の電位が
直流電源５０の負極端子側電位（グランド電位）以下に
ならない。その結果、接合分離部分をベース端子とする
寄生トランジスタ素子の動作を防止でき、全体の回路動
作が安定になる。

【０２１５】また、第２のパワー増幅器や分路スイッチ
器や通電停止器に、第２のＰＭＯＳ型パワートランジス
タやＰＭＯＳ型分路トランジスタやＰＭＯＳ型通電トラ
ンジスタを使用し、これらのパワー素子を動作させるた
めの別の電源を不要にした。また、本実施例では、コイ
ルに両方向の駆動電流を供給する第１の通電モードと、
コイルに片方向の駆動電流を供給する第２の通電モード
を、適時切り換えて供給し、モータ性能を変更すること
を可能にした。このような切換えを行っても、第１のパ
ワー増幅器や第２のパワー増幅器やスイッチングトラン
ジスタや分路トランジスタや通電トランジスタなどのパ
ワー素子における電力損失・発熱は小さい。

【０２１６】また、本実施例では、直流電源５０と電圧
変換器７５２は、電圧変換器の正極出力端子側と負極出
力端子側の間に所要の変換直流電圧Ｖｍを供給する電圧
供給ブロックを形成している。この電圧供給ブロック
は、変換直流電圧Ｖｍを直流電源５０の出力直流電圧Ｖ
ｃｃよりも大きくすることができ、コイル２，３，４へ
の供給電圧レベルを大きくした。これにより、モータの
高速回転を容易に実現できる。なお、モータ起動時など
では、スイッチングトランジスタ７６１がオフ状態にな
り、直流電源５０の出力直流電圧Ｖｃｃがフライホイー
ル用ダイオード７６２を介して出力され、電圧変換器７
５２の変換直流電圧になることもある。

【０２１７】また、本実施例において、電圧変換器７５
２の電流路形成回路であるフライホイール用ダイオード
７６２は、スイッチングトランジスタ７６１がオフの時
に変換用インダクタ素子７６３から変換用コンデンサ素
子７６４を含む回路側への電流路を形成すれば良く、種
々の変形が可能である。たとえば、フライホイール用ダ
イオード７６２の代わりに図２６に示した構成のＮＭＯ
Ｓ型同期整流トランジスタ１４００を使用し、ＰＷＭ部
７６５からの信号によって、スイッチングトランジスタ
７６１のオン・オフのスイッチング動作と相補的にＮＭ
ＯＳ型同期整流トランジスタ１４００をオフ・オンのス
イッチング動作させることが可能である。

【０２１８】ＮＭＯＳ型同期整流トランジスタ１４００
の電流入力出力端子間に逆接続された寄生ダイオード１
４００ｄによってフライホイール用ダイオードの効果を
得ることもできる。

【０２１９】また、たとえば、図２７に示した構成のＰ
ＭＯＳ型同期整流トランジスタ１５００を使用し、ＰＷ
Ｍ部７６５からの信号によって、スイッチングトランジ
スタ７６１のオン・オフのスイッチング動作と相補的に
ＰＭＯＳ型同期整流トランジスタ１５００をオフ・オン
のスイッチング動作させることが可能である。ＰＭＯＳ
型同期整流トランジスタ１５００の電流入力出力端子間
に逆接続された寄生ダイオード１５００ｄによってフラ
イホイール用ダイオードの効果を得ることもできる。

【０２２０】さらに、フライホイール用ダイオード７６
２を置き換えたＰＭＯＳ型同期整流トランジスタ１５０
０は、直流電源５０がオフになった時に、コイルの逆起
電力によって生じるコイル側から直流電源５０に向けて
の逆流電流を阻止できるので、ＰＭＯＳ型同期整流トラ
ンジスタ１５００は図１７のＰＭＯＳ型電力路トランジ
スタ７２の役目を果たしている。また、ＰＭＯＳ型同期
整流トランジスタ１５００を動作させるために新たな高
電位点を供給する高電圧出力器が不要であり、全体の構
成が簡素になる。

【０２２１】また、本実施例では、合成供給電流Ｉｖに
応動した第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を作りだ
し、少なくとも立ち上がり傾斜部分および立ち下がり傾
斜部分において滑らかに変化する３相の第１の増幅電流
信号を第１のパワー増幅器１１，１２，１３の通電制御
端子側に供給する。また、合成供給電流Ｉｖに応動した
第２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を作りだし、少な
くとも立ち上がり傾斜部分および立ち下がり傾斜部分に
おいて滑らかに変化する３相の第２の増幅電流信号を第
２のパワー増幅器６１５，６１６，６１７の通電制御端
子側に供給する。

【０２２２】これにより、３個の第１のＮＭＯＳ型パワ
ートランジスタ８１，８２，８３のうちで少なくとも１
個をフルオン動作させ、３個の第２のＰＭＯＳ型パワー
トランジスタ６８５，６８６，６８７のうちで少なくと
も１個をフルオン動作させながらも、コイル２，３，４
への電流路の切換動作を滑らかにした。従って、電流路
の切り換わりに伴う駆動電流の脈動や駆動力の脈動は極
めて小さくなる。その結果、振動・騒音が小さく、消費
電力の小さいディスク装置やモータを実現できる。

【０２２３】なお、このような効果は、分路トランジス
タをオンにした片方向の電流供給の場合でも得られる。
また、図２１の電流供給器３０の代わりに図２８に示し
た電流供給器９５０を使用し、第１の増幅電流信号や第
２の増幅電流信号を指令信号Ａｄに直接応動して変化さ
せることも可能である。その他、本実施例でも、前述の
実施例と同様な各種の利点を得ることができる。

【０２２４】なお、前述の各実施例の具体的な構成につ
いては、各種の変形が可能である。たとえば、各相のコ
イルは複数個の部分コイルを直列もしくは並列に接続し
て構成しても良い。３相のコイルはスター結線に限ら
ず、デルタ結線であってもよい。また、コイルの相数は
３相に限定されない。例えば、前記の相数３に代えて相
数４のコイルをもつシステムも全く同様に構成できる。
その場合は、第１のパワー増幅器，第２のパワー増幅
器，第１の電流増幅器，第２の電流増幅器がそれぞれ４
組設けられる。

【０２２５】また、移動体の磁極数も２極に限定される
ものではなく、多極にしても良く、また、磁石磁束を供
給する構成ならば、磁性歯を用いても良い。また、コイ
ルへの合成供給電流の検出には、周知の各種の方法が使
用可能である。

【０２２６】また、集積回路化において、周知の半導体
プロセスによる各種の１チップ集積回路技術が使用可能
である。たとえば、電界効果型トランジスタやバイポー
ラトランジスタを単独種類もしくは複数種類使用できる
各種の１チップ集積回路技術がある。集積回路のサブス
トレートを直流電源の負極端子側の電位（グランド電
位）に接続し、接合分離することにより高密度の集積回
路化が可能である。しかし、誘電体分離して集積回路化
しても良い。なお、１チップ内の具体的なトランジスタ
配置は、個々の集積回路設計によって異なるので、詳細
な説明を省略する。

【０２２７】また、前述の実施例にもとづいて、騒音や
振動や消費電力を同時に大幅に低減したディスク装置を
実現でき、高性能なＤＶＤ装置やＣＤ装置やＨＤＤ装置
やＦＤＤ装置などを構成できる。特に、振動が小さいこ
とから、ディスクからの再生信号のジッタが大幅に小さ
くなり、再生誤り率が小さくなる。ディスクへの記録に
おいては、記録場所の変動が大幅に小さくなる。また、
騒音が小さいことから、ディスクから再生した音声・映
像信号の鑑賞において騒音障害を生じない。また、消費
電力が小さいことから、熱に弱い記録可能ディスクを使
用して、記録可能ディスクの再生動作または／および記
録動作を安定に行うことができる。

【０２２８】このように、本発明のディスク装置は、デ
ィスクの使い方を大幅に広げるものである。なかでも、
本発明に基づいて、ＤＶＤ装置やＨＤＤ装置のようなデ
ィスク装置を構成した場合には、高品位の音声・映像信
号を高密度に記録されたディスクを騒音妨害なく安定に
再生鑑賞すること、または／および、高品位の音声・映
像信号をディスクに高密度に記録すること、などが容易
になり、高性能・高品位なディスク装置を実現できる。
その他、本発明の主旨を変えずして種々の変形が可能で
あり、本発明に含まれることはいうまでもない。

【０２２９】

【発明の効果】本発明のモータを用いたディスク装置、
および、モータでは、電圧変換器を高周波スイッチング
動作させ、パワー増幅器をフルオン動作させながらも、
電流路の切換動作を滑らかにし、滑らかな駆動電流によ
って円滑な駆動力を得ている。これにより、騒音と振動
と消費電力を同時に小さくしたディスク装置、および、
モータの実現を可能にした。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例１における全体構成を示す図で
ある。

【図２】実施例１における切換作成器３４の回路図であ
る。

【図３】実施例１における制御作成器３０の回路図であ
る。

【図４】実施例１における分配作成器３６の回路図であ
る。

【図５】実施例１における第１の電流増幅器４１，４
２，４３の回路図である。

【図６】実施例１における第２の電流増幅器４５，４
６，４７と高電圧出力器５３の回路図である。

【図７】実施例１における動作制御器５１と電圧変換器
５２の回路図である。

【図８】実施例１における集積回路の一部の断面図であ
る。

【図９】本発明の実施例２における全体構成を示す図で
ある。

【図１０】実施例２における動作制御器３１０と電圧変
換器５２の回路図である。

【図１１】実施例２における変調部３００の回路図であ
る。

【図１２】実施例２における振幅回路３９２の回路図で
ある。

【図１３】実施例２における振幅回路３９２の別の構成
の回路図である。

【図１４】実施例２における振幅回路３９２の別の構成
の回路図である。

【図１５】本発明の実施例３における全体構成を示す図
である。

【図１６】実施例３における高電圧出力器４５０の回路
図である。

【図１７】実施例３における電力路スイッチ器５４と電
圧変換器５２の回路図である。

【図１８】本発明の実施例４における全体構成を示す図
である。

【図１９】実施例４における第２の電流増幅器６４５，
６４６，６４７の回路図である。

【図２０】本発明の実施例５における全体構成を示す図
である。

【図２１】本発明の実施例６における全体構成を示す図
である。

【図２２】本発明の実施例におけるパワー増幅器の別の
構成を示す図である。

【図２３】本発明の実施例におけるパワー増幅器の別の
構成を示す図である。

【図２４】本発明の実施例におけるパワー増幅器の別の
構成を示す図である。

【図２５】本発明の実施例におけるパワー増幅器の別の
構成を示す図である。

【図２６】本発明の実施例における電圧変換器の電流路
形成回路の別の構成を示す図である。

【図２７】本発明の実施例における電圧変換器の電流路
形成回路の別の構成を示す図である。

【図２８】本発明の実施例における電流供給器の別の構
成を示す図である。

【図２９】本発明の実施例の動作を説明するための波形
図である。

【図３０】従来のモータの構成を示す図である。

【符号の説明】

１ 移動体 １ｂ ディスク １ｃ ヘッド １ｄ 情報処理器 ２，３，４ コイル １１，１２，１３ 第１のパワー増幅器 １５，１６，１７，６１５，６１６，６１７ 第２のパ
ワー増幅器 ３０ 電流供給器 ３４ 切換作成器 ３６ 分配作成器 ３７ 第１の分配器 ３８ 第２の分配器 ４１，４２，４３ 第１の電流増幅器 ４５，４６，４７，６４５，６４６，６４７ 第２の電
流増幅器 ５０ 直流電源 ５１，３１０ 動作制御器 ５２，７５２ 電圧変換器 ５３，４５０ 高電圧出力器 ５４ 電力路スイッチ器 ４９０，７９０ 電圧取出器 ７００ 分路スイッチ器 ７０１ 通電停止器

Claims (22)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 少なくとも、情報信号を記録された、ま
   たは、情報信号を記録されるディスクと、 少なくとも、前記ディスクから信号再生を行う、また
   は、前記ディスクに信号記録を行うヘッド手段と、 少なくとも、前記ヘッド手段の出力信号を処理して再生
   情報信号を出力する、または、記録情報信号を信号処理
   して前記ヘッド手段に出力する情報処理手段と、 前記ディスクを一体的に固定して直接回転駆動する移動
   体に取り付けられて磁石磁束を発生する界磁手段と、 固定体に配設されて複数相の磁束を発生するＱ相（ここ
   に、Ｑは３以上の整数）のコイルと、 直流電源の電力供給路を高周波スイッチングする電界効
   果型スイッチングトランジスタを含み、前記直流電源の
   直流電圧を変換した変換直流電圧を出力する電圧供給手
   段と、 前記電圧供給手段の負極出力端子側から前記Ｑ相のコイ
   ルの一つへの電流路を形成する第１の電界効果型パワー
   トランジスタをそれぞれ含むＱ個の第１のパワー増幅手
   段と、 前記電圧供給手段の正極出力端子側から前記Ｑ相のコイ
   ルの一つへの電流路を形成する第２の電界効果型パワー
   トランジスタをそれぞれ含むＱ個の第２のパワー増幅手
   段と、 前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段の通電を制御する第１
   の分配制御手段と、 前記Ｑ個の第２のパワー増幅手段の通電を制御する第２
   の分配制御手段と、 指令信号に応動して前記電圧供給手段の前記正極出力端
   子側と前記負極出力端子側の間の前記変換直流電圧を制
   御する動作制御手段と、 を具備するディスク装置であって、 但し、前記第１の分配制御手段は、Ｑ個の前記第１の電
   界効果型パワートランジスタのうちで少なくとも１個の
   第１の電界効果型パワートランジスタをフルオン動作さ
   せる手段を含んで構成され、 前記第２の分配制御手段は、Ｑ個の前記第２の電界効果
   型パワートランジスタのうちで少なくとも１個の第２の
   電界効果型パワートランジスタをフルオン動作させる手
   段を含んで構成され、 前記動作制御手段は、前記移動体の回転移動動作に同期
   して変化する被変調信号を得る変調手段と、前記変調手
   段の出力信号に応動して前記電圧供給手段の変換直流電
   圧を変化させる手段を含んで構成された、 ディスク装置。
2. 【請求項２】 前記動作制御手段は、さらに、前記コイ
   ルへの合成供給電流に応動した合成電流検出信号と前記
   指令信号を比較し、該比較結果に応動して前記電圧供給
   手段の変換直流電圧を制御する手段を含んで構成され
   た、 請求項１に記載のディスク装置。
3. 【請求項３】 前記変調手段は、前記電圧供給手段の前
   記変換直流電圧に応動して前記被変調信号を変化させる
   構成にされた、 請求項１または請求項２のいずれかに記載のディスク装
   置。
4. 【請求項４】 前記第１の分配制御手段は、少なくとも
   立ち上がり傾斜部分および立ち下がり傾斜部分において
   実質的に滑らかに変化するＱ相の第１の電流信号を前記
   Ｑ個の第１のパワー増幅手段の通電制御端子側に供給す
   る手段を含んで構成された、 請求項１から請求項３のいずれかに記載のディスク装
   置。
5. 【請求項５】 前記第２の分配制御手段は、少なくとも
   立ち上がり傾斜部分および立ち下がり傾斜部分において
   実質的に滑らかに変化するＱ相の第２の電流信号を前記
   Ｑ個の第２のパワー増幅手段の通電制御端子側に供給す
   る手段を含んで構成された、 請求項１から請求項４のいずれかに記載のディスク装
   置。
6. 【請求項６】 前記第１の分配制御手段および／または
   第２の分配制御手段は、前記指令信号に応動して前記第
   １の電流信号および／または前記第２の電流信号を変化
   させる手段を有して構成された請求項４または請求項５
   のいずれかに記載のディスク装置。
7. 【請求項７】 前記第１のパワー増幅手段は前記第１の
   電界効果型パワートランジスタを用いた第１の電界効果
   型パワー部カレントミラー回路を含んで構成され、前記
   第２のパワー増幅手段は前記第２の電界効果型パワート
   ランジスタを用いた第２の電界効果型パワー部カレント
   ミラー回路を含んで構成された、 請求項１から請求項６のいずれかに記載のディスク装
   置。
8. 【請求項８】 少なくとも、情報信号を記録された、ま
   たは、情報信号を記録されるディスクと、 少なくとも、前記ディスクから信号再生を行う、また
   は、前記ディスクに信号記録を行うヘッド手段と、 少なくとも、前記ヘッド手段の出力信号を処理して再生
   情報信号を出力する、または、記録情報信号を信号処理
   して前記ヘッド手段に出力する情報処理手段と、 前記ディスクを一体的に固定して直接回転駆動する移動
   体に取り付けられて磁石磁束を発生する界磁手段と、 固定体に配設されて複数相の磁束を発生するＱ相（ここ
   に、Ｑは３以上の整数）のコイルと、 直流電源の電力供給路を高周波スイッチングする電界効
   果型スイッチングトランジスタを含み、前記直流電源の
   直流電圧を変換した変換直流電圧を出力する電圧供給手
   段と、 前記電圧供給手段の負極出力端子側から前記Ｑ相のコイ
   ルの一つへの電流路を形成する第１の電界効果型パワー
   トランジスタをそれぞれ含むＱ個の第１のパワー増幅手
   段と、 前記電圧供給手段の正極出力端子側から前記Ｑ相のコイ
   ルの一つへの電流路を形成する第２の電界効果型パワー
   トランジスタをそれぞれ含むＱ個の第２のパワー増幅手
   段と、 前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段の通電を制御する第１
   の分配制御手段と、 前記Ｑ個の第２のパワー増幅手段の通電を制御する第２
   の分配制御手段と、 指令信号に応動して前記電圧供給手段の前記正極出力端
   子側と前記負極出力端子側の間の前記変換直流電圧を制
   御する動作制御手段と、 を具備するディスク装置であって、 但し、前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段のうちで少なく
   とも１個の第１のパワー増幅手段は、前記第１の電界効
   果型パワートランジスタを用いて通電制御端子側への入
   力電流の電流増幅動作を行う手段を含んで構成され、 前記Ｑ個の第２のパワー増幅手段のうちで少なくとも１
   個の第２のパワー増幅手段は、前記第２の電界効果型パ
   ワートランジスタを用いて通電制御端子側への入力電流
   の電流増幅動作を行う手段を含んで構成され、 前記第１の分配制御手段は、少なくとも立ち上がり傾斜
   部分および／または立ち下がり傾斜部分において実質的
   に滑らかに変化する少なくとも１個の第１の電流信号を
   前記少なくとも１個の第１のパワー増幅手段の通電制御
   端子側に供給し、かつ、Ｑ個の前記第１の電界効果型パ
   ワートランジスタのうちで少なくとも１個の第１の電界
   効果型パワートランジスタをフルオン動作させる手段を
   含んで構成され、 前記第２の分配制御手段は、少なくとも立ち上がり傾斜
   部分および／または立ち下がり傾斜部分において実質的
   に滑らかに変化する少なくとも１個の第２の電流信号を
   前記少なくとも１個の第２のパワー増幅手段の通電制御
   端子側に供給し、かつ、Ｑ個の前記第２の電界効果型パ
   ワートランジスタのうちで少なくとも１個の第２の電界
   効果型パワートランジスタをフルオン動作させる手段を
   含んで構成された、 ディスク装置。
9. 【請求項９】 前記動作制御手段は、前記コイルへの合
   成供給電流に応動した合成電流検出信号と前記指令信号
   を比較し、該比較結果に応動して前記電圧供給手段の変
   換直流電圧を制御する手段を含んで構成された、 請求項８に記載のディスク装置。
10. 【請求項１０】 前記動作制御手段は、前記移動体の回
    転移動動作に同期して変化する被変調信号を得る変調手
    段と、前記変調手段の出力信号に応動して前記電圧供給
    手段の変換直流電圧を変化させる手段を含んで構成され
    た、 請求項８または請求項９のいずれかに記載のディスク装
    置。
11. 【請求項１１】 前記変調手段は、前記電圧供給手段の
    前記変換直流電圧に応動して前記被変調信号を変化させ
    る構成にされた、 請求項１０に記載のディスク装置。
12. 【請求項１２】 前記第１の分配制御手段および／また
    は第２の分配制御手段は、前記指令信号に応動して前記
    第１の電流信号および／または前記第２の電流信号を変
    化させる手段を有して構成された請求項８から請求項１
    １のいずれかに記載のディスク装置。
13. 【請求項１３】 前記第１の分配制御手段は、少なくと
    も立ち上がり傾斜部分および立ち下がり傾斜部分におい
    て実質的に滑らかに変化するＱ相の第１の電流信号を前
    記Ｑ個の第１のパワー増幅手段の通電制御端子側に供給
    する手段を含んで構成された、 請求項８から請求項１２のいずれかに記載のディスク装
    置。
14. 【請求項１４】 前記第２の分配制御手段は、少なくと
    も立ち上がり傾斜部分および立ち下がり傾斜部分におい
    て実質的に滑らかに変化するＱ相の第２の電流信号を前
    記Ｑ個の第２のパワー増幅手段の通電制御端子側に供給
    する手段を含んで構成された、 請求項８から請求項１３のいずれかに記載のディスク装
    置。
15. 【請求項１５】 前記電圧供給手段は、前記直流電源の
    直流電圧を変換した変換直流電圧を前記第１のパワー増
    幅手段と前記第２のパワー増幅手段に供給し、前記変換
    直流電圧を前記直流電源の出力直流電圧よりも大きくで
    きる構成にした、 請求項８から請求項１４のいずれかに記載のディスク装
    置。
16. 【請求項１６】 前記第１のパワー増幅手段は前記第１
    の電界効果型パワートランジスタを用いた第１の電界効
    果型パワー部カレントミラー回路を含んで構成され、前
    記第２のパワー増幅手段は前記第２の電界効果型パワー
    トランジスタを用いた第２の電界効果型パワー部カレン
    トミラー回路を含んで構成された、 請求項８から請求項１５のいずれかに記載のディスク装
    置。
17. 【請求項１７】 回転体に取り付けられた界磁手段と、 固定体に配設されて複数相の磁束を発生するＱ相（ここ
    に、Ｑは３以上の整数）のコイルと、 直流電源の電力供給路を高周波スイッチングする電界効
    果型スイッチングトランジスタを含み、前記直流電源の
    直流電圧を変換した変換直流電圧を出力する電圧供給手
    段と、 前記電圧供給手段の負極出力端子側から前記Ｑ相のコイ
    ルの一つへの電流路を形成する第１の電界効果型パワー
    トランジスタをそれぞれ含むＱ個の第１のパワー増幅手
    段と、 前記電圧供給手段の正極出力端子側から前記Ｑ相のコイ
    ルの一つへの電流路を形成する第２の電界効果型パワー
    トランジスタをそれぞれ含むＱ個の第２のパワー増幅手
    段と、 前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段の通電を制御する第１
    の分配制御手段と、 前記Ｑ個の第２のパワー増幅手段の通電を制御する第２
    の分配制御手段と、 指令信号に応動して前記電圧供給手段の前記正極出力端
    子側と前記負極出力端子側の間の前記変換直流電圧を制
    御する動作制御手段と、 を具備するモータであって、 但し、前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段のうちで少なく
    とも１個の第１のパワー増幅手段は、前記第１の電界効
    果型パワートランジスタを用いて通電制御端子側への入
    力電流の電流増幅動作を行う手段を含んで構成され、 前記Ｑ個の第２のパワー増幅手段のうちで少なくとも１
    個の第２のパワー増幅手段は、前記第２の電界効果型パ
    ワートランジスタを用いて通電制御端子側への入力電流
    の電流増幅動作を行う手段を含んで構成され、 前記第１の分配制御手段は、少なくとも立ち上がり傾斜
    部分および／または立ち下がり傾斜部分において実質的
    に滑らかに変化する少なくとも１個の第１の電流信号を
    前記少なくとも１個の第１のパワー増幅手段の通電制御
    端子側に供給し、かつ、Ｑ個の前記第１の電界効果型パ
    ワートランジスタのうちで少なくとも１個の第１の電界
    効果型パワートランジスタをフルオン動作させる手段を
    含んで構成され、 前記第２の分配制御手段は、少なくとも立ち上がり傾斜
    部分および／または立ち下がり傾斜部分において実質的
    に滑らかに変化する少なくとも１個の第２の電流信号を
    前記少なくとも１個の第２のパワー増幅手段の通電制御
    端子側に供給し、かつ、Ｑ個の前記第２の電界効果型パ
    ワートランジスタのうちで少なくとも１個の第２の電界
    効果型パワートランジスタをフルオン動作させる手段を
    含んで構成され、 前記動作制御手段は、前記コイルへの合成供給電流に応
    動した合成電流検出信号と前記指令信号を比較し、該比
    較結果に応動して前記電圧供給手段の変換直流電圧を制
    御する手段を含んで構成された、 モータ。
18. 【請求項１８】 前記動作制御手段は、さらに、前記回
    転体の回転移動動作に同期して変化する被変調信号を得
    る変調手段と、前記変調手段の出力信号に応動して前記
    電圧供給手段の変換直流電圧を変化させる手段を含んで
    構成された、 請求項１７に記載のモータ。
19. 【請求項１９】 前記変調手段は、前記電圧供給手段の
    前記変換直流電圧に応動して前記被変調信号を変化させ
    る構成にされた、 請求項１８に記載のモータ。
20. 【請求項２０】 前記第１の分配制御手段および／また
    は第２の分配制御手段は、前記指令信号に応動して前記
    第１の電流信号および／または前記第２の電流信号を変
    化させる手段を有して構成された請求項１７から請求項
    １９いずれかに記載のモータ。
21. 【請求項２１】 前記電圧供給手段は、前記直流電源の
    直流電圧を変換した変換直流電圧を前記第１のパワー増
    幅手段と前記第２のパワー増幅手段に供給し、前記変換
    直流電圧を前記直流電源の出力直流電圧よりも大きくで
    きる構成にした、 請求項１７から請求項２０のいずれかに記載のモータ。
22. 【請求項２２】 前記第１のパワー増幅手段は前記第１
    の電界効果型パワートランジスタを用いた第１の電界効
    果型パワー部カレントミラー回路を含んで構成され、前
    記第２のパワー増幅手段は前記第２の電界効果型パワー
    トランジスタを用いた第２の電界効果型パワー部カレン
    トミラー回路を含んで構成された、 請求項１７から請求項２１のいずれかに記載のモータ。