JP3352032B2 - モータ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、コイルへの電流路
を複数個のトランジスタにより電子的に切り換えるモー
タに関するものである

【０００２】

【従来の技術】近年、ＯＡ機器やＡＶ機器の駆動用モー
タとして、複数個のトランジスタにより電子的に電流路
を切り換えるモータが広く使用されている。このような
モータの例として、ＰＮＰ型パワートランジスタとＮＰ
Ｎ型パワートランジスタを用いてコイルへの電流路を切
り換えるモータがある。図３４に従来のモータを示し、
その動作について簡単に説明する。ロータ２０１１は永
久磁石による界磁部を有し、ロータ２０１１の回転に応
動して、位置検出器２０４１は２組の３相の電圧信号Ｋ
１，Ｋ２，Ｋ３とＫ４，Ｋ５，Ｋ６を発生する。第１の
分配器２０４２は電圧信号Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３に応動した
３相の下側通電制御信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３を作りだし、
下側のＮＰＮ型パワートランジスタ２０２１，２０２
２，２０２３のベースに供給し、ＮＰＮ型パワートラン
ジスタ２０２１，２０２２，２０２３の通電を制御す
る。第２の分配器２０４３は電圧信号Ｋ４，Ｋ５，Ｋ６
に応動した３相の上側通電制御信号Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３を
作りだし、上側のＰＮＰ型パワートランジスタ２０２
５，２０２６，２０２７のベースに供給し、ＰＮＰ型パ
ワートランジスタ２０２５，２０２６，２０２７の通電
を制御する。これにより、３相のコイル２０１２，２０
１３，２０１４に３相の駆動電圧を供給する。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】しかし、この従来のモ
ータでは、下記の各種の課題が問題になっていた。 （１）電力損失が大きい。 従来の構成では、ＮＰＮ型パワートランジスタ２０２
１、２０２２、２０２３およびＰＮＰ型パワートランジ
スタ２０２５、２０２６、２０２７は、そのエミッタ−
コレクタ間の電圧をアナログ的に制御し、コイル２０１
２、２０１３、２０１４に必要な振幅の駆動電流を供給
している。そのため、各パワートランジスタの残留電圧
が大きく、この残留電圧とパワートランジスタの通電電
流の積によって、大きな電力損失が生じていた。特に、
モータコイルへの駆動電流が大きいので、電力損失は著
しく大きかった。そのため、モータの電力効率は極めて
悪かった。 （２）コストが高い。 コストを安くするためには、トランジスタや抵抗類を１
チップの集積回路（ＩＣ）にまとめることが有効であ
る。しかし、ＰＮＰ型パワートランジスタ２０２５、２
０２６、２０２７を形成するためには大きなチップ面積
が必要になり、コスト増加を招く大きな要因になってい
た。また、集積回路化した場合の寄生容量の影響によ
り、ＰＮＰ型パワートランジスタを高速動作させること
が難しかった。また、パワートランジスタの電力損失・
発熱が大きく、集積回路化が難しかった。特に、モータ
コイルへの駆動電流が大きいので、パワートランジスタ
の発熱により集積回路の熱破壊を生じる恐れも大きい。
また、熱破壊を防止するために放熱板を取り付けた場合
には、コスト増加が大きかった。 （３）モータの振動が大きい。 近年、光ディスク装置（ＤＶＤ装置、ＣＤ装置、等）や
磁気ディスク装置（ＨＤＤ装置、ＦＤＤ装置、等）など
のディスク装置では、ディスクの高密度記録再生に伴っ
て、振動の小さなモータが要望されてきた。しかし、従
来の構成では、パワートランジスタの急峻な切り換えに
伴ってコイルにスパイク電圧が生じ、駆動電流の脈動を
生じていた。これにより、発生駆動力が脈動し、大きな
モータ振動を生じていた。これらの課題をそれぞれもし
くは同時に解決したモータが強く望まれていた。本発明
の目的は、上記の各種の問題点をそれぞれまたは同時に
解決した構成のモータを提供することにある。

【０００４】

【課題を解決するための手段】本発明の構成のモータ
は、移動体と、複数相のコイルと、直流電圧を供給する
電圧供給手段と、前記電圧供給手段の負極端子側と前記
コイルの一つへの電流路を形成する第１の電界効果型パ
ワートランジスタをそれぞれ含むＱ個（Ｑは３以上の整
数）の第１のパワー増幅手段と、前記電圧供給手段の正
極端子側と前記コイルの一つへの電流路を形成する第２
の電界効果型パワートランジスタをそれぞれ含むＱ個の
第２のパワー増幅手段と、複数相の切換信号を作りだす
切換作成手段と、前記切換作成手段の出力信号に応動し
て前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段からの通電を分配制
御する第１の分配制御手段と、前記切換作成手段の出力
信号に応動して前記Ｑ個の第２のパワー増幅手段からの
通電を分配制御する第２の分配制御手段と、前記Ｑ個の
第１のパワー増幅手段と前記Ｑ個の第２のパワー増幅手
段のうちで少なくとも１個のパワー増幅手段を高周波ス
イッチング動作させるスイッチング動作手段と、を具備
するモータであって、前記第１の分配制御手段と前記第
２の分配制御手段は、立ち上がり傾斜部分と立ち下がり
傾斜部分のうちの少なくとも一方の傾斜部分において電
流振幅が滑らかに変化する少なくとも１つの電流信号を
前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段と前記Ｑ個の第２のパ
ワー増幅手段のうちで少なくとも１個のパワー増幅手段
の通電制御端子側に供給する手段と、前記コイルへの供
給電力を変化させる指令信号に応動して前記少なくとも
１つの電流信号の前記少なくとも一方の傾斜部分におけ
る電流振幅を変化させる手段と、を含んで構成してい
る。

【０００５】このように構成することにより、第１のパ
ワー増幅手段と第２のパワー増幅手段のうちで少なくと
も１個のパワー増幅手段を高周波スイッチング動作させ
ているので、これらのパワー増幅手段の電力損失を大幅
に低減できる。従って、電力効率の良いモータになる。
また、第１のパワー増幅手段や第２のパワー増幅手段を
高周波スイッチング動作させている場合に、立ち上がり
傾斜部分と立ち下がり傾斜部分と平坦部分等のなかで、
立ち上がり傾斜部分と立ち下がり傾斜部分のうちの少な
くとも一方の傾斜部分において電流振幅が滑らかに変化
する電流信号をパワー増幅手段の通電制御端子側に供給
した。さらに、指令信号に応動して電流信号の傾斜部分
における電流振幅を変化させている。これにより、電流
路の切換動作を滑らかにできる。その結果、コイルへの
駆動電流が滑らかに変化し、発生駆動力の脈動は大幅に
低減される。その結果、電力効率が良く、振動の小さい
高性能なモータを実現できる。

【０００６】また、本発明の別の観点のモータは、移動
体と、複数相のコイルと、直流電圧を供給する電圧供給
手段と、前記電圧供給手段の一方の出力極端子側と前記
コイルの一つへの電流路を形成する第１の電界効果型パ
ワートランジスタをそれぞれ含むＱ個（Ｑは３以上の整
数）の第１のパワー増幅手段と、前記電圧供給手段の他
方の出力端子側と前記コイルの一つへの電流路を形成す
る第２の電界効果型パワートランジスタをそれぞれ含む
Ｑ個の第２のパワー増幅手段と、複数相の切換信号を作
りだす切換作成手段と、前記切換作成手段の出力信号に
応動して前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段からの通電を
分配制御する第１の分配制御手段と、前記切換作成手段
の出力信号に応動して前記Ｑ個の第２のパワー増幅手段
からの通電を分配制御する第２の分配制御手段と、少な
くとも１個の第１のパワー増幅手段を高周波スイッチン
グ動作させるスイッチング動作手段と、を具備するモー
タであって、前記第１の分配制御手段は、立ち上がり傾
斜部分と立ち下がり傾斜部分のうちの少なくとも一方の
傾斜部分において電流振幅が滑らかに変化するＱ相の電
流信号を前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段の通電制御端
子側に供給する手段と、前記コイルへの供給電力を変化
させる指令信号に応動して前記Ｑ相の電流信号の前記少
なくとも一方の傾斜部分における電流振幅を変化させる
手段と、を含んで構成している。

【０００７】このように構成することにより、少なくと
も１個の第１のパワー増幅手段を高周波スイッチング動
作させているので、パワー増幅手段の電力損失を大幅に
低減できる。従って、電力効率の良いモータになる。ま
た、第１のパワー増幅手段を高周波スイッチング動作さ
せている場合に、立ち上がり傾斜部分と立ち下がり傾斜
部分と平坦部分等のなかで、立ち上がり傾斜部分と立ち
下がり傾斜部分のうちの少なくとも一方の傾斜部分にお
いて電流振幅が滑らかに変化するＱ相の電流信号をＱ個
の第１のパワー増幅手段の通電制御端子側に供給した。
さらに、指令信号に応動してＱ相の電流信号の傾斜部分
における電流振幅を変化させている。これにより、電流
路の切換動作を滑らかにできる。その結果、コイルへの
駆動電流が滑らかに変化し、発生駆動力の脈動は大幅に
低減される。その結果、電力効率が良く、振動の小さい
高性能なモータを実現できる。

【０００８】また、本発明の別の観点のモータは、移動
体と、複数相のコイルと、直流電圧を供給する電圧供給
手段と、前記電圧供給手段の一方の出力極端子側と前記
コイルの一つへの電流路を形成する第１の電界効果型パ
ワートランジスタをそれぞれ含むＱ個（Ｑは３以上の整
数）の第１のパワー増幅手段と、前記電圧供給手段の他
方の出力端子側と前記コイルの一つへの電流路を形成す
る第２の電界効果型パワートランジスタをそれぞれ含む
Ｑ個の第２のパワー増幅手段と、複数相の切換信号を作
りだす切換作成手段と、前記切換作成手段の出力信号に
応動して前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段からの通電を
分配制御する第１の分配制御手段と、前記切換作成手段
の出力信号に応動して前記Ｑ個の第２のパワー増幅手段
からの通電を分配制御する第２の分配制御手段と、少な
くとも１個の第１のパワー増幅手段を高周波スイッチン
グ動作させるスイッチング動作手段と、を具備するモー
タであって、前記第２の分配制御手段は、立ち上がり傾
斜部分と立ち下がり傾斜部分のうちの少なくとも一方の
傾斜部分において電流振幅が滑らかに変化するＱ相の電
流信号を前記Ｑ個の第２のパワー増幅手段の通電制御端
子側に供給する手段と、前記コイルへの供給電力を変化
させる指令信号に応動して前記Ｑ相の電流信号の前記少
なくとも一方の傾斜部分における電流振幅を変化させる
手段と、を含んで構成している。

【０００９】このように構成することにより、少なくと
も１個の第１のパワー増幅手段を高周波スイッチング動
作させているので、パワー増幅手段の電力損失を大幅に
低減できる。従って、電力効率の良いモータになる。ま
た、第１のパワー増幅手段を高周波スイッチング動作さ
せている場合に、立ち上がり傾斜部分と立ち下がり傾斜
部分と平坦部分等のなかで、立ち上がり傾斜部分と立ち
下がり傾斜部分のうちの少なくとも一方の傾斜部分にお
いて電流振幅が滑らかに変化するＱ相の電流信号をＱ個
の第２のパワー増幅手段の通電制御端子側に供給した。
さらに、指令信号に応動してＱ相の電流信号の傾斜部分
における電流振幅を変化させている。これにより、電流
路の切換動作を滑らかにできる。その結果、コイルへの
駆動電流が滑らかに変化し、発生駆動力の脈動は大幅に
低減される。その結果、電力効率が良く、振動の小さい
高性能なモータを実現できる。

【００１０】また、本発明の別の観点のモータは、移動
体と、複数相のコイルと、直流電圧を供給する電圧供給
手段と、前記電圧供給手段の一方の出力極端子側と前記
コイルの一つへの電流路を形成する第１の電界効果型パ
ワートランジスタをそれぞれ含むＱ個（Ｑは３以上の整
数）の第１のパワー増幅手段と、前記電圧供給手段の他
方の出力端子側と前記コイルの一つへの電流路を形成す
る第２の電界効果型パワートランジスタをそれぞれ含む
Ｑ個の第２のパワー増幅手段と、複数相の切換信号を作
りだす切換作成手段と、前記切換作成手段の出力信号に
応動して前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段からの通電を
分配制御する第１の分配制御手段と、前記切換作成手段
の出力信号に応動して前記Ｑ個の第２のパワー増幅手段
からの通電を分配制御する第２の分配制御手段と、前記
Ｑ個の第１のパワー増幅手段と前記Ｑ個の第２のパワー
増幅手段のうちで少なくとも１個のパワー増幅手段を高
周波スイッチング動作させるスイッチング動作手段と、
を具備するモータであって、前記第１の分配制御手段
は、立ち上がり傾斜部分と立ち下がり傾斜部分のうちの
少なくとも一方の傾斜部分において電流振幅が滑らかに
変化する第１のＱ相の電流信号を前記Ｑ個の第１のパワ
ー増幅手段の通電制御端子側に供給する手段と、前記コ
イルへの供給電力を変化させる指令信号に応動して前記
第１のＱ相の電流信号の前記少なくとも一方の傾斜部分
における電流振幅を変化させる手段と、を含んで構成さ
れ、前記第２の分配制御手段は、立ち上がり傾斜部分と
立ち下がり傾斜部分のうちの少なくとも一方の傾斜部分
において電流振幅が滑らかに変化する第２のＱ相の電流
信号を前記Ｑ個の第２のパワー増幅手段の通電制御端子
側に供給する手段と、前記指令信号に応動して前記第２
のＱ相の電流信号の前記少なくとも一方の傾斜部分にお
ける電流振幅を変化させる手段と、を含んで構成してい
る。

【００１１】このように構成することにより、第１のパ
ワー増幅手段と第２のパワー増幅手段のうちで少なくと
も１個のパワー増幅手段を高周波スイッチング動作させ
ているので、これらのパワー増幅手段の電力損失を大幅
に低減できる。従って、電力効率の良いモータになる。
また、第１のパワー増幅手段や第２のパワー増幅手段を
高周波スイッチング動作させている場合に、立ち上がり
傾斜部分と立ち下がり傾斜部分と平坦部分等のなかで、
立ち上がり傾斜部分と立ち下がり傾斜部分のうちの少な
くとも一方の傾斜部分において電流振幅が滑らかに変化
する第１のＱ相の電流信号をＱ個の第１のパワー増幅手
段の通電制御端子側に供給した。また、立ち上がり傾斜
部分と立ち下がり傾斜部分のうちの少なくとも一方の傾
斜部分において電流振幅が滑らかに変化する第２のＱ相
の電流信号をＱ個の第２のパワー増幅手段の通電制御端
子側に供給した。さらに、指令信号に応動して第１のＱ
相の電流信号の傾斜部分と第２のＱ相の電流信号の傾斜
部分を変化させている。これにより、電流路の切換動作
を滑らかにできる。その結果、コイルへの駆動電流が滑
らかに変化し、発生駆動力の脈動は大幅に低減される。
その結果、電力効率が良く、振動の小さい高性能なモー
タを実現できる。これらおよびその他の構成や動作につ
いては、実施の形態の説明において詳細に説明する。

【００１２】

【発明の実施の形態】本発明の好ましい数個の実施例を
添付の図１〜図３３を参照して詳細に説明する。 《実施例１》図１から図８に本発明の実施例１のモータ
を示す。図１に全体構成を示す。移動体１は、たとえ
ば、永久磁石の発生磁束により複数極の界磁磁束を発生
する界磁部を取り付けられたロータである。ここでは、
移動体１の界磁部を２極着磁された永久磁石で示してあ
る。変形例では、多極であっても良く、多数の磁極片に
よって構成しても良い。３相コイル２，３，４は、固定
体であるステータに配設され、移動体１との相対関係に
関して、電気的に１２０度相当ずらされて配置されてい
る。３相コイル２，３，４は３相の駆動電流Ｉ１，Ｉ
２，Ｉ３により３相の磁束を発生し、移動体１の界磁部
との相互作用によって駆動力を発生し、移動体１に駆動
力を与える。ディスク１ｂは、移動体１に取り付けら
れ、移動体１と一緒に回転する。

【００１３】電圧供給部である直流電源５０は、負極端
子側（−）をアース電位にされ、正極端子側（＋）に所
要の直流電圧Ｖｃｃおよび直流電流を供給している。直
流電源５０の負極端子側には、電流検出器２１を介し
て、３個の第１のパワー増幅器１１，１２，１３の電流
流出端子側が共通接続されている。第１のパワー増幅器
１１は、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１と、
第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１に並列に逆接
続された第１のパワーダイオード６１ｄを含んで構成さ
れている。ここで、ＮＭＯＳ型トランジスタはＮチャン
ネルＭＯＳ構造の電界効果型トランジスタを意味する。
第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１の電流流出端
子側は直流電源５０の負極端子側に電流検出器２１を介
して接続され、電流流入端子側はコイル２の電力供給端
子に接続されている。第１のパワーダイオード６１ｄの
電流流入端子側は第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ
６１の電流流出端子側に接続され、電流流出端子側は第
１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１の電流流入端子
側に接続されている。第１のパワー増幅器１１は、第１
のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１とＮＭＯＳ型トラ
ンジスタ７１により第１の電界効果型パワー部カレント
ミラー回路を形成し、通電制御端子側への入力電流信号
を電流増幅して出力する。ここで、電界効果型パワー部
カレントミラー回路は電界効果型パワートランジスタを
用いた電界効果型カレントミラー回路を意味する。

【００１４】第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１
とＮＭＯＳ型トランジスタ７１のセル面積比を１００倍
にし、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１が能動
領域でハーフオン動作している場合の第１のパワー部カ
レントミラー回路の電流増幅率を１００倍にしている。
ここで、電界効果型トランジスタの動作状態には、３つ
の状態：フルオン状態，ハーフオン状態，オフ状態があ
る。ハーフオン状態では、電界効果型トランジスタは能
動領域の増幅動作を行っている。また、フルオン状態と
ハーフオン状態の時に、電界効果型トランジスタは活性
状態または能動状態にある。なお、第１のＮＭＯＳ型パ
ワートランジスタ６１は、たとえば二重拡散Ｎチャンネ
ルＭＯＳ構造の電界効果型トランジスタによって構成さ
れ、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１の電流流
出端子側から電流流入端子側に向けて寄生ダイオード素
子が等価回路的に逆接続される。この寄生ダイオード素
子を第１のパワーダイオード６１ｄとして使用してい
る。

【００１５】同様に、第１のパワー増幅器１２は、第１
のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６２と、第１のＮＭＯ
Ｓ型パワートランジスタ６２に並列に逆接続された第１
のパワーダイオード６２ｄを含んで構成されている。第
１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６２の電流流出端子
側は直流電源５０の負極端子側に電流検出器２１を介し
て接続され、電流流入端子側はコイル３の電力供給端子
に接続されている。第１のパワーダイオード６２ｄの電
流流入端子側は第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６
２の電流流出端子側に接続され、電流流出端子側は第１
のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６２の電流流入端子側
に接続されている。第１のパワー増幅器１２は、第１の
ＮＭＯＳ型パワートランジスタ６２とＮＭＯＳ型トラン
ジスタ７２により第１の電界効果型パワー部カレントミ
ラー回路を形成し、通電制御端子側への入力電流信号を
電流増幅して出力する（セル面積比は１００倍）。な
お、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６２は、たと
えば二重拡散ＮチャンネルＭＯＳ構造の電界効果型トラ
ンジスタによって構成され、第１のＮＭＯＳ型パワート
ランジスタ６２の寄生ダイオード素子を第１のパワーダ
イオード６２ｄとして使用している。

【００１６】同様に、第１のパワー増幅器１３は、第１
のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６３と、第１のＮＭＯ
Ｓ型パワートランジスタ６３に並列に逆接続された第１
のパワーダイオード６３ｄを含んで構成されている。第
１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６３の電流流出端子
側は直流電源５０の負極端子側に電流検出器２１を介し
て接続され、電流流入端子側はコイル４の電力供給端子
に接続されている。第１のパワーダイオード６３ｄの電
流流入端子側は第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６
３の電流流出端子側に接続され、電流流出端子側は第１
のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６３の電流流入端子側
に接続されている。第１のパワー増幅器１３は、第１の
ＮＭＯＳ型パワートランジスタ６３とＮＭＯＳ型トラン
ジスタ７３により第１の電界効果型パワー部カレントミ
ラー回路を形成し、通電制御端子側への入力電流信号を
電流増幅して出力する（セル面積比は１００倍）。な
お、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６３は、たと
えば二重拡散ＮチャンネルＭＯＳ構造の電界効果型トラ
ンジスタによって構成され、第１のＮＭＯＳ型パワート
ランジスタ６３の寄生ダイオード素子を第１のパワーダ
イオード６３ｄとして使用している。

【００１７】第１のパワー増幅器１１，１２，１３の各
第１のパワー部カレントミラー回路は、それぞれ各通電
制御端子側への入力電流信号を電流増幅して出力する。
スイッチング制御器２２の制御パルス信号Ｙ１，Ｙ２，
Ｙ３は、第１のパワー増幅器１１，１２，１３の第１の
ＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１，６２，６３をオン
・オフ制御して高周波スイッチング動作させる。第１の
パワー増幅器１１，１２，１３は、コイル２，３，４の
各電力供給端子への駆動電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３を高周波
スイッチングして電力供給し、コイル２，３，４への駆
動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の負極側電流を供給する。この
動作については、後述する。

【００１８】直流電源５０の正極端子側には、３個の第
２のパワー増幅器１５，１６，１７の電流流入端子側が
共通接続されている。第２のパワー増幅器１５は、第２
のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６５と、第２のＮＭＯ
Ｓ型パワートランジスタ６５に並列に逆接続された第２
のパワーダイオード６５ｄを含んで構成されている。第
２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６５の電流流入端子
側は直流電源５０の正極端子側に接続され、電流流出端
子側はコイル２の電力供給端子に接続されている。第２
のパワーダイオード６５ｄの電流流入端子側は第２のＮ
ＭＯＳ型パワートランジスタ６５の電流流出端子側に接
続され、電流流出端子側は第２のＮＭＯＳ型パワートラ
ンジスタ６５の電流流入端子側に接続されている。第２
のパワー増幅器１５は、第２のＮＭＯＳ型パワートラン
ジスタ６５とＮＭＯＳ型トランジスタ７５により第２の
電界効果型パワー部カレントミラー回路を形成し、通電
制御端子側への入力電流信号を電流増幅して出力する。
第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６５とＮＭＯＳ型
トランジスタ７５のセル面積比を１００倍にし、第２の
ＮＭＯＳ型パワートランジスタ６５が能動領域で動作し
ている場合の第２のパワー部カレントミラー回路の電流
増幅率を１０１倍にしている。なお、第２のＮＭＯＳ型
パワートランジスタ６５は、たとえば二重拡散型Ｎチャ
ンネルＭＯＳ構造の電界効果型トランジスタによって構
成され、第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６５の電
流流出端子側から電流流入端子側に向けて寄生ダイオー
ド素子が等価回路的に逆接続される。この寄生ダイオー
ド素子を第２のパワーダイオード６５ｄとして使用して
いる。

【００１９】同様に、第２のパワー増幅器１６は、第２
のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６６と、第２のＮＭＯ
Ｓ型パワートランジスタ６６に並列に逆接続された第２
のパワーダイオード６６ｄを含んで構成されている。第
２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６６の電流流入端子
側は直流電源５０の正極端子側に接続され、電流流出端
子側はコイル３の電力供給端子に接続されている。第２
のパワーダイオード６６ｄの電流流入端子側は第２のＮ
ＭＯＳ型パワートランジスタ６６の電流流出端子側に接
続され、電流流出端子側は第２のＮＭＯＳ型パワートラ
ンジスタ６６の電流流入端子側に接続されている。第２
のパワー増幅器１６は、第２のＮＭＯＳ型パワートラン
ジスタ６６とＮＭＯＳ型トランジスタ７６により第２の
電界効果型パワー部カレントミラー回路を形成し、通電
制御端子側への入力電流信号を電流増幅して出力する
（セル面積比は１００倍）。なお、第２のＮＭＯＳ型パ
ワートランジスタ６６は、たとえば二重拡散型Ｎチャン
ネルＭＯＳ構造の電界効果型トランジスタによって構成
され、第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６６の寄生
ダイオード素子を第２のパワーダイオード６６ｄとして
使用している。

【００２０】同様に、第２のパワー増幅器１７は、第２
のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６７と、第２のＮＭＯ
Ｓ型パワートランジスタ６７に並列に逆接続された第２
のパワーダイオード６７ｄを含んで構成されている。第
２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６７の電流流入端子
側は直流電源５０の正極端子側に接続され、電流流出端
子側はコイル４の電力供給端子に接続されている。第２
のパワーダイオード６７ｄの電流流入端子側は第２のＮ
ＭＯＳ型パワートランジスタ６７の電流流出端子側に接
続され、電流流出端子側は第２のＮＭＯＳ型パワートラ
ンジスタ６７の電流流入端子側に接続されている。第２
のパワー増幅器１７は、第２のＮＭＯＳ型パワートラン
ジスタ６７とＮＭＯＳ型トランジスタ７７により第２の
電界効果型パワー部カレントミラー回路を形成し、通電
制御端子側への入力電流信号を電流増幅して出力する
（セル面積比は１００倍）。なお、第２のＮＭＯＳ型パ
ワートランジスタ６７は、たとえば二重拡散型Ｎチャン
ネルＭＯＳ構造の電界効果型トランジスタによって構成
され、第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６７の寄生
ダイオード素子を第２のパワーダイオード６７ｄとして
使用している。

【００２１】第２のパワー増幅器１５，１６，１７の各
第２のパワー部カレントミラー回路は、それぞれ各通電
制御端子側への入力電流信号を電流増幅して出力し、コ
イル２，３，４への駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の正極側
電流を供給する。この動作については、後述する。この
ように、第１のパワー増幅器１１，１２，１３は、直流
電源５０の負極端子側と正極端子側の間に並列的に接続
され、直流電源５０の負極端子側からコイル２，３，４
への電流路を電子的に切り換えている。同様に、第２の
パワー増幅器１５，１６，１７は、直流電源５０の負極
端子側と正極端子側の間に並列的に接続され、直流電源
５０の正極端子側からコイル２，３，４への電流路を電
子的に切り換えている。指令器２０の指令信号Ａｄは、
電流供給器３０とスイッチング制御器２２に入力され
る。指令器２０は、たとえば、移動体１の回転移動速度
を検出し、該速度を所定値に制御する速度制御ブロック
によって構成されている。従って、指令信号Ａｄはコイ
ル２，３，４への駆動電流や駆動電圧を制御し、コイル
への供給電力を変化させる。

【００２２】電流供給器３０は、指令信号Ａｄに応動す
る第１の供給電流信号Ｃ１と第２の供給電流信号Ｃ２を
出力する。図３に電流供給器３０の具体的な構成を示
す。電圧電流変換回路１５１は、指令信号Ａｄに比例し
た変換電流信号Ｂｊを出力する。電圧電流変換回路１５
１の変換電流信号Ｂｊは、トランジスタ１７１，１７
２，１７３と抵抗１７４，１７５，１７６によるカレン
トミラー回路に供給され、変換電流信号Ｂｊに比例した
２つの電流信号をトランジスタ１７２，１７３のコレク
タ側に作りだす。トランジスタ１７２のコレクタ電流
は、トランジスタ１８１，１８２のカレントミラー回路
を介して出力される。トランジスタ１８２のコレクタ電
流Ｂｐ１と定電流源１８３の第１の所定電流Ｑｑ１を加
算し、第１の供給電流信号Ｃ１として出力する。すなわ
ち、Ｃ１＝Ｂｐ１＋Ｑｑ１。また、トランジスタ１７３
のコレクタ電流Ｂｐ２と定電流源１８４の第２の所定電
流Ｑｑ２を加算し、第２の供給電流信号Ｃ２として出力
する。すなわち、Ｃ２＝Ｂｐ２＋Ｑｑ２。これにより、
第１の供給電流信号Ｃ１と第２の供給電流信号Ｃ２は指
令信号Ａｄに比例もしくは略比例した電流信号になる。
また、第１の供給電流信号Ｃ１と第２の供給電流信号Ｃ
２は、定電流源１８３，１８４の電流値Ｑｑ１，Ｑｑ２
による所定のバイアス電流を含んでいる。なお、定電流
源１８３，１８４の電流値Ｑｑ１，Ｑｑ２は、必要に応
じて設定すれば良く、零であっても良い。

【００２３】図１の切換作成器３４は、滑らかに変化す
る３相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を出力する。図
２に切換作成器３４の具体的な構成を示す。この例で
は、切換作成器３４は位置検出部１００と切換信号部１
０１によって構成されている。位置検出部１００は、移
動体１の発生磁束を検知する磁電変換素子（例えばホー
ル素子）からなる位置検出素子１１１，１１２を含んで
構成されている。位置検出素子１１１，１１２は、電気
的に１２０度の位相差を有し、移動体１の移動に伴って
滑らかな正弦波状に変化する２相の位置検出信号Ｊａ１
とＪｂ１、および、Ｊａ２とＪｂ２を出力する。ここ
で、Ｊａ１とＪａ２は逆相の関係にあり（電気的に１８
０度の位相差）、Ｊｂ１とＪｂ２は逆相の関係にある。
なお、逆相の信号は新たな相数に数えない。位置検出信
号Ｊａ２とＪｂ２は抵抗１１３，１１４により合成され
て３相目の位置検出信号Ｊｃ１を作りだし、位置検出信
号Ｊａ１とＪｂ１は抵抗１１５，１１６により合成され
て３相目の位置検出信号Ｊｃ２を作りだす。これによ
り、位置検出部１００は電気的に１２０度の位相差を有
して正弦波状に変化する３相の位置検出信号Ｊａ１，Ｊ
ｂ１，Ｊｃ１（Ｊａ２，Ｊｂ２，Ｊｃ２）を得ている。
なお、３個の位置検出素子を用いて３相の位置検出信号
を作りだしても良い。

【００２４】切換信号部１０１は、３相の位置検出信号
に応動して滑らかに変化する正弦波状の切換電流信号Ｄ
１，Ｄ２，Ｄ３を作りだす。トランジスタ１２２と１２
３は、１相目の位置検出信号Ｊａ１とＪａ２の差電圧に
応動して定電流源１２１の電流をコレクタ側に分流す
る。トランジスタ１２３のコレクタ電流は、トランジス
タ１２４，１２５のカレントミラー回路によって２倍に
増幅され、トランジスタ１２５のコレクタより出力され
る。トランジスタ１２５のコレクタ電流は、定電流源１
２６の電流値と比較され、両者の差電流が１相目の切換
電流信号Ｄ１として出力される。従って、切換電流信号
Ｄ１は、位置検出信号Ｊａ１に応動して滑らかに変化
し、電気角で１８０度区間は電流が流出し（正極性の電
流）、次の１８０度区間は電流が流入する（負極性の電
流）。同様に、切換電流信号Ｄ２は、位置検出信号Ｊｂ
１に応動して滑らかに変化し、電気角で１８０度区間は
電流が流出し（正極性の電流）、次の１８０度区間は電
流が流入する（負極性の電流）。同様に、切換電流信号
Ｄ３は、位置検出信号Ｊｃ１に応動して滑らかに変化
し、電気角で１８０度区間は電流が流出し（正極性の電
流）、次の１８０度区間は電流が流入する（負極性の電
流）。これにより、切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３は所
定の位相差を有する正弦波状の３相の電流信号になる。
図９（ａ）に３相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３の波
形を示す。なお。図９の横軸は移動体１の回転移動位置
である。

【００２５】図１の分配作成器３６は、第１の分配器３
７と第２の分配器３８を含んで構成されている。第１の
分配器３７は、切換作成器３４の３相の切換電流信号Ｄ
１，Ｄ２，Ｄ３に応動して電流供給器３０の第１の供給
電流信号Ｃ１を実質的に分配し、滑らかに変化する３相
の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を作り出す。第
２の分配器３８は、切換作成器３４の３相の切換電流信
号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３に応動して電流供給器３０の第２の
供給電流信号Ｃ２を実質的に分配し、滑らかに変化する
３相の第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を作り出
す。

【００２６】図４に分配作成器３６の具体的な構成を示
す。第１の分配器３７の第１の分離回路２１６は、切換
作成器３４の切換電流信号Ｄ１の負極側電流に相当もし
くは応動する第１の分離信号Ｄ１ｎを出力する。第１の
分離回路２１７は、切換作成器３４の切換電流信号Ｄ２
の負極側電流に相当もしくは応動する第１の分離信号Ｄ
２ｎを出力する。第１の分離回路２１８は、切換作成器
３４の切換電流信号Ｄ３の負極側電流に相当もしくは応
動する第１の分離信号Ｄ３ｎを出力する。これにより、
第１の分配器３７の第１の分離回路２１６，２１７，２
１８は、３相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３の負極側
電流に相当もしくは応動する３相の第１の分離信号Ｄ１
ｎ，Ｄ２ｎ，Ｄ３ｎを得ている。第１の分配器３７の第
１の乗算回路２１１は、第１の分離回路２１６の第１の
分離信号Ｄ１ｎと第１の帰還回路２１５の第１の帰還信
号Ｅｂを乗算し、乗算結果に比例した第１の分配電流信
号Ｅ１を出力する。同様に、第１の分配器３７の第１の
乗算回路２１２は、第１の分離回路２１７の第１の分離
信号Ｄ２ｎと第１の帰還回路２１５の第１の帰還信号Ｅ
ｂを乗算し、乗算結果に比例した第１の分配電流信号Ｅ
２を出力する。同様に、第１の分配器３７の第１の乗算
回路２１３は、第１の分離回路２１８の第１の分離信号
Ｄ３ｎと第１の帰還回路２１５の第１の帰還信号Ｅｂを
乗算し、乗算結果に比例した第１の分配電流信号Ｅ３を
出力する。

【００２７】第１の合成回路２１４は、３相の第１の分
配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３の加算合成値に応動した第
１の合成信号Ｅａを出力する。第１の帰還回路２１５
は、第１の合成回路２１４の第１の合成信号Ｅａと電流
供給器３０の第１の供給電流信号Ｃ１の差信号に応動し
た第１の帰還信号Ｅｂを得ている。これにより、第１の
乗算回路２１１，２１２，２１３と第１の合成回路２１
４と第１の帰還回路２１５は帰還ループを構成し、第１
の合成信号Ｅａを第１の供給電流信号Ｃ１に対応した値
にしている。

【００２８】第１の合成信号Ｅａは３相の第１の分配電
流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３の加算値に対応し、３相の第１
の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３はそれぞれ３相の第１
の分離信号Ｄ１ｎ，Ｄ２ｎ，Ｄ３ｎに比例している。そ
の結果、第１の分配器３７の３相の第１の分配電流信号
Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３は、切換作成器３４の３相の切換電流
信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３の負極側電流に応動して電流供給
器３０の第１の供給電流信号Ｃ１を実質的に分配した３
相の電流信号になる。すなわち、第１の分配電流信号Ｅ
１，Ｅ２，Ｅ３の大きさは、第１の供給電流信号Ｃ１に
比例して変化する。図９（ｂ）に３相の第１の分配電流
信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３の波形を示す。第１の分配器３７
は、第１の供給電流信号Ｃ１を移動体１の回転移動に伴
って１相分もしくは２相分に交互に分配し、電気的に１
２０度の位相差を有する３相の第１の分配電流信号Ｅ
１，Ｅ２，Ｅ３を出力する。なお、第１の分配電流信号
Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３は、正極性電流（流出方向電流）にな
っている。

【００２９】第２の分配器３８の第２の分離回路２２６
は、切換作成器３４の切換電流信号Ｄ１の正極側電流に
相当もしくは応動する第２の分離信号Ｄ１ｐを出力す
る。第２の分離回路２２７は、切換作成器３４の切換電
流信号Ｄ２の正極側電流に相当もしくは応動する第２の
分離信号Ｄ２ｐを出力する。第２の分離回路２２８は、
切換作成器３４の切換電流信号Ｄ３の正極側電流に相当
もしくは応動する第２の分離信号Ｄ３ｐを出力する。こ
れにより、第２の分配器３８の第２の分離回路２２６，
２２７，２２８は、３相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ
３の正極側電流に相当もしくは応動する３相の第２の分
離信号Ｄ１ｐ，Ｄ２ｐ，Ｄ３ｐを得ている。

【００３０】第２の分配器３８の第２の乗算回路２２１
は、第２の分離回路２２６の第２の分離信号Ｄ１ｐと第
２の帰還回路２２５の第２の帰還信号Ｇｂを乗算し、乗
算結果に比例した第２の分配電流信号Ｇ１を出力する。
同様に、第２の分配器３８の第２の乗算回路２２２は、
第２の分離回路２２７の第２の分離信号Ｄ２ｐと第２の
帰還回路２２５の第２の帰還信号Ｇｂを乗算し、乗算結
果に比例した第２の分配電流信号Ｇ２を出力する。同様
に、第２の分配器３８の第２の乗算回路２２３は、第２
の分離回路２２８の第２の分離信号Ｄ３ｐと第２の帰還
回路２２５の第２の帰還信号Ｇｂを乗算し、乗算結果に
比例した第２の分配電流信号Ｇ３を出力する。

【００３１】第２の合成回路２２４は、３相の第２の分
配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３の加算合成値に応動した第
２の合成信号Ｇａを出力する。第２の帰還回路２２５
は、第２の合成回路２２４の第２の合成信号Ｇａと電流
供給器３０の第２の供給電流信号Ｃ２の差信号に応動し
た第２の帰還信号Ｇｂを得ている。これにより、第２の
乗算回路２２１，２２２，２２３と第２の合成回路２２
４と第２の帰還回路２２５は帰還ループを構成し、第２
の合成信号Ｇａを第２の供給電流信号Ｃ２に対応した値
にしている。第２の合成信号Ｇａは３相の第２の分配電
流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３の加算値に対応し、３相の第２
の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３はそれぞれ３相の第２
の分離信号Ｄ１ｐ，Ｄ２ｐ，Ｄ３ｐに比例している。そ
の結果、第２の分配器３８の３相の第２の分配電流信号
Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３は、切換作成器３４の切換電流信号Ｄ
１，Ｄ２，Ｄ３に応動して電流供給器３０の第２の供給
電流信号Ｃ２を実質的に分配した３相の電流信号にな
る。すなわち、第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３の
大きさは、第２の供給電流信号Ｃ２に比例して変化す
る。図９（ｃ）に３相の第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ
２，Ｇ３の波形を示す。第２の分配器３８は、第２の供
給電流信号Ｃ２を移動体１の回転移動に伴って１相分も
しくは２相分に交互に分配し、電気的に１２０度の位相
差を有する３相の第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３
を出力する。なお、第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ
３は、実際には負極性電流（流入方向電流）になってい
る。

【００３２】また、第１の分配電流信号Ｅ１と第２の分
配電流信号Ｇ１は１８０度の位相差を有し、相補的に滑
らかに変化する（Ｅ１とＧ１は必ず一方が零になる）。
同様に、第１の分配電流信号Ｅ２と第２の分配電流信号
Ｇ２は１８０度の位相差を有し、相補的に滑らかに変化
する（Ｅ２とＧ２は必ず一方が零になる）。同様に、第
１の分配電流信号Ｅ３と第２の分配電流信号Ｇ３は１８
０度の位相差を有し、相補的に滑らかに変化する（Ｅ３
とＧ３は必ず一方が零になる）。図１の第１の分配器３
７の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３は、それぞれ
第１の電流増幅器４１，４２，４３に入力される。第１
の電流増幅器４１，４２，４３は、それぞれ第１の分配
電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を所定倍の電流増幅して第１
の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を作りだす。

【００３３】図５に第１の電流増幅器４１，４２，４３
の具体的な構成を示す。第１の電流増幅器４１は、トラ
ンジスタ２３１，２３２による初段のカレントミラー回
路と、トランジスタ２３３，２３４と抵抗２３５，２３
６による次段のカレントミラー回路を縦続接続した第１
の増幅部カレントミラー回路により構成している。トラ
ンジスタ２３１と２３２のエミッタ面積は等しくされ、
初段のカレントミラー回路の電流増幅率は１倍にされて
いる。また、トランジスタ２３３と２３４のエミッタ面
積比を５０倍、抵抗２３６と２３５の抵抗比を５０倍に
して、次段のカレントミラー回路では電流増幅率で５０
倍の所定の増幅を行う。同様に、第１の電流増幅器４２
は、トランジスタ２４１，２４２，２４３，２４４と抵
抗２４５，２４６による第１の増幅部カレントミラー回
路によって構成され、電流増幅率で５０倍の所定の増幅
を行う。同様に、第１の電流増幅器４３は、トランジス
タ２５１，２５２，２５３，２５４と抵抗２５５，２５
６による第１の増幅部カレントミラー回路によって構成
され、電流増幅率で５０倍の所定の増幅を行う。これに
より、第１の電流増幅器４１，４２，４３は、３相の第
１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３をそれぞれ５０倍の
増幅し、３相の第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を
出力する。

【００３４】図１の第２の分配器３８の第２の分配電流
信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３は、それぞれ第２の電流増幅器４
５，４６，４７に入力される。第２の電流増幅器４５，
４６，４７は、それぞれ第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ
２，Ｇ３を所定倍の電流増幅して第２の増幅電流信号Ｈ
１，Ｈ２，Ｈ３を作りだし、高電圧出力器５１の高電位
点Ｖｕから各第２のパワー増幅器１５，１６，１７に供
給する。高電圧出力器５１は高周波パルス信号に応動し
て昇圧用コンデンサに充電・蓄積させることにより、直
流電源５０の正極端子側電位Ｖｃｃよりも高い高電位点
電位Ｖｕを作り出す。高電圧出力器５１の高電位点Ｖｕ
から第２のパワー増幅器１５，１６，１７の第２の電界
効果型パワー部カレントミラー回路の各通電制御端子側
に第２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を供給し、第２
の電流増幅器４５，４６，４７の出力用トランジスタの
飽和を防ぎ、第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６
５，６６，６７を十分な通電状態にする。

【００３５】図６に第２の電流増幅器４５，４６，４７
と高電圧出力器５１の具体的な構成を示す。第２の電流
増幅器４５は、トランジスタ２６１，２６２と抵抗２６
３，２６４による第２の増幅部カレントミラー回路によ
り構成されている。トランジスタ２６１と２６２のエミ
ッタ面積比を５０倍、抵抗２６４と２６３の抵抗比を５
０倍にして、第２の電流増幅器４５は電流増幅率で５０
倍の所定の増幅を行う。同様に、第２の電流増幅器４６
は、トランジスタ２７１，２７２と抵抗２７３，２７４
による第２の増幅部カレントミラー回路によって構成さ
れ、電流増幅率で５０倍の増幅を行う。同様に、第２の
電流増幅器４７は、トランジスタ２８１，２８２と抵抗
２８３，２８４による第２の増幅部カレントミラー回路
によって構成され、電流増幅率で５０倍の増幅を行う。
これにより、第２の電流増幅器４５，４６，４７は、３
相の第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３をそれぞれ５
０倍の増幅し、３相の第２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，
Ｈ３を出力する。

【００３６】高電圧出力器５１は、１００ｋＨｚ程度の
高周波パルス信号Ｐａを出力するパルス発生回路４２１
と、第１の昇圧用コンデンサ４１１と、第２の昇圧用コ
ンデンサ４１２と、ダイオード４２５〜４２８からなる
第１の電圧制限回路と、ダイオード４２９からなる第２
の電圧制限回路を含んで構成されている。パルス発生回
路４２１のパルス信号Ｐａに応動してインバータ回路４
２２がディジタル的に変化する。インバータ回路４２２
が”Ｌ”（直流電源５０の負極端子側電位）の時にダイ
オード４２３を介して第１の昇圧用コンデンサ４１１が
充電される。インバータ回路４２２が”Ｈ”（直流電源
５０の正極端子側電位）に変わると、第１の昇圧用コン
デンサ４１１に蓄積された電荷は、ダイオード４２４を
介して第２の昇圧用コンデンサ４１２に移され、第２の
昇圧用コンデンサ４１２を充電・蓄積する。その結果、
第２の昇圧用コンデンサ４１２の端子には、直流電源５
０の正極端子側電位Ｖｃｃよりも高電位になる高電位点
電位Ｖｕが出力される。高電位点電位Ｖｕは第２の電流
増幅器４５，４６，４７に接続されている。

【００３７】また、第２の昇圧用コンデンサ４１２への
充電を続けると、高電位点の電圧Ｖｕが非常に高くな
り、集積回路化されたトランジスタやダイオードの耐圧
破壊を起こす恐れがある。そこで、ダイオード４２５〜
４２８による第１の電圧制限回路を設け、高電位点電圧
Ｖｕが所定値以上にならないように制限した。なお、耐
圧破壊の心配がないならば、第１の電圧制限回路を無く
しても良い。また、第２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ
３は第２の昇圧用コンデンサ４１２の電荷を放電させる
ように作用する。モータの起動時などの大電流動作が長
時間続くと、第２の昇圧用コンデンサ４１２の放電量が
多くなり、高電圧出力器５１の出力電圧点の電位Ｖｕが
著しく低下する場合もある。そこで、ダイオード４２９
による第２の電圧制限回路を設けて、高電圧出力器５１
の高電位点電圧Ｖｕが直流電源５０の正極端子側電位Ｖ
ｃｃより大幅に小さくならないように制限した。なお、
電流レベルの小さい通常制御状態では、第２の電圧制限
回路は動作しない。また、電位Ｖｕの変動が小さい場合
には、第２の電圧制限回路を無くしても良い。

【００３８】図１の電流検出器２１は、直流電源５０の
供給する通電電流Ｉｇを検出し、通電電流Ｉｇに応動し
た電流検出信号Ａｇを出力する。スイッチング制御器２
２は、指令信号Ａｄと電流検出信号Ａｇを比較し、比較
結果に応動して制御パルス信号Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３をオン
・オフし、第１のパワー増幅器１１，１２，１３の第１
のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１，６２，６３を高
周波スイッチング動作させる。なお、スイッチング制御
器２２と電流検出器２１によってスイッチング動作ブロ
ックを構成している。

【００３９】図７に電流検出器２１とスイッチング制御
器２２の具体的な構成を示す。電流検出器２１は、直流
電源５０の電流供給路に挿入された電流検出用の抵抗３
１１によって構成され、抵抗３１１に生じる電圧降下に
より直流電源５０の通電電流Ｉｇを検出し、電流検出信
号Ａｇを出力する。スイッチング制御器２２は、スイッ
チング制御信号Ｗ１を得るスイッチングパルス回路３３
０を含んで構成されている。スイッチングパルス回路３
３０の比較回路３３１は、指令信号Ａｄと電流検出信号
Ａｇを比較した比較出力信号Ｃｒを得る。トリガ発生回
路３３２は、１００ｋＨｚ程度の高周波のトリガパルス
信号Ｄｐを出力し、所定時間間隔毎に繰り返し状態保持
回路３３３をトリガする。

【００４０】状態保持回路３３３は、トリガパリス信号
Ｄｐの立ち上がりエッジにおいてスイッチング制御信号
Ｗ１を”Ｌｂ”（低電位状態）に変化させ、比較出力信
号Ｃｒの立ち上がりエッジにおいてスイッチング制御信
号Ｗ１を”Ｈｂ”（高電位状態）に変化させる。スイッ
チング制御信号Ｗ１が”Ｌｂ”の時には、制御トランジ
スタ３４１，３４２，３４３は同時にオフになり、制御
パルス信号Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３はオフ（非電流通電状態）
になる。このとき、第１のパワー増幅器１１，１２，１
３はそれぞれ第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を電
流増幅するように動作し、コイル２，３，４に負極性電
流を供給する電流路を形成する。スイッチング制御信号
Ｗ１が”Ｈｂ”の時には、制御トランジスタ３４１，３
４２，３４３は同時にオンになり、制御パルス信号Ｙ
１，Ｙ２，Ｙ３をオン（電流通電状態）にし、第１のパ
ワー増幅器１１，１２，１３の通電制御端子側への入力
電流をバイパスする。従って、第１のパワー増幅器１
１，１２，１３の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ
６１，６２，６３はすべて同時にオフになる。このよう
にして、第１のパワー増幅器１１，１２，１３は単一の
スイッチング制御信号Ｗ１により通電状態と遮断状態を
高周波でスイッチング制御され、コイル２，３，４への
駆動電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３をパルス的な電圧にし、コイ
ル２，３，４への駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３を指令信号
Ａｄに応動するように制御している。これについて説明
する。

【００４１】トリガパルス信号Ｄｐの立ち上がりエッジ
によって状態保持回路３３３のスイッチング制御信号Ｗ
１が”Ｌｂ”に変化した時には、第１の分配器３７によ
って選択分配された第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ
３および第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３に応動し
て、第１のパワー増幅器１１，１２，１３の第１のＮＭ
ＯＳ型パワートランジスタが通電状態になる。たとえ
ば、第１の分配電流信号Ｅ１および第１の増幅電流信号
Ｆ１のみが選択されている場合を考えると、第１のパワ
ー増幅器１１の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６
１が通電状態になる。第１のＮＭＯＳ型パワートランジ
スタ６１はフルオン状態にされ、コイル２に駆動電流Ｉ
１の負極側電流を供給する電流路を形成する。ここに、
電界効果型トランジスタのフルオン状態とは、電流流入
端子側と電流流出端子側の間はオン抵抗による非常に小
さな電圧降下動作を行っている。コイルのインダクタン
ス作用によって、コイル２の駆動電流Ｉ１の負極側電流
値は徐々に増加する。従って、直流電源５０の供給する
通電電流Ｉｇも増加し、電流検出器２１の電流検出信号
Ａｇは大きくなる。電流検出信号Ａｇが指令信号Ａｄよ
り大きくなった瞬間に、比較回路３３１の比較出力信号
Ｃｒが立ち上がりエッジを発生し、状態保持回路３３３
のスイッチング制御信号Ｗ１は”Ｈｂ”に変化する。

【００４２】スイッチング制御信号Ｗ１が”Ｈｂ”にな
ると、制御トランジスタ３４１，３４２，３４３がオン
になる。その結果、第１のパワー増幅器１１，１２，１
３の通電制御端子側は同時に直流電源５０の負極端子側
に接続され、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６
１，６２，６３はすべて同時にオフ状態になる。従っ
て、通電電流Ｉｇは零になる。ここに、電界効果型トラ
ンジスタのオフ状態とは、電流流入端子側から電流流出
端子側にかけてトランジスタ電流を流さない状態であ
る。このとき、コイル２のインダクタンス作用によっ
て、電力供給端子側の駆動電圧Ｖ１がパルス的に大きく
なり、第２のパワー増幅器１５の第２のパワーダイオー
ド６５ｄを通る電流路を形成し、コイル２の駆動電流Ｉ
１の負極側電流を連続的に流し続ける。その結果、コイ
ル２の駆動電流Ｉ１の負極側電流値は徐々に小さくな
る。少しの時間を経過した後に、トリガパルス信号Ｄｐ
の次の立ち上がりエッジが到来し、上述のスイッチング
動作を繰り返す。これにより、所定の時間間隔毎に繰り
返し発生するトリガパルス信号Ｄｐによって、第１のパ
ワー増幅器を高周波スイッチング動作させている。な
お、１００ｋＨｚ程度の高周波スイッチング動作を行っ
ているので、コイルの駆動電流の高周波リップル分は非
常に小さい。

【００４３】このようにして、直流電源５０の通電電流
Ｉｇを指令信号Ａｄに応動した値にパルス的に制御し、
コイル２，３，４への合成供給電流を指令信号Ａｄに応
動した値に制御する。これにより、コイル２，３，４へ
の連続的な駆動電流を制御する。第１のパワー増幅器の
第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタのオン時の通電電
流は、直流電源５０の通電電流Ｉｇを超えることはな
い。従って、指令信号Ａｄに応動した第１の供給電流信
号Ｃ１を分配増幅して第１のパワー増幅器に供給するこ
とにより、第１のパワー増幅器の第１のパワートランジ
スタを確実にオン状態のスイッチング動作をさせること
ができる。

【００４４】さらに、移動体１の移動に伴って第１の分
配電流信号を１相分もしくは２相分に交互に滑らかに分
配しているので、電流路の切換は滑らかになる。たとえ
ば、第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２および第１の増幅電
流信号Ｆ１，Ｆ２が通電されている場合を考える。トリ
ガパルス信号Ｄｐの立ち上がりエッジによって状態保持
回路３３３のスイッチング制御信号Ｗ１が”Ｌｂ”に変
化した時には、第１のパワー増幅器１１の第１のＮＭＯ
Ｓ型パワートランジスタ６１と第１のパワー増幅器１２
の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６２が通電状態
になる。第１の増幅電流信号Ｆ１に応動して第１のＮＭ
ＯＳ型パワートランジスタ６１はオン状態（フルオン状
態もしくはハーフオン状態）になり、コイル２の駆動電
流Ｉ１の負極側電流を供給する電流路を形成する。第１
の増幅電流信号Ｆ２に応動して第１のＮＭＯＳ型パワー
トランジスタ６２はオン状態（フルオン状態もしくはハ
ーフオン状態）になり、コイル３の駆動電流Ｉ２の負極
側電流を供給する電流路を形成する。

【００４５】第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１
と６２は、少なくともいずれか一方はフルオン状態にな
されている。ここに、電界効果型トランジスタのハーフ
オン状態とは、能動領域において増幅動作を行っている
状態である。特に、パワートランジスタがハーフオン状
態で動作している場合には、パワー増幅器の電界効果型
カレントミラー回路は通電制御端子側への入力電流信号
を所定の電流増幅率で電流増幅動作する。コイル２，３
に供給される駆動電流Ｉ１，Ｉ２の負極側電流の合成電
流値が、直流電源５０の通電電流Ｉｇになる。

【００４６】コイルのインダクタンス作用によって、通
電電流Ｉｇは徐々に大きくなる。電流検出信号Ａｇが指
令信号Ａｄより大きくなると比較出力信号Ｃｒが立ち上
がりエッジを発生し、スイッチング制御信号Ｗ１が”Ｈ
ｂ”に変化し、制御トランジスタ３４１，３４２，３４
３がオンになる。その結果、第１のパワー増幅器１１，
１２，１３の通電制御端子側は同時に直流電源５０の負
極端子側に接続され、第１のＮＭＯＳ型パワートランジ
スタ６１，６２，６３はすべて同時にオフ状態になる。
従って、通電電流Ｉｇは零になる。コイル２のインダク
タンス作用によって、電力供給端子側の駆動電圧Ｖ１が
パルス的に大きくなり、第２のパワー増幅器１５の第２
のパワーダイオード６５ｄを通る電流路を形成し、コイ
ル２の駆動電流Ｉ１の負極側電流を流し続ける。その結
果、コイル２の駆動電流Ｉ１の負極側電流値は徐々に小
さくなる。また、コイル３のインダクタンス作用によっ
て、電力供給端子側の駆動電圧Ｖ２がパルス的に大きく
なり、第２のパワー増幅器１６の第２のパワーダイオー
ド６６ｄを通る電流路を形成し、コイル３の駆動電流Ｉ
２の負極側電流を流し続ける。その結果、コイル３の駆
動電流Ｉ２の負極側電流値は徐々に小さくなる。少しの
時間を経過した後に、トリガパルス信号Ｄｐの次の立ち
上がりエッジが到来し、上述のスイッチング動作を繰り
返す。このようにして、移動体１の移動動作に伴って第
１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２および第１の増幅電流信号
Ｆ１，Ｆ２を変化させ、コイル２，３の駆動電流Ｉ１，
Ｉ２の負極側電流値を滑らかに変化する。他の相の電流
路の切換動作も同様である。ここで、３相の第１の増幅
電流信号を指令信号Ａｄに比例もしくは略比例して変化
させているので、指令信号Ａｄが変化した場合にも常に
滑らかな電流路の切り換え動作を行うことができる。

【００４７】また、第２の分配器３８によって選択分配
された第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３および第２
の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３に応動して、第２のパ
ワー増幅器１５，１６，１７の第２のＮＭＯＳ型パワー
トランジスタが通電状態になる。たとえば、第２の分配
電流信号Ｇ２および第２の増幅電流信号Ｈ２のみが選択
されている場合を考えると、第２のパワー増幅器１６の
第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６６が通電状態に
なる。第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６６はフル
オン状態にされ、コイル３に駆動電流Ｉ２の正極側電流
を供給する電流路を形成する。直流電源５０の通電電流
Ｉｇおよびコイルへの合成供給電流は、すでに説明した
ように、指令信号Ａｄに応動した値に制御されているの
で、コイル３の駆動電流Ｉ２の正極側電流も指令信号Ａ
ｄに応動した値になる。従って、指令信号Ａｄに応動し
て変化する第２の供給電流信号Ｃ２を分配増幅した第２
の増幅電流信号を第２のパワー増幅器の通電制御端子側
に供給することにより、第２のパワー増幅器の第２のパ
ワートランジスタを確実にフルオン状態にすることがで
きる。

【００４８】さらに、移動体１の移動に伴って第２の分
配電流信号を１相分もしくは２相分に交互に滑らかに分
配しているので、電流路の切換は滑らかになる。たとえ
ば、第２の分配電流信号Ｇ２，Ｇ３および第２の増幅電
流信号Ｈ２，Ｈ３が通電されている場合を考える。第２
のパワー増幅器１６の第２のＮＭＯＳ型パワートランジ
スタ６６と第２のパワー増幅器１７の第２のＮＭＯＳ型
パワートランジスタ６７が通電状態になる。第２の増幅
電流信号Ｈ２に応動して第２のＮＭＯＳ型パワートラン
ジスタ６６はオン状態（フルオン状態もしくはハーフオ
ン状態）になり、コイル３の駆動電流Ｉ２の正極側電流
を供給する。第２の増幅電流信号Ｈ３に応動して第２の
ＮＭＯＳ型パワートランジスタ６７はオン状態（フルオ
ン状態もしくはハーフオン状態）になり、コイル４の駆
動電流Ｉ３の正極側電流を供給する。第２のＮＭＯＳ型
パワートランジスタ６６と６７は、少なくともいずれか
一方がフルオン状態になるようにされている。このよう
にして、移動体１の移動動作に伴って第２の分配電流信
号Ｇ２，Ｇ３および第２の増幅電流信号Ｈ２，Ｈ３が変
化させ、コイル３，４の駆動電流Ｉ２，Ｉ３の正極側電
流値を滑らかに変化させる。他の相の電流路の切換動作
も同様である。ここで、３相の第２の増幅電流信号を指
令信号Ａｄに比例もしくは略比例して変化させているの
で、指令信号Ａｄが変化した場合にも常に滑らかな電流
路の切り換え動作を行うことができる。

【００４９】図１の第１のパワー増幅器１１，１２，１
３の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１，６２，
６３と第２のパワー増幅器１５，１６，１７の第２のＮ
ＭＯＳ型パワートランジスタ６５，６６，６７は、指令
器２０や電流検出器２１やスイッチング制御器２２や電
流供給器３０や切換作成器３４や分配作成器３６や第１
の電流増幅器４１，４２，４３や第２の電流増幅器４
５，４６，４７や高電圧出力器５１の所要のトランジス
タや抵抗等の半導体素子と一緒に単一のシリコン基板上
に接合分離して集積回路化されている。図８に集積回路
の構造の一例を示す。Ｐ型シリコン基板上に所要のＮ＋
層やＮ−層やＰ＋層やＰ−層等を拡散させて各種のトラ
ンジスタを形成している。番号１９１は、二重拡散され
たＮＭＯＳ型トランジスタの例であり、第１のＮＭＯＳ
型パワートランジスタや第２のＮＭＯＳ型パワートラン
ジスタとして使用する。この二重拡散ＮＭＯＳ型トラン
ジスタの寄生ダイオード素子は、第１のパワーダイオー
ドや第２のパワーダイオードとして使用される。

【００５０】番号１９２は、ＮＰＮ型バイポーラトラン
ジスタの例であり、信号増幅トランジスタとして使用す
る。番号１９３は、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタの
例であり、信号増幅トランジスタとして使用する。番号
１９４は、ＰチャンネルおよびＮチャンネルのＣＭＯＳ
型電界効果トランジスタの例であり、論理信号処理に使
用する。また、各トランジスタの間は、アース電位（０
Ｖ）に接続されたシリコン基板と同電位になるＰ層によ
って接合分離される。接合分離された集積回路は、誘電
分離された集積回路と比較して、低コストの製造プロセ
スを用いて、小さな１チップ基板上に多数のパワー用ト
ランジスタ素子や信号用トランジスタを高密度に集積化
できる。すなわち、安価に集積回路化できる。なお、具
体的なマスク配置は設計事項であり、詳細な説明を省略
する。次に、図１のモータの全体的な動作について説明
する。切換作成器３４は、滑らかに変化する３相の切換
電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を作りだし、分配作成器３６
の第１の分配器３７と第２の分配器３８に供給する。第
１の分配器３７は、３相の第１の分離信号Ｄ１ｎ，Ｄ２
ｎ，Ｄ３ｎに応動して、第１の供給電流信号Ｃ１に比例
した３相の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を出力
する。第１の電流増幅器４１，４２，４３は、それぞれ
第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を電流増幅した第
１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を出力し、第１のパ
ワー増幅器１１，１２，１３の各通電制御端子側に供給
する。第１のパワー増幅器１１，１２，１３の第１のＮ
ＭＯＳ型パワートランジスタ６１，６２，６３は、スイ
ッチング制御器２２のスイッチング制御信号Ｗ１に応動
した制御パルス信号Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３によってオン・オ
フの高周波スイッチング動作する。

【００５１】スイッチング制御信号Ｗ１が”Ｌｂ”の時
には、第１のパワー増幅器１１，１２，１３はそれぞれ
第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を電流増幅動作
し、３相のコイル２，３，４に駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ
３の負極側電流を供給する電流路を形成する。スイッチ
ング制御信号Ｗ１が”Ｈｂ”時には、第１のパワー増幅
器１１，１２，１３の第１のＮＭＯＳ型パワートランジ
スタ６１，６２，６３はすべてオフになる。このとき、
３相のコイル２，３，４に駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の
負極側電流を連続的に供給する電流路は、第２のパワー
増幅器１５，１６，１７の第２のパワーダイオード６５
ｄ，６６ｄ，６７ｄによって形成される。その結果、第
１のパワー増幅器１１，１２，１３が高周波スイッチン
グ動作しているにもかかわらず、コイルへの駆動電流は
滑らかに変化させることができる。その結果、第１のパ
ワー増幅器１１，１２，１３による電流路の切換動作は
滑らかにできる。

【００５２】電流検出器２１は直流電源５０の通電電流
Ｉｇを検出し、通電電流Ｉｇに応動した電流検出信号Ａ
ｇを出力する。スイッチング制御器２２は、指令器２０
の指令信号Ａｄと電流検出器２１の電流検出信号Ａｇの
両者を比較し、その比較結果に応動してスイッチング制
御信号Ｗ１を変化させ、第１のパワー増幅器１１，１
２，１３の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１，
６２，６３（および第１のパワー部カレントミラー回
路）を同時にオフさせる。その結果、第１のパワー増幅
器１１，１２，１３の第１のＮＭＯＳ型パワートランジ
スタ６１，６２，６３のうちで１個もしくは２個の電界
効果型パワートランジスタが単一のパルス信号Ｗ１に応
動してオン・オフの高周波スイッチング動作を行ない、
直流電源５０の通電電流Ｉｇおよびコイルへの合成供給
電流を指令信号Ａｄに応動した値に制御する。なお、電
流供給器３０と第１の分配器３７と第１の電流増幅器４
１，４２，４３は第１の分配制御ブロックを形成し、第
１のパワー増幅器１１，１２，１３の第１のＮＭＯＳ型
パワートランジスタ６１，６２，６３の通電区間を制御
している。

【００５３】一方、第２の分配器３８は、３相の第２の
分離信号Ｄ１ｐ，Ｄ２ｐ，Ｄ３ｐに応動して、第２の供
給電流信号Ｃ２に比例した３相の第２の分配電流信号Ｇ
１，Ｇ２，Ｇ３を出力する。第２の電流増幅器４５，４
６，４７は、それぞれ第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，
Ｇ３を電流増幅した第２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ
３を出力し、第２のパワー増幅器１５，１６，１７の各
通電制御端子側に供給する。第１のパワー増幅器１１，
１２，１３がオン・オフの高周波スイッチング動作して
いるにもかかわらず、第２のパワー増幅器１５，１６，
１７はそれぞれ第２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を
増幅して出力し、３相のコイル２，３，４に駆動電流Ｉ
１，Ｉ２，Ｉ３の正極側電流を供給する。その結果、第
２のパワー増幅器１５，１６，１７による電流路の切換
動作は滑らかにできる。なお、電流供給器３０と第２の
分配器３８と第２の電流増幅器４５，４６，４７は第２
の分配制御ブロックを形成し、第２のパワー増幅器１
５，１６，１７の第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ
６５，６６，６７の通電区間を制御している。

【００５４】このように、立ち上がり傾斜部分および立
ち下がり傾斜部分において滑らかに変化する３相の第１
の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を第１のパワー増幅器
１１，１２，１３の通電制御端子側に供給し、スイッチ
ング制御器２２の制御パルス信号Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３によ
って第１のパワー増幅器１１，１２，１３の通電制御端
子側をオン・オフのスイッチングした。これにより、第
１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１，６２，６３を
単一のスイッチング制御信号Ｗ１に応動してオン・オフ
の高周波スイッチング動作させながらも、コイル２，
３，４に供給する駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の負極側電
流を滑らかに変化させることができる。

【００５５】また、立ち上がり傾斜部分および立ち下が
り傾斜部分において滑らかに変化する３相の第２の増幅
電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を第２のパワー増幅器１５，
１６，１７の通電制御端子側に供給した。これにより、
コイル２，３，４への正極側電流を滑らかに変化させる
ことができる。その結果、第１のパワー増幅器１１，１
２，１３と第２のパワー増幅器１５，１６，１７による
コイル２，３，４への駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３は脈動
が極めて少ない滑らかな電流波形になる。これにより、
モータの発生駆動力の脈動は大幅に小さくなり、振動・
騒音が少ない高性能なモータを実現できる。

【００５６】さらに、３相の第１の増幅電流信号を指令
信号Ａｄに比例もしくは略比例して変化させ、常に適切
な入力電流が第１のパワー増幅器の通電制御端子側に供
給されるようにした。これにより、指令信号Ａｄに応動
してコイルへの駆動電流が変化した場合であっても、滑
らかに変化する駆動電流をコイルに供給でき、常に滑ら
かな電流路の切換動作を実現できる。また、３相の増幅
電流信号を指令信号Ａｄに比例もしくは略比例して変化
させ、常に適切な入力電流が第２のパワー増幅器の通電
制御端子側に供給されるようにした。これにより、指令
信号Ａｄに応動してコイルへの駆動電流が変化した場合
であっても、滑らかに変化する駆動電流をコイルに供給
でき、常に滑らかな電流路の切換動作を実現できる。ま
た、第１の分配器３７と第２の分配器３８の動作によっ
て、同一相の第１の分配電流信号と第２の分配電流信号
は相補的に流れるので、第１のパワー増幅器の第１のＮ
ＭＯＳ型パワートランジスタと第２のパワー増幅器の第
２のＮＭＯＳ型パワートランジスタも相補的に動作す
る。従って、滑らかに連続的に変化する両方向の駆動電
流がコイルに供給され、かつ、同一相の第１のパワート
ランジスタと第２のパワートランジスタによる短絡電流
は生じない。

【００５７】本実施例では、第１のパワー増幅器の第１
のＮＭＯＳ型パワートランジスタをオン・オフの高周波
スイッチング動作させているので、第１のパワー増幅器
の電力損失は小さい。第２のパワー増幅器の第２のＮＭ
ＯＳ型パワートランジスタをオン動作させているので、
第２のパワー増幅器の電力損失は小さい。従って、電力
効率の非常に良いモータになる。また、第１の増幅電流
信号や第２の増幅電流信号を指令信号Ａｄに応動して変
化させているので、第１のパワー増幅器や第２のパワー
増幅器への入力電流による電力損失も小さくしている。

【００５８】また、本実施例では、立ち上がり傾斜部分
や立ち下がり傾斜部分において滑らかに変化する３相の
第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３（第１の３相の電
流信号）を３個の第１のパワー増幅器の通電制御端子側
に供給した。これにより、第１のパワー増幅器１１，１
２，１３の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１，
６２，６３のうちで１個もしくは２個の第１のＮＭＯＳ
型パワートランジスタをオン・オフの高周波スイッチン
グ動作させながらも、コイル２，３，４への駆動電流Ｉ
１，Ｉ２，Ｉ３の負極側電流を滑らかに変化させた。同
様に、立ち上がり傾斜部分や立ち下がり傾斜部分におい
て滑らかに変化する３相の第２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ
２，Ｈ３（第２の３相の電流信号）を３個の第２のパワ
ー増幅器の通電制御端子側に供給した。これにより、第
２のパワー増幅器１５，１６，１７の第２のＮＭＯＳ型
パワートランジスタ６５，６６，６７のうちで１個もし
くは２個の第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタをオン
動作させながらも、コイル２，３，４への駆動電流Ｉ
１，Ｉ２，Ｉ３の正極側電流を滑らかに変化させた。

【００５９】これにより、電流路の切換動作を滑らかに
でき、駆動電流の脈動を小さくし、発生駆動力の脈動や
モータ振動を著しく低減した。また、第１の３相の電流
信号や第２の３相の電流信号の少なくとも傾斜部分を指
令信号Ａｄに応動して変化させることにより、モータ負
荷に応動して指令信号Ａｄが変化した場合でも常に滑ら
かな電流路の切換動作を実現できる。なお、パワー増幅
器の通電制御端子側に供給する電流信号は、実質的に滑
らかに変化する電流信号で有れば良く、たとえば、階段
状のステップ的もしくは段階状のディジタル的に値を変
化させる電流信号であっても良い。また、立ち上がり傾
斜部分と立ち下がり傾斜部分と平坦部分などのなかで、
少なくとも立ち上がり傾斜部分および／または立ち下が
り傾斜部分において実質的に滑らかに変化する電流信号
をパワー増幅器の通電制御端子側に供給することによ
り、電流路の切換動作を滑らかにできる。

【００６０】また、本実施例では、電流検出器２１は直
流電源５０の通電電流Ｉｇに応動した電流検出信号Ａｇ
を得ている。従って、電流検出器２１の電流検出信号Ａ
ｇは３相のコイルへの合成供給電流（駆動電流Ｉ１，Ｉ
２，Ｉ３の負極側電流もしくは正極側電流の合成値）に
対応して変化する。スイッチング制御器２２は指令信号
Ａｄと電流検出器２１の出力信号Ａｇを比較し、その比
較結果に応動して第１のパワー増幅器１１，１２，１３
の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６１，６２，６
３をオン・オフのパルス的な高周波スイッチング動作さ
せる。すなわち、トリガパルス信号Ｄｐの繰り返しタイ
ミングにおいてスイッチング制御器２２のスイッチング
制御信号Ｗ１を”Ｌｂ”に変化させ、第１の３相電流信
号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３に応動して第１のパワー増幅器の第
１のＮＭＯＳ型パワートランジスタを通電状態に変化さ
せる。

【００６１】電流検出器２１の出力信号Ａｇが指令信号
Ａｄよりも大きくなった瞬間に、スイッチング制御器２
２のスイッチング制御信号Ｗ１を”Ｈｂ”に変化させ、
３個の第１のパワー増幅器１１，１２，１３の第１のＮ
ＭＯＳ型パワートランジスタ６１，６２，６３を同時に
オフ状態にする。これにより、１相もしくは２相のコイ
ルに負極側の駆動電流を供給しながらも、指令信号Ａｄ
に応動して通電電流Ｉｇを制御でき、モータの発生駆動
力を指令信号Ａｄに応動した値に正確に制御できる。ま
た、指令信号Ａｄと電流検出器２１の出力信号Ａｇの比
較結果に応動した単一のパルス信号（スイッチング制御
信号Ｗ１）により、３個の第１のパワー増幅器を同時に
オン・オフの高周波スイッチング動作をさせた。これに
より、極めて簡素な構成によって、３相コイルへの駆動
電流の正確な制御を実現した。すなわち、全体構成が極
めて簡素になる。また、高周波スイッチングのタイミン
グを決めるパルス信号が１個であるから、検出タイミン
グの管理が簡単であり、電流検出動作および電流制御動
作が安定になる。なお、スイッチング制御器２２と電流
検出器２１は、パワー増幅器のスイッチング動作を制御
するスイッチング動作ブロックを形成している。

【００６２】本実施例では、集積回路化に好適のモータ
構成になっている。パワー素子としてパワートランジス
タとその寄生素子として形成されるパワーダイオードを
使用して構成しているので、部品点数が少なく、これら
のパワー素子を小さなチップ上に集積回路化することが
可能である。また、指令器２０，電流検出器２１，スイ
ッチング制御器２２，電流供給器３０，切換作成器３
４，分配作成器３６（第１の分配器３７と第２の分配器
３８），３個の第１の電流増幅器４１，４２，４３，３
個の第２の電流増幅器４５，４６，４７，高電圧出力器
５１の所要のトランジスタや抵抗等の半導体素子を、パ
ワートランジスタと同一チップ上に集積回路化できる。

【００６３】また、各パワー素子における発熱を極めて
小さくしているので、集積回路化に適した構成になって
いる。すなわち、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ
をオン・オフの高周波スイッチング動作させ、第２のＮ
ＭＯＳ型パワートランジスタをオン動作させているの
で、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタや第２のＮＭ
ＯＳ型パワートランジスタや第１のパワーダイオードや
第２のパワーダイオードにおける電力損失・発熱が極め
て小さい。従って、これらのパワー素子を１チップに集
積回路化しても、熱破壊が生じることはない。また、放
熱板等の発熱対策は不要である。

【００６４】また、本実施例では、接合分離部分に形成
される寄生トランジスタ素子の動作を防止し、集積回路
化に適した構成にしている。図８に示したような接合分
離技術を用いた集積回路は、高密度集積に適した低コス
トのＩＣを実現できる。しかし、直流電源の負極端子側
（アース電位）に接続された接合分離部分をベース端子
とする多数の寄生トランジスタ素子が形成される欠点が
ある。通常、これらの寄生トランジスタが動作しないよ
うに、逆バイアスされている。しかし、集積されたトラ
ンジスタの端子電位がアース電位よりもダイオードの順
方向電圧分低くなると、寄生トランジスタが動作し、他
の集積されたトランジスタから電流を抜き取る現象が生
じる。モータのように、インダクタンス作用を有するコ
イルに大電流を供給する用途では、寄生トランジスタが
動作すると、集積トランジスタの働きを著しく妨害する
恐れがある。特に、コイルに電流を供給するパワートラ
ンジスタをオン・オフの高周波スイッチングを行わせる
場合には、コイル電圧がパルス的に暴れやすく、寄生ト
ランジスタが動作しやすい。

【００６５】これに対して、本実施例では、第１のパワ
ー増幅器の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタのみを
オン・オフの高周波スイッチング動作させ、コイルに電
流を供給する構成にした。第１のＮＭＯＳ型パワートラ
ンジスタの電流流出端子側は直流電源の負極端子側に接
続されているので、高周波スイッチング動作を行わせて
も、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタの電流流入端
子側電位および電流流出端子側電位はアース電位以下に
ならない。また、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ
の電流流入端子側電位は直流電源５０の正極端子電位以
上になるが、集積トランジスタの動作を妨害する寄生ト
ランジスタの動作は起こらない。従って、第１のＮＭＯ
Ｓ型パワートランジスタが高周波スイッチングを行って
も、安定な回路動作を得ることができる。また、第２の
パワー増幅器の第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタは
電流路を滑らかに切り換えている。従って、第２のＮＭ
ＯＳ型パワートランジスタによる電流路の切換動作を行
っても、コイルの各電力供給端子側電位は直流電源５０
の負極端子側電位以下にならない。

【００６６】従って、第１のパワー増幅器の第１のＮＭ
ＯＳ型パワートランジスタや第２のパワー増幅器の第２
のＮＭＯＳ型パワートランジスタによる電流路の切換動
作や高周波スイッチング動作を行っても、寄生トランジ
スタによる妨害動作は生じない。その結果、第１のＮＭ
ＯＳ型パワートランジスタや第２のＮＭＯＳ型パワート
ランジスタを他のトランジスタと一緒に１チップの集積
回路化しても、集積回路内のトランジスタを安定に回路
動作させることができる。これにより、３相のコイルへ
の電流路を電子的に滑らかに切り換えるモータの回路部
分を、寄生トランジスタ素子による妨害動作を心配する
ことなく、１チップのシリコン基板上に集積回路化する
ことが可能になる。

【００６７】また、本実施例では、第１のパワー増幅器
を第１の電界効果型パワー部カレントミラー回路によっ
て構成し、第２のパワー増幅器を第２の電界効果型パワ
ー部カレントミラー回路によって構成し、第１のパワー
増幅器１１，１２，１３と第２のパワー増幅器１５，１
６，１７の電流増幅率のばらつきを大幅に小さくした。
また、切換信号に応動して滑らかに変化する第１の３相
の電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を作りだし、立ち上がり傾
斜部分と立ち下がり傾斜部分と平坦部分などのなかで、
少なくとも立ち上がり傾斜部分および／または立ち下が
り傾斜部分において実質的に滑らかに変化する第１の３
相の電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を、３個の第１のパワー
増幅器１１，１２，１３の通電制御端子側に供給した。

【００６８】また、切換信号に応動して滑らかに変化す
る第２の３相の電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を作りだし、
立ち上がり傾斜部分と立ち下がり傾斜部分と平坦部分な
どのなかで、少なくとも立ち上がり傾斜部分および／ま
たは立ち下がり傾斜部分において実質的に滑らかに変化
する第２の３相の電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を、３個の
第２のパワー増幅器１５，１６，１７の通電制御端子側
に供給した。これにより、第１のパワー増幅器の第１の
電界効果型パワートランジスタ６１，６２，６３をオン
・オフの高周波スイッチング動作させながらも、３個の
第１の電界効果型パワートランジスタ６１，６２，６３
および３個の第２の電界効果型パワートランジスタ６
５，６６，６７による電流路の切換動作を滑らかに行わ
せた。その結果、駆動電流の脈動やモータ振動や騒音は
著しく小さくできた。なお、電界効果型パワートランジ
スタを集積回路化することにより、電界効果型パワー部
カレントミラー回路の電流増幅率のばらつきをさらに低
減できる。また、第１のパワー増幅器と第１の分配制御
ブロックの合成伝達利得および第２のパワー増幅器と第
２の分配制御ブロックの合成伝達利得のばらつきが小さ
くなる利点もある。

【００６９】また、指令信号Ａｄに応動して電流供給器
３０の第１の供給電流信号Ｃ１と第２の供給電流信号Ｃ
２を変化させることにより、第１の３相の電流信号や第
２の３相の電流信号を指令信号Ａｄに応動して変化させ
た。これにより、３個の第１のＮＭＯＳ型パワートラン
ジスタのうちで少なくとも１個の第１のＮＭＯＳ型パワ
ートランジスタをフルオン状態とオフ状態の高周波スイ
ッチング動作させながらも、滑らかに電流路の切換動作
を行わせることができた。また、３個の第２のＮＭＯＳ
型パワートランジスタのうちで少なくとも１個の第２の
ＮＭＯＳ型パワートランジスタを確実にフルオン動作さ
せながらも、滑らかに電流路の切換動作を行わせること
ができた。このように構成することにより、指令信号Ａ
ｄに応動した起動時の大電流供給時であっても定常制御
時の小電流供給時であっても、実質的に滑らかに変化す
る適切な傾斜部分を持った第１の３相の電流信号を第１
のパワー増幅器の通電制御端子側に供給でき、実質的に
滑らかに変化する適切な傾斜部分を持った第２の３相の
電流信号を第２のパワー増幅器の通電制御端子側に供給
できる。

【００７０】その結果、脈動の少ない駆動電流をコイル
に供給でき、発生駆動力の脈動は著しく小さくなる。な
お、滑らかな電流路の切り換えを行うためには、第１の
３相の電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３のそれぞれの角度幅を
電気角で１２０度よりも広くすることが重要であり、１
８０度もしくは略１８０度にすることが最も好ましい。
しかし、１５０度以上でも効果はある。また、滑らかな
電流路の切り換えを行うためには、第２の３相の電流信
号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３のそれぞれの角度幅を電気角で１２
０度よりも広くすることが重要であり、１８０度もしく
は略１８０度にすることが最も好ましい。しかし、１５
０度以上でも効果はある。

【００７１】さらに、本実施例では、第１相目を形成す
る第１の３相の電流信号Ｆ１と第２の３相の電流信号Ｈ
１は電気角で１８０度の位相差を有し、相補的に流れる
ようになっている。第２相目を形成する第１の３相の電
流信号Ｆ２と第２の３相の電流信号Ｈ２についても同様
であり、第３相目を形成する第１の３相の電流信号Ｆ３
と第２の３相の電流信号Ｈ３についても同様である。こ
れにより、同一相の第１のパワー増幅器と第２のパワー
増幅器が同時に通電状態になることが生じない。その結
果、短絡電流が発生しないので、パワートランジスタの
電流破壊や熱破壊は生じない。

【００７２】なお、本実施例では、第１のパワー増幅器
１１，１２，１３と第２のパワー増幅器１５，１６，１
７と指令器２０と電流検出器２１とスイッチング制御器
２２と電流供給器３０と切換作成器３４と分配作成器３
６（第１の分配器３７と第２の分配器３８）と第１の電
流増幅器４１，４２，４３と第２の電流増幅器４５，４
６，４７と高電圧出力器５１によって、３相の負荷（コ
イル２，３，４）への駆動電流を供給する駆動回路を形
成しているまた、本実施例の切換作成器３４は、２個の
磁電変換素子を使用して３相の位置検出信号を得る位置
検出部１００を含んで構成した。しかし、３個の磁電変
換素子を用いても構成できる。また、そのような検出素
子を用いることなく、たとえば、コイル２，３，４に生
じる逆起電力を利用して切換信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を作
り出しても良い。

【００７３】また、第１の３相の電流信号Ｆ１，Ｆ２，
Ｆ３もしくは第２の３相の電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３
は、立ち上がり傾斜部分や立ち下がり傾斜部分において
実質的に時間的に傾斜を持って切り換わればよい。これ
により、駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３も立ち上がり傾斜部
分や立ち下がり傾斜部分において時間的に傾斜を持って
滑らかに電流路を切り換えていく。さらに、駆動電流の
極性が変化する時に連続的に電流値を変化させることが
好ましいが、同一相の第１の３相の電流信号と第２の３
相の電流信号が同時に零になる期間があり、その相の駆
動電流を零にする時間が存在してもかまわない。しか
し、各第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタの通電角度
幅を電気角で１２０度よりも大きくし（好ましくは１５
０度以上）、２個の第１のＮＭＯＳ型パワートランジス
タが同時に通電状態になる期間を設けることにより、モ
ータ振動は小さくなる。また、各第２のＮＭＯＳ型パワ
ートランジスタの通電角度幅を電気角で１２０度よりも
大きくし（好ましくは１５０度以上）、２個の第２のＮ
ＭＯＳ型パワートランジスタが同時に通電状態になる期
間を設けることにより、モータ振動は小さくなる。この
とき、各第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタの通電角
度幅を１８０度に等しくもしくは略等しくすることが、
最も好ましい。また、各第２のＮＭＯＳ型パワートラン
ジスタの通電角度幅を１８０度に等しくもしくは略等し
くすることが、最も好ましい。

【００７４】また、本実施例において、第１のパワー増
幅器１１，１２，１３や第２のパワー増幅器１５，１
６，１７は図１に示された構成に限らず、種々の変形が
可能である。たとえば、第１のパワー増幅器１１，１
２，１３や第２のパワー増幅器１５，１６，１７のそれ
ぞれの代わりに、図１０に示した構成のパワー増幅器４
５０を使用しても良い。パワー増幅器４５０は電界効果
型パワートランジスタ４５１とパワーダイオード４５１
ｄと電界効果型トランジスタ４５２と抵抗４５３を有
し、電界効果型パワー部カレントミラー回路を含んで構
成されている。この電界効果型パワー部カレントミラー
回路は、電界効果型パワートランジスタ４５１の制御端
子側が電界効果型トランジスタ４５２の制御端子側に
（直接あるいは例えば抵抗などの何らかの要素を介し
て）接続され、電界効果型トランジスタ４５２の電流路
端子対の一方の端子側が電界効果型パワートランジスタ
４５１の電流路端子対の一方の端子側に抵抗４５３を介
して接続され、電界効果型トランジスタ４５２の電流路
端子対のもう一方の端子側がパワー増幅器４５０の通電
制御端子側に（直接あるいは何らかの要素を介して）接
続され、かつ電界効果型トランジスタ４５２の制御端子
側がパワー増幅器４５２の通電制御端子側に（直接ある
いは何らかの要素を介して）接続されるように構成され
ている。この電界効果型パワー部カレントミラー回路
は、通電制御端子側への入力電流が小さい時から大きな
電流増幅率を有し、パワー増幅器への入力電流を小さく
できる利点がある。

【００７５】また、たとえば、図１１に示した構成のパ
ワー増幅器４６０を使用しても良い。パワー増幅器４６
０はＮＭＯＳ型パワートランジスタ４６１とパワーダイ
オード４６１ｄとＮＭＯＳ型トランジスタ４６２と抵抗
４６３を有し、電界効果型パワー部カレントミラー回路
を含んで構成されている。電界効果型パワー部カレント
ミラー回路は、電界効果型パワートランジスタ４６１の
制御端子側が電界効果型トランジスタ４６２の制御端子
側に（直接あるいは何らかの要素を介して）接続され、
電界効果型トランジスタ４６２の電流路端子対の一方の
端子側がパワー増幅器４６０の通電制御端子側に抵抗４
６３を介して接続され、電界効果型トランジスタ４６２
の電流路端子対のもう一方の端子側が電界効果型パワー
トランジスタ４６１の電流路端子対の一方の端子側に
（直接あるいは何らかの要素を介して）接続され、かつ
電界効果型トランジスタ４６２の制御端子側がパワー増
幅器４６０の通電制御端子側に（直接あるいは何らかの
要素を介して）接続されるように構成されている。この
電界効果型パワー部カレントミラー回路は、通電制御端
子側への入力電流が小さい内は所定の電流増幅率を有
し、入力電流が大きくなると、その電流増幅率が急激に
大きくなる。これにより、モータの起動時のように大電
流をコイルに供給する場合に、パワー増幅器への入力電
流を小さくできる利点がある。なお、ＮＭＯＳ型パワー
トランジスタ４５１とパワーダイオード４５１ｄやＮＭ
ＯＳ型パワートランジスタ４６１とパワーダイオード４
６１ｄは二重拡散ＮチャンネルＭＯＳ構造の電界効果型
パワートランジスタとその寄生ダイオード素子によって
構成でき、集積回路化は容易である。

【００７６】また、本実施例において、スイッチング制
御器２２のスイッチングパルス回路３３０には、種々の
変形が可能である。たとえば、スイッチングパルス回路
３３０の代わりに図１２に示した構成のスイッチングパ
ルス回路４８０が使用可能である。スイッチングパルス
回路４８０の比較回路４８１は、指令信号Ａｄと電流検
出信号Ａｇを比較した比較出力信号Ｃｒを出力する。す
なわち、電流検出信号Ａｇが指令信号Ａｄよりも小さい
時に比較出力信号Ｃｒは”Ｌｂ”になり、電流検出信号
Ａｇが指令信号Ａｄよりも大きくなると比較出力信号Ｃ
ｒは”Ｈｂ”に変わる。時定数回路４８２は、比較回路
４８１の比較出力信号Ｃｒの立ち上がりエッジ（”Ｌ
ｂ”から”Ｈｂ”への変化時点）をトリガとして、所定
の時間幅Ｗｐだけ”Ｈｂ”になるスイッチング制御信号
Ｗ１を発生する。この時間幅Ｗｐはコンデンサ４８３へ
の充放電によって決められる。

【００７７】スイッチング制御信号Ｗ１が”Ｌｂ”の時
には、制御パルス信号Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３をオフ（非通電
状態）にし、第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３に応
じて第１のパワー増幅器１１，１２，１３がオン状態
（フルオン状態もしくはハーフオン状態）になり、コイ
ル２，３，４への電流路を形成する。スイッチング制御
信号Ｗ１が”Ｈｂ”になると、制御パルス信号Ｙ１，Ｙ
２，Ｙ３がオン（電流通電状態）になり、第１のパワー
増幅器１１，１２，１３の第１のＮＭＯＳ型パワートラ
ンジスタ６１，６２，６３は同時にオフになる。

【００７８】これにより、電流検出信号Ａｇが指令信号
Ａｄよりも小さい時にスイッチング制御信号Ｗ１が”Ｌ
ｂ”になり、第１のパワー増幅器はオン状態になる。直
流電源５０の通電電流Ｉｇが増加し、電流検出信号Ａｇ
が指令信号Ａｄよりも大きくなったタイミングにおい
て、比較出力信号Ｃｒは”Ｈｂ”に変化する。比較回路
４８１の比較出力信号Ｃｒの立ち上がりエッジによって
時定数回路４８２がトリガされ、スイッチング制御器信
号Ｗ１は所定時間幅Ｗｐだけ”Ｈｂ”になる。その結
果、第１のパワー増幅器１１，１２，１３は所定の時間
幅Ｗｂの間は同時にオフ状態になる。第１のパワー増幅
器がオフになってから所定時間幅Ｗｐを経過後に、スイ
ッチング制御信号Ｗ１は”Ｌｂ”に変わり、再度、第１
のパワー増幅器はオン状態になる。このようにして、第
１のパワー増幅器１１，１２，１３の第１のＮＭＯＳ型
パワートランジスタ６１，６２，６３はオン・オフの高
周波スイッチング動作を行う。また、移動体１の移動動
作に伴って、コイル２，３，４への電流路は滑らかに切
り換えられていく。

【００７９】《実施例２》図１３から図１５に本発明の
実施例２のモータを示す。図１３に全体構成を示す。本
実施例は、前述の実施例１において、さらに、補助供給
器５００と第１の合成器８１，８２，８３と第２の合成
器８５，８６，８７を設けたものである。その他の構成
において、前述の実施例１と同様なものには同一の番号
を付し、詳細な説明を省略する。図１３の補助供給器５
００は、切換作成器３４の出力信号に応動して３相の第
１の補助電流信号Ｆ４，Ｆ５，Ｆ６と３相の第２の補助
電流信号Ｈ４，Ｈ５，Ｈ６を供給する。図１４に補助供
給器５００の具体的な構成を示す。補助供給器５００は
補助切換作成部５１０と補助電流切換部５２０によって
構成されている。補助切換作成部５１０は、切換作成器
３４の３相の位置検出信号Ｊａ１，Ｊｂ１，Ｊｃ１が入
力され、これらの位置検出信号に応動した補助切換信号
Ｊ４〜Ｊ９を出力する。

【００８０】図１５に補助切換作成部５１０の具体的な
構成例を示す。補助切換作成部５１０のコンパレータ回
路５４１，５４２，５４３は、それぞれ、３相の位置検
出信号Ｊａ１，Ｊｂ１，Ｊｃ１の内の２相の信号を比較
し、比較結果に応動した３相のディジタル信号Ｊｄ，Ｊ
ｅ，Ｊｆを出力する。図１６（ａ）〜（ｃ）にディジタ
ル信号Ｊｄ，Ｊｅ，Ｊｆの波形関係を示す。これらの３
相のディジタル信号Ｊｄ，Ｊｅ，Ｊｆは、反転回路５５
１，５５２，５５３とアンド回路５６１〜５６７によっ
て論理合成され、補助切換信号Ｊ４〜Ｊ９を作りだす。
図１６（ｄ）〜（ｉ）に補助切換信号Ｊ４〜Ｊ９の波形
関係を示す。ディジタル信号Ｊｄ，Ｊｅ，Ｊｆは、それ
ぞれ電気角で１８０度もしくは略１８０度の角度幅にわ
たって”Ｈｂ”、残りの１８０度の角度幅にわたって”
Ｌｂ”になる。また、ディジタル信号Ｊｄ，Ｊｅ，Ｊｆ
は、１２０度の位相差を有する３相の信号になる。補助
切換信号Ｊ４，Ｊ５，Ｊ６は、それぞれ電気角で１２０
度もしくは略１２０度の角度幅にわたって”Ｈｂ”にな
り、残りの２４０度の角度幅にわたって”Ｌｂ”にな
る。これらの補助切換信号Ｊ４，Ｊ５，Ｊ６は、順番に
変化する３相のディジタル信号である。また、補助切換
信号Ｊ７，Ｊ８，Ｊ９は、それぞれ電気角で１２０度も
しくは略１２０度の角度幅にわたって”Ｈｂ”になり、
残りの２４０度の角度幅にわたって”Ｌｂ”になる。こ
れらの補助切換信号Ｊ７，Ｊ８，Ｊ９は、順番に変化す
る３相のディジタル信号である。

【００８１】図１４の補助切換作成部５１０の補助切換
信号Ｊ４〜Ｊ９は、補助電流切換部５２０に入力され
る。補助電流切換部５２０は、３個の第１の電流源５２
１，５２２，５２３と３個の第２の電流源５２５，５２
６，５２７と３個の第１のスイッチ回路５３１，５３
２，５３３と３個の第２のスイッチ回路５３５，５３
６，５３７を有している。第１の電流源５２１，５２
２，５２３と第２の電流源５２５，５２６，５２７は、
高電圧出力器５１の高電位点電位Ｖｕから流出する方向
に接続されている。第１のスイッチ回路５３１，５３
２，５３３は、補助切換作成部５１０の補助切換信号Ｊ
４，Ｊ５，Ｊ６が”Ｈｂ”になるとスイッチをオンにす
る。これにより、第１の電流源５２１，５２２，５２３
の電流を補助切換信号Ｊ４，Ｊ５，Ｊ６に応動して出力
し、３相の第１の補助電流信号Ｆ４，Ｆ５，Ｆ６を作り
だす。また、第２のスイッチ回路５３５，５３６，５３
７は、補助切換作成部５１０の補助切換信号Ｊ７，Ｊ
８，Ｊ９が”Ｈｂ”になるとスイッチをオンにする。こ
れにより、第２の電流源５２５，５２６，５２７の電流
を補助切換信号Ｊ７，Ｊ８，Ｊ９に応動して出力し、３
相の第２の補助電流信号Ｈ４，Ｈ５，Ｈ６を作りだす。
図１７（ａ），（ｂ），（ｃ）に第１の補助電流信号Ｆ
４，Ｆ５，Ｆ６の波形を示し、図１７（ｄ），（ｅ），
（ｆ）に第２の補助電流信号Ｈ４，Ｈ５，Ｈ６の波形を
示す。

【００８２】図１３の第１の合成器８１は単純に結節点
で構成され、第１の電流増幅器４１の第１の増幅電流信
号Ｆ１と第１の補助電流信号Ｆ４を加算合成し、第１の
合成電流信号Ｆ１＋Ｆ４を出力する。第１の合成器８２
は単純に結節点で構成され、第１の電流増幅器４２の第
１の増幅電流信号Ｆ２と第１の補助電流信号Ｆ５を加算
合成し、第１の合成電流信号Ｆ２＋Ｆ５を出力する。第
１の合成器８３は単純に結節点で構成され、第１の電流
増幅器４３の第１の増幅電流信号Ｆ３と第１の補助電流
信号Ｆ６を加算合成し、第１の合成電流信号Ｆ３＋Ｆ６
を出力する。第２の合成器８５は単純に結節点で構成さ
れ、第２の電流増幅器４５の第２の増幅電流信号Ｈ１と
第２の補助電流信号Ｈ４を加算合成し、第２の合成電流
信号Ｈ１＋Ｈ４を出力する。第２の合成器８６は単純に
結節点で構成され、第２の電流増幅器４６の第２の増幅
電流信号Ｈ２と第２の補助電流信号Ｈ５を加算合成し、
第２の合成電流信号Ｈ２＋Ｈ５を出力する。第２の合成
器８７は単純に結節点で構成され、第２の電流増幅器４
７の第２の増幅電流信号Ｈ３と第２の補助電流信号Ｈ６
を加算合成し、第２の合成電流信号Ｈ３＋Ｈ６を出力す
る。

【００８３】図１７（ｇ）に第１の増幅電流信号Ｆ１，
Ｆ２，Ｆ３の波形を示し、図１７（ｈ）に第２の増幅電
流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３の波形を示す。また、図１７
（ｉ）に第１の合成電流信号Ｆ１＋Ｆ４，Ｆ２＋Ｆ５，
Ｆ３＋Ｆ６の波形を示し、図１７（ｊ）に第２の合成電
流信号Ｈ１＋Ｈ４，Ｈ２＋Ｈ５，Ｈ３＋Ｈ６の波形を示
す。第１の合成電流信号Ｆ１＋Ｆ４，Ｆ２＋Ｆ５，Ｆ３
＋Ｆ６は、零からの立ち上がり傾斜部分および零への立
ち下がり傾斜部分において、約３０度の角度幅（電気
角）にわたって滑らかに変化する第１の３相の電流信号
になっている。同様に、第２の合成電流信号Ｈ１＋Ｈ
４，Ｈ２＋Ｈ５，Ｈ３＋Ｈ６は、零からの立ち上がり傾
斜部分および零への立ち下がり傾斜部分において、約３
０度の角度幅（電気角）にわたって滑らかに変化する第
２の３相の電流信号になっている。

【００８４】第１の合成電流信号Ｆ１＋Ｆ４，Ｆ２＋Ｆ
５，Ｆ３＋Ｆ６は、それぞれ第１のパワー増幅器１１，
１２，１３の通電制御端子側に供給され、第１のＮＭＯ
Ｓ型パワートランジスタ６１，６２，６３の通電を分配
制御し、コイル２，３，４への電流路を滑らかに切り換
える。実際には、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ
６１，６２，６３はスイッチング制御器２２によってオ
ン・オフの高周波スイッチング動作を制御されながら、
第１の合成電流信号に応動してコイルへの通電の分配制
御を行っている。同様に、第２の合成電流信号Ｈ１＋Ｈ
４，Ｈ２＋Ｈ５，Ｈ３＋Ｈ６は、それぞれ第２のパワー
増幅器１５，１６，１７の通電制御端子側に供給され、
第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６５，６６，６７
の通電を分配制御し、コイル２，３，４への電流路を滑
らかに切り換える。

【００８５】その他の構成及び動作は、前述の実施例１
と同様であり、詳細な説明を省略する。本実施例では、
第１のパワー増幅器の通電制御端子側に供給される３相
の第１の合成電流信号（第１の３相の電流信号）を、そ
れぞれ、少なくとも立ち上がり傾斜部分および／または
立ち下がり傾斜部分において滑らかに変化させ、第１の
ＮＭＯＳ型パワートランジスタによる電流路の切換動作
を滑らかにし、滑らかに変化する駆動電流をコイルに供
給した。このとき、第１の合成電流信号に第１の補助電
流信号を含ませることにより、支配的に電流路を形成す
る第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタのオン抵抗を小
さくし、電力損失を低減した。また、第１のパワー増幅
器の通電制御端子側をスイッチング制御器の制御パルス
信号Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３によりオン・オフさせ、第１のＮ
ＭＯＳ型パワートランジスタを高周波スイッチング動作
させて、電力損失を大幅に低減させた。

【００８６】同様に、第２のパワー増幅器の通電制御端
子側に供給される３相の第２の合成電流信号（第２の３
相の電流信号）を、それぞれ、少なくとも立ち上がり傾
斜部分および／または立ち下がり傾斜部分において滑ら
かに変化させ、第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタに
よる電流路の切換動作を滑らかにし、滑らかに変化する
駆動電流をコイルに供給した。このとき、第２の合成電
流信号に第２の補助電流信号を含ませることにより、支
配的に電流路を形成する第２のＮＭＯＳ型パワートラン
ジスタのオン抵抗を小さくし、電力損失を低減した。こ
れにより、第１のパワー増幅器の第１のＮＭＯＳ型パワ
ートランジスタと第２のパワー増幅器の第２のＮＭＯＳ
型パワートランジスタの電力損失を大幅に低減でき、モ
ータの電力効率は大幅に改善される。また、コイルへの
駆動電流の脈動が低減でき、モータ振動や騒音を大幅に
小さくできる。

【００８７】前述の実施例の具体的な構成では、第１の
合成電流信号の通電幅を１８０度もしくは略１８０度に
し、第１の補助電流信号の通電幅を１２０度もしくは略
１２０度にした。その結果、第１の合成電流信号は、立
ち上がり傾斜部分の３０度もしくは略３０度の角度幅を
滑らかに変化し、立ち下がり傾斜部分の３０度もしくは
略３０度の角度幅を滑らかに変化する。これにより、滑
らかな電流路の切換動作と第１のＮＭＯＳ型パワートラ
ンジスタのオン抵抗による電力損失の低減を同時に実現
した。また、３相の第１の補助電流信号Ｆ４，Ｆ５，Ｆ
６を順番に切り換えて供給し、いずれか１個の第１の補
助電流信号を供給するようにした。また、同一期間に２
個以上の第１の補助電流信号が重複して流れないように
した。

【００８８】また、第２の合成電流信号の通電幅を１８
０度もしくは略１８０度にし、第２の補助電流信号の通
電幅を１２０度もしくは略１２０度にした。その結果、
第２の合成電流信号は、立ち上がり傾斜部分の３０度も
しくは略３０度の角度幅を滑らかに変化し、立ち下がり
傾斜部分の３０度もしくは略３０度の角度幅を滑らかに
変化する。これにより、滑らかな電流路の切換動作と第
２のＮＭＯＳ型パワートランジスタのオン抵抗による電
力損失の低減を同時に実現した。また、３相の第２の補
助電流信号Ｈ４，Ｈ５，Ｈ６を順番に切り換えて供給
し、いずれか１個の第２の補助電流信号を供給するよう
にした。また、同一期間に２個以上の第２の補助電流信
号が重複して流れないようにした。しかし、これらの角
度幅は、適時、変更が可能である。第１の合成電流信号
や第２の合成電流信号の角度幅は、たとえば、１５０度
にしても良い。また、第１の補助電流信号や第２の補助
電流信号の角度幅も１２０度と異ならせることも可能で
ある。さらに、本実施例でも、前述の実施例１と同様な
各種の利点を得ることができる。

【００８９】《実施例３》図１８と図１９に本発明の実
施例３のモータを示す。図１８に全体構成を示す。本実
施例は、前述の実施例２において、補助供給器５００の
出力電流信号をパワー増幅器の通電制御端子側に直接供
給するようにしたものである。その他の構成において、
前述の実施例１もしくは実施例２と同様なものには同一
の番号を付し、詳細な説明を省略する。図１８におい
て、第１のパワー増幅器６１１は、通電制御端子側の第
１端子に第１の電流増幅器４１の第１の増幅電流信号Ｆ
１が入力され、通電制御端子側の第２端子に補助供給器
５００の第１の補助電流信号Ｆ４が入力され、通電制御
端子側の第３端子にスイッチング制御器２２の制御パル
ス信号Ｙ１が入力されている。

【００９０】同様に、第１のパワー増幅器６１２は、通
電制御端子側の第１端子に第１の電流増幅器４２の第１
の増幅電流信号Ｆ２が入力され、通電制御端子側の第２
端子に補助供給器５００の第１の補助電流信号Ｆ５が入
力され、通電制御端子側の第３端子にスイッチング制御
器２２の制御パルス信号Ｙ２が入力されている。同様
に、第１のパワー増幅器６１３は、通電制御端子側の第
１端子に第１の電流増幅器４３の第１の増幅電流信号Ｆ
３が入力され、通電制御端子側の第２端子に補助供給器
５００の第１の補助電流信号Ｆ６が入力され、通電制御
端子側の第３端子にスイッチング制御器２２の制御パル
ス信号Ｙ３が入力されている。

【００９１】また、第２のパワー増幅器６１５は、通電
制御端子側の第１端子に第２の電流増幅器４５の第２の
増幅電流信号Ｈ１が入力され、通電制御端子側の第２端
子に補助供給器５００の第２の補助電流信号Ｈ４が入力
されている。同様に、第２のパワー増幅器６１６は、通
電制御端子側の第１端子に第２の電流増幅器４６の第２
の増幅電流信号Ｈ２が入力され、通電制御端子側の第２
端子に補助供給器５００の第２の補助電流信号Ｈ５が入
力されている。同様に、第２のパワー増幅器６１７は、
通電制御端子側の第１端子に第２の電流増幅器４７の第
２の増幅電流信号Ｈ３が入力され、通電制御端子側の第
２端子に補助供給器５００の第２の補助電流信号Ｈ６が
入力されている。

【００９２】図１９に第１のパワー増幅器６１１，６１
２，６１３や第２のパワー増幅器６１５，６１６，６１
７の具体的な構成に相当するパワー増幅器６２０を示
す。ここでは、パワー増幅器６２０を第１のパワー増幅
器６１１として使用する場合を示している。パワー増幅
器６２０は、ＮＭＯＳ型パワートランジスタ６２１と、
ＮＭＯＳ型パワートランジスタ６２１に並列に逆接続さ
れたパワーダイオード６２１ｄを含んで構成されてい
る。パワーダイオード６２１ｄの電流流入端子側はＮＭ
ＯＳ型パワートランジスタ６２１の電流流出端子側に接
続され、電流流出端子側はＮＭＯＳ型パワートランジス
タ６２１の電流流入端子側に接続されている。パワー増
幅器６２０は、ＮＭＯＳ型パワートランジスタ６２１と
ＮＭＯＳ型トランジスタ６２２により電界効果型パワー
部カレントミラー回路を形成している（セル面積比は１
００倍）。

【００９３】パワー増幅器６２０の通電制御端子側の第
１端子とＮＭＯＳ型トランジスタ６２２の電流路端子対
の一方の端子側の間に抵抗６２３が接続され、通電制御
端子側の第１端子と第２端子の間に抵抗６２４が接続さ
れ、通電制御端子側の第３端子はＮＭＯＳ型パワートラ
ンジスタ６２１の制御端子側に接続されている。これに
より、パワー増幅器６２０の電界効果型パワー部カレン
トミラー回路は、通電制御端子側の第１端子への第１の
増幅電流信号Ｆ１が小さい内は所定の電流増幅率を有
し、第１の増幅電流信号Ｆ１が大きくなると、その電流
増幅率が急激に大きくなる。また、通電制御端子側の第
２端子への第１の補助電流信号Ｆ４によってＮＭＯＳ型
パワートランジスタ６２１のオン抵抗を低減している。
さらに、パワー増幅器６２０のＮＭＯＳ型パワートラン
ジスタ６２１および電界効果型パワー部カレントミラー
回路は、通電制御端子側の第３端子への制御パルス信号
Ｙ１によってオン・オフの高周波スイッチング動作を行
っている。

【００９４】なお、ＮＭＯＳ型パワートランジスタ６２
１は、たとえば二重拡散ＮチャンネルＭＯＳ構造の電界
効果型トランジスタによって構成され、ＮＭＯＳ型パワ
ートランジスタ６２１の寄生ダイオード素子をパワーダ
イオード６２１ｄとして使用している。なお、パワー増
幅器６２０の抵抗６２３または／および抵抗６２４は、
零にしても動作上問題はない。また、第１の増幅電流信
号Ｆ１と第１の補助電流信号Ｆ４はパワー増幅器６２０
の内部で合成され、ＮＭＯＳ型パワートランジスタ６２
１やパワー部カレントミラー回路に供給されている。

【００９５】パワー増幅器６２０を第１のパワー増幅器
６１２，６１３として使用する場合は、図１９に示した
構成と同様である。また、パワー増幅器６２０を第２の
パワー増幅器６１５，６１６，６１７として使用する場
合には、通電制御端子側の第３端子を接続しなければ良
い。その他の構成及び動作は、前述の実施例２もしくは
実施例１と同様であり、詳細な説明を省略する。

【００９６】本実施例では、第１のパワー増幅器の通電
制御端子側の第１端子に供給される３相の第１の増幅電
流信号（第１の３相の電流信号）を、それぞれ、少なく
とも立ち上がり傾斜部分および／または立ち下がり傾斜
部分において滑らかに変化させ、第１のＮＭＯＳ型パワ
ートランジスタによる電流路の切換動作を滑らかにし、
滑らかに変化する駆動電流をコイルに供給した。また、
第１のパワー増幅器の通電制御端子側の第２端子に第１
の補助電流信号を供給し、支配的に電流路を形成する第
１のＮＭＯＳ型パワートランジスタのオン抵抗を小さく
するようにした。ここに、支配的に電流路を形成する第
１のＮＭＯＳ型パワートランジスタとは、３個の第１の
ＮＭＯＳ型パワートランジスタのうちで最も大きな駆動
電流を供給するパワートランジスタを意味する。さら
に、第１のパワー増幅器の通電制御端子側の第３端子に
スイッチング制御器の制御パルス信号を供給し、第１の
ＮＭＯＳ型パワートランジスタをオン・オフの高周波ス
イッチング動作させるようにした。

【００９７】同様に、第２のパワー増幅器の通電制御端
子側の第２端子に供給される３相の第２の増幅電流信号
（第２の３相の電流信号）を、それぞれ、少なくとも立
ち上がり傾斜部分および／または立ち下がり傾斜部分に
おいて滑らかに変化させ、第２のＮＭＯＳ型パワートラ
ンジスタによる電流路の切換動作を滑らかにし、滑らか
に変化する駆動電流をコイルに供給した。また、第２の
パワー増幅器の通電制御端子側の第２端子に第２の補助
電流信号を供給し、支配的に電流路を形成する第２のＮ
ＭＯＳ型パワートランジスタのオン抵抗を小さくするよ
うにした。ここに、支配的に電流路を形成する第２のＮ
ＭＯＳ型パワートランジスタとは、３個の第２のＮＭＯ
Ｓ型パワートランジスタのうちで最も大きな駆動電流を
供給するパワートランジスタを意味する。

【００９８】さらに、本実施例でも、前述の実施例と同
様な各種の利点を得ることができる。また、本実施例に
おいて、第１のパワー増幅器６１１，６１２，６１３や
第２のパワー増幅器６１５，６１６，６１７は図１９に
示された構成のパワー増幅器６２０に限らず、種々の変
形が可能である。図２０に第１のパワー増幅器６１１，
６１２，６１３や第２のパワー増幅器６１５，６１６，
６１７に使用可能な別の構成のパワー増幅器６４０を示
す。ここでは、パワー増幅器６４０を第１のパワー増幅
器６１１として使用する場合を示している。パワー増幅
器６４０は、ＮＭＯＳ型パワートランジスタ６４１と、
ＮＭＯＳ型パワートランジスタ６４１に並列に逆接続さ
れたパワーダイオード６４１ｄを含んで構成されてい
る。パワーダイオード６４１ｄの電流流入端子側はＮＭ
ＯＳ型パワートランジスタ６４１の電流流出端子側に接
続され、電流流出端子側はＮＭＯＳ型パワートランジス
タ６４１の電流流入端子側に接続されている。パワー増
幅器６４０は、ＮＭＯＳ型パワートランジスタ６４１と
ＮＭＯＳ型トランジスタ６４２により電界効果型パワー
部カレントミラー回路を形成している（セル面積比は１
００倍）。

【００９９】パワー増幅器６４０の通電制御端子側の第
１端子はＮＭＯＳ型トランジスタ６２２の電流路端子対
の一方の端子側に接続され、ＮＭＯＳ型トランジスタ６
２２の電流路端子対の他方の端子側とＮＭＯＳ型パワー
トランジスタ６４１の電流路端子対の一方の端子側の間
に抵抗６４３が接続され、通電制御端子側の第１端子と
第２端子の間に抵抗６４４が接続され、通電制御端子側
の第３端子はＮＭＯＳ型パワートランジスタ６４１の制
御端子側に接続されている。これにより、パワー増幅器
６４０の電界効果型パワー部カレントミラー回路は、通
電制御端子側の第１端子への第１の増幅電流信号Ｆ１が
小さいときから大きな電流増幅動作を行うようになる。

【０１００】また、通電制御端子側の第２端子への第１
の補助電流信号Ｆ４によってＮＭＯＳ型パワートランジ
スタ６４１のオン抵抗を低減している。さらに、パワー
増幅器６４０のＮＭＯＳ型パワートランジスタ６４１お
よび電界効果型パワー部カレントミラー回路は、通電制
御端子側の第３端子への制御パルス信号Ｙ１によってオ
ン・オフの高周波スイッチング動作を行っている。な
お、ＮＭＯＳ型パワートランジスタ６４１は、たとえば
二重拡散ＮチャンネルＭＯＳ構造の電界効果型トランジ
スタによって構成され、ＮＭＯＳ型パワートランジスタ
６４１の寄生ダイオード素子をパワーダイオード６４１
ｄとして使用している。なお、パワー増幅器６４０の抵
抗６４３または／および抵抗６４４は、零にしても動作
上問題はない。

【０１０１】《実施例４》図２１と図２２に本発明の実
施例４のモータを示す。図２１に全体構成を示す。本実
施例は、前述の実施例３において、第１のパワー増幅器
の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタと第２のパワー
増幅器の第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタをオン・
オフの高周波スイッチング動作させるスイッチング制御
器７００を設けたものである。その他の構成において、
前述の実施例１もしくは実施例２もしくは実施例３と同
様なものには同一の番号を付し、詳細な説明を省略す
る。

【０１０２】図２１のスイッチング制御器７００は、指
令信号Ａｄと電流検出器２１の電流検出信号Ａｇの比較
結果に応動して、制御パルス信号Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，Ｙ
４，Ｙ５，Ｙ６を作り、第１のパワー増幅器６１１，６
１２，６１３と第２のパワー増幅器６１５，６１６，６
１７をオン・オフの高周波スイッチング動作させる。第
１のパワー増幅器６１１，６１２，６１３および第２の
パワー増幅器６１５，６１６，６１７の具体的な構成
は、前述の図１９のパワー増幅器６２０もしくは図２０
のパワー増幅器６４０と同様であり、詳細な説明は省略
する。

【０１０３】図２２にスイッチング制御器７００の具体
的な構成を示す。スイッチング制御器７００のスイッチ
ングパルス回路３３０の比較回路３３１は、指令信号Ａ
ｄと電流検出信号Ａｇを比較した比較出力信号Ｃｒを得
る。トリガ発生回路３３２は、１００ｋＨｚ程度の高周
波のトリガパルス信号Ｄｐを出力する。状態保持回路３
３３は、トリガパルス信号Ｄｐの立ち上がりエッジにお
いてスイッチング制御信号Ｗ１を”Ｌｂ”（低電位状
態）に変化させ、比較出力信号Ｃｒの立ち上がりエッジ
においてスイッチング制御信号Ｗ１を”Ｈｂ”（高電位
状態）に変化させる。スイッチング制御信号Ｗ１が”Ｌ
ｂ”の時には、制御トランジスタ７４１，７４２，７４
３，７４４，７４５，７４６は同時にオフになり、制御
パルス信号Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，Ｙ４，Ｙ５，Ｙ６はオフ
（無通電状態）になる。このとき、第１のパワー増幅器
６１１，６１２，６１３は、それぞれ第１の増幅電流信
号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を電流増幅し、コイル２，３，４に
駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の負極側電流を供給する電流
路を形成する。

【０１０４】また、第２のパワー増幅器６１５，６１
６，６１７は、それぞれ第２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ
２，Ｈ３を電流増幅し、コイル２，３，４に駆動電流Ｉ
１，Ｉ２，Ｉ３の正極側電流を供給する電流路を形成す
る。スイッチング制御信号Ｗ１が”Ｈｂ”の時には、制
御トランジスタ７４１，７４２，７４３，７４４，７４
５，７４６は同時にオンになり、制御パルス信号Ｙ１，
Ｙ２，Ｙ３，Ｙ４，Ｙ５，Ｙ６はオン（通電状態）にな
る。このとき、第１のパワー増幅器６１１，６１２，６
１３の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタはすべて同
時にオフになり、かつ、第２のパワー増幅器６１５，６
１６，６１７の第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタは
すべて同時にオフになる。このようにして、第１のパワ
ー増幅器６１１，６１２，６１３および第２のパワー増
幅器６１５，６１６，６１７は単一のスイッチング制御
信号Ｗ１によりオン状態とオフ状態を高周波スイッチン
グ制御され、コイルへの駆動電流を指令信号Ａｄに応動
するようにしている。これについて説明する。

【０１０５】トリガパルス信号Ｄｐの立ち上がりエッジ
によって状態保持回路３３３のスイッチング制御信号Ｗ
１が”Ｌｂ”に変化した時には、第１の増幅電流信号Ｆ
１，Ｆ２，Ｆ３が零でない相の第１のパワー増幅器が通
電状態になり、第２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３が
零でない相の第２のパワー増幅器が通電状態になる。た
とえば、第１の増幅電流信号Ｆ１のみが選択され、第２
の増幅電流信号Ｈ２のみが選択された場合を考える。第
１の増幅電流信号Ｆ１に応動して第１のパワー増幅器６
１１の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタが通電状態
になり、コイル２の駆動電流Ｉ１の負極側電流を供給す
る電流路を形成する。第２の増幅電流信号Ｈ２に応動し
て第２のパワー増幅器６１６の第２のＮＭＯＳ型パワー
トランジスタが通電状態になり、コイル３の駆動電流Ｉ
２の正極側電流を供給する電流路を形成する。

【０１０６】コイル２，３に十分な駆動電流を供給する
ために、第１のパワー増幅器６１１の第１のＮＭＯＳ型
パワートランジスタおよび第２のパワー増幅器６１６の
第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタはフルオン状態に
なる。コイルのインダクタンス作用によって、コイル
２，３の駆動電流値は徐々に増加する。従って、直流電
源５０の供給する通電電流Ｉｇが増加し、電流検出器２
１の電流検出信号Ａｇは大きくなる。電流検出信号Ａｇ
が指令信号Ａｄより大きくなった瞬間に、比較回路３３
１の比較出力信号Ｃｒが立ち上がりエッジを発生し、状
態保持回路３３３のスイッチング制御信号Ｗ１は”Ｈ
ｂ”に変化する。スイッチング制御信号Ｗ１が”Ｈｂ”
になると制御パルス信号Ｙ１〜Ｙ６がオンになり、第１
のパワー増幅器６１１，６１２，６１３の第１のＮＭＯ
Ｓ型パワートランジスタおよび第２のパワー増幅器６１
５，６１６，６１７の第２のＮＭＯＳ型パワートランジ
スタはすべて同時にオフ状態に変わる。このとき、コイ
ル２のインダクタンス作用によって、コイル２の電力供
給端子側の駆動電圧を急激に大きくし、第２のパワー増
幅器６１５の第２のパワーダイオードを通る電流路を形
成する。その結果、コイル２への駆動電流Ｉ１の負極側
電流は連続的に流れ続ける。

【０１０７】また、コイル３のインダクタンス作用によ
って、コイル３の電力供給端子側の駆動電圧を急激に小
さくし、第１のパワー増幅器６１２の第１のパワーダイ
オードを通る電流路を形成する。その結果、コイル３へ
の駆動電流Ｉ２の正極側電流は連続的に流れ続ける。こ
れにより、コイル２，３の駆動電流値は徐々に小さくな
る。少しの時間を経過した後に、トリガパルス信号Ｄｐ
の次の立ち上がりエッジが到来し、上述のスイッチング
動作を繰り返す。このようにして、直流電源５０の通電
電流Ｉｇのピーク値を指令信号Ａｄに応動した値に制御
し、コイル２，３，４への駆動電流を制御する。また、
第１の補助電流信号Ｆ４が第１のパワー増幅器６１１の
通電制御端子側に供給されている場合には、第１のパワ
ー増幅器６１１の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ
のオン抵抗を小さくする効果がある。また、第２の補助
電流信号Ｈ５が第２のパワー増幅器６１６の通電制御端
子側に供給されている場合には、第２のパワー増幅器６
１６の第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタのオン抵抗
を小さくする効果がある。

【０１０８】さらに、移動体１の移動に伴って第１の増
幅電流信号を１相分もしくは２相分に交互に滑らかに分
配しているので、第１のパワー増幅器６１１，６１２，
６１３による電流路の切換は滑らかになる。第１のパワ
ー増幅器６１１，６１２，６１３の第１のＮＭＯＳ型パ
ワートランジスタの高周波スイッチング動作は、前述の
説明と同様である。また、移動体１の移動に伴って第２
の増幅電流信号を１相分もしくは２相分に交互に滑らか
に分配しているので、第２のパワー増幅器６１５，６１
６，６１７による電流路の切換は滑らかになる。

【０１０９】第２のパワー増幅器６１５，６１６，６１
７の第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタの高周波スイ
ッチング動作は、前述の説明と同様である。これによ
り、駆動電流が滑らかに変化し、電流脈動やモータ振動
が著しく小さくなる。なお、第１の増幅電流信号Ｆ１，
Ｆ２，Ｆ３や第２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を指
令信号Ａｄに応動した必要最小限の値に小さくしている
ので、指令信号Ａｄが変化した場合でも常に滑らかな電
流路の切り換え動作を行わせることができる。また、第
１の増幅電流信号や第２の増幅電流信号による電力損失
を低減できる。その他の構成及び動作は、前述の実施例
１もしくは実施例２もしくは実施例３と同様であり、詳
細な説明を省略する。

【０１１０】本実施例では、第１のパワー増幅器の第１
のＮＭＯＳ型パワートランジスタおよび第２のパワー増
幅器の第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタを高周波ス
イッチング動作しているので、これらのパワートランジ
スタにおける電力損失は大幅に低減される。このとき、
第１のパワー増幅器と第２のパワー増幅器は単一のスイ
ッチング制御信号Ｗ１に応動して同時にオン・オフする
ので、高周波スイッチング動作させる構成やコイルへの
駆動電流を制御する構成を極めて簡単にできる。さら
に、本実施例でも、前述の実施例１もしくは実施例２も
しくは実施例３と同様な各種の利点を得ることができ
る。

【０１１１】《実施例５》図２３から図２７に本発明の
実施例５のモータを示す。図２３に全体構成を示す。本
実施例５では、前述の実施例４において、第２のパワー
増幅器８１５，８１６，８１７を第２のＰＭＯＳ型パワ
ートランジスタを使用して構成したものである。また、
スイッチング制御器８００，補助供給器８１０，第２の
電流増幅器８４５，８４６，８４７を変更している。そ
の他の構成において、前述の実施例１，実施例２，実施
例３もしくは実施例４と同様なものには同一の番号を付
し、詳細な説明を省略する。

【０１１２】図２３において、第１のパワー増幅器６１
１は、通電制御端子側の第１端子に第１の電流増幅器４
１の第１の増幅電流信号Ｆ１が入力され、通電制御端子
側の第２端子に補助供給器８１０の第１の補助電流信号
Ｆ４が入力され、通電制御端子側の第３端子にスイッチ
ング制御器８００の制御パルス信号Ｙ１が入力されてい
る。同様に、第１のパワー増幅器６１２は、通電制御端
子側の第１端子に第１の電流増幅器４２の第１の増幅電
流信号Ｆ２が入力され、通電制御端子側の第２端子に補
助供給器８１０の第１の補助電流信号Ｆ５が入力され、
通電制御端子側の第３端子にスイッチング制御器８００
の制御パルス信号Ｙ２が入力されている。同様に、第１
のパワー増幅器６１３は、通電制御端子側の第１端子に
第１の電流増幅器４３の第１の増幅電流信号Ｆ３が入力
され、通電制御端子側の第２端子に補助供給器８１０の
第１の補助電流信号Ｆ６が入力され、通電制御端子側の
第３端子にスイッチング制御器８００の制御パルス信号
Ｙ３が入力されている。

【０１１３】図１９に示した前述のパワー増幅器６２０
を第１のパワー増幅器６１１，６１２，６１３として使
用する。図１９のパワー増幅器６２０を第１のパワー増
幅器６１１として使用する場合は、すでに説明した通り
である。また、第１のパワー増幅器６１２，６１３の場
合も同様な構成である。図２３において、第２のパワー
増幅器８１５は、通電制御端子側の第１端子に第２の電
流増幅器８４５の第２の増幅電流信号Ｈ１が入力され、
通電制御端子側の第２端子に補助供給器８１０の第２の
補助電流信号Ｈ４が入力され、通電制御端子側の第３端
子にスイッチング制御器８００の制御パルス信号Ｙ４が
入力されている。同様に、第２のパワー増幅器８１６
は、通電制御端子側の第１端子に第２の電流増幅器８４
６の第２の増幅電流信号Ｈ２が入力され、通電制御端子
側の第２端子に補助供給器８１０の第２の補助電流信号
Ｈ５が入力され、通電制御端子側の第３端子にスイッチ
ング制御器８００の制御パルス信号Ｙ５が入力されてい
る。同様に、第２のパワー増幅器８１７は、通電制御端
子側の第１端子に第２の電流増幅器８４７の第２の増幅
電流信号Ｈ３が入力され、通電制御端子側の第２端子に
補助供給器８１０の第２の補助電流信号Ｈ６が入力さ
れ、通電制御端子側の第３端子にスイッチング制御器８
００の制御パルス信号Ｙ６が入力されている。

【０１１４】図２７に第２のパワー増幅器８１５，８１
６，８１７の具体的な構成に相当するパワー増幅器９０
０を示す。ここでは、パワー増幅器９００を第２のパワ
ー増幅器８１５として使用する場合を示している。パワ
ー増幅器９００は、ＰＭＯＳ型パワートランジスタ９０
５と、ＰＭＯＳ型パワートランジスタ９０５に並列に逆
接続されたパワーダイオード９０５ｄを含んで構成され
ている。パワーダイオード９０５ｄの電流流入端子側は
ＰＭＯＳ型パワートランジスタ９０５の電流流出端子側
に接続され、電流流出端子側はＰＭＯＳ型パワートラン
ジスタ９０５の電流流入端子側に接続されている。パワ
ー増幅器９００は、ＰＭＯＳ型パワートランジスタ９０
５とＰＭＯＳ型トランジスタ９０６により電界効果型パ
ワー部カレントミラー回路を形成している（セル面積比
は１００倍）。パワー増幅器９００の通電制御端子側の
第１端子とＰＭＯＳ型トランジスタ９０６の電流路端子
対の一方の端子側の間に抵抗９０７が接続され、通電制
御端子側の第１端子と第２端子の間に抵抗９０８が接続
され、通電制御端子側の第３端子はＰＭＯＳ型パワート
ランジスタ９０５の制御端子側に接続されている。これ
により、パワー増幅器９００の電界効果型パワー部カレ
ントミラー回路は、通電制御端子側の第１端子への第２
の増幅電流信号Ｈ１が小さい内は所定の電流増幅率を有
し、第２の増幅電流信号Ｈ１が大きくなると、その電流
増幅率が急激に大きくなる。

【０１１５】また、通電制御端子側の第２端子への第２
の補助電流信号Ｈ４によってＰＭＯＳ型パワートランジ
スタ９０５のオン抵抗を低減する。さらに、パワー増幅
器９００のＰＭＯＳ型パワートランジスタ９０５および
電界効果型パワー部カレントミラー回路は、通電制御端
子側の第３端子への制御パルス信号Ｙ４がオン・オフの
高周波スイッチングする場合に、オン・オフの高周波ス
イッチング動作を行う。なお、ＰＭＯＳ型パワートラン
ジスタ９０５は、たとえば二重拡散ＰチャンネルＭＯＳ
構造の電界効果型トランジスタによって構成され、ＰＭ
ＯＳ型パワートランジスタ９０５の寄生ダイオード素子
をパワーダイオード９０５ｄとして使用している。な
お、パワー増幅器９００の抵抗９０７または／および抵
抗９０８は、零にしても動作上問題はない。図２３の第
２の電流増幅器８４５，８４６，８４７は、第１の分配
電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を電流増幅した第２の増幅電
流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を作りだす。第２の増幅電流信
号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３は、それぞれ第２のパワー増幅器８
１５，８１６，８１７の通電制御端子側の第１端子に供
給されている。

【０１１６】図２６に第２の電流増幅器８４５，８４
６，８４７の具体的な構成を示す。第２の電流増幅器８
４５は、トランジスタ９５１，９５２による初段のカレ
ントミラー回路と、トランジスタ９５３，９５４と抵抗
９５５，９５６による次段のカレントミラー回路を縦続
接続した第２の増幅部カレントミラー回路によって構成
されている。第２の電流増幅器８４５は、電流増幅率で
５０倍の所定の増幅を行う。同様に、第２の電流増幅器
８４６は、トランジスタ９６１，９６２，９６３，９６
４と抵抗９６５，９６６による第２の増幅部カレントミ
ラー回路によって構成され、電流増幅率で５０倍の所定
の増幅を行う。同様に、第２の電流増幅器８４７は、ト
ランジスタ９７１，９７２，９７３，９７４と抵抗９７
５，９７６による第２の増幅部カレントミラー回路によ
って構成され、電流増幅率で５０倍の所定の増幅を行
う。これにより、第２の電流増幅器８４５，８４６，８
４７は、３相の第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を
それぞれ５０倍の増幅し、３相の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ
２，Ｈ３を出力する。

【０１１７】図２３のスイッチング制御器８００は、第
１のパワー増幅器６１１，６１２，６１３または／およ
び第２のパワー増幅器８１５，８１６，８１７をオン・
オフの高周波スイッチング動作させる。図２４にスイッ
チング制御器８００の具体的な構成の一例を示す。スイ
ッチング制御器８００のスイッチングパルス回路３３０
は、前述の図７に示した構成と同様であり、スイッチン
グ制御信号Ｗ１を出力する。設定スイッチ回路８４０が
Ｇａ側に接続されている場合には、設定スイッチ信号Ｓ
ｆは”Ｌｂ”であるから、アンド回路８３０の出力は”
Ｌｂ”になり、制御トランジスタ８３５，８３６，８３
７はオフになる。従って、制御パルス信号Ｙ４，Ｙ５，
Ｙ６はオフ状態になる。また、スイッチング制御信号Ｗ
１に応動して制御トランジスタ８３１，８３２，８３３
がオン・オフ動作し、制御パルス信号Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３
はオン・オフ出力される。その結果、制御パルス信号Ｙ
１，Ｙ２，Ｙ３に応動して第１のパワー増幅器６１１，
６１２，６１３の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ
がオン・オフの高周波スイッチング動作する。なお、制
御パルス信号Ｙ４，Ｙ５，Ｙ６はオフであるから、第２
のパワー増幅器８１５，８１６，８１７は第２の電流増
幅器８４５，８４６，８４７の第２の増幅電流信号Ｈ
１，Ｈ２，Ｈ３に応動して通電を分配制御される（高周
波スイッチング動作はしない）。

【０１１８】また、設定スイッチ回路８４０がＧｂ側に
接続されている場合には、設定スイッチ信号Ｓｆは”Ｈ
ｂ”であるから、スイッチング制御信号Ｗ１に応動して
制御トランジスタ８３５，８３６，８３７もオン・オフ
動作する。従って、スイッチング制御信号Ｗ１に応動し
て制御トランジスタ８３１，８３２，８３３，８３５，
８３６，８３７がオン・オフ動作し、制御パルス信号Ｙ
１，Ｙ２，Ｙ３，Ｙ４，Ｙ５，Ｙ６がオン・オフ出力さ
れる。その結果、制御パルス信号Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３に応
動して第１のパワー増幅器６１１，６１２，６１３の第
１のＮＭＯＳ型パワートランジスタがオン・オフの高周
波スイッチング動作し、制御パルス信号Ｙ４，Ｙ５，Ｙ
６に応動して第２のパワー増幅器８１５，８１６，８１
７の第２のＰＭＯＳ型パワートランジスタがオン・オフ
の高周波スイッチング動作する。なお、設定スイッチ回
路８４０の接続はどちらかに固定されるものであるが、
必要に応じて適時切り換えても良い。

【０１１９】図２３の補助供給器８１０は、切換作成器
３４の出力信号に応動して３相の第１の補助電流信号Ｆ
４，Ｆ５，Ｆ６を第１のパワー増幅器６１１，６１２，
６１３の通電制御端子側に供給し、切換作成器３４の出
力信号に応動して３相の第２の補助電流信号Ｈ４，Ｈ
５，Ｈ６を第２のパワー増幅器８１５，８１６，８１７
の通電制御端子側に供給する。図２５に補助供給器８１
０の具体的な構成を示す。補助供給器８１０の補助切換
作成部５１０は前述の図１４もしくは図１５に示した構
成と同様であり、詳細な説明は省略する。補助電流切換
部８５０は、３個の第１の電流源８７１，８７２，８７
３と３個の第２の電流源８７５，８７６，８７７と３個
の第１のスイッチ回路８８１，８８２，８８３と３個の
第２のスイッチ回路８８５，８８６，８８７を有してい
る。第１の電流源８７１，８７２，８７３は直流電源５
０の正極端子側より流出する方向に接続され、第２の電
流源８７５，８７６，８７７は直流電源５０の負極端子
側に流入する方向に接続されている。

【０１２０】第１のスイッチ回路８８１，８８２，８８
３は、補助切換作成部５１０の補助切換信号Ｊ４，Ｊ
５，Ｊ６が”Ｈｂ”になるとスイッチをオンにし、第１
の電流源８７１，８７２，８７３の電流を３相の第１の
補助電流信号Ｆ４，Ｆ５，Ｆ６として出力する。第２の
スイッチ回路８８５，８８６，８８７は、補助切換作成
部５１０の補助切換信号Ｊ７，Ｊ８，Ｊ９が”Ｈｂ”に
なるとスイッチをオンにし、第２の電流源８７５，８７
６，８７７の電流を３相の第２の補助電流信号Ｈ４，Ｈ
５，Ｈ６として出力する。第１の補助電流信号Ｆ４，Ｆ
５，Ｆ６と第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３の波形
関係は、前述の図１７（ａ）〜（ｃ），（ｇ）に示した
ものと同様である。また、第２の補助電流信号Ｈ４，Ｈ
５，Ｈ６と第２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３の波形
関係は、前述の図１７（ｄ）〜（ｆ），（ｈ）に示した
ものと同様である。

【０１２１】その他の構成及び動作は、前述の実施例１
や実施例２や実施例３や実施例４と同様であり、詳細な
説明を省略する。本実施例では、第１のパワー増幅器の
第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタをオン・オフの高
周波スイッチング動作させているので、第１のパワー増
幅器の電力損失は小さい。また、第２のパワー増幅器の
第２のＰＭＯＳ型パワートランジスタをフルオン動作も
しくはオン・オフの高周波のスイッチング動作させてい
るので、第２のパワー増幅器の電力損失は小さい。従っ
て、電力効率の良いモータになる。また、第１の増幅電
流信号や第２の増幅電流信号を指令信号Ａｄに応動して
変化させ、第１のパワー増幅器や第２のパワー増幅器の
入力電流による電力損失も小さくしている。なお、３個
の第１のパワー増幅器のみを高周波スイッチング動作さ
せる場合、３個の第２のパワー増幅器のみを高周波スイ
ッチング動作させる場合、３個の第１のパワー増幅器と
３個の第２のパワー増幅器の両方を高周波スイッチング
動作させる場合、３個の第１のパワー増幅器の高周波ス
イッチング動作と３個の第２のパワー増幅器の高周波ス
イッチング動作を適時切り換えて動作させる場合、な
ど、各種のスイッチング動作の行わせ方がある。これら
は設計事項であり、詳細な説明を省略する。

【０１２２】また、本実施例では、第１のパワー増幅器
に第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタを使用し、第２
のパワー増幅器に第２のＰＭＯＳ型パワートランジスタ
を使用し、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタや第２
のＰＭＯＳ型パワートランジスタを通電制御するための
構成を大幅に簡素にした。すなわち、高電圧出力器をな
くし、パワートランジスタを駆動制御するために直流電
源５０以外の電圧源を不要にした。これにより、全体の
構成は著しく簡素になった。また、本実施例では、非線
形な電圧増幅利得を有するＮＭＯＳ型パワートランジス
タとＰＭＯＳ型パワートランジスタを使用しながらも、
電界効果型パワー部カレントミラー回路を構成し、第１
のパワー増幅器と第２のパワー増幅器の電流増幅率のば
らつきを大幅に低減した。これにより、電流路の切換動
作を滑らかにした。また、本実施例では、第１の増幅電
流信号（第１の３相の電流信号）や第２の増幅電流信号
（第２の３相の電流信号）を指令信号Ａｄに応動して変
化させ、指令信号Ａｄが変化した場合であっても常に滑
らかな電流路の切換動作を実現した。

【０１２３】さらに、本実施例でも、前述の実施例と同
様な各種の利点を得ることができる。また、本実施例に
おいて、第１のパワー増幅器６１１，６１２，６１３は
図１９に示された構成のパワー増幅器６２０に限らず、
種々の変形が可能である。たとえば、図２０に示したパ
ワー増幅器６４０を第１のパワー増幅器６１１，６１
２，６１３として使用可能である。また、本実施例にお
いて、第２のパワー増幅器８１５，８１６，８１７は図
２７に示された構成のパワー増幅器９００に限らず、種
々の変形が可能である。図２８に第２のパワー増幅器８
１５，８１６，８１７に使用可能な別の構成のパワー増
幅器９２０を示す。ここでは、パワー増幅器９２０を第
２のパワー増幅器８１５として使用する場合を示してい
る。パワー増幅器９２０は、ＰＭＯＳ型パワートランジ
スタ９２５と、ＰＭＯＳ型パワートランジスタ９２５に
並列に逆接続されたパワーダイオード９２５ｄを含んで
構成されている。パワーダイオード９２５ｄの電流流入
端子側はＰＭＯＳ型パワートランジスタ９２５の電流流
出端子側に接続され、電流流出端子側はＰＭＯＳ型パワ
ートランジスタ９２５の電流流入端子側に接続されてい
る。

【０１２４】パワー増幅器９２０は、ＰＭＯＳ型パワー
トランジスタ９２５とＰＭＯＳ型トランジスタ９２６に
より電界効果型パワー部カレントミラー回路を形成して
いる（セル面積比は１００倍）。パワー増幅器９２０の
通電制御端子側の第１端子はＰＭＯＳ型トランジスタ９
２６の電流路端子対の一方の端子側に接続され、ＰＭＯ
Ｓ型トランジスタ９２６の電流路端子対の他方の端子側
とＰＭＯＳ型パワートランジスタ９２５の電流路端子対
の一方の端子側の間に抵抗９２７が接続され、通電制御
端子側の第１端子と第２端子の間に抵抗９２８が接続さ
れ、通電制御端子側の第３端子はＰＭＯＳ型パワートラ
ンジスタ９２５の制御端子に接続されている。これによ
り、パワー増幅器９２０の電界効果型パワー部カレント
ミラー回路は、通電制御端子側の第１端子への第２の増
幅電流信号Ｈ１が小さいときから、かなり大きな電流増
幅動作を行うようになる。

【０１２５】また、通電制御端子側の第２端子への第２
の補助電流信号Ｈ４によってＰＭＯＳ型パワートランジ
スタ９２５のオン抵抗による電力損失を低減している。
さらに、パワー増幅器９２０のＰＭＯＳ型パワートラン
ジスタ９２５および電界効果型パワー部カレントミラー
回路は、通電制御端子側の第３端子への制御パルス信号
Ｙ４がオン・オフ動作している場合に、オン・オフの高
周波スイッチング動作を行う。なお、ＰＭＯＳ型パワー
トランジスタ９２５は、たとえば二重拡散Ｐチャンネル
ＭＯＳ構造の電界効果型トランジスタによって構成さ
れ、ＰＭＯＳ型パワートランジスタ９２５の寄生ダイオ
ード素子をパワーダイオード９２５ｄとして使用してい
る。なお、パワー増幅器９２０の抵抗９２７または／お
よび抵抗９２８は、零にしても動作上問題はない。

【０１２６】《実施例６》図２９と図３０に本発明の実
施例６のモータを示す。図２９に全体構成を示す。本実
施例は、前述の実施例３において、さらに、オフ動作器
１０００を設けたものである。その他の構成において、
前述の実施例１，実施例２，実施例３，実施例４もしく
は実施例５と同様なものには同一の番号を付し、詳細な
説明を省略する。

【０１２７】図２９において、第１のパワー増幅器６１
１は、通電制御端子側の第１端子に第１の電流増幅器４
１の第１の増幅電流信号Ｆ１が入力され、通電制御端子
側の第２端子に補助供給器５００の第１の補助電流信号
Ｆ４が入力され、通電制御端子側の第３端子にスイッチ
ング制御器２２の制御パルス信号Ｙ１が入力されてい
る。同様に、第１のパワー増幅器６１２は、通電制御端
子側の第１端子に第１の電流増幅器４２の第１の増幅電
流信号Ｆ２が入力され、通電制御端子側の第２端子に補
助供給器５００の第１の補助電流信号Ｆ５が入力され、
通電制御端子側の第３端子にスイッチング制御器２２の
制御パルス信号Ｙ２が入力されている。同様に、第１の
パワー増幅器６１３は、通電制御端子側の第１端子に第
１の電流増幅器４３の第１の増幅電流信号Ｆ３が入力さ
れ、通電制御端子側の第２端子に補助供給器５００の第
１の補助電流信号Ｆ６が入力され、通電制御端子側の第
３端子にスイッチング制御器２２の制御パルス信号Ｙ３
が入力されている。

【０１２８】また、第２のパワー増幅器６１５は、通電
制御端子側の第１端子に第２の電流増幅器４５の第２の
増幅電流信号Ｈ１が入力され、通電制御端子側の第２端
子に補助供給器５００の第２の補助電流信号Ｈ４が入力
され、通電制御端子側の第３端子にオフ動作器１０００
のオフ電流信号Ｚ４が入力されている。同様に、第２の
パワー増幅器６１６は、通電制御端子側の第１端子に第
２の電流増幅器４６の第２の増幅電流信号Ｈ２が入力さ
れ、通電制御端子側の第２端子に補助供給器５００の第
２の補助電流信号Ｈ５が入力され、通電制御端子側の第
３端子にオフ動作器１０００のオフ電流信号Ｚ５が入力
されている。同様に、第２のパワー増幅器６１７は、通
電制御端子側の第１端子に第２の電流増幅器４７の第２
の増幅電流信号Ｈ３が入力され、通電制御端子側の第２
端子に補助供給器５００の第２の補助電流信号Ｈ６が入
力され、通電制御端子側の第３端子にオフ動作器１００
０のオフ電流信号Ｚ６が入力されている。

【０１２９】オフ動作器１０００のオフ電流信号Ｚ４
は、少なくとも第１のパワー増幅器６１１が通電状態の
高周波スイッチング動作を行っている場合に、同じ相の
第２のパワー増幅器６１５の通電制御端子側から電流を
流出させ、第２のパワー増幅器６１５をオフ動作させ
る。また、第２のパワー増幅器６１５が通電状態になる
ときには、オフ電流信号Ｚ４は無信号状態（零電流）に
なり、第２のパワー増幅器６１５は通電制御端子側への
入力電流に応動して通電制御される。同様に、オフ動作
器１０００のオフ電流信号Ｚ５は、少なくとも第１のパ
ワー増幅器６１２が通電状態の高周波スイッチング動作
を行っている場合に、同じ相の第２のパワー増幅器６１
６の通電制御端子側から電流を流出させ、第２のパワー
増幅器６１６をオフ動作させる。

【０１３０】また、第２のパワー増幅器６１６が通電状
態になるときには、オフ電流信号Ｚ５は無信号状態（零
電流）になり、第２のパワー増幅器６１６は通電制御端
子側への入力電流に応動して通電制御される。同様に、
オフ動作器１０００のオフ電流信号Ｚ６は、少なくとも
第１のパワー増幅器６１３が通電状態の高周波スイッチ
ング動作を行っている場合に、同じ相の第２のパワー増
幅器６１７の通電制御端子側から電流を流出させ、第２
のパワー増幅器６１７をオフ動作させる。また、第２の
パワー増幅器６１７が通電状態になるときには、オフ電
流信号Ｚ６は無信号状態（零電流）になり、第２のパワ
ー増幅器６１７は通電制御端子側への入力電流に応動し
て通電制御される。

【０１３１】図３０にオフ動作器１０００の具体的な構
成を示す。オフ動作器１０００のコンパレータ１０１０
は、切換作成器３４の出力信号Ｊａ１と所定電圧を比較
し、その比較結果に応動して電界効果型トランジスタ１
０１２をオン・オフさせる。その結果、オフ電流信号Ｚ
４を出力し、第２のパワー増幅器６１５を確実にオフ動
作させる。同様に、コンパレータ１０２０は、切換作成
器３４の出力信号Ｊｂ１と所定電圧を比較し、その比較
結果に応動して電界効果型トランジスタ１０２２をオン
・オフさせる。その結果、オフ電流信号Ｚ５を出力し、
第２のパワー増幅器６１６を確実にオフ動作させる。同
様に、コンパレータ１０３０は、切換作成器３４の出力
信号Ｊｃ１と所定電圧を比較し、その比較結果に応動し
て電界効果型トランジスタ１０３２をオン・オフさせ
る。その結果、オフ電流信号Ｚ６を出力し、第２のパワ
ー増幅器６１７を確実にオフ動作させる。

【０１３２】その他の構成及び動作は、前述の実施例
３，実施例２もしくは実施例１と同様であり、詳細な説
明を省略する。本実施例では、通電状態にある第１のパ
ワー増幅器が高周波スイッチング動作を行っている場合
に、オフ動作器のオフ信号によって同じ相の第２のパワ
ー増幅器をオフにしているので、駆動電圧が大振幅の高
周波パルス電圧になっても、第２のパワー増幅器の不要
な電流通電を防止することができる。特に、第２のパワ
ー増幅器を電界効果型パワー部カレントミラー回路で構
成している場合に、電界効果型パワートランジスタの特
性ばらつきによってこのような不要電流が発生しやす
く、オフ動作器によって完全にオフする必要がある。

【０１３３】なお、前述の構成では、第１のパワー増幅
器のみを高周波スイッチング動作させるようにしたが、
そのような場合に限定されず、第１のパワー増幅器と第
２のパワー増幅器を高周波スイッチング動作させるよう
にしても良い。また、第１の増幅電流信号が零になって
第１のパワー増幅器がオフ状態になる期間に、オフ動作
器の新たなオフ信号によって第１のパワー増幅器を強制
的にオフ動作させるようにしても良い。また、本実施例
でも、前述の実施例と同様な各種の利点を得ることがで
きる。

【０１３４】なお、前述の各実施例の具体的な構成につ
いては、各種の変形が可能である。たとえば、各相のコ
イルは複数個の部分コイルを直列もしくは並列に接続し
て構成しても良い。３相のコイルはスター結線に限ら
ず、デルタ結線であってもよい。また、一般に、多相の
モータが構成できる。また、移動体の界磁部は図示のも
のに限定されるものではない。一般に、界磁部は多極構
成が可能である。また、移動体の移動動作に伴って変化
する磁束をコイルに供給する構成の界磁部は容易に使用
可能であり、公知の各種の構成が可能である。さらに、
移動体もしくは界磁部の構成に限定されるものではな
い。本発明にもとづいて、ブラシレスモータや永久磁石
界磁型ステッピングモータやレラクタンス型ステッピン
グモータやハイブリッド型ステッピングモータやその他
の各種のモータが構成可能であり、本発明に含まれるこ
とは言うまでもない。さらに、移動体は回転移動に限ら
ず、直進移動しても良い。また、スイッチング制御器や
電流検出器や分配作成器や第１の電流増幅器や第２の電
流増幅器などは前述の構成に限定されるものではない。
また、スイッチング制御器の機能やその他の所要の機能
のすべてもしくは一部を、マイクロプロセッサによって
ディジタル的に実行しても良い。

【０１３５】また、分配作成器３６は前述の構成に限定
されるものではない。図３１に他の構成の分配作成器１
１３６を示す。これについて説明する。分配作成器１１
３６は、第１の分配器１１３７と第２の分配器１１３８
を含んで構成されている。第１の分配器１１３７は、切
換作成器３４の３相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３に
応動して電流供給器３０の第１の供給電流信号Ｃ１を分
配し、滑らかに変化する３相の第１の分配電流信号Ｅ
１，Ｅ２，Ｅ３を作り出す。第２の分配器１１３８は、
切換作成器３４の３相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３
に応動して電流供給器３０の第２の供給電流信号Ｃ２を
分配し、滑らかに変化する３相の第２の分配電流信号Ｇ
１，Ｇ２，Ｇ３を作り出す。

【０１３６】第１の分配器１１３７は、３個の第１の入
力トランジスタ１２０１，１２０２，１２０３と３個の
第１の分配トランジスタ１２０５，１２０６，１２０７
によって構成されている。それぞれの第１の入力トラン
ジスタ１２０１，１２０２，１２０３の通電制御端子と
電流路端子対の信号入力端子は、切換作成器３４の３相
の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３がそれぞれ供給される
電流流入流出端子側に接続されている。第１の入力トラ
ンジスタ１２０１，１２０２，１２０３の電流路端子対
の信号出力端子は共通接続されている。第１の分配トラ
ンジスタ１２０５，１２０６，１２０７の電流信号入力
端子側は共通接続され、共通接続端子側に電流供給器３
０の第１の供給電流信号Ｃ１が入力される。第１の分配
トランジスタ１２０５，１２０６，１２０７は、それぞ
れの通電制御端子側を３相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，
Ｄ３がそれぞれ供給される電流流入流出端子側に接続さ
れている。

【０１３７】これにより、３個の第１の分配トランジス
タ１２０５，１２０６，１２０７は、その電流信号出力
端子側から３相の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３
を出力する。また、第１の入力トランジスタ１２０１，
１２０２，１２０３と第１の分配トランジスタ１２０
５，１２０６，１２０７は同じ型のトランジスタを使用
している。ここでは、第１の入力トランジスタ１２０
１，１２０２，１２０３と第１の分配トランジスタ１２
０５，１２０６，１２０７にＰＮＰ型バイポーラトラン
ジスタを使用している。第１の入力トランジスタの通電
制御端子はベース端子，電流路端子対の信号入力端子は
コレクタ端子，電流路端子対の信号出力端子はエミッタ
端子にしている。第１の分配トランジスタの通電制御端
子はベース端子，電流信号入力端子はエミッタ端子，電
流信号出力端子はコレクタ端子にしている。

【０１３８】第２の分配器１１３８は、３個の第２の入
力トランジスタ１２１１，１２１２，１２１３と３個の
第２の分配トランジスタ１２１５，１２１６，１２１７
によって構成されている。それぞれの第２の入力トラン
ジスタ１２１１，１２１２，１２１３の通電制御端子と
電流路端子対の信号入力端子は、切換作成器３４の３相
の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３がそれぞれ供給される
電流流入流出端子側に接続されている。第２の入力トラ
ンジスタ１２１１，１２１２，１２１３の電流路端子対
の信号出力端子は共通接続されている。第２の分配トラ
ンジスタ１２１５，１２１６，１２１７の電流信号入力
端子側は共通接続され、共通接続端子側に電流供給器３
０の第２の供給電流信号Ｃ２が入力される。第２の分配
トランジスタ１２１５，１２１６，１２１７は、それぞ
れの通電制御端子側を３相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，
Ｄ３がそれぞれ供給される電流流入流出端子側に接続さ
れている。

【０１３９】これにより、３個の第２の分配トランジス
タ１２１５，１２１６，１２１７は、その電流信号出力
端子側から３相の第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３
を出力する。また、第２の入力トランジスタ１２１１，
１２１２，１２１３と第２の分配トランジスタ１２１
５，１２１６，１２１７は同じ型のトランジスタを使用
している。さらに、第１の入力トランジスタ１２０１，
１２０２，１２０３のトランジスタの型を第２の入力ト
ランジスタ１２１１，１２１２，１２１３のトランジス
タの型とは極性が異なるようにしている。ここでは、第
２の入力トランジスタ１２１１，１２１２，１２１３と
第２の分配トランジスタ１２１５，１２１６，１２１７
にＮＰＮ型バイポーラトランジスタを使用している。第
２の入力トランジスタの通電制御端子はベース端子，電
流路端子対の信号入力端子はコレクタ端子，電流路端子
対の信号出力端子はエミッタ端子にしている。第２の分
配トランジスタの通電制御端子はベース端子，電流信号
入力端子はエミッタ端子，電流信号出力端子はコレクタ
端子にしている。さらに、基準電圧源１２２０，トラン
ジスタ１２２１，１２２２は所定電圧供給部を構成し、
第１の入力トランジスタ１２０１，１２０２，１２０３
の共通接続端に第１の直流電圧を供給し、第２の入力ト
ランジスタ１２１１，１２１２，１２１３の共通接続端
に第２の直流電圧を供給している。

【０１４０】これにより、切換電流信号Ｄ１が負極側電
流の時には、第１の入力トランジスタ１２０１に電流を
通電し、第２の入力トランジスタ１２１１には電流が流
れない。また、切換電流信号Ｄ１が正極側電流の時に
は、第２の入力トランジスタ１２１１に電流を通電し、
第１の入力トランジスタ１２０１には電流が流れない。
すなわち、切換電流信号Ｄ１の極性に応じて第１の入力
トランジスタ１２０１と第２の入力トランジスタ１２１
１に相補的に滑らかな電流を供給し、第１の入力トラン
ジスタ１２０１と第２の入力トランジスタ１２１１に同
時に電流が流れることはない。同様に、切換電流信号Ｄ
２が負極側電流の時に第１の入力トランジスタ１２０２
に電流を通電し、正極側電流の時に第２の入力トランジ
スタ１２１２に電流を通電する。同様に、切換電流信号
Ｄ３が負極側電流の時に第１の入力トランジスタ１２０
３に電流を通電し、正極側電流の時に第２の入力トラン
ジスタ１２１３に電流を通電する。

【０１４１】第１の分配器１１３７の第１の分配トラン
ジスタ１２０５，１２０６，１２０７は、第１の入力ト
ランジスタ１２０１，１２０２，１２０３に流れる３相
電流に応動して、第１の供給電流信号Ｃ１をそれぞれの
電流信号出力端子側に分配し、３相の第１の分配電流信
号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を作り出す。従って、３相の第１の
分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３は３相の切換電流信号Ｄ
１，Ｄ２，Ｄ３の負極側電流に応動して滑らかに変化
し、分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３の合成値は第１の供
給電流信号Ｃ１に等しくなる。同様に、第２の分配器１
１３８の第２の分配トランジスタ１２１５，１２１６，
１２１７は、第２の入力トランジスタ１２１１，１２１
２，１２１３に流れる３相電流に応動して、第２の供給
電流信号Ｃ２をそれぞれの電流信号出力端子側に分配
し、３相の第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を作り
出す。従って、３相の第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，
Ｇ３は３相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３の正極側電
流に応動して滑らかに変化し、分配電流信号Ｇ１，Ｇ
２，Ｇ３の合成値は第２の供給電流信号Ｃ２に等しくな
る。３相の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３や３相
の第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３の波形は、図９
に示したものと同様になる。これらの電流信号は、立ち
上がり傾斜部分および立ち下がり傾斜部分において滑ら
かに変化する。

【０１４２】また、集積回路化において、周知の半導体
プロセスによる各種の１チップ集積回路技術が使用可能
である。たとえば、二重拡散ＭＯＳ型電界効果トランジ
スタやＣＭＯＳ型電界効果トランジスタやバイポーラト
ランジスタを単独種類もしくは複数種類使用できる各種
の１チップ集積回路技術がある。集積回路のサブストレ
ートを直流電源の負極端子側の電位（アース電位）に接
続して使用し、接合分離技術により高密度の集積回路化
が可能である。しかし、誘電分離技術を使用してトラン
ジスタや抵抗を１チップに形成する集積回路技術を使用
しても良い。なお、１チップ内の具体的なトランジスタ
配置は、個々の集積回路設計によって異なるので、詳細
な説明を省略する。また、パワー増幅器のパワーダイオ
ードはパワートランジスタと一緒に集積回路内に形成す
ることが可能であるが、必要に応じて、集積回路に外付
けにしても良い。たとえば、パワートランジスタに並列
にショットキー型のパワーダイオードを逆接続してもよ
い。また、第１の電流増幅器の第１の増幅部カレントミ
ラー回路や第２の電流増幅器の第２の増幅部カレントミ
ラー回路は、電流が大きくなると電流増幅率が大きくな
るような非線形な電流増幅特性を有していても良い。

【０１４３】また、スイッチング制御器は電流検出信号
と指令信号の比較結果に応動してパワー増幅器のスイッ
チング動作を制御し、高精度な電流制御を実現した。し
かし、本発明はこのような構成に限定されず、各種の変
形が可能である。たとえば、スイッチング制御器が単一
のスイッチング制御信号に応動して、第１のパワー増幅
器と第２のパワー増幅器のうちの少なくとも１個のパワ
ー増幅器をスイッチング動作させても良い。また、第１
のパワー増幅器や第２のパワー増幅器の一方もしくは両
方を複数相のスイッチング制御信号でスイッチング動作
させるようにしても良い。また、電流検出器の挿入場所
は、直流電源の正極端子側であっても良い。さらに、電
流検出器は、直流電源の供給電流を直接に検出する方法
に限定されるものではなく、公知の各種の方法が適用可
能である。たとえば、電界効果型パワートランジスタの
通電電流に応動する信号を得るようにしても良い。

【０１４４】また、補助供給器は補助電流信号を出力す
る構成に限定されるものではなく、パワー増幅器の通電
制御端子側に補助電圧信号を供給するようにしても良
い。補助供給器の補助信号によって、パワー増幅器の電
界効果型パワートランジスタのオン抵抗を小さくし、電
流路の滑らかな切換動作を阻害すること無しに、オン抵
抗による電力損失を小さくできる。また、コイルに両方
向の電流を供給する場合に限らず、片方向の電流を供給
するように構成することも可能であり、両方向の電流供
給と片方向の電流供給を適時切り換えるようにしても良
い。

【０１４５】また、第１のパワー増幅器や第２のパワー
増幅器は前述の実施例に示した構成に限定されず、実質
的に本発明の主旨に添った動作を行うならば、各種の変
形が可能である。前述の形態では、好ましい例として、
電界効果型パワートランジスタを用いたパワー部カレン
トミラー回路を有するパワー増幅器を示したが、このよ
うな構成に限定されるものではない。たとえば、ＩＧＢ
Ｔトランジスタ(Insulated Gate bipolar Transistor)
もしくはＣＯＭＦＥＴトランジスタ(Conductivity modu
lated Field Effect Transistor)は非線形な電圧増幅特
性を有する複合パワートランジスタであり、その増幅特
性のばらつきが大きいことからオン・オフのスイッチン
グ素子として利用されている。しかし、ＩＧＢＴトラン
ジスタは入力側に電界効果型トランジスタを有する複合
電界効果型パワートランジスタであることから、ＩＧＢ
Ｔトランジスタを用いた電界効果型パワー部カレントミ
ラー回路を構成することができ、ＩＧＢＴトランジスタ
を用いて電流増幅特性を有するパワー増幅器を構成する
ことが可能になる。

【０１４６】このようなパワー増幅器の通電制御端子側
に、少なくとも立ち上がり傾斜部分および／または立ち
下がり傾斜部分において滑らかに変化する電流信号を供
給することによりによって、滑らかに電流路を切り換え
ることが可能になる。これにより、複合電界効果型パワ
ートランジスタは多くの欠点（オン電圧が大きい，増幅
利得ばらつきが大きい）を有しているけれども、複合電
界効果型パワートランジスタを含んだパワー増幅器を用
いて、本発明に示した各種の効果を得ることも可能にな
る。従って、本発明の電界効果型パワートランジスタに
は、ＩＧＢＴトランジスタもしくは電界効果型トランジ
スタを入力側に有する複合電界効果型トランジスタも含
んでいる。図３２にＩＧＢＴトランジスタのような入力
側に電界効果型トランジスタを有する複合電界効果型パ
ワートランジスタ１９１０を用いたパワー増幅器１９０
０の構成例を示す。

【０１４７】この例では、パワー増幅器１９００を第１
のパワー増幅器６１１に使用したものである。複合電界
効果型トランジスタ１９１０と電界効果型トランジスタ
１９１１との接続により、等価的に電界効果型パワー部
カレントミラー回路を構成している。これにより、パワ
ー増幅器１９００の通電制御端子側への入力電流を電流
増幅して、複合電界効果型トランジスタ１９１０の通電
電流路に駆動電流を出力する。パワーダイオード１９１
０ｄは、複合電界効果型トランジスタ１９１０の通電電
流路に並列に等価回路的に逆接続された寄生ダイオード
である。また、オン時の複合電界効果型トランジスタ１
９１０は、所要電圧のバイアス値を含んだフルオン動作
を行っている。なお、抵抗１９１２または／および１９
１３は零であっても良い。

【０１４８】図３３にＩＧＢＴトランジスタのような入
力側に電界効果型トランジスタを有する複合電界効果型
パワートランジスタ１９６０を用いたパワー増幅器１９
５０の別の構成例を示す。複合電界効果型トランジスタ
１９６０と電界効果型トランジスタ１９６１との接続に
より、等価的に電界効果型パワー部カレントミラー回路
を構成している。これにより、パワー増幅器１９５０の
通電制御端子側への入力電流を電流増幅して、複合電界
効果型トランジスタ１９６０の通電電流路に駆動電流を
出力する。パワーダイオード１９６０ｄは、複合電界効
果型トランジスタ１９６０の通電電流路に並列に等価回
路的に逆接続された寄生ダイオードである。なお、抵抗
１９６２または／および１９６３は零であっても良い。

【０１４９】また、前述の実施例に示した直流電源５０
は、直流電圧や直流電流を供給できるものであれば、各
種の構成が可能である。たとえば、電池電源やＳＷレギ
ュレータ電源やＡＣラインの交流電圧をダイオード整流
した電源等が使用される。また、本発明の技術を用い
て、ディスク回転駆動用の機器に限らず、各種のモータ
応用機器が構成可能である。その他、本発明の主旨を変
えず種々の変形が可能であり、本発明に含まれることは
いうまでもない。

【０１５０】

【発明の効果】本発明のモータでは、パワートランジス
タを含むパワー増幅器の通電制御端子側に、たとえば、
立ち上がり傾斜部分および立ち下がり傾斜部分において
滑らかに変化する電流信号を供給し、さらに、このパワ
ー増幅器をオン・オフの高周波スイッチング動作させ
た。これにより、パワー増幅器の電力損失・発熱を低減
しながらも、コイルへの電流路の切換動作は滑らかにで
きる。従って、電力効率が良く、振動の小さい高性能な
モータを実現可能にした。また、パワー増幅器のパワー
トランジスタを集積回路化することも可能になり、コス
トも安くなる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の実施例１における全体構成を示す
図。

【図２】 実施例１における切換作成器３４の回路図。

【図３】 実施例１における電流供給器３０の回路図。

【図４】 実施例１における分配作成器３６の構成を示
す図。

【図５】 実施例１における第１の電流増幅器４１，４
２，４３の回路図。

【図６】 実施例１における第２の電流増幅器４５，４
６，４７と高電圧出力器５１の回路図。

【図７】 実施例１におけるスイッチング制御器２２と
電流検出器２１の回路図。

【図８】 実施例１における集積回路の一部の断面図。

【図９】 実施例１の動作を説明するための信号波形を
示す図。

【図１０】 本発明の実施例におけるパワー増幅器の別
の構成を示す図。

【図１１】 本発明の実施例におけるパワー増幅器の別
の構成を示す図。

【図１２】 本発明の実施例におけるスイッチングパル
ス回路の別の構成を示す図。

【図１３】 本発明の実施例２における全体構成を示す
図。

【図１４】 実施例２における補助供給器５００の回路
図。

【図１５】 実施例２における補助切換作成部５１０の
回路図。

【図１６】 実施例２における補助切換作成部５１０の
信号波形を示す図。

【図１７】 実施例２における第１の補助電流信号と第
２の補助電流信号と第１の増幅電流信号と第２の増幅電
流信号と第１の合成電流信号と第２の合成電流信号の信
号波形を示す図。

【図１８】 本発明の実施例３における全体構成を示す
図。

【図１９】 実施例３におけるパワー増幅器の回路図。

【図２０】 本発明の実施例におけるパワー増幅器の別
の構成を示す図。

【図２１】 本発明の実施例４における全体構成を示す
図。

【図２２】 実施例４におけるスイッチング制御器７０
０の回路図。

【図２３】 本発明の実施例５における全体構成を示す
図。

【図２４】 実施例５におけるスイッチング制御器８０
０の回路図。

【図２５】 実施例５における補助供給器８１０の回路
図。

【図２６】 実施例５における第２の電流増幅器８４
５，８４６，８４７の回路図。

【図２７】 実施例５における第２のパワー増幅器の回
路図。

【図２８】 本発明の実施例における第２のパワー増幅
器の別の構成を示す図である。

【図２９】 本発明の実施例６における全体構成を示す
図。

【図３０】 実施例６におけるオフ動作器１０００の回
路図。

【図３１】 本発明の実施例における分配作成器の別の
構成を示す図。

【図３２】 本発明の実施例におけるパワー増幅器の別
の構成を示す図。

【図３３】 本発明の実施例におけるパワー増幅器の別
の構成を示す図。

【図３４】 従来のモータの構成を示す図。

【符号の説明】

１ 移動体 １ｂ ディスク ２，３，４ コイル １１，１２，１３，６１１，６１２，６１３ 第１のパ
ワー増幅器 １５，１６，１７，６１５，６１６，６１７，８１５，
８１６，８１７第２のパワー増幅器 ２０ 指令器 ２１ 電流検出器 ２２，７００，８００ スイッチング制御器 ３０ 電流供給器 ３４ 切換作成器 ３６，１０３６ 分配作成器 ３７，１０３７ 第１の分配器 ３８，１０３８ 第２の分配器 ４１，４２，４３ 第１の電流増幅器 ４５，４６，４７，８４５，８４６，８４７ 第２の電
流増幅器 ５０ 直流電源 ５１ 高電圧出力器 ８１，８２，８３ 第１の合成器 ８５，８６，８７ 第２の合成器 ５００，８１０ 補助供給器 １０００ オフ動作器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平４−87594（ＪＰ，Ａ) 特開 昭64−8890（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−230488（ＪＰ，Ａ) 実開 昭58−156397（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02P 6/00 - 6/24

Claims (18)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 移動体と、 複数相のコイルと、 直流電圧を供給する電圧供給手段と、 前記電圧供給手段の負極端子側と前記コイルの一つへの
   電流路を形成する第１の電界効果型パワートランジスタ
   をそれぞれ含むＱ個（Ｑは３以上の整数）の第１のパワ
   ー増幅手段と、 前記電圧供給手段の正極端子側と前記コイルの一つへの
   電流路を形成する第２の電界効果型パワートランジスタ
   をそれぞれ含むＱ個の第２のパワー増幅手段と、 複数相の切換信号を作りだす切換作成手段と、 前記切換作成手段の出力信号に応動して前記Ｑ個の第１
   のパワー増幅手段からの通電を分配制御する第１の分配
   制御手段と、 前記切換作成手段の出力信号に応動して前記Ｑ個の第２
   のパワー増幅手段からの通電を分配制御する第２の分配
   制御手段と、 前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段と前記Ｑ個の第２のパ
   ワー増幅手段のうちで少なくとも１個のパワー増幅手段
   を高周波スイッチング動作させるスイッチング動作手段
   と、を具備するモータであって、前記 第１の分配制御手段と前記第２の分配制御手段は、
   立ち上がり傾斜部分と立ち下がり傾斜部分のうちの少な
   くとも一方の傾斜部分において電流振幅が滑らかに変化
   する少なくとも１つの電流信号を前記Ｑ個の第１のパワ
   ー増幅手段と前記Ｑ個の第２のパワー増幅手段のうちで
   少なくとも１個のパワー増幅手段の通電制御端子側に供
   給する手段と、 前記コイルへの供給電力を変化させる指令信号に応動し
   て前記少なくとも１つの電流信号の前記少なくとも一方
   の傾斜部分における電流振幅を変化させる手段と、 を含
   んで構成された、モータ。
2. 【請求項２】 前記第１の分配制御手段が、 立ち上がり傾斜部分と立ち下がり傾斜部分のうちの少な
   くとも一方の傾斜部分において電流振幅が滑らかに変化
   する第１のＱ相の電流信号を前記Ｑ個の第１のパワー増
   幅手段の通電制御端子側に供給するように構成された、
   請求項１に記載のモータ。
3. 【請求項３】 前記第２の分配制御手段が、 立ち上がり傾斜部分と立ち下がり傾斜部分のうちの少な
   くとも一方の傾斜部分において電流振幅が滑らかに変化
   する第２のＱ相の電流信号を前記Ｑ個の第２のパワー増
   幅手段の通電制御端子側に供給するように構成された、
   請求項１または請求項２のいずれかに記載のモータ。
4. 【請求項４】 前記第１の分配制御手段と前記第２の分
   配制御手段が、前記指令信号に比例もしくは略比例して
   前記電流信号の前記少なくとも一方の傾斜部分における
   電流振幅を変化させる手段を含んで構成された、請求項
   １から請求項３のいずれかに記載のモータ。
5. 【請求項５】 前記スイッチング動作手段が、前記コイ
   ルへの合成供給電流に応動した電流検出信号を得る電流
   検出手段と、前記電流検出手段の出力信号と前記指令信
   号を比較し、該比較結果に応動して前記Ｑ個の第１のパ
   ワー増幅手段と前記Ｑ個の第２のパワー増幅手段のうち
   で少なくとも一方のパワー増幅手段の通電制御端子側を
   パルス的に同時にオフにさせるスイッチング制御手段
   と、を含んで構成された、請求項１から請求項４のいず
   れかに記載のモータ。
6. 【請求項６】 前記スイッチング動作手段が、前記Ｑ個
   の第１のパワー増幅手段と前記Ｑ個の第２のパワー増幅
   手段のうちで少なくとも一方のパワー増幅手段の通電制
   御端子側を単一のパルス信号に応動してスイッチング動
   作させるスイッチング制御手段を含んで構成された、請
   求項１から請求項５のいずれかに記載のモータ。
7. 【請求項７】 前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段と前記
   Ｑ個の第２のパワー増幅手段のうちで少なくとも１個の
   パワー増幅手段が、通電制御端子側への入力電流の電流
   増幅動作を行う手段を含んで構成された、請求項１から
   請求項６のいずれかに記載のモータ。
8. 【請求項８】 移動体と、 複数相のコイルと、 直流電圧を供給する電圧供給手段と、 前記電圧供給手段の一方の出力極端子側と前記コイルの
   一つへの電流路を形成する第１の電界効果型パワートラ
   ンジスタをそれぞれ含むＱ個（Ｑは３以上の整数）の第
   １のパワー増幅手段と、 前記電圧供給手段の他方の出力端子側と前記コイルの一
   つへの電流路を形成する第２の電界効果型パワートラン
   ジスタをそれぞれ含むＱ個の第２のパワー増幅手段と、 複数相の切換信号を作りだす切換作成手段と、 前記切換作成手段の出力信号に応動して前記Ｑ個の第１
   のパワー増幅手段からの通電を分配制御する第１の分配
   制御手段と、 前記切換作成手段の出力信号に応動して前記Ｑ個の第２
   のパワー増幅手段からの通電を分配制御する第２の分配
   制御手段と、 少なくとも１個の第１のパワー増幅手段を高周波スイッ
   チング動作させるスイッチング動作手段と、を具備する
   モータであって、前記 第１の分配制御手段は、立ち上がり傾斜部分と立ち
   下がり傾斜部分のうちの少なくとも一方の傾斜部分にお
   いて電流振幅が滑らかに変化するＱ相の電流信号を前記
   Ｑ個の第１のパワー増幅手段の通電制御端子側に供給す
   る手段と、 前記コイルへの供給電力を変化させる指令信号に応動し
   て前記Ｑ相の電流信号の前記少なくとも一方の傾斜部分
   における電流振幅を変化させる手段と、 を含んで構成さ
   れた、モータ。
9. 【請求項９】 前記第１の分配制御手段が、前記指令信
   号に比例もしくは略比例して前記Ｑ相の電流信号の前記
   少なくとも一方の傾斜部分における電流振幅を変化させ
   る手段を含んで構成された、請求項８に記載のモータ。
10. 【請求項１０】 前記スイッチング動作手段が、前記コ
    イルへの合成供給電流に応動した電流検出信号を得る電
    流検出手段と、前記電流検出手段の出力信号と前記指令
    信号を比較し、該比較結果に応動して前記Ｑ個の第１の
    パワー増幅手段の通電制御端子側を同時にオフにさせる
    ことにより、１個または２個の前記第１のパワー増幅手
    段を同時に高周波スイッチング動作させるスイッチング
    制御手段と、を含んで構成された、請求項８または請求
    項９のいずれかに記載のモータ。
11. 【請求項１１】 移動体と、 複数相のコイルと、 直流電圧を供給する電圧供給手段と、 前記電圧供給手段の一方の出力極端子側と前記コイルの
    一つへの電流路を形成する第１の電界効果型パワートラ
    ンジスタをそれぞれ含むＱ個（Ｑは３以上の整数）の第
    １のパワー増幅手段と、 前記電圧供給手段の他方の出力端子側と前記コイルの一
    つへの電流路を形成する第２の電界効果型パワートラン
    ジスタをそれぞれ含むＱ個の第２のパワー増幅手段と、 複数相の切換信号を作りだす切換作成手段と、 前記切換作成手段の出力信号に応動して前記Ｑ個の第１
    のパワー増幅手段からの通電を分配制御する第１の分配
    制御手段と、 前記切換作成手段の出力信号に応動して前記Ｑ個の第２
    のパワー増幅手段からの通電を分配制御する第２の分配
    制御手段と、 少なくとも１個の第１のパワー増幅手段を高周波スイッ
    チング動作させるスイッチング動作手段と、を具備する
    モータであって、前記 第２の分配制御手段は、立ち上がり傾斜部分と立ち
    下がり傾斜部分のうちの少なくとも一方の傾斜部分にお
    いて電流振幅が滑らかに変化するＱ相の電流信号を前記
    Ｑ個の第２のパワー増幅手段の通電制御端子側に供給す
    る手段と、 前記コイルへの供給電力を変化させる指令信号に応動し
    て前記Ｑ相の電流信号の前記少なくとも一方の傾斜部分
    における電流振幅を変化させる手段と、 を含んで構成さ
    れた、モータ。
12. 【請求項１２】 前記第２の分配制御手段が、前記指令
    信号に比例もしくは略比例して前記Ｑ相の電流信号の前
    記少なくとも一方の傾斜部分における電流振幅を変化さ
    せる手段を含んで構成された、請求項１１に記載のモー
    タ。
13. 【請求項１３】 前記スイッチング動作手段が、前記コ
    イルへの合成供給電流に応動した電流検出信号を得る電
    流検出手段と、前記電流検出手段の出力信号と前記指令
    信号を比較し、該比較結果に応動して前記Ｑ個の第１の
    パワー増幅手段の通電制御端子側を同時にオフにさせる
    ことにより、１個または２個の前記第 １のパワー増幅手
    段を同時に高周波スイッチング動作させるスイッチング
    制御手段と、を含んで構成された、請求項１１または請
    求項１２のいずれかに記載のモータ。
14. 【請求項１４】 移動体と、 複数相のコイルと、 直流電圧を供給する電圧供給手段と、 前記電圧供給手段の一方の出力極端子側と前記コイルの
    一つへの電流路を形成する第１の電界効果型パワートラ
    ンジスタをそれぞれ含むＱ個（Ｑは３以上の整数）の第
    １のパワー増幅手段と、 前記電圧供給手段の他方の出力端子側と前記コイルの一
    つへの電流路を形成する第２の電界効果型パワートラン
    ジスタをそれぞれ含むＱ個の第２のパワー増幅手段と、 複数相の切換信号を作りだす切換作成手段と、 前記切換作成手段の出力信号に応動して前記Ｑ個の第１
    のパワー増幅手段からの通電を分配制御する第１の分配
    制御手段と、 前記切換作成手段の出力信号に応動して前記Ｑ個の第２
    のパワー増幅手段からの通電を分配制御する第２の分配
    制御手段と、 前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段と前記Ｑ個の第２のパ
    ワー増幅手段のうちで少なくとも１個のパワー増幅手段
    を高周波スイッチング動作させるスイッチング動作手段
    と、を具備するモータであって、前記 第１の分配制御手段は、立ち上がり傾斜部分と立ち
    下がり傾斜部分のうちの少なくとも一方の傾斜部分にお
    いて電流振幅が滑らかに変化する第１のＱ相の電流信号
    を前記Ｑ個の第１のパワー増幅手段の通電制御端子側に
    供給する手段と、 前記コイルへの供給電力を変化させる指令信号に応動し
    て前記第１のＱ相の電流信号の前記少なくとも一方の傾
    斜部分における電流振幅を変化させる手段と、を含んで
    構成され、 前記第２の分配制御手段は、立ち上がり傾斜部分と立ち
    下がり傾斜部分のうちの少なくとも一方の傾斜部分にお
    いて電流振幅が滑らかに変化する第２のＱ相の 電流信号
    を前記Ｑ個の第２のパワー増幅手段の通電制御端子側に
    供給する手段と、 前記指令信号に応動して前記第２のＱ相の電流信号の前
    記少なくとも一方の傾斜部分における電流振幅を変化さ
    せる手段と、を含んで構成された、 モータ。
15. 【請求項１５】 前記第１の分配制御手段が、前記第１
    のＱ相の電流信号の前記少なくとも一方の傾斜部分にお
    ける電流振幅を前記指令信号に比例もしくは略比例して
    変化させる手段を含んで構成され、 前記第２の分配制御手段が、前記第２のＱ相の電流信号
    の前記少なくとも一方の傾斜部分における電流振幅を前
    記指令信号に比例もしくは略比例して変化させる手段を
    含んで構成された、請求項１４に記載のモータ。
16. 【請求項１６】 前記スイッチング動作手段が、前記コ
    イルへの合成供給電流に応動した電流検出信号を得る電
    流検出手段と、前記電流検出手段の出力信号と前記指令
    信号を比較し、該比較結果に応動して前記Ｑ個の第１の
    パワー増幅手段の通電制御端子側を同時にオフにさせる
    ことにより、１個または２個の前記第１のパワー増幅手
    段を同時に高周波スイッチング動作させるスイッチング
    制御手段と、を含んで構成された、請求項１４または請
    求項１５のいずれかに記載のモータ。
17. 【請求項１７】 前記スイッチング動作手段は、前記複
    数相のコイルへの合成供給電流に応動した電流検出信号
    を得る電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信号と
    前記指令信号を比較し、該比較結果に応動してＱ個の前
    記第１の電界効果型パワートランジスタとＱ個の前記第
    ２の電界効果型パワートランジスタのうちで少なくとも
    １個の電界効果型パワートランジスタを高周波スイッチ
    ング動作させるスイッチング制御手段と、を含んで構成
    された、請求項１４から請求項１６のいずれかに記載の
    モータ。
18. 【請求項１８】 前記複数相のコイルの相数を３にし、
    Ｑ＝３にした、請求項１から請求項１７のいずれかに記
    載のモータ。