JPH11146678A

JPH11146678A - モータ

Info

Publication number: JPH11146678A
Application number: JP10041335A
Authority: JP
Inventors: Makoto Goto; 誠後藤
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1997-02-07
Filing date: 1998-02-06
Publication date: 1999-05-28

Abstract

(57)【要約】【課題】集積回路化に適した構成のモータを提供す
る。【解決手段】動作制御器３１０は、電界効果型パワー
トランジスタ８１〜８３の動作電圧を検出し、モータの
移動動作に同期して変化する被変調信号および検出動作
電圧に応動した動作制御信号Ｖｄを出力する。動作制御
信号に応動してスイッチングトランジスタ６１のスイッ
チング動作を制御し、電圧変換器５２の変換直流電圧を
可変制御する。電圧変換器の変換直流電圧はパワー増幅
器１１〜１７に供給される。電界効果型パワー部カレン
トミラー回路によって構成されたパワー増幅器は、電圧
変換器の変換直流電圧から３相コイル２〜４への電流路
を滑らかに切り換え、コイルへの駆動電流Ｉ１〜Ｉ３の
脈動を小さくし、モータ振動を低減する。集積回路内に
形成される寄生トランジスタによる誤動作を防止するよ
うに、スイッチングトランジスタやパワートランジスタ
を所要の半導体素子と一緒に集積回路化する。電界効果
型パワートランジスタ８１〜８７の電力損失は低減さ
れ、集積回路の発熱は小さい。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、複数個のトランジ
スタにより電子的にコイルへの電流路を切り換えて供給
するモータに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、ＯＡ機器やＡＶ機器の駆動用モー
タとして、複数個のトランジスタにより電子的に電流路
を切り換えるモータが広く使用されている。このような
モータの例として、ＰＮＰ型パワートランジスタとＮＰ
Ｎ型パワートランジスタを用いてコイルへの電流路を切
り換えるモータがある。図２５に従来のモータを示し、
その動作について簡単に説明する。ロータ２０１１は永
久磁石による界磁部を有し、ロータ２０１１の回転に応
動して、位置検出器２０４１は２組の３相の電圧信号Ｋ
１，Ｋ２，Ｋ３とＫ４，Ｋ５，Ｋ６を発生する。第１の
分配器２０４２は電圧信号Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３に応動した
３相の下側通電制御信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３を作りだし、
下側のＮＰＮ型パワートランジスタ２０２１，２０２
２，２０２３の通電を制御する。第２の分配器２０４３
は電圧信号Ｋ４，Ｋ５，Ｋ６に応動した３相の上側通電
制御信号Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３を作りだし、上側のＰＮＰ型
パワートランジスタ２０２５，２０２６，２０２７の通
電を制御する。これにより、コイル２０１２，２０１
３，２０１４に３相の駆動電圧を供給する。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】しかし、この従来のモ
ータでは、下記の各種の課題が問題になっていた。（１）電力損失が大きい。従来の構成では、ＮＰＮ型パ
ワートランジスタ２０２１，２０２２，２０２３および
ＰＮＰ型パワートランジスタ２０２５，２０２６，２０
２７は、そのエミッタ−コレクタ間の電圧をアナログ的
に制御し、コイル２０１２，２０１３，２０１４に必要
な振幅の駆動電流を供給している。そのため、各パワー
トランジスタの残留電圧が大きく、この残留電圧とパワ
ートランジスタの通電電流の積によって、大きな電力損
失が生じていた。特に、モータコイルへの駆動電流が大
きいので、電力損失は著しく大きかった。そのため、モ
ータの電力効率は極めて悪かった。（２）コストが高い。コストを安くするためには、トラ
ンジスタや抵抗類を１チップの集積回路（ＩＣ）にまと
めることが有効である。しかし、ＰＮＰ型パワートラン
ジスタ２０２５，２０２６，２０２７を形成するために
は大きなチップ面積が必要になり、コスト増加を招く大
きな要因になっていた。また、集積回路化した場合の寄
生容量の影響により、ＰＮＰ型パワートランジスタを高
速動作させることが難しかった。また、パワートランジ
スタの電力損失・発熱が大きく、集積回路化が難しかっ
た。特に、モータコイルへの駆動電流が大きいので、パ
ワートランジスタの発熱により集積回路の熱破壊を生じ
る危険性が大きい。また、熱破壊を防止するために放熱
板を取り付けた場合には、コスト増加が大きかった。（３）モータの振動が大きい。近年、光ディスク装置や
磁気ディスク装置では、ディスクの高密度記録再生に伴
って、振動の小さなモータが要望されてきた。しかし、
従来の構成では、パワートランジスタの急峻な切り換え
に伴ってコイルにスパイク電圧が生じ、駆動電流の脈動
を生じていた。これにより、発生駆動力が脈動し、大き
なモータ振動を生じていた。これらの課題をそれぞれも
しくは同時に解決したモータが強く望まれていた。本発
明の目的は、上記の各種の問題点をそれぞれまたは同時
に解決し、集積回路化に適した構成のモータを提供する
ことにある。

【０００４】

【課題を解決するための手段】本発明のモータでは、移
動体と、複数相のコイルと、直流電圧を供給する電圧供
給手段と、前記電圧供給手段の負極出力端子側と前記コ
イルの電流路を形成する第１のパワートランジスタをそ
れぞれ含むＱ個（Ｑは２以上の整数）の第１のパワー増
幅手段と、前記電圧供給手段の正極出力端子側と前記コ
イルの電流路を形成する第２のパワートランジスタをそ
れぞれ含むＱ個の第２のパワー増幅手段と、複数相の切
換信号を出力する切換作成手段と、前記切換作成手段の
出力信号に応動して前記第１のパワー増幅手段の通電を
分配制御する第１の分配制御手段と、前記切換作成手段
の出力信号に応動して前記第２のパワー増幅手段の通電
を分配制御する第２の分配制御手段を具備するモータで
あって、前記電圧供給手段は、磁気エネルギーを蓄える
変換用インダクタ手段と、電気エネルギーを蓄える変換
用コンデンサ手段と、直流電源の負極端子側に電流流出
端子側を接続され、電流流入端子側を前記変換用インダ
クタ手段の一端に接続されたスイッチングトランジスタ
を含み、前記直流電源から前記変換用インダクタ手段の
磁気エネルギーを補充する電力供給路をオン・オフの高
周波スイッチングするスイッチング手段と、前記スイッ
チングトランジスタのオン・オフのスイッチング動作に
相補的にオフ・オン動作して前記変換用インダクタ手段
から前記変換用コンデンサ手段を含む回路側への電流路
を形成する電流路形成手段と、を有し、前記変換用コン
デンサ手段の一端と前記直流電源の一端の間に出力した
変換直流電圧を前記第１のパワー増幅手段と前記第２の
パワー増幅手段に供給する構成とし、さらに、前記スイ
ッチングトランジスタと前記第１のパワートランジスタ
と前記第２のパワートランジスタと、を所要の半導体素
子と一緒に単一チップの集積回路内に形成した集積回路
手段を有するように構成した。

【０００５】これにより、第１のパワートランジスタや
第２のパワートランジスタの電力損失を大幅に低減し
た。また、電圧供給手段のスイッチングトランジスタの
電力損失も小さい。その結果、モータの電力効率は著し
く向上した。また、これらのパワー素子を単一チップに
集積回路化しても、その発熱が著しく小さく、集積回路
の熱破壊は生じない。また、上記構成にすることによ
り、集積回路化に伴って形成される寄生トランジスタ素
子の動作を防止した。すなわち、スイッチングトランジ
スタが高周波スイッチング動作を行っても、寄生トラン
ジスタによる誤動作が生じないようにした。従って、ス
イッチングトランジスタやパワートランジスタ等のパワ
ー素子を、所要の半導体素子と一緒に単一チップの集積
回路内に高密度に形成でき、安価なモータを実現でき
る。また、たとえば、第１のパワー増幅手段や第２のパ
ワー増幅手段の通電制御端子側に滑らかに変化する第１
の分配電流信号や第２の分配電流信号を供給することに
より、滑らかに変化する両方向の駆動電流をコイルに供
給でき、駆動電流の脈動を大幅に低減した。その結果、
発生駆動力の脈動が低減し、高性能なモータを実現でき
る。

【０００６】また、本発明の他の構成のモータでは、移
動体と、複数相のコイルと、直流電源の電力供給路を高
周波スイッチングするスイッチングトランジスタを含
み、前記直流電源の直流電圧を変換した変換直流電圧を
出力する電圧供給手段と、前記電圧供給手段の負極出力
端子側と前記コイルの電流路を形成する第１のパワート
ランジスタをそれぞれ含むＱ個（Ｑは２以上の整数）の
第１のパワー増幅手段と、前記電圧供給手段の正極出力
端子側と前記コイルの電流路を形成する第２のパワート
ランジスタをそれぞれ含むＱ個の第２のパワー増幅手段
と、複数相の切換信号を出力する切換作成手段と、前記
切換作成手段の出力信号に応動して前記第１のパワー増
幅手段の通電を分配制御する第１の分配制御手段と、前
記切換作成手段の出力信号に応動して前記第２のパワー
増幅手段の通電を分配制御する第２の分配制御手段と、
前記スイッチングトランジスタのスイッチング動作を制
御し、前記電圧供給手段の変換直流電圧を可変制御する
動作制御手段を具備するモータであって、前記動作制御
手段は、前記移動体の移動動作に同期してアナログ的に
振幅を変化させる被変調信号を得る変調手段と、前記第
１のパワートランジスタもしくは前記第２のパワートラ
ンジスタの動作電圧を検出する動作電圧検出手段と、を
有し、前記動作電圧検出手段の出力信号と前記変調手段
の出力信号に応動して前記スイッチングトランジスタの
スイッチング動作を制御する構成にした。

【０００７】これにより、第１のパワートランジスタや
第２のパワートランジスタやスイッチングトランジスタ
の電力損失を大幅に低減し、モータの電力効率は著しく
向上させた。また、動作制御手段と電圧供給手段によっ
て、通電時のパワートランジスタを能動領域内の小さな
動作電圧に制御し、かつ、スイッチングトランジスタの
スイッチング動作を変調手段の出力信号に応動して変化
させるようにした。その結果、コイルの逆起電力波形の
影響による動作電圧の脈動を低減でき、パワートランジ
スタの動作電圧を常に必要最小限の値に制御できた。従
って、通電時のパワートランジスタにおける電力損失・
発熱は一層小さくなった。

【０００８】また、本発明の他の構成のモータでは、移
動体と、複数相のコイルと、直流電圧を供給する電圧供
給手段と、前記電圧供給手段の負極出力端子側と前記コ
イルの電流路を形成する第１の電界効果型パワートラン
ジスタをそれぞれ含み、前記第１の電界効果型パワート
ランジスタを用いた第１の電界効果型パワー部カレント
ミラー回路を有するＱ個（Ｑは２以上の整数）の第１の
パワー増幅手段と、前記電圧供給手段の正極出力端子側
と前記コイルの電流路を形成する第２の電界効果型パワ
ートランジスタをそれぞれ含み、前記第２の電界効果型
パワートランジスタを用いた第２の電界効果型パワー部
カレントミラー回路を有するＱ個の第２のパワー増幅手
段と、複数相の切換信号を出力する切換作成手段と、前
記切換作成手段の出力信号に応動し、少なくとも立ち上
がり傾斜部分および立ち下がり傾斜部分において滑らか
に変化する第１のＱ相の電流信号を前記Ｑ個の第１のパ
ワー増幅手段の各通電制御端子側に供給する第１の分配
制御手段と、前記切換作成手段の出力信号に応動し、少
なくとも立ち上がり傾斜部分および立ち下がり傾斜部分
において滑らかに変化する第２のＱ相の電流信号を前記
Ｑ個の第２のパワー増幅手段の各通電制御端子側に供給
する第２の分配制御手段と、を具備する構成にした。

【０００９】これにより、第１の電界効果型パワー部カ
レントミラー回路を有して第１のパワー増幅手段を構成
し、第２の電界効果型パワー部カレントミラー回路を有
して第２のパワー増幅手段を構成し、電界効果型パワー
トランジスタを用いて電流増幅動作を行わせた。その結
果、非線形性やバラツキの大きい電界効果型パワートラ
ンジスタを使用しながらも、第１のパワー増幅手段と第
２のパワー増幅手段のそれぞれおよび相互の電流増幅率
のバラツキを大幅に低減した。従って、コイルへの駆動
電流のバラツキが小さくなり、モータ振動は大幅に小さ
くなる。また、第１の分配制御手段と第２の分配制御手
段によって、滑らかに変化する第１のＱ相の電流信号と
第２のＱ相の電流信号とを作りだし、第１のＱ相の電流
信号をＱ個の第１のパワー増幅手段の各通電制御端子側
に供給し、第２のＱ相の電流信号をＱ個の第２のパワー
増幅手段の各通電制御端子側に供給することにより、Ｑ
個の第１の電界効果型パワートランジスタとＱ個の第２
の電界効果型パワートランジスタによる通電電流路の切
換動作を滑らかに行わせることができた。その結果、電
流路の切換に伴うコイルへの駆動電流の脈動を低減で
き、振動の小さいモータを実現できる。

【００１０】また、本発明の他の構成のモータでは、移
動体と、複数相のコイルと、直流電圧を供給する電圧供
給手段と、前記電圧供給手段の負極出力端子側と前記コ
イルの電流路を形成する第１のパワートランジスタをそ
れぞれ含むＱ個（Ｑは２以上の整数）の第１のパワー増
幅手段と、前記電圧供給手段の正極出力端子側と前記コ
イルの電流路を形成する第２のパワートランジスタをそ
れぞれ含むＱ個の第２のパワー増幅手段と、複数相の切
換信号を出力する切換作成手段と、前記切換作成手段の
出力信号に応動して前記第１のパワー増幅手段の通電を
分配制御する第１の分配制御手段と、前記切換作成手段
の出力信号に応動して前記第２のパワー増幅手段の通電
を分配制御する第２の分配制御手段とを具備するモータ
であって、さらに、前記電圧供給手段の正極出力端子側
と前記複数相のコイルの共通接続端子側の電流路をオフ
・オンする分路トランジスタを含む分路スイッチ手段
と、前記電圧供給手段の正極出力端子側から前記第２の
パワー増幅手段への電流路を開閉する通電トランジスタ
を含む通電停止手段と、前記第２のパワートランジスタ
の電流流出端子側から電流流入端子側に向けて一方向に
通電可能なダイオード手段と、を有する構成にした。

【００１１】これにより、コイルに両方向の電流を供給
して大きな発生力を得る第１の通電モードと、コイルに
片方向の電流を供給して高速回転を行わせる第２の通電
モードを、適時切り換えて動作できるモータを実現し
た。特に、第２のパワートランジスタの電流流出端子側
から電流流入端子側に向けて接続されているダイオード
手段は、第２の通電モードにおいてコイルに生じる逆起
電力によって逆流電流を流そうとするが、通電停止手段
の通電トランジスタによって逆流を防止し、正常な動作
を行わせている。また、たとえば、第１のパワートラン
ジスタや第２のパワートランジスタや分路トランジスタ
や通電トランジスタを集積回路化した場合に、集積回路
内に形成される多くの寄生素子（ダイオード手段を含
む）による誤動作を防止し、上記の第１の通電モードと
第２の通電モードを安定に動作させる構成にしている。
また、たとえば、第１のパワー増幅手段や第２のパワー
増幅手段の通電制御端子側に滑らかに変化する第１の分
配電流信号や第２の分配電流信号を供給することによ
り、滑らかに変化する両方向もしくは片方向の駆動電流
をコイルに供給できるので、駆動電流の脈動を大幅に低
減できる。その結果、発生駆動力の脈動が少ない、高性
能なモータを実現できる。

【００１２】また、本発明の他の構成のモータでは、移
動体と、複数相のコイルと、直流電圧を供給する電圧供
給手段と、前記電圧供給手段の負極出力端子側と前記コ
イルの電流路を形成する第１のＮＭＯＳ型パワートラン
ジスタをそれぞれ含むＱ個（Ｑは２以上の整数）の第１
のパワー増幅手段と、前記電圧供給手段の正極出力端子
側と前記コイルの電流路を形成する第２のＰＭＯＳ型パ
ワートランジスタをそれぞれ含むＱ個の第２のパワー増
幅手段と、複数相の切換信号を出力する切換作成手段
と、前記切換作成手段の出力信号に応動して前記第１の
パワー増幅手段の通電を分配制御する第１の分配制御手
段と、前記切換作成手段の出力信号に応動して前記第２
のパワー増幅手段の通電を分配制御する第２の分配制御
手段を具備するモータであって、さらに、前記電圧供給
手段の直流電源がオフになった時に、前記直流電源の正
極端子側から前記第２のパワー増幅手段の電流流入端子
側への電力路を遮断するＰＭＯＳ型電力路スイッチトラ
ンジスタを有する電力路スイッチ手段と、前記直流電源
がオフになった時に、前記コイルの逆起電力を整流した
整流直流電圧を取り出す電圧取出手段と、を含むように
構成した。これにより、直流電源がオフになった時に整
流直流電圧を取り出せるモータを実現した。さらに、こ
のモータを動作させるために、直流電源の出力直流電圧
以上の高電位点を必要としない構成にした。その結果、
直流電源がオフとなった緊急状態において、整流直流電
圧を用いて所要の緊急退避処理を実行することを可能に
し、かつ、このような緊急状態を含めて、高電位点を得
るための回路構成による電力損失をなくした。また、高
電位点を得るための回路構成による部品点数の増加（特
にコンデンサ）をなくした。その結果、低コストに信頼
性の高いモータ及び機器を実現可能にした。これらおよ
びその他の構成や動作については、実施例の説明におい
て詳細に説明する。

【００１３】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施例について、
図面を参照しながら説明する。《実施例１》図１から図８に本発明の実施例１のモータ
を示す。図１に全体構成を示す。移動体１は、たとえ
ば、永久磁石の発生磁束により複数極の界磁磁束を発生
する界磁部を取り付けられたロータである。ここでは、
移動体１の界磁部を２極着磁された永久磁石で示してい
るが、多極であっても良く、多数の磁極片で構成しても
良い。３相コイル２，３，４は、電気的に１２０度相当
ずらされて、固定体であるステータに配設されている。
３相コイル２，３，４は３相の駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ
３により３相磁束を発生し、移動体１の界磁部との相互
作用によって駆動力を発生し、移動体１に駆動力を与え
る。

【００１４】電圧変換器５２は、２００ｋＨｚ程度の高
周波スイッチング動作を行うＮＭＯＳ型スイッチングト
ランジスタ６１を有している。ここに、ＮＭＯＳ型スイ
ッチングトランジスタとはＮチャンネルＭＯＳ構造の電
界効果型スイッチングトランジスタのことである。ＮＭ
ＯＳ型スイッチングトランジスタ６１は、その電流流出
端子側を直流電源５０の負極端子側（−）に接続され、
その電流流入端子側と変換用インダクタ素子６３の一端
が接続され、直流電源５０の正極端子側（＋）から変換
用インダクタ素子６３への磁気エネルギーを補充する電
力供給路を高周波スイッチング（オン・オフ動作）して
いる。変換用インダクタ素子６３の一端に接続されたフ
ライホイール用ダイオード６２は、ＮＭＯＳ型スイッチ
ングトランジスタ６１のオン・オフの高周波スイッチン
グ動作に相補的にオフ・オン動作し、変換用インダクタ
素子６３から変換用コンデンサ素子６４への電流路形成
回路を構成している。これにより、フライホイール用ダ
イオード６２は、ＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ
６１がオフの時に、変換用インダクタ素子６３を通り変
換用コンデンサ素子６４を含む回路側に電流を供給する
電流路を形成する。すなわち、ＮＭＯＳ型スイッチング
トランジスタ６１がオンの時には、直流電源５０の正極
端子側から変換用インダクタ素子６３を通る電力供給路
が形成され、変換用インダクタ素子６３の磁気エネルギ
ーを補充する（変換用インダクタ素子６３の磁気エネル
ギーを増加させる）。ＮＭＯＳ型スイッチングトランジ
スタ６１がオフに変わると、変換用インダクタ素子６３
の端子電圧が大きくなってフライホイール用ダイオード
６２を導通状態に変え、変換用インダクタ素子６３から
変換用コンデンサ素子６４を含む回路側への電流路形成
回路が動作する（変換用インダクタ素子６３の磁気エネ
ルギーを減少させる）。これにより、変換用コンデンサ
素子６４の一端と直流電源５０の一端の間に変換直流電
圧（Ｖｃｃ−Ｖｇ）を出力する。

【００１５】変換用コンデンサ素子６４は、電圧変換器
５２の正極出力端子側（Ｐ）と負極出力端子側（Ｍ）の
間に接続され、変換用インダクタ素子６３を介して供給
される電流・電圧を平滑するフィルタ回路を構成してい
る。これにより、ＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ
６１を高周波ＰＷＭ動作（パルス幅変調動作）すること
により、電圧変換器５２の負極出力端子側の電位Ｖｇを
可変制御している。その結果、直流電源５０から供給さ
れる直流電圧Ｖｃｃを電力供給源として、電圧変換器５
２の正極出力端子側と負極出力端子側の間に変換直流電
圧値（Ｖｃｃ−Ｖｇ）を作り出している。ここで、直流
電源５０の負極端子をアース電位（０Ｖ）としている。
また、直流電源５０と電圧変換器５２によって、所要の
直流電圧を供給する電圧供給ブロックを形成している。
なお、ＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ６１は、た
とえば二重拡散ＭＯＳ構造のＮチャンネル電界効果型ト
ランジスタによって構成され、その電流流出端子側から
電流流入端子側に向けて寄生素子として形成されたスイ
ッチングダイオード６１ｄを逆接続して有し、等価回路
的に接続されている（このような寄生スイッチングダイ
オード６１ｄを形成しないように、集積回路化しても良
い）。

【００１６】電圧変換器５２の負極出力端子側には、３
個の第１のパワー増幅器１１，１２，１３の電流流出端
子側が共通接続されている。第１のパワー増幅器１１は
第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ８１を有し、通電
制御端子側に入力された第１の電流増幅器４１の出力電
流Ｆ１を所定の増幅して出力する。ここに、ＮＭＯＳ型
パワートランジスタとはＮチャンネルＭＯＳ構造の電界
効果型パワートランジスタのことである。第１のＮＭＯ
Ｓ型パワートランジスタ８１とＮＭＯＳ型トランジスタ
９１は、第１のＮＭＯＳ型パワー部カレントミラー回路
を構成している。ここに、ＮＭＯＳ型パワー部カレント
ミラー回路とはＮチャンネルＭＯＳ構造の電界効果型パ
ワートランジスタを用いた電界効果型パワー部カレント
ミラー回路のことである。ＮＭＯＳ型パワートランジス
タ８１のセルサイズをＮＭＯＳ型トランジスタ９１のセ
ルサイズの１００倍にし、能動領域で動作している時に
１００倍の電流増幅率を得ている。なお、第１のＮＭＯ
Ｓ型パワートランジスタ８１は二重拡散ＮチャンネルＭ
ＯＳ構造の電界効果型トランジスタによって構成され、
その電流流出端子側から電流流入端子側に向けて寄生素
子として形成された第１のパワーダイオード８１ｄを逆
接続して有し、等価回路的に接続されている。

【００１７】同様に、第１のパワー増幅器１２は第１の
ＮＭＯＳ型パワートランジスタ８２を有し、通電制御端
子側に入力された第１の電流増幅器４２の出力電流Ｆ２
を所定の増幅して出力する。第１のＮＭＯＳ型パワート
ランジスタ８２とＮＭＯＳ型トランジスタ９２は第１の
ＮＭＯＳ型パワー部カレントミラー回路を構成し、ＮＭ
ＯＳ型パワートランジスタ８２のセルサイズをＮＭＯＳ
型トランジスタ９２のセルサイズの１００倍にしてい
る。なお、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ８２は
二重拡散ＮチャンネルＭＯＳ構造の電界効果型トランジ
スタによって構成され、その電流流出端子側から電流流
入端子側に向けて寄生素子として形成された第１のパワ
ーダイオード８２ｄを逆接続して有し、等価回路的に接
続されている。

【００１８】同様に、第１のパワー増幅器１３は第１の
ＮＭＯＳ型パワートランジスタ８３を有し、通電制御端
子側に入力された第１の電流増幅器４３の出力電流Ｆ３
を所定の増幅して出力する。第１のＮＭＯＳ型パワート
ランジスタ８３とＮＭＯＳ型トランジスタ９３は第１の
ＮＭＯＳ型パワー部カレントミラー回路を構成し、ＮＭ
ＯＳ型パワートランジスタ８３のセルサイズをＮＭＯＳ
型トランジスタ９３のセルサイズの１００倍にしてい
る。なお、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ８３は
二重拡散ＮチャンネルＭＯＳ構造の電界効果型トランジ
スタによって構成され、その電流流出端子側から電流流
入端子側に向けて寄生素子として形成された第１のパワ
ーダイオード８３ｄを逆接続して有し、等価回路的に接
続されている。

【００１９】第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ８
１，８２，８３の各電流流出端子側は電圧変換器５２の
負極出力端子側に共通接続され、各電流流入端子側をコ
イル２，３，４の各電力供給端子に接続されている。こ
れにより、第１のパワー増幅器１１，１２，１３はそれ
ぞれ各通電制御端子側への入力電流を増幅した電流をコ
イル２，３，４の各電力供給端子に出力し、それぞれコ
イル２，３，４への駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の負極側
電流を供給する。

【００２０】電圧変換器５２の正極出力端子側には、電
流検出用の抵抗３１を介して、３個の第２のパワー増幅
器１５，１６，１７の電流流入端子側が共通接続されて
いる。第２のパワー増幅器１５は第２のＮＭＯＳ型パワ
ートランジスタ８５を有し、通電制御端子側に入力され
た第２の電流増幅器４５の出力電流Ｈ１を所定の増幅し
て出力する。第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ８５
とＮＭＯＳ型トランジスタ９５は第２のＮＭＯＳ型パワ
ー部カレントミラー回路を構成している。ＮＭＯＳ型パ
ワートランジスタ８５のセルサイズをＮＭＯＳ型トラン
ジスタ９５のセルサイズの１００倍にし、能動領域にて
動作しているときは１０１倍の電流増幅率を得ている。
なお、第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ８５は二重
拡散ＮチャンネルＭＯＳ構造の電界効果型トランジスタ
によって構成され、その電流流出端子側から電流流入端
子側に向けて寄生素子として形成された第２のパワーダ
イオード８５ｄを逆接続して有し、等価回路的に接続さ
れている。

【００２１】同様に、第２のパワー増幅器１６は第２の
ＮＭＯＳ型パワートランジスタ８６を有し、通電制御端
子側に入力された第２の電流増幅器４６の出力電流Ｈ２
を所定の増幅して出力する。第２のＮＭＯＳ型パワート
ランジスタ８６とＮＭＯＳ型トランジスタ９６は第２の
ＮＭＯＳ型パワー部カレントミラー回路を構成し、ＮＭ
ＯＳ型パワートランジスタ８６のセルサイズをＮＭＯＳ
型トランジスタ９６のセルサイズの１００倍にしてい
る。なお、第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ８６は
二重拡散ＮチャンネルＭＯＳ構造の電界効果型トランジ
スタによって構成され、その電流流出端子側から電流流
入端子側に向けて寄生素子として形成された第２のパワ
ーダイオード８６ｄを逆接続して有し、等価回路的に接
続されている。

【００２２】同様に、第２のパワー増幅器１７は第２の
ＮＭＯＳ型パワートランジスタ８７を有し、通電制御端
子側に入力された第２の電流増幅器４７の出力電流Ｈ３
を所定の増幅して出力する。第２のＮＭＯＳ型パワート
ランジスタ８７とＮＭＯＳ型トランジスタ９７は第２の
ＮＭＯＳ型パワー部カレントミラー回路を構成し、ＮＭ
ＯＳ型パワートランジスタ８７のセルサイズをＮＭＯＳ
型トランジスタ９７のセルサイズの１００倍にしてい
る。なお、第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ８７は
二重拡散ＮチャンネルＭＯＳ構造の電界効果型トランジ
スタによって構成され、その電流流出端子側から電流流
入端子側に向けて寄生素子として形成された第２のパワ
ーダイオード８７ｄを逆接続して有し、等価回路的に接
続されている。

【００２３】第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタ８
５，８６，８７の各電流流入端子側は抵抗３１を介して
電圧変換器５２の正極出力端子側に共通接続され、各電
流流出端子側をコイル２，３，４の各電力供給端子に接
続されている。これにより、第２のパワー増幅器１５，
１６，１７はそれぞれ各通電制御端子側への入力電流を
増幅した電流をコイル２，３，４の各電力供給端子に出
力し、それぞれコイル２，３，４への駆動電流Ｉ１，Ｉ
２，Ｉ３の正極側電流を供給している。

【００２４】制御作成器３０は、電流検出用の抵抗３１
とレベル変換回路３２からなる電流検出部および比較増
幅部３３によって構成されている。駆動電流Ｉ１，Ｉ
２，Ｉ３の正極側電流の合成値に相当するコイルへの合
成供給電流Ｉｖは、電流検出用の抵抗３１の電圧降下と
して検出される。レベル変換回路３２は合成供給電流Ｉ
ｖに応動した電流検出信号Ｂｖを出力する。比較増幅部
３３は、指令信号Ａｃと電流検出信号Ｂｖを比較し、両
者の差に応動した第１の制御電流信号Ｃ１と第２の制御
電流信号Ｃ２を出力する。指令信号ＡＣは、たとえば、
移動体１の速度と目標速度を比較する速度制御ブロック
によって作り出され、比較増幅部３３に供給される。

【００２５】図３に制御作成器３０の具体的な構成を示
す。レベル変換回路３２は、電圧電流変換回路１５１と
抵抗１５２を含んで構成されている。電圧電流変換回路
１５１は合成供給電流Ｉｖによる電流検出用の抵抗３１
の電圧降下に比例した電流を出力し、その出力電流は抵
抗１５２に流れ、直流電源５０の負極端子側（−）を基
準とする電流検出信号Ｂｖを出力する。

【００２６】比較増幅部３３の差動増幅回路１６１は、
指令信号Ａｃと電流検出信号Ｂｖの差電圧を増幅し、出
力電圧Ｃｇを得る。トランジスタ１７１，１７２と抵抗
１７３，１７４は、出力電圧Ｃｇに比例した２つの電流
信号を作りだす。トランジスタ１７１のコレクタ電流
は、トランジスタ１８１，１８２のカレントミラー回路
を介して、第１の制御電流信号Ｃ１として出力される。
トランジスタ１７２のコレクタ電流は第２の制御電流信
号Ｃ２として出力される。ここで、トランジスタ１７
１，１７２と抵抗１７３，１７４を所定の設計値にな
し、第２の制御電流信号Ｃ２を第１の制御電流信号Ｃ１
の２倍の値にしている。なお、コンデンサ１６２は差動
増幅回路１６１においてローパスフィルタを形成してい
る。

【００２７】図１の切換作成器３４は、３相コイルに３
相電流を流すために、滑らかに変化する３相の切換電流
信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を出力する。図２に切換作成器３
４の具体的な構成を示す。この例では、切換作成器３４
は位置検出部１００と切換信号部１０１によって構成さ
れている。

【００２８】位置検出部１００は、移動体１の界磁部の
発生磁束を検知する磁電変換素子（例えばホール素子）
からなる位置検出素子１１１，１１２を含んで構成され
ている。位置検出素子１１１，１１２は、電気的に１２
０゜の位相差を有し、移動体１の移動に伴って滑らかな
正弦波状に変化する２相の位置検出信号Ｊａ１とＪｂ
１、および、Ｊａ２とＪｂ２を出力する。ここで、Ｊａ
１とＪａ２は逆相の関係にあり（電気的に１８０゜の位
相差）、Ｊｂ１とＪｂ２は逆相の関係にある。なお、逆
相の信号は新たな相数に数えない。位置検出信号Ｊａ２
とＪｂ２は抵抗１１３，１１４により合成されて３相目
の位置検出信号Ｊｃ１を作りだし、位置検出信号Ｊａ１
とＪｂ１は抵抗１１５，１１６により合成されて３相目
の位置検出信号Ｊｃ２を作りだす。これにより、位置検
出部１００は電気的に１２０゜の位相差を有する３相の
位置検出信号Ｊａ１，Ｊｂ１，Ｊｃ１およびＪａ２，Ｊ
ｂ２，Ｊｃ２を得ている。

【００２９】切換信号部１０１は、３相の位置検出信号
に応動して滑らかに変化する正弦波状の切換電流信号Ｄ
１，Ｄ２，Ｄ３を作りだす。トランジスタ１２２と１２
３は、１相目の位置検出信号Ｊａ１とＪａ２の差電圧に
応動して定電流源１２１の電流をコレクタ側に分流す
る。トランジスタ１２３のコレクタ電流は、トランジス
タ１２４，１２５のカレントミラー回路によって２倍に
増幅され、トランジスタ１２５のコレクタより出力され
る。トランジスタ１２５のコレクタ電流は、定電流源１
２６の電流値と比較され、両者の差電流が１相目の切換
電流信号Ｄ１として出力される。従って、切換電流信号
Ｄ１は、位置検出信号Ｊａ１に応動して滑らかに変化
し、電気角で１８０゜区間は電流が流出し（正極性の電
流）、次の１８０゜区間は電流が流入する（負極性の電
流）。同様に、切換電流信号Ｄ２は、位置検出信号Ｊｂ
１に応動して滑らかに変化し、電気角で１８０゜区間は
電流が流出し（正極性の電流）、次の１８０゜区間は電
流が流入する（負極性の電流）。

【００３０】同様に、切換電流信号Ｄ３は、位置検出信
号Ｊｃ１に応動して滑らかに変化し、電気角で１８０゜
区間は電流が流出し（正極性の電流）、次の１８０゜区
間は電流が流入する（負極性の電流）。これにより、切
換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３は正弦波状の３相の電流信
号になる。

【００３１】図１の分配作成器３６は、第１の分配器３
７と第２の分配器３８を含んで構成されている。第１の
分配器３７は、切換作成器３４の３相の切換電流信号Ｄ
１，Ｄ２，Ｄ３に応動して制御作成器３０の第１の制御
電流信号Ｃ１を分配し、滑らかに変化する３相の第１の
分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を作り出す。第２の分配
器３８は、切換作成器３４の３相の切換電流信号Ｄ１，
Ｄ２，Ｄ３に応動して制御作成器３０の第２の制御電流
信号Ｃ２を分配し、滑らかに変化する３相の第２の分配
電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を作り出す。

【００３２】図４に分配作成器３６の具体的な構成を示
す。第１の分配器３７は、３個の第１の入力トランジス
タ２０１，２０２，２０３と３個の第１の分配トランジ
スタ２０５，２０６，２０７によって構成されている。
それぞれの第１の入力トランジスタ２０１，２０２，２
０３の通電制御端子と電流経路端子対の信号入力端子
は、切換作成器３４の３相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，
Ｄ３がそれぞれ供給される電流流入流出端子側に接続さ
れている。第１の入力トランジスタ２０１，２０２，２
０３の電流経路端子対の信号出力端子は共通接続されて
いる。第１の分配トランジスタ２０５，２０６，２０７
の電流信号入力端子側は共通接続され、共通接続端子側
に制御作成器３０の第１の制御電流信号Ｃ１が入力され
る。第１の分配トランジスタ２０５，２０６，２０７
は、それぞれの通電制御端子側を３相の切換電流信号Ｄ
１，Ｄ２，Ｄ３がそれぞれ供給される電流流入流出端子
側に接続されている。これにより、３個の第１の分配ト
ランジスタ２０５，２０６，２０７は、その電流信号出
力端子側から３相の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ
３を出力する。

【００３３】また、第１の入力トランジスタ２０１，２
０２，２０３と第１の分配トランジスタ２０５，２０
６，２０７は同じ型のトランジスタを使用している。こ
こでは、第１の入力トランジスタ２０１，２０２，２０
３と第１の分配トランジスタ２０５，２０６，２０７に
ＰＮＰ型バイポーラトランジスタを使用している。第１
の入力トランジスタの通電制御端子はベース端子，電流
経路端子対の信号入力端子はコレクタ端子，電流経路端
子対の信号出力端子はエミッタ端子にしている。第１の
分配トランジスタの通電制御端子はベース端子，電流信
号入力端子はエミッタ端子，電流信号出力端子はコレク
タ端子にしている。

【００３４】第２の分配器３８は、３個の第２の入力ト
ランジスタ２１１，２１２，２１３と３個の第２の分配
トランジスタ２１５，２１６，２１７によって構成され
ている。それぞれの第２の入力トランジスタ２１１，２
１２，２１３の通電制御端子と電流経路端子対の信号入
力端子は、切換作成器３４の３相の切換電流信号Ｄ１，
Ｄ２，Ｄ３がそれぞれ供給される電流流入流出端子側に
接続されている。第２の入力トランジスタ２１１，２１
２，２１３の電流経路端子対の信号出力端子は共通接続
されている。第２の分配トランジスタ２１５，２１６，
２１７の電流信号入力端子側は共通接続され、共通接続
端子側に制御作成器３０の第２の制御電流信号Ｃ２が入
力される。第２の分配トランジスタ２１５，２１６，２
１７は、それぞれの通電制御端子側を３相の切換電流信
号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３がそれぞれ供給される電流流入流出
端子側に接続されている。これにより、３個の第２の分
配トランジスタ２１５，２１６，２１７は、その電流信
号出力端子側から３相の第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ
２，Ｇ３を出力する。

【００３５】また、第２の入力トランジスタ２１１，２
１２，２１３と第２の分配トランジスタ２１５，２１
６，２１７は同じ型のトランジスタを使用している。さ
らに、第１の入力トランジスタ２０１，２０２，２０３
のトランジスタの型を第２の入力トランジスタ２１１，
２１２，２１３のトランジスタの型とは極性が異なるよ
うにしている。ここでは、第２の入力トランジスタ２１
１，２１２，２１３と第２の分配トランジスタ２１５，
２１６，２１７にＮＰＮ型バイポーラトランジスタを使
用している。第２の入力トランジスタの通電制御端子は
ベース端子，電流経路端子対の信号入力端子はコレクタ
端子，電流経路端子対の信号出力端子はエミッタ端子に
している。第２の分配トランジスタの通電制御端子はベ
ース端子，電流信号入力端子はエミッタ端子，電流信号
出力端子はコレクタ端子にしている。

【００３６】さらに、基準電圧源２２０，トランジスタ
２２１，２２２は所定電圧供給部を構成し、第１の入力
トランジスタ２０１，２０２，２０３の共通接続端に第
１の直流電圧を供給し、第２の入力トランジスタ２１
１，２１２，２１３の共通接続端に第２の直流電圧を供
給している。

【００３７】これにより、切換電流信号Ｄ１が負極側電
流の時には、第１の入力トランジスタ２０１に電流を通
電し、第２の入力トランジスタ２１１には電流が流れな
い。また、切換電流信号Ｄ１が正極側電流の時には、第
２の入力トランジスタ２１１に電流を通電し、第１の入
力トランジスタ２０１には電流が流れない。すなわち、
切換電流信号Ｄ１の極性に応じて第１の入力トランジス
タ２０１と第２の入力トランジスタ２１１に相補的に滑
らかな電流を供給し、第１の入力トランジスタ２０１と
第２の入力トランジスタ２１１に同時に電流が流れるこ
とはない。

【００３８】同様に、切換電流信号Ｄ２が負極側電流の
時に第１の入力トランジスタ２０２に電流を通電し、正
極側電流の時に第２の入力トランジスタ２１２に電流を
通電する。同様に、切換電流信号Ｄ３が負極側電流の時
に第１の入力トランジスタ２０３に電流を通電し、正極
側電流の時に第２の入力トランジスタ２１３に電流を通
電する。

【００３９】第１の分配器３７の第１の分配トランジス
タ２０５，２０６，２０７は、第１の入力トランジスタ
２０１，２０２，２０３に流れる３相電流に応動して、
第１の制御電流信号Ｃ１をそれぞれの電流信号出力端子
側に分配し、３相の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ
３を作り出す。従って、３相の第１の分配電流信号Ｅ
１，Ｅ２，Ｅ３は３相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３
の負極側電流に応動して滑らかに変化し、分配電流信号
Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３の合成値は第１の制御電流信号Ｃ１に
等しくなる。

【００４０】同様に、第２の分配器３８の第２の分配ト
ランジスタ２１５，２１６，２１７は、第２の入力トラ
ンジスタ２１１，２１２，２１３に流れる３相電流に応
動して、第２の制御電流信号Ｃ２をそれぞれの電流信号
出力端子側に分配し、３相の第２の分配電流信号Ｇ１，
Ｇ２，Ｇ３を作り出す。従って、３相の第２の分配電流
信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３は３相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ
２，Ｄ３の正極側電流に応動して滑らかに変化し、分配
電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３の合成値は第２の制御電流信
号Ｃ２に等しくなる。

【００４１】第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３は１
２０゜の位相差を有し、第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ
２，Ｇ３は１２０゜の位相差を有している。第１の分配
電流信号Ｅ１と第２の分配電流信号Ｇ１は１８０゜の位
相差を持ちながら相補的に滑らかに変化し、Ｅ１とＧ１
は必ず一方が零になる。同様に、第１の分配電流信号Ｅ
２と第２の分配電流信号Ｇ２は１８０゜の位相差を持ち
ながら相補的に滑らかに変化し、Ｅ２とＧ２は必ず一方
が零になる。同様に、第１の分配電流信号Ｅ３と第２の
分配電流信号Ｇ３は１８０゜の位相差を持ちながら相補
的に滑らかに変化し、Ｅ３とＧ３は必ず一方が零にな
る。

【００４２】図１の第１の分配器３７の第１の分配電流
信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３は、それぞれ第１の電流増幅器４
１，４２，４３に入力される。第１の電流増幅器４１，
４２，４３は、それぞれ第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ
２，Ｅ３を所定倍の電流増幅して第１の増幅電流信号Ｆ
１，Ｆ２，Ｆ３を作りだし、第１のパワー増幅器１１，
１２，１３の各通電制御端子側に供給する。第１のパワ
ー増幅器１１，１２，１３は、３相の第１の増幅電流信
号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３をそれぞれ電流増幅し、各電流流入
端子側よりコイル２，３，４に駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ
３の負極側電流を供給する。

【００４３】図５に第１の電流増幅器４１，４２，４３
の具体的な構成を示す。第１の電流増幅器４１は、トラ
ンジスタ２３１，２３２による前段のカレントミラー回
路とトランジスタ２３３，２３４と抵抗２３５，２３６
による後段のカレントミラー回路を有し、前段と後段の
カレントミラー回路を縦続接続した第１の増幅部カレン
トミラー回路によって構成されている。トランジスタ２
３１と２３２のエミッタ面積比を１にし、前段のカレン
トミラー回路の電流増幅率を１にしている。トランジス
タ２３３と２３４のエミッタ面積比を５０倍、抵抗２３
６と２３５の抵抗比を５０倍にして、後段のカレントミ
ラー回路の電流増幅率を５０倍にしている。その結果、
第１の電流増幅器４１の第１の増幅部カレントミラー回
路は、電流増幅率で５０倍の増幅を行っている。同様
に、第１の電流増幅器４２は、トランジスタ２４１，２
４２，２４３，２４４と抵抗２４５，２４６による第１
の増幅部カレントミラー回路によって構成され、電流増
幅率で５０倍の増幅を行っている。

【００４４】同様に、第１の電流増幅器４３は、トラン
ジスタ２５１，２５２，２５３，２５４と抵抗２５５，
２５６による第１の増幅部カレントミラー回路によって
構成され、電流増幅率で５０倍の増幅を行っている。こ
れにより、第１の電流増幅器４１，４２，４３は、３相
の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を５０倍の増幅
した３相の第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を作り
だし、第１のパワー増幅器１１，１２，１３の第１のパ
ワー部カレントミラー回路の各通電制御端子側に供給す
る。

【００４５】図１の第２の分配器３８の第２の分配電流
信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３は、それぞれ第２の電流増幅器４
５，４６，４７に入力される。第２の電流増幅器４５，
４６，４７は、それぞれ第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ
２，Ｇ３を所定倍の電流増幅した第２の増幅電流信号Ｈ
１，Ｈ２，Ｈ３を作りだす。高電圧出力器５３は、高周
波パルス信号に応動して昇圧用コンデンサに充電・蓄積
させ、直流電源５０の正極端子側電位Ｖｃｃよりも高い
高電位点電位Ｖｕを作り出す。第２の電流増幅器４５，
４６，４７は、第２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を
高電圧出力器５３の高電位点Ｖｕから第２のパワー増幅
器１５，１６，１７の各通電制御端子側に供給する。第
２のパワー増幅器１５，１６，１７は、３相の第２の増
幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３をそれぞれ電流増幅し、各
電流流出端子側よりコイル２，３，４に駆動電流Ｉ１，
Ｉ２，Ｉ３の正極側電流を供給する。

【００４６】図６に第２の電流増幅器４５，４６，４７
と高電圧出力器５３の具体的な構成を示す。高電圧出力
器５３は、１００ｋＨｚ程度の高周波パルス信号Ｐａを
出力するパルス発生回路４２１と、第１の昇圧用コンデ
ンサ４１１と、第２の昇圧用コンデンサ４１２と、ダイ
オード４２５〜４２８からなる第１の電圧制限回路と、
ダイオード４２９からなる第２の電圧制限回路を含んで
構成されている。パルス発生回路４２１のパルス信号Ｐ
ａに応動してインバータ回路４２２がディジタル的に変
化する。

【００４７】インバータ回路４２２が”Ｌ”（たとえ
ば、直流電源５０の負極端子側電位）の時にダイオード
４２３を介して第１の昇圧用コンデンサ４１１が充電さ
れる。

【００４８】インバータ回路４２２が”Ｈ”（たとえ
ば、直流電源５０の正極端子側電位）に変わると、第１
の昇圧用コンデンサ４１１に蓄積された電荷は、ダイオ
ード４２４を介して第２の昇圧用コンデンサ４１２に移
され、第２の昇圧用コンデンサ４１２を充電・蓄積す
る。その結果、第２の昇圧用コンデンサ４１２の端子に
は、電圧変換器５２の正極出力端子側電位よりも高電位
になる高電位点電位Ｖｕが出力される。高電位点電位Ｖ
ｕは第２の電流増幅器４５，４６，４７に接続されてい
る。

【００４９】また、第２の昇圧用コンデンサ４１２の充
電を続けると、高電位点の電圧Ｖｕが非常に高くなり、
集積回路化されたトランジスタやダイオードの耐圧破壊
を起こす恐れがある。そこで、高電位点電圧Ｖｕが所定
値以上にならないように、ダイオード４２５〜４２８に
よる第１の電圧制限回路で制限した。なお、耐圧破壊の
心配がないならば、第１の電圧制限回路を無くしても良
い。

【００５０】また、第２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ
３は第２の昇圧用コンデンサ４１２の電荷を放電させる
ように作用する。モータ起動時などのような大電流動作
が長時間続くと、第２の昇圧用コンデンサ４１２の充電
・蓄積電荷が不足し、高電圧出力器５３の出力電圧点の
電位Ｖｕが著しく低下する場合もある。そのため、回路
動作が一時的に不安定になり、起動動作が阻害される恐
れがある。そこで、ダイオード４２９による第２の電圧
制限回路を設けて、高電圧出力器５３の高電位点電位Ｖ
ｕが大幅に小さくならないように制限した。

【００５１】なお、電流レベルの小さい通常制御状態で
は、第２の電圧制限回路は動作しない。また、電位Ｖｕ
の変動が小さい場合には、第２の電圧制限回路を無くし
ても良い。

【００５２】第２の電流増幅器４５は、トランジスタ２
６１，２６２と抵抗２６３，２６４による第２の増幅部
カレントミラー回路によって構成されている。トランジ
スタ２６１と２６２のエミッタ面積比を５０倍、抵抗２
６４と２６３の抵抗比を５０倍にして、電流増幅率を５
０倍にしている。その結果、第２の電流増幅器４５の第
２の増幅部カレントミラー回路は、電流増幅率で５０倍
の増幅を行っている。同様に、第２の電流増幅器４６
は、トランジスタ２７１，２７２と抵抗２７３，２７４
による第２の増幅部カレントミラー回路によって構成さ
れ、電流増幅率で５０倍の増幅を行っている。

【００５３】同様に、第２の電流増幅器４７は、トラン
ジスタ２８１，２８２と抵抗２８３，２８４による第２
の増幅部カレントミラー回路によって構成され、電流増
幅率で５０倍の増幅を行っている。これにより、第２の
電流増幅器４５，４６，４７は、３相の第２の分配電流
信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３をそれぞれ５０倍の増幅した３相
の第２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を作りだし、高
電圧出力器５３の高電位点Ｖｕから第２のパワー増幅器
１５，１６，１７の第２のパワー部カレントミラー回路
の各通電制御端子側に供給する。

【００５４】図１の動作制御器５１は、第１のパワー増
幅器１１，１２，１３の電流流入端子側と電流流出端子
側の間の３相の動作電圧を検出し、最小な動作電圧値に
応動した動作制御信号Ｖｄを出力する。電圧変換器５２
は、ＰＷＭ部６５において動作制御器５１の動作制御信
号Ｖｄに応動したパルス幅を有する所定の高周波のＰＷ
Ｍ信号Ｓｗ（パルス幅変調信号）を作り、ＮＭＯＳ型ス
イッチングトランジスタ６１を高周波スイッチング動作
させる（ＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ６１が常
時オン状態になる場合も含んでいる）。

【００５５】すなわち、動作制御器５１の動作制御信号
Ｖｄに応動して電圧変換器５２のＮＭＯＳ型スイッチン
グトランジスタ６１のＰＷＭスイッチング動作が制御さ
れる。電圧変換器５２は、直流電源５０の直流電圧Ｖｃ
ｃを電力供給源として、ＮＭＯＳ型スイッチングトラン
ジスタ６１のＰＷＭスイッチング動作に応動した変換直
流電圧（Ｖｃｃ−Ｖｇ）を作り出す。

【００５６】図７に動作制御器５１と電圧変換器５２の
具体的な構成を示す。動作制御器５１は、動作電位検出
部２８５と基準側電位部２８６と電位比較部２８７によ
って構成されている。動作電位検出部２８５は、第１の
パワー増幅器１１，１２，１３の第１のＮＭＯＳ型パワ
ートランジスタ８１，８２，８３の電流流入端子側に生
じる３相の電位Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃで最小の電位値をダイ
オード２９２，２９３，２９４と定電流源２９１によっ
て検出し、検出電圧信号Ｗａを作り出す。

【００５７】基準側電位部２８６は、第１のパワー増幅
器１１，１２，１３の共通接続端子側の電位Ｖｇをダイ
オード２９７と定電流源２９５と抵抗２９６によって検
出し、共通接続端子側電位Ｖｇよりも高い基準側電圧信
号Ｗｂを抵抗２９６の端子に作り出す。

【００５８】電位比較部２８７は、検出電圧信号Ｗａと
基準側電圧信号Ｗｂを差動増幅回路２９８によって比較
する。差動増幅回路２９８は、その差電圧を増幅して動
作制御信号Ｖｄを出力する。これにより、３個の第１の
パワー増幅器の電流流入端子側と電流流出端子側の間の
通電時の動作電圧に応動する動作制御信号Ｖｄが得られ
る。なお、コンデンサ２９９は差動増幅回路２９８にお
いてローパスフィルタを形成している。

【００５９】電圧変換器５２のＰＷＭ部６５は、三角波
発生回路３０１と比較回路３０２を含んで構成されてい
る。比較回路３０２は、三角波発生回路３０１の２００
ｋＨｚの三角波信号Ｖｈと動作制御器５１の動作制御信
号Ｖｄを比較し、動作制御信号Ｖｄに応動したＰＷＭ電
圧信号Ｓｗを作り出す。ＰＷＭ信号ＳｗはＮＭＯＳ型ス
イッチングトランジスタ６１の通電制御端子側に供給さ
れ、ＰＷＭ信号Ｓｗに応動してＮＭＯＳ型スイッチング
トランジスタ６１はオン・オフ動作する。

【００６０】ＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ６１
は、直流電源５０の正極端子側から変換用インダクタ素
子６３への磁気エネルギーを補充する電力供給路を高周
波スイッチングする。電流路形成回路を構成するフライ
ホイール用ダイオード６２は、ＮＭＯＳ型スイッチング
トランジスタ６１のオン・オフの高周波スイッチング動
作に相補的にオフ・オン動作し、変換用インダクタ素子
６３から変換用コンデンサ素子６４への電流路を形成す
る。

【００６１】ＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ６１
の高周波スイッチングに伴う変換用インダクタ素子６３
の磁気エネルギーの増加・減少によって、変換用コンデ
ンサ素子６４の一端と直流電源５０の一端の間に変換直
流電圧（Ｖｃｃ−Ｖｇ）を出力する。

【００６２】このように、直流電源５０の直流電圧を電
力供給源として、ＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ
６１は動作制御信号Ｖｄに応動して高周波ＰＷＭ動作
（パルス幅変調動作）し、電圧変換器５２の負極出力端
子側の電位Ｖｇを可変制御し、電圧変換器５２の正極出
力端子側と負極出力端子側の間に変換直流電圧値（Ｖｃ
ｃ−Ｖｇ）を出力する。

【００６３】変換直流電圧（Ｖｃｃ−Ｖｇ）は、並列接
続された第１のパワー増幅器１１，１２，１３と並列接
続された第２のパワー増幅器１５，１６，１７に供給さ
れる。これにより、第１のパワー増幅器１１，１２，１
３の通電時の動作電圧は、所定の小さな値に制御され
る。なお、ＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ６１を
常時オン状態もしくはオフ状態で動作させる場合もあ
り、電圧変換器５２の電圧可変範囲はかなり広い。

【００６４】図１の第１のパワー増幅器１１，１２，１
３の第１のパワートランジスタ８１，８２，８３と第２
のパワー増幅器１５，１６，１７の第２のパワートラン
ジスタ８５，８６，８７と電圧変換器５２のスイッチン
グトランジスタ６１は、制御作成器３０や切換作成器３
４や分配作成器３６や第１の電流増幅器４１，４２，４
３や第２の電流増幅器４５，４６，４７や動作制御器５
１や電圧変換器５２や高電圧出力器５３の所要のトラン
ジスタや抵抗等と一緒に単一のシリコン基板上に接合分
離されて集積回路化されている。

【００６５】図８に集積回路プロセスの一例を示す。Ｐ
型シリコン基板上に所要のＮ＋層やＮ−層やＰ＋層やＰ
−層等を拡散させて各種のトランジスタを形成してい
る。番号１９１は、二重拡散ＮＭＯＳ型電界効果トラン
ジスタの例であり、第１のＮＭＯＳ型パワートランジス
タや第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタやＮＭＯＳ型
スイッチングトランジスタとして使用する。

【００６６】番号１９２は、ＮＰＮ型バイポーラトラン
ジスタの例であり、信号増幅トランジスタとして使用す
る。番号１９３は、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタの
例であり、信号増幅トランジスタとして使用する。

【００６７】番号１９４は、ＰチャンネルおよびＮチャ
ンネルのＣＭＯＳ型電界効果トランジスタの例であり、
論理信号処理に使用する。また、各トランジスタの間
は、アース電位（０Ｖ）に接続されたシリコン基板と同
電位になるＰ層によって接合分離される。

【００６８】接合分離された集積回路は、誘電分離され
た集積回路と比較して、低コストの製造プロセスを用い
て、小さな１チップ基板上に多数のパワー用トランジス
タ素子や信号用トランジスタを高密度に集積化できる。
すなわち、安価に集積回路化できる。なお、具体的なマ
スク配置は設計事項であり、詳細な説明を省略する。

【００６９】次に、図１のモータの全体的な動作につい
て、簡単に説明する。切換作成器３４は、滑らかに変化
する３相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を作りだし、
分配作成器３６に供給する。第１の分配器３７は、制御
作成器３０の第１の制御電流信号Ｃ１を３相の切換電流
信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３に応動して分配し、３相の第１の
分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を出力する。

【００７０】第１の電流増幅器４１，４２，４３は、そ
れぞれ第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を所定倍の
電流増幅した第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を出
力し、第１のパワー増幅器１１，１２，１３の各通電制
御端子側に供給する。第１のパワー増幅器１１，１２，
１３は、それぞれ第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３
を電流増幅し、３相のコイル２，３，４に駆動電流Ｉ
１，Ｉ２，Ｉ３の負極側電流を供給する。

【００７１】なお、制御作成器３０と第１の分配器３７
と第１の電流増幅器４１，４２，４３は第１の分配制御
ブロックを形成し、切換作成器３４の出力信号に応動し
て第１のパワー増幅器１１，１２，１３の通電を分配制
御する。

【００７２】一方、第２の分配器３８は、制御作成器３
０の第２の制御電流信号Ｃ２を３相の切換電流信号Ｄ
１，Ｄ２，Ｄ３に応動して分配し、３相の第２の分配電
流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を出力する。第２の電流増幅器
４５，４６，４７は、それぞれ第２の分配電流信号Ｇ
１，Ｇ２，Ｇ３を所定倍の電流増幅した第２の増幅電流
信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を出力し、第２のパワー増幅器１
５，１６，１７の各通電制御端子側に供給する。

【００７３】第２のパワー増幅器１５，１６，１７は、
それぞれ第２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を電流増
幅し、３相のコイル２，３，４に駆動電流Ｉ１，Ｉ２，
Ｉ３の正極側電流を供給する。なお、制御作成器３０と
第２の分配器３８と第２の電流増幅器４５，４６，４７
は第２の分配制御ブロックを形成し、切換作成器３４の
出力信号に応動して第２のパワー増幅器１５，１６，１
７の通電を分配制御する。

【００７４】制御作成器３０の電流検出用の抵抗３１
は、駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の正極側電流の合成値で
ある合成供給電流Ｉｖを検出し、レベル変換回路３２を
介して合成供給電流Ｉｖに応動した電流検出信号Ｂｖを
作りだす。比較増幅部３３は、指令信号Ａｃと電流検出
信号Ｂｖを比較し、その比較結果に応動した第１の制御
電流信号Ｃ１と第２の制御電流信号Ｃ２を出力する。

【００７５】第１の制御電流信号Ｃ１と第２の制御電流
信号Ｃ２は比例して変化し、Ｃ２の絶対値をＣ１の絶対
値の２倍にした。その結果、第１の分配制御ブロック
（制御作成器３０と第１の分配器３７と第１の電流増幅
器４１，４２，４３）と第１のパワー増幅器１１，１
２，１３によって、合成供給電流Ｉｖを指令信号Ａｃに
応動した所定値にする帰還ループが構成され、コイル
２，３，４への供給電流が制御される。

【００７６】また、第２の分配制御ブロック（制御作成
器３０と第２の分配器３８と第２の電流増幅器４５，４
６，４７）と第２のパワー増幅器１５，１６，１７は、
第２のパワー増幅器１５，１６，１７の第２のＮＭＯＳ
型パワートランジスタ８５，８６，８７を部分的に飽和
動作させながら、滑らかに変化する駆動電流Ｉ１，Ｉ
２，Ｉ３の正極側電流をコイル２，３，４に供給してい
る。

【００７７】第１の分配制御ブロックと第１のパワー増
幅器の合成伝達利得（制御作成器３０と第１の分配器３
７と第１の電流増幅器４１，４２，４３と第１のパワー
増幅器１１，１２，１３のフォーワード利得）に較べ
て、第２の分配制御ブロックと第２のパワー増幅器の合
成伝達利得（制御作成器３０と第２の分配器３８と第２
の電流増幅器４５，４６，４７と第２のパワー増幅器１
５，１６，１７のフォーワード利得）を大きくし、全体
の回路動作の安定化をはかっている。

【００７８】すなわち、第２のパワー増幅器の第２のＮ
ＭＯＳ型パワートランジスタを部分的に確実に低動作電
圧の飽和動作させて、第１のパワー増幅器の第１のＮＭ
ＯＳ型パワートランジスタによりコイルへの供給電流を
制御することを可能にした。ここで、ＭＯＳ型トランジ
スタにおける低動作電圧の飽和動作とは、非能動領域も
しくは抵抗性領域（遮断領域ではない）において、電流
流入端子側と電流流出端子側の動作電圧が抵抗性の電圧
降下になる動作を意味している。このとき、ＭＯＳ型ト
ランジスタの動作電圧は通電電流に比例もしくは略比例
して変化する抵抗性の電圧降下になる。

【００７９】すなわち、第２のＮＭＯＳ型パワートラン
ジスタは、電流路の切り換わり期間において能動領域内
で電流増幅作用をして滑らかに電流値を変化させるが、
切り換わり後の期間において抵抗性領域における抵抗性
の電圧降下の動作を行っている。

【００８０】また、第１のＮＭＯＳ型パワートランジス
タ８１，８２，８３は能動領域内で動作して合成供給電
流の制御を行い、その切り換わり期間においても電流制
御をしながら滑らかに電流値を変化させている。

【００８１】同一相の第１の分配電流信号Ｅ１と第２の
分配電流信号Ｇ１は、１８０゜の位相差をもって相補的
に流れる。従って、第１のパワー増幅器１１と第２のパ
ワー増幅器１５は相補的に動作し、滑らかに連続的に変
化する両方向の駆動電流Ｉ１がコイル２に供給される。

【００８２】同様に、第１の分配電流信号Ｅ２と第２の
分配電流信号Ｇ２が１８０゜の位相差をもって相補的に
流れ、第１のパワー増幅器１２と第２のパワー増幅器１
６は相補的に動作し、滑らかに連続的に変化する両方向
の駆動電流Ｉ２がコイル３に供給される。

【００８３】同様に、第１の分配電流信号Ｅ３と第２の
分配電流信号Ｇ３が１８０゜の位相差をもって相補的に
流れ、第１のパワー増幅器１３と第２のパワー増幅器１
７は相補的に動作し、滑らかに連続的に変化する両方向
の駆動電流Ｉ３がコイル４に供給される。

【００８４】このように、同一相の第１のパワー増幅器
と第２のパワー増幅器が同時に通電状態になることがな
いので、電圧変換器５２の正極出力端子側と負極出力端
子側の間の短絡電流が発生しない。その結果、パワート
ランジスタの過剰な発熱や過電流による破壊が生じなく
なり、集積回路の過電流破壊や異常現象は生じない。

【００８５】また、滑らかに変化する連続的な駆動電流
Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３がコイル２，３，４に供給されるの
で、コイル２，３，４におけるスパイク電圧の発生もな
く、寄生素子である第１のパワーダイオード８１ｄ，８
２ｄ，８３ｄや第２のパワーダイオード８５ｄ，８６
ｄ，８７ｄを通じた異常電流が流れることもない。従っ
て、モータの発生駆動力の脈動は著しく小さくなる。

【００８６】動作制御器５１は通電時の第１のパワー増
幅器１１，１２，１３の３相の動作電圧の内で最小動作
電圧を検出し、動作制御信号Ｖｄを出力する。電圧変換
器５２は、動作制御信号Ｖｄに応動してＮＭＯＳ型スイ
ッチングトランジスタ６１を高周波スイッチング動作さ
せ、正極出力端子側と負極出力端子側の間の変換直流電
圧（Ｖｃｃ−Ｖｇ）を可変制御する。これにより、動作
制御器５１と電圧変換器５２によって、第１のパワー増
幅器１１，１２，１３の検出動作電圧を所定の小さな値
に制御する制御ループが形成される。その結果、第１の
パワー増幅器１１，１２，１３における電力損失・発熱
は小さくなる。

【００８７】また、電圧変換器５２はＮＭＯＳ型スイッ
チングトランジスタ６１により変換用インダクタ素子６
３への電力供給路をスイッチングさせて電圧変換してい
るので、電圧変換器５２における電力損失は小さい。特
に、ＰＷＭ信号ＳｗによりＮＭＯＳ型スイッチングトラ
ンジスタ６１を完全にオン・オフ動作させているので、
ＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ６１の発熱は極め
て小さい。

【００８８】本実施例では、集積回路化に好適のモータ
構成になっている。まず、パワー素子としてＭＯＳ型ス
イッチングトランジスタとＭＯＳ型パワートランジスタ
を使用して構成しているので、小さなチップ上に集積回
路化することが可能である。特に、最近の検討により、
ＭＯＳ型パワー素子を低コストに同一チップ上に集積回
路化して実現できる目処がたってきた。

【００８９】また、制御作成器３０や切換作成器３４や
分配作成器３６や第１の電流増幅器４１，４２，４３や
第２の電流増幅器４５，４６，４７や動作制御器５１や
電圧変換器５２や高電圧出力器５３の所要のトランジス
タやダイオードや抵抗等の半導体素子を、上記のＭＯＳ
型パワートランジスタおよびＭＯＳ型スイッチングトラ
ンジスタと同一のチップ上に接合分離して集積回路化し
ている。

【００９０】接合分離した集積回路は、誘電分離した集
積回路に比較して、小さなチップ基板上に高密度に集積
化できる。その結果、安価に実現できる。また、第１の
ＮＭＯＳ型パワートランジスタや第２のＮＭＯＳ型パワ
ートランジスタとして二重拡散ＭＯＳ構造の電界効果型
トランジスタを使用し、小さなチップサイズに集積回路
化している。

【００９１】二重拡散ＭＯＳ構造の電界効果型トランジ
スタを使用した場合には、電流流出端子側から電流流入
端子側に向けて寄生パワーダイオードが形成される。し
かし、電流路の切換を滑らかに行っているので、寄生パ
ワーダイオードの動作を防止し、駆動電流の脈動を小さ
くしている。

【００９２】また、本実施例では、接合分離部分に形成
される寄生トランジスタ素子の動作を防止し、集積回路
化に適した構成にしている。図８に示したように、接合
分離技術を用いた集積回路は、高密度集積に適した低コ
ストのＩＣを実現できる。しかし、直流電源の負極端子
側（アース電位）に接続された接合分離部分をベース端
子とする多数の寄生トランジスタ素子が形成される欠点
がある。

【００９３】通常、これらの寄生トランジスタが動作し
ないように、逆バイアスされている。しかし、集積され
たトランジスタの端子電位がアース電位よりもダイオー
ドの順方向電圧分低くなると、寄生トランジスタが動作
し、他の集積されたトランジスタから電流を抜き取る現
象が生じる。モータのように、インダクタンス作用を有
するコイルや変換用インダクタ素子に大電流を供給する
用途では、寄生トランジスタが動作すると、集積された
トランジスタの働きを妨害する恐れがある。

【００９４】本実施例のＮＭＯＳ型スイッチングトラン
ジスタ６１は、その電流流出端子側を直流電源５０の負
極端子側に接続され、その電流流入端子側と変換用イン
ダクタ素子６３の一端が接続され、直流電源５０の正極
端子側から変換用インダクタ素子６３への磁気エネルギ
ーを補充する電力供給路を高周波スイッチングする。電
流路形成回路であるフライホイール用ダイオード６２
は、変換用インダクタ素子６３の一端と直流電源５０の
正極端子側の間に接続され、ＮＭＯＳ型スイッチングト
ランジスタ６１の高周波スイッチング動作に相補的にオ
フ・オン動作し、変換用インダクタ素子６３から変換用
コンデンサ素子６４への電流路を形成する。

【００９５】変換用コンデンサ素子６４の一端と直流電
源５０の一端の間に変換直流電位（Ｖｃｃ−Ｖｇ）を出
力し、並列的に接続された３個の第１のパワー増幅器１
１，１２，１３と並列的に接続された第２のパワー増幅
器１５，１６，１７に変換直流電圧を供給する。これに
より、ＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ６１とフラ
イホイール用ダイオード６２は、各端子の電位が直流電
源５０の負極端子側電位以下にならない。従って、ＮＭ
ＯＳ型スイッチングトランジスタ６１が高周波スイッチ
ングを行っても、寄生トランジスタが動作することはな
い。

【００９６】また、第１のＮＭＯＳ型パワートランジス
タや第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタは電流路を滑
らかに切り換えているので、それらの各端子の電位も直
流電源５０の負極端子側電位以下にならない。従って、
第１のパワートランジスタや第２のパワートランジスタ
による電流路の切り換えを行っても、寄生トランジスタ
が動作することはない。その結果、スイッチングトラン
ジスタやフライホイール用ダイオードや第１のパワート
ランジスタや第２のパワートランジスタを他のトランジ
スタと一緒に１チップの集積回路化しても、集積回路内
の寄生トランジスタの動作を完全に防止できる。

【００９７】また、本実施例では、各パワー素子におけ
る発熱を極めて小さくし、集積回路化に適した構成にし
ている。第２のパワー増幅器１５，１６，１７の第２の
ＮＭＯＳ型パワートランジスタ８５，８６，８７は、通
電時に低動作電圧の飽和動作（抵抗性の電圧降下動作）
しているので、第２のパワー増幅器における電力損失は
非常に小さい。第１のパワー増幅器１１，１２，１３の
通電時の動作電圧は、動作制御器５１と電圧変換器５２
によって所定の小さな電圧値に制御される。これによ
り、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ８１，８２，
８３の動作電圧の平均値は能動領域内の小さな値に制御
でき、その電力損失は非常に小さくなる。

【００９８】電圧変換器５２は、ＮＭＯＳ型スイッチン
グトランジスタ６１を高周波ＰＷＭ動作をさせて電圧変
換をしているので、電圧変換に伴う電力損失も非常に小
さい。

【００９９】さらに、ＮＭＯＳ型スイッチングトランジ
スタ６１はその通電制御端子（ゲート端子）に与える電
圧信号Ｓｗの電圧スイングによりＰＷＭ動作をするの
で、通電制御端子側への電流供給は極めて少なく、電力
損失はほとんど生じない。従って、第１のパワー増幅器
や第２のパワー増幅器や電圧変換器における電力損失・
発熱が極めて小さく、パワートランジスタやスイッチン
グトランジスタを１チップに集積回路化することが可能
になる。また、放熱板等の発熱対策は不要になる。

【０１００】また、本実施例では、第２のパワー増幅器
を低動作電圧の飽和動作させ、第１のパワー増幅器の動
作電圧に応動して電圧変換器５２のＮＭＯＳ型スイッチ
ングトランジスタ６１をＰＷＭ動作させるようにした
が、このような構成に限定されるものではない。

【０１０１】たとえば、第１のパワー増幅器を低動作電
圧の飽和動作させ、第２のパワー増幅器の動作電圧を動
作制御器によって検出し、第２のＮＭＯＳ型パワートラ
ンジスタの動作電圧に応動して電圧変換器のＮＭＯＳ型
スイッチングトランジスタをＰＷＭ動作させてもよい。
このとき、第２の分配制御ブロックと第２のパワー増幅
器の合成伝達利得に比較して、第１の分配制御ブロック
と第１のパワー増幅器の合成伝達利得を大きくし、第１
のパワー増幅器の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ
を部分的に飽和動作させる。

【０１０２】制御作成器と第２の分配器と第２の電流増
幅器と第２のパワー増幅器によって、合成供給電流Ｉｖ
を指令信号Ａｃに応動した所定値にする帰還ループを構
成し、コイルへの供給電流を制御する。

【０１０３】動作制御器は第２のパワー増幅器の３相の
動作電圧の内で最小動作電圧を検出し、動作制御器の出
力信号Ｖｄに応動して電圧変換器のＮＭＯＳ型スイッチ
ングトランジスタのＰＷＭ動作を制御する。これによ
り、第２のパワー増幅器の通電時の動作電圧は所定の小
さな値に制御される。その結果、飽和動作する第１のパ
ワー増幅器における発熱は小さく、所定の小さな動作電
圧になる第１のパワー増幅器における発熱は小さく、さ
らに、ＰＷＭ動作する電圧変換器のＮＭＯＳ型スイッチ
ングトランジスタの発熱も小さい。

【０１０４】また、本実施例では、制御作成器３０は合
成供給電流Ｉｖに応動した電流検出信号Ｂｖを得る電流
検出部（抵抗３１とレベル変換回路３２）と、電流検出
信号Ｂｖと指令信号Ａｃを比較して比較結果に応動した
第１の制御電流信号Ｃ１と第２の制御電流信号Ｃ２を出
力する比較増幅部３３を含んで構成している。

【０１０５】第１の制御電流信号Ｃ１に応動した第１の
分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を用いて第１のパワー増
幅器１１，１２，１３の通電を制御し、第２の制御電流
信号Ｃ２に応動した第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ
３を用いて第２のパワー増幅器１５，１６，１７の通電
を制御する。

【０１０６】これにより、指令信号Ａｃに応動した正確
な駆動電流をコイル２，３，４に供給することができ
る。このとき、電流路の切換はアナログ的に滑らかに行
っているので、駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３は滑らかに変
化し、電流路の切り換わりに伴う駆動電流の脈動や駆動
力の脈動は極めて小さくなる。

【０１０７】また、本実施例では、第１のパワー増幅器
を電界効果型トランジスタによる第１の電界効果型パワ
ー部カレントミラー回路によって構成し、第２のパワー
増幅器を電界効果型トランジスタによる第２の電界効果
型パワー部カレントミラー回路によって構成することに
より、第１のパワー増幅器１１，１２，１３と第２のパ
ワー増幅器１５，１６，１７の電流増幅率のバラツキを
大幅に小さくした。一般に、電界効果型トランジスタは
非線形な電圧増幅特性を有し、アナログ的なパワー増幅
には不向きである。しかし、本実施例では、電界効果型
パワー部カレントミラー回路を形成することにより、イ
ンダクタンス作用を有するコイルへの安定な電流供給を
実現した。

【０１０８】また、切換信号に応動して滑らかに変化す
る第１の分配電流信号と第２の分配電流信号を作りだ
し、第１の分配電流信号に応動した電流信号を第１のパ
ワー増幅器１１，１２，１３の通電制御端子側に供給
し、第２の分配電流信号に応動した電流信号を第２のパ
ワー増幅器１５，１６，１７の通電制御端子側に供給す
ることにより、電界効果型パワートランジスタにより電
流路の滑らかな切換を行わせた。その結果、駆動電流の
脈動やモータ振動は著しく小さくできた。なお、電界効
果型パワートランジスタを集積回路化することにより、
第１と第２の電界効果型パワー部カレントミラー回路の
電流増幅率のバラツキをさらに低減できる。

【０１０９】また、第１のパワー増幅器と第１の分配制
御ブロックの合成伝達利得のバラツキが小さくなり、第
２のパワー増幅器と第２の分配制御ブロックの合成伝達
利得のバラツキが小さくなったので、制御作成器３０の
第１の制御電流信号Ｃ１と第２の制御電流信号Ｃ２を比
例して変化させることにより、第１のＭＯＳ型パワート
ランジスタもしくは第２のＭＯＳ型パワートランジスタ
の一方を確実に低動作電圧の飽和動作（抵抗性の電圧降
下動作）させ、第１のＭＯＳ型パワートランジスタもし
くは第２のＭＯＳ型パワートランジスタの他方によって
コイルへの合成供給電流Ｉｖを指令信号Ａｃに応動して
高精度に制御できる構成を実現した。

【０１１０】さらに、電流制御を行う第１のＭＯＳ型パ
ワートランジスタもしくは第２のＭＯＳ型パワートラン
ジスタの動作電圧に応動して電圧変換器のＭＯＳ型スイ
ッチングトランジスタのスイッチング動作を制御するこ
とにより、電流制御を行うＭＯＳ型パワートランジスタ
の動作電圧を能動領域の所定値に高精度に制御すること
を可能にした。特に、第１と第２の電界効果型パワー部
カレントミラー回路の電流増幅率のバラツキが著しく小
さいことから、電流制御動作や動作電圧制御動作が安定
になる。

【０１１１】また、本実施例では、第１の電流増幅器を
第１の増幅部カレントミラー回路によって構成し、電流
増幅率のバラツキを小さくした。また、第２の電流増幅
器を第２の増幅部カレントミラー回路によって構成し、
電流増幅率のバラツキを小さくした。従って、集積回路
化に適した構成になっている。

【０１１２】これにより、制御作成器３０の第１の制御
電流信号Ｃ１と第２の制御電流信号Ｃ２を比例して変化
させ、第１のＭＯＳ型パワートランジスタもしくは第２
のＭＯＳ型パワートランジスタの一方を確実に低動作電
圧の飽和動作させ、第１のＭＯＳ型パワートランジスタ
もしくは第２のＭＯＳ型パワートランジスタの他方によ
ってコイルへの合成供給電流Ｉｖを高精度に制御でき
る。すなわち、合成供給電流の制御動作は極めて安定に
なる。

【０１１３】さらに、本実施例では、分配作成器３６を
工夫し、同一相の第１の分配電流信号と第２の分配電流
信号が１８０゜の位相差を有し、相補的に滑らかに切り
かわるように変化させ、かつ、第１の分配電流信号と第
２の分配電流信号の一方は必ず零にした。これにより、
同一相の第１のパワー増幅器と第２のパワー増幅器が同
時に通電状態になることが生じない。その結果、短絡電
流が発生しないので、パワートランジスタの電流破壊や
熱破壊は生じない。

【０１１４】また、滑らかに変化する第１の分配電流信
号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を電流増幅して第１のパワー増幅器
の通電を制御し、滑らかに変化する第２の分配電流信号
Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を電流増幅して第２のパワー増幅器の
通電を制御した。これにより、第１のパワー増幅器と第
２のパワー増幅器によるコイルへの駆動電流は滑らかに
連続的に変化する。その結果、滑らかに変化する３相の
駆動電流を３相コイルに供給できるので、駆動力の脈動
は著しく小さくなる。

【０１１５】なお、本実施例では、第１のパワー増幅器
１１，１２，１３と第２のパワー増幅器１５，１６，１
７と制御作成器３０と切換作成器３４と分配作成器３６
（第１の分配器３７と第２の分配器３８）と第１の電流
増幅器４１，４２，４３と第２の電流増幅器４５，４
６，４７と動作制御器５１と電圧変換器５２と高電圧出
力器５３によって、３相の負荷（コイル２，３，４）へ
の駆動電流を供給する駆動回路を形成した。

【０１１６】また、直流電源５０と電圧変換器５２は、
電圧変換器５２の正極出力端子側と負極出力端子側の間
に所要の変換直流電圧（Ｖｃｃ−Ｖｇ）を供給する電圧
供給回路を形成している。

【０１１７】これらの構成は、適時変更が可能である。
なお、本実施例の切換作成器３４は、磁電変換素子を使
用した位置検出部１００を含んで構成した。しかし、そ
のような素子を用いることなく、たとえば、コイル２，
３，４に生じる逆起電力を利用して３相の切換信号を作
り出しても良い。

【０１１８】また、第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ
３は時間的に傾斜を持って切り換わり、第２の分配電流
信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３は時間的に傾斜を持って切り換わ
ればよい。これにより、駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３も時
間的に傾斜を持って滑らかに電流路を切り換えていく。
さらに、駆動電流の極性が変化する時に連続的に電流値
を変化させることが好ましいが、同一相の第１の分配電
流信号と第２の分配電流信号が同時に零になる期間があ
り、その相の駆動電流を零にする時間が存在してもかま
わない。

【０１１９】また、本実施例において、第１のパワー増
幅器１１，１２，１３や第２のパワー増幅器１５，１
６，１７は図１に示された構成に限らず、種々の変形が
可能である。たとえば、第１のパワー増幅器１１，１
２，１３や第２のパワー増幅器１５，１６，１７のそれ
ぞれの代わりに、図１９に示した構成のパワー増幅器１
０００を使用しても良い。パワー増幅器１０００はＮＭ
ＯＳ型パワートランジスタ１０１０とＮＭＯＳ型トラン
ジスタ１０１１と抵抗１０１２によって電界効果型パワ
ー部カレントミラー回路を構成している。この電界効果
型パワー部カレントミラー回路は、通電制御端子側への
入力電流が小さい内は所定の電流増幅率を有し、入力電
流が大きくなると、その電流増幅率が急激に大きくな
る。

【０１２０】また、たとえば、図２０に示した構成のパ
ワー増幅器１１００を使用しても良い。パワー増幅器１
１００はＮＭＯＳ型パワートランジスタ１１１０とＮＭ
ＯＳ型トランジスタ１１１１と抵抗１１１２によって電
界効果型パワー部カレントミラー回路を構成している。
この電界効果型パワー部カレントミラー回路は、通電制
御端子側への入力電流が小さい内は所定の電流増幅率を
有し、入力電流が大きくなると、その電流増幅率が急激
に大きくなる。なお、ＮＭＯＳ型パワートランジスタ１
０１０やＮＭＯＳ型パワートランジスタ１１１０は二重
拡散ＮチャンネルＭＯＳ構造の電界効果型パワートラン
ジスタによって構成でき、集積回路化は容易である。

【０１２１】また、本実施例において、電圧変換器５２
の電流路形成回路であるフライホイール用ダイオード６
２の部分には、種々の変形が可能である。たとえば、フ
ライホイール用ダイオード６２の代わりに図２３に示し
た構成のＮＭＯＳ型同期整流トランジスタ１４００を使
用し、ＰＷＭ部６５からの信号によって、スイッチング
トランジスタ６１のオン・オフのスイッチング動作と相
補的に同期整流トランジスタ１４００をオフ・オンのス
イッチング動作させることが可能である。同期整流トラ
ンジスタ１４００は二重拡散ＮチャンネルＭＯＳ構造の
電界効果型パワートランジスタによって構成され、同期
整流トランジスタ１４００の電流入力出力端子間に逆接
続された寄生ダイオード１４００ｄによってフライホイ
ール用ダイオードの効果を得ることもできる。

【０１２２】また、たとえば、図２４に示した構成のＰ
ＭＯＳ型同期整流トランジスタ１５００を使用し、ＰＷ
Ｍ部６５からの信号によって、スイッチングトランジス
タ６１のオン・オフのスイッチング動作と相補的に同期
整流トランジスタ１５００をオフ・オンのスイッチング
動作させることが可能である。同期整流トランジスタ１
５００は二重拡散ＰチャンネルＭＯＳ構造の電界効果型
パワートランジスタによって構成され、同期整流トラン
ジスタ１５００の電流入力出力端子間に逆接続された寄
生ダイオード１５００ｄによってフライホイール用ダイ
オードの効果を得ることもできる。また、同期整流トラ
ンジスタ１４００や１５００を集積回路化することは容
易である。

【０１２３】《実施例２》図９から図１１に本発明の実
施例２のモータを示す。図９に全体構成を示す。本実施
例２では、動作制御器３１０に変調部３００を設け、電
圧変換器５２の変換直流電圧を検出動作電圧と被変調信
号に応動して制御するようにした。その他の構成におい
て、前述の実施例１と同様なものには同一の番号を付
し、詳細な説明を省略する。

【０１２４】図９の動作制御器３１０は、第１のパワー
増幅器の検出動作電圧と後述の被変調電流信号Ｐｍに応
動した動作制御信号Ｖｄを出力する。電圧変換器５２
は、動作制御信号Ｖｄに応動してＮＭＯＳ型スイッチン
グトランジスタ６１を高周波スイッチング動作させる。
電圧変換器５２は、直流電源５０の直流電圧Ｖｃｃを電
力供給源として、ＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ
６１のＰＷＭスイッチング動作に応動した変換直流電圧
（Ｖｃｃ−Ｖｇ）を作り出す。

【０１２５】図１０に動作制御器３１０と電圧変換器５
２の具体的な構成を示す。動作制御器３１０は、動作電
位検出部２８５と基準側電位部２８６と電位比較部２８
７と変調部３００によって構成されている。動作電位検
出部２８５は、第１のパワー増幅器１１，１２，１３の
第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ８１，８２，８３
の電流流入端子側に生じる３相の電位Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃ
で最小の電位値をダイオード２９２，２９３，２９４と
定電流源２９１によって検出し、検出電圧信号Ｗａを作
り出す。

【０１２６】基準側電位部２８６は、第１のパワー増幅
器１１，１２，１３の共通接続端子側の電位Ｖｇをダイ
オード２９７と定電流源２９５と抵抗２９６によって検
出し、共通接続端子側電位Ｖｇよりも高い基準側電圧信
号Ｗｂを抵抗２９６の端子に作り出す。変調部３００の
被変調電流信号Ｐｍは基準側電位部２８６の抵抗２９６
に供給されており、基準側電圧信号Ｗｂは変調部３００
の被変調電流信号Ｐｍに応動して変化する。

【０１２７】電位比較部２８７は、検出電圧信号Ｗａと
基準側電圧信号Ｗｂを差動増幅回路２９８によって比較
する。差動増幅回路２９８は、その差電圧を増幅して動
作制御信号Ｖｄを出力する。これにより、第１のパワー
増幅器の検出動作電圧と被変調電流信号Ｐｍに応動する
動作制御信号Ｖｄが得られる。なお、コンデンサ２９９
は差動増幅回路２９８においてローパスフィルタを形成
している。

【０１２８】電圧変換器５２のＰＷＭ部６５は、三角波
発生回路３０１と比較回路３０２を含んで構成されてい
る。比較回路３０２は、三角波発生回路３０１の２００
ｋＨｚの三角波信号Ｖｈと動作制御器５１の動作制御信
号Ｖｄを比較し、動作制御信号Ｖｄに応動したＰＷＭ電
圧信号Ｓｗを作り出す。

【０１２９】ＰＷＭ信号ＳｗはＮＭＯＳ型スイッチング
トランジスタ６１の通電制御端子側に供給され、ＰＷＭ
信号Ｓｗに応動してＮＭＯＳ型スイッチングトランジス
タ６１はオン・オフ動作する。ＮＭＯＳ型スイッチング
トランジスタ６１は、その電流流出端子側を直流電源５
０の負極端子側に接続され、その電流流入端子側と変換
用インダクタ素子６３の一端が接続され、直流電源５０
の正極端子側から変換用インダクタ素子６３への磁気エ
ネルギーを補充する電力供給路を高周波スイッチングす
る。

【０１３０】フライホイール用ダイオード６２は、変換
用インダクタ素子６３の一端と直流電源５０の正極端子
側の間に接続され、ＮＭＯＳ型スイッチングトランジス
タ６１のオン・オフの高周波スイッチング動作に相補的
にオフ・オン動作し、変換用インダクタ素子６３から変
換用コンデンサ素子６４への電流路を形成する。

【０１３１】ＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ６１
が高周波スイッチングに伴う変換用インダクタ素子６３
の磁気エネルギーの増加・減少によって、変換用コンデ
ンサ素子６４の一端と直流電源５０の一端の間に変換直
流電圧（Ｖｃｃ−Ｖｇ）を出力する。

【０１３２】図１１に変調部３００の具体的な構成を示
す。変調部３００は、移動体１の回転移動に同期して変
化する変調信号Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３を得る変調作成回路３
９１と、電圧変換器５２の変換直流電圧に比例した変換
電流信号Ｌｍを得る変換電流回路３９２と、変調信号Ｒ
１，Ｒ２，Ｒ３に応動して変換電流信号Ｌｍを変調した
被変調電流信号Ｐｍを得る電流変調回路３９３を含んで
構成されている。

【０１３３】変調作成回路３９１のトランジスタ３２
１，３２２は、切換作成器３４の位置検出信号Ｊａ１，
Ｊａ２に応動して、定電流源３１７の電流をコレクタ側
に分配する。トランジスタ３２１，３２２のコレクタ電
流は、トランジスタ３２４，３２５のカレントミラー回
路によって比較される。両者の差電流の絶対値はトラン
ジスタ３２５，３２６，３２７，３２８，３２９，３３
０による絶対値回路を介して出力され、抵抗３６１に電
圧信号Ｒ１を作り出す。すなわち、電圧信号Ｒ１は位置
検出信号Ｊａ１の絶対値に対応している。

【０１３４】同様に、トランジスタ３３１〜３４０，定
電流源３１８，抵抗３６２は、位置検出信号Ｊｂ１の絶
対値に対応した電圧信号Ｒ２を抵抗３６２の端子に作り
出す。同様に、トランジスタ３４１〜３５０，定電流源
３１９，抵抗３６３は、位置検出信号Ｊｃ１の絶対値に
対応した電圧信号Ｒ３を抵抗３６３の端子に作り出す。
すなわち、電圧信号Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３は３相の位置検出
信号Ｊａ１，Ｊｂ１，Ｊｃ１に応動した３相の絶対値信
号になる。

【０１３５】変換電流回路３９２の電圧電流変換回路３
８９は、電圧変換器５２の正極出力端子側（Ｐ）と負極
出力端子側（Ｍ）の間の変換直流電圧に比例もしくは略
比例した変換電流信号Ｌｍを出力する。電流変調回路３
９３のトランジスタ３７１，３７２，３７３，３７４と
ダイオード３７５，３７６は、３相の絶対値電圧信号Ｒ
１，Ｒ２，Ｒ３と所定電圧（ここでは、抵抗３６１，３
６２，３６３の共通接続端子の電圧）を比較し、比較結
果に応動して変換電流信号Ｌｍをトランジスタ３７１，
３７２，３７３，３７４のコレクタ側に分流する。

【０１３６】トランジスタ３７１，３７２，３７３のコ
レクタは共通接続され、その合成電流とトランジスタ３
７４のコレクタ電流がトランジスタ３７７，３７８のカ
レントミラー回路によって比較され、その差電流がトラ
ンジスタ３７９，３８０のカレントミラー回路を介して
被変調電流信号Ｐｍとして出力される。

【０１３７】これにより、被変調電流信号Ｐｍは移動体
の回転移動動作に同期して振幅をアナログ的に変化させ
る。特に、トランジスタ３７１，３７２，３７３，３７
４とダイオード３７５，３７６の構成により、３相の絶
対値電圧信号Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の最小値と電圧電流変換
回路３８９の変換電流信号Ｌｍの乗算結果に応じて被変
調電流信号Ｐｍは変化する。

【０１３８】３相の絶対値電圧信号Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の
最小値は、位置検出信号の一周期の変化に対して６回変
化する高調波信号である。従って、被変調電流信号Ｐｍ
は、変換電流信号Ｌｍに比例したピーク振幅を有し、位
置検出信号の一周期（電気角３６０度）当たり６回、ア
ナログ的に変化する高調波信号になる。この回数は、第
１のパワートランジスタと第２のパワートランジスタに
よるコイル２，３，４への電流路の切換回数に対応して
いる。

【０１３９】図９の電圧変換器５２は、ＮＭＯＳ型スイ
ッチングトランジスタ６１を高周波ＰＷＭ動作させ、正
極出力端子側と負極出力端子側の間の変換直流電圧（Ｖ
ｃｃ−Ｖｇ）を可変制御する。動作制御器３１０は通電
時の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ８１，８２，
８３の３相の動作電圧の内で最小動作電圧を検出し、動
作制御器３１０の出力信号Ｖｄに応動して電圧変換器５
２の負極出力端子側電位Ｖｇが可変制御される。

【０１４０】これにより、動作制御器３１０と電圧変換
器５２によって、第１のパワー増幅器の検出動作電圧を
所定の小さな値に制御する制御ループが形成されてい
る。その結果、第１のパワー増幅器１１，１２，１３の
第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタにおける電力損失
・発熱は小さくなる。また、ＰＷＭ動作するＮＭＯＳ型
スイッチングトランジスタ６１と変換用インダクタ素子
６３を用いて電圧変換しているので、電圧変換器５２に
おける電力損失は小さい。特に、ＰＷＭ信号Ｓｗにより
ＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ６１を完全にオン
・オフ動作させているので、スイッチングトランジスタ
６１の発熱も極めて小さくなる。

【０１４１】このとき、動作制御器３１０は変調部３０
０を含んで構成され、変調部３００によって移動体１の
移動動作に同期した被変調電流信号Ｐｍを作りだす。動
作制御器３１０は、第１のパワートランジスタ８１，８
２，８３の動作電圧を検出し、検出動作電圧と被変調電
流信号Ｐｍを演算合成し、両者に応動した動作制御信号
Ｖｄを出力する。第１のパワートランジスタ８１，８
２，８３の検出動作電圧は、コイル２，３，４への電流
路の切換に伴って変化するリップル電圧分を含んでい
る。

【０１４２】第２のパワートランジスタ８５，８６，８
７を低動作電圧の飽和動作をさせ、第１のパワートラン
ジスタ８１，８２，８３によってコイルへの合成供給電
流を制御する構成のモータでは、第１のパワートランジ
スタ８１，８２，８３の動作電圧が移動体１の回転移動
に同期して変化するリップル電圧分を含み、リップル電
圧分の変化回数は電流路の切換回数に一致することがわ
かった。

【０１４３】そこで、変調部３００により移動体１の回
転移動に同期して振幅がアナログ的に変化する被変調電
流信号Ｐｍを作りだし、第１のパワートランジスタ８
１，８２，８３の検出動作電圧に含まれるリップル電圧
分を補償するようにした。これにより、動作制御信号Ｖ
ｄにリップル電圧分の影響が現れないようにできたの
で、第１のパワートランジスタの動作電圧の制御精度が
向上し、その平均電圧を小さくできる。その結果、第１
のパワートランジスタの電力損失・発熱はさらに小さく
なる。

【０１４４】また、第２のパワートランジスタを低動作
電圧の飽和動作（抵抗性の電圧降下動作）させ、第１の
パワートランジスタの最小の動作電圧を所要の小さな電
圧値に制御する制御ループを有する構成のモータでは、
検出動作電圧のリップル電圧分の大きさが電圧変換器５
２の変換直流電圧にほぼ比例することがわかった。そこ
で、変調部３００の被変調電流信号Ｐｍの大きさを電圧
変換器５２の変換直流電圧に応動して変化させた。これ
により、合成供給電流の変化や回転移動速度の変化が生
じても、第１のパワートランジスタの動作電圧の制御に
誤差が生じなくなり、その電力損失を確実に小さくでき
る。その他の構成及び動作は、前述の実施例１と同様で
あり、詳細な説明を省略する。

【０１４５】本実施例では、パワー素子の電力損失・発
熱をさらに小さくしている。第２のパワー増幅器は、通
電時に低動作電圧の飽和動作（抵抗性の電圧降下動作）
しているので、第２のＮＭＯＳ型パワートランジスタに
おける電力損失は非常に小さい。第１のパワー増幅器の
通電時の動作電圧は、動作制御器３１０と電圧変換器５
２によって所定の小さな電圧値に制御されている。

【０１４６】特に、動作制御器３１０が変調部３００を
含んで構成され、被変調電流信号Ｐｍと検出動作電圧の
両者に応動した動作制御信号Ｖｄによって電圧変換器５
２のスイッチングトランジスタ６１のスイッチング動作
を制御した。これにより、第１のＮＭＯＳ型パワートラ
ンジスタ８１，８２，８３の動作電圧の平均値は能動領
域内の極めて小さな値に制御でき、その電力損失は大幅
に小さくなる。

【０１４７】また、変調部３００の被変調電流信号Ｐｍ
の大きさを電圧変換器５２の変換直流電圧に比例もしく
は略比例して変化させているので、回転移動速度の変化
や合成供給電流の変化が生じても、検出動作電圧に含ま
れるリップル電圧分を確実に補償し、第２のパワートラ
ンジスタの動作電圧は所要の小さな値に保たれる。

【０１４８】なお、第１のパワー増幅器の第１のパワー
トランジスタを低動作電圧の飽和動作させ、第２のパワ
ー増幅器の第２のパワートランジスタの動作電圧を制御
するようにしても良い。また、変調部３００の電圧電流
変換回路３８９を定電流源に置き換え、電流信号Ｌｍを
所定値の電流にしても良い。

【０１４９】さらに、動作制御器３１０の変調部３００
による電力損失の低減効果は、パワートランジスタやス
イッチングトランジスタにバイポーラトランジスタを使
用しても得ることが可能である。

【０１５０】このように、パワー素子における発熱が小
さいので、集積回路化に好適のモータ構成になってい
る。

【０１５１】従って、制御作成器３０，切換作成器３
４，分配作成器３６，第１の電流増幅器４１，４２，４
３，第２の電流増幅器４５，４６，４７，動作制御器３
１０，電圧変換器５２，高電圧出力器５３の所要のトラ
ンジスタやダイオードや抵抗を、パワートランジスタや
スイッチングトランジスタと同一のチップ上に集積回路
化することが容易になる。

【０１５２】また、前述の本実施例の切換作成器３４
は、磁電変換素子を使用した位置検出部１００を含んで
構成した。しかし、そのような素子を用いることなく、
たとえば、コイル２，３，４に生じる逆起電力を利用し
て３相の切換信号を作り出しても良い。このとき、逆起
電力の零クロス時点ををタイミング信号として利用し、
移動体１の移動動作に同期して変化する変調部の被変調
電流信号Ｐｍを得ることができる。

【０１５３】《実施例３》図１２から図１４に本発明の
実施例３のモータを示す。図１２に全体構成を示す。本
実施例３では、直流電源５０のオフ時に、電力路スイッ
チ器５４をオフにし、電圧取出器４９０の端子Ｘｆにコ
イル２，３，４の逆起電力の整流直流電圧を取り出すよ
うにした。また、異なった構成の高電圧出力器４５０を
用いた。

【０１５４】その他の構成において、前述の実施例２も
しくは実施例１と同様なものには同一の番号を付し、詳
細な説明を省略する。図１２の高電圧出力器４５０は、
昇圧用インダクタと昇圧用コンデンサを含んで構成さ
れ、直流電源５０の正極端子電位Ｖｃｃよりも高い高電
位点電位Ｖｕを作りだし、第２の電流増幅器４５，４
６，４７に供給する。

【０１５５】図１３に高電圧出力器４５０の具体的な構
成を示す。高電圧出力器４５０は、１００ｋＨｚ程度の
高周波パルス信号Ｐａを出力するパルス発生回路４６１
と、昇圧用インダクタ４５１と、昇圧用コンデンサ４５
２と、ダイオード４７５〜４７８からなる第１の電圧制
限回路と、ダイオード４７９からなる第２の電圧制限回
路を含んで構成されている。

【０１５６】パルス発生回路４６１のパルス信号Ｐａに
応動してインバータ回路４６２がディジタル的に変化す
る。パルス信号Ｐａが”Ｌ”の時にトランジスタ４６４
がオンとなり、トランジスタ４６４を介して昇圧用イン
ダクタ４５１に電流が流れ、昇圧用インダクタ４５１に
磁気エネルギーを充電する。

【０１５７】パルス信号Ｐａが”Ｈ”に変わるとトラン
ジスタ４６４がオフになり、昇圧用インダクタ４５１に
蓄積された磁気エネルギーにより、ダイオード４７１を
介して昇圧用コンデンサ４５２に電流を流す充電路が形
成され、昇圧用コンデンサ４５２を充電して電荷を蓄積
する。その結果、昇圧用コンデンサ４５２の端子には、
直流電源５０の正極端子側電位Ｖｃｃよりも高電位にな
る高電位点電位Ｖｕが出力される。

【０１５８】また、昇圧用コンデンサ４５２への充電を
続けると、高電位点の電圧Ｖｕが非常に高くなり、集積
回路化されたトランジスタやダイオードの耐圧破壊を引
き起こす。ダイオード４７５〜４７８による第１の電圧
制限回路は、高電位点電圧Ｖｕが所定値以上にならない
ように制限し、耐圧破壊を防止している。また、ダイオ
ード４７９による第２の電圧制限回路は、高電圧出力器
４５０の高電位点電圧Ｖｕが直流電源５０の正極端子側
電位Ｖｃｃより大幅に小さくならないように制限した。
これにより、モータ起動時などの大電流供給時でも高電
位点電位Ｖｕが過度に小さくならないため、集積回路動
作が安定する。

【０１５９】なお、第１の電圧制限回路や第２の電圧制
限回路は、必要がなければ接続しなくてもよい。

【０１６０】図１２の直流電源５０は、たとえば、直流
電圧源７０とスイッチ回路７１によって構成されてい
る。直流電源５０がオンの時には、スイッチ回路７１は
Ｔａ端子側に接続され、直流電圧源７０の直流電圧を正
極端子側と負極端子側の間に出力する。直流電源５０が
オフの時には、スイッチ回路７１はＴｂ端子側に接続さ
れ、等価的に直流電源５０の正極端子側と負極端子側は
短絡状態になる。直流電源５０は、通常オン状態にある
が、電源オフ時，緊急時もしくは異常時にオフする。

【０１６１】図１２の電力路スイッチ器５４は、直流電
源５０の出力電圧に応動してオン・オフするＰＭＯＳ型
電力路トランジスタ７２を含んで構成されている。直流
電源５０が所定の出力電圧を供給している場合にＰＭＯ
Ｓ型電力路トランジスタ７２はオンになり、直流電源５
０の正極端子側から第２の増幅器１５、１６、１７の電
流流入端子側への電力路を接続する。直流電源５０の出
力電圧が零もしくは所定値以下に小さくなるとＰＭＯＳ
型電力路トランジスタ７２はオフになり、直流電源５０
の正極端子側と第２の増幅器１５、１６、１７の電流流
入端子側への電力路を開放する。

【０１６２】ＰＭＯＳ型電力路トランジスタ７２は、そ
の電流流入端子側を直流電源５０の正極端子側に接続さ
れ、その電流流出端子側を電圧変換器５２の正極出力端
子側に接続されている。ＰＭＯＳ型電力路トランジスタ
７２の動作はスイッチ制御部７３によって切り換えら
れ、直流電源５０の出力電圧に応動してオン・オフが切
り換わる。

【０１６３】図１４に電力路スイッチ器５４の具体的な
構成を示す。スイッチ制御部７３は、ＮＭＯＳ型トラン
ジスタ３１１と抵抗３１２によって構成されている。直
流電源５０のスイッチ回路７１がＴａ側にあり、直流電
源５０が所定の電圧を出力している場合には、ＮＭＯＳ
型トランジスタ３１１がオンとなり、ＰＭＯＳ型電力路
トランジスタ７２はオンになる。

【０１６４】直流電源５０のスイッチ回路７１がＴｂ側
に換わり、直流電源５０がオフした場合には、ＮＭＯＳ
型トランジスタ３１１がオフとなり、ＰＭＯＳ型電力路
トランジスタ７２もオフになる。ここでは、ＰＭＯＳ型
電力路トランジスタ７２は逆接続された二重拡散Ｐチャ
ンネルＭＯＳ構造の電界効果型トランジスタによって構
成されている。すなわち、ドレイン端子を電流流入端子
側にし、ソース端子を電流流出端子側にし、寄生素子と
して形成されたスイッチダイオード７２ｄが電流流入端
子側から電流流出端子側に向けて等価回路的に接続され
ている。

【０１６５】ＰＭＯＳ型電力路トランジスタ７２がオン
の時にはスイッチダイオード７２ｄの両端が短絡され、
ＰＭＯＳ型電力路トランジスタ７２がオフの時にはスイ
ッチダイオード７２ｄが逆流防止ダイオードとして働い
ている。しかし、スイッチダイオード７２ｄが存在しな
くても、動作上は問題ない。

【０１６６】図１２の電圧取出器４９０は、出力側を共
通接続された第１の取出ダイオード４９１と第２の取出
ダイオード４９２を含んで構成されている。第１の取出
ダイオード４９１の入力側は、第２のパワー増幅器の第
２のＮＭＯＳ型パワートランジスタの共通接続端子側に
接続されている。第２の取出ダイオード４９２の入力側
は、直流電源５０の正極端子側に接続されている。

【０１６７】電圧取出器４９０の正極側の出力端子Ｘｆ
は第１の取出ダイオード４９１と第２の取出ダイオード
４９２の共通接続端子側である。これにより、第２のＮ
ＭＯＳ型パワートランジスタの共通接続端子側に生じる
直流電圧を直流電源５０の出力直流電圧Ｖｃｃと比較
し、両者の内で大きい方の電圧値に応動した直流電圧を
電圧取出器４９０の出力端子Ｘｆに取り出している。

【０１６８】通常、直流電源５０はオンであり、電圧取
出器４９０の出力端子Ｘｆには直流電源５０の出力直流
電圧Ｖｃｃに応動した直流電圧が出力されている。しか
し、緊急時に直流電源５０がオフした時には、直流電源
５０の出力直流電圧Ｖｃｃが零になり、電力路スイッチ
器５４のＰＭＯＳ型電力路トランジスタ７２はオフす
る。

【０１６９】直流電源５０がオフになると、指令信号Ａ
ｃが零になされ、制御作成器３０の第１の制御電流信号
Ｃ１や第２の制御電流信号Ｃ２が零になる。これによ
り、第１の分配器３７の第１の分配電流信号や第２の分
配器３８の第２の分配電流信号が零になる。その結果、
第１のパワー増幅器１１，１２，１３の第１のＮＭＯＳ
型パワートランジスタ８１，８２，８３の通電が停止
し、第２のパワー増幅器１５，１６，１７の第２のＮＭ
ＯＳ型パワートランジスタ８５，８６，８７の通電が停
止する。

【０１７０】このとき、移動体１の回転移動動作によっ
てコイル２，３，４には３相の逆起電力が生じている。
第１のパワーダイオード８１ｄ，８２ｄ，８３ｄと第２
のパワーダイオード８５ｄ，８６ｄ，８７ｄとスイッチ
ングダイオード６１ｄは、コイル２，３，４に生じてい
る逆起電力を整流し、第２のパワー増幅器の共通接続端
子側に整流直流電圧を出力する。

【０１７１】電力路スイッチ器５４の電力路トランジス
タ７２がオフであるから、電圧取出器４９０の第１の取
出ダイオード４９１を介して、整流直流電圧は出力端子
Ｘｆに出力される。すなわち、電圧取出器４９０は、直
流電源５０がオフした時に、コイル２，３，４に生じて
いる３相の逆起電力をパワーダイオードによって整流し
た整流直流電圧を出力端子Ｘｆに取り出している。この
電圧取出器４９０の出力電圧を用いて、緊急時の各種の
退避処理を行うことが可能である。

【０１７２】その他の構成及び動作は、前述の実施例１
もしくは実施例２と同様であり、詳細な説明を省略す
る。

【０１７３】本実施例では、直流電源５０がオフした時
に、コイルに生じている３相の逆起電力を第１のパワー
ダイオードや第２のパワーダイオードを介して整流した
整流直流電圧を、電圧取出器４９０の端子Ｘｆに取り出
している。この電圧取出器４９０の出力電圧を用いて、
緊急時の各種の退避処理を行うことが可能である。

【０１７４】たとえば、本実施例のモータをハードディ
スク装置のスピンドルモータに使用した場合には、直流
電源５０のオフ時に、この電圧取出器４９０の出力電圧
を使用して、電気的にマイコンのメモリ内容の保存をし
たり、機械的に再生ヘッドの退避移動を行うことが可能
になる。

【０１７５】なお、直流電源５０がオフになった時に、
制御作成器３０の第１の制御電流信号Ｃ１を所定値にす
るならば、移動体１の回転移動に伴って第１のパワー増
幅器１１，１２，１３の第１のＮＭＯＳ型パワートラン
ジスタ８１，８２，８３を順次オン状態にすることが可
能である。

【０１７６】また、第２の制御電流信号Ｃ２を零にする
ならば、第２のパワー増幅器１５，１６，１７の第２の
ＮＭＯＳ型パワートランジスタ８５，８６，８７はすべ
てオフ状態にすることが可能である。また、電圧変換器
５２のＰＷＭ信号Ｓｗを高電圧にするならば、ＮＭＯＳ
型スイッチングトランジスタ６１をオン状態にすること
が可能である。

【０１７７】これにより、コイルの３相の逆起電力の負
極側電圧はパワートランジスタやスイッチングトランジ
スタを活性動作させて整流し、正極側電圧は第２のパワ
ーダイオード８５ｄ，８６ｄ，８７ｄによって整流させ
ることができる。また、電圧取出器４９０はダイオード
の代わりにスイッチ動作をするＭＯＳ型電界効果トラン
ジスタを用いて構成しても良い。なお、第２の制御電流
信号Ｃ２も所定値となし、第２のパワー増幅器１５、１
６、１７と高電圧出力器４５０を動作させるならば、コ
イルの３相の逆起電力の正極側電圧もパワートランジス
タによって整流させることができる。

【０１７８】さらに、本実施例でも、前述の実施例と同
様な各種の利点を得ることができる。

【０１７９】《実施例４》図１５と図１６に本発明の実
施例４のモータを示す。図１５に全体構成を示す。本実
施例４では、第２のパワー増幅器６１５，６１６，６１
７に第２のＰＭＯＳ型パワートランジスタ６８５，６８
６，６８７を使用し、高電圧出力器をなくしたものであ
る。これに伴って、第２の電流増幅器６４５，６４６，
６４７を変更した。その他の構成において、前述の実施
例３もしくは実施例２もしくは実施例１と同様なものに
は同一の番号を付し、詳細な説明を省略する。

【０１８０】図１５の電圧変換器５２の正極出力端子側
には、電流検出用の抵抗３１を介して、３個の第２のパ
ワー増幅器６１５，６１６，６１７の電流流入端子側が
共通接続されている。第２のパワー増幅器６１５は第２
のＰＭＯＳ型パワートランジスタ６８５とＰＭＯＳ型ト
ランジスタ６９５による第２の電界効果型パワー部カレ
ントミラー回路によって構成され、通電制御端子側に入
力された第２の電流増幅器６４５の出力電流Ｈ１を所定
の増幅して出力する。

【０１８１】ここで、ＰＭＯＳ型トランジスタとはＰチ
ャンネルＭＯＳ構造の電界効果型トランジスタを意味す
る。第２のＰＭＯＳ型パワートランジスタ６８５のセル
サイズをＰＭＯＳ型トランジスタ６９５のセルサイズの
１００倍にして、能動領域で動作している時に１００倍
の電流増幅率を得ている。また、第２のＰＭＯＳ型パワ
ートランジスタ６８５は二重拡散ＰチャンネルＭＯＳ構
造の電界効果型トランジスタによって構成され、その電
流流出端子側から電流流入端子側に向けて、寄生素子と
して形成された第２のパワーダイオード６８５ｄが等価
回路的に逆接続されている。

【０１８２】同様に、第２のパワー増幅器６１６は第２
のＰＭＯＳ型パワートランジスタ６８６とＰＭＯＳ型ト
ランジスタ６９６による第２の電界効果型パワー部カレ
ントミラー回路によって構成され、通電制御端子側に入
力された第２の電流増幅器６４６の出力電流Ｈ２を所定
の増幅して出力する（セルサイズは１００倍）。第２の
ＰＭＯＳ型パワートランジスタ６８６は二重拡散Ｐチャ
ンネルＭＯＳ構造の電界効果型トランジスタによって構
成され、その電流流出端子側から電流流入端子側に向け
て、寄生素子として形成された第２のパワーダイオード
６８６ｄが等価回路的に逆接続されている。

【０１８３】同様に、第２のパワー増幅器６１７は第２
のＰＭＯＳ型パワートランジスタ６８７とＰＭＯＳ型ト
ランジスタ６９７による第２の電界効果型パワー部カレ
ントミラー回路によって構成され、通電制御端子側に入
力された第２の電流増幅器６４７の出力電流Ｈ３を所定
の増幅して出力する（セルサイズは１００倍）。第２の
ＰＭＯＳ型パワートランジスタ６８７は二重拡散Ｐチャ
ンネルＭＯＳ構造の電界効果型トランジスタによって構
成され、その電流流出端子側から電流流入端子側に向け
て、寄生素子として形成された第２のパワーダイオード
６８７ｄが等価回路的に逆接続されている。

【０１８４】第２のＰＭＯＳ型パワートランジスタ６８
５，６８６，６８７の各電流流入端子側は抵抗３１を介
して電圧変換器５２の正極出力端子側に共通接続され、
各電流流出端子側をコイル２，３，４の各電力供給端子
に接続されている。これにより、第２のパワー増幅器６
１５，６１６，６１７はそれぞれ各通電制御端子側への
入力電流を増幅した電流をコイル２，３，４の各電力供
給端子に出力し、それぞれコイル２，３，４への駆動電
流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の正極側電流を供給している。

【０１８５】図１５の第２の分配器３８の第２の分配電
流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３は、それぞれ第２の電流増幅器
６４５，６４６，６４７に入力される。第２の電流増幅
器６４５，６４６，６４７は、それぞれ第２の分配電流
信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を所定倍の電流増幅して第２の増
幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を作りだし、第２のパワー
増幅器６１５，６１６，６１７の各通電制御端子側に供
給する。第２のパワー増幅器６１５，６１６，６１７
は、３相の第２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３をそれ
ぞれ電流増幅し、各電流流出端子側よりコイル２，３，
４に駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の正極側電流を供給す
る。

【０１８６】図１６に第２の電流増幅器６４５，６４
６，６４７の具体的な構成を示す。第２の電流増幅器６
４５は、トランジスタ６５１，６５２による前段のカレ
ントミラー回路とトランジスタ６５３，６５４と抵抗６
５５，６５６による後段のカレントミラー回路を有し、
前段と後段のカレントミラー回路を縦続接続した第２の
増幅部カレントミラー回路によって構成されている。ト
ランジスタ６５１と６５２のエミッタ面積比を１にし、
前段のカレントミラー回路の電流増幅率を１にしてい
る。

【０１８７】トランジスタ６５３と６５４のエミッタ面
積比を５０倍、抵抗６５６と６５５の抵抗比を５０倍に
して、後段のカレントミラー回路の電流増幅率を５０倍
にしている。その結果、第２の電流増幅器６４５の第２
の増幅部カレントミラー回路は、電流増幅率で５０倍の
増幅を行っている。同様に、第２の電流増幅器６４６
は、トランジスタ６６１，６６２，６６３，６６４と抵
抗６６５，６６６による第２の増幅部カレントミラー回
路によって構成され、電流増幅率で５０倍の増幅を行っ
ている。

【０１８８】同様に、第２の電流増幅器６４７は、トラ
ンジスタ６７１，６７２，６７３，６７４と抵抗６７
５，６７６による第２の増幅部カレントミラー回路によ
って構成され、電流増幅率で５０倍の増幅を行ってい
る。これにより、第２の電流増幅器６４５，６４６，６
４７は、３相の第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を
それぞれ５０倍の増幅した３相の第２の増幅電流信号Ｈ
１，Ｈ２，Ｈ３を作りだし、第２のパワー増幅器６１
５，６１６，６１７の第２のパワー部カレントミラー回
路の各通電制御端子側に供給する。

【０１８９】また、第２の電流増幅器６４５，６４６，
６４７の第２の増幅部カレントミラー回路は、出力用の
ＮＰＮ型トランジスタ６５４，６６４，６７４の電流流
出端子側を直流電源５０の負極端子側に接続され、この
出力用トランジスタ６５４，６６４，６７４を介してそ
れぞれ第２のパワー増幅器６１５，６１６，６１７に電
流を供給している。これにより、第２のパワー増幅器６
１５，６１６，６１７の第２のＰＭＯＳ型パワートラン
ジスタ６８５，６８６，６８７を十分に通電制御するよ
うにしている。

【０１９０】次に、図１５のモータの全体的な動作につ
いて、簡単に説明する。切換作成器３４は、滑らかに変
化する３相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を分配作成
器３６に供給する。第１の分配器３７は、制御作成器３
０の第１の制御電流信号Ｃ１を３相の切換電流信号Ｄ
１，Ｄ２，Ｄ３に応動して分配し、滑らかに変化する３
相の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を出力する。

【０１９１】第１の電流増幅器４１，４２，４３は、そ
れぞれ第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を所定倍の
電流増幅した第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を出
力し、第１のパワー増幅器１１，１２，１３の各通電制
御端子側に供給する。第１のパワー増幅器１１，１２，
１３の第１の電界効果型パワー部カレントミラー回路
は、それぞれ第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を電
流増幅し、３相のコイル２，３，４に駆動電流Ｉ１，Ｉ
２，Ｉ３の負極側電流を供給する。

【０１９２】第２の分配器３８は、制御作成器３０の第
２の制御電流信号Ｃ２を３相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ
２，Ｄ３に応動して分配し、滑らかに変化する３相の第
２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を出力する。第２の
電流増幅器６４５，６４６，６４７は、それぞれ第２の
分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を所定倍の電流増幅した
第２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を出力し、第２の
パワー増幅器６１５，６１６，６１７の各通電制御端子
側に供給する。

【０１９３】第２のパワー増幅器６１５，６１６，６１
７の第２の電界効果型パワー部カレントミラー回路は、
それぞれ第２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を電流増
幅し、３相のコイル２，３，４に駆動電流Ｉ１，Ｉ２，
Ｉ３の正極側電流を供給する。

【０１９４】制御作成器３０の電流検出用の抵抗３１
は、駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の正極側電流の合成値で
ある合成供給電流Ｉｖを検出し、レベル変換回路３２を
介して合成供給電流Ｉｖに応動した電流検出信号Ｂｖを
作りだす。比較増幅部３３は、指令信号Ａｃと電流検出
信号Ｂｖを比較し、その比較結果に応動した第１の制御
電流信号Ｃ１と第２の制御電流信号Ｃ２を出力する。

【０１９５】第１の制御電流信号Ｃ１と第２の制御電流
信号Ｃ２は比例して変化する。第１の分配制御ブロック
（制御作成器３０と第１の分配器３７と第１の電流増幅
器４１，４２，４３）と第１のパワー増幅器１１，１
２，１３によって、合成供給電流Ｉｖを指令信号Ａｃに
応動した所定値にする帰還ループが構成され、コイル
２，３，４への供給電流が制御される。

【０１９６】また、第２の分配制御ブロック（制御作成
器３０と第２の分配器３８と第２の電流増幅器６４５，
６４６，６４７）と第２のパワー増幅器６１５，６１
６，６１７は、第２のパワー増幅器６１５，６１６，６
１７の第２のＰＭＯＳ型パワートランジスタ６８５，６
８６，６８７を部分的に低動作電圧の飽和動作（抵抗性
の電圧降下動作）させながら、滑らかに変化する駆動電
流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の負極側電流をコイル２，３，４に
供給する。このとき、第１の分配制御ブロックと第１の
パワー増幅器の合成伝達利得に比較して、第２の分配制
御ブロックと第２のパワー増幅器の合成伝達利得を大き
くし、全体の回路動作の安定化をはかっている。

【０１９７】すなわち、第２のパワー増幅器の第２のＰ
ＭＯＳ型パワートランジスタを部分的に確実に低動作電
圧の飽和動作させて、第１のパワー増幅器内の第１のＮ
ＭＯＳ型パワートランジスタによりコイルへの供給電流
を制御することを可能にした。ここで、ＰＯＳ型トラン
ジスタにおける低動作電圧の飽和動作とは、非能動領域
もしくは抵抗性領域（遮断領域ではない）における抵抗
性の電圧降下の動作を意味している。

【０１９８】すなわち、第２のＰＭＯＳ型パワートラン
ジスタは、電流路の切り換わり期間において能動領域内
で電流増幅作用をして滑らかに電流値を変化させるが、
切り換わり後の期間において抵抗性領域における抵抗性
の電圧降下の動作を行っている。一方、第１のＮＭＯＳ
型パワートランジスタは能動領域内で動作して合成供給
電流の制御を行い、電流路の切り換わり期間においても
電流制御をしながら滑らかに電流値を変化させる。

【０１９９】同一相の第１の分配電流信号Ｅ１と第２の
分配電流信号Ｇ１は、１８０゜の位相差をもって相補的
に流れるので、第１のパワー増幅器１１と第２のパワー
増幅器６１５は相補的に動作する。従って、滑らかに連
続的に変化する両方向の駆動電流Ｉ１がコイル２に供給
される。

【０２００】同様に、第１の分配電流信号Ｅ２と第２の
分配電流信号Ｇ２が１８０゜の位相差をもって相補的に
流れるので、第１のパワー増幅器１２と第２のパワー増
幅器６１６は相補的に動作する。従って、滑らかに連続
的に変化する両方向の駆動電流Ｉ２がコイル３に供給さ
れる。

【０２０１】同様に、第１の分配電流信号Ｅ３と第２の
分配電流信号Ｇ３が１８０゜の位相差をもって相補的に
流れるので、第１のパワー増幅器１３と第２のパワー増
幅器６１７は相補的に動作する。従って、滑らかに連続
的に変化する両方向の駆動電流Ｉ３がコイル４に供給さ
れる。

【０２０２】このように、同一相の第１のパワー増幅器
と第２のパワー増幅器が同時に通電状態になることがな
いので、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタと第２の
ＰＭＯＳ型パワートランジスタの間の短絡電流が発生し
ない。また、滑らかに変化する連続的な駆動電流Ｉ１，
Ｉ２，Ｉ３がコイル２，３，４に供給するので、コイル
２，３，４におけるスパイク電圧の発生もなく、寄生素
子である第１のパワーダイオード８１ｄ，８２ｄ，８３
ｄや第２のパワーダイオード６８５ｄ，６８６ｄ，６８
７ｄを通じた異常電流が流れることもない。従って、モ
ータの発生駆動力の脈動は著しく小さくなる。

【０２０３】電圧変換器５２は、ＮＭＯＳ型スイッチン
グトランジスタ６１を高周波ＰＷＭ動作させ、正極出力
端子側と負極出力端子側の間の変換直流電圧（Ｖｃｃ−
Ｖｇ）を可変制御する。動作制御器３１０は、第１のパ
ワー増幅器の３相の動作電圧の内で最小動作電圧を検出
し、検出動作電圧と変調部３００の被変調電流信号Ｐｍ
に応動した動作制御信号Ｖｄを出力する。

【０２０４】動作制御器３１０の出力信号Ｖｄに応動し
てＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ６１のスイッチ
ング動作が制御され、電圧変換器５２の変換直流電圧
（Ｖｃｃ−Ｖｇ）を可変制御する。これにより、第１の
パワー増幅器の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタの
通電時の動作電圧は所定の小さな値に制御される。

【０２０５】動作制御器３１０は変調部３００を含んで
構成され、変調部３００によって移動体１に同期した被
変調電流信号Ｐｍを作りだす。動作制御器３１０は、第
１のパワートランジスタ８１，８２，８３の動作電圧を
検出し、検出動作電圧と被変調電流信号Ｐｍを演算合成
し、両者に応動した動作制御信号Ｖｄを出力する。これ
により、動作制御信号Ｖｄに検出動作電圧のリップル電
圧分の悪影響が現れないようにし、第１のパワートラン
ジスタの動作電圧の制御精度を向上させ、その平均電圧
を小さくした。その結果、第１のパワートランジスタの
電力損失・発熱を小さくできた。

【０２０６】また、緊急時に直流電源５０がオフした時
に、コイル２，３，４に生じている３相の逆起電力を第
１のパワーダイオード８１ｄ，８２ｄ，８３ｄや第２の
パワーダイオード６８５ｄ，６８６ｄ，６８７ｄを介し
て整流した整流直流電圧を、電圧取出器４９０の端子Ｘ
ｆに出力する。この電圧取出器４９０の出力電圧を用い
て、緊急時の各種の退避処理を行う。

【０２０７】本実施例では、接合分離して集積回路化に
好適のモータ構成になっている。まず、パワー素子の発
熱を小さくし、パワートランジスタやスイッチングトラ
ンジスタを集積回路化した場合の熱破壊を防止した。ま
た、第１のパワートランジスタや第２のパワートランジ
スタとして二重拡散ＭＯＳ構造の電界効果型トランジス
タを使用し、チップサイズを小さくした。また、パワー
トランジスタの電流流出端子側から電流流入端子側に向
けて形成された寄生ダイオードをパワーダイオードとし
て使用し、パワーダイオードのためのチップ面積を実質
的に零にした。

【０２０８】また、第２のパワー増幅器や電力路スイッ
チ器に、第２のＰＭＯＳ型パワートランジスタやＰＭＯ
Ｓ型電力路トランジスタを使用し、これらのパワー素子
を動作させるための別の電源を不要にした（コンデンサ
等を必要とし、電力消費を行う高電圧出力器をなくし
た）。これにより、直流電源５０や電圧変換器５２以外
の別電源が不要になり、全体構成は著しく簡素になる。

【０２０９】また、直流電源の負極端子側に電流流出端
子側を接続されたＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ
をＰＷＭ動作させ、ＮＭＯＳ型スイッチングトランジス
タと変換用インダクタ素子によって変換直流電圧を得て
いる。これにより、ＮＭＯＳ型スイッチングトランジス
タの電流流入端子側および電流流出端子側の電位が直流
電源５０の負極端子側電位（アース電位）以下にならな
い。その結果、接合分離部分をベース端子とする寄生ト
ランジスタ素子の動作を防止でき、全体の回路動作が安
定になった。

【０２１０】なお、本実施例では、第２のパワー増幅器
を低動作電圧の飽和動作させ、第１のパワー増幅器の動
作電圧に応動して電圧変換器のスイッチングトランジス
タをＰＷＭ動作させるようにした。しかし、この関係を
逆にし、第１のパワー増幅器を低動作電圧の飽和動作さ
せ、第２のパワー増幅器の動作電圧を動作制御器によっ
て検出し、第２のパワートランジスタの動作電圧に応動
して電圧変換器のスイッチングトランジスタをＰＷＭ動
作させてもよい。

【０２１１】また、本実施例では、制御作成器により電
流検出信号Ｂｖと指令信号Ａｃを比較し、比較結果に応
動した第１の制御電流信号Ｃ１と第２の制御電流信号Ｃ
２を出力する。第１の制御電流信号Ｃ１に応動した第１
の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を用いて第１のパワー
増幅器１１，１２，１３の第１のパワー部カレントミラ
ー回路の通電を制御し、第２の制御電流信号Ｃ２に応動
した第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を用いて第２
のパワー増幅器１５，１６，１７の第２のパワー部カレ
ントミラー回路の通電を制御する。

【０２１２】これにより、指令信号Ａｃに応動した正確
な駆動電流をコイル２，３，４に供給することができ
る。このとき、電流路の切換はアナログ的に滑らかに行
っているので、駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３は滑らかに変
化し、電流路の切り換わりに伴う駆動電流の脈動や駆動
力の脈動は極めて小さくなる。

【０２１３】また、本実施例では、第１のパワー増幅器
１１，１２，１３を第１のＮＭＯＳ型パワートランジス
タによる第１の電界効果型パワー部カレントミラー回路
によって構成し、第２のパワー増幅器６１５，６１６，
６１７を第２のＰＭＯＳ型パワートランジスタによる第
２の電界効果型パワー部カレントミラー回路によって構
成し、電流増幅率のバラツキを小さくしている。

【０２１４】通常、ＮＭＯＳ型パワートランジスタとＰ
ＭＯＳ型パワートランジスタは大幅に異なる非線形電圧
増幅特性を有している。しかし、本実施例では、ＮＭＯ
Ｓ型パワー部カレントミラー回路の電流増幅率のバラツ
キは著しく小さくなり、ＰＭＯＳ型パワー部カレントミ
ラー回路の電流増幅率のバラツキは著しく小さくなる。
さらに、ＮＭＯＳ型パワー部カレントミラー回路とＰＭ
ＯＳ型パワー部カレントミラー回路の電流増幅率のバラ
ツキも著しく小さくできる。従って、滑らかに変化する
第１の分配電流信号を第１のパワー増幅器に供給するこ
とにより、第１のパワー増幅器による電流路の切換を滑
らかにできる。

【０２１５】また、滑らかに変化する第２の分配電流信
号を第２のパワー増幅器に供給することにより、第２の
パワー増幅器による電流路の切換を滑らかにできる。さ
らに、第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタもしくは第
２のＰＭＯＳ型パワートランジスタの一方を確実に低動
作電圧の飽和動作（抵抗性の電圧降下動作）させ、第１
のＮＭＯＳ型パワートランジスタもしくは第２のＰＭＯ
Ｓ型パワートランジスタの他方によってコイルへの合成
供給電流Ｉｖを高精度に制御できる。

【０２１６】また、電流制御を行う第１のＮＭＯＳ型パ
ワートランジスタもしくは第２のＰＭＯＳ型パワートラ
ンジスタの動作電圧に応動してスイッチングトランジス
タのスイッチング動作を制御し、電流制御を乱すことな
く、電流制御を行っているパワートランジスタの動作電
圧を能動領域の所定の小さな値に高精度に制御できる。

【０２１７】また、本実施例では、直流電源５０がオフ
した時に、コイルに生じている３相の逆起電力を第１の
パワーダイオードや第２のパワーダイオードを介して整
流した整流直流電圧を、電圧取出器の端子Ｘｆに取り出
している。この電圧取出器の出力電圧を用いて、緊急の
直流電源オフ時に、電気的にマイコンのメモリ内容の保
存をしたり、機械的に読みとりヘッドの退避移動を行う
ことが可能になる。また、本実施例において、第１のパ
ワー増幅器１１，１２，１３は図１５に示された構成に
限らず、種々の変形が可能である。たとえば、第１のパ
ワー増幅器１１，１２，１３のそれぞれの代わりに、図
１９に示した構成のパワー増幅器１０００を使用しても
良い。また、たとえば、図２０に示した構成のパワー増
幅器１１００を使用しても良い。また、本実施例におい
て、第２のパワー増幅器６１５，６１６，６１７は図１
５に示された構成に限らず、種々の変形が可能である。
たとえば、第２のパワー増幅器６１５，６１６，６１７
のそれぞれの代わりに、図２１に示した構成のパワー増
幅器１２００を使用しても良い。パワー増幅器１２００
はＰＭＯＳ型パワートランジスタ１２１０とＰＭＯＳ型
トランジスタ１２１１と抵抗１０１２によって電界効果
型パワー部カレントミラー回路を構成している。この電
界効果型パワー部カレントミラー回路は、通電制御端子
側への入力電流が小さい内は所定の電流増幅率を有し、
入力電流が大きくなると、その電流増幅率が急激に大き
くなる。また、たとえば、図２２に示した構成のパワー
増幅器１３００を使用しても良い。パワー増幅器１３０
０はＰＭＯＳ型パワートランジスタ１３１０とＰＭＯＳ
型トランジスタ１３１１と抵抗１３１２によって電界効
果型パワー部カレントミラー回路を構成している。この
電界効果型パワー部カレントミラー回路は、通電制御端
子側への入力電流が小さい内は所定の電流増幅率を有
し、入力電流が大きくなると、その電流増幅率が急激に
大きくなる。なお、ＰＭＯＳ型パワートランジスタ１２
１０やＰＭＯＳ型パワートランジスタ１３１０は二重拡
散ＰチャンネルＭＯＳ構造の電界効果型パワートランジ
スタによって構成でき、集積回路化は容易である。

【０２１８】さらに、本実施例でも、前述の実施例と同
様な各種の利点を得ることができる。

【０２１９】《実施例５》図１７に本発明の実施例５の
モータを示す。図１７に全体構成を示す。本実施例５で
は、分路スイッチ器７０１と通電停止器７０２を設け、
コイル２，３，４に両方向の駆動電流を供給する第１の
通電モードと、コイル２，３，４に片方向の駆動電流を
供給する第２の通電モードを、適時切り換えて供給でき
るようにした。また、コイル２，３，４の共通接続端子
側より整流直流電圧を取り出すように、電圧取出器７４
０を変更した。その他の構成において、前述の実施例４
もしくは実施例３もしくは実施例２もしくは実施例１と
同様なものには同一の番号を付し、詳細な説明を省略す
る。

【０２２０】まず、分路スイッチ器７００をオフにし、
通電停止器７０１を停止動作させない場合（第１の通電
モード）を説明する。すなわち、分路スイッチ器７００
の第１のスイッチ部７１１はオフ、通電停止器７０１の
第２のスイッチ部７２１と第３のスイッチ部７３１はオ
ンにした場合である。第１のスイッチ部７１１がオフで
あるから、分路スイッチ器７００のＰＭＯＳ型分路トラ
ンジスタ７１０はオフになる。

【０２２１】ＰＭＯＳ型分路トランジスタ７１０は、二
重拡散ＰチャンネルＭＯＳ構造の電界効果型トランジス
タにより構成され、その寄生素子として形成されたダイ
オード７１０ｄは電流流出端子側から電流流入端子側に
向けて等価回路的に接続されている。

【０２２２】通電停止器７０１の第２のスイッチ部７２
１がオンであるから、制御作成器３０の第２の制御電流
信号Ｃ２は第２の分配器３８に供給される。通電停止器
７０１の第３のスイッチ部７３１がオンであるから、Ｐ
ＭＯＳ型通電トランジスタ７３０はオンになる。ＰＭＯ
Ｓ型通電トランジスタ７３０は逆接続され、その電流流
入端子側を抵抗３１と電力路スイッチ器５４を介して直
流電源５０の正極端子側に接続し、その電流流出端子側
を第２のパワー増幅器６１５，６１６，６１７の共通接
続端子側に接続している。

【０２２３】ＰＭＯＳ型通電トランジスタ７３０は、二
重拡散ＰチャンネルＭＯＳ構造の電界効果型トランジス
タにより構成され、ＰＭＯＳ型通電トランジスタ７３０
が逆接続されているので、その寄生素子として形成され
たダイオード７３０ｄは電流流入端子側から電流流出端
子側に向けて等価回路的に接続されている。

【０２２４】従って、分路スイッチ器７００の第１のス
イッチ部７１１をオフにし、通電停止器７０１の第２の
スイッチ部７２１と第３のスイッチ部７３１をオンにし
た場合には、前述の実施例４と実質的に同じ構成にな
る。従って、第１のパワー増幅器１１，１２，１３およ
び第２のパワー増幅器６１５，６１６，６１７によっ
て、コイル２，３，４に正極性および負極性の両方向の
駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３を供給する（第１の通電モー
ド）。具体的な構成及び動作は、前述の実施例４と同様
であり、詳細な説明を省略する。

【０２２５】次に、分路スイッチ器７００をオンにし、
通電停止器７０１を停止動作させた場合（第２の通電モ
ード）を説明する。すなわち、分路スイッチ器７００の
第１のスイッチ部７１１をオンにし、通電停止器７０１
の第２のスイッチ部７２１と第３のスイッチ部７３１を
オフにした場合である。第１のスイッチ部７１１がオン
であるから、分路スイッチ器７００のＰＭＯＳ型分路ト
ランジスタ７１０はオンになる。従って、電圧変換器６
５２の正極出力端子側から電流検出用の抵抗３１とＰＭ
ＯＳ型分路トランジスタ７１０を介してコイル２，３，
４の共通接続端子側への電流路が形成される。

【０２２６】一方、通電停止器７０１の第２のスイッチ
部７２１がオフであるから、制御作成器３０の第２の制
御電流信号Ｃ２は第２の分配器３８に供給されない。従
って、第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３および第２
の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３は零になる。その結
果、第２のパワー増幅器６１５，６１６，６１７の第２
のＰＭＯＳ型パワートランジスタ６８５，６８６，６８
７はすべてオフになる。さらに、第３のスイッチ部７３
１がオフであるから、通電トランジスタ７３０はオフに
なる。

【０２２７】このとき、通電トランジスタ７３０および
その寄生ダイオード７３０ｄは、コイル２，３，４に生
じた逆起電力の電流路を遮断し、不要な電流路の形成を
防止する。従って、コイル２，３，４への電流路は、電
圧変換器５２の正極出力端子側と負極出力端子側の間に
並列的に接続されている第１のパワー増幅器１１，１
２，１３の第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ８１，
８２，８３によって形成される。すなわち、コイル２，
３，４に負極性の片方向の駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３が
供給される（第２の通電モード）。なお、分路スイッチ
器７００の抵抗７１２と通電停止器７０１の抵抗７３２
はプルアップ抵抗であり、必要なければなくしても良
い。

【０２２８】この第２の通電モードの全体動作につい
て、簡単に説明する。制御作成器３０は、電流検出信号
Ｂｖと指令信号Ａｃの比較結果に応動した第１の制御電
流信号Ｃ１と第２の制御電流信号Ｃ２を出力する。第２
の制御電流信号Ｃ２は通電停止器７０１の第２のスイッ
チ部７２１で阻止され、第２の分配器３８に供給されな
い。従って、第２のパワー増幅器６１５，６１６，６１
７は、通電をすべて停止し、コイル２，３，４に電流を
供給しない。一方、第１の制御電流信号Ｃ１は第１の分
配器３７に供給される。

【０２２９】第１の分配器３７は、切換作成器３４の３
相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３に応動して第１の制
御電流信号Ｃ１を分配し、滑らかに変化する３相の第１
の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を出力する。第１の電
流増幅器４１，４２，４３は、それぞれ第１の分配電流
信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を電流増幅した第１の増幅電流信
号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を出力し、第１のパワー増幅器１
１，１２，１３の通電制御端子側に供給する。

【０２３０】第１のパワー増幅器１１，１２，１３の第
１のパワー部カレントミラー回路は、それぞれ第１の増
幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を電流増幅してコイル２，
３，４に供給する。このように、第１の分配制御ブロッ
ク（制御作成器３０と第１の分配器３７と第１の電流増
幅器４１，４２，４３）と第１のパワー増幅器１１，１
２，１３によって帰還ループが形成され、指令信号に応
動した合成供給電流を供給する。

【０２３１】動作制御器３１０は、第１のパワー増幅器
１１，１２，１３の第１のＮＭＯＳ型パワートランジス
タ８１，８２，８３の動作電圧を検出し、その最小動作
電圧に応動した動作制御信号Ｖｄを出力する。

【０２３２】電圧変換器５２は、動作制御信号Ｖｄに応
動してＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ６１を高周
波スイッチング動作させる。その結果、電圧変換器５２
の変換直流電圧（Ｖｃｃ−Ｖｇ）が可変制御され、第１
のパワー増幅器の動作電圧を所定の小さな値に制御す
る。電圧変換器５２の変換直流電圧は、並列的に接続さ
れた３個の第１のパワー増幅器１１，１２，１３とコイ
ル２，３，４と分路スイッチ器７００に供給され、選択
された第１のパワー増幅器の第１のパワートランジスタ
によってコイルに片方向の駆動電流を供給する電流路が
形成される。

【０２３３】電圧取出器７４０は、直流電源５０の正極
端子側電位とコイルの共通接続端子側電位を比較し、大
きい方の電圧を出力している。これにより、直流電源５
０がオフしたときに、コイルに生じる３相の逆起電力の
整流電圧信号を端子Ｘｆに取り出している。その他の構
成及び動作は、前述の実施例４と同様であり、詳細な説
明を省略する。

【０２３４】本実施例では、コイルに両方向の駆動電流
を供給する第１の通電モードと、コイルに片方向の駆動
電流を供給する第２の通電モードを、適時切り換えて供
給し、モータ性能を変更することを可能にした。第１の
通電モードおよび第２の通電モードにおいて、第１のパ
ワー増幅器や第２のパワー増幅器やスイッチングトラン
ジスタや分路トランジスタや通電トランジスタなどのパ
ワー素子における電力損失・発熱は小さい。従って、こ
れらのパワー素子を必要に応じて単一のシリコン基板上
に接合分離して集積回路化できる。

【０２３５】また、コイルに両方向の駆動電流を供給す
る第１の通電モードでは、発生力を大きくできる利点が
ある。コイルに片方向の駆動電流を供給する第２の通電
モードでは、コイルに発生する逆起電力を大きくできる
ので、モータを高速回転できる利点がある。従って、発
生力が大きく高速回転が可能なモータを実現できる。

【０２３６】また、集積回路化した第２のパワートラン
ジスタ６８５，６８６，６８７に寄生素子である第２の
パワーダイオード６８５ｄ，６８６ｄ，６８７ｄが逆接
続している。分路トランジスタ７１０をオンにしてコイ
ル２，３，４に片方向の駆動電流を供給する場合に、コ
イルに生じる逆起電力によって電力供給端子側の電位が
交流的に上昇し、第２のパワーダイオード６８５ｄ，６
８６ｄ，６８７ｄを介して電流が逆流しようとする。し
かし、本実施例では、通電トランジスタ７３０を逆接続
しているので、通電トランジスタ７３０をオフにするこ
とにより、逆流電流路を確実に遮断できる。

【０２３７】なお、通電トランジスタ７３０は逆接続し
たＰＭＯＳ型トランジスタに限らず、逆接続したＮＭＯ
Ｓ型トランジスタによっても構成可能である。これらの
逆接続した電界効果型トランジスタでは、電流流入端子
側から電流流出端子側に向けて寄生ダイオードが形成さ
れ、通電トランジスタのオフ時に寄生ダイオードも電流
の逆流を阻止する。

【０２３８】また、本実施例でも、前述の各実施例と同
様な各種の利点を得ることができる。なお、本実施例で
は、第１のパワー増幅器１１，１２，１３と第２のパワ
ー増幅器６１５，６１６，６１７と制御作成器３０と切
換作成器３４と分配作成器３６（第１の分配器３７と第
２の分配器３８）と第１の電流増幅器４１，４２，４３
と第２の電流増幅器６４５，６４６，６４７と動作制御
器３１０と電圧変換器５２と分路スイッチ器７００と通
電停止器７０１と電圧取出器７４０によって、３相の負
荷（コイル２，３，４）への駆動電流を供給する駆動回
路を形成している。

【０２３９】また、コイルに片方向だけの駆動電流を供
給する構成のモータも実現できる。たとえば、図１７に
おいて、第２のパワー増幅器６１５，６１６，６１７や
通電停止器７０１や分路スイッチ器７００をなくし、コ
イル２，３，４の共通接続端子側を抵抗３１を介して電
圧変換器５２の正極出力端子側に接続した構成にしても
良い。

【０２４０】また、高電圧出力器を設けて、第２のパワ
ートランジスタ６８５，６８６，６８７や分路トランジ
スタ７１０や通電トランジスタ７３０にＮＭＯＳ型トラ
ンジスタを使用し、高電圧出力器の高電位点からこれら
の素子の通電を制御する事も可能である。

【０２４１】《実施例６》図１８に本発明の実施例６の
モータを示す。図１８に全体構成を示す。本実施例６で
は、電圧変換器７５２として、たとえば高電圧出力器４
５０のごとき構成の電圧変換を行わせるようにした。そ
の他の構成において、前述の実施例５もしくは前述の実
施例４もしくは実施例３もしくは実施例２もしくは実施
例１と同様なものには同一の番号を付し、詳細な説明を
省略する。

【０２４２】図１８の電圧変換器７５２は、２００ｋＨ
ｚ程度の高周波スイッチング動作を行うＮＭＯＳ型スイ
ッチングトランジスタ７６１を有している。ＮＭＯＳ型
スイッチングトランジスタ７６１は、その電流流出端子
側を直流電源５０の負極端子側（−）に接続され、その
電流流入端子側と変換用インダクタ素子７６３の一端に
接続され、直流電源５０の正極端子側（＋）から変換用
インダクタ素子７６３への磁気エネルギーを補充する電
力供給路を高周波スイッチング（オン・オフ動作）して
いる。

【０２４３】変換用インダクタ素子７６３の一端に接続
されたフライホイール用ダイオード７６２は、ＮＭＯＳ
型スイッチングトランジスタ７６１のオン・オフの高周
波スイッチング動作に相補的にオフ・オン動作し、変換
用インダクタ素子７６３から変換用コンデンサ素子７６
４への電流路を形成する。すなわち、ＮＭＯＳ型スイッ
チングトランジスタ７６１がオンの時には、直流電源５
０の正極端子から変換用インダクタ素子７６３を通る電
力供給路が形成され、変換用インダクタ素子７６３の磁
気エネルギーを補充する。

【０２４４】ＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ７６
１がオフに変わると、変換用インダクタ素子７６３の端
子電圧が大きくなってフライホイール用ダイオード７６
２を導通状態に変え、変換用インダクタ素子７６３から
変換用コンデンサ素子７６４を含む回路側への電流路を
形成する。これにより、変換用コンデンサ素子７６４の
一端と直流電源５０の一端の間に変換直流電圧Ｖｍを出
力する。

【０２４５】変換用コンデンサ素子７６４は、電圧変換
器７５２の正極出力端子側（Ｐ）と負極出力端子側
（Ｍ）の間に接続され、変換用インダクタ素子７６３を
介して供給される電流・電圧を平滑するフィルタ回路を
構成している。これにより、ＮＭＯＳ型スイッチングト
ランジスタ７６１を高周波ＰＷＭ動作（パルス幅変調動
作）することにより、電圧変換器７５２の正極出力端子
側の電位Ｖｍを可変制御している。その結果、直流電源
５０から供給される直流電圧Ｖｃｃを電力供給源とし
て、電圧変換器７５２の正極出力端子側と負極出力端子
側の間に変換直流電圧値Ｖｍを作り出す。ここで、直流
電源５０の負極端子をアース電位（０Ｖ）としている。

【０２４６】なお、ＮＭＯＳ型スイッチングトランジス
タ７６１は、たとえば二重拡散ＭＯＳ構造のＮチャンネ
ル電界効果型トランジスタによって構成され、その電流
流出端子側から電流流入端子側に向けて寄生素子として
形成されたスイッチングダイオード７６１ｄを等価回路
的に逆接続されている。動作制御器３１０は、第１のパ
ワー増幅器１１，１２，１３の電流流入端子側と電流流
出端子側の間の３相の動作電圧を検出し、最小な動作電
圧値に応動した動作制御信号Ｖｄを出力する。電圧変換
器７５２は、ＰＷＭ部７６５において動作制御信号Ｖｄ
に応動したパルス幅を有する所定の高周波のＰＷＭ信号
Ｓｗを作り、ＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ７６
１を高周波スイッチング動作させる。すなわち、動作制
御器３１０の動作制御信号Ｖｄに応動して電圧変換器７
５２のＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ７６１のＰ
ＷＭスイッチング動作が制御される。

【０２４７】電圧変換器７５２は、直流電源５０の直流
電圧Ｖｃｃを電力供給源として、ＮＭＯＳ型スイッチン
グトランジスタ７６１のＰＷＭスイッチング動作に応動
した変換直流電圧Ｖｍを正極出力端子側と負極出力端子
側の間に出力する。なお、電圧変換器７５２のＰＷＭ部
７６５の具体的な構成は、前述の図７に示したものと同
様な構成であり、詳細な説明を省略する。図１８の電圧
取出器７９０は出力ダイオード７９１を含んでいる。出
力ダイオード７９１は、入力端子側を第２のＰＭＯＳ型
パワートランジスタ６８５，６８６，６８７の電流流入
端子側に接続され、出力端子側を電圧取出器７９０の出
力端子Ｘｆに接続されている。これにより、直流電源５
０がオフになった時に、出力ダイオード７９１を介し
て、電圧取出器７９０はコイル２，３，４の逆起電力電
を整流した整流直流電圧を出力端子Ｘｆに得ている。こ
のとき、電圧変換器７５２のフライホイール用ダイオー
ド７６２は、直流電源５０がオフになった時に、３相の
コイル２，３，４の逆起電力によってコイル側から直流
電源５０に逆流する電流を阻止している。従って、フラ
イホイール用ダイオード７６２は実質的に図１２や図１
７に示した電力路スイッチ器５４の役割も果たしてい
る。従って、電圧取出器７９０の整流直流電圧を用い
て、直流電源５０がオフになった時に、各種の保護動作
を行うことができる。その他の構成及び動作は、前述の
実施例５と同様であり、詳細な説明を省略する。

【０２４８】本実施例では、集積回路化に好適のモータ
構成になっている。まず、パワー素子の発熱を小さく
し、パワートランジスタやスイッチングトランジスタを
集積回路化した場合の熱破壊を防止した。また、第１の
パワートランジスタや第２のパワートランジスタやスイ
ッチングトランジスタとして二重拡散ＭＯＳ構造の電界
効果型トランジスタを使用し、チップサイズを小さくし
た。

【０２４９】また、直流電源の負極端子側に電流流出端
子側を接続されたＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ
をＰＷＭ動作させ、ＮＭＯＳ型スイッチングトランジス
タと変換用インダクタ素子によって変換直流電圧を得て
いる。これにより、ＮＭＯＳ型スイッチングトランジス
タの電流流入端子側および電流流出端子側の電位が直流
電源５０の負極端子側電位（アース電位）以下にならな
い。その結果、接合分離部分をベース端子とする寄生ト
ランジスタ素子の動作を防止でき、全体の回路動作が安
定になった。

【０２５０】また、第２のパワー増幅器や分路スイッチ
器や通電停止器に、第２のＰＭＯＳ型パワートランジス
タやＰＭＯＳ型分路トランジスタやＰＭＯＳ型通電トラ
ンジスタを使用し、これらのパワー素子を動作させるた
めの別の電源を不要にした。

【０２５１】また、本実施例では、コイルに両方向の駆
動電流を供給する第１の通電モードと、コイルに片方向
の駆動電流を供給する第２の通電モードを、適時切り換
えて供給し、モータ性能を変更することを可能にした。
このような切換えを行っても、第１のパワー増幅器や第
２のパワー増幅器やスイッチングトランジスタや分路ト
ランジスタや通電トランジスタなどのパワー素子におけ
る電力損失・発熱は小さい。従って、これらのパワー素
子を必要に応じて単一のシリコン基板上に集積回路化で
きる。

【０２５２】また、本実施例では、電圧変換器７５２の
変換直流電圧Ｖｍを直流電源５０の出力直流電圧Ｖｃｃ
よりも大きくできる構成にし、コイル２，３，４への供
給電圧レベルを大きくした。これにより、モータの高速
回転を容易に実現できる。なお、モータ起動時などで
は、スイッチングトランジスタ７６１がオフ状態にな
り、直流電源５０の出力直流電圧Ｖｃｃがフライホイー
ル用ダイオード７６２を介して出力され、電圧変換器７
５２の変換直流電圧になることもある。また、本実施例
において、電圧変換器７５２の電流路形成回路であるフ
ライホイール用ダイオード７６２は、スイッチングトラ
ンジスタ７６１がオフの時に変換用インダクタ素子７６
３から変換用コンデンサ素子７６４を含む回路側への電
流路を形成すれば良く、種々の変形が可能である。

【０２５３】たとえば、フライホイール用ダイオード７
６２の代わりに図２３に示した構成のＮＭＯＳ型同期整
流トランジスタ１４００を使用し、ＰＷＭ部７６５から
の信号によって、スイッチングトランジスタ７６１のオ
ン・オフのスイッチング動作と相補的にＮＭＯＳ型同期
整流トランジスタ１４００をオフ・オンのスイッチング
動作させることが可能である。ＮＭＯＳ型同期整流トラ
ンジスタ１４００は二重拡散ＮチャンネルＭＯＳ構造の
電界効果型パワートランジスタによって構成され、ＮＭ
ＯＳ型同期整流トランジスタ１４００の電流入力出力端
子間に逆接続された寄生ダイオード１４００ｄによって
フライホイール用ダイオードの効果を得ることもでき
る。また、たとえば、図２４に示した構成のＰＭＯＳ型
同期整流トランジスタ１５００を使用し、ＰＷＭ部７６
５からの信号によって、スイッチングトランジスタ７６
１のオン・オフのスイッチング動作と相補的にＰＭＯＳ
型同期整流トランジスタ１５００をオフ・オンのスイッ
チング動作させることが可能である。ＰＭＯＳ型同期整
流トランジスタ１５００は二重拡散ＰチャンネルＭＯＳ
構造の電界効果型パワートランジスタによって構成さ
れ、ＰＭＯＳ型同期整流トランジスタ１５００の電流入
力出力端子間に逆接続された寄生ダイオード１５００ｄ
によってフライホイール用ダイオードの効果を得ること
もできる。さらに、フライホイール用ダイオード７６２
を置き換えたＰＭＯＳ型同期整流トランジスタ１５００
は、直流電源５０がオフになった時に、コイルの逆起電
力によって生じるコイル側から直流電源５０に向けての
逆流電流を阻止できるので、ＰＭＯＳ型同期整流トラン
ジスタ１５００は図１７のＰＭＯＳ型電力路トランジス
タ７２の役目を果たしている。また、ＰＭＯＳ型同期整
流トランジスタ１５００を動作させるために新たな高電
位点を供給する回路が不要であり（直流電源５０の出力
直流電圧以外は必要ない）、モータの構成が簡素にな
る。

【０２５４】また、本実施例では、制御作成器により電
流検出信号Ｂｖと指令信号Ａｃを比較し、比較結果に応
動した第１の制御電流信号Ｃ１と第２の制御電流信号Ｃ
２を出力する。第１の制御電流信号Ｃ１に応動した第１
の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を用いて第１のパワー
増幅器１１，１２，１３の第１のパワー部カレントミラ
ー回路の通電を制御し、第２の制御電流信号Ｃ２に応動
した第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を用いて第２
のパワー増幅器６１５，６１６，６１７の第２のパワー
部カレントミラー回路の通電を制御する。

【０２５５】これにより、指令信号Ａｃに応動した正確
な駆動電流をコイル２，３，４に供給することができ
る。このとき、電流路の切換はアナログ的に滑らかに行
っているので、駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３は滑らかに変
化し、電流路の切り換わりに伴う駆動電流の脈動や駆動
力の脈動は極めて小さくなる。なお、このような効果
は、分路トランジスタをオンにした片方向の電流供給の
場合でも得られる。なお、本実施例では、直流電源５０
と電圧変換器７５２は、電圧変換器の正極出力端子側と
負極出力端子側の間に所要の変換直流電圧Ｖｍを供給す
る電圧供給ブロックを形成している。この電圧供給ブロ
ックは、変換直流電圧Ｖｍを直流電源５０の出力直流電
圧Ｖｃｃよりも大きくすることができる。その他、本実
施例でも、前述の実施例と同様な各種の利点を得ること
ができる。

【０２５６】なお、前述の各実施例の具体的な構成につ
いては、各種の変形が可能である。たとえば、各相のコ
イルは複数個の部分コイルを直列もしくは並列に接続し
て構成しても良い。３相のコイルはスター結線に限ら
ず、デルタ結線であってもよい。また、一般に、多相の
モータが構成できる。また、移動体の界磁部は図示のも
のに限定されるものではない。その磁極数も２極に限定
されるものではなく、一般に、多極構成が可能である。
さらに、界磁部は移動体の移動動作に伴って変化する磁
束をコイルに供給するものであれば良く、公知の各種の
構成が可能である。本発明にもとづいて、ブラシレスモ
ータや永久磁石型ステッピングモータやレラクタンス型
ステッピングモータやハイブリッド型ステッピングモー
タやその他の各種のモータが構成可能であり、本発明に
含まれることは言うまでもない。さらに、移動体は回転
移動に限らず、直進移動しても良い。また、動作制御器
は前述の構成に限定されるものではなく、さらに、パワ
ー増幅器の発熱が許容されるものであれば、動作制御器
や電圧変換器をなくしても良い。

【０２５７】また、図１９から図２２に示したように、
第１と第２のパワー増幅器の構成には各種の変形が可能
である。また、図２３と図２４に示したように、フライ
ホイール用ダイオードによる電流路形成回路の構成には
各種の変形が可能である。同等な機能を有する回路やデ
バイスによって置き代えることが可能であり、本発明に
含まれることは言うまでもない。

【０２５８】また、集積回路化において、周知の半導体
プロセスによる各種の１チップ集積回路技術が使用可能
である。たとえば、二重拡散ＭＯＳ型電界効果トランジ
スタやＣＭＯＳ型電界効果トランジスタやバイポーラト
ランジスタを単独種類もしくは複数種類使用できる各種
の１チップ集積回路技術がある。いずれも、集積回路の
サブストレートを直流電源の負極端子側の電位（アース
電位）に接続して使用し、高密度の集積回路化が可能で
ある。なお、１チップ内の具体的なトランジスタ配置
は、個々の集積回路設計によって異なるので、詳細な説
明を省略する。また、第１のパワー増幅器や第２のパワ
ー増幅器は前述の実施例に示した構成に限定されず、実
質的に本発明の主旨に添った動作を行うならば、各種の
変形が可能である。前述の形態では、好ましい例とし
て、電界効果型トランジスタを用いたパワー部カレント
ミラー回路を有するパワー増幅器を示したが、このよう
な構成に限定されるものではない。その他、本発明の主
旨を変えずして種々の変形が可能であり、本発明に含ま
れることはいうまでもない。

【０２５９】

【発明の効果】本発明のモータでは、集積回路化に適し
たパワー素子を使用し、１チップのシリコン基板上に低
コストに集積化して実現できる。また、第１のパワー増
幅器のパワートランジスタの電力損失が小さく、第２の
パワー増幅器のパワートランジスタの電力損失が小さ
く、スイッチングトランジスタの電力損失が小さい。従
って、これらのパワー素子から発生する発熱が極めて小
さく、発熱による熱破壊の恐れがないので、これらのパ
ワー素子を容易に集積回路化できる。また、第１のパワ
ー増幅器と第２のパワー増幅器の構成により、滑らかに
変化する両方向の駆動電流を各電力供給端子からコイル
に供給しているので、駆動力の脈動が極めて少なくな
り、滑らかに動作するモータを実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例１における全体構成を示す図で
ある。

【図２】実施例１における切換作成器３４の回路図であ
る。

【図３】実施例１における制御作成器３０の回路図であ
る。

【図４】実施例１における分配作成器３６の回路図であ
る。

【図５】実施例１における第１の電流増幅器４１，４
２，４３の回路図である。

【図６】実施例１における第２の電流増幅器４５，４
６，４７と高電圧出力器５３の回路図である。

【図７】実施例１における動作制御器５１と電圧変換器
５２の回路図である。

【図８】実施例１に使用可能な集積回路プロセスの一例
を示す図である。

【図９】本発明の実施例２における全体構成を示す図で
ある。

【図１０】実施例２における動作制御器３１０と電圧変
換器５２の回路図である。

【図１１】実施例２における変調部３００の回路図であ
る。

【図１２】本発明の実施例３における全体構成を示す図
である。

【図１３】実施例３における高電圧出力器４５０の回路
図である。

【図１４】実施例３における電力路スイッチ器５４と電
圧変換器５２の回路図である。

【図１５】本発明の実施例４における全体構成を示す図
である。

【図１６】実施例４における第２の電流増幅器６４５，
６４６，６４７の回路図である。

【図１７】本発明の実施例５における全体構成を示す図
である。

【図１８】本発明の実施例６における全体構成を示す図
である。

【図１９】本発明の実施例におけるパワー増幅器の別の
構成を示す図である。

【図２０】本発明の実施例におけるパワー増幅器の別の
構成を示す図である。

【図２１】本発明の実施例におけるパワー増幅器の別の
構成を示す図である。

【図２２】本発明の実施例におけるパワー増幅器の別の
構成を示す図である。

【図２３】本発明の実施例における電圧変換器の電流路
形成回路の別の構成を示す図である。

【図２４】本発明の実施例における電圧変換器の電流路
形成回路の別の構成を示す図である。

【図２５】従来のモータの構成を示す図である。

【符号の説明】

１移動体２，３，４コイル１１，１２，１３第１のパワー増幅器１５，１６，１７，６１５，６１６，６１７第２のパ
ワー増幅器８１，８２，８３第１のＮＭＯＳ型パワートランジス
タ８５，８６，８７第２のＮＭＯＳ型パワートランジス
タ６８５，６８６，６８７第２のＰＭＯＳ型パワートラ
ンジスタ３０制御作成器３４切換作成器３６分配作成器３７第１の分配器３８第２の分配器４１，４２，４３第１の電流増幅器４５，４６，４７，６４５，６４６，６４７第２の電
流増幅器５０直流電源５１，３１０動作制御器５２，７５２電圧変換器６１，７６１ＮＭＯＳ型スイッチングトランジスタ６２，７６２フライホイール用ダイオード（電流路形
成回路）６３，７６３変換用インダクタ素子６４，７６４変換用コンデンサ素子５３，４５０高電圧出力器４９０，７４０，７９０電圧取出器５４電力路スイッチ器７２電力路トランジスタ７００分路スイッチ器７１０分路トランジスタ７０１通電停止器７３０通電トランジスタ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】移動体と、複数相のコイルと、直流電圧
を供給する電圧供給手段と、前記電圧供給手段の負極出
力端子側と前記コイルの電流路を形成する第１のパワー
トランジスタをそれぞれ含むＱ個（Ｑは２以上の整数）
の第１のパワー増幅手段と、前記電圧供給手段の正極出
力端子側と前記コイルの電流路を形成する第２のパワー
トランジスタをそれぞれ含むＱ個の第２のパワー増幅手
段と、複数相の切換信号を出力する切換作成手段と、前
記切換作成手段の出力信号に応動して前記第１のパワー
増幅手段の通電を分配制御する第１の分配制御手段と、
前記切換作成手段の出力信号に応動して前記第２のパワ
ー増幅手段の通電を分配制御する第２の分配制御手段を
具備するモータであって、前記電圧供給手段は、磁気エネルギーを蓄える変換用インダクタ手段と、電気エネルギーを蓄える変換用コンデンサ手段と、直流電源の負極端子側に電流流出端子側を接続され、電
流流入端子側を前記変換用インダクタ手段の一端に接続
されたスイッチングトランジスタを含み、前記直流電源
から前記変換用インダクタ手段の磁気エネルギーを補充
する電力供給路をオン・オフの高周波スイッチングする
スイッチング手段と、前記スイッチングトランジスタのオン・オフのスイッチ
ング動作に相補的にオフ・オン動作して前記変換用イン
ダクタ手段から前記変換用コンデンサ手段を含む回路側
への電流路を形成する電流路形成手段と、を有し、前記変換用コンデンサ手段の一端と前記直流電源の一端
の間に出力した変換直流電圧を前記第１のパワー増幅手
段と前記第２のパワー増幅手段に供給する構成とし、さらに、前記スイッチングトランジスタと前記第１のパ
ワートランジスタと前記第２のパワートランジスタと、
を所要の半導体素子と一緒に単一チップの集積回路内に
形成した集積回路手段を有するモータ。
【請求項２】前記第１の分配制御手段と前記第２の分
配制御手段は、前記第１のパワートランジスタもしくは前記第２のパワ
ートランジスタのうちの一方のパワートランジスタによ
り前記コイルへの合成供給電流を指令信号に応動して制
御し、前記第１のパワートランジスタもしくは前記第２
のパワートランジスタのうちの他方のパワートランジス
タを低動作電圧の飽和動作とさせた請求項１に記載のモ
ータ。
【請求項３】前記第１のパワートランジスタもしくは
前記第２のパワートランジスタのうちの一方のパワート
ランジスタの動作電圧に応動して前記スイッチングトラ
ンジスタのスイッチング動作を制御する構成にした請求
項１または請求項２のいずれかに記載のモータ。
【請求項４】前記第１の分配制御手段と前記第２の分
配制御手段は、前記第１の制御電流信号と前記第２の制御電流信号を作
り出す制御作成手段と、切換作成手段の出力信号に応動
して前記第１の制御電流信号を分配し、滑らかに変化す
るＱ相の第１の分配電流信号を出力する第１の分配手段
と、前記第１の分配電流信号を所定の電流増幅してＱ相
の第１の増幅電流信号を得て、前記Ｑ個の第１のパワー
増幅手段の各通電制御端子側に各第１の増幅電流信号を
供給するＱ個の第１の電流増幅手段と、前記切換作成手
段の出力信号に応動して前記第２の制御電流信号を分配
し、滑らかに変化するＱ相の第２の分配電流信号を出力
する第２の分配手段と、前記第２の分配電流信号を所定
の電流増幅してＱ相の第２の増幅電流信号を得て、前記
Ｑ個の第２のパワー増幅手段の各通電制御端子側に各第
２の増幅電流信号を供給するＱ個の第２の電流増幅手段
と、を有して構成された請求項１から請求項３のいずれ
かに記載のモータ。
【請求項５】前記第１のパワー増幅手段は、前記第１
のパワートランジスタの電流入出力端子間に寄生素子と
して逆接続された第１のパワーダイオードを有し、前記第２のパワー増幅手段は、前記第２のパワートラン
ジスタの電流入出力端子間に寄生素子として逆接続され
た第２のパワーダイオードとを有し、さらに、前記直流電源がオフになった時に、前記直流電源の正極
端子側から前記第２のパワー増幅手段の電流流入端子側
への電力路を遮断する電力路スイッチ手段と、前記直流
電源がオフになった時に、前記コイルの逆起電力を整流
した整流直流電圧を取り出す電圧取出手段とを有する請
求項１から請求項４のいずれかに記載のモータ。
【請求項６】さらに、前記電圧供給手段の正極出力端
子側と前記複数相のコイルの共通接続端子側の電流路を
オフ・オンする分路スイッチ手段と、前記第２のパワー
増幅手段による前記コイルへの電流供給を実施・停止さ
せる通電停止手段を具備し、前記分路スイッチ手段をオフおよび前記通電停止手段の
停止動作をさせない場合に、前記コイルに両方向の電流
を供給し、前記分路スイッチ手段をオンおよび前記通電
停止手段の停止動作をさせた場合に、前記コイルに片方
向の電流を供給するようにした請求項１から請求項５の
いずれかに記載のモータ。
【請求項７】前記電圧供給手段は、前記変換用コンデ
ンサ手段の一端と前記直流電源の一端の間に出力する変
換直流電圧を前記直流電源の出力直流電圧よりも大きく
できる構成にした請求項１から請求項６のいずれかに記
載のモータ。
【請求項８】前記スイッチングトランジスタをＮＭＯ
Ｓ型スイッチングトランジスタにし、前記第１のパワー
トランジスタを第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタに
し、前記第２のパワートランジスタを第２のＮＭＯＳ型
パワートランジスタにした請求項１から請求項７のいず
れかに記載のモータ。
【請求項９】前記スイッチングトランジスタをＮＭＯ
Ｓ型スイッチングトランジスタにし、前記第１のパワー
トランジスタを第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタに
し、前記第２のパワートランジスタを第２のＰＭＯＳ型
パワートランジスタにした請求項１から請求項７のいず
れかに記載のモータ。
【請求項１０】移動体と、複数相のコイルと、直流電
源の電力供給路を高周波スイッチングするスイッチング
トランジスタを含み、前記直流電源の直流電圧を変換し
た変換直流電圧を出力する電圧供給手段と、前記電圧供
給手段の負極出力端子側と前記コイルの電流路を形成す
る第１のパワートランジスタをそれぞれ含むＱ個（Ｑは
２以上の整数）の第１のパワー増幅手段と、前記電圧供
給手段の正極出力端子側と前記コイルの電流路を形成す
る第２のパワートランジスタをそれぞれ含むＱ個の第２
のパワー増幅手段と、複数相の切換信号を出力する切換
作成手段と、前記切換作成手段の出力信号に応動して前
記第１のパワー増幅手段の通電を分配制御する第１の分
配制御手段と、前記切換作成手段の出力信号に応動して
前記第２のパワー増幅手段の通電を分配制御する第２の
分配制御手段と、前記スイッチングトランジスタのスイ
ッチング動作を制御し、前記電圧供給手段の変換直流電
圧を可変制御する動作制御手段を具備するモータであっ
て、前記動作制御手段は、前記移動体の移動動作に同期してアナログ的に振幅を変
化させる被変調信号を得る変調手段と、前記第１のパワートランジスタもしくは前記第２のパワ
ートランジスタの動作電圧を検出する動作電圧検出手段
と、を有し、前記動作電圧検出手段の出力信号と前記変調手段の出力
信号に応動して前記スイッチングトランジスタのスイッ
チング動作を制御するモータ。
【請求項１１】前記変調手段は、前記移動体の移動動
作に同期した変調信号を得る変調作成手段と、前記電圧
供給手段の変換直流電圧に応動する変換電流信号を得る
変換電流手段と、前記変調信号によって前記変換電流信
号を変調して被変調電流信号を得る電流変調手段を含ん
で構成された請求項１０に記載のモータ。
【請求項１２】前記第１の分配制御手段と前記第２の
分配制御手段は、前記第１のパワートランジスタもしくは前記第２のパワ
ートランジスタのうちで動作制御手段が動作電圧を検出
する側のパワートランジスタにより前記コイルへの合成
供給電流を指令信号に応動して制御し、前記第１のパワ
ートランジスタもしくは前記第２のパワートランジスタ
のうちで前記動作制御手段が動作電圧を検出しない側の
パワートランジスタを低動作電圧の飽和動作とさせた請
求項１０または請求項１１のいずれかに記載のモータ。
【請求項１３】前記第１の分配制御手段と前記第２の
分配制御手段は、前記第１の制御電流信号と前記第２の制御電流信号を作
り出す制御作成手段と、切換作成手段の出力信号に応動
して前記第１の制御電流信号を分配し、滑らかに変化す
るＱ相の第１の分配電流信号を出力する第１の分配手段
と、前記第１の分配電流信号を所定の電流増幅してＱ相
の第１の増幅電流信号を得て、前記Ｑ個の第１のパワー
増幅手段の各通電制御端子側に各第１の増幅電流信号を
供給するＱ個の第１の電流増幅手段と、前記切換作成手
段の出力信号に応動して前記第２の制御電流信号を分配
し、滑らかに変化するＱ相の第２の分配電流信号を出力
する第２の分配手段と、前記第２の分配電流信号を所定
の電流増幅してＱ相の第２の増幅電流信号を得て、前記
Ｑ個の第２のパワー増幅手段の各通電制御端子側に各第
２の増幅電流信号を供給するＱ個の第２の電流増幅手段
と、を有して構成された請求項１０から請求項１２のいずれ
かに記載のモータ。
【請求項１４】前記電圧供給手段は、磁気エネルギーを蓄える変換用インダクタ手段と、電気
エネルギーを蓄える変換用コンデンサ手段と、直流電源
の負極端子側に電流流出端子側を接続され、電流流入端
子側を前記変換用インダクタ手段の一端に接続されたス
イッチングトランジスタと、を含み、前記直流電源から
前記変換用インダクタ手段の磁気エネルギーを補充する
電力供給路を高周波スイッチングするスイッチング手段
と、前記スイッチングトランジスタのオン・オフのスイ
ッチング動作に相補的にオフ・オン動作して前記変換用
インダクタ手段から前記変換用コンデンサ手段を含む回
路側への電流路を形成する電流路形成手段と、を有し、前記変換用コンデンサ手段の一端と前記直流電源の一端
の間に出力した変換直流電圧を前記第１のパワー増幅手
段と前記第２のパワー増幅手段に供給する構成とした請
求項１０から請求項１３のいずれかに記載のモータ。
【請求項１５】前記電圧供給手段は、前記変換用コン
デンサ手段の一端と前記直流電源の一端の間に出力する
変換直流電圧を前記直流電源の出力直流電圧よりも大き
くできる構成にした請求項１４に記載のモータ。
【請求項１６】前記第１のパワー増幅手段は、前記第
１のパワートランジスタの電流入出力端子間に寄生素子
として逆接続された第１のパワーダイオードとを有し、前記第２のパワー増幅手段は、前記第２のパワートラン
ジスタの電流入出力端子間に寄生素子として逆接続され
た第２のパワーダイオードとを有し、さらに、前記直流電源がオフになった時に、前記直流電源の正極
端子側から前記第２のパワー増幅手段の電流流入端子側
への電力路を遮断する電力路スイッチ手段と、前記直流
電源がオフになった時に、前記コイルの逆起電力を整流
した整流直流電圧を取り出す電圧取出手段とを有する請
求項１０から請求項１５のいずれかに記載のモータ。
【請求項１７】さらに、前記電圧供給手段の正極出力
端子側と前記複数相のコイルの共通接続端子側の電流路
をオフ・オンする分路スイッチ手段と、前記第２のパワ
ー増幅手段による前記コイルへの電流供給を実施・停止
させる通電停止手段とを具備し、前記分路スイッチ手段をオフおよび前記通電停止手段の
停止動作をさせない場合に、前記コイルに両方向の電流
を供給し、前記分路スイッチ手段をオンおよび前記通電
停止手段の停止動作をさせた場合に、前記コイルに片方
向の電流を供給するようにした請求項１０から請求項１
６のいずれかに記載のモータ。
【請求項１８】前記スイッチングトランジスタをＮＭ
ＯＳ型スイッチングトランジスタにし、前記第１のパワ
ートランジスタを第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ
にし、前記第２のパワートランジスタを第２のＮＭＯＳ
型パワートランジスタにした請求項１０から請求項１７
のいずれかに記載のモータ。
【請求項１９】前記スイッチングトランジスタをＮＭ
ＯＳ型スイッチングトランジスタにし、前記第１のパワ
ートランジスタを第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタ
にし、前記第２のパワートランジスタを第２のＰＭＯＳ
型パワートランジスタにした請求項１０から請求項１７
のいずれかに記載のモータ。
【請求項２０】移動体と、複数相のコイルと、直流電圧を供給する電圧供給手段と、前記電圧供給手段の負極出力端子側と前記コイルの電流
路を形成する第１の電界効果型パワートランジスタをそ
れぞれ含み、前記第１の電界効果型パワートランジスタ
を用いた第１の電界効果型パワー部カレントミラー回路
を有するＱ個（Ｑは２以上の整数）の第１のパワー増幅
手段と、前記電圧供給手段の正極出力端子側と前記コイルの電流
路を形成する第２の電界効果型パワートランジスタをそ
れぞれ含み、前記第２の電界効果型パワートランジスタ
を用いた第２の電界効果型パワー部カレントミラー回路
を有するＱ個の第２のパワー増幅手段と、複数相の切換信号を出力する切換作成手段と、前記切換作成手段の出力信号に応動し、少なくとも立ち
上がり傾斜部分および立ち下がり傾斜部分において滑ら
かに変化する第１のＱ相の電流信号を前記Ｑ個の第１の
パワー増幅手段の各通電制御端子側に供給する第１の分
配制御手段と、前記切換作成手段の出力信号に応動し、少なくとも立ち
上がり傾斜部分および立ち下がり傾斜部分において滑ら
かに変化する第２のＱ相の電流信号を前記Ｑ個の第２の
パワー増幅手段の各通電制御端子側に供給する第２の分
配制御手段と、を具備するモータ。
【請求項２１】前記第１の分配制御手段と前記第２の
分配制御手段は、前記第１の電界効果型パワートランジ
スタもしくは前記第２の電界効果型パワートランジスタ
のうちの一方の電界効果型パワートランジスタによりコ
イルへの合成供給電流を指令信号に応動して制御し、前
記第１の電界効果型パワートランジスタもしくは前記第
２の電界効果型パワートランジスタのうちの他方の電界
効果型パワートランジスタを低動作電圧の飽和動作とさ
せた請求項２０に記載のモータ。
【請求項２２】前記電圧供給手段は、磁気エネルギーを蓄える変換用インダクタ手段と、電気
エネルギーを蓄える変換用コンデンサ手段と、直流電源
の負極端子側に電流流出端子側を接続され、電流流入端
子側を前記変換用インダクタ手段の一端に接続されたス
イッチングトランジスタと、を含み、前記直流電源から
前記変換用インダクタ手段の磁気エネルギーを補充する
電力供給路を高周波スイッチングするスイッチング手段
と、前記スイッチングトランジスタのスイッチング動作
に相補的にオフ・オン動作して前記変換用インダクタ手
段から前記変換用コンデンサ手段を含む回路側への電流
路を形成する電流路形成手段と、を有し、前記変換用コンデンサ手段の一端と前記直流電源の一端
の間に出力した変換直流電圧を前記第１のパワー増幅手
段と前記第２のパワー増幅手段に供給する構成とした請
求項２０または請求項２１のいずれかに記載のモータ。
【請求項２３】前記電圧供給手段は、前記変換用コン
デンサ手段の一端と前記直流電源の一端の間に出力する
変換直流電圧を前記直流電源の出力直流電圧よりも大き
くできる構成にした請求項２２に記載のモータ。
【請求項２４】前記第１のパワー増幅手段は、前記第
１の電界効果型パワートランジスタの電流入出力端子間
に寄生素子として逆接続された第１のパワーダイオード
を有し、前記第２のパワー増幅手段は、前記第２の電界効果型パ
ワートランジスタの電流入出力端子間に寄生素子として
逆接続された第２のパワーダイオードとを有し、さらに、直流電源がオフになった時に、前記直流電源の正極端子
側から前記第２のパワー増幅手段の電流流入端子側への
電力路を遮断する電力路スイッチ手段と、前記直流電源
がオフになった時に、前記コイルの逆起電力を整流した
整流直流電圧を取り出す電圧取出手段とを有する請求項
２０から請求項２３のいずれかに記載のモータ。
【請求項２５】さらに、前記電圧供給手段の正極出力
端子側と前記複数相のコイルの共通接続端子側の電流路
をオフ・オンする分路スイッチ手段と、前記第２のパワ
ー増幅手段による前記コイルへの電流供給を実施・停止
させる通電停止手段を具備し、前記分路スイッチ手段をオフおよび前記通電停止手段の
停止動作をさせない場合に、前記コイルに両方向の電流
を供給し、前記分路スイッチ手段をオンおよび前記通電
停止手段の停止動作をさせた場合に、前記コイルに片方
向の電流を供給するようにした請求項２０から請求項２
４のいずれかに記載のモータ。
【請求項２６】前記第１の電界効果型パワートランジ
スタを第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタにし、前記
第２の電界効果型パワートランジスタを第２のＮＭＯＳ
型パワートランジスタにした請求項２０から請求項２５
のいずれかに記載のモータ。
【請求項２７】前記第１の電界効果型パワートランジ
スタを第１のＮＭＯＳ型パワートランジスタにし、前記
第２の電界効果型パワートランジスタを第２のＰＭＯＳ
型パワートランジスタにした請求項２０から請求項２５
のいずれかに記載のモータ。
【請求項２８】前記第１の分配制御手段と前記第２の
分配制御手段は、第１の制御電流信号と第２の制御電流信号を作り出す制
御作成手段と、前記切換作成手段の出力信号に応動して前記第１の制御
電流信号を分配し、滑らかに変化するＱ相の第１の分配
電流信号を出力する第１の分配手段と、前記第１の分配電流信号に応動した第１の増幅電流信号
を前記第１のパワー増幅手段の各通電制御端子側に供給
するＱ個の第１の電流増幅手段と、前記切換作成手段の出力信号に応動して前記第２の制御
電流信号を分配し、滑らかに変化するＱ相の第２の分配
電流信号を出力する第２の分配手段と、前記第２の分配電流信号に応動した第２の増幅電流信号
を前記第２のパワー増幅手段の各通電制御端子側に供給
するＱ個の第２の電流増幅手段と、を有する請求項２０から請求項２７のいずれかに記載の
モータ。
【請求項２９】前記制御作成手段は、前記コイルへの
合成供給電流に応動した電流検出信号を得る電流検出手
段と、前記電流検出手段の出力信号と指令信号を比較し
て、該比較結果に応動した第１の制御電流信号と第２の
制御電流信号を出力する比較増幅手段を含んで構成され
た請求項２８に記載のモータ。
【請求項３０】移動体と、複数相のコイルと、直流電
圧を供給する電圧供給手段と、前記電圧供給手段の負極
出力端子側と前記コイルの電流路を形成する第１のパワ
ートランジスタをそれぞれ含むＱ個（Ｑは２以上の整
数）の第１のパワー増幅手段と、前記電圧供給手段の正
極出力端子側と前記コイルの電流路を形成する第２のパ
ワートランジスタをそれぞれ含むＱ個の第２のパワー増
幅手段と、複数相の切換信号を出力する切換作成手段
と、前記切換作成手段の出力信号に応動して前記第１の
パワー増幅手段の通電を分配制御する第１の分配制御手
段と、前記切換作成手段の出力信号に応動して前記第２
のパワー増幅手段の通電を分配制御する第２の分配制御
手段とを具備するモータであって、さらに、前記電圧供給手段の正極出力端子側と前記複数相のコイ
ルの共通接続端子側の電流路をオフ・オンする分路トラ
ンジスタを含む分路スイッチ手段と、前記電圧供給手段の正極出力端子側から前記第２のパワ
ー増幅手段への電流路を開閉する通電トランジスタを含
む通電停止手段と、前記第２のパワートランジスタの電流流出端子側から電
流流入端子側に向けて一方向に通電可能なダイオード手
段と、を有するモータ。
【請求項３１】前記通電トランジスタを逆接続された
電界効果型通電トランジスタによって形成し、前記電界
効果型通電トランジスタの電流流入端子側から電流流出
端子側に向けて一方向に通電可能な寄生ダイオード素子
が形成されるようにした請求項３０に記載のモータ。
【請求項３２】前記第１の分配制御手段と前記第２の
分配制御手段は、前記第１のパワートランジスタにより
前記コイルへの合成供給電流を指令信号に応動して制御
し、前記第２のパワートランジスタを低動作電圧の飽和
動作とさせた請求項３０または請求項３１のいずれかに
記載のモータ。
【請求項３３】前記第１の分配制御手段と前記第２の
分配制御手段は、前記第１の制御電流信号と前記第２の制御電流信号を作
り出す制御作成手段と、切換作成手段の出力信号に応動
して前記第１の制御電流信号を分配し、滑らかに変化す
るＱ相の第１の分配電流信号を出力する第１の分配手段
と、前記第１の分配電流信号を所定の電流増幅してＱ相
の第１の増幅電流信号を得て、前記Ｑ個の第１のパワー
増幅手段の各通電制御端子側に各第１の増幅電流信号を
供給するＱ個の第１の電流増幅手段と、前記切換作成手
段の出力信号に応動して前記第２の制御電流信号を分配
し、滑らかに変化するＱ相の第２の分配電流信号を出力
する第２の分配手段と、前記第２の分配電流信号を所定
の電流増幅してＱ相の第２の増幅電流信号を得て、前記
Ｑ個の第２のパワー増幅手段の各通電制御端子側に各第
２の増幅電流信号を供給するＱ個の第２の電流増幅手段
と、を有して構成された請求項３０から請求項３２のい
ずれかに記載のモータ。
【請求項３４】前記電圧供給手段は、磁気エネルギーを蓄える変換用インダクタ手段と、電気
エネルギーを蓄える変換用コンデンサ手段と、直流電源
の負極端子側に電流流出端子側を接続され、電流流入端
子側を前記変換用インダクタ手段の一端に接続されたス
イッチングトランジスタと、を含み、前記直流電源から
前記変換用インダクタ手段の磁気エネルギーを補充する
電力供給路を高周波スイッチングするスイッチング手段
と、前記スイッチングトランジスタのオン・オフのスイ
ッチング動作に相補的にオフ・オン動作して前記変換用
インダクタ手段から前記変換用コンデンサ手段を含む回
路側への電流路を形成する電流路形成手段と、を有し、前記変換用コンデンサ手段の一端と前記直流電源の一端
の間に出力した変換直流電圧を前記第１のパワー増幅手
段と前記第２のパワー増幅手段に供給する構成とした請
求項３０から請求項３３のいずれかに記載のモータ。
【請求項３５】前記第１のパワートランジスタの動作
電圧に応動して前記スイッチングトランジスタのスイッ
チング動作を制御する構成にした請求項３４に記載のモ
ータ。
【請求項３６】前記電圧供給手段は、前記変換用コン
デンサ手段の一端と前記直流電源の一端の間に出力する
変換直流電圧を前記直流電源の出力直流電圧よりも大き
くできる構成にした請求項３４または請求項３５のいず
れかに記載のモータ。
【請求項３７】前記第１のパワー増幅手段は、前記第
１のパワートランジスタの電流入出力端子間に寄生素子
として逆接続された第１のパワーダイオードを有し、前記第２のパワー増幅手段は、第２のパワートランジス
タの電流入出力端子間に寄生素子として逆接続された第
２のパワーダイオードとを有し、さらに、直流電源がオフになった時に、前記直流電源の正極端子
側から前記第２のパワー増幅手段の電流流入端子側への
電力路を遮断する電力路スイッチ手段と、前記直流電源
がオフになった時に、前記コイルの逆起電力を整流した
整流直流電圧を取り出す電圧取出手段とを有する請求項
３０から請求項３６のいずれかに記載のモータ。
【請求項３８】前記第１のパワートランジスタを第１
の電界効果型パワートランジスタにし、前記第２のパワ
ートランジスタを第２の電界効果型パワートランジスタ
にし、前記分路トランジスタを電界効果型分路トランジ
スタにし、前記通電トランジスタを電界効果型通電トラ
ンジスタにした請求項３０から請求項３７のいずれかに
記載のモータ。
【請求項３９】さらに、前記第１のパワートランジス
タと前記第２のパワートランジスタと前記分路トランジ
スタと前記通電トランジスタを所要の半導体素子と一緒
に単一チップの集積回路内に形成する集積回路手段を有
し、前記ダイオード手段は前記第２のパワートランジス
タの電流流出端子側から電流流入端子側に向けて寄生素
子として形成された寄生ダイオード素子により構成され
た請求項３０から請求項３８のいずれかに記載のモー
タ。
【請求項４０】移動体と、複数相のコイルと、直流電
圧を供給する電圧供給手段と、前記電圧供給手段の負極
出力端子側と前記コイルの電流路を形成する第１のＮＭ
ＯＳ型パワートランジスタをそれぞれ含むＱ個（Ｑは２
以上の整数）の第１のパワー増幅手段と、前記電圧供給
手段の正極出力端子側と前記コイルの電流路を形成する
第２のＰＭＯＳ型パワートランジスタをそれぞれ含むＱ
個の第２のパワー増幅手段と、複数相の切換信号を出力
する切換作成手段と、前記切換作成手段の出力信号に応
動して前記第１のパワー増幅手段の通電を分配制御する
第１の分配制御手段と、前記切換作成手段の出力信号に
応動して前記第２のパワー増幅手段の通電を分配制御す
る第２の分配制御手段を具備するモータであって、さらに、前記電圧供給手段の直流電源がオフになった時
に、前記直流電源の正極端子側から前記第２のパワー増
幅手段の電流流入端子側への電力路を遮断するＰＭＯＳ
型電力路トランジスタを有する電力路スイッチ手段と、前記直流電源がオフになった時に、前記コイルの逆起電
力を整流した整流直流電圧を取り出す電圧取出手段と、を含むモータ。
【請求項４１】前記第１の分配制御手段と前記第２の
分配制御手段は、前記第１のＮＭＯＳ型パワートランジ
スタもしくは前記第２のＰＭＯＳ型パワートランジスタ
のいずれか一方のパワートランジスタにより前記コイル
への合成供給電流を指令信号に応動して制御し、前記第
１のＮＭＯＳ型パワートランジスタもしくは前記第２の
ＰＭＯＳ型パワートランジスタの他方のパワートランジ
スタを低動作電圧の飽和動作させた請求項４０に記載の
モータ。
【請求項４２】前記電圧供給手段は、磁気エネルギーを蓄える変換用インダクタ手段と、電気
エネルギーを蓄える変換用コンデンサ手段と、直流電源
の負極端子側に電流流出端子側を接続され、電流流入端
子側を前記変換用インダクタ手段の一端に接続されたス
イッチングトランジスタと、を含み、前記直流電源から
前記変換用インダクタ手段の磁気エネルギーを補充する
電力供給路を高周波スイッチングするスイッチング手段
と、前記スイッチングトランジスタのオン・オフのスイ
ッチング動作に相補的にオフ・オン動作して前記変換用
インダクタ手段から前記変換用コンデンサ手段を含む回
路側への電流路を形成する電流路形成手段と、を有し、前記変換用コンデンサ手段の一端と前記直流電源の一端
の間に出力した変換直流電圧を前記第１のパワー増幅手
段と前記第２のパワー増幅手段に供給する構成とした請
求項４０または請求項４１のいずれかに記載のモータ。
【請求項４３】前記第１のＮＭＯＳ型パワートランジ
スタもしくは前記第２のＰＭＯＳ型パワートランジスタ
のいずれか一方の動作電圧に応動して前記スイッチング
トランジスタのスイッチング動作を制御する構成にした
請求項４２に記載のモータ。
【請求項４４】前記電圧供給手段は、前記変換用コン
デンサ手段の一端と前記直流電源の一端の間に出力する
変換直流電圧を前記直流電源の出力直流電圧よりも大き
くできる構成にした請求項４２に記載のモータ。
【請求項４５】さらに、前記電圧供給手段の正極出力
端子側と前記複数相のコイルの共通接続端子側の電流路
をオフ・オンする分路スイッチ手段と、前記第２のパワ
ー増幅手段による前記コイルへの電流供給を実施・停止
させる通電停止手段を具備し、前記分路スイッチ手段を
オフおよび前記通電停止手段の停止動作をさせない場合
に、前記コイルに両方向の電流を供給し、前記分路スイ
ッチ手段をオンおよび前記通電停止手段の停止動作をさ
せた場合に、前記コイルに片方向の電流を供給するよう
にした請求項４０から請求項４４のいずれかに記載のモ
ータ。
【請求項４６】前記第１のパワー増幅手段は、前記第
１のＮＭＯＳ型パワートランジスタを用いた第１の電界
効果型パワー部カレントミラー回路を有し、前記第２の
パワー増幅手段は、前記第２のＰＭＯＳ型パワートラン
ジスタを用いた第２の電界効果型パワー部カレントミラ
ー回路を有する請求項４０から請求項４５のいずれかに
記載のモータ。
【請求項４７】前記電力路スイッチ手段は、逆接続さ
れた前記ＰＭＯＳ型電力路トランジスタを有し、前記Ｐ
ＭＯＳ型電力路トランジスタの電流流入端子側から電流
流出端子側に向けて一方向に通電可能な寄生ダイオード
素子が形成されるようにした請求項４０から請求項４６
のいずれかに記載のモータ。