JP4113275B2 - モータ駆動器のｐｗｍ制御 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、大略、電気モータの制御に関するものであって、更に詳細には、パルス幅変調（ＰＷＭ）駆動信号で多相ブラシレスセンサレスモータにおけるトルクをより効果的に制御する方法及び装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
電気モータは、ディスクドライブ（ディスク駆動装置）及びビデオレコーダ（ＶＣＲ）を包含する多様な装置において使用することが可能である。これらの適用例は、モータ制御器回路で制御される多相ブラシレスセンサレススピンドルモータを包含する傾向がある。モータ制御器回路は、典型的に、モータを制御するためにモータ内の位相コイルへ直接的に駆動信号を供給する。
【０００３】
図１はディスクドライブ構成要素の殆どを収納するハウジング１２を具備する従来のディスクドライブ１０を示している。複数個の情報格納ディスク１４がスピンドルモータ１８を具備するスピンドルモータ組立体１６の周りに軸支されている。回転アクチュエータ２０が複数個のヘッドアーム２２を担持しており、各アームは情報格納ディスク１４と外部コンピュータシステムとの間で情報を転送すべく適合されている少なくとも１個の関連する読取／書込ヘッド２４を具備している。ボイスコイルモータ２６が回転アクチュエータ２０に対して精密な回転運動を与えてヘッド２４を精密に位置決めさせる。従って、回転アクチュエータ２０とスピンドルモータ組立体１６の結合された運動が、ヘッド２４がディスク１４の任意のセグメントへランダムにアクセスすることを可能とする。ボイスコイルモータ２６の制御は、ボイスコイルモータ制御器２８によって行なわれる。スピンドルモータ組立体１６の制御はモータ制御器３０によって行なわれる。ディスクＩ／Ｏ制御器３２はデータポート３４を介して外部コンピュータシステムへ情報を転送するために設けられている。
【０００４】
図２はモータ制御器３０とモータ１８との間の接続状態を示している。図示した如く、モータ制御器３０は各フェーズ即ち位相に対して駆動信号線３６上に駆動信号を出力し、それがモータ１８を動作させる。動作している間に、モータ１８はフィードバック線３８を介してモータ制御器３０へ逆ＥＭＦ信号を出力する。
【０００５】
当該技術分野において公知の如く、モータのコイルへ印加される駆動信号は、システム及び所望の動作に依存して、異なる波形をとることが可能である。２つの一般的なタイプの駆動信号はリニア及びデジタル駆動信号である。リニア駆動信号は例えば直流（ＤＣ）信号のようなかなり連続的な性質の波形を有する傾向がある。デジタル駆動信号は、例えばデジタルパルストレーンのように時間に関してオン及びオフにスイッチ動作される波形を有する傾向がある。パルス幅変調（ＰＷＭ）は、デジタルパルストレーンを使用して電気モータを駆動するための技術の一例である。例えば、本願出願人に譲渡されている１９９０年１１月２０日付で発行された米国特許第４，９７２，１３０号は、モータのコイルを駆動するためにＰＷＭ駆動回路を使用する特定のシステムを開示している。
【０００６】
リニア又はデジタルモータ制御システムのいずれかにおける典型的な目的は、適用例に対して必要とされるモータの動作を確立し且つ維持することである。例えば、ディスクドライブ１０において、モータ１８の回転速度は、実質的に一定のトルクを維持するようにコイルへ一定の電流を供給する駆動信号を印加させることによって、与えられた付加に対して、実質的に一定に位置させることが可能である。
【０００７】
モータにおいて所望のトルクを発生させるために、ブラシレスモータは、典型的に、特定の時間においてモータのコイルの各々を駆動信号へ選択的に接続させ且つ駆動信号から遮断（即ち、コミュテーション）させることが可能なモータ制御器を必要とする。適切なコミュテーション時間を計算することは、通常、コイルに関してのモータのロータの位置を決定し、又はモニタすることを必要とする。このことは、例えば、このような情報をモータ制御器回路と関連付けるセンサーを設けることによるか、又はモータ内のコイルの１つ又はそれ以上において発生される逆ＥＭＦ信号を評価することによって実施することが可能である。センサレスモータの場合には、逆ＥＭＦ信号をモータ制御器へフィードバックさせて、実際の速度と所望の回転速度との間の差（即ち、エラー）と共に、コミュテーション時間を決定することが可能である。このような技術は当業者にとって公知であり、且つ、例えば、本願出願人に譲渡されている１９９４年５月３１日付で発行された米国特許第５，３１７，２４３号、１９９４年４月２６日付で発行された米国特許第５，３０６，９８８号、１９９３年６月２９日付で発行された米国特許第５，２２３，７７２号、１９９３年６月２２日付けで発行された米国特許第５，２２１，８８１号に開示されている方法及び装置に記載されており、これらを引用によって本明細書に取込む。
【０００８】
図３は三相モータによって発生された逆ＥＭＦ信号４０の基本的な形状を示している。図示した如く、逆ＥＭＦ信号４０は、基本的には、互いに重畳されている３個のＢＥＭＦ位相信号４２ａ，４２ｂ，４２ｃの組合わせである。ＢＥＭＦ位相信号４２ａ−ｃは正弦波形状であり且つ角度αに関してプロットした場合に１２０度位相がずれている。ＢＥＭＦ位相信号４２ｂは角度α₁ ４４において０Ｖであるとして示されており、且つＢＥＭＦ位相信号４２ｃは角度α₂ ４６において０Ｖとして示してある。図示した如く、ＢＥＭＦ位相信号４２ａ及び４２ｂは角度α₃ ４８において互いに交差するものとして示されており、ＢＥＭＦ位相信号４２ａ及び４２ｃは角度α₄ ５０において互いに交差するものとして示されており、且つＢＥＭＦ位相信号４２ｂ及び４２ｃは角度α₅ ５２において互いに交差するものとして示されている。典型的に、角度４８，５０，５２はコミュテーション点と呼ばれる。
【０００９】
図３に示した如く、０ＶからＢＥＭＦ位相信号４２ｂへ向かって正の方向に延在する位相Ｂベクトル５４が存在しており、且つ０ＶからＢＥＭＦ位相信号４２ｃへ向かって負の方向へ延在する位相Ｃベクトル５６が存在している。ベクトル５４及び５６は与えられた角度αに対する逆ＥＭＦの大きさを表わしている。当該技術分野において公知の如く、各位相に対して発生されるトルクは、位相コイルを介して流れる電流とその角度において該位相に対するトルク定数Ｋ_T をかけたものに等しい。モータに印加される全実効トルクは以下に示すようにこれらのベクトルの和に等しい。
【００１０】
【数１】

【００１１】
典型的に、与えられた方向にモータを駆動するためには、該モータを正の全トルクを与える方向において電流で駆動する。最大の効率を得るためには、２つの位相上のＢＥＭＦが等しい場合にコミュテーションが行なわれるべきであることは当該技術分野において公知である。
【００１２】
然しながら、コミュテーション（ｃｏｍｍｕｔａｔｉｏｎ）期間中にモータ内にトルクリップルが導入される場合がある。トルクリップルは、モータ内にジッターを発生する場合があり且つそれに付随して音響的ノイズを発生させる場合がある。トルクリップルは、典型的に、１つのコイルにおける電流の急速な減衰及び次の付勢されるコイルにおける電流の比較的ゆっくりとした上昇に起因して位相のコミュテーション期間中に発生するトルク変動のために、リニアシステム及びＰＷＭシステムの両方において発生することがある。システム内におけるジッターの導入などのトルクリップルの効果は、当業者にとって公知である。例えば、本出願人に譲渡されている１９９３年３月２日付で発行された米国特許第５，１９１，２６９号は、線形的に駆動されるモータにおけるトルクリップを最小とさせる回路を開示することによってリニアシステムにおけるこのような問題に対処している。
【００１３】
従って、多くのシステムの目標とすることは、トルクリップルを最小としながらトルクを最大とさせることである。理論的には、ＢＥＭＦ位相信号の各々がそのそれぞれの駆動信号の電流と同相であるように、最適な正弦波（リニア）又は擬似正弦波（デジタル）駆動回路を設計することが可能である。このようなシステムにおいては、パワーの流れ（エネルギ）は、理論的には、以下の式に従って一定である。
【００１４】
ｓｉｎ² （ωｔ）＋ｓｉｎ² （ωｔ＋１２０°）＋ｓｉｎ² （ωｔ＋２４０°）＝１
従って、原理的には、このようなシステムは０のトルクリップルを発生する。
【００１５】
然しながら、実際には、このようなデジタルシステムを設計することは非常に困難なことが多く且つ回路構成要素の品質及び量の観点から非常に高価なものである。例えば、モータ制御器回路は、３つの異なる波形を同期状態に維持することが必要とされ、そのことは、ＰＬＬ、又はルックアップテーブルを有する何らかの形態のデジタル回路等と共に、３つの別々の供給源を必要とする場合がある。このような回路は、集積回路パッケージにおいて実現される場合には、例えば、３０００個乃至５０００個の論理ゲートを必要とする場合がある。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、以上の点に鑑みなされたものであって、上述した如き従来技術の欠点を解消し、モータへ印加される全トルクがより良好に制御され且つトルクリップルが減少されるように電気モータをＰＷＭ波形で駆動する低コストの方法及び装置を提供することを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、パルス幅変調（ＰＷＭ）動作モードにある間にモータドライバをコミュテーション即ち転流動作させる方法及び装置を提供している。本発明は、ＰＷＭ波形で電気モータを駆動する低コストの方法及び装置を提供しており、その場合に、モータへ印加される全トルクは良好に制御され且つコミュテーション期間中にＰＷＭ駆動信号を徐々にスルー（ｓｌｅｗ）処理することによってトルクリップルを減少させている。
【００１８】
本発明の１実施例によれば、多相モータを駆動する方法が提供される。この方法は、少なくとも２つの動作状態を表わすスルー処理された即ちスルー型の位相制御信号を発生する。これらの動作状態のうちの１つは、基本的には、オン状態であり、その場合に、該スルー処理した位相制御信号は速度制御信号によって表わされるようにモータの所望の速度に直接的に比例している。第二状態は、例えば、フローティング又はオフ状態とすることが可能である。この方法は、コミュテーションイベントと関連する遷移期間中にこれらの動作状態の間で位相制御信号を徐々にスルー処理（動作）することを包含している。この方法は、更に、スルー処理した位相制御信号に比例するＰＷＭ位相駆動信号を発生し且つ該ＰＷＭ位相駆動信号をモータへ供給することを包含している。本発明の１つの側面によれば、該遷移期間は、コミュテーションイベントの前に開始し且つコミュテーションイベントの後に終了することが可能である。例えば、該遷移期間は、コミュテーションイベントの前約３０°（電気的）において開始し且つコミュテーションイベントの後約３０°（電気的）において終了することが可能である。
【００１９】
本発明の別の側面によれば、多相モータを駆動するための装置が提供される。この装置は、少なくとも２つの動作状態を表わすＰＷＭ位相駆動信号を発生するスルー処理遷移器（ｓｌｅｗｉｎｇ ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎｅｒ）を包含している。該スルー処理遷移器は、遷移期間中に該動作状態の間で徐々にスイッチし、且つＰＷＭ位相駆動信号をモータへ供給する。
【００２０】
本発明の更に別の実施例によれば、制御回路を具備するモータ制御器において使用する改良したドライバ回路即ち駆動回路が提供される。該制御回路は速度制御信号及び１つ又はそれ以上のコミュテーション制御信号を出力する。該改良したドライバ回路は、バッファ段、電流スイッチ段、比較器段、駆動段を包含している。各段は、例えば、モータの各位相に対して専用の回路を包含することが可能である。該バッファ段は、該制御回路へ結合されており且つ受取った速度制御信号に比例する少なくとも１つの位相制御信号を発生すべく構成されている。該電流スイッチ段は、該バッファ段へ結合されると共に該制御回路へ結合されており、且つ受取った位相制御信号と受取ったコミュテーション制御信号の関数であるスルー処理した位相制御信号を発生すべく構成されている。該比較段は、該電流スイッチ段へ結合されており且つスルー処理した位相制御信号に比例するＰＷＭ位相制御信号を発生すべく構成されている。該駆動段は、該比較器段へ結合されており、且つ該ＰＷＭ位相制御信号に比例し且つモータを駆動するのに適した駆動信号を発生すべく構成されている。該スルー処理した位相制御信号は、例えば、少なくとも２つの動作状態を表わすことが可能であり、その場合に、それらの動作状態のうちの第一動作状態は速度制御信号に直接的に比例し且つ遷移期間中に該動作状態の間でスルー処理即ちスルー動作される。
【００２１】
電流スイッチ段の１つの実現例は、第一及び第二電流源を包含しており、その各々が該制御回路へ結合されており且つ、夫々、第一及び第二電流信号を発生すべく構成されており、その場合に該第二電流は該第一電流と反対の極性である。該第一及び第二電流信号は補償ノードと接地との間に結合されているスルー処理（動作）用のコンデンサを包含する補償ノードへ印加される。電流スイッチ段は、更に、バッファ段と補償ノードとの間に結合されており且つ補償ノードへ印加される電圧を制御すべく構成されている１つ又はそれ以上のクランプダイオードを包含することが可能である。
【００２２】
補償段の１つの実現例は、三角波発生器及び比較器を包含している。該比較器は三角波信号を受取るために該三角波形発生器へ結合されており且つ該スルー処理した位相制御信号を受取るために該電流スイッチ段へ結合している。該比較器は、更に、三角波波形信号及びスルー処理した位相制御信号の関数であるＰＷＭ位相制御信号を発生すべく構成されている。
【００２３】
該バッファの１つの実現例は、例えＰＮＰトランジスタ等のデカップリング（離脱）装置を包含しており、それは速度制御信号を受取るために制御回路へ結合されると共に、位相制御信号を供給するために電流スイッチ段内の補償ノードへ結合している。該デカップリング（離脱）装置は、基本的に、補償ノード上に高インピーダンスを与える。このようなバッファ段は、定周波数ＰＷＭ駆動信号を発生するドライバ回路において使用することが可能である。
【００２４】
バッファ段の別の実現例は、第一バッファと第二バッファとを包含するものである。該第一バッファは、速度制御信号を受取るために該制御回路へ結合されており且つ速度制御信号に比例する第一位相制御信号を発生すべく構成されている。該第二バッファは、該第一バッファの出力端へ結合しており、且つ基準電圧信号に関して第一位相制御信号と反対の極性の第二位相制御信号を発生すべく構成されている。該第二バッファは、例えば、基準電圧信号へ結合される第一入力端と該第一バッファからの第一位相制御信号を受取るべく結合されている第二入力端とを具備する反転バッファとすることが可能である。このようなバッファ段は、フェーズシフト即ち位相をシフトさせた周波数ＰＷＭ駆動信号を発生するドライバ回路において使用することが可能である。
【００２５】
本発明の更に別の実施例においては、モータに使用するモータ制御器が提供される。該モータ制御器は速度制御信号及びコミュテーション制御信号を発生すべく構成されている制御回路、及び上述したような改良したドライバ回路を包含している。本発明の更に別の実施例においては、改良したドライバ回路を具備するモータ制御器がモータと共にディスクドライブ、即ちディスク駆動装置内に設けられている。
【００２６】
【発明の実施の形態】
本発明の特徴をよりよく理解するために、従来のモータ制御器の動作について最初に説明し、このような制御器がどのようにしてシステム内に不所望のトルクリップルを実際に導入する場合があるかについて説明する。図４は従来のモータ制御器３０のブロック図を示しており、それはモータ１８における１つ又はそれ以上の位相コイルを駆動するための定周波数ＰＷＭ信号を発生する。モータ制御器３０は制御線６１を介してドライバ回路６２へ制御信号を出力する制御回路６０を具備するものとして示されている。ドライバ回路６２は駆動信号線３６ａ及び３６ｂを介してＰＷＭ位相駆動信号を出力する。
【００２７】
制御回路６０は、典型的に、位相状態の間のコミュテーションを制御し且つモータ１８における位相コイルの各々に対しての状態を介して段階的に進行するアナログ・デジタル回路を包含することが可能である。従って、制御回路６０は、基本的に、モータ１８内の位相のうちのいずれが、選択された動作モードに依存して、「高」又は「低」へ駆動されるか又は「フローティング」のままとされるかを決定する。図示した如く、制御回路６０は速度制御ループ６４、コミュテーション制御段６６、フィードバック制御ループ６８を包含している。速度制御ループ６４はモータ１８の所望速度を確立し且つ所望の速度と実際の又は計算された速度との間の差を、フィードバック制御ループ６８から受取ったフィードバック信号に基づいて決定する。速度制御ループ６４の出力は、典型的に、モータ１８を所望の速度で動作させるのに必要な補正に比例する速度制御電圧又は電流信号である。該速度制御信号はコミュテーション制御段６６へ印加され、コミュテーション制御段６６は該速度制御信号を修正し及び／又はそれをドライバ回路６２へ通過させることが可能である。コミュテーション制御段６６は各相の状態を選択的に制御する。コミュテーション制御段６６の出力は、典型的に、各位相に対するコミュテーション制御信号を包含している。コミュテーション制御段６６は、更に、コミュテーション制御信号と共に、ライン６１を介して、速度制御ループ６４からの速度制御信号を供給することが可能である。
【００２８】
図示した如く、ドライバ回路６２はＰＷＭ制御段７０とＰＷＭ駆動段７２とを包含している。ＰＷＭ制御段７０は制御回路６０からの速度制御信号及びコミュテーション制御信号を受取る。ＰＷＭ制御段７０は、典型的に、１つ又はそれ以上のコミュテーション制御信号によって活性化され又は脱活性化させることが可能な各位相に対しての専用の回路を包含している。活性化されると、これらの専用の回路は速度制御信号に比例するＰＷＭ位相制御信号を発生する。該ＰＷＭ位相制御信号は、位相制御線７４ａ及び７４ｂを介して、ＰＷＭ駆動段７２へ供給される。単に２つの位相制御線７４ａ−ｂが示されているに過ぎないが、例えば各位相に対して１つずつより多くのものを設けることが可能であることは勿論である。ＰＷＭ制御段７０は速度制御信号を三角波形信号と比較するために１つ又はそれ以上の比較器を包含することが可能である。このようなＰＷＭ信号発生技術及びそれに関連する回路は当業者にとって公知である。
【００２９】
ＰＷＭ駆動段７２は各位相と関連しているＰＷＭ位相制御信号に比例するＰＷＭ位相駆動信号を発生する。該ＰＷＭ位相駆動信号はモータ１８における夫々の位相コイルへ供給することが可能である。ＰＷＭ駆動段７２は、例えば、ＰＷＭ位相制御信号に従って、位相コイルを駆動電流フローティングノード及び／又は接地へ接続し且つ切断させるプシュプルドライバ回路を包含することが可能である。
【００３０】
制御回路６０及びドライバ回路６２に関連して上述した技術及び回路は当業者にとって公知である。例えば、この点に関しては、米国特許第５，３１７，２４３号、第５，３０６，９８８号、第５，２２３，７７２号、第５，２２１，８８１号、第５，２０４，５９４号を参照するとよく、これらは引用によって本明細書に取込む。
【００３１】
制御回路６０及びドライバ回路６２の動作を図５に示してあり、それは２つの位相、即ち位相Ａ及び位相Ｂに関連する種々の信号を図示している。図５に示した信号は、位相Ａコミュテーション制御信号８０ａ及び位相Ｂコミュテーション制御信号８０ｂ（各々はオンである場合に速度制御信号に比例する）、ＰＷＭ位相駆動信号８２ａ及びその結果得られる位相Ａ電流８４ａ、及びＰＷＭ位相駆動信号電圧８２ｂ及びその結果得られる位相Ｂ電流８４ｂを包含している。図示した如く、時間８６において発生するコミュテーションが存在しており、その場合に、位相Ａはターンオフし且つ位相Ｂはターンオンする。一例として、コミュテーションが発生すると、位相Ａコイルは高状態からフローティング状態へシフトされ且つ位相Ｂコイルはフローティング状態から高状態へシフトさせることが可能である。コミュテーションに続いて、電流８４ａは時間と共に約０へ減少し、一方、同時に、電流８４ｂは時間と共に増加を開始する。
【００３２】
図示した如く、電圧８２ａ−ｂはパルス間においてＰＷＭ信号を負へ駆動する傾向のある再循環電圧を包含している。これらの再循環効果は、究極的にほぼ０Ｖへ復帰する電圧８２ａによって反映されているように、コミュテーションに続いて減少されている。同様に、電流８４ａが減少し且つ究極的に期間８７においてほぼ０へ到達する。コミュテーションに続いて、電圧８２ｂはＰＷＭ駆動信号パルストレインの形状をしており、且つ関連する電流８４ｂは時間７６においてジャンプ８８を有しており（モータ１８内の寄生結合の結果であると考えられる）、次いで期間９０においてランプ即ち傾斜勾配をもって増加しており（再循環電圧効果に起因する）且つ期間９２及びそれ以後においては通常のランプ即ち傾斜勾配をもっての上昇が存在している（モータ１８におけるインダクタンスと抵抗に起因している）。ある時間において、通常期間８７より後の時間において、電流８４ｂがコミュテーション前の電流８４ａと形状が類似したランニング即ち稼動電流への「ランプアップ」即ち傾斜勾配をもっての上昇動作を完了する。
【００３３】
然しながら、コミュテーションに続く電流８４ｂの形状にも拘らず、電流８４ａは電流８４ｂよりも一層迅速に減少する傾向があるので、モータ１８へ印加される全電流においては尚且つ変動が存在している。この変動はトルクリップルを増加させる可能性がある。
【００３４】
従って、本発明の１実施例に基づいて、図６は、このような変動及びそれに関連するトルクリップルを減少させる改良したモータ制御器１００のブロック図を示している。モータ制御器１００は、制御回路６０（図４と同様）、及び改良したドライバ回路１０２を包含している。図示した如く、ドライバ回路１０２はバッファ段１０４と、スルー処理型電流スイッチ段１０６と、比較器段１０８と、ＰＷＭ駆動段１１０と、三角波形発生器１１２とを包含している。以下に説明するように、改良したドライバ回路１０２はスルー処理したＰＷＭ位相駆動信号を発生し、それはコミュテーション点を包含する場合のある遷移期間中に、変化する幅の１つ又はそれ以上の付加的なＰＷＭパルスを包含している。これらの付加的なパルスは、１つの位相から次の位相へのコミュテーション期間中における全電流において発生する場合のある変動を充填する傾向となる。
【００３５】
図示した如く、バッファ段１０４は制御信号線６１を介して制御回路６０から制御入力を受取り且つ該位相の各々において使用するために制御信号を発生するか又は供給する。バッファ段１０４は、例えば、各位相に対して１つ又はそれ以上のバッファ用トランジスタ又はバッファ用増幅器を包含することが可能である。バッファ段１０４の出力は位相制御信号であって、それらは、オン位相に対して、速度制御信号に比例している。更に、バッファ段１０４は、修正なしである制御信号、例えば、次の段への位相コミュテーション信号を通過させることが可能である。
【００３６】
該位相制御信号はスルー処理型電流スイッチ段１０６へ供給され、スルー処理型電流スイッチ段１０６はこれらの信号を使用してスルー処理された位相制御信号を発生し、該信号の各々は遷移期間へ到達し且つそれに追従する対応する位相制御信号に比例している。遷移期間中に、スルー処理された位相制御信号は時間に関して１つの状態から次の状態（与えらえた位相に対して）に対してスルー（ｓｌｅｗ）処理することが可能である。一例として、与えらえた位相が高状態へ駆動され、即ちその位相がオンであると仮定する。そうであるとすると、遷移期間の開始前において、該スルー処理された位相制御信号は実質的に位相制御信号に比例する。然しながら、遷移期間に到達すると、スルー処理された位相制御信号は該遷移期間の期間中に高状態から低状態又はフローティング状態（例えば、オフ状態）へスルー処理（動作）される。従って、例えば、その高状態が正電圧によって表わされ且つ該低状態が０電圧状態によって表わされる場合には、遷移期間中に、該スルー処理された位相制御信号は正電圧から０電圧へ時間と共に減少する。逆に、その位相がスイッチオンされる場合には、そのスルー処理された位相制御信号は、遷移期間中に、０電圧から高電圧へ時間と共に増加される。そうであるから、コミュテーションイベントの発生と共に、１つの状態から次の状態へ急激に変化する代わりに、その変化は遷移期間中に状態間において徐々にスルー動作（上方又は下方）することにより時間に関して分散されることとなる。その結果得られるスルー処理された位相制御信号は比較器段１０８へ供給される。
【００３７】
比較器段１０８は該スルー処理された位相制御信号を三角波形発生器１１２から供給された三角波形信号と比較し且つ各位相に対して比例的なＰＷＭ位相制御信号を出力する。比較器段１０８は、例えば、その位相に対して位相制御信号に比例するデューティサイクルをもっており且つ三角波形信号の周波数に比例する周波数をもっているＰＷＭデジタルパルストレインを出力する比較器を各位相に対して有することが可能である。当該技術分野において公知の如く、三角波形の周波数は、与えらえた位相に対する関連するコミュテーション周波数よりも実質的に一層高いものに選択することが可能である。例えば、三角波形形状が約２０−３０ＫＨｚの間の周波数を有することは一般的である。比較器段１０８の出力はＰＷＭ駆動段１１０へ供給される。
【００３８】
図７ａは本発明の１実施例に基づいて、図６に示したようなドライバ回路１０２の第一の具体例を示している。ドライバ回路１０２はバッファ段１０４と、スルー処理型電流スイッチ段１０６と、比較器段１０８と、ドライバ段１１０とを包含している。
【００３９】
図示した如く、バッファ段１０４は入力ノード１２０において制御線６１からの速度制御信号を受取る。バッファ段１０４は各位相に対してＰＮＰトランジスタを有している。位相Ａに対して、ＰＮＰトランジスタ１２２が設けられており、そのベースはノード１２０へ結合されており、そのエミッタは位相Ａスルー処理ノード１２８へ結合しており、且つそのコレクタは接地へ結合している。位相Ｂに対しては、ＰＮＰトランジスタ１２４が設けられており、そのベースはノード１２０へ結合しており、そのエミッタは位相Ｂスルー処理ノード１３０へ結合しており、且つそのコレクタは接地へ結合している。位相Ｃに対しては、ＰＮＰトランジスタ１２６が設けられており、そのベースはノード１２０へ結合しており、そのエミッタは位相Ｃスルー処理ノード１３２へ結合しており、且つそのコレクタは接地へ結合している。ＰＮＰトランジスタ１２２，１２４，１２６は、デカップリング（離脱）装置として作用することにより（例えば、補償ノード上に高インピーダンスを与えることにより）、夫々、補償ノード６１上に負荷をかけることを回避するバッファを供給することの可能なその他の同様のタイプのバイポーラ装置とすることが可能である。注意すべきことであるが、ＰＮＰトランジスタ１２２，１２４，１２６のエミッタ（それは、以下に説明するように、関連する電流源によって駆動される）が低へプルされると、該トランジスタは、基本的に、ターンオフし、従って、遷移期間中において、スルー処理型電流スイッチ段１０６によって位相制御信号の下流でのスルー処理と干渉することはない。スルー処理型電流スイッチ段１０６は、各位相に対し２つの反対の電流源を有しており、該電流源はその位相と関連するコミュテーション制御信号によって（オン／オフ）制御される（制御信号線６１を介して）。位相Ａの場合には、電流源１３４及び１３６が設けられており且つ位相Ａスルー処理ノード１２８へ結合している。位相Ｂに対しては、電流源１３８及び１４０が設けられており且つ位相Ｂスルー処理ノード１３０へ結合している。位相Ｃに対しては、電流源１４２及び１４４が設けられており且つ位相Ｃスルー処理ノード１３２へ結合している。
【００４０】
スルー処理型電流スイッチ段１０６は、更に、各位相に対しスルー処理コンデンサを包含している。位相Ａに対しては、スルー処理コンデンサ１４６が設けられており且つ位相Ａスルー処理ノード１２８と接地との間に結合されている。位相Ｂに対してはスルー処理コンデンサ１４８が設けられており且つ位相Ｂスルー処理ノード１３０と接地との間に結合されている。位相Ｃに対しては、スルー処理コンデンサ１５０が設けられており且つ位相Ｃスルー処理ノード１３２と接地との間に結合されている。各位相に対して、関連するスルー処理コンデンサが、位相補償ノード上の位相制御信号の大きさに基づいて、遷移期間中に、充電させ且つ放電させることが可能である。この充電及び放電の変化割合、即ち勾配は、同一のものであることは必要ではなく且つ、各位相に対して、スルー処理コンデンサの容量及び関連する電流源に比例している（従って、選択可能である）。スルー処理型電流スイッチ段１０６の出力は比較器段１０８へ供給される。
【００４１】
比較器段１０８は各位相に対する比較器を有している。位相Ａに対しては、比較器１５２が設けられており、位相Ａスルー処理ノード１２８へ結合されている第一入力端及び三角波形発生器１１２からの三角波形信号を受取るべく結合されている第二入力端を具備している。位相Ｂに対しては、比較器１５４が設けられており、位相Ｂスルー処理ノード１３０へ結合されている第一入力端と、該三角波形信号を受取るべく結合されている第二入力端とを具備している。位相Ｃに対しては、比較器１５６が設けられており、位相Ｃスルー処理ノード１３２へ結合されている第一入力端と、該三角波形信号を受取るべく結合されている第二入力端とを具備している。比較器１５２，１５４，１５６からの出力は、夫々、ノード１５８，１６０，１６２へ印加される。
【００４２】
比較器１５２，１５４，１５６は、夫々、ノード１２８，１３０，１３２上に存在する電圧を該三角波形信号と比較し、それに比例するデューティサイクルをもったＰＷＭ位相制御信号を発生する。注意すべきことであるが、該スルー処理した位相制御信号は、基本的に、与えられた位相に対する電流に対する要求に対して基本的に比例しており、且つ該三角波形信号の最小電圧と最大電圧との間の電圧に制限させることが可能である。そうであるから、位相制御信号における増加はＰＷＭ位相制御信号のデューティサイクルを増加させ且つ位相制御信号における減少はＰＷＭ位相制御信号のデューティサイクルを減少させる。
【００４３】
ドライバ段１１０は各位相に対しプシュプルドライバ回路を有している。位相Ａに対するプシュプルドライバは、高側パワートランジスタ１６４と、低側パワートランジスタ１６６と、論理ブロック１６８とを包含している。論理ブロック１６８はコミュテーション制御線６１を介して１つ又はそれ以上のコミュテーション制御信号を受取り且つノード１５８から入力を受取る。論理ブロック１６８は、選択的に、低側トランジスタ１６６を制御する。高側パワートランジスタ１６４は、そのゲートをノード１５８へ結合しており、そのドレインを駆動パワー信号（不図示の電源から供給される）を受取るべく結合されており、且つそのソースはノード１６７へ結合している。低側パワートランジスタ１６６は、そのゲートを論理ブロック１６８の出力端へ結合しており、そのドレインをノード１６７へ結合しており、且つそのソースをノード１６９へ結合している。位相Ｂに対するプシュプルドライバは、高側パワートランジスタ１７０と、低側パワートランジスタ１７１と、論理ブロック１７４とを包含している。論理ブロック１６８はコミュテーション制御線６１を介して１つ又はそれ以上のコミュテーション制御信号を受取り且つノード１６０から入力を受取る。論理ブロック１７４は低側トランジスタ１７２を選択的に制御する。高側パワートランジスタ１７０は、そのゲートをノード１６０へ結合しており、そのドレインを駆動用パワー信号を受取るべく結合しており、且つそのソースをノード１７３へ結合している。低側パワートランジスタ１７２は、そのゲートを論理ブロック１７４の出力端へ結合しており、そのドレインをノード１７３へ結合しており、且つそのソースをノード１７５へ結合している。位相Ｃに対するプシュプルドライバは、高側パワートランジスタ１７６と、低側パワートランジスタ１７８と、論理ブロック１８０とを包含している。論理ブロック１８０はコミュテーション制御線６１を介して１つ又はそれ以上のコミュテーション制御信号を受取り且つノード１６２から入力を受取る。論理ブロック１８０は低側トランジスタ１７８を選択的に制御する。高側パワートランジスタ１７６は、そのゲートをノード１６２へ結合しており、そのドレインを駆動用パワー信号を受取るべく結合しており、且つソースをノード１７７へ結合している。低側パワートランジスタ１７８は、そのゲートを論理ブロック１８０の出力端へ結合しており、そのドレインをノード１７７へ結合しており、且つそのソースをノード１８１へ結合している。当該技術分野において公知のように、ノード１６９，１７５，１８１は、該位相の各々からフィードバック制御ループ内の検知用抵抗又は同様の回路への逆ＥＭＦ信号を供給するために使用することが可能である。該プシュプルドライバの各々からの出力はＰＷＭ位相駆動信号である。図示した如く、位相コイル１８２ａ，１８２ｂ，１８２ｃは、例えば、共通のセンターノード１８３を具備する「Ｙ」形態で接続させることが可能である。
【００４４】
ドライバ回路１０２の場合には、図７ａに示したように、コミュテーションを早期に開始させることが可能であり（即ち、ＢＥＭＦ位相信号が互いに交差する前に）、例えば、コミュテーションは、前のゼロ交差において開始し、性質上は正弦波的な台形波形を発生させることが可能である。上述したように、スルー処理型電流スイッチ段１０６においてスルー処理コンデンサ及び電流源の選択に基づいて、該波形の勾配を選択することが可能である。然しながら、負の電流が確立される点へ該スルー処理コンデンサを放電させることも可能である（ある回路においては）。従って、０を超えて駆動することがないように、正確な量の時間（例えば、遷移期間中）においてスルー処理（動作）することが重要である。このことを回避する１つの態様は、スルー処理コンデンサが完全に放電された場合に、その位相をトライステートとさせることである。例えば、このことは、論理的に行なうことが可能であり、その場合に、その位相を駆動する場合にのみ同期整流が使用され（コミュテーション制御信号によって）、その位相がターンオフされる場合には、同期クランプのみが駆動される（不図示のダイオードを介して）。当業者はこれら及びその他の同様の保護及び／又は制限回路を容易に想起することが可能である。
【００４５】
図７ｂは遷移期間１８４の期間中における位相制御信号のスルー処理（動作）の効果を示すために比較器１５２及び１５４への入力（例えば、位相Ａ及びＢ）を示している。図示した如く、比較器１５２は三角波形信号１８５及びスルー処理された位相制御信号１８６を受取る。スルー処理された位相制御信号１８６は時間と共に減少するので、結果的に得られるＰＷＭ位相制御信号におけるデューティサイクルも比例的に減少する。同様に、比較器１５４は三角波形信号１８５及びスルー処理された位相制御信号１８７を受取る。スルー処理された位相制御信号１８７（位相Ｂに対するもの）は時間と共に増加するので、結果的に得られるＰＷＭ位相制御信号におけるうデューティサイクルも比例的に増加する。
【００４６】
図７ｃは、本発明の１実施例に基づいて、図７ａにおけるドライバ回路１０２の動作に関連する波形を示している。図７ｃに示した波形は、夫々、位相Ａ及びＢに対するＰＷＭ駆動電圧１８８ａ及び１８８ｂ及び、コミュテーション点１９２前において開始し且つすぐその後に終了する遷移期間１８４期間中に位相Ａ及びＢコイル１８２ａ及び１８２ｂへ印加されるような関連する電流１９０ａ及び１９０ｂを表わしている。図示した如く、これらの位相に対するスルー処理されたＰＷＭ位相駆動信号は、基本的に、該位相コイルへ付加的な電流を供給し、該電流はコミュテーション時に全電流において残された孔を「充填」する傾向となる（上述したように）。従って、その結果各位相に対する電流形状は台形状となり、従って、トルクリップルを減少するために使用することが可能である。
【００４７】
図７ａに示した如く、ドライバ回路１０２は一定の周波数を持ったスルー処理されたＰＷＭ位相駆動信号出力を発生する。然しながら、本発明からの利益を享受することの可能なその他のＰＷＭモータ制御器及びシステムが存在している。当業者によって理解されるように、本発明はこのような回路及び／又はシステムにおいて使用するのに容易に適合させることが可能なものである。例えば、図８ａはフェーズシフトされているＰＷＭ位相駆動信号を発生するためにドライバ回路１０２において使用するための、図６に示したようなバッファ段１０４及びスルー処理型電流スイッチ段１０６の別の実施例を示している。
【００４８】
図８ａにおけるバッファ段１０４′は非反転型バッファ２０２を有しており、その入力端のうちの１つは制御線６１からの１つ又はそれ以上の速度制御信号を受取るべく結合されており、且つ第二入力端は、ノード２０４へ印加されるその出力端からのフィードバックを与えるように結合されている。バッファ２０２の出力は、更に、クランプダイオード２１６，２２０，２２４を介して、夫々、ノード２０３，２０５，２０７へ印加される。バッファ段２０２は、更に、反転用バッファ２０８を有しており、その入力端のうちの１つは抵抗２０６へ結合しており、抵抗２０６はノード２０４へ結合すると共にフィードバック抵抗２１２へ結合しており、フィードバック抵抗２１２はノード２１０へ印加される反転バッファ２０８の出力と結合される。反転用バッファ２０８への第二入力２１３は図６における三角波形発生器１１２によって発生された三角波形の平均（即ち、中心値）に等しい場合がある内部的に発生された基準電圧を受取るべく結合されている。反転用バッファ２０８の出力は、更に、クランプダイオード２１４，２１８，２２２を介して、夫々、ノード２０３，２０５，２０７へ印加される。
【００４９】
図８ａに示したように、スルー処理型電流スイッチ段１０６′は、各位相に対して２つの対向した電流源を有しており、これらの電流源は各位相と関連している１つ又はそれ以上のコミュテーション制御信号（ライン６１からのもの）によって制御（オン／オフ）される。位相Ａに対しては、電流源２２６及び２２８が設けられており且つ位相Ａスルー処理ノード２０３へ結合されている。位相Ｂに対しては、電流源２３０及び２３２が設けられており且つ位相Ｂスルー処理ノード２０５へ結合されている。位相Ｃに対しては、電流源２３４及び２３６が設けられており且つ位相Ａスルー処理ノード２０７へ結合されている。スルー処理型電流スイッチ段１０６′は、更に、各位相に対してスルー処理コンデンサを包含している。位相Ａに対しては、スルー処理コンデンサ２３８が設けられており且つ位相Ａスルー処理ノード２０３と接地との間に結合されている。位相Ｂに対しては、スルー処理コンデンサ２４０が設けられており且つ位相Ｂスルー処理ノード２０５と接地との間に結合されている。位相Ｃに対しては、スルー処理コンデンサ２４２が設けられており且つ位相Ｃスルー処理ノード２０７と接地との間に結合されている。スルー処理ノードの各々の上のスルー処理した位相制御信号は比較器段１０８へ供給される。
【００５０】
図８ｂは遷移期間２４７の期間中における位相制御信号のスルー処理の効果を示すために比較器１５２及び１５４に対する入力（例えば、位相Ａ及びＢ）を示している。図示した如く、比較器１５２は三角波形信号１８５及びノード２０３からのスルー処理された位相制御信号２４８ａが供給される。同様に、比較器１５４は三角波形信号１８５及びノード２０５からのスルー処理された位相制御信号２４８ｂが供給される。然しながら、位相Ｂに対するスルー処理された位相制御信号は位相Ａに対して印加される速度制御信号と極性が反対である（この側面については後に更に説明する）。前述したように、スルー処理された位相制御信号２４８ａ（位相Ａに対するもの）が時間と共に減少する場合には、結果的に得られるＰＷＭ位相制御信号におけるデューティサイクルは比例的に減少する。同様に、スルー処理した位相制御信号２４８ｂ（位相Ｂに対するもの）が時間と共に増加する場合には、結果的に得られるＰＷＭ位相制御信号におけるデューティサイクルは比例的に増加する。
【００５１】
図８ｃは図８ａにおける実現例に従って図６におけるドライバ回路１０２の動作に関連する波形を示している。最も上側の波形は、位相Ａに対するスルー処理された位相制御信号が基準電圧２５０（図８におけるノード２１３へ印加される）と等しい場合に、位相Ａ及びＢの夫々に対して結果的に得られるＰＷＭ位相駆動信号２５２ａ及び２５２ｂを示している。最も下側の波形は、位相Ａに対するスルー処理された位相制御信号が基準電圧２５０（図８ａにおけるノード２１３に印加される）と等しいものでない場合に、位相Ａ及びＢの夫々に対して結果的に得られるＰＷＭ位相駆動信号２５２ａ及び２５２ｂを示している。
【００５２】
最も上側の波形において、位相Ｂに対するスルー処理された位相制御信号は位相Ａに対するスルー処理された位相制御信号と極性が反対であるので（基準電圧に関して）、位相Ａに対するスルー処理された位相制御信号が基準電圧と等しい場合には、位相Ｂに対するスルー処理された位相制御信号も基準電圧と等しい。そうであるから、制御信号Ａ及びＢは、基準電圧２５０によって表わすことが可能である。その結果、スルー処理されたＰＷＭ位相制御信号２５２ａ及び２５２ｂは、信号２５０が三角波形信号１８５と比較された場合に、同一のデューティサイクルを有することとなる。スルー処理されたＰＷＭ位相制御信号２５２ａ及び２５２ｂが、夫々、位相Ａコイル１８２ａ及び位相Ｂコイル１８２ｂへ印加されると（反対の方向において）、結果的に得られる電流２５４はほぼ０である。何故ならば、信号２５２ａ及び２５２ｂは基本的に互いに相殺するからである。従って、スルー処理されたＰＷＭ位相駆動信号２５２ａ及び２５２ｂのデューティサイクルが等しい場合には（即ち、各々が５０％）、モータ１８へ印加される正味の電流の流れ（即ち、トルク）は存在しない。
【００５３】
最も下側の波形において、スルー処理されたＰＷＭ位相制御信号２４８ａは基準電圧２５０よりも一層大きく且つスルー処理されたＰＷＭ位相制御信号２４８ｂは、等しく、基準電圧２５０より低い。その結果は、スルー処理されたＰＷＭ位相駆動信号２５６ａはスルー処理されたＰＷＭ位相駆動信号２５６ｂよりもより低いデューティサイクルを有することとなる。信号２５６ａ及び２５６ｂの間の差はモータ１８における関連する位相コイルを介して流れる正味の電流２５８となる。従って、モータ１８のトルクは正味の電流２５８に比例する。
【００５４】
このフェーズシフトされたＰＷＭ動作モードが三相システムにおける全ての相に対して印加される場合には、ゼロの正味電流となることはない。何故ならば、各位相は、基本的に、それが発生する前に遷移期間中に開始するからである。その結果、遷移期間中に反対の条件へスルー処理することによって最小のデューティサイクル（例えば、該位相中における完全にオンの場合）から台形遷移を発生させることが可能である。図８ａに示したように、スルー処理期間はスルー処理コンデンサ及び電流源の選択を介して確立することが可能である。電流を変化させることによって、例えば（コンデンサにより）、１つの条件から別の条件への変化割合が変化される。従って、該台形形状は異なる勾配を有するように選択することが可能である。
【００５５】
更に、スルー処理（動作）の勾配は、ＢＥＭＦのゼロ交差点に従って調節することが可能である。例えば、正確に６０°の台形とするためには（即ち、６０°の上昇と、１２０°の平坦と、６０°の下降）、勾配は、図３に示したように、ゼロ交差の前３０°（電気的）において開始する。然しながら、２つの位相のＢＥＭＦ信号が等しい場合に高及び低の位相における電流が等しいことが有利であるので、スルー処理（動作）の割合は、どの程度前もってコミュテーションを開始させるかを決定する可能性がある。これらの制御方法は、典型的に、システムのタイプ、モータ、及びモータのＢＥＭＦによって決定される。更に、システムの効率も考慮することが可能であり、例えば、スルー処理（動作）が長ければ長い程、システムの効率は低下する傾向となる。本発明によれば、スルーレートの確立及び制御が簡単化されている。何故ならば、それは、単に、各駆動される位相のスルー処理ノード上の電流を調整するに過ぎないからである。更に、スルーレートに対してコミュテーションタイミングを最適することが可能であることは勿論である。
【００５６】
フェーズシフト型ＰＷＭシステム（図８ａにおけるようなもの）における付加的な利点の中で、図７におけるシステムのように、ゼロを超えて１つの位相を駆動すること又は位相がずれるように駆動することが不可能であるということである。例えば、遷移期間中に、デューティサイクルのみがクランプダイオードの結果として最大正から最大負へスルー処理され、それは、基本的に、速度制御信号に従って電流に対する要求の関数として基準電圧周りに対称的にシフトするレールとして動作する。そうであるから、該システムは、実際のデューティサイクルを決定する２つのレールの間で実際的に変動することによってモータを介しての全電流を制御する。更に注意すべきことであるが、図８におけるモータドライバは各タイプの遷移に対して異なるスルーレート（例えば、充電率及び放電率）を必要とするものではない。何故ならば、その他の最適化方法を適用することが可能であるが、該スルーレートは本質的に対称的なものだからである。
【００５７】
図６，７ａ，８ａにおけるドライバ回路において、結果的に得られるＰＷＭ駆動信号の形状は、モータにおける位相コイルの各々へ供給される電流の台形形状を与える遷移期間の期間中における付加的なＰＷＭパルスを包含している。その結果は、トルクリップルが減少されることとなる。何故ならば、モータへ印加される全電流及びそれから発生するトルクはコミュテーション期間中により一定なものとなる傾向があるからである。従って、本発明の場合には、正弦波駆動を発生するために通常必要とされる複雑な回路は、例えば、単に数個のダイオード、コンデンサ及び電流源を使用することによってより簡単な回路で置換させることが可能である。更に、その結果得られるシステムは正弦波電流と台形電流との間において殆ど差異が見られない程度に良好に機能する。
【００５８】
以上、本発明の具体的実施の態様について詳細に説明したが、本発明は、これら具体例にのみ限定されるべきものではなく、本発明の技術的範囲を逸脱することなしに種々の変形が可能であることは勿論である。
【図面の簡単な説明】
【図１】 従来のディスクドライブを示した概略図。
【図２】 図１におけるディスクドライブにおいて使用する典型的なモータ制御器及びモータを示した概略ブロック図。
【図３】 図２におけるようなモータによって発生される逆ＥＭＦ信号の基本的な形状を示したタイミング線図。
【図４】 制御回路とドライバ回路とを具備する図２におけるような従来のモータ制御器を示した概略ブロック図。
【図５】 図４のモータ制御器によって発生される代表的な信号を示したタイミング線図。
【図６】 本発明の１実施例に基づいて構成されたモータを駆動する場合に使用するのに適した改良型ドライバ回路を具備するモータ制御器を示した概略ブロック図。
【図７ａ】 図６に示した改良型ドライバ回路の第一実現例を示した概略回路図。
【図７ｂ】 図７ａに示した改良型ドライバ回路の比較器段への入力の代表的な信号を示したタイミング線図。
【図７ｃ】 図７ａに示した改良型ドライバ回路によって発生される２つのＰＷＭ位相駆動信号と関連した代表的な出力電圧及び電流信号を示したタイミング線図。
【図８ａ】 図６に示した改良型ドライバ回路の第二実現例を示した概略回路図。
【図８ｂ】 図８ａに示した改良型ドライバ回路の比較器段への入力端の代表的な信号を示したタイミング線図。
【図８ｃ】 図８ａに示した改良型ドライバ回路によって発生される２つのＰＷＭ位相駆動信号と関連した代表的な出力電圧及び電流信号を示したタイミング線図。
【符号の説明】
６０ 制御回路
１００ モータ制御器
１０２ ドライバ回路
１０４ バッファ段
１０６ スルー処理型電流スイッチ段
１０８ 比較器段
１１０ ＰＷＭ駆動段
１１２ 三角波形発生器

Claims (24)

1. 多相モータ駆動方法において、
   スルー処理した、即ち遷移期間にわたり１つの状態から次の状態へ所定のスルーレートで変化すべく処理した位相制御信号を発生し、前記位相制御信号は第一及び第二動作状態を有しており、前記第一動作状態はオン状態であって速度制御信号に直接的に比例しており且つ前記第二動作状態はフローティング又はオフ状態であり、前記位相制御信号はコミュテーションイベントに応答して前記第一及び第二動作状態の間でスイッチし、前記コミュテーションイベントは前記遷移期間と関連しており、前記位相制御信号が前記遷移期間中に前記第一及び第二動作状態間においてスルー処理され、
   前記スルー処理した位相制御信号に比例するパルス幅変調（ＰＷＭ）位相駆動信号を発生し、
   前記ＰＷＭ位相駆動信号を前記モータへ供給する、
   上記各ステップを有することを特徴とする方法。
2. 請求項１において、前記遷移期間が、前記コミュテーションイベントの前に開始し且つ前記コミュテーションイベントの後に終了することを特徴とする方法。
3. 請求項２において、前記遷移期間が前記コミュテーションイベント前において約３０電気角より速く開始することはなく、且つ前記コミュテーションイベントの後約３０電気角より遅くに終了することがないことを特徴とする方法。
4. 請求項１において、前記遷移期間が前記コミュテーションイベントと共に開始し且つ前記コミュテーションイベントの後に終了することを特徴とする方法。
5. 請求項４において、前記遷移期間が前記コミュテーションイベントの後約３０電気角より遅くに終了することがないことを特徴とする方法。
6. 請求項１において、前記遷移期間が前記コミュテーションイベントの前に開始し且つ前記コミュテーションイベントと共に終了することを特徴とする方法。
7. 請求項６において、前記遷移期間が前記コミュテーションイベントの前約６０度より前に開始することがないことを特徴とする方法。
8. 請求項１において、前記スルー処理した位相制御信号が実質的に台形形状であることを特徴とする方法。
9. 請求項１において、前記ＰＷＭ位相駆動信号が実質的に台形形状であることを特徴とする方法。
10. 多相モータ駆動装置において、
    第一及び第二動作状態を有するパルス幅変調（ＰＷＭ）位相駆動信号を発生するスルー処理遷移器が設けられており、前記第一動作状態はオン状態であって速度制御信号に直接的に比例し且つ前記第二動作状態はフローティング又はオフ状態であり、前記スルー処理遷移器は遷移期間中に前記第一及び第二動作状態の間で徐々にスイッチ動作して前記第一動作状態におけるパルス幅と前記第二動作状態におけるパルス幅との間で除々にパルス幅が変化するＰＷＭ位相駆動信号を発生し、且つ前記ＰＷＭ位相駆動信号を前記モータへ供給することを特徴とする装置。
11. 請求項１０において、前記遷移期間がコミュテーションイベント前に開始し且つ前記コミュテーションイベントの後に終了することを特徴とする装置。
12. 請求項１０において、前記遷移期間がコミュテーションイベントと共に開始し且つ前記コミュテーションイベントの後に終了することを特徴とする装置。
13. 請求項１０において、前記遷移期間がコミュテーションイベントの前に開始し且つ前記コミュテーションイベントと共に終了することを特徴とする装置。
14. 速度制御信号とコミュテーション制御信号とを出力する制御回路を具備するモータ制御器において使用するドライバ回路において、
    前記制御回路へ結合されており、前記速度制御信号を受取り、前記受取った速度制御信号に比例する少なくとも１個の位相制御信号を発生するバッファ段、
    前記位相制御信号を受取るために前記バッファ段へ結合しており且つ前記コミュテーション制御信号を受取るために前記制御回路へ結合されており、前記受取った位相制御信号と前記受取ったコミュテーション制御信号の関数であるスルー処理した、即ち遷移期間にわたり一つの状態から次の状態へ所定のスルーレートで変化すべく処理した位相制御信号を発生する電流スイッチ段、
    前記スルー処理した位相制御信号を受取るために前記電流スイッチ段へ結合しており、前記スルー処理した位相制御信号に比例するパルス幅変調（ＰＷＭ）位相制御信号を発生する比較器段、
    前記ＰＷＭ位相制御信号を受取るために前記比較段へ結合しており、モータを駆動するのに適した前記ＰＷＭ位相制御信号に比例する駆動信号を発生する駆動段、
    を有することを特徴とするドライバ回路。
15. 請求項１４において、前記スルー処理した位相制御信号が第一及び第二動作状態を有しており、前記第一動作状態がオン状態であって速度制御信号に直接的に比例し且つ前記第二動作状態がフローティング又はオフ状態であり、且つコミュテーションイベントに応答して前記第一及び第二動作状態の間でスイッチ動作し、前記コミュテーションイベントが前記遷移期間と関連しており、前記位相制御信号が前記遷移期間中に前記第一及び第二動作状態の間でスルー処理されることを特徴とするドライバ回路。
16. 請求項１４において、前記電流スイッチ段が、
    （ａ）第一コミュテーション制御信号を受取るために前記制御回路へ結合しており、前記第一コミュテーション制御信号の関数であり前記電流スイッチ段内のスルー処理ノードへ供給される第一電流源、
    （ｂ）第二コミュテーション制御信号を受取るために前記制御回路へ結合しており、前記第二コミュテーション制御信号の関数であり前記スルー処理ノードへ供給される第二電流信号を発生する第二電流源であって、前記第二電流がスルー処理ノードに関して前記第一電流と極性が反対である第二電流源、
    （ｃ）前記スルー処理ノードへ結合されると共に接地ノードへ結合しているスルー処理コンデンサ、
    を有することを特徴とするドライバ回路。
17. 請求項１４において、前記比較器段が三角波発生器と比較器とを有しており、前記比較器がそれから三角波信号を受取るために前記三角波発生器へ結合すると共に、前記スルー処理した位相制御信号を受取るために前記電流スイッチ段へ結合しており、前記比較器が前記三角波信号及び前記スルー処理した位相制御信号の関数としてＰＷＭ位相制御信号を出力することを特徴とするドライバ回路。
18. 請求項１４において、前記バッファ段が入力ノードと出力ノードとを具備する離脱装置を有しており、前記入力ノードが前記速度制御信号を受取るために前記制御回路へ結合しており、前記出力ノードが前記位相制御信号を供給するために前記電流スイッチ段内の補償ノードへ結合しており、且つ前記離脱装置が前記補償ノード上にハイインピーダンスを与えることを特徴とするドライバ回路。
19. 請求項１８において、前記離脱装置が前記入力ノードとしての制御端子と前記出力ノードとしての第二端子とを具備しているトランジスタであることを特徴とするドライバ回路。
20. 請求項１４において、前記バッファ段が、
    （ａ）前記速度制御信号を受取るために前記制御回路へ結合されており、前記速度制御信号に比例する第一位相制御信号を発生する第一バッファと、
    （ｂ）前記第一位相制御信号を受取るために前記第一バッファへ結合しており、前記速度制御信号に比例しており且つ基準電圧信号に関して前記第一位相制御信号と極性が反対である第二位相制御信号を発生する第二バッファ、
    を有していることを特徴とするドライバ回路。
21. 請求項２０において、前記第二バッファが、前記基準電圧信号へ結合される第一入力端及び前記第一バッファからの前記第一位相制御信号を受取るべく結合されている第二入力端を具備する反転バッファであることを特徴とするドライバ回路。
22. 請求項２０において、前記スルー処理型電流スイッチ段が、前記バッファ段と前記補償ノードとの間に結合されているクランプダイオードを有することを特徴とするドライバ回路。
23. モータに使用するモータ制御器において、
    速度制御信号とコミュテーション制御信号とを発生すべく構成された制御回路、
    請求項１４に記載したドライバ回路、
    を有することを特徴とするモータ制御器。
24. ディスク駆動装置において、
    モータ、
    請求項２３に記載したモータ制御器、
    を有することを特徴とするディスク駆動装置。

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