JPH06165576A - ブラシレスモータの駆動回路 - Google Patents
ブラシレスモータの駆動回路Info
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- JPH06165576A JPH06165576A JP43A JP31842592A JPH06165576A JP H06165576 A JPH06165576 A JP H06165576A JP 43 A JP43 A JP 43A JP 31842592 A JP31842592 A JP 31842592A JP H06165576 A JPH06165576 A JP H06165576A
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- brushless motor
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/08—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor
- H02P6/085—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor in a bridge configuration
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
- H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
- H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/28—Arrangements for controlling current
Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明の目的は、低消費電力で、モータ回転
時の電磁ノイズおよび機械的雑音を小さくすることがで
き、実装面積の小さなブラシレスモータの駆動回路を提
供することにある。 【構成】 相コイルＵ，Ｖ，Ｗの逆起電圧を検出するＯ
Ｐアンプ５，６，７の出力に従って、ソフトスイッチン
グ波形整形回路１０および３差動増幅器１１が、トラン
ジスタＱ２〜Ｑ７を制御して相コイルＵ，Ｖ，Ｗに流れ
る電流を制御する。トランジスタＱ３，Ｑ５，Ｑ７の駆
動時の電圧はダイオードＤ１〜Ｄ３によって検出され、
その電圧が所定電圧となるようにコンパレータ２２はス
イッチングトランジスタＱ１を制御して印加電圧ＶC を
制御する。
時の電磁ノイズおよび機械的雑音を小さくすることがで
き、実装面積の小さなブラシレスモータの駆動回路を提
供することにある。 【構成】 相コイルＵ，Ｖ，Ｗの逆起電圧を検出するＯ
Ｐアンプ５，６，７の出力に従って、ソフトスイッチン
グ波形整形回路１０および３差動増幅器１１が、トラン
ジスタＱ２〜Ｑ７を制御して相コイルＵ，Ｖ，Ｗに流れ
る電流を制御する。トランジスタＱ３，Ｑ５，Ｑ７の駆
動時の電圧はダイオードＤ１〜Ｄ３によって検出され、
その電圧が所定電圧となるようにコンパレータ２２はス
イッチングトランジスタＱ１を制御して印加電圧ＶC を
制御する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ブラシレスモータの駆
動回路に関するものである。
動回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来のこの種の回路としては省電力化を
図る回路としてＰＷＭ回路を使用したものが知られてい
る。その回路構成を図５に示す。図５において、４１は
各相コイルＵ，Ｖ，Ｗに供給される電流値を検出する抵
抗、４２は速度制御用のコントロール入力と供給電流値
とを比較するコンパレータ、４３はレベル調整用の電
源、４４は三角波発生回路、４５はコンパレータであ
り、この三角波発生回路４４とコンパレータ４５とによ
ってコンパレータ４２の出力に応じたパルスが生成され
る。Ｑ２〜Ｑ７は相コイルＵ，Ｖ，Ｗの駆動用トランジ
スタであり、Ｑ２Ａ，Ｑ４Ａ，Ｑ６Ａはそれぞれトラン
ジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６の駆動用トランジスタである。
図る回路としてＰＷＭ回路を使用したものが知られてい
る。その回路構成を図５に示す。図５において、４１は
各相コイルＵ，Ｖ，Ｗに供給される電流値を検出する抵
抗、４２は速度制御用のコントロール入力と供給電流値
とを比較するコンパレータ、４３はレベル調整用の電
源、４４は三角波発生回路、４５はコンパレータであ
り、この三角波発生回路４４とコンパレータ４５とによ
ってコンパレータ４２の出力に応じたパルスが生成され
る。Ｑ２〜Ｑ７は相コイルＵ，Ｖ，Ｗの駆動用トランジ
スタであり、Ｑ２Ａ，Ｑ４Ａ，Ｑ６Ａはそれぞれトラン
ジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６の駆動用トランジスタである。
【０００３】１は所定の相コイルに電流を供給するため
の通電切換回路であり、モータの起動時においては、起
動回路２，オシレータ３およびリングカウンタ４によっ
てその出力が生成され、運転時においては、ＯＰアンプ
５，６，７によって検出される各相コイルＵ，Ｖ，Ｗの
逆起電圧によってその出力が生成される。８は外部への
出力を決定する起動／逆起電圧検出切換回路である。
の通電切換回路であり、モータの起動時においては、起
動回路２，オシレータ３およびリングカウンタ４によっ
てその出力が生成され、運転時においては、ＯＰアンプ
５，６，７によって検出される各相コイルＵ，Ｖ，Ｗの
逆起電圧によってその出力が生成される。８は外部への
出力を決定する起動／逆起電圧検出切換回路である。
【０００４】４６は相切換ＰＷＭパルス合成回路であ
り、通電切換回路１の出力に従って通電すべきトランジ
スタを選び、そのトランジスタをコンパレータ４５の出
力パルスに従ってＰＷＭ制御する。ここで、本図に示し
た回路においては、電源電圧ＶDD側のトランジスタＱ
２，Ｑ４，Ｑ６はその起動時には完全にオン状態とな
り、ＧＮＤ側のトランジスタＱ３，Ｑ５，Ｑ７のみがそ
の駆動時に制御パルスによってＰＷＭ制御される。４７
はトランジスタのスイッチング時に発生するノイズを除
去するためのスナバ回路である。
り、通電切換回路１の出力に従って通電すべきトランジ
スタを選び、そのトランジスタをコンパレータ４５の出
力パルスに従ってＰＷＭ制御する。ここで、本図に示し
た回路においては、電源電圧ＶDD側のトランジスタＱ
２，Ｑ４，Ｑ６はその起動時には完全にオン状態とな
り、ＧＮＤ側のトランジスタＱ３，Ｑ５，Ｑ７のみがそ
の駆動時に制御パルスによってＰＷＭ制御される。４７
はトランジスタのスイッチング時に発生するノイズを除
去するためのスナバ回路である。
【０００５】以上説明したこの回路は、３相ブラシレス
モータの駆動回路であり、省電力化のためＰＷＭ回路を
用いている。本回路においては、速度制御のためのコン
トロール入力と検出電流値とを比較し、その比較結果と
三角波とをさらに比較してパルス波形を生成し、駆動す
べきトランジスタをスイッチング駆動する。
モータの駆動回路であり、省電力化のためＰＷＭ回路を
用いている。本回路においては、速度制御のためのコン
トロール入力と検出電流値とを比較し、その比較結果と
三角波とをさらに比較してパルス波形を生成し、駆動す
べきトランジスタをスイッチング駆動する。
【０００６】このように本回路では各相毎にＰＷＭ制御
に係るスイッチングをしているために、大容量のキャパ
シタを３個使用したスナバ回路が必要である。このため
回路の実装面積が大きくなると共にコストが多くかかる
という問題点がある。
に係るスイッチングをしているために、大容量のキャパ
シタを３個使用したスナバ回路が必要である。このため
回路の実装面積が大きくなると共にコストが多くかかる
という問題点がある。
【０００７】また、スイッチングノイズが完全に除去で
きないため、ハードディスクのスピンドルモータのドラ
イブ用に使用した場合、モータコイルによって発生する
電磁ノイズが信号検出用ヘッドに飛び込み、信号のＳ／
Ｎを悪化させることがある。さらに、駆動段をスイッチ
ング動作させるため相電流を緩やかに切換えるソフトス
イッチング回路を用いることができない。従って、急峻
な相電流切換によるモータの電磁ノイズのヘッドへの飛
び込みや機械的雑音が問題になる場合もあった。
きないため、ハードディスクのスピンドルモータのドラ
イブ用に使用した場合、モータコイルによって発生する
電磁ノイズが信号検出用ヘッドに飛び込み、信号のＳ／
Ｎを悪化させることがある。さらに、駆動段をスイッチ
ング動作させるため相電流を緩やかに切換えるソフトス
イッチング回路を用いることができない。従って、急峻
な相電流切換によるモータの電磁ノイズのヘッドへの飛
び込みや機械的雑音が問題になる場合もあった。
【０００８】従来から用いられている他の回路の構成を
図６に示す。図６において図５と同一符号のものは同一
のものを示している。また１０は相コイルに供給する電
流の切換え時に、電流の立上りや立下りを緩やかにする
ソフトスイッチング波形整形回路、１１はソフトスイッ
チング波形整形回路１０を介して入力する通電切換回路
１の出力に従って駆動すべきトランジスタを選びそのト
ランジスタを制御する３差動増幅器である。この３差動
増幅器は、速度制御用の信号と検出電流値とを比較する
コンパレータ１２の出力に従って駆動しているトランジ
スタのベース電流を制御するものである。この際このベ
ース電流の立上りおよび立下りはソフトスイッチング波
形整形回路１０によって緩やかになっている。また、電
源電圧ＶDD側のトランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６はその駆
動時には完全にオン状態となり、ＧＮＤ側のトランジス
タＱ３，Ｑ５，Ａ７のみがその駆動時に入力するベース
電流に従ってコレクタ電流を制御する。
図６に示す。図６において図５と同一符号のものは同一
のものを示している。また１０は相コイルに供給する電
流の切換え時に、電流の立上りや立下りを緩やかにする
ソフトスイッチング波形整形回路、１１はソフトスイッ
チング波形整形回路１０を介して入力する通電切換回路
１の出力に従って駆動すべきトランジスタを選びそのト
ランジスタを制御する３差動増幅器である。この３差動
増幅器は、速度制御用の信号と検出電流値とを比較する
コンパレータ１２の出力に従って駆動しているトランジ
スタのベース電流を制御するものである。この際このベ
ース電流の立上りおよび立下りはソフトスイッチング波
形整形回路１０によって緩やかになっている。また、電
源電圧ＶDD側のトランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６はその駆
動時には完全にオン状態となり、ＧＮＤ側のトランジス
タＱ３，Ｑ５，Ａ７のみがその駆動時に入力するベース
電流に従ってコレクタ電流を制御する。
【０００９】図６に示したような構成の回路はすでに一
般化しており（例えば松下電子工業（株）製のＰａｎａ
ｓｏｎｉｃ ＡＮ８２２１ＦＢ）、ハードディスクのス
ピンドルモータのドライブ用として広く用いられてい
る。
般化しており（例えば松下電子工業（株）製のＰａｎａ
ｓｏｎｉｃ ＡＮ８２２１ＦＢ）、ハードディスクのス
ピンドルモータのドライブ用として広く用いられてい
る。
【００１０】以上のように構成された本回路において
は、モータの各相コイルＵ，Ｖ，Ｗに流れる電流は、Ｐ
ＷＭ制御とは違って急峻には変化しない。このため、モ
ータの電磁ノイズを低く抑えることができ、ヘッドへの
ノイズの飛び込みを少なくすることができる。また、緩
やかな電流切換により、モータの振動を小さくすること
ができるため機械的な雑音をおさえることができる。ま
た、急峻なスイッチングがないためスナバ回路のキャパ
シタは小容量のものでも十分であり、さらにそのスナバ
回路自体の省略も可能な場合があり、実装面積を小さく
することができる。
は、モータの各相コイルＵ，Ｖ，Ｗに流れる電流は、Ｐ
ＷＭ制御とは違って急峻には変化しない。このため、モ
ータの電磁ノイズを低く抑えることができ、ヘッドへの
ノイズの飛び込みを少なくすることができる。また、緩
やかな電流切換により、モータの振動を小さくすること
ができるため機械的な雑音をおさえることができる。ま
た、急峻なスイッチングがないためスナバ回路のキャパ
シタは小容量のものでも十分であり、さらにそのスナバ
回路自体の省略も可能な場合があり、実装面積を小さく
することができる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】以上説明したように、
図６に示した構成の従来例は、電気的および機械的雑音
が少なく機能的に優れている。しかしながらこの回路に
おいては、ＧＮＤ側のトランジスタＱ３，Ｑ５，Ｑ７
は、その駆動時に電源電圧ＶDDと相コイルに印加される
電圧との差の電圧がほぼ全部印加された状態で、ベース
電流に従ってコレクタ電流を制御しているために、この
トランジスタでの消費分だけ消費電力が無効になってし
まうという問題点があった。
図６に示した構成の従来例は、電気的および機械的雑音
が少なく機能的に優れている。しかしながらこの回路に
おいては、ＧＮＤ側のトランジスタＱ３，Ｑ５，Ｑ７
は、その駆動時に電源電圧ＶDDと相コイルに印加される
電圧との差の電圧がほぼ全部印加された状態で、ベース
電流に従ってコレクタ電流を制御しているために、この
トランジスタでの消費分だけ消費電力が無効になってし
まうという問題点があった。
【００１２】本発明の目的は、低消費電力で、モータ回
転時の電磁ノイズおよび機械的雑音を小さくすることが
でき、スナバ回路のキャパシタの容量値を小さくあるい
はスナバ回路自体を省略することが可能であり、安価か
つ実装面積の小さなブラシレスモータの駆動回路を提供
することにある。
転時の電磁ノイズおよび機械的雑音を小さくすることが
でき、スナバ回路のキャパシタの容量値を小さくあるい
はスナバ回路自体を省略することが可能であり、安価か
つ実装面積の小さなブラシレスモータの駆動回路を提供
することにある。
【００１３】すなわち本発明の目的は、ハードディスク
ドライブ用のスピンドルモータの駆動回路として最適の
ものを提供することにある。
ドライブ用のスピンドルモータの駆動回路として最適の
ものを提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】以上の目的を達成するた
めに本発明は複数個の相を形成する複数個の相コイルが
配設された固定子と磁極が形成された回転子とを有する
ブラシレスモータを駆動するブラシレスモータの駆動回
路において、前記固定子の相コイルと前記回転子の磁極
との相対的な位置関係を検出する位置検出手段と、該位
置検出手段の出力に従って前記複数個の相コイルのうち
の所定の相コイルに電流が流れるように供給電流を切換
える電流切換手段と、前記相コイルに直列に接続され、
前記相コイルに流れる前記供給電流の値をあらかじめ定
められた値に制御する電流制御手段と、該電流制御手段
に加わる電圧を検出して、当該電圧が所定電圧となるよ
うに前記電流制御手段と前記相コイルとの直列回路に印
加する電圧を制御する印加電圧制御手段とを備えたこと
を特徴とするものである。
めに本発明は複数個の相を形成する複数個の相コイルが
配設された固定子と磁極が形成された回転子とを有する
ブラシレスモータを駆動するブラシレスモータの駆動回
路において、前記固定子の相コイルと前記回転子の磁極
との相対的な位置関係を検出する位置検出手段と、該位
置検出手段の出力に従って前記複数個の相コイルのうち
の所定の相コイルに電流が流れるように供給電流を切換
える電流切換手段と、前記相コイルに直列に接続され、
前記相コイルに流れる前記供給電流の値をあらかじめ定
められた値に制御する電流制御手段と、該電流制御手段
に加わる電圧を検出して、当該電圧が所定電圧となるよ
うに前記電流制御手段と前記相コイルとの直列回路に印
加する電圧を制御する印加電圧制御手段とを備えたこと
を特徴とするものである。
【００１５】
【作用】以上のように構成された本発明によれば、固定
子に配設された相コイルと回転子に形成された磁極との
相対的な位置関係を位置検出手段が検出する。この位置
検出手段の出力に従って電流切換手段は、電流を供給す
べき相コイルに電流を供給する。この電流の値は、相コ
イルに直列接続された電流制御手段によってあらかじめ
定められた値に制御される。印加電圧制御手段は、電流
制御手段に加わる電圧を検出して、その電圧が所定電圧
となるように相コイルと電流制御手段との直列回路に印
加する電圧を制御する。
子に配設された相コイルと回転子に形成された磁極との
相対的な位置関係を位置検出手段が検出する。この位置
検出手段の出力に従って電流切換手段は、電流を供給す
べき相コイルに電流を供給する。この電流の値は、相コ
イルに直列接続された電流制御手段によってあらかじめ
定められた値に制御される。印加電圧制御手段は、電流
制御手段に加わる電圧を検出して、その電圧が所定電圧
となるように相コイルと電流制御手段との直列回路に印
加する電圧を制御する。
【００１６】
【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例を詳細
に説明する。
に説明する。
【００１７】図１は本発明の一実施例の構成を示す回路
図であり、図６と同一符号のものは同一のものを示して
いる。また２１は電流源、Ｄ１〜Ｄ３はダイオードであ
り、このダイオードＤ１〜Ｄ３と電流源２１によって、
相コイルＵ，Ｖ，Ｗの逆起電圧のうち最も低い電圧が検
出される。２２はコンパレータ、２３は三角波発生回路
であり、コンパレータ２２は三角波発生回路２３から出
力される三角波と電圧ＶE とを比較してスイッチングト
ランジスタＱ１の駆動用パルスを生成する。さらに、コ
イルＬ１とコンデンサＣ１は電圧リップルを小さくする
ための平滑回路を構成している。
図であり、図６と同一符号のものは同一のものを示して
いる。また２１は電流源、Ｄ１〜Ｄ３はダイオードであ
り、このダイオードＤ１〜Ｄ３と電流源２１によって、
相コイルＵ，Ｖ，Ｗの逆起電圧のうち最も低い電圧が検
出される。２２はコンパレータ、２３は三角波発生回路
であり、コンパレータ２２は三角波発生回路２３から出
力される三角波と電圧ＶE とを比較してスイッチングト
ランジスタＱ１の駆動用パルスを生成する。さらに、コ
イルＬ１とコンデンサＣ１は電圧リップルを小さくする
ための平滑回路を構成している。
【００１８】ここで、このコンパレータ２２から出力さ
れるスイッチングトランジスタＱ１の駆動パルスは、電
圧ＶE が所定電圧よりも高くなるとトランジスタＱ１の
導通期間が短くなり、電圧ＶE が所定電圧よりも低くな
るとトランジスタＱ１の導通期間が長くなるように変化
する。そして、ここで言う所定電圧とは、ＧＮＤ側のト
ランジスタＱ３，Ｑ５，Ｑ７のコレクタ・エミッタ間の
電圧ＶCEが、相コイルを流れる電流を制御し得る最小の
電圧とダイオードの順バイアス電圧Ｖf との和の電圧で
ある。すなわち、電圧ＶE が上昇すると印加電圧ＶC が
下降して電圧ＶE を所定電圧まで下降させ、電圧ＶE が
下降すると印加電圧ＶC が上昇して電圧ＶE を所定電圧
まで上昇させる。
れるスイッチングトランジスタＱ１の駆動パルスは、電
圧ＶE が所定電圧よりも高くなるとトランジスタＱ１の
導通期間が短くなり、電圧ＶE が所定電圧よりも低くな
るとトランジスタＱ１の導通期間が長くなるように変化
する。そして、ここで言う所定電圧とは、ＧＮＤ側のト
ランジスタＱ３，Ｑ５，Ｑ７のコレクタ・エミッタ間の
電圧ＶCEが、相コイルを流れる電流を制御し得る最小の
電圧とダイオードの順バイアス電圧Ｖf との和の電圧で
ある。すなわち、電圧ＶE が上昇すると印加電圧ＶC が
下降して電圧ＶE を所定電圧まで下降させ、電圧ＶE が
下降すると印加電圧ＶC が上昇して電圧ＶE を所定電圧
まで上昇させる。
【００１９】次に本実施例の動作を説明する。
【００２０】図２は、定常運転時における本実施例の各
部の電圧波形を示した波形図であり、Ｕ−Ｃ，Ｖ−Ｃ，
Ｗ−Ｃは各相コイルの逆起電圧、Ｕ′，Ｖ′，Ｗ′は通
電切換回路１の出力波形、Ｑ２ＢないしＱ７Ｂは各トラ
ンジスタＱ２ないしＱ７のベースに印加される電圧波
形、ＶE はダイオードＤ１〜Ｄ３のアノードの電圧波形
をそれぞれ示している。
部の電圧波形を示した波形図であり、Ｕ−Ｃ，Ｖ−Ｃ，
Ｗ−Ｃは各相コイルの逆起電圧、Ｕ′，Ｖ′，Ｗ′は通
電切換回路１の出力波形、Ｑ２ＢないしＱ７Ｂは各トラ
ンジスタＱ２ないしＱ７のベースに印加される電圧波
形、ＶE はダイオードＤ１〜Ｄ３のアノードの電圧波形
をそれぞれ示している。
【００２１】定常運転時においては、各相Ｕ，Ｖ，Ｗの
逆起電圧Ｕ−Ｃ，Ｖ−Ｃ，Ｗ−Ｃが通電切換回路１内の
ＯＰアンプ５，６，７によって検出されて通電切換回路
１の出力Ｕ′，Ｖ′，Ｗ′が生成される。この通電切換
回路１の出力Ｕ′，Ｖ′，Ｗ′に基づいてソフトスイッ
チング波形整形回路１０および３差動増幅器１１は、ト
ランジスタＱ２〜Ｑ７のベースに印加する電圧Ｑ２Ｂ〜
Ｑ７Ｂを生成する。
逆起電圧Ｕ−Ｃ，Ｖ−Ｃ，Ｗ−Ｃが通電切換回路１内の
ＯＰアンプ５，６，７によって検出されて通電切換回路
１の出力Ｕ′，Ｖ′，Ｗ′が生成される。この通電切換
回路１の出力Ｕ′，Ｖ′，Ｗ′に基づいてソフトスイッ
チング波形整形回路１０および３差動増幅器１１は、ト
ランジスタＱ２〜Ｑ７のベースに印加する電圧Ｑ２Ｂ〜
Ｑ７Ｂを生成する。
【００２２】ここで、Ｑ２Ｂ〜Ｑ７Ｂに示すように、ソ
フトスイッチング波形整形回路１０を使用しているため
に相電流の切換えは緩やかなものになっている。また、
電源電圧ＶDD側に接続されている３個のトランジスタＱ
２，Ｑ４，Ｑ６のうちオン状態となっているトランジス
タと対になっていないＧＮＤ側の３個のトランジスタＱ
３，Ｑ５，Ｑ７のうちのいずれかが常にＯＮ状態となる
ように、モータのロータの位置に応じて相コイルに流す
電流の切換えが順次行われる。さらに、電源電圧ＶDD側
のトランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６に印加される電圧はト
ランジスタが完全にオン状態となるような値に選ばれて
おり、また、ＧＮＤ側のトランジスタＱ３，Ｑ５，Ｑ７
に印加される電圧はトランジスタのコレクタ電流がコン
パレータ１２によって指示された値となるような電圧値
となっている。
フトスイッチング波形整形回路１０を使用しているため
に相電流の切換えは緩やかなものになっている。また、
電源電圧ＶDD側に接続されている３個のトランジスタＱ
２，Ｑ４，Ｑ６のうちオン状態となっているトランジス
タと対になっていないＧＮＤ側の３個のトランジスタＱ
３，Ｑ５，Ｑ７のうちのいずれかが常にＯＮ状態となる
ように、モータのロータの位置に応じて相コイルに流す
電流の切換えが順次行われる。さらに、電源電圧ＶDD側
のトランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６に印加される電圧はト
ランジスタが完全にオン状態となるような値に選ばれて
おり、また、ＧＮＤ側のトランジスタＱ３，Ｑ５，Ｑ７
に印加される電圧はトランジスタのコレクタ電流がコン
パレータ１２によって指示された値となるような電圧値
となっている。
【００２３】以上の動作は図６に示した従来例と同様な
動作である。
動作である。
【００２４】ここで、ＧＮＤ側のトランジスタＱ３，Ｑ
５，Ｑ７のうち動作中のトランジスタのコレクタ・エミ
ッタ間の電圧ＶCEがダイオードＤ１〜Ｄ３の順バイアス
電圧Ｖf を加えた電圧ＶE として検出される。この電圧
ＶE がコンパレータ２２に入力し、そこで三角波と比較
される。その比較結果としてコンパレータ２２は、印加
電圧ＶC が現在のレベルを維持するような駆動パルスを
スイッチングトランジスタＱ１に出力する。
５，Ｑ７のうち動作中のトランジスタのコレクタ・エミ
ッタ間の電圧ＶCEがダイオードＤ１〜Ｄ３の順バイアス
電圧Ｖf を加えた電圧ＶE として検出される。この電圧
ＶE がコンパレータ２２に入力し、そこで三角波と比較
される。その比較結果としてコンパレータ２２は、印加
電圧ＶC が現在のレベルを維持するような駆動パルスを
スイッチングトランジスタＱ１に出力する。
【００２５】このような状態で、何らかの原因、例えば
コントロール入力が変化して図３に示したように電圧Ｖ
E が上昇すると、コンパレータ２２の駆動パルスが変化
してスイッチングトランジスタＱ１の導通期間が短くな
る。その結果、印加電圧ＶCが低下してゆき、最終的に
は図４に示したように電圧ＶE が所定電圧になった時点
で印加電圧ＶC の低下が止まって、以後その状態を維持
する。
コントロール入力が変化して図３に示したように電圧Ｖ
E が上昇すると、コンパレータ２２の駆動パルスが変化
してスイッチングトランジスタＱ１の導通期間が短くな
る。その結果、印加電圧ＶCが低下してゆき、最終的に
は図４に示したように電圧ＶE が所定電圧になった時点
で印加電圧ＶC の低下が止まって、以後その状態を維持
する。
【００２６】以上説明したように本実施例では、ブラシ
レスモータを駆動する電流が流れる経路にある全てのト
ランジスタのコレクタ・エミッタ間の電圧を低くするこ
とができるので、図６に示した従来例に比してトランジ
スタで消費される無効な電力を著しく低下させることが
できる。
レスモータを駆動する電流が流れる経路にある全てのト
ランジスタのコレクタ・エミッタ間の電圧を低くするこ
とができるので、図６に示した従来例に比してトランジ
スタで消費される無効な電力を著しく低下させることが
できる。
【００２７】さらに本実施例で使用されているＯＰアン
プやトランジスタなどの能動素子を１チップＩＣ化すれ
ば、安価で実装面積の小さなブラシレスモータの駆動装
置を実現させることができる。
プやトランジスタなどの能動素子を１チップＩＣ化すれ
ば、安価で実装面積の小さなブラシレスモータの駆動装
置を実現させることができる。
【００２８】また、本実施例の回路は、電気的および機
械的雑音が少なく、かつ消費電力が少ないため、ハード
ディスクドライブ用のスピンドルモータを駆動する場合
には非常に好適である。
械的雑音が少なく、かつ消費電力が少ないため、ハード
ディスクドライブ用のスピンドルモータを駆動する場合
には非常に好適である。
【００２９】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、低
消費電力で、モータ回転時の電磁ノイズおよび機械的雑
音を小さくすることができ、実装面積の小さなブラシレ
スモータの駆動回路を実現することができる。
消費電力で、モータ回転時の電磁ノイズおよび機械的雑
音を小さくすることができ、実装面積の小さなブラシレ
スモータの駆動回路を実現することができる。
【図１】本発明の一実施例の構成を示す回路図である。
【図２】図１に示した実施例の各部の波形を示す波形図
である。
である。
【図３】図１に示した実施例の動作説明図である。
【図４】図１に示した実施例の動作説明図である。
【図５】従来の回路の構成を示す回路図である。
【図６】従来の他の回路の構成を示す回路図である。
１ 通電切換回路 ２ 起動回路 ３ オシレータ ４ リングカウンタ ５，６，７ ＯＰアンプ ８ 起動／逆起電圧検出切換回路 １０ ソフトスイッチング波形整形回路 １１ ３差動増幅器 １２，２２ コンパレータ ２１ 電流源 ２３ 三角波発生回路 Ｌ１ コイル Ｃ１ コンデンサ Ｕ，Ｖ，Ｗ 相コイル Ｄ１〜Ｄ３ ダイオード Ｑ１〜Ｑ７ トランジスタ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 山本 智 滋賀県野洲郡野洲町大字市三宅800番地 日本アイ・ビー・エム株式会社 野洲事業 所内
Claims (4)
- 【請求項１】 複数個の相を形成する複数個の相コイル
が配設された固定子と磁極が形成された回転子とを有す
るブラシレスモータを駆動するブラシレスモータの駆動
回路において、 前記固定子の相コイルと前記回転子の磁極との相対的な
位置関係を検出する位置検出手段と、 該位置検出手段の出力に従って前記複数個の相コイルの
うちの所定の相コイルに電流が流れるように供給電流を
切換える電流切換手段と、 前記相コイルに直列に接続され、前記相コイルに流れる
前記供給電流の値をあらかじめ定められた値に制御する
電流制御手段と、 該電流制御手段に加わる電圧を検出して、当該電圧が所
定電圧となるように前記電流制御手段と前記相コイルと
の直列回路に印加する電圧を制御する印加電圧制御手段
とを備えたことを特徴とするブラシレスモータの駆動回
路。 - 【請求項２】 請求項１において、前記電流切換手段
は、電流の切換えを緩やかに行うソフトスイッチング手
段を備えることを特徴とするブラシレスモータの駆動回
路。 - 【請求項３】 請求項１または２において、前記位置検
出手段は前記相コイルに生じる逆起電圧を検出すること
によって前記位置関係を検出することを特徴とするブラ
シレスモータの駆動回路。 - 【請求項４】 請求項１ないし３のいずれかにおいて、
印加電圧制御手段は、コンデンサおよびコイルによる平
滑回路とスイッチングトランジスタとからなるスイッチ
ングレギュレータを具備したことを特徴とするブラシレ
スモータの駆動回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP43A JPH06165576A (ja) | 1992-11-27 | 1992-11-27 | ブラシレスモータの駆動回路 |
| US08/156,496 US5661382A (en) | 1992-11-27 | 1993-11-23 | Motor drive circuit having a soft switching circuit and a push-pull configuration of transistors operated in a linear mode |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP43A JPH06165576A (ja) | 1992-11-27 | 1992-11-27 | ブラシレスモータの駆動回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06165576A true JPH06165576A (ja) | 1994-06-10 |
Family
ID=18099013
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP43A Pending JPH06165576A (ja) | 1992-11-27 | 1992-11-27 | ブラシレスモータの駆動回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5661382A (ja) |
| JP (1) | JPH06165576A (ja) |
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| TWI499890B (zh) | 2012-12-05 | 2015-09-11 | Ind Tech Res Inst | 變頻裝置及其切換方法 |
| AT518721B1 (de) * | 2016-05-25 | 2021-11-15 | B & R Ind Automation Gmbh | Steuerung von Langstatorlinearmotor-Spulen eines Langstatorlinearmotor-Stators |
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1992
- 1992-11-27 JP JP43A patent/JPH06165576A/ja active Pending
-
1993
- 1993-11-23 US US08/156,496 patent/US5661382A/en not_active Expired - Fee Related
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5661382A (en) | 1997-08-26 |
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