JP2019103369A - 半導体装置、モータ駆動システム、およびモータ制御プログラム - Google Patents

Abstract

【課題】デューティ比が極端に小さい場合でも無通電相に生じる逆起電圧を確実に検出する。【解決手段】モータ駆動システム９０は、三相モータ１３０と、インバータ回路１２０と、半導体装置１００とを備える。半導体装置に備えられたコントローラ１１０は、インバータ回路の無通電相に対応する出力ノードの電圧Ｖｄと参照電圧Ｖｒｅｆとを比較することによって、三相モータ１３０の回転子の位置を推定し、回転子の推定位置に基づいてパルス幅変調信号を生成する。コントローラは、パルス幅変調信号のデューティ比が閾値未満の場合には、三相モータに回生パスで電流を流すパルス幅変調信号の回生期間において無通電相の出力ノードの電圧を検出する。【選択図】図１

Description

この開示は、半導体装置、モータ駆動システム、およびモータ制御プログラムに関し、たとえば、センサレス方式のブラシレスＤＣモータ（永久磁石同期モータとも称する）の制御において好適に用いられるものである。

ブラシレスＤＣモータのセンサレス制御では、モータのロータ（回転子とも称する）の回転により非通電相の固定子巻線に発生する逆起電圧（ＢＥＭＦ：Back Electromotive Force）を検出することによって、固定子巻線に対する回転子の磁極対の相対的位置が推定される。

このようなセンサレス方式のブラシレスＤＣモータにおいて速度制御を行う場合には、一般的にＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御が用いられる。ＰＷＭ制御においてモータを高速回転させる場合にはデューティ比（通電率とも称する）が大きくなり、モータを低速回転させる場合にはデューティ比が小さくなる。

ところが、低速回転のためにデューティ比を極端に小さくすると、非通電時間帯の固定子巻線に発生する逆起電圧の時間幅も極めて短くなるので、逆起電圧の検出が困難になるという問題が生じる。その理由は、モータ制御回路の制御信号の遅延時間よりもオン時間が短くなると、逆起電圧を読み取るタイミングの設定が困難になるからである。

特開２０１２−１６５６０３号公報（特許文献１）は、上記の問題に対処したものである。具体的に、この文献に記載のモータ駆動装置は、モータの回転速度が小さくなるにつれてＰＷＭ周波数を段階的に小さくする。これによって、低速回転の場合にはオン時間が長くなるので逆起電圧の読み取りが可能になる。

特開２０１２−１６５６０３号公報

近年、ブラシレスＤＣモータの性能が向上してきており、センサ付きの場合には、０％近いデューティ比の場合でも制御可能になってきている。したがって、センサレス方式のブラシレスＤＣモータの場合にもそれと同等の性能が望まれている。この場合、上記の特許文献１に記載されているようなＰＷＭ周波数に対する制約はないほうが望ましい。

その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

一実施形態による半導体装置は、三相モータ駆動用のインバータ回路に出力するパルス幅変調信号のデューティ比が閾値未満の場合には、三相モータに回生パス（path）で電流を流すパルス幅変調信号の回生期間において、無通電相に生じる逆起電圧を検出するように構成される。

上記の実施形態によれば、デューティ比が極端に小さい場合でも無通電相に生じる逆起電圧を確実に検出できる。

モータ駆動システムの構成の一例を示すブロック図である。 １２０°通電方式の場合の６つの通電パターンについて説明するための図である（その１）。 １２０°通電方式の場合の６つの通電パターンについて説明するための図である（その２）。 図３（Ｂ）に示す通電パターンにおいて、ブラシレスＤＣモータ１３０をＰＷＭ駆動している場合のモータ電流の流れを示す図である。 図３（Ｂ）に示す通電パターンにおいて、ブラシレスＤＣモータ１３０をＰＷＭ駆動している場合に、ブラシレスＤＣモータに生じる逆起電圧について説明するための図である。 モータ電流波形の概略を示す模式的なタイミング図である。 第１の実施形態のモータ駆動システムの制御手順を示すフローチャートである。 ＰＷＭ信号のデューティ比が閾値以上の場合において、モータ出力電圧の波形とゲート信号波形とを模式的に示す図である。 ＰＷＭ信号のデューティ比が閾値未満の場合において、モータ出力電圧の波形とゲート信号波形とを模式的に示す図である。 図９において無通電相の電圧波形をより詳細に示す図である。 逆起電圧の検出タイミングの決定方法の一例を示す図である。 第２の実施形態のモータ駆動システムの制御手順を示すフローチャートである。 第２の実施形態のモータ駆動システムにおいて、ＰＷＭ信号のデューティ比が閾値以上のモータ出力電圧の波形とゲート信号波形とを模式的に示す図である。 第２の実施形態のモータ駆動システムにおいて、ＰＷＭ信号のデューティ比が閾値未満の場合のモータ出力電圧の波形とゲート信号波形とを模式的に示す図である。 図１４において無通電相の電圧波形をより詳細に示す図である。

以下、各実施形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して、その説明を繰返さない。

＜第１の実施形態＞
［モータ駆動システムの全体構成］
図１は、モータ駆動システムの構成の一例を示すブロック図である。図１を参照して、モータ駆動システム９０は、三相のブラシレスＤＣモータ１３０と、インバータ回路１２０と、インバータ回路１２０を制御する半導体装置１００とを備える。

（１．ブラシレスＤＣモータ）
ブラシレスＤＣモータ１３０は、Ｙ結線された固定子巻線１３１Ｕ，１３１Ｖ，１３１Ｗと、１つ以上の磁極対を有する回転子（不図示）とを含む。インバータ回路１２０から固定子巻線１３１Ｕ，１３１Ｖ，１３１Ｗに与えられる三相交流に同期して回転子が回転駆動される。固定子巻線１３１Ｕ，１３１Ｖ，１３１Ｗの結節点を中点１３２と称する。

（２．インバータ回路）
インバータ回路１２０は、Ｕ相上アーム用のＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタＵＨと、Ｕ相下アーム用のＭＯＳトランジスタＵＬと、Ｖ相上アーム用のＭＯＳトランジスタＶＨと、Ｖ相下アーム用のＭＯＳトランジスタＶＬと、Ｗ相上アーム用のＭＯＳトランジスタＷＨと、Ｗ相下アーム用のＭＯＳトランジスタＷＬとを含む。上アームをハイサイド（High Side）とも称し、下アームをローサイド（Low Side）とも称する。以下、これらの接続に関して簡単に説明する。

ＭＯＳトランジスタＵＨとＭＯＳトランジスタＵＬとは、この順で電源電圧ＶＭを与える第１の電源ノード１２１と接地電圧ＧＮＤを与える第２の電源ノード１２２との間に接続される。ＭＯＳトランジスタＵＨとＭＯＳトランジスタＵＬとの接続点である出力ノードＮＵは、Ｕ相固定子巻線１３１Ｕの一端と接続される。

同様に、ＭＯＳトランジスタＶＨとＭＯＳトランジスタＶＬとは、第１の電源ノード１２１と第２の電源ノード１２２との間にこの順で直列に接続される。ＭＯＳトランジスタＶＨとＭＯＳトランジスタＶＬとの接続点である出力ノードＮＶは、Ｖ相固定子巻線１３１Ｖの一端と接続される。ＭＯＳトランジスタＷＨとＭＯＳトランジスタＷＬとは、第１の電源ノード１２１と第２の電源ノード１２２との間にこの順で直列に接続される。ＭＯＳトランジスタＷＨとＭＯＳトランジスタＷＬとの接続点である出力ノードＮＷは、Ｗ相固定子巻線１３１Ｗの一端と接続される。

ＭＯＳトランジスタＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬの各々は、逆バイアス方向に並列接続されたボディダイオード（不図示）を有している。したがって、同一相の上アームのトランジスタと下アームのトランジスタとが両方ともオフ状態の場合は、このボディダイオードを介して回生パスで電流が流れる場合がある。

図１では、全てのＭＯＳトランジスタＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬはＮチャネルＭＯＳトランジスタによって構成されている。これに代えて、上アームのＭＯＳトランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨと下アームのＭＯＳトランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬとの一方をＮＭＯＳにし、他方をＰＭＯＳにしてもよいし、全てのＭＯＳトランジスタＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬをＰチャネルＭＯＳトランジスタで構成してもよい。

また、インバータ回路１２０を構成する半導体スイッチング素子として、ＭＯＳトランジスタに代えて、たとえば、他の種類の電界効果トランジスタを用いてもよいし、バイポーラトランジスタを用いてもよいし、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いてもよい。ただし、他の種類のトランジスタを用いる場合には、同一相の上アームのトランジスタと下アームのトランジスタとが両方ともオフ状態の場合に回生パスで電流を流すために、各トランジスタと逆並列にフリーホイールダイオードを接続する必要がある。

（３．半導体装置）
半導体装置１００は、スイッチ回路１５０と、仮想中点生成回路１６０と、差動増幅回路１４０と、マイクロコントローラユニット（ＭＣＵ：Micro Controller Unit）１１０とを含む。スイッチ回路１５０と差動増幅回路１４０とによって、インバータ回路１２０の無通電相の出力ノードの電圧を検出するための検出器１１５が構成される。

スイッチ回路１５０は、出力ノードＮＵ，ＮＶ，ＮＷと接続される。スイッチ回路１５０は、ＭＣＵ１１０から出力された相セレクト信号ＳＬＵ，ＳＬＶ，ＳＬＷに応じて、出力ノードＮＵ，ＮＶ，ＮＷのうちの選択相の出力ノードと検出ノード１５１とを接続する。

仮想中点生成回路１６０は、ブラシレスＤＣモータ１３０の中点１３２と同一の電圧を有する仮想中点１６２を与える。具体的に、仮想中点生成回路１６０は、仮想中点１６２と出力ノードＮＵとの間に接続された抵抗素子１６１Ｕと、仮想中点１６２と出力ノードＮＶとの間に接続された抵抗素子１６１Ｖと、仮想中点１６２と出力ノードＮＷとの間に接続された抵抗素子１６１Ｗとを含む。抵抗素子１６１Ｕ，１６１Ｖ，１６１Ｗは、互いに等しい抵抗値を有している。

差動増幅回路１４０は、検出ノード１５１の電圧Ｖｄと参照電圧Ｖｒｅｆとの差分を増幅する。参照電圧Ｖｒｅｆとして中点１３２または仮想中点１６２の電圧が用いられる。

図１に示すように、具体的な回路構成の一例として、差動増幅回路１４０は、演算増幅器１４１と、抵抗素子１４２，１４３，１４４，１４５とを含む。抵抗素子１４３は仮想中点１６２と演算増幅器１４１の＋端子との間に接続される。抵抗素子１４２の一端は演算増幅器１４１の＋端子に接続され、他端にはオフセット電圧Ｖｏｆｓｔが与えられる。抵抗素子１４５は検出ノード１５１と演算増幅器１４１の−端子との間に接続される。抵抗素子１４４は、演算増幅器１４１の−端子と出力端子との間に接続される。

上記の回路構成において、検出ノード１５１の電圧をＶｄとし、仮想中点１６２の電圧をＶｒｅｆとし、抵抗素子１４３，１４５の抵抗値をＲ１とし、抵抗素子１４２，１４４の抵抗値をＲ２とする。そうすると、演算増幅器１４１の出力電圧Ｖｏｕｔは、
Ｖｏｕｔ＝（Ｖｒｅｆ−Ｖｄ）×Ｒ２／Ｒ１＋Ｖｏｆｓｔ …(1)
で表される。したがって、演算増幅器１４１の電源電圧をＶＤＤ［Ｖ］とし、オフセット電圧ＶｏｆｓｔをＶＤＤ／２とすれば、演算増幅器１４１の出力電圧は、０〜ＶＤＤ［Ｖ］の範囲内で変化し、検出ノード１５１の電圧Ｖｄが仮想中点１６２の電圧Ｖｒｅｆに等しいときにＶＤＤ／２に等しくなる。

ＭＣＵ１１０は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）およびメモリ等を含むコンピュータを１つの集積回路に組み込んだものである。ＭＣＵ１１０は、メモリに格納されたプログラムを実行することによってこの明細書に記載した種々の機能を実現する。ＭＣＵ１１０は、さらにＡＤ（Analog to Digital）変換器１１１を含み、差動増幅回路１４０の出力をデジタル値に変換する。

ＭＣＵ１１０は、不図示のシャント抵抗によるモータ電流の検出値と、差動増幅回路１４０の出力に基づく回転子の推定位置と、回転速度指令値１１２などの制御指令値とに基づいて、ＰＷＭ信号ＧＵＨ，ＧＵＬ，ＧＶＨ，ＧＶＬ，ＧＷＨ，ＧＷＬを生成する。ＭＣＵ１１０は、生成したＰＷＭ信号ＧＵＨ，ＧＵＬ，ＧＶＨ，ＧＶＬ，ＧＷＨ，ＧＷＬを、インバータ回路１２０を構成するＭＯＳトランジスタＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬのゲートにそれぞれ出力する。さらに、ＭＣＵ１１０は、生成したＰＷＭ信号ＧＵＨ，ＧＵＬ，ＧＶＨ，ＧＶＬ，ＧＷＨ，ＧＷＬに基づいて、スイッチ回路１５０を切り替えるための相セレクト信号ＳＬＵ，ＳＬＶ，ＳＬＷを生成する。

［１２０°通電方式の通電パターン］
本実施形態では、ＭＣＵ１１０は、１２０°通電方式によってブラシレスＤＣモータ１３０を制御する。１２０°通電方式とは、電気角半周期のうち１２０°を通電期間とし、残りの６０°を無通電期間とする方式であり、無通電期間において逆起電圧が現れる。三相のブラシレスＤＣモータでは、通電相が電気角６０°ごとに切り替わるので、６つの通電パターンが生じる。

なお、電気角半周期のうち１２０°以上１８０°未満を通電期間とした場合にも、無通電期間に生じる逆起電圧を測定可能であれば、本開示の技術を適用することができる。

上記の１２０°通電方式の通電期間および無通電期間は、後述するＰＷＭ制御の通電期間および回生期間とは異なる期間を指している点に注意されたい。本明細書において、１２０°通電方式の通電期間および無通電期間とＰＷＭ制御の通電期間および回生期間とを明示的に区別する必要がある場合には、１２０°通電方式の通電期間をオン期間と称し、１２０°通電方式の無通電期間をオフ期間と称する。

図２および図３は、１２０°通電方式の場合の６つの通電パターンについて説明するための図である。

図２（Ａ）を参照して、インバータ回路１２０のＷ相上アームのＭＯＳトランジスタＷＨとＵ相下アームのＭＯＳトランジスタＵＬとをオン状態に制御し他をオフ状態に制御すれば、Ｗ相固定子巻線１３１ＷからＵ相固定子巻線１３１Ｕにモータ電流Ａが流れる。Ｖ相固定子巻線１３１Ｖは無通電状態であり、逆起電圧が現れる。以下の説明では、この通電パターンを通電パターンＡと称する。

また、通電パターンＡにおいて、Ｖ相を「無通電相」と称し、Ｗ相を「上流側通電相」と称し、Ｕ相を「下流側通電相」と称する。モータ電流は、上流側通電相の固定子巻線から下流側通電相の固定子巻線の方向に流れる。他の通電パターンの場合にも同様に定義する。

図２（Ｂ）を参照して、Ｗ相上アームのＭＯＳトランジスタＷＨとＶ相下アームのＭＯＳトランジスタＶＬとをオン状態に制御し他をオフ状態に制御すれば、Ｗ相固定子巻線１３１ＷからＶ相固定子巻線１３１Ｖにモータ電流Ｂが流れる。Ｕ相固定子巻線１３１Ｕは無通電状態であり、逆起電圧が現れる。以下の説明では、この通電パターンを通電パターンＢと称する。

図２（Ｃ）を参照して、Ｕ相上アームのＭＯＳトランジスタＵＨとＶ相下アームのＭＯＳトランジスタＶＬとをオン状態に制御し他をオフ状態に制御すれば、Ｕ相固定子巻線１３１ＵからＶ相固定子巻線１３１Ｖにモータ電流Ｃが流れる。Ｗ相固定子巻線１３１Ｗは無通電状態であり、逆起電圧が現れる。以下の説明では、この通電パターンを通電パターンＣと称する。

図３（Ａ）を参照して、Ｕ相上アームのＭＯＳトランジスタＵＨとＷ相下アームのＭＯＳトランジスタＷＬとをオン状態に制御し他をオフ状態に制御すれば、Ｕ相固定子巻線１３１ＵからＷ相固定子巻線１３１Ｗにモータ電流Ｄが流れる。Ｖ相固定子巻線１３１Ｖは無通電状態であり、逆起電圧が現れる。以下の説明では、この通電パターンを通電パターンＤと称する。

図３（Ｂ）を参照して、Ｖ相上アームのＭＯＳトランジスタＶＨとＷ相下アームのＭＯＳトランジスタＷＬとをオン状態に制御し他をオフ状態に制御すれば、Ｖ相固定子巻線１３１ＶからＷ相固定子巻線１３１Ｗにモータ電流Ｅが流れる。Ｕ相固定子巻線１３１Ｕは無通電状態であり、逆起電圧が現れる。以下の説明では、この通電パターンを通電パターンＥと称する。

図３（Ｃ）を参照して、Ｖ相上アームのＭＯＳトランジスタＶＨとＵ相下アームのＭＯＳトランジスタＵＬとをオン状態に制御し他をオフ状態に制御すれば、Ｖ相固定子巻線１３１ＶからＵ相固定子巻線１３１Ｕにモータ電流Ｆが流れる。Ｗ相固定子巻線１３１Ｗは無通電状態であり、逆起電圧が現れる。以下の説明では、この通電パターンを通電パターンＦと称する。

上記の通電パターンＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆの順番でブラシレスＤＣモータ１３０に電流を流すようにインバータ回路１２０を制御すれば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相、Ｕ相、…の順番で通電相が順次切り替わる。したがって、ブラシレスＤＣモータ１３０の回転子もこの回転電磁界に同期して回転する。この明細書では、便宜上この回転方向を順方向と称する。

一方、上記の逆順で、すなわち、通電パターンＦ，Ｅ，Ｄ，Ｃ，Ｂ，Ａの順番でブラシレスＤＣモータ１３０に電流を流すようにインバータ回路１２０を制御すれば、Ｗ相、Ｖ相、Ｕ相、Ｗ相、…の順番で通電相が順次切り替わる。したがって、ブラシレスＤＣモータ１３０の回転子もこの回転電磁界に同期して回転する。この明細書では、便宜上この回転方向を逆方向と称する。

［ＰＷＭ制御の場合の固定子巻線の電流および電圧］
次に、１２０°通電方式のブラシレスＤＣモータ１３０をＰＷＭ制御しているにおいて、通電相の固定子巻線１３１を流れる電流と無通電相の固定子巻線１３１に生じる逆起電圧について説明する。

図４は、図３（Ｂ）に示す通電パターンにおいて、ブラシレスＤＣモータ１３０をＰＷＭ駆動している場合のモータ電流の流れを示す図である。図４に示す通電パターンＥでは、Ｕ相が無通電相であり、Ｖ相が上流側通電相であり、Ｗ相が下流側通電相である。モータ電流は、上流側通電相のＶ相固定子巻線１３１Ｖから下流側通電相のＷ相固定子巻線１３１Ｗの方向に流れる。

ＰＷＭ制御では、図４（Ａ）のように電源電圧ＶＭがブラシレスＤＣモータ１３０に供給されることにより通電パスで電流が流れる期間と図４（Ｂ）または図４（Ｃ）のように回生パスで電流が流れる期間とが繰り返される。この明細書では、前者を「通電期間」と称し、後者を「回生期間」と称する。

図４（Ａ）は、通電相であるＶ相上アーム用のＭＯＳトランジスタＶＨおよびＷ相下アーム用のＭＯＳトランジスタＷＬを両方ともオン状態にした場合（通電期間）、すなわち、ブラシレスＤＣモータ１３０に電源電圧が供給されている場合のモータ電流の流れを示す。具体的に図４（Ａ）に示すように、モータ電流は、電源電圧ＶＭが与えられる第１の電源ノード１２１、ＭＯＳトランジスタＶＨ、Ｖ相固定子巻線１３１Ｖ、中点１３２、Ｗ相固定子巻線１３１Ｗ、ＭＯＳトランジスタＷＬ、接地電圧ＧＮＤが与えられる第２の電源ノード１２２の順に流れる。

図４（Ｂ）は、通電相であるＶ相上アーム用のＭＯＳトランジスタＶＨおよびＷ相下アーム用のＭＯＳトランジスタＷＬのうち、ＭＯＳトランジスタＶＨをオフ状態にし、代わりにＶ相下アーム用のＭＯＳトランジスタＶＬをオン状態にした場合（回生期間）を示す。この場合、図４（Ｂ）に示すように、Ｖ相固定子巻線１３１Ｖ、中点１３２、Ｗ相固定子巻線１３１Ｗ、ＭＯＳトランジスタＷＬ、ＭＯＳトランジスタＶＬの順に循環する回生パスで電流が流れる。

このように図４（Ｂ）では、インバータ回路１２０を構成する下アームのスイッチング素子に回生パスで電流が流れる。この明細書では、この制御モードを「下アーム回生モード」と称する。下アーム回生モードでは、上流側通電相であるＶ相のＭＯＳトランジスタＶＨ，ＶＬのオンオフを切り替えることによって、通電期間と下アーム回生期間とが交互に現れるようにインバータ回路１２０を制御できる。

図４（Ｃ）は、通電相であるＶ相上アーム用のＭＯＳトランジスタＶＨおよびＷ相下アーム用のＭＯＳトランジスタＷＬのうち、ＭＯＳトランジスタＷＬをオフ状態にし、代わりにＷ相上アーム用のＭＯＳトランジスタＷＨをオン状態にした場合（回生期間）を示す。この場合、図４（Ｃ）に示すように、Ｖ相固定子巻線１３１Ｖ、中点１３２、Ｗ相固定子巻線１３１Ｗ、ＭＯＳトランジスタＷＨ、ＭＯＳトランジスタＶＨの順に循環する回生パスで電流が流れる。

このように図４（Ｃ）では、インバータ回路１２０の上アームのスイッチング素子に回生パスで電流が流れる。この明細書では、この制御モードを「上アーム回生モード」と称する。上アーム回生モードでは、下流側通電相であるＷ相のＭＯＳトランジスタＷＨ，ＷＬのオンオフを切り替えることによって、通電期間と上アーム回生期間とが交互に現れるようにインバータ回路１２０を制御できる。

以下、第１の実施形態では「下アーム回生モード」の場合について説明し、「上アーム回生モード」と「下アーム回生モード」とを併用する場合については第２の実施形態で説明する。なお、「上アーム回生モード」のみを用いてＰＷＭ制御を行うことも可能である。

図５は、図３（Ｂ）に示す通電パターンにおいてブラシレスＤＣモータ１３０をＰＷＭ駆動している場合に、ブラシレスＤＣモータに生じる逆起電圧について説明するための図である。

図５（Ａ）は、図４（Ａ）に対応する通電期間中において、中点１３２に生じる電圧と無通電相であるＵ相固定子巻線１３１Ｕに生じる逆起電圧を示している。

図５（Ａ）に示すように、中点１３２は、Ｖ相固定子巻線１３１ＶおよびＯＮ状態のＭＯＳトランジスタＶＨを介して第１の電源ノード１２１（電源電圧ＶＭ）と接続され、Ｗ相固定子巻線１３１ＷおよびＯＮ状態のＭＯＳトランジスタＷＬを介して第２の電源ノード１２２（接地電圧ＧＮＤ）と接続される。したがって、中点１３２にはＶＭ／２近傍の電圧が印加される。なお、通電相の固定子巻線１３１Ｖ，１３１Ｗにも回転子の位置に応じた逆起電圧が生じるので、中点１３２の電圧はＶＭ／２に完全に等しくならない。

一方、無通電相であるＵ相固定子巻線１３１Ｕは、電源ノード１２１，１２２のいずれとも接続されておらず、高インピーダンス（Ｈｉ−Ｚ）である。この場合、固定子巻線１３１には、約ＶＭ／２±α［Ｖ］の電圧が生じる。電圧αは回転子の位置に応じて生じる逆起電圧である。したがって、インバータ回路１２０のＵ相の出力ノードＮＵとブラシレスＤＣモータ１３０の中点１３２との電圧差（±α）に基づいて、回転子の位置を推定することができる。なお、本実施形態のモータ駆動システム９０では中点１３２の電圧に代えて、図１の仮想中点１６２の電圧が用いられる。

図５（Ｂ）は、図４（Ｂ）に対応する下アーム回生期間中において、中点１３２に生じる電圧と無通電相であるＵ相固定子巻線１３１Ｕに生じる逆起電圧を示している。

図５（Ｂ）に示すように、中点１３２は、Ｖ相固定子巻線１３１ＶおよびＯＮ状態のＭＯＳトランジスタＶＬを介して第２の電源ノード１２２（接地電圧ＧＮＤ）と接続され、Ｗ相固定子巻線１３１ＷおよびＯＮ状態のＭＯＳトランジスタＷＬを介して第２の電源ノード１２２（接地電圧ＧＮＤ）と接続される。したがって、中点１３２には接地電圧ＧＮＤ近傍の電圧が印加される。なお、通電相の固定子巻線１３１Ｖ，１３１Ｗにも回転子の位置に応じた逆起電圧が生じるので、中点１３２の電圧は接地電圧ＧＮＤに完全に等しくならない。

一方、無通電相であるＵ相固定子巻線１３１Ｕには、約ＧＮＤ±α［Ｖ］の電圧が生じる。電圧αは回転子の位置に応じて生じる逆起電圧である。したがって、インバータ回路１２０のＵ相の出力ノードＮＵとブラシレスＤＣモータ１３０の中点１３２との電圧差（±α）に基づいて、回転子の位置を推定することができる。なお、本実施形態のモータ駆動システム９０では中点１３２の電圧に代えて、図１の仮想中点１６２の電圧が用いられる。

［モータ駆動制御の概略］
次に、模式的なモータ電流波形を示しながら、図１に示すモータ駆動システム９０の概略的な駆動制御手順について説明する。

図６は、モータ電流波形の概略を示す模式的なタイミング図である。図６では、停止中のブラシレスＤＣモータの回転子の位置検出から開始して、ブラシレスＤＣモータを連続的に駆動するまでの電流波形が模式的に示されている。

図６を参照して、時刻ｔ１から時刻ｔ２において、停止中の回転子の位置検出（インダクティブセンス）が実行される。具体的に、図１のＭＣＵ１１０は、図２および図３で説明した６個の通電パターンの各々で短時間ずつブラシレスＤＣモータに駆動電圧を印加する。具体的に図６の場合には、通電パターンＢ，Ａ，Ｆ，Ｅ，Ｄ，Ｃの順にインバータ回路１２０からブラシレスＤＣモータ１３０に駆動電圧が印加される。そして、ＭＣＵ１１０は、無通電相の固定子巻線１３１に生じる電圧と仮想中点１６２に生じる電圧との電圧差を差動増幅回路１４０によって検出する。ＭＣＵ１１０は、検出した電圧差に基づいて回転子の現在位置を推定する。

次の時刻ｔ２から時刻ｔ３において、ＭＣＵ１１０は回転子の現在の推定位置に基づいて、回転子に所望の回転方向のトルクが生じるようにインバータ回路１２０からブラシレスＤＣモータ１３０に電圧を印加する（駆動動作）。図６の場合には、図３（Ｃ）で説明した通電パターンＦでインバータ回路１２０からブラシレスＤＣモータ１３０に電圧が印加される。以上説明したインダクティブセンス（時刻ｔ１から時刻ｔ２まで）と駆動動作（時刻ｔ２から時刻ｔ３まで）とを１回の位置検出動作とすると、ＭＣＵ１１０は、ブラシレスＤＣモータ１３０が連続的に回転するまでこの位置検出動作を繰り返す（時刻ｔ３から時刻ｔ１０まで）。

時刻ｔ１０以降、ブラシレスＤＣモータ１３０は連続的に回転する。この連続回転中の通電パターンに応じて、ＭＣＵ１１０は無通電相の固定子巻線１３１に生じる逆起電圧を検出することによってロータの位置を推定する。図７以降で説明するように、本実施形態のモータ制御用の半導体装置では、逆起電圧を検出するタイミングに特徴がある。

なお、既に説明したように１２０°通電方式の場合、通電相は電気角６０°ごとに切り替わる。図６のＦＧ信号は電流切替えタイミングで生成される信号である。通電パターンは、Ｄ，Ｃ，Ｂ，Ａ，Ｆ、Ｅ，Ｄ，Ｃ，Ｂ，Ａ，Ｆの順に切り替わっており、回転子は逆方向に回転する。

［モータ駆動制御の詳細］
図７は、第１の実施形態のモータ駆動システムの制御手順を示すフローチャートである。以下の各ステップは、図１のＭＣＵ１１０が制御プログラムに従って動作することによって実現される。

図１および図７を参照して、ＭＣＵ１１０は、現時点の回転子の推定位置、モータ電流の検出値、および回転速度指令値１１２などの制御指令に基づいて、インバータ回路１２０を構成する各半導体スイッチング素子のゲートに出力するＰＷＭ信号を生成する。これによって、ＰＷＭ信号のデューティ比ＰＷＭ＿Ｄｕｔｙが更新される（ステップＳ１００）。

ＭＣＵ１１０は、通電相を切り替えた場合には（ステップＳ１０１でＹＥＳ）、インバータ回路１２０の無通電相の出力ノードと検出ノード１５１とを接続するようにスイッチ回路１５０を切り替える（ステップＳ１０２）。

次のステップＳ１０３において、ＭＣＵ１１０は、デューティ比ＰＷＭ＿Ｄｕｔｙが予め定める閾値よりも小さいか否かを判断する。図７の例は、閾値が標準的な５０％の場合を示しているが、この閾値の値に限定されるものではない。なお、デューティ比ＰＷＭ＿Ｄｕｔｙとは、ＰＷＭ信号の１周期のうちの通電期間の割合、すなわち、通電期間／（通電期間＋回生期間）をいう。

デューティ比ＰＷＭ＿Ｄｕｔｙが閾値未満のとき（ステップＳ１０３でＹＥＳ）、ＭＣＵ１１０は、逆起電圧（ＢＥＭＦ）の検出タイミングを「回生期間」に変更する（ステップＳ１０４）。そして、ＭＣＵ１１０は回生期間（図９の回生期間ＩＩＩ）において無通電相の固定子巻線に生じる逆起電圧を検出する（ステップＳ１０５）。このように、閾値が５０％の場合に通電期間よりも長い回生期間においてＢＥＭＦを検出するので、ＢＥＭＦの検出するタイミングの設定が容易である。その後、ステップＳ１００に戻って処理が繰り返される。

図７のステップＳ１０３に戻って、デューティ比ＰＷＭ＿Ｄｕｔｙが閾値以上のとき（ステップＳ１０３でＮＯ）について説明する。この場合、ＭＣＵ１１０は、ＢＥＭＦの検出タイミングを「通電期間」に変更する（ステップＳ１０６）。

次のステップＳ１０７において、ＭＣＵ１１０は通電期間（図８の通電期間Ｉ）において無通電相の固定子巻線に生じる逆起電圧を検出する。このように、閾値が５０％の場合に回生期間よりも長くなる通電期間においてＢＥＭＦを検出するので、ＢＥＭＦの検出するタイミングの設定が容易である。その後、ステップＳ１００に戻って処理が繰り返される。

ここで、図７のステップＳ１０４，Ｓ１０６におけるＰＷＭ信号の論理レベルについて補足する。第１の実施形態では「下アーム回生モード」が用いられる。具体的に、ＰＷＭ制御の通電期間において第１相の上アームの半導体スイッチング素子と第２相の下アームの半導体スイッチング素子がオン状態に制御される場合について説明する。この場合、下アーム回生期間では、ＭＣＵ１１０は、上流側通電相である第１相の上アームの半導体スイッチング素子をオフ状態に制御し、第１相の下アームの半導体スイッチング素子をオン状態に制御する。ＭＣＵ１１０は、下流側通電相である第２相の下アームの半導体スイッチング素子を、下アーム回生期間においてもオン状態に維持する。

したがって、上記の場合、上流側通電相である第１相の上アーム半導体スイッチング素子のゲートに供給されるＰＷＭ信号の論理レベルに基づいて、通電期間か回生期間かを判別できる。なお、第１相の下アーム半導体スイッチング素子のゲートに供給されるＰＷＭ信号は、第１相の上アーム半導体スイッチング素子のゲートに供給されるＰＷＭ信号を反転したものである。したがって、第１相の下アーム半導体スイッチング素子のゲートに供給されるＰＷＭ信号の論理レベルに基づいても通電期間か回生期間かを判別できる。

具体的に上記の例において、ＰＷＭ信号の論理レベルがＨレベルのとき半導体スイッチング素子がオン状態になり、ＰＷＭ信号の論理レベルがＬレベルのとき半導体スイッチング素子がオフ状態になるとする。そうすると、上流側通電相である第１相の上アームの半導体スイッチング素子のゲートに供給されるＰＷＭ信号は、通電期間のときにＨレベルであり（ステップＳ１０６の場合）、回生期間のときにＬレベルである（ステップＳ１０４の場合）。

図８は、ＰＷＭ信号のデューティ比が閾値以上の場合において、モータ出力電圧波形とゲート信号波形を模式的に示す図である。

図８では、インバータ回路１２０のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の出力ノードＮＵ，ＮＶ，ＮＷからブラシレスＤＣモータ１３０に出力される出力電圧の波形が示されている。さらに、インバータ回路１２０を構成する各ＭＯＳトランジスタのゲートに出力されるＰＷＭ信号ＧＵＨ，ＧＵＬ，ＧＶＨ，ＧＶＬ，ＧＷＨ，ＧＷＬの波形が示されている。図８の横軸は電気角［度］を表す。

図８において電気角３００°から３６０°の範囲では、ＭＣＵ１１０は、図３（Ｂ）で説明した通電パターンＥでブラシレスＤＣモータ１３０を駆動するようにインバータ回路１２０を制御する。さらに、下アーム回生モードによってＰＷＭ制御が実行される。

この場合、上流側通電相であるＶ相の上アームおよび下アームのＭＯＳトランジスタＶＨ，ＶＬは、ＰＷＭ信号ＧＶＨ，ＧＶＬに応じて、オンオフが切り替わる。したがって、Ｖ相の出力ノードＮＶの電圧もＨレベルとＬレベルとが順次切り替わる。下流側通電相であるＷ相の上アームのＭＯＳトランジスタＷＨはＬレベルのＰＷＭ信号ＧＷＨによって常時オフに制御され、Ｗ相の下アームのＭＯＳトランジスタＷＬはＨレベルのＰＷＭ信号ＧＷＬによって常時オンに制御される。したがって、Ｗ相の出力ノードＮＷの電圧は接地電圧ＧＮＤに等しい。

一方、無通電相であるＵ相のＭＯＳトランジスタＵＨ，ＵＬは、ＬレベルのＰＷＭ信号ＧＵＨ，ＧＵＬによって常時オフ状態に制御される（Ｈｉ−Ｚ）。この場合、逆起電圧によってＵ相の出力ノードＮＵには誘導電圧が生じ、Ｕ相の誘導電圧はＶ相電圧の変化に応じてＨレベルとＬレベルとに交互に切り替わる。ＨレベルおよびＬレベルの各々の電圧値は徐々に減少する。

ＭＣＵ１１０は、Ｖ相の通電期間Ｉにおいて無通電相のＵ相に生じる誘導電圧を検出する。図８の場合、通電期間Ｉは回生期間ＩＩＩよりも長いので、逆起電圧の検出タイミングの設定は容易である。

図８において電気角３６０°から４２０°の範囲では、ＭＣＵ１１０は、図３（Ｃ）で説明した通電パターンＦでブラシレスＤＣモータ１３０を駆動するようにインバータ回路１２０を制御する。さらに、下アーム回生モードによってＰＷＭ制御が実行される。

この場合、上流側通電相であるＶ相の上アームおよび下アームのＭＯＳトランジスタＶＨ，ＶＬは、ＰＷＭ信号ＧＶＨ，ＧＶＬに応じて、オンオフが切り替わる。したがって、Ｖ相の出力ノードＮＶの電圧もＨレベルとＬレベルとに交互に切り替わる。下流側通電相であるＵ相の上アームのＭＯＳトランジスタＵＨはＬレベルのＰＷＭ信号ＧＵＨによって常時オフに制御され、Ｕ相の下アームのＭＯＳトランジスタＵＬはＨレベルのＰＷＭ信号ＧＵＬによって常時オンに制御される。したがって、Ｕ相の出力ノードＮＵの電圧は接地電圧ＧＮＤに等しい。

一方、無通電相であるＷ相のＭＯＳトランジスタＷＨ，ＷＬは、ＬレベルのＰＷＭ信号ＧＷＨ，ＧＷＬによって常時オフ状態に制御される（Ｈｉ−Ｚ）。この場合、逆起電圧によってＷ相の出力ノードＮＷには誘導電圧が生じ、Ｗ相の誘導電圧はＶ相電圧の変化に応じてＨレベルとＬレベルとに交互に切り替わる。ＨレベルおよびＬレベルの各々の電圧値は徐々に増加する。

ＭＣＵ１１０は、Ｖ相の通電期間Ｉにおいて無通電相のＷ相に生じる誘導電圧を検出する。図８の場合、通電期間Ｉは回生期間ＩＩＩよりも長いので、逆起電圧の検出タイミングの設定は容易である。

図９は、ＰＷＭ信号のデューティ比が閾値未満の場合において、モータ出力電圧波形とゲート信号波形を模式的に示す図である。

図９のタイミング図は、図８のタイミング図に対応するものである。ただし、ＰＷＭ信号のデューティ比ＰＷＭ＿Ｄｕｔｙが図８の場合と異なるために、ＰＷＭ信号に応じてモータ出力電圧がＨレベルになる期間とＬレベルになる期間とが図８の場合と異なる。図９のその他の点は図８の場合と同じである。

図９において電気角３００°から３６０°の範囲では、ＭＣＵ１１０は、Ｖ相の回生期間ＩＩＩにおいて無通電相のＵ相に生じる誘導電圧を検出する。図９の場合、回生期間ＩＩＩは通電期間Ｉよりも長いので、逆起電圧の検出タイミングの設定は容易である。また、図９において電気角３６０°から４２０°の範囲では、ＭＣＵ１１０は、Ｖ相の回生期間ＩＩＩにおいて無通電相のＷ相に生じる誘導電圧を検出する。図８の場合、回生期間ＩＩＩは通電期間Ｉよりも長いので、逆起電圧の検出タイミングの設定は容易である。

図１０は、図９において無通電相の電圧波形をより詳細に示す図である。電気角３００°から３６０°ではＵ相出力ノードＮＵの電圧波形（図９の２０２）が実線で示され、電気角３６０°から４２０°ではＷ相出力ノードＮＷの電圧波形（図９の２０３）が実線で示されている。さらに、仮想中点１６２の電圧波形が破線で示されている。

図１０に示すように、Ｕ相電圧、Ｗ相電圧、および中点電圧は、接地電圧ＧＮＤよりもボディダイオードの順方向電圧Ｖｆだけ低い電圧（−Ｖｆ）から電源電圧ＶＭよりも順方向電圧Ｖｆだけ高い電圧（ＶＭ＋Ｖｆ）の範囲で変化する。

電気角３００°から３６０°の範囲において、無通電相であるＵ相電圧および中点電圧は、上流側通電相であるＶ相電圧の変化に応じてＨレベルとＬレベルとに交互に切り替わる。この場合、ＨレベルおよびＬレベルの各々の電圧値は徐々に減少するが、Ｕ相電圧の減少率のほうが中点電圧の減少率よりも大きい。これにより、両者が交差する交差点が生じ、この交差点の位置に基づいて回転子の位置を推定することができる。

同様に、電気角３６０°から４２０°の範囲において、無通電相であるＷ相電圧および中点電圧は、上流側通電相であるＶ相電圧の変化に応じてＨレベルとＬレベルとに交互に切り替わる。この場合、ＨレベルおよびＬレベルの各々の電圧値は徐々に増加するが、Ｗ相電圧の増加率のほうが中点電圧の増加率よりも大きい。これにより、両者が交差する交差点が生じ、この交差点の位置に基づいて回転子の位置を推定することができる。

ＭＣＵ１１０は、ＰＷＭ信号の切り替わりから検出待ち時間Ｔｗが経過したときに、Ｕ相電圧またはＶ相電圧と中点電圧とを検出する。具体的に図１０において、ＭＣＵ１１０は、ＰＷＭ信号のデューティ比が閾値未満の場合には、回生期間中の電気角がθ１０，θ１１，θ１４，θ１５のときのＵ相電圧またはＷ相電圧と中点電圧とを検出する。図１０では、ＰＷＭ信号の回生期間のほうが通電期間よりも長いので、逆起電圧の検出タイミングの設定は容易である。

なお、ＭＣＵ１１０は、ＰＷＭ信号のデューティ比が閾値以上の場合には、通電期間中の電気角θ１２，θ１３，θ１６，θ１７のときのＵ相電圧またはＷ相電圧と中点電圧とを検出する。この場合、通電期間がより長くなるので、回生期間中よりも通電期間中のほうが逆起電圧の検出タイミングを設定しやすい。

図１で説明した回路例では、ＭＣＵ１１０は、Ｕ相電圧またはＷ相電圧と中点電圧との差電圧にオフセット電圧Ｖｏｆｓｔを加算した電圧値を取り込む。電圧値を取り込むタイミングは、たとえば、ＰＷＭ信号の切り替わりから検出待ち時間Ｔｗが経過したときである。オフセット電圧ＶｏｆｓｔをＶＤＤ／２に設定すれば、Ｕ相電圧またはＷ相電圧と中点電圧とが等しいか否かを検出するための検出閾値はＶＤＤ／２になる。０［Ｖ］から電源電圧ＶＤＤの範囲を１０ビットのＡＤ変換器でデジタル値に変換した場合に、上記の検出閾値は５１２になる。図１０では、ＡＤ変換値が括弧の中に記載されている。

［逆起電圧の検出タイミングの変形例］
図１０の例では、逆起電圧の検出タイミングを、ＰＷＭ信号の切り替わりから検出待ち時間Ｔｗが経過したときに設定していた。ＰＷＭ信号を生成する際のキャリア信号を利用すると、より簡単に適切なタイミングを設定することができる。

図１１は、逆起電圧の検出タイミングの決定方法の一例を示す図である。図１１を参照して、ＭＣＵ１１０は、ＰＷＭ信号を生成する際に電圧指令値ＶＣとキャリア信号ＣＳとを比較し、比較結果に基づいてＰＷＭ信号のＨまたはＬを決定する。

たとえば、図１１の例では、キャリア信号ＣＳとして三角波が用いられる。時刻ｔ３０から時刻ｔ３２までの区間と、時刻ｔ３４から時刻ｔ３６までの区間では、キャリア信号ＣＳが電圧指令値ＶＣよりも大きくなるためにＰＷＭ信号はＨレベルに設定される。その他の区間では、キャリア信号ＣＳが電圧指令値ＶＣよりも小さくなるためにＰＷＭ信号はＬレベルに設定される。

図１１において、キャリア信号ＣＳが最大値ＭＡＸとなる時刻ｔ３１および時刻ｔ３５はそれぞれ、ＰＷＭ信号がＨレベルを示す区間の中央である。キャリア信号ＣＳが最小値ＭＩＮとなる時刻ｔ３３は、ＰＷＭ信号がＬレベルを示す区間（すなわち、時刻ｔ３２から時刻ｔ３４まで）の中央である。したがって、キャリア信号ＣＳが最大値または最小値となる時刻を逆起電圧の検出タイミングに設定すれば、適切なタイミングで逆起電圧を検出することができる。

［効果］
以上のとおり、第１の実施形態によれば、三相モータ駆動用のインバータ回路に出力するＰＷＭ信号のデューティ比が閾値未満の場合には、三相モータに回生パスで電流を流すＰＷＭ信号の回生期間において、無通電相に生じる逆起電圧が検出される。したがって、デューティ比が極端に小さい場合でも無通電相に生じる逆起電圧を確実に検出できる。

＜第２の実施形態＞
たとえば、電動工具などに使用するモータでは、インバータ回路を構成するＭＯＳトランジスタの発熱を分散させ、ＭＯＳトランジスタの寿命を均一にするために、上アーム回生モードと下アーム回生モードとを併用する。たとえば、１２０°通電方式の場合には、電気角６０°ごとに通電パターンを切り替えるときに上アーム回生モードと下アーム回生モードとが切り替えられる。

第２の実施形態では、このようにＰＷＭ駆動において回生パスで電流を流す場合に上アーム回生と下アーム回生とを併用する場合について説明する。なお、第１の実施形態の図１で説明したモータ駆動システム９０の概略構成は、第２の実施形態の場合にも共通するので説明を繰り返さない。

［モータ駆動システムの制御手順］
図１２は、第２の実施形態のモータ駆動システムの制御手順を示すフローチャートである。以下の各ステップは、図１のＭＣＵ１１０が制御プログラムに従って動作することによって実現される。

図１および図１２を参照して、ＭＣＵ１１０は、現時点の回転子の推定位置、モータ電流の検出値、および回転速度指令値１１２などの制御指令に基づいて、インバータ回路１２０を構成する各半導体スイッチング素子のゲートに出力するＰＷＭ信号を生成する。これによって、ＰＷＭ信号のデューティ比ＰＷＭ＿Ｄｕｔｙが更新される（ステップＳ２００）。

ＭＣＵ１１０は、通電相を切り替えた場合には（ステップＳ２０１でＹＥＳ）、インバータ回路１２０の無通電相の出力ノードと検出ノード１５１とを接続するようにスイッチ回路１５０を切り替える（ステップＳ２０２）。

以降の制御手順は、デューティ比ＰＷＭ＿Ｄｕｔｙ値が閾値未満であるか否かと（ステップＳ２０３）、下アーム回生であるか否か（ステップＳ２０３，Ｓ２０８）とで切り替わる。

なお、図１２では一例として、閾値が５０％の場合を示しているが、この値に限定されない。また、図１２では一例として、通電パターンがＡ，Ｃ，Ｅのいずれかの場合に下アーム回生によってＰＷＭ制御を実行し、通電パターンがＢ，Ｄ，Ｆのいずれかの場合に上アーム回生によってＰＷＭ制御を実行する場合を示しているが、これに限定されない。

（１．ＰＷＭ＿Ｄｕｔｙ＜５０％かつ下アーム回生）
ＭＣＵ１１０は、デューティ比ＰＷＭ＿Ｄｕｔｙが閾値未満でありかつ下アーム回生によってＰＷＭ制御を実行する場合には（ステップＳ２０３でＹＥＳかつステップＳ２０４でＹＥＳ）、逆起電圧（ＢＥＭＦ）の検出タイミングを「下アーム回生期間」に変更する（ステップＳ２０５）。そして、ＭＣＵ１１０は、下アーム回生期間（図１４の回生期間ＩＩＩ）において無通電相の固定子巻線に生じる逆起電圧を検出する（ステップＳ２０６）。その後、ステップＳ２００に戻って処理が繰り返される。

（２．ＰＷＭ＿Ｄｕｔｙ＜５０％かつ上アーム回生）
ＭＣＵ１１０は、デューティ比ＰＷＭ＿Ｄｕｔｙが閾値未満でありかつ上アーム回生によってＰＷＭ制御を実行する場合には（ステップＳ２０３でＹＥＳかつステップＳ２０４でＮＯ）、逆起電圧（ＢＥＭＦ）の検出タイミングを「上アーム回生期間」に変更する（ステップＳ２０７）。そして、ＭＣＵ１１０は上アーム回生期間（図１４の回生期間ＩＩ）において無通電相の固定子巻線に生じる逆起電圧を検出する（ステップＳ２０６）。その後、ステップＳ２００に戻って処理が繰り返される。

ここで、「「上アーム回生モード」と「下アーム回生モード」との違いについてさらに説明する。たとえば、ＰＷＭ制御の通電期間において第１相の上アームの半導体スイッチング素子と第２相の下アームの半導体スイッチング素子とがオン状態に制御される場合について説明する。この場合、下アーム回生期間では、ＭＣＵ１１０は、上流側通電相である第１相の上アームの半導体スイッチング素子をオフ状態に制御し、第１相の下アームの半導体スイッチング素子をオン状態に制御する。ＭＣＵ１１０は、下流側通電相である第２相の下アームの半導体スイッチング素子を、下アーム回生期間においてもオン状態に制御する。一方、上アーム回生期間では、ＭＣＵ１１０は、下流側通電相である第２相の下アームの半導体スイッチング素子をオフ状態に制御し、第２相の上アームの半導体スイッチング素子をオン状態に制御する。ＭＣＵ１１０は、上流側通電相である第１相の上アームの半導体スイッチング素子を、上アーム回生期間においてもオン状態に制御する。

したがって、上記の例において下アーム回生の場合には、上流側通電相である第１相の上アームまたは下アームの半導体スイッチング素子のゲートに供給されるＰＷＭ信号によって、通電期間と回生期間とに交互に切り替えられる。よって、上流側通電相用のＰＷＭ信号に基づいて逆起電圧の検出タイミングを決定することができる。上アーム回生の場合には、下流側通電相である第２相の上アームまたは下アームの半導体スイッチング素子のゲートに供給されるＰＷＭ信号によって、通電期間と回生期間とに切替られる。よって、下流側通電相用のＰＷＭ信号に基づいて逆起電圧の検出タイミングを決定することができる。

具体的に上記の例において、ＰＷＭ信号電圧レベルがＨレベルのとき半導体スイッチング素子がオン状態になりＰＷＭ信号の電圧レベルがＬレベルのとき半導体スイッチング素子がオフ状態になるとする。そうすると、下アーム回生モードによってＰＷＭ制御を実行する場合には、上流側通電相である第１相の上アームスイッチング素子のゲートに供給されるＰＷＭ信号は、通電期間のときＨレベルであり（ステップＳ２１０の場合）、下アーム回生期間のときＬレベルである（ステップＳ２０５の場合）。逆に、上アーム回生モードによってＰＷＭ制御を実行する場合には、下流側通電相である第２相の上アームスイッチング素子のゲートに供給されるＰＷＭ信号は、通電期間のときＬレベルであり（ステップＳ２１２の場合）、回生期間のときＨレベルである（ステップＳ２０７の場合）。

（３．ＰＷＭ＿Ｄｕｔｙ≧５０％かつ下アーム回生）
ＭＣＵ１１０は、デューティ比ＰＷＭ＿Ｄｕｔｙが閾値以上でありかつ下アーム回生モードによってＰＷＭ制御を実行する場合には（ステップＳ２０３でＮＯかつステップＳ２０９でＹＥＳ）、逆起電圧（ＢＥＭＦ）の検出タイミングを「通電期間」に変更する（ステップＳ２１０）。この「通電期間」は、前述の例では、上流側通電相である第１相の上アーム半導体スイッチング素子のゲートに供給されるＰＷＭ信号がＨレベルの場合に相当する。そして、ＭＣＵ１１０は、通電期間（図１３の通電期間Ｉ）において無通電相の固定子巻線に生じる逆起電圧を検出する（ステップＳ２１１）。その後、ステップＳ２００に戻って処理が繰り返される。

（４．ＰＷＭ＿Ｄｕｔｙ≧５０％かつ上アーム回生）
ＭＣＵ１１０は、デューティ比ＰＷＭ＿Ｄｕｔｙが閾値以上でありかつ上アーム回生によってＰＷＭ制御を実行する場合には（ステップＳ２０３でＮＯかつステップＳ２０９でＮＯ）、逆起電圧（ＢＥＭＦ）の検出タイミングを「通電期間」に変更する（ステップＳ２１２）。この「通電期間」は、前述の例では、下流側通電相である第２相の上アーム半導体スイッチング素子のゲートに供給されるＰＷＭ信号がＬレベルの場合に相当する。そして、ＭＣＵ１１０は通電期間（図１３の通電期間ＩＶ）において無通電相の固定子巻線に生じる逆起電圧を検出する（ステップＳ２１３）。その後、ステップＳ２００に戻って処理が繰り返される。

［モータ出力電圧波形とゲート信号波形の具体例］
図１３は、第２の実施形態のモータ駆動システムにおいて、ＰＷＭ信号のデューティ比が閾値以上のモータ出力電圧波形とゲート信号波形を模式的に示す図である。

図１３では、インバータ回路１２０のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の出力ノードＮＵ，ＮＶ，ＮＷからブラシレスＤＣモータ１３０に出力される出力電圧の波形が示されている。また、インバータ回路１２０を構成する各ＭＯＳトランジスタのゲートに出力されるＰＷＭ信号ＧＵＨ，ＧＵＬ，ＧＶＨ，ＧＶＬ，ＧＷＨ，ＧＷＬの波形が示されている。図１３の横軸は電気角［度］を表す。

さらに、図１３では、図２および図３で説明した通電パターンが示されている。ここで、第２の実施形態のモータ駆動システムでは、１２０°通電方式が採用され、さらに、通電相の切り替わり時に上アーム回生と下アーム回生とが切り替えられる。具体的に図１３の場合には、通電パターンＡ，Ｃ，Ｅの場合に下アーム回生モードを用いてインバータ回路１２０がＰＷＭ制御され、通電パターンＢ，Ｄ，Ｆの場合に上アーム回生モードを用いてインバータ回路１２０がＰＷＭ制御される。

図１３において電気角３００°から３６０°の範囲では、ＭＣＵ１１０は、図３（Ｂ）で説明した通電パターンＥでブラシレスＤＣモータ１３０を駆動するようにインバータ回路１２０を制御する。さらに、下アーム回生モードによってＰＷＭ制御が実行される。したがって、この場合の各波形は、図８の電気角３００°から３６０°の範囲の波形と同じであるので、詳しい説明を繰り返さない。

図１３において電気角３６０°から４２０°の範囲では、ＭＣＵ１１０は、図３（Ｃ）で説明した通電パターンＦでブラシレスＤＣモータ１３０を駆動するようにインバータ回路１２０を制御する。さらに、上アーム回生モードによってＰＷＭ制御が実行される。

この場合、下流側通電相であるＵ相の上アームおよび下アームのＭＯＳトランジスタＵＨ，ＵＬは、ＰＷＭ信号ＧＵＨ，ＧＵＬに応じて、オンオフが切り替わる。したがって、Ｕ相の出力ノードＮＵの電圧もＨレベルとＬレベルとに交互に切り替わる。上流側通電相であるＶ相の上アームのＭＯＳトランジスタＶＨはＨレベルのＰＷＭ信号ＧＶＨによって常時オンに制御され、Ｖ相の下アームのＭＯＳトランジスタＶＬはＬレベルのＰＷＭ信号ＧＶＬによって常時オフに制御される。したがって、Ｖ相の出力ノードＮＶの電圧は電源電圧ＶＭに等しい。

一方、無通電相であるＷ相のＭＯＳトランジスタＷＨ，ＷＬは、ＬレベルのＰＷＭ信号ＧＷＨ，ＧＷＬによって常時オフ状態に制御される（Ｈｉ−Ｚ）。この場合、逆起電圧によってＷ相の出力ノードＮＷには誘導電圧が生じ、Ｗ相の誘導電圧はＵ相電圧の変化に応じてＨレベルとＬレベルとに交互に切り替わる。ＨレベルおよびＬレベルの各々の電圧値は徐々に増加する。

ＭＣＵ１１０は、Ｕ相の通電期間ＩＶにおいて無通電相のＷ相に生じる誘導電圧を検出する。図１３の場合、通電期間ＩＶは回生期間ＩＩよりも長いので、逆起電圧の検出タイミングの設定は容易である。

図１４は、第２の実施形態のモータ駆動システムにおいて、ＰＷＭ信号のデューティ比が閾値未満の場合のモータ出力電圧波形とゲート信号波形を模式的に示す図である。

図１４のタイミング図は、図１３のタイミング図に対応するものである。ただし、ＰＷＭ信号のデューティ比ＰＷＭ＿Ｄｕｔｙが図１３の場合と異なるために、ＰＷＭ信号に応じてモータ出力電圧がＨレベルになる期間とＬレベルになる期間とが図１３の場合と異なる。図１４のその他の点は図１３の場合と同じである。

図１４において電気角３００°から３６０°の範囲では、ＭＣＵ１１０は、Ｖ相の回生期間ＩＩＩにおいて無通電相のＵ相に生じる誘導電圧を検出する。図１４の場合、回生期間ＩＩＩは通電期間Ｉよりも長いので、逆起電圧の検出タイミングの設定は容易である。また、図１４において電気角３６０°から４２０°の範囲では、ＭＣＵ１１０は、Ｕ相の回生期間ＩＩにおいて無通電相のＷ相に生じる誘導電圧を検出する。図１３の場合、回生期間ＩＩは通電期間ＩＶよりも長いので、逆起電圧の検出タイミングの設定は容易である。

図１５は、図１４において無通電相の電圧波形をより詳細に示す図である。電気角３００°から３６０°ではＵ相出力ノードＮＵの電圧波形（図１４の２０６）が実線で示され、電気角３６０°から４２０°ではＷ相出力ノードＮＷの電圧波形（図１４の２０７）が実線で示されている。さらに、仮想中点１６２の電圧波形が破線で示されている。

図１５に示すように、Ｕ相電圧、Ｗ相電圧、および中点電圧は、接地電圧ＧＮＤよりもボディダイオードの順方向電圧Ｖｆだけ低い電圧（−Ｖｆ）から電源電圧ＶＭよりも順方向電圧Ｖｆだけ高い電圧（ＶＭ＋Ｖｆ）の範囲で変化する。

電気角３００°から３６０°の範囲において、Ｕ相電圧および中点電圧は、上流側通電相であるＶ相電圧の変化に応じてＨレベルとＬレベルとに交互に切り替わる。この場合、ＨレベルおよびＬレベルの各々の電圧値は徐々に減少するが、Ｕ相電圧の減少率のほうがと中点電圧の減少率よりも大きい。これにより、両者が交差する交差点が生じ、この交差点の位置に基づいて回転子の位置を推定することができる。

同様に、電気角３６０°から４２０°の範囲において、Ｗ相電圧および中点電圧は、下流側通電相であるＵ相電圧の変化に応じてＨレベルとＬレベルとに交互に切り替わる。この場合、ＨレベルおよびＬレベルの各々の電圧値は徐々に増加するが、Ｗ相電圧の増加率のほうが中点電圧の増加率よりも大きい。これにより、両者が交差する交差点が生じ、この交差点の位置に基づいて回転子の位置を推定することができる。

ＭＣＵ１１０は、ＰＷＭ信号の切り替わりから検出待ち時間Ｔｗが経過したときに、Ｕ相電圧またはＷ相電圧と中点電圧とを検出する。具体的に図１５において、ＭＣＵ１１０は、ＰＷＭ信号のデューティ比が閾値未満の場合には、回生期間中の電気角がθ２０，θ２１，θ２６，θ２７のときのＵ相電圧またはＶ相電圧と中点電圧とを検出する。図１５では、ＰＷＭ信号の回生期間のほうが通電期間よりも長いので、逆起電圧の検出タイミングの設定は容易である。

なお、ＭＣＵ１１０は、ＰＷＭ信号のデューティ比が閾値以上の場合には、通電期間中の電気角θ２２，θ２３，θ２４，θ２５のときのＵ相電圧またはＷ相電圧と中点電圧とを検出する。この場合、通電期間がより長くなるので、回生期間中よりも通電期間中のほうが逆起電圧の検出タイミングを設定しやすい。

図１で説明した回路例では、ＭＣＵ１１０は、Ｕ相電圧またはＷ相電圧と中点電圧との差電圧にオフセット電圧Ｖｏｆｓｔを加算した電圧値を取り込む。電圧値を取り込むタイミングは、たとえば、ＰＷＭ信号の切り替わりから検出待ち時間Ｔｗが経過したときである。オフセット電圧ＶｏｆｓｔをＶＤＤ／２に設定すれば、Ｕ相電圧またはＷ相電圧と中点電圧とが等しいか否かを検出するための検出閾値はＶＤＤ／２になる。０［Ｖ］から電源電圧ＶＤＤの範囲を１０ビットのＡＤ変換器でデジタル値に変換した場合には、上記の検出閾値は５１２になる。図１５では、ＡＤ変換値が括弧の中に記載されている。

［効果］
第２の実施形態によれば、上アーム回生モードの場合には、下流側通電相用のＰＷＭ信号に基づいて無通電相に生じる逆起電圧の検出タイミングが決定され、下アーム回生モードの場合には、上流側通電相用のＰＷＭ信号に基づいて無通電相に生じる逆起電圧の検出タイミングが決定される。したがって、上アーム回生モードと下アーム回生モードとを交互に実行する場合でも、第１の実施形態の場合と同様の制御が可能になり、デューティ比が極端に小さい場合でもセンスレス方式で安定に三相モータを制御することができる。

以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることは言うまでもない。

９０ モータ駆動システム、１００ 半導体装置、１１１ ＡＤ変換器、１１２ 回転速度指令値、１１５ 検出器、１２０ インバータ回路、１２１，１２２ 電源ノード、１３０ ブラシレスＤＣモータ（永久磁石同期モータ）、１３１Ｕ，１３１Ｖ，１３１Ｗ 固定子巻線、１３２ 中点、１４０ 差動増幅回路、１４１ 演算増幅器、１５０ スイッチ回路、１５１ 検出ノード、１６０ 仮想中点生成回路、１６２ 仮想中点、Ａ〜Ｆ 通電パターン、ＧＮＤ 接地電圧、ＧＵＨ，ＧＵＬ，ＧＶＨ，ＧＶＬ，ＧＷＨ，ＧＷＬ ＰＷＭ信号、ＮＵ，ＮＶ，ＮＷ 出力ノード、ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬ ＭＯＳトランジスタ、ＶＤＤ，ＶＭ 電源電圧、Ｖｆ 順方向電圧、Ｖｏｆｓｔ オフセット電圧、Ｖｏｕｔ 出力電圧、Ｖｒｅｆ 参照電圧。

Claims (15)

1. 三相モータの駆動用のインバータ回路を制御するための半導体装置であって、
   モータ電圧を出力するための前記インバータ回路の各相の出力ノードと接続され、前記各相の出力ノードのうち無通電相に対応する出力ノードの電圧を検出する検出器と、
   前記無通電相の出力ノードの電圧と参照電圧とを比較することによって、前記三相モータの回転子の位置を推定し、前記回転子の推定位置に基づいて、前記インバータ回路を制御するためのパルス幅変調信号を生成するコントローラとを備え、
   前記コントローラは、前記パルス幅変調信号のデューティ比が閾値未満の場合には、前記三相モータに回生パスで電流を流す前記パルス幅変調信号の回生期間において前記無通電相の出力ノードの電圧を検出する、半導体装置。
2. 前記コントローラは、前記パルス幅変調信号のデューティ比が前記閾値以上の場合には、前記三相モータに通電パスで電流を流す前記パルス幅変調信号の通電期間において前記無通電相の出力ノードの電圧を検出する、請求項１に記載の半導体装置。
3. 前記三相モータは、Ｙ結線された固定子巻線を含み、
   前記参照電圧は、前記固定子巻線の結節点である中点の電圧である、請求項１に記載の半導体装置。
4. 前記半導体装置は、前記各相の出力ノードと抵抗素子を介して接続された仮想中点をさらに含み、
   前記参照電圧は、前記仮想中点の電圧である、請求項１に記載の半導体装置。
5. 前記検出器は、前記コントローラからの指令に応じて、前記各相の出力ノードのうちの１つを選択するためのスイッチ回路を含む、請求項１に記載の半導体装置。
6. 前記検出器は、前記スイッチ回路によって選択された出力ノードの電圧と、前記参照電圧との差を増幅する差動アンプをさらに含む、請求項５に記載の半導体装置。
7. 前記コントローラは、
   前記回生期間において前記インバータ回路の上アームの半導体スイッチング素子に回生パスで電流を流す第１の制御モードと、
   前記回生期間において前記インバータ回路の下アームの半導体スイッチング素子に回生パスで電流を流す第２の制御モードとを有する、請求項２に記載の半導体装置。
8. 前記コントローラは、前記第１の制御モードおよび前記第２の制御モードのいずれか一方によって前記回生期間における前記インバータ回路を制御する、請求項７に記載の半導体装置。
9. 前記コントローラは、前記三相モータの通電相を切り替える度に、前記第１の制御モードと前記第２の制御モードとを切り替える、請求項７に記載の半導体装置。
10. 前記コントローラは、前記通電期間において第１相の上アームの半導体スイッチング素子をオン状態に制御し、かつ第２相の下アームの半導体スイッチング素子をオン状態に制御する場合であり、さらに前記第１の制御モードの場合には、前記第２相の半導体スイッチング素子のオンオフを制御するパルス幅変調信号に基づいて前記無通電相の出力ノードの電圧の検出タイミングを決定する、請求項７に記載の半導体装置。
11. 前記コントローラは、前記通電期間において第１相の上アームの半導体スイッチング素子をオン状態に制御し、かつ第２相の下アームの半導体スイッチング素子をオン状態に制御する場合であり、さらに前記第２の制御モードの場合には、前記第１相の半導体スイッチング素子のオンオフを制御するパルス幅変調信号に基づいて前記無通電相の出力ノードの電圧の検出タイミングを決定する、請求項７に記載の半導体装置。
12. 三相モータと、
    前記三相モータを駆動するインバータ回路と、
    前記インバータ回路を制御する半導体装置とを備え、
    前記半導体装置は、
    モータ電圧を出力するための前記インバータ回路の各相の出力ノードと接続され、前記各相の出力ノードのうち無通電相に対応する出力ノードの電圧を検出する検出器と、
    前記無通電相の出力ノードの電圧と参照電圧とを比較することによって、前記三相モータの回転子の位置を推定し、前記回転子の推定位置に基づいて、前記インバータ回路を制御するためのパルス幅変調信号を生成するコントローラとを備え、
    前記コントローラは、前記パルス幅変調信号のデューティ比が閾値未満の場合には、前記三相モータに回生パスで電流を流す前記パルス幅変調信号の回生期間において前記無通電相の出力ノードの電圧を検出する、モータ駆動システム。
13. 三相モータ駆動用のインバータ回路を制御するためのパルス幅変調信号のデューティ比が閾値未満であるか否かを判定するステップと、
    前記パルス幅変調信号のデューティ比が閾値未満の場合に、前記三相モータに回生パスで電流を流す前記パルス幅変調信号の回生期間において、前記三相モータの無通電相の固定子巻線に生じる逆起電圧を検出するステップと、
    前記検出した逆起電圧と参照電圧とを比較することによって、前記三相モータの回転子の位置を推定し、前記回転子の推定位置に基づいて前記パルス幅変調信号を生成するステップとを、コンピュータに実行させるためのモータ制御プログラム。
14. 前記検出するステップでは、前記パルス幅変調信号のデューティ比が前記閾値以上の場合には、前記三相モータに通電パスで電流を流す前記パルス幅変調信号の通電期間において前記逆起電圧を検出する、請求項１３に記載のモータ制御プログラム。
15. 前記三相モータの通電相の切り替え時に、第１の制御モードと第２の制御モードとを切り替えるステップをさらに備え、
    前記第１の制御モードでは、前記回生期間において前記インバータ回路の上アームの半導体スイッチング素子に回生パスで電流を流すように前記パルス幅変調信号を生成し、
    前記第２の制御モードでは、前記回生期間において前記インバータ回路の下アームの半導体スイッチング素子に回生パスで電流を流すように前記パルス幅変調信号を生成する、請求項１４に記載のモータ制御プログラム。

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