JP2009148074A - モータ駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】安定した位置検出と駆動時の騒音とのトレードオフ関係を改善したモータ駆動装置を提供する。
【解決手段】センサレス駆動演算回路９では、前区間および現在の区間での比較回路３からの出力信号に基づいて計測された時間情報を用いて、次の区間での位置検出相の電圧のゼロクロス点（ｐ点）を演算により算出する。ｐ点を算出した後は、所定時間駆動電流を遮断することでａ点およびｂ点を検出する。
【選択図】図１

Description

本発明はモータ駆動装置に関し、特に、ホールセンサを用いることなく３相ブラシレスモータを駆動するモータ駆動装置に関する。

従来より、ホールセンサを用いることなく３相ブラシレスモータを駆動するモータ駆動装置が知られている。このモータ駆動装置では、ロータの回転位置をホールセンサで検出する代わりに、ロータの回転によってステータのコイルに発生する誘導電圧（B-EMF：back electromotive force(逆起電力)）を利用してロータの回転位置を検出し、その検出結果に基づいて３相コイルに１２０度ずつ位相がずれた３相ＰＷＭ電圧を印加する構成となっている。

このようなモータ駆動装置の一例として、特許文献１に開示された構成が挙げられる。特許文献１では、駆動電圧のゼロクロス点を検出することでロータの回転位置の検出を行う構成が開示されているが、そのためには位置検出相の駆動電流を所定のタイミングで一時的に遮断する必要がある。しかし、駆動電流を遮断するとモータのトルクリップルとなり、モータ駆動時の騒音となるという問題があった。

また、駆動電流の遮断時間はモータの相間のバラツキや、モータの急な加速にどこまで対応させるかで決まり、対応させる範囲が広いほど遮断時間が増え、騒音が大きくなるため、安定した位置検出と駆動時の騒音とはトレードオフの関係にあった。

しかし、近年の市場ではホールセンサーレスで騒音を低減させた駆動を行うモータ駆動装置が要求されており、安定した位置検出と駆動時の騒音とのトレードオフ関係を改善することが要求されている。

特開２００６−２１７６８１号公報（図１、２）

以上説明した従来のモータ駆動装置においては、位置検出相のコイルへの駆動電流の供給を、ゼロクロス点の検出に先立つ所定のタイミングで遮断するので、所定のタイミングを遮断期間が長くなるように設定すれば、モータの相間のバラツキや、急な加速に対応させることができるが、モータの駆動電流の波形を歪ませることになり、騒音が大きくなる。

また、逆に駆動電流の歪みを少なくするためにゼロクロス点の手前ぎりぎりで電流を遮断する場合、モータの相間のバラツキや加速に追従できず、ゼロクロス点が検出できなくなり、位置検出ができずに正しいタイミングで駆動電流が流せず、モータが正常に回転できなくなるという問題がある。

本発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、安定した位置検出と駆動時の騒音とのトレードオフ関係を改善したモータ駆動装置を提供することを目的とする。

本発明に係る１の実施の形態においては、前区間および現在の区間での比較回路からの出力信号に基づいて計測された時間情報を用いて、次の区間での位置検出相の電圧のゼロクロス点（ｐ点）を演算により算出する。ｐ点を算出した後は、所定時間駆動電流を遮断することでａ点およびｂ点を検出する。

上記実施の形態によれば、ｐ点の検出に先立って電気角で２６．２５゜手前から電流を遮断し、ｐ点検出後も電流を遮断する従来の方法に比べて、駆動電流の遮断期間を大幅に低減できる。長時間に渡って駆動電流を遮断する必要がないので、安定した位置検出ができると共に、駆動電流の遮断に伴う波形の歪みに起因した騒音を低減することができる。

＜実施の形態＞
＜Ａ．装置構成＞
＜Ａ−１．全体構成＞
図１は、本発明に係る実施の形態のモータ駆動装置１００の構成を示すブロック図である。図１に示すようにモータ駆動装置１００は、出力回路２、フィルタ回路２４、比較回路３（電圧比較部）、位置検出回路８、センサレス駆動演算回路９（駆動演算部）、騒音低減用電流波形生成回路１１、信号合成回路１２、および出力トランジスタ制御回路１３を備え、ホールセンサを用いることなく３相ブラシレスモータ２１を駆動する構成となっている。なお、当該モータ駆動装置１００は、１つのＩＣ（集積回路）として形成されている。

３相ブラシレスモータ２１は、ステータ２２と、その周囲に回転自在に設けられたロータ２３とを備え、ステータ２２は、Ｙ結線されたＵ相、Ｖ相およびＷ相のコイルを含んでいる。Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のコイルの一方端はそれぞれＵ相、Ｖ相およびＷ相のコイル端子ＴＵ、ＴＶおよびＴＷに接続され、それらの他方端は中点端子ＴＮに接続されている。ロータ２３には、回転方向に沿ってＮ極とＰ極が交互に複数極（図では４極）配置されている。

このような３相ブラシレスモータ２１において、１２０度ずつ位相がずれた３相ＰＷＭ電圧をそれぞれＵ相、Ｖ相およびＷ相のコイルに印加すると、回転磁界が生成され、その回転磁界に従ってロータ２３が回転する。なお、３相ブラシレスモータ２１は、例えばパーソナルコンピュータのＤＶＤ（digital versatile disc）やＣＤ（compact disc）を高速回転させるスピンドルモータとして使用される。

次に、各構成について説明する。
出力回路２は、ＭＯＳトランジスタＱ１〜Ｑ６およびダイオードＤ１〜Ｄ６を含み、ＭＯＳトランジスタＱ１とＱ２、Ｑ３とＱ４、Ｑ５とＱ６は、それぞれＮチャネルＭＯＳトランジスタとＰチャネルＭＯＳトランジスタとが組となって電源電圧（ＶＣＣ）ラインと接地（ＧＮＤ）ラインとの間に直列接続されている。

そして、ＭＯＳトランジスタＱ１とＱ２との間のノードＮ１、トランジスタＱ３とＱ４との間のノードＮ３、ＭＯＳトランジスタＱ５とＱ６との間のノードＮ５は、それぞれ３相ブラシレスモータ２１のコイル端子ＴＵ、ＴＶおよびＴＷに接続される。

また、ダイオードＤ１、Ｄ３およびＤ５は、それぞれノードＮ１、Ｎ３およびＮ５とＶＣＣのラインとの間に、ＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ３およびＱ５に対して逆並列となるように接続され、ダイオードＤ２、Ｄ４およびＤ６は、それぞれＧＮＤラインとノードＮ１、Ｎ３およびＮ５との間に、ＭＯＳトランジスタＱ２、Ｑ４およびＱ６に対して逆並列となるように接続されている。なお、ダイオードＤ１〜Ｄ６の代わりに、各ＭＯＳトランジスタに寄生する寄生ダイオードを用いても良い。

ＭＯＳトランジスタＱ１〜Ｑ６を所定のタイミングでオン／オフさせることにより、直流電圧ＶＣＣを３相ＰＷＭ電圧に変換することができる。

フィルタ回路２４は、３相ブラシレスモータ２１のコイル端子ＴＵ、ＴＶおよびＴＷと、中点端子ＴＮに接続され、コイル端子ＴＵ、ＴＶおよびＴＷからそれぞれ出力される逆起電圧Ｕ、ＶおよびＷ（コイル端子電圧）と、中点電圧ＣＴとに含まれる電流リップルに起因する電圧成分を除去して、フィルタリング後の逆起電圧Ｕ１、Ｖ１およびＷ１とフィルタリング後の中点電圧ＣＴ１として出力する。

すなわち、３相ブラシレスモータ２１において、巻き線にピンホールなどの傷があるステータ２２ではインダクタンス成分が変化し、ＣＴ基準で各相に発生する逆起電圧（Ｂ−ＥＭＦ）のバランスがずれる可能性があるが、３相ブラシレスモータ２１のコイル端子電圧をＣＲフィルタで積分することで、ピンホール等のない状態でのＢ−ＥＭＦを検出することが可能となる。

比較回路３は、コンパレータ３１と、コンパレータ３１のオフセットの設定を制御するオフセット制御回路３０と、コンパレータの＋端子および−端子に接続された極性切り替え部３３と、逆起電圧Ｕ１、Ｖ１およびＷ１あるいはフィルタリング後の逆起電圧Ｕ１、Ｖ１およびＷ１を、交互に切り替えて極性切り替え部３３に与える信号切り替え部３２とを有している。

信号切り替え部３２は、逆起電圧Ｕあるいはフィルタリング後の逆起電圧Ｕ１を受けるスイッチ３２１、逆起電圧Ｖあるいはフィルタリング後の逆起電圧Ｖ１を受けるスイッチ３２２および逆起電圧Ｗあるいはフィルタリング後の逆起電圧Ｗ１を受けるスイッチ３２３を有し、これらのスイッチの制御は、後述するセンサレス駆動演算回路９から与えられる位置検出相選択信号４３によって、何れか１つのみがオンするように制御される。

また、極性切り替え部３３は、信号切り替え部３２によって選択された信号を、コンパレータ３１の＋端子あるいは−端子に切り替えて与えるためのスイッチ３３１および３３２と、中点電圧ＣＴあるいはフィルタリング後の中点電圧ＣＴ１を、コンパレータ３１の＋端子あるいは−端子に切り替えて与えるためのスイッチ３３３および３３４とを備えている。スイッチ３３１および３３３はコンパレータ３１の＋端子に接続され、スイッチ３３２および３３４はコンパレータ３１の−端子に接続される。そして、センサレス駆動演算回路９から与えられる極性入れ替え信号４４によって、スイッチ３３２と３３３の組と、スイッチ３３１と３３４の組とが相補的に動作するように制御される。

コンパレータ３１は、逆起電圧Ｕ、ＶおよびＷの何れかと、中点電圧ＣＴとの比較、あるいはフィルタリング後の逆起電圧Ｕ１、Ｖ１およびＷ１の何れかと、フィルタリング後の中点電圧ＣＴ１との比較を行う。例えばフィルタリング後の逆起電圧Ｕ１がフィルタリング後の中点電圧ＣＴ１よりも高くなった場合に、コンパレータ３１の出力信号５０は高電位（「Ｈ」）レベルになり、フィルタリング後の逆起電圧Ｕ１がフィルタリング後の中点電圧ＣＴ１よりも低い場合は、出力信号５０は低電位（「Ｌ」）レベルになる。

なお、極性切り替え部３３により逆起電圧Ｕ１、Ｖ１およびＷ１を、コンパレータ３１の−端子に与えた場合は、例えばフィルタリング後の逆起電圧Ｕ１がフィルタリング後の中点電圧ＣＴ１よりも低い場合は、コンパレータ３１の出力信号５０は「Ｈ」レベルになり、フィルタリング後の逆起電圧Ｕ１がフィルタリング後の中点電圧ＣＴ１よりも高い場合は、出力信号５０は「Ｌ」レベルになる。

位置検出回路８は、コンパレータ３１の出力信号５０を受け、センサレス駆動演算回路９から与えられるマスク信号５２に基づいて出力信号５０にマスクをかけ、位置検出信号５１としてセンサレス駆動演算回路９に与える。

センサレス駆動演算回路９は、位置検出回路８からの位置検出信号に基づいてＰＷＭ信号を生成し、ＰＷＭ信号を制御して位置検出相の電流を最適なタイミングで遮断する。

また、センサレス駆動演算回路９は、位置検出回路８からの位置検出信号に基づいて、パルス状の回転信号ＦＧを生成してシステム外部に出力するが、この回転信号ＦＧのエッジを検出するごとに極性入れ替え信号４４の論理を切り替えてコンパレータ３１の極性を切り替え、回転信号ＦＧのエッジを検出した後のタイミングで、信号切り替え部３２のスイッチ３２１〜３２３を順次に切り替える。

騒音低減用電流波形生成回路１１は、センサレス駆動演算回路９で生成されたＰＷＭ信号に同期して、３相ブラシレスモータ２１の騒音を低減させるための電流波形を生成する。

信号合成回路１２は、センサレス駆動演算回路９で生成されたＰＷＭ信号と、騒音低減用電流波形生成回路１１で生成された電流波形とを合成する。

出力トランジスタ制御回路１３は、信号合成回路１２の出力信号に従って、出力回路２のトランジスタＱ１〜Ｑ６の各々をオン／オフ制御する。これにより、出力回路２から３相ブラシレスモータ２１に３相ＰＷＭ電圧が供給され、ロータ２３が回転される。

＜Ａ−２．フィルタ回路の構成＞
次に、フィルタ回路２４の構成を図２を用いて説明する。
図２に示すようにフィルタ回路２４は、信号ラインＳＬに介挿された抵抗素子Ｒ１と、信号ラインＳＬとＧＮＤとの間に介挿された容量素子Ｌ１とを含むＣＲフィルタで構成されるローパスフィルタと、当該ローパスフィルタを迂回する迂回路ＰＬに介挿されたトランスミッションゲートＴＧ１とを各信号ラインに備えている。なお、図２では、Ｕ相の信号ラインに設けられたローパスフィルタとトランスミッションゲートＴＧ１とを例示している。

トランスミッションゲートＴＧ１の反転ゲートにはインバータＩＶ１を介して制御信号４２の反転信号が与えられ、トランスミッションゲートＴＧ１のゲートには、制御信号４２が与えられ、制御信号４２によってトランスミッションゲートＴＧ１をオン状態にした場合には、信号ラインＳＬの信号は迂回路ＰＬを通り、ローパスフィルタが実質的にオフ状態となる。ここで、制御信号４２は、後に説明するセンサレス駆動演算回路９から与えられる信号である。

なお、迂回路ＰＬにはトランスミッションゲートＴＧ１の代わりに、Ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタやＰチャネル型のＭＯＳトランジスタを用いても良いが、トランスミッションゲートを使用する場合は、入力レンジを広くできるという利点がある。

なお、上記ではフィルタ回路２４は、ＣＲフィルタで構成される例を示したが、高調波成分を除去することができるローパスフィルタであればＣＲフィルタに限定されるものではない。

＜Ａ−３．センサレス駆動演算回路の構成＞
センサレス駆動演算回路９の基本的な構成は上述した通りであるが、以下、本発明と関連する部分の構成について、図３を用いてさらに説明する。

センサレス駆動演算回路９は、位置検出回路８から与えられる位置検出信号５１を受け、ａ点（第１検出点）、ｂ点（第２検出点）およびｐ点（ゼロクロス点）の検出（または算出）に応じて、検出信号６１、６２および６３をそれぞれ有意にして出力する検出判定回路９１を有している。検出判定回路９１は、ａ点およびｂ点の検出のために、オフセット量を切り替えるオフセット量切替信号５３を比較回路３のオフセット制御回路３０に与え、また、ｂ点の検出が終了した後は、オフセット解除信号５４を有意（この場合は「Ｌ」）にしてオフセット制御回路３０に与える。

ａ点検出信号６１はサブカウンタ９２に与えられ、ｂ点検出信号６２はサブカウンタ９２およびＳＣカウンタ９３（第１のカウンタ）に与えられ、ｐ点検出信号６３はＭＣカウンタ９５（第２のカウンタ）に与えられる。

ＳＣカウンタ９３は、ｂ点検出信号６２が有意となったことを受けて、図示しないクロック信号に基づいてカウントを開始し、カウント結果を加算回路９８に出力する。

サブカウンタ９２は、ａ点検出信号６１が有意となったことを受けて、図示しないクロック信号に基づいてカウントを開始し、ｂ点検出信号６２が有意となるまでカウントを続けることで、ａ点からｂ点までの間のカウント数（時間）を計測する。そして、その時間情報は、減算回路９９に与えられるとともに、サブメモリ９４に与えられる。

サブメモリ９４には、前回に測定したａ点からｂ点までの時間情報が格納されており、新たなａ点からｂ点までの時間情報が入力されると、前回の時間情報は減算回路９９に出力される。

ＭＣカウンタ９５は、ｐ点検出信号６３が有意となったことを受けて、図示しないクロック信号に基づいてカウントを開始し、次にｐ点検出信号６３が有意となるまでの期間を計測する。なお、この動作は、従来的手法でｐ点検出を実行する場合の動作であり、本発明でのｐ点検出を実行する場合には、オフセット量切替信号５３が有意になることで、加算回路９８および減算回路９９での演算結果がＭＣカウンタ９５に与えられ、当該演算結果により次のｐ点の検出位置を予測することになる。

ＭＣカウンタ９５での計測結果あるいは予測結果はＭＭメモリ９６に格納され、次に、ｐ点の検出位置を予測する場合に、前回の電気角６０゜の区間の長さとして使用される。

また、ＭＭメモリ９６に格納された、前回の電気角６０゜の区間の長さの情報は、ＭＣカウンタ９５での計測結果あるいは予測結果とともにマスク回路９７に与えられ、マスク信号５２の生成に使用される。

このような構成を採用することで、前区間および現在の区間での比較回路からの出力信号に基づいて計測された時間情報を用いて、次の区間での位置検出相の電圧のゼロクロス点（ｐ点）を演算により算出する。

＜Ａ−４．比較回路の構成＞
次に、図４を用いて、比較回路３のオフセット制御回路３０およびコンパレータ３１の構成の一例について説明する。

オフセット制御回路３０は、コンパレータ３１の入力段を構成する差動増幅器の一方の増幅器の電流を引き抜くことでコンパレータ３１がオフセットを有するように構成する回路であり、引き抜く電流（オフセット制御電流４９）の大きさを変えることで、オフセット量を調整することができる。

コンパレータ３１は、差動増幅器の＋端子（非反転入力端子）となるＰチャネル型のＭＯＳトランジスタＴ１と、−端子（反転入力端子）となるＰチャネル型のＭＯＳトランジスタＴ３と、ＭＯＳトランジスタＴ１と接地（ＧＮＤ）ラインとの間に接続されたＮチャネル型のＭＯＳトランジスタＴ２と、ＭＯＳトランジスタＴ３と接地との間に接続されたＮチャネル型のＭＯＳトランジスタＴ４とを有し、ＭＯＳトランジスタＴ２およびＴ４のゲートは、ＭＯＳトランジスタＴ４のドレインに共通に接続されている。

また、ＭＯＳトランジスタＴ１およびＴ３のソースは、それぞれ抵抗Ｒ４およびＲ５を介して電流源ＣＳに共通に接続されている。

そして、ＭＯＳトランジスタＴ１およびＴ２の接続ノードは、ドレインが電流源ＣＳに接続されたＮチャネル型のＭＯＳトランジスタＴ６のゲートに接続され、ＭＯＳトランジスタＴ６のソースは接地されている。

また、ＭＯＳトランジスタＴ６のドレインと、ＭＯＳトランジスタＴ１およびＴ２の接続ノードとの間には、Ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタＴ５が介挿され、ＭＯＳトランジスタＴ５のゲートはドレインに接続され、ＭＯＳトランジスタＴ５のバックゲートは接地されている。

そして、ＭＯＳトランジスタＴ６のドレインは出力ノードとなり、当該出力ノードには、インバータＧ１およびＧ２が直列に接続され、インバータＧ２の出力がコンパレータ３１の出力信号５０となる。

オフセット制御回路３０は、コンパレータ３１を構成する差動増幅器の、一方の増幅器の電流を引き抜く電流放出回路を有している。

電流放出回路は、コンパレータ３１の抵抗Ｒ４とＭＯＳトランジスタＴ１のソースとの間にドレインが接続されたＮチャネル型のＭＯＳトランジスタＴ１１と、ＭＯＳトランジスタＴ１１のソースと接地との間に順に直列に接続された、スイッチＳＷ１、抵抗Ｒ１およびＲ２と、抵抗Ｒ２をバイパスする経路に介挿されたスイッチＳＷ２と、ＭＯＳトランジスタＴ１１のゲートに出力が接続された増幅器Ａ１とを備えている。

増幅器Ａ１の−端子は、ＭＯＳトランジスタＴ１１のソースに接続され、増幅器Ａ１の＋端子は、電圧供給回路に接続されている。

電圧供給回路は、電源電圧（ＶＣＣ）を蓄積するキャパシタＣ１と、キャパシタＣ１に対して並列に接続された抵抗Ｒ３と、キャパシタＣ１に対する電源電圧の供給をオン、オフするスイッチＳＷ３と、抵抗Ｒ３とキャパシタＣ１との接続経路を開閉するスイッチＳＷ４とを備え、増幅器Ａ１の＋端子には、スイッチＳＷ３がオンされている場合は電源電圧が供給され、スイッチＳＷ３がオフされた場合には、キャパシタＣ１に蓄積された電荷に対応する電圧が供給される構成となっている。

なお、スイッチＳＷ１〜ＳＷ３のオン、オフ制御のための信号は、フリップフロップＦ０およびＦ１によって生成される。

すなわち、フリップフロップＦ０は、Ｄ入力に電源電圧が与えられ、クロック入力にオフセット量切替信号５３が与えられ、反転リセット入力にオフセット解除信号５４が与えられ、Ｑ出力がスイッチＳＷ３のオン、オフ制御に使用され、反転Ｑ出力がスイッチＳＷ１のオン、オフ制御に使用される。

フリップフロップＦ１は、Ｄ入力に電源電圧が与えられ、反転リセット入力にフリップフロップＦ０のＱ出力が与えられ、クロック入力には、コンパレータ３１の出力信号５０とフリップフロップＦ０のＱ出力とのＡＮＤ演算を行うアンド回路Ｇ１１の出力が与えられる。そして、フリップフロップＦ１のＱ出力がスイッチＳＷ２およびＳＷ４のオン、オフ制御に使用される。

なお、スイッチＳＷ１、ＳＷ３およびＳＷ４は、オン、オフ制御信号が「Ｈ」レベルになることでオフするスイッチであり、スイッチＳＷ２は、オン、オフ制御信号が「Ｈ」レベルになることでオンするスイッチである。

このような構成を採ることで、増幅器Ａ１の＋端子側の電圧に比例した電流をＭＯＳトランジスタＴ１１に流すことができ、結果として、コンパレータ３１の抵抗Ｒ４に流れる電流を、抵抗Ｒ１およびＲ２によって規定することができる。

より具体的には、スイッチＳＷ１がオンし、スイッチＳＷ２がオフしている場合には、抵抗Ｒ１およびＲ２を介して電流が流れることになり、両者の抵抗値が同じＲであれば、２×Ｒの抵抗を介して電流が流れるので、コンパレータ３１の抵抗Ｒ４に流れる電流は比較的小さくなる。抵抗Ｒ４に流れる電流が小さい場合は、コンパレータ３１のオフセット量も小さい。

一方、スイッチＳＷ１およびＳＷ２がオンしている場合には、抵抗Ｒ１を介して電流が流れることになり、抵抗値Ｒを介して電流が流れるので、コンパレータ３１の抵抗Ｒ４に流れる電流は、抵抗Ｒ１およびＲ２を介して電流が流れる場合の２倍となる。抵抗Ｒ４に流れる電流が２倍になれば、コンパレータ３１のオフセット量も２倍となる。

このように、抵抗Ｒ１およびＲ２の抵抗値によってコンパレータ３１のオフセット量を制御することができるが、抵抗Ｒ１およびＲ２を介して電流を流している場合は、スイッチＳＷ４をオン状態とすることで、増幅器Ａ１の＋端子の電圧は、抵抗Ｒ３とキャパシタＣ１との時定数によって減衰し、それに伴って抵抗Ｒ４に流れる電流も減衰し、オフセット量も減衰する。一方、抵抗Ｒ１を介して電流を流している場合は、スイッチＳＷ４をオフ状態とすることで、増幅器Ａ１の＋端子の電圧は、キャパシタＣ１に蓄積された電荷に対応する電圧を維持するので、抵抗Ｒ４に流れる電流も一定を保ち、オフセット量も一定を保つ。

＜Ａ−５．位置検出回路の構成＞
次に、図５を用いて、位置検出回路８の構成の一例について説明する。
図５に示すように、位置検出回路８は、コンパレータ３１の出力信号５０とマスク信号５２とのＡＮＤ演算を行うアンド回路８１を備え、アンド回路８１の出力が位置検出信号５１として出力される。なお、位置検出回路８は、アンド回路８１の前段に、出力信号５０の立ち上がりを検出するエッジ検出回路を備え、出力信号５０の立ち上がりがバタつくような場合に、最初の立ち上がりを検出して、エッジを確定する構成を採用しても良い。

＜Ｂ．装置動作＞
次に、図６〜図１２を用いて、モータ駆動装置１００の動作について説明する。
図６は、モータ駆動装置１００における静音化動作を示す模式図であり、フィルタリング後の逆起電圧Ｕ１、Ｖ１およびＷ１の波形（Ｂ−ＥＭＦ波形）と、当該波形に対応した回転信号ＦＧと、コンパレータ３１のオフセット電圧と、Ｂ−ＥＭＦ波形との関係を示す抜粋図と、電流遮断タイミングを示す模式図と、ＭＣカウンタ９５の動作を示す模式図と、ＳＣカウンタ９３の動作を示す模式図と、ＭＭメモリ９６の動作を示す模式図と、ＭＭメモリ９６に格納する情報の演算式とを示している。また、図７には、オフセット電圧とＢ−ＥＭＦ波形との関係を示す抜粋図の拡大図を示している。

センサレス駆動演算回路９が出力する回転信号ＦＧは、図９に示すように、駆動電圧のゼロクロス点（ｐ点）に対応してエッジが設定されるが、従来は、ゼロクロス点の検出に先立って、位置検出相のコイルへの駆動電流の供給を遮断していた。遮断しないと、駆動電流によるキックバック電流によりＢ−ＥＭＦ電圧の検出ができないためである。

この方法では、モータの駆動電流の波形に歪みが生じるが、モータの等速回転に対応させるだけであれば遮断期間も短くて済み、駆動電流の波形の歪みに起因する騒音も比較的小さいが、モータが等速回転から加速する場合に対応させるには、予め遮断期間を長く設定しなければならず、騒音が大きくなっていた。

以下、図６および図７を参照しつつ、図８および図９に示すフローチャートを用いて、モータ駆動装置１００の動作について説明する。

図６においては、モータ２１（図１）が等速回転をしている状態にあるものとし、駆動電圧のゼロクロス点とゼロクロス点との間を１区間（電気角６０゜に相当）と定義し、区間１〜区間８と、区間１１〜区間１３が等速領域、区間９および区間１０が加速領域となっている。

＜Ｂ−１．区間３および区間４での検出動作＞
まず、本発明との相違を明確にするため、モータ駆動装置１００において、従来的な方法でゼロクロス点の検出をする動作について、図８に示すフローチャートを用いて等速領域の区間３および区間４を例に採って説明する。
図８のステップＳＴ３１において、モータ２１を起動後あるいはブレーキをかけた状態から正転させる。

従来的な動作では、位置検出に先だって駆動電流を遮断する。すなわち、図６の電流遮断タイミングを示す模式図において、帯状の領域が駆動電流を通電している期間であり、ステップＳＴ３２では、次のゼロクロス点、すなわち区間３のゼロクロス点（ｐ点）を検出するために、区間２では予測されるゼロクロス点の電気角で２６．２５゜手前になると、センサレス駆動演算回路９は駆動電流を遮断する。また、ステップＳＴ３２では、駆動電流遮断後、電気角で１８．７５゜経過した時点でマスク信号５２（図１）を解除する（この場合「Ｈ」レベルにする）。なお、マスク信号５２を解除した時点では、区間３のｐ点の７．５゜手前となっている。

次に、ステップＳＴ３３において、センサレス駆動演算回路９は、オフセット解除信号５４を有意（この場合は「Ｌ」）にしてオフセット制御回路３０に与える。これは、コンパレータ３１のオフセットを解除するための動作である。オフセット解除信号５４が有意になると、オフセット制御回路３０（図４）のフリップフロップＦ０の反転Ｑ出力が「Ｈ」レベルとなり、スイッチＳＷ１がオフ状態となることで、コンパレータ３１からの電流の引き抜きがなくなり、オフセットが解除される。

次に、ステップＳＴ３４において、ｐ点の検出位置の予測に使用される演算式（後に詳述）に使用される係数であるαを０に、βを１に設定する。

次に、ステップＳＴ３５において、駆動電流を遮断している期間に、コンパレータ３１により区間３のｐ点の検出を行う。すなわち、コンパレータ３１では、フィルタリング後の各相のＢ−ＥＭＦ（Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１）と中点電圧ＣＴ１との比較を行い、Ｂ−ＥＭＦの方が高くなった場合（波形の極性が逆の場合はＢ−ＥＭＦの方が低くなった場合）に、コンパレータ３１の出力信号５０を「Ｈ」レベルとして出力する。

ここで、図４に示したコンパレータ３１では、ＭＯＳトランジスタＴ１およびＴ２の接続ノードと、ＭＯＳトランジスタＴ６のドレインとの間にＮチャネル型のＭＯＳトランジスタＴ５が接続されているので、ＭＯＳトランジスタＴ６と共にＭＯＳトランジスタＴ５がオンして、ＭＯＳトランジスタＴ６のドレイン電圧がゲート電圧と等しくなると、ＭＯＳトランジスタＴ６がオフして電流を流さなくなるので、コンパレータ３１の出力は、ｐ点（ゼロクロス点）を検出して、「Ｈ」レベルとなる。

その後、コンパレータ３１の出力信号５０が「Ｈ」レベルになったことが位置検出回路８で検出され、センサレス演算回路９からのオフセット量切替信号５３がトグルし、フリップフロップＦ０の反転Ｑ出力が「Ｌ」レベルになってスイッチＳＷ１がオン状態になることによりコンパレータ３１の検出にオフセットが発生し、Ｂ−ＥＭＦの方が高い状態が続くにも関わらず「Ｌ」レベルを保つ。

なお、ｐ点の検出は、図６において区間３の始まりの部分に黒丸で示しており、ここではＷ相のＢ−ＥＭＦ電圧Ｗ１を検出している。

次に、ステップＳＴ３６において、ＭＣカウンタ９５（図３）をリセットして、クロック信号のカウント動作を開始する。

ｐ点の検出後、電気角で７．５゜経過するまで電流の遮断状態を維持し（ステップＳＴ３７）、７．５゜経過した後はステップＳＴ３８において、駆動電流を通電し、マスク信号５２をセットする（この場合「Ｌ」レベルにする）。マスク信号５２は、コンパレータ３１の出力信号５０において、未確定な信号を除去するための信号である。

その後、ステップＳＴ３９において、前の区間の長さ、すなわち区間２のｐ点の検出から区間３のｐ点の検出までに要した時間を、ＭＣカウンタ９５（図３）から読み出して、ＭＭメモリ９６（図３）へストアする。すなわち、区間３においては、ＭＭメモリ９６にストアするデータはＭＭ２と呼称され、そこにストアするデータは、区間２の長さ（時間）をＭＣカウンタ９５で測定したカウント値ＭＣ２となる。これを定式化すると以下のように表される。

ＭＭ(ｎ−１)＝ＭＣ(ｎ−１)
なお、上式においてｎは区間番号を表し、１から始まる整数である。

ここで、ステップＳＴ３９でＭＭメモリ９６にストアするデータは、区間２の長さのカウント終了後、リセットに先だってＭＣカウンタ９５内の一時記憶部に保持されていたデータである。従って、ＭＣカウンタ９５は、ラッチ機能付きカウンタであると言うことができる。また、ＭＣカウンタ９５は、区間３の長さのカウントを続けており、それは、次の区間４でのｐ点の検出まで続き、ステップＳＴ３６のリセットによって、上記一時記憶部に区間３の長さ（時間）のデータとして保持される。

このような動作を繰り返すことで、各区間でのゼロクロス点（ｐ点）を検出し、それを用いて、センサレス駆動演算回路９が回転信号ＦＧを出力する。

＜Ｂ−２．区間５での検出動作＞
次に、図９に示すフローチャートを用いて、本発明に係るゼロクロス点の算出動作について、等速領域の区間５〜区間７を例に採って説明する。なお、図９におけるステップＳＴ１〜ステップＳＴ６の動作は、図８を用いて説明したステップＳＴ３１〜ステップＳＴ３６の動作と同じであるので、重複する説明は省略する。

ステップＳＴ６でのＭＣカウンタ９５のリセットと同時に、ステップＳＴ７において駆動電流を遮断し、マスク信号５２を解除するが、区間５においてはステップＳＴ２により既に駆動電流が遮断され、マスク信号５２は解除されているので、駆動電流の遮断状態を維持し、マスク信号５２の解除状態を維持することになる。

次に、ステップＳＴ８において、オフセット量切替信号５３を有意にすることで、オフセット制御回路３０によりオフセット値を設定する。オフセット量切替信号５３が有意になると、オフセット制御回路３０のフリップフロップＦ０の反転Ｑ出力が「Ｌ」レベルとなり、スイッチＳＷ１がオン状態となることで、抵抗Ｒ１およびＲ２を介してコンパレータ３１からの電流（オフセット制御電流４９）の引き抜きが可能となる。抵抗Ｒ１およびＲ２を介して電流を引き抜くことによって設定されるオフセット値を１倍（×１）オフセット（第１のオフセット値）と呼称する。

なお、フリップフロップＦ０の反転Ｑ出力が「Ｌ」レベルとなる場合、Ｑ出力は「Ｈ」レベルとなり、スイッチＳＷ３がオフ状態となる。なお、スイッチＳＷ１のオン状態およびスイッチＳＷ３のオフ状態は、オフセット解除信号５４が有意になるまで維持される。

スイッチＳＷ３がオフ状態となっても、キャパシタＣ１に蓄積された電荷により、増幅器Ａ１の＋端子に電圧が印加され、ＭＯＳトランジスタＴ１１のゲートと増幅器Ａ１の出力とで帰還的な動作をし、増幅器Ａ１の−端子が＋端子と同じ電圧になり、ＭＯＳトランジスタＴ１１を介して電流が流れる。なお、この時、フリップフロップＦ１のＱ出力は「Ｌ」状態であり、スイッチＳＷ４はオン状態となっているので、キャパシタＣ１に蓄積された電荷は抵抗Ｒ３を介して接地に流れ、増幅器Ａ１の＋端子に与えられる電圧は、抵抗Ｒ３とキャパシタＣ１との時定数によって減衰する。それに伴ってコンパレータ３１の抵抗Ｒ４（図４）に流れる電流も減衰し、オフセット量も減衰する。

この状態は、図６の、コンパレータ３１のオフセット電圧と、Ｂ−ＥＭＦ波形との関係を示す抜粋図に示されている。

減衰するオフセット電圧に対して、Ｂ−ＥＭＦ電圧は増加する状態にあるので、オフセット電圧とＢ−ＥＭＦ電圧とが等しくなる点が存在し、両者が一致した点がコンパレータ３１によってａ点として検出される。なお、ａ点の検出は、図６において区間５のｐ点の隣の部分に黒丸で示しており、ここではＶ相のＢ−ＥＭＦ電圧Ｖ１を検出している。

なお、ステップＳＴ７でｐ点を検出した後、電気角で７．５゜経過するまでの期間をモニタし（ステップＳＴ９）、その期間にａ点が検出されたか否かを確認する（ステップＳＴ１０）。

ステップＳＴ９およびＳＴ１０において、電気角で７．５゜経過してもａ点が検出されなかった場合には、ステップＳＴ１９において、駆動電流を通電し、マスク信号５２をセットする（この場合「Ｌ」レベルにする）。

その後、ステップＳＴ２０において、前の区間の長さ、すなわち区間４のｐ点の検出から区間５のｐ点の検出までに要した時間を、ＭＣカウンタ９５（図３）から読み出して、ＭＭメモリ９６（図３）へストアする。

一方、ステップＳＴ９およびＳＴ１０において、電気角で７．５゜経過する前にａ点が検出された場合は、ＳＣカウンタ９３（図３）をリセットして、クロック信号のカウント動作を開始する（ステップＳＴ１１）。

なお、ＭＣカウンタ９５のリセットは、ａ点が検出されたことがコンパレータ３１の出力信号５０に信号として現れるタイミングに合わせて実行され、また、同時に、オフセット制御回路３０のオフセット量が変更される（ステップＳＴ１２）。

すなわち、ａ点を検出してコンパレータ３１の出力信号５０が「Ｈ」状態に立ち上がると、フリップフロップＦ１のＱ出力が「Ｈ」状態となり、スイッチＳＷ４はオフ状態となり、スイッチＳＷ２がオン状態となり、コンパレータ３１からの電流の引き抜きは、抵抗Ｒ１を介して行われることとなり、抵抗値が減少した分だけ引き抜かれる電流値が多くなる。ここで、抵抗Ｒ１およびＲ２の抵抗値を同じに設定することで電流量は２倍となり、コンパレータ３１のオフセット量が２倍となる。従って、抵抗Ｒ１を介して電流を引き抜くことによって設定されるオフセット値を２倍（×２）オフセット（第２のオフセット値）と呼称する。なお、スイッチＳＷ２のオン状態およびスイッチＳＷ４のオフ状態は、オフセット解除信号５４が有意になるまで維持される。

設定された２倍のオフセット電圧に対して、オフセット電圧とＢ−ＥＭＦ電圧とが等しくなる点がコンパレータ３１によってｂ点として検出される。なお、図６の区間５においては、ｂ点が検出されなかった場合を示しており、図６において区間５のａ点の隣の部分には白抜き丸で示している。

なお、ステップＳＴ７でｐ点を検出した後、電気角で７．５゜経過するまでの期間のモニタは続けられており（ステップＳＴ１３）、その期間にｂ点が検出されたか否かを確認する（ステップＳＴ１４）。

ステップＳＴ１３およびＳＴ１４において、電気角で７．５゜経過してもｂ点が検出されなかった場合には、ステップＳＴ１９において、駆動電流を通電し、マスク信号５２をセットする（この場合「Ｌ」レベルにする）。

その後、ステップＳＴ２０において、前の区間の長さ、すなわち区間４のｐ点の検出から区間５のｐ点の検出までに要した時間を、ＭＣカウンタ９５（図３）から読み出して、ＭＭメモリ９６（図３）へストアする。

ここで、区間５においては、ｂ点が検出されなかったので、ＭＭメモリ９６にストアするデータＭＭ４は、区間４の長さ（時間）をＭＣカウンタ９５で測定したカウント値ＭＣ４となり、次に、区間６でのｐ点の検出のためにステップＳＴ２以下の動作を繰り返す。

＜Ｂ−３．区間６での検出動作＞
区間６は、本発明に係るゼロクロス点の算出動作を適用する区間と、従来の検出動作を適用する区間（あるいは本発明に係るゼロクロス点の算出動作を適用できない区間）との間の区間であり、ｐ点は従来の検出動作で検出し、ａ点およびｂ点を検出することで、次の区間７でのゼロクロス点の算出を行う。

このように区間６は区間５との間にあって、本発明に係るゼロクロス点の算出動作に先だって必要な区間であり、従来の検出動作と同様のステップＳＴ２〜ＳＴ５を備えることで、このような区間に対応できる。

図６に示す区間６においても、ステップＳＴ２〜ＳＴ１４の動作を繰り返すが、区間６においてはｂ点が検出されたので、ステップＳＴ１５に進む。

ステップＳＴ１５は、ＭＭメモリ９６に、ＳＣカウンタ９３およびＭＣカウンタ９５でのカウント値をストアする処理であり、ＭＭメモリ９６には以下の演算式に基づいて演算されたカウント値がストアされる。

ＭＭ(ｎ−１)＝β×ＭＣ(ｎ−１)＋α｛ＳＣ(ｎ−１)＋ｔ(ｎ−１)−ｔ(ｎ)｝
なお、上式においてｎは区間番号を表し、１から始まる整数である。

ここで、ステップＳＴ４において、係数αを０に、βを１に設定しているので、上記演算式は、ＭＭ(ｎ−１)＝ＭＣ(ｎ−１)となり、ステップＳＴ２０での動作と同じになる。

すなわち、区間６においては、ＭＭメモリ９６にストアするデータはＭＭ５と呼称され、そこにストアするデータは、区間５の長さ（時間）をＭＣカウンタ９５で測定したカウント値ＭＣ５となる。

ＭＭメモリ９６にデータをストアした後は、ステップＳＴ１６において、駆動電流を通電し、マスク信号５２をセットする（この場合「Ｌ」レベルにする）。

次に、ステップＳＴ１７においては、ステップＳＴ１１でカウントを開始したＳＣカウンタ９３でのカウント値が、ＭＭメモリ９６にストアされたカウント値（ＭＣ(ｎ−１)）から、時間ｔ(ｎ)に相当するカウント値を差し引いた値（ＳＣ(ｎ)＝ＭＭ(ｎ−１)−ｔ(ｎ)）に達したか否かを判定する。

ここで、時間ｔ(ｎ)とは、区間６においてはｔ６として表される時間である。時間ｔ６について図７を用いてさらに説明する。

図７は、区間６におけるオフセット電圧とＢ−ＥＭＦ波形との関係を示す抜粋図を拡大して示しており、縦軸は電圧（ｖ）、横軸は時間（ｔ）である。図７において、検出されたｐ点、ａ点およびｂ点が示され、ａ点とｂ点との間の時間がｔ６である。時間ｔ６については、ａ点検出後、ステップＳＴ１１でＳＣカウンタ９３のカウントを開始するので、ｂ点の検出までの時間（カウント数）を取得することができる。

なお、時間ｔ６に対して、ｐ点からａ点までの時間は、実検出時間である時間ｔ６にほぼ等しい予測時間として扱うことができる。すなわち、ａ点を検出するオフセット電圧ｖ１に対し、ｂ点を検出するオフセット電圧はｖ１の２倍であるので、その比例関係を外挿することで、ｐ点からａ点までの時間は時間ｔ６にほぼ等しい予測時間として扱うことができる。これは、区間７〜区間１２においても同じである。ここで、ｐ点からａ点までの時間を、時間ｔ６にほぼ等しい予測時間として扱うことが、本発明において重要な要素となる。

期間６に上記演算式を当てはめれば、ＳＣ６＝ＭＭ５−ｔ６となり、上述したようにＭＭ５＝ＭＣ５であるので、ＳＣ６＝ＭＣ５−ｔ６となる。

この演算式の意味するところは、区間６でのａ点検出後、ＳＣカウンタ９３のカウント値が、ＭＭメモリ９６に格納された区間５でのカウント値から時間ｔ６に相当するカウント値を差し引いた値になった場合には、区間７のｐ点に達した（ｐ点を通過した）ことを意味しており、ｐ点の位置を実測することなく予測により算出したことを意味している。なお、ＳＣカウンタ９３はｐ点を算出後も、区間７でａ点を検出するまでカウントを続ける。

ステップＳＴ１７で、区間７のｐ点の位置を算出できた後は、ステップＳＴ１８に進んで係数αを１に、βを０に設定する。この動作は、ｐ点の位置を算出により予測するモード（ｐ点予測モード）に入ったことを意味している。なお、ステップＳＴ１７は、ｐ点位置を算出できるまで繰り返す。

＜Ｂ−４．区間７での算出動作＞
図６に示す区間７においては、ｐ点予測モードに入ったので、ステップＳＴ６〜ＳＴ１８の動作を繰り返す。ステップＳＴ１４までの動作は区間６での動作と同様であるが、ステップＳＴ１５においては、α＝１、β＝０であるので、ＭＭ(ｎ−１)＝β×ＭＣ(ｎ−１)＋α｛ＳＣ(ｎ−１)＋ｔ(ｎ−１)−ｔ(ｎ)｝の演算式は、ＭＭ(ｎ−１)＝ＳＣ(ｎ−１)＋ｔ(ｎ−１)−ｔ(ｎ)となる。

従って、区間７では上記演算式は、ＭＭ６＝ＳＣ６＋ｔ６−ｔ７となる。
すなわち、区間７においては、ＭＭメモリ９６にストアするデータはＭＭ６と呼称され、そこにストアするデータは、区間６のａ点検出後にカウントを開始し、区間７においてａ点を検出するまでカウントを続けたＳＣカウンタ９３でのカウント値であるＳＣ６に、区間６で計測した時間ｔ６に相当するカウント値を足し、そこから区間７で計測した時間ｔ７に相当するカウント値を差し引いたカウント値となる。

この演算式の意味するところは、カウント値ＳＣ６にカウント値ｔ６（ｐ点からａ点までの時間とほぼ同じ）を足すことで、カウント値ＳＣ６が、実質的に区間６でのｐ点からカウントを開始した場合と同じ値となり、そこからカウント値ｔ７（ｐ点からａ点までの時間とほぼ同じ）を差し引くことで、カウント値ＳＣ６が、実質的に区間７でのｐ点の位置でカウントを終わった場合と同じ値となることを意味している。従って、最終的にＭＭ６は、区間６でのｐ点から区間７でのｐ点の位置までの時間、すなわち区間６の長さを表すことになる。

ＭＭメモリ９６にデータをストアした後は、ステップＳＴ１６において、駆動電流を通電し、マスク信号５２をセットする（この場合「Ｌ」レベルにする）。

次に、ステップＳＴ１７においては、ステップＳＴ１１でカウントを開始したＳＣカウンタ９３でのカウント値が、ＭＭメモリ９６にストアされたカウント値（ＭＣ(ｎ−１)）から、時間ｔ(ｎ)に相当するカウント値を差し引いた値（ＳＣ(ｎ)＝ＭＭ(ｎ−１)−ｔ(ｎ)）に達したか否かを判定する。

期間７に上記演算式を当てはめれば、ＳＣ７＝ＭＭ６−ｔ７となるが、この場合、上述したようにＭＭ６＝ＳＣ６＋ｔ６−ｔ７であるので、ＳＣ７＝ＳＣ６＋ｔ６−２ｔ７となり、ＳＣカウンタ９３でのカウント値が、このカウント値に達したことで、区間８でのｐ点の位置に達したことになり、ｐ点の位置を実測することなく予測により算出することができる。なお、ＳＣカウンタ９３はｐ点を算出後も、区間８でａ点を検出するまでカウントを続ける。

ステップＳＴ１７で、区間８のｐ点の位置を算出できた後は、ステップＳＴ１８に進んで係数αを１に、βを０に設定する。

なお、上記動作により、区間８では、ｐ点の位置を算出することで駆動電流を遮断し（ステップＳＴ７）、ステップＳＴ１４でｂ点を検出することで駆動電流を通電（ステップＳＴ１６）するので、実質的に電流を遮断しているのはｐ点算出からｂ点検出の間だけとなる。この期間は等速領域では電気角で３゜程度であり、従来のように、ｐ点の検出に先立つ２６．２５゜手前から電流を遮断し、ｐ点検出後も電流を遮断する必要があった場合に比べて、駆動電流の遮断期間を大幅に低減できる。

＜Ｂ−５．区間１０での算出動作＞
次に、加速領域である区間１０での算出動作について説明する。
区間９でのａ点の検出後に始まったＳＣカウンタ９３のカウント動作は、区間１０での加速の結果、等速領域でのカウント動作に比べて長くなるが、区間１１のｐ点を算出する動作は等速領域での動作と同じである。

すなわち、ステップＳＴ１１で、区間９でのａ点の検出後に始まったＳＣカウンタ９３のカウント動作をリセット信号し、オフセット量を２倍にした後（ステップＳＴ１２）、ｂ点が検出されるまでステップＳＴ１３およびＳＴ１４の動作を繰り返す。

図６に示されるように、ａ点検出からｂ点検出までの時間はｔ１０となり、ステップＳＴ１５では、ＭＭ９＝ＳＣ９＋ｔ９−ｔ１０となる。

ステップＳＴ１６で駆動電流を通電した後、ステップＳＴ１７において、ステップＳＴ１１でカウントを開始したＳＣカウンタ９３でのカウント値が、ＭＭメモリ９６にストアされたカウント値ＭＣ９から、時間ｔ１０に相当するカウント値を差し引いた値（ＳＣ１０＝ＭＭ９−ｔ１０）に達したか否かを判定する。

この場合、上述したようにＭＭ９＝ＳＣ９＋ｔ９−ｔ１０であるので、ＳＣ１０＝ＳＣ９＋ｔ９−２ｔ１０となり、ＳＣカウンタ９３でのカウント値が、このカウント値に達したことで、区間１１でのｐ点の位置に達したことになり、ｐ点の位置を実測することなく予測により算出することができる。なお、ＳＣカウンタ９３はｐ点を算出後も、区間１１でａ点を検出するまでカウントを続ける。

このように、加速領域であっても等速領域と同様に、長時間に渡って駆動電流を遮断することなくｐ点を算出することができるので、安定した位置検出と共に、駆動電流の遮断に伴う波形の歪みに起因した騒音を低減することができる。

なお、図６の区間１０に示されるように、加速の結果、ｐ点算出からａ点検出までの時間、およびａ点検出からｂ点検出までの時間が長くなるが、これらの時間が、電気角で７．５゜を越えるような場合には、ステップＳＴ９およびＳＴ１３において、ｐ点予測モードを解除し、従来モードに戻ることになる。また、図６において、区間１３より後の区間では従来モードとなって、ｐ点を検出するように示されているが、これは、例示として示しているに過ぎない。

＜Ｂ−６．タイミングチャート＞
以上説明したモータ駆動装置１００の動作を示すタイミングチャートを図１０に示す。図１０においては、出力トランジスタの制御信号を示す波形を、上からＷ相、Ｖ相およびＵ相の順に示すとともに、マスク信号５２、コンパレータ３１の出力信号５０、オフセット量切替信号５３、オフセット解除信号５４、位置検出信号５１、スイッチＳＷ１の制御信号、スイッチＳＷ３の制御信号およびスイッチＳＷ２の制御信号を順に示し、さらにオフセット制御電流４９の波形および増幅器Ａ１の＋端子への入力電圧も併せて示している。

基本的には、上記タイミングチャートに示された動作は、図８および図９のフローチャートの説明において説明しているので重複する説明は省略するが、オフセット制御電流４９の波形に示されるように、区間５以降では、ａ点を検出した後、コンパレータ３１のオフセット量を倍に設定するので、オフセット制御電流４９が倍増していることが判る。

＜Ｃ．効果＞
以上説明したように、モータ駆動装置１００においては、駆動電流のゼロクロス点（ｐ点）を実際に測定するのではなく、ｐ点より後のａ点およびｂ点を駆動電流を遮断して測定し、当該測定結果に基づいて、次の区間でのｐ点を算出（予測）するので、ｐ点の検出に先立って電気角で２６．２５゜手前から電流を遮断し、ｐ点検出後も電流を遮断する従来の方法に比べて、駆動電流の遮断期間を大幅に低減できる。これは、等速領域であっても、加速領域であっても同様であり、長時間に渡って駆動電流を遮断する必要がないので、安定した位置検出ができると共に、駆動電流の遮断に伴う波形の歪みに起因した騒音を低減することができる。

ここで、図１１には、従来のｐ点検出方法を採用した場合の各相の駆動電流の波形を示し、図１２には、ｐ点を予測する方法を採用した場合の各相の駆動電流の波形を示す。

図１１に示すように、ある相で電流遮断を行うと、電気角で１２０゜位相がずれた相の対応する部分が電流遮断に対応して大きく歪んでいることが判る。これは、電流遮断期間が長いほど顕著である。これに対し、図１２に示す波形では、算出によって駆動電流のゼロクロス点（ｐ点）を得た後に、ａ点およびｂ点を検出するために電流を遮断するので、遮断期間は電気角３゜程度で済む。このため、電気角で１２０゜位相がずれた相の対応する部分の歪みも僅かであることが判る。

＜Ｄ．変形例１＞
モータ駆動装置１００においては、図１および図４を用いて説明したように、比較回路３がコンパレータ３１とオフセット制御回路３０とを有し、当該オフセット制御回路３０はオフセット制御電流４９を２段階に変化させることで、２つのオフセット値を設定可能な構成であったが、図１３に示す比較回路３αのように、オフセット値が異なるオフセット制御回路３０Ａおよび３０Ｂと、オフセット制御回路３０Ａおよび３０Ｂによってそれぞれ制御される２つのコンパレータ３１を備えた構成としても良い。なお、図１および図４を用いて説明した比較回路３と同一の構成については同一の符号を付し、重複する説明は省略する。

この場合、オフセット制御回路３０Ａによって制御されるコンパレータ３１は、オフセット制御電流４９Ａによってａ点を検出するためのオフセット値に設定され、出力信号５０Ａを出力し、オフセット制御回路３０Ｂによって制御されるコンパレータ３１は、オフセット制御電流４９Ｂによってｂ点を検出するためのオフセット値に設定され、出力信号５０Ｂを出力する。この場合、オフセット制御電流４９Ｂはオフセット制御電流４９Ａの倍となる。

このような構成を採用することで、オフセット制御回路３０Ａおよび３０Ｂの構成を簡略化することができる。

なお、オフセット制御回路３０Ａの構成は、オフセット制御回路３０における抵抗Ｒ１およびＲ２を有し、スイッチＳＷ２は有さない構成を採用すれば良く、オフセット制御回路３０Ｂの構成は、抵抗Ｒ２およびスイッチＳＷ２を有さない構成を採用すれば良い。

＜Ｅ．変形例２＞
モータ駆動装置１００においては、図１および図４を用いて説明したように、比較回路３がコンパレータ３１とオフセット制御回路３０とを１つずつ有し、各相のＢ−ＥＭＦ電圧を、個々にコンパレータ３１に与えるために、信号切り替え部３２および極性切り替え部３３を有した構成であったが、図１４に示す比較回路３βのように、Ｂ−ＥＭＦ電圧Ｕ１、Ｖ１およびＷ１がそれぞれ入力されるコンパレータ３１ａ、３１ｂおよび３１ｃを有し、オフセット制御回路３０Ｂから、各コンパレータ３１ａ〜３１ｃを制御する構成を採用しても良い。なお、図１および図４を用いて説明した比較回路３と同一の構成については同一の符号を付し、重複する説明は省略する。

この場合、オフセット制御回路３０Ｂは、各相の電流が与えられるタイミングで、コンパレータ３１ａ、３１ｂおよび３１ｃへの制御を切り替える構成を有することとなる。

このような構成を採用することで、信号切り替え部３２および極性切り替え部３３が不要となるので、比較回路３βの構成が簡単となる。

＜Ｆ．変形例３＞
モータ駆動装置１００においては、図１を用いて説明したように、フィルタ回路２４は、３相ブラシレスモータ２１のコイル端子ＴＵ、ＴＶおよびＴＷと、中点端子ＴＮに接続され、フィルタリング後の逆起電圧Ｕ１、Ｖ１およびＷ１については、信号切り替え部３２に与えられ、フィルタリング後の中点電圧ＣＴ１については極性切り替え部３３に与える構成となっていたが、図１５に示す比較回路３γのように、信号切り替え部３２には、逆起電圧Ｕ、ＶおよびＷを直接与え、信号切り替え部３２で選択された１つの信号をフィルタリングするフィルタ回路２４Ａを備える構成としても良い。この場合、中点電圧ＣＴについてのフィルタ回路２４Ｂは、比較回路３γの外部に設けても良いし、内部に設けても良い。なお、図１および図４を用いて説明した比較回路３と同一の構成については同一の符号を付し、重複する説明は省略する。

このような構成を採用することで、フィルタ回路を各相ごとに設ける必要がなくなり、装置構成を簡略化することができる。

本発明に係る実施の形態のモータ駆動装置の構成を示すブロック図である。 フィルタ回路の構成を示す図である。 センサレス駆動演算回路の構成を示すブロック図である。 比較回路の構成を示す図である。 位置検出回路の構成を示す図である。 本発明に係るモータ駆動装置における静音化動作を模式的に説明する図である。 オフセット電圧とＢ−ＥＭＦ波形との関係を示す図である。 従来的な方法でゼロクロス点の検出動作を説明するフローチャートである。 本発明に係るモータ駆動装置におけるゼロクロス点の算出動作を説明するフローチャートである。 本発明に係るモータ駆動装置の動作を示すタイミングチャートである。 従来のゼロクロス点の検出方法を採用した場合の各相の駆動電流の波形を示す図である。 本発明に係るモータ駆動装置におけるゼロクロス点の算出方法を採用した場合の各相の駆動電流の波形を示す図である。 本発明に係る実施の形態の変形例１の構成を示す図である。 本発明に係る実施の形態の変形例２の構成を示す図である。 本発明に係る実施の形態の変形例３の構成を示す図である。

符号の説明

５０ 出力信号、５３ オフセット量切替信号、５４ オフセット解除信号。

Claims (7)

1. ホールセンサを用いることなく３相ブラシレスモータを駆動するモータ駆動装置であって、
   前記各相のコイル端子電圧のそれぞれと、前記３相コイルの中点電圧との高低を比較するコンパレータを有する電圧比較部と、
   前記電圧比較部からの出力信号に基づいて、前記各相のコイル端子電圧のうち位置検出相の電圧のゼロクロス点を演算により算出し、前記ゼロクロス点から第１の時間だけ前記位置検出相の電流を遮断する駆動演算部と、を備え、
   前記コイル端子電圧の前記各相での前記ゼロクロス点間を１区間とし、
   前記駆動演算部は、
   前区間および現在の区間での前記電圧比較部からの前記出力信号に基づいて計測された時間情報を用いて前記演算を行い、その演算結果を用いて次の区間での前記ゼロクロス点を算出する、モータ駆動装置。
2. 前記駆動演算部は、
   前区間での前記電圧比較部からの前記出力信号に基づいた前記演算により、前記現在の区間での前記ゼロクロス点を算出できない場合は、予測される前記ゼロクロス点より第２の時間前に前記位置検出相の電流を遮断し、その遮断期間に前記コンパレータにより前記ゼロクロス点を検出することで、前記現在の区間での前記ゼロクロス点を取得する、請求項１記載のモータ駆動装置。
3. 前記電圧比較部は、前記コンパレータに、第１および第２のオフセット値を設定可能なオフセット制御回路を有し、
   前記コンパレータは、
   前記第１のオフセット値が設定されることで、前記ゼロクロス点から離れた第１検出点での前記位置検出相の第１電圧を検出し、
   前記第２のオフセット値が設定されることで、前記第１検出点から離れた第２検出点での前記位置検出相の第２電圧を検出し、
   前記第１電圧が検出された第１のタイミングおよび前記第２電圧が検出された第２のタイミングで前記出力信号を有意として出力し、
   前記駆動演算部は、
   前記現在の区間において、前記第１のタイミングで前記出力信号が有意となった後から時間の計測を開始し、前記次の区間で前記第１のタイミングで前記出力信号が有意となるまで計測を続ける第１のカウンタと、
   前記第１のタイミングで前記出力信号が有意となった後、前記第２のタイミングで前記出力信号が有意となるまでの実検出時間を測定するサブカウンタと、を有し、
   前記前区間で測定した前記第１のカウンタの総カウント値と、前記前区間で測定した前記実検出時間を前記前区間での前記時間情報とし、
   前記現在の区間で測定した前記実検出時間を前記現在の区間での前記時間情報とし、
   前記現在の区間で測定中の前記第１のカウンタのカウント値が、前記演算結果と等しくなった時点を前記次の区間での前記ゼロクロス点として算出する、請求項２記載のモータ駆動装置。
4. 前記駆動演算部は、
   前記ゼロクロス点から前記第１のタイミングで前記出力信号が有意となるまでの時間を前記実検出時間に等しい予測時間として扱い、
   前区間で測定した前記第１のカウンタの前記総カウント値に、前記前区間で測定した前記実検出時間に相当するカウント値を加えるとともに、前記現在の区間で測定した前記実検出時間に相当するカウント値を差し引いた演算後のカウント値から、さらに前記現在の区間で測定した前記実検出時間に相当する前記カウント値を差し引いたものを前記演算結果として使用する、請求項３記載のモータ駆動装置。
5. 前記駆動演算部は、
   前記ゼロクロス点を検出した後、あるいは前記ゼロクロス点を算出した後に、前記オフセット制御回路を制御して、前記コンパレータに、前記第１のオフセット値を設定し、
   前記第１のタイミングで前記出力信号が有意となった後に、前記オフセット制御回路を制御して、前記コンパレータに、前記第２のオフセット値を設定し、
   前記第２のタイミングで前記出力信号が有意となった後に前記演算を行う、請求項３記載のモータ駆動装置。
6. 前記駆動演算部は、
   前記ゼロクロス点を検出した後、あるいは前記ゼロクロス点を算出した後から時間の計測を開始し、前記次の区間の前記ゼロクロス点を検出、あるいは前記ゼロクロス点を算出するまで計測を続ける第２のカウンタを有し、
   前区間での前記電圧比較部からの前記出力信号に基づいた前記演算により、前記現在の区間での前記ゼロクロス点を算出できない場合は、前記第２のカウンタの総カウント値から、前記現在の区間で測定した前記実検出時間に相当する前記カウント値を差し引いたものを前記演算結果として使用する、請求項３記載のモータ駆動装置。
7. 前記第２のオフセット値は、前記第１のオフセット値の２倍に設定される、請求項３記載のモータ駆動装置。

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