JP2003111485A - ブラシレスモータの駆動制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 回転制御のための高度な演算処理を高速で精
度良く行なえるようにして、モータが定常回転に至るま
での時間を短縮させるとともに安定した信頼性の高い回
転制御を行なうことができるとともに、回路を構成する
素子のばらつきによって各部において生じるオフセット
を比較的容易にキャンセルでき、回転ジッタが小さく低
騒音でモータを回転させることができる直流多相ブラシ
レスモータの駆動制御装置を提供する。 【解決手段】 直流多相ブラシレスモータを回転駆動制
御する制御系回路をデジタル回路で構成し、制御を開始
する前にコイルに流れる電流を検出する電流検出回路
（１３）の出力をＡＤ変換回路（１４）で変換した値や
制御を開始する前にいずれかのコイルにロータが反応し
ない程度の電流を流して非通電相に誘起される電圧を検
出する電圧検出回路（１６）の出力をＡＤ変換回路で変
換した値をレジスタに保持させ、該レジスタの値を用い
てオフセットをキャンセルさせるように構成した。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ブラシレスモータ
の駆動制御技術さらにはモータの駆動制御回路のデジタ
ル化に適用して有効な技術に関するものであって、たと
えばハードディスク（ハード・ディスク・ドライブ）装
置のようなディスク型記憶媒体を回転駆動するスピンド
ルモータの駆動制御装置に利用して有効な技術に関する
ものである。

【０００２】

【従来の技術】ハードディスク装置は、磁気ディスクに
対する情報の書込み／読み取りができるだけ高速で行な
えること、つまりアクセスの高速化に対する要求が強い
が、そのためにはディスク回転の高速化が重要である。
従来、ハードディスク装置における磁気ディスクの回転
には、一般にスピンドルモータと呼ばれるブラシレスの
直流多相モータが用いられており、スピンドルモータで
磁気ディスクを高速で回転させ、この回転している磁気
ディスクにリード／ライト用の磁気ヘッドを磁気ディス
クの表面に近接させて径方向へ移動させながら情報の書
込みまたは読み取りを行なっている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ハードディスク装置は
高密度化が進められており、これを達成するためにはス
ピンドルモータの回転ジッタの低減が重要である。ま
た、ハードディスク装置におけるリード・ライトの所要
時間の短縮のために、モータの回転速度の高速化が要求
される。さらに、オフィス環境の向上のためモータが発
する騒音の低減も要求されている。これらの要求を満た
すためには、モータの状態をリアルタイムで正確に制御
系にフィードバックする必要があり、そのためには高度
な演算処理や回路を構成する素子のばらつきにより生じ
るオフセットをキャンセルすることが必要である。な
お、モータの騒音の要因の一つとしてトルクリップルが
ある。

【０００４】従来、スピンドルモータを回転駆動制御す
る制御用ＬＳＩは、一般にアナログ回路を用いて構成さ
れていた。しかし、アナログ回路は、高度な演算処理を
行なおうとすると回路規模が大きくなってしまうととも
に、時定数の長いフィルタ系の初期設定に時間がかかる
という不具合がある。また、アナログ回路で構成された
モータ制御装置は、回路を構成する素子のばらつきによ
り特性がばらついて精度が低下し、回転ジッタやトルク
リップルなどが発生する原因を含む。そこで、制御系回
路のデジタル化を検討した。そして、このデジタル化の
検討の過程で、幾つかの課題があることが明らかとなっ
た。なお、こられの課題については、後述の実施例の説
明の中でそれぞれ言及する。

【０００５】本発明の目的は、回転制御のための高度な
演算処理を高速で精度良く行なえるようにして、モータ
が定常回転に至るまでの時間を短縮させるとともに安定
した信頼性の高い回転制御を行なうことができる直流多
相ブラシレスモータの駆動制御装置を提供することにあ
る。

【０００６】本発明の他の目的は、回路を構成する素子
のばらつきによって各部において生じるオフセットを比
較的容易にキャンセルでき、これによって回転制御のた
めの高度な演算処理を精度良く行なえるようにして、回
転ジッタが小さく低騒音でモータを回転させることがで
きる直流多相ブラシレスモータの駆動制御装置を提供す
ることにある。

【０００７】本発明のさらに他の目的は、直流多相ブラ
シレスモータを回転駆動制御する制御系回路のデジタル
化に伴なって生じる課題を解決し、これによって回転ジ
ッタが小さく低騒音でモータを回転させることができる
直流多相ブラシレスモータの駆動制御装置を提供するこ
とにある。

【０００８】本発明の前記ならびにそのほかの目的と特
徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになる
であろう。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本願において開示される
発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、
下記のとおりである。すなわち、直流多相ブラシレスモ
ータを回転駆動制御する制御系回路をデジタル回路で構
成するようにしたものである。これにより、回転制御の
ための高度な演算処理を高速で精度良く行なえ、安定し
た信頼性の高い回転制御を行なえるようになる。

【００１０】また、制御を開始する前にコイルに流れる
電流を検出する電流検出回路の出力をＡＤ変換回路で変
換した値や制御を開始する前にいずれかのコイルにロー
タが反応しない程度の電流を流して非通電相に誘起され
る電圧を検出する電圧検出回路の出力をＡＤ変換回路で
変換した値をレジスタに保持させ、該レジスタの値を用
いてオフセットをキャンセルさせるように構成した。

【００１１】上記した手段によれば、モータコイルに流
れる電流値を正確に回転位相制御系にフィードバックで
きるため、回転むらが少なく低騒音でモータを回転させ
ることができるようになる。

【００１２】さらに、本発明は、初期加速をロータの磁
極位置検出結果に基づいた通電相の切替え制御で行な
い、回転数が数％から９０％程度までの加速をコイルの
Ｂ−ＥＭＦ（以下、逆起電圧と記す）のゼロクロス点と
出力電流のゼロ点とを一致させるように制御するＰＬＬ
制御により行ない、さらに回転数９０％以上ではコイル
の逆起電圧に基づいてコイル駆動電圧の位相を逆起電圧
の位相に対して所定の位相量だけ早くなるように制御す
る位相制御で行なうようにした。これによって、モータ
が定常回転に至るまでの時間を短縮させることができ
る。

【００１３】

【発明の実施の形態】以下、本発明の好適な実施態様
を、図面を参照しながら説明する。図１は、本発明をハ
ードディスク記憶装置おけるスピンドルモータなどに用
いられる３相ブラシレスモータの駆動制御回路に適用し
た場合の概略構成を示す。図１に示されている回路は、
モータのコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗを除き単結晶シリコン
のような１個の半導体基板上に形成される。図１におい
て、破線Ａで囲まれた部分はアナログ回路で、それ以外
はデジタル回路である。このアナログ回路とデジタル回
路はそれぞれ別個の半導体基板に形成するようにしても
良い。

【００１４】図１において、１１は３相ブラシレスモー
タのコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに順次電流を流す電流出力
回路、２１は該電流出力回路１１の出力トランジスタを
駆動して出力電流を制御するＰＷＭ（パルス幅変調）信
号を生成して供給したり逆起電圧を検出するコイル端子
を選択する信号をセレクタ１７に供給したりする出力電
流＆位相制御回路、ＲNFは３つのコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌ
ｗに流れる総電流を検出するためそれらを加算した電流
が流れるように電流出力回路１１に接続された電流検出
用抵抗、１２はこの電流検出用抵抗ＲNFの両端子間の電
位差を取り込むサンプルホールド回路、１３はこの電流
検出用抵抗ＲNFの両端子間の電位差からコイル電流の大
きさを検出する電流検出用差動アンプである。この電流
検出用差動アンプ１３の出力電圧CNRTOUTは、ＡＤ変換
回路（ＡＤＣ）１４によってデジタル信号に変換され
る。変換されたデジタル信号は電流誤差検出器２７に供
給される。

【００１５】この実施例では、特に制限されるものでな
いが、ＡＤ変換回路１４は１０ビットで構成され、コイ
ルの逆起電圧をデジタル信号に変換する用途にも使用さ
れる。そのため、ＡＤ変換回路１４の前段には、電流検
出用差動アンプ１３の出力電圧CNRTOUTとアンプ１６に
より検出された逆起電圧Ｂ-EMFOUTとを切り替えて入力
させるマルチプレクサ１５が設けられている。

【００１６】逆起電圧検出用アンプ１６は電流出力回路
１１の出力端子ｕ，ｖ，ｗとセンタータップＣＴとの間
に現われる各コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの逆起電圧を検出
する。このアンプ１６の反転入力端子にセンタータップ
ＣＴの電圧が入力され、アンプ１６の非反転入力端子に
は各コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの端子ｕ，ｖ，ｗの電圧の
いずれかがセレクタ１７によって入力されることによ
り、各コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの逆起電圧が順次検出さ
れる。

【００１７】セレクタ１７は、上記出力電流＆位相制御
回路２１からの選択信号ＳＥＬによって制御される。逆
起電圧検出用アンプ１６により検出された逆起電圧Ｂ-E
MFOUTはフィルタ１８によりノイズが除去されてから、
上記マルチプレクサ１５を介してＡＤ変換回路１４に供
給されてデジタル信号に変換される。変換されたデジタ
ル信号は後述の通電相制御回路２５に供給される。１９
は上記逆起電圧検出回路１６から出力される逆起電圧Ｂ
-EMFOUTを２値化し、Ｂ-EMF（逆起電圧）のゼロクロス
点を検出するコンパレータ、２２はこのコンパレータ１
９から出力される逆起電圧Ｂ-EMFOUTのゼロクロス点と
上記出力電流＆位相制御回路２１から出力されるモータ
各相の駆動電流のゼロ点との位相差を検出する位相差検
出回路、２３は制御系の位相補償を行なうループフィル
タ、２４はループフィルタ２３の値（デジタルコード）
に応じた周波数（約１００ｋＨｚ）で発振する発振回路
（カウンタ）であり、この発振回路２４の出力が上記出
力電流＆位相制御回路２１においてＰＷＭ信号を生成す
る際の基準クロックPWMCLKとして利用される。

【００１８】また、上記位相差検出回路２２とループフ
ィルタ２３と発振回路２４と出力電流＆位相制御回路２
１と該出力電流＆位相制御回路２１から位相差検出回路
２２へのフィードバック経路によりＰＬＬ（フェーズロ
ックドループ）が形成される。このＰＬＬは、逆起電圧
検出回路１６から出力される逆起電圧Ｂ-EMFOUTのゼロ
クロス点を示す信号の位相と出力電流＆位相制御回路２
１から出力される信号の位相とが一致するように発振回
路２４の動作を制御することで、コイルに印加される駆
動電圧の周波数（１〜２ｋＨｚ）をロックする。

【００１９】通電相制御回路２５は、モータ静止時に電
流出力回路２１によりいずれかの相から他の相に向かっ
てロータが反応しないような短いパルス電流を流した時
に非通電相に誘起された誘起電圧やモータ回転中に発生
し逆起電圧検出回路１６により検出されたコイルの逆起
電圧Ｂ-EMFOUTに基づいて通電相を決定する。２９は図
外のマイクロコンピュータ（ＣＰＵ）などとの間でデー
タの送受信を行なうシリアルポートで、このシリアルポ
ート２９は、ＣＰＵから供給されるシリアルクロックＳ
ＣＬＫやスピンドルモータの電流指示値、動作モードな
どに関する情報を受け取ったり、受信したモード情報に
基づいて駆動制御回路内部の制御信号を生成したりする
機能を有する。

【００２０】さらに、３０は図１に示されている回路全
体を制御するシーケンサ、２６はコイルに流れる電流の
検出値に応じて電流出力回路１１に対する印加電圧波形
情報を演算によって生成するソフトスイッチ制御回路、
２７は前記電流検出用差動アンプ１３により検出された
コイルの電流値とＣＰＵからシリアルポート２９を介し
て供給された電流指示値との差を検出する誤差電流検出
回路、２８は位相補償をしつつ前記誤差電流検出回路２
７の出力に基づいて検出された電流差を積算するフィル
タである。このフィルタ２８から出力される電流差情報
および前記ソフトスイッチ制御回路２６で生成された波
形情報が前記出力電流＆位相制御回路２１に供給され、
出力トランジスタを駆動するＰＷＭ信号が生成されて電
流出力回路１１に供給され、コイルに流される出力電流
の制御が行われる。

【００２１】出力電流Ｉoutは、ＰＷＭ信号のデューテ
ィ（１周期に対するパルスの幅の割合）をＤＴＹ、コイ
ルの逆起電圧をＢ-EMF、コイルの抵抗成分をＲLとおく
と、次式 Ｉout＝｛（Ｖcc×ＤＴＹ）−Ｂ-EMF｝／ＲL で表わされるので、ＰＷＭ信号のデューティＤＴＹが変
化されると、コイルの出力電流Ｉoutは上記式に従って
制御される。出力電流＆位相制御回路２１では、フィル
タ２８からの電流差情報に基づいて電流差が「０」とな
るような出力電流値を決定し、その電流値から上記式に
従ってＰＷＭ信号のデューティＤＴＹを決定する。

【００２２】次に、本実施例のモータ駆動制御回路にお
けるロータの磁極位置検出および通電相の決定方法につ
いて、図２を用いて説明する。なお、この実施例におけ
る磁極位置検出は、各コイルにロータが反応しないよう
な短時間の通電を行なった際に磁気飽和現象でコイル間
の相互インダクタンスが磁極位置によって変化し、相互
誘導で非通電相に生じる誘起電圧の大きさが異なること
を利用して行なうものである。

【００２３】図２はロータの磁極位置検出および通電相
の決定手順を機能的に表わしたものである。先ず、処理
の開始に先立って、図１の通電相制御回路２５に設けら
れＡＤ変換回路１４におけるＡＤ変換結果を累積保持す
る積算レジスタをリセットする（ステップＳ１）。その
後、ロータが反応しないような短いパルスの電流をＶ相
とＷ相のコイルに流しそのとき相互誘導現象で「Ｕ相」
のコイルに現われる誘起電圧の検出を所定回数行ない、
検出された誘起電圧をＡＤ変換回路１４で変換した結果
を上記積算レジスタに累積させるとともに、電流の向き
を変えて同一動作を繰り返す（ステップＳ２〜Ｓ４）。

【００２４】また、このとき、予めコイルに電流を流さ
ない状態でＡＤ変換回路１４を動作させて変換結果を上
記積算レジスタに累積させてＵ相コイルの検出系のオフ
セットを検出して、オフセットのキャンセルを行なう
（ステップＳ５）。検出系のオフセットには、検出回路
のオフセットの他、モータが回転することにより発生す
るＢ−ＥＭＦ（逆起電圧）も含まれる。検出を繰り返す
回数は例えば数１０〜数１００回とする。このようにＡ
Ｄ変換結果を積算することで、検出値のＳ／Ｎ比を向上
させることができる。

【００２５】次に、再び積算レジスタをリセット（ステ
ップＳ６）してから、ロータが反応しないような短いパ
ルスの電流をＵ相とＷ相のコイルに流し、今度は「Ｖ
相」のコイルに現われる誘起電圧の検出を所定回数行な
い、検出された誘起電圧をＡＤ変換回路１４で変換した
結果を上記積算レジスタに累積させるとともに、電流の
向きを変えて同一動作を繰り返す（ステップＳ７〜Ｓ
９）。また、このとき、予めコイルに電流を流さずにＡ
Ｄ変換回路１４を動作させて変換結果を上記積算レジス
タに累積させてオフセットを検出しておいて、Ｖ相コイ
ルの検出系のオフセット値のキャンセルを行なう（ステ
ップＳ１０）。

【００２６】その後さらに、積算レジスタをリセット
（ステップＳ１１）してから、ロータが反応しないよう
な短いパルスの電流をＵ相とＶ相のコイルに流し、今度
は「Ｗ相」のコイルに現われる誘起電圧の検出を所定回
数行ない、検出された誘起電圧をＡＤ変換回路１４で変
換した結果を上記積算レジスタに累積させるとともに、
電流の向きを変えて同一動作を繰り返す（ステップＳ１
２〜Ｓ１４）。また、このとき、予めコイルに電流を流
さずにＡＤ変換回路１４を動作させて変換結果を上記積
算レジスタに累積させてオフセットを検出しておいて、
Ｗ相コイルの検出系のオフセット値のキャンセルを行な
う（ステップＳ１５）。

【００２７】図３は、上記ステップＳ２〜Ｓ５，Ｓ７〜
Ｓ１０，Ｓ１２〜Ｓ１５の処理を、回路の動作手順とし
て表わしたフローチャートを示す。各処理では、先ずす
べてのコイルの端子Ｕ，Ｖ，Ｗをハイインピーダンス状
態にしてつまりコイルに電流を流さないで所定回数ＡＤ
変換回路１４を動作させて、変換結果を積算レジスタＡ
に累積させる（ステップＳ１０１〜Ｓ１０３）。次に、
着目する相以外の相のコイルにロータが反応しない電流
を所定回数繰返し流してＡＤ変換回路１４による変換結
果を積算レジスタＢに累積させる（ステップＳ１０４〜
Ｓ１０６）。それから、積算レジスタＢの値からＡの値
を引いてレジスタＣに格納する（ステップＳ１０７）。
これによって、各コイルの検出系のオフセットがキャン
セルされる。

【００２８】続いて、再びすべてのコイルの端子Ｕ，
Ｖ，Ｗを一旦ハイインピーダンス状態にして前の状態を
リセットしてから、着目する相以外の相のコイルにロー
タが反応しない電流を「逆向き」に所定回数繰返し流し
てＡＤ変換回路１４による変換結果を積算レジスタＢに
累積させる（ステップＳ１０８〜Ｓ１１１）。それか
ら、積算レジスタＢの値からＡの値を引いてレジスタＤ
に格納する（ステップＳ１１２）。これによって、各コ
イルの検出系のオフセットがキャンセルされる。しかる
後、レジスタＤの値にＣの値を加算し、その結果をレジ
スタＤ（Ｃでも可）に戻す。これによって、それぞれの
電流による誘起電圧の差がレジスタＤに残ることとな
る。なお、レジスタＤは各相に対応して３つ設けてお
く。

【００２９】上記処理をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相につい
て行なった後、図２のステップＳ１６において、各相に
対応したレジスタＤの値がすべて所定の判定値以下であ
るか否かチェックし、すべて所定の判定値以下のときは
検出エラーと判断してアラームを出力する。さらに、次
のステップＳ１７では、各相に対応したレジスタＤの値
の極性を調べて、すべて同じ極性すなわちすべて正また
はすべて負であるか否かチェックし、すべての判定結果
が同じときは検出エラーと判断してアラームを出力す
る。いずれの場合も、系が正常であればそのような結果
にはならないためである。

【００３０】ステップＳ１７ですべて同じ極性でないと
判定したときは、ステップＳ１８で、レジスタＤの値の
極性から通電を開始する相を決定する。具体的には、次
の表１に従って通電を開始する相を決定する。表１にお
いて、ＥｕはＵ相の誘起電圧、ＥｖはＶ相の誘起電圧、
ＥｗはＷ相の誘起電圧である。各相の誘起電圧の正負が
分かれば、ロータの磁極位置を判断することができるの
で、その磁極位置から表１のように、通電相と電流の向
きを決定することができる。なお、上記のような通電開
始相の決定方式については、本発明者らが先に提案した
特許出願（特願平２０００−９００３７号）において詳
しく説明されている。かかる決定方式は本発明に直接関
係しないので、本明細書においては詳細な説明を省略す
る。

【００３１】

【表１】

【００３２】図２のステップＳ１８の次は、ステップＳ
１９，Ｓ２０へ移行して規定時間、規定回数だけコイル
に通電してロータを回転させる。そして、次のステップ
Ｓ２１で積算レジスタをリセットしてから、検出を行な
う相を決定する（ステップＳ２２）。そして、決定した
相以外の相のコイルにロータが反応しないような短いパ
ルスの電流を流し、着目する相のコイルに現われる誘起
電圧の検出を所定回数行ない、検出された誘起電圧をＡ
Ｄ変換回路１４で変換した結果を上記積算レジスタに累
積させるとともに、電流の向きを変えて同一動作を繰り
返す（ステップＳ２３〜Ｓ２６）。

【００３３】ステップＳ１０７およびＳ１１２で検出系
のオフセットをキャンセルすることによって、レジスタ
Ｄには、ステップＳ２０で流した電流によりロータが回
転することでコイルに生じた逆起電圧による影響を取り
除いた結果が残ることになる。従って、モータが回転し
ている状態で誘起電圧から通電開始相を決定する処理を
行なう際にも、逆起電圧による誤差を補正した誘起電圧
検出値を得て、これを用いることで正確なロータの位置
検出を行なうことができるようになる。

【００３４】なお、このステップＳ２３〜Ｓ２６の処理
は、図３に示されているフローチャートと同一の手順で
行なわれる。従って、この間にオフセットのキャンセル
が行なわれる。また、ステップＳ２３〜Ｓ２６の処理
は、ステップＳ２１で決定した１つの相についてのみ行
なえば良い。次に検出すべき相は、ステップＳ２０の通
電で開始した回転方向から一義的に決定できるためであ
る。このように、ここで誘起電圧を検出する相を１つに
することにより、検出に要する時間を短縮し、モータの
加速時間を短縮することができる。

【００３５】そして、次のステップＳ２７では、ステッ
プＳ１６と同様に、各相に対応したレジスタＤの値がす
べて所定の判定値以下であるか否かチェックし、すべて
所定の判定値以下のときは検出エラーと判断してアラー
ムを出力する。さらに、次のステップＳ２８では、ステ
ップＳ１７と同様に、各相に対応したレジスタＤの値の
極性がすべて正またはすべて負であるか否かチェック
し、すべての判定結果が同じときは検出エラーと判断し
てアラームを出力する。このとき最初の判定では、ステ
ップＳ２３〜Ｓ２６の処理を行なった相以外の相に対応
するレジスタＤの値は、ステップＳ１〜Ｓ１８の処理で
残っている値を用いることができる。その後、各相のレ
ジスタＤの値に基づいて表１に従って、ステップＳ２０
で通電を行なう相を決定する（ステップＳ２９）。

【００３６】次に、コイルの逆起電圧Ｂ−ＥＭＦのゼロ
クロス点を検出して位相差検出回路２２、ループフィル
タ２３、デジタルコード制御発振回路２４および出力電
流＆位相制御回路２１からなるＰＬＬをロックして、逆
起電圧の位相に合わせてコイルに流す電流の位相制御
（相切替え）を行なう回路部分について、図４を用いて
説明する。

【００３７】かかる位相制御を行なうのは、コイルに流
す電流の位相がコイルに発生する逆起電圧Ｂ−ＥＭＦの
位相に一致しているときに最も大きなトルクを発生させ
てモータを回転させることができるためである。この制
御により、逆起電圧Ｂ−ＥＭＦのゼロクロス点に同期し
てコイルの相切替え制御信号ＵＣＯＭ，ＶＣＯＭ，ＷＣ
ＯＭが生成される。なお、図４において、図１の回路と
同一もしくは相当する部分には同一の符号を付してあ
る。

【００３８】図４において、イクスクルーシブＯＲゲー
トＧ０は、逆起電圧のゼロクロス点が正から負または負
から正のいずれかに応じて逆起電圧検出回路１９の出力
を反転するための回路、また、ＮＡＮＤゲートＧ１，Ｇ
２は、セレクタ１７からのマスク信号ＭＡＳＫによって
コンパレータ１９の出力信号が位相差検出回路２２に入
力されないようにするための回路である。

【００３９】この実施例の位相制御ループ系では、３相
出力のうちハイインピーダンスとなる１相の逆起電圧Ｂ
−ＥＭＦのみを検出する。位相差検出回路２２はアップ
ダウンカウンタで構成され、検出期間のうち逆起電圧Ｂ
−ＥＭＦがセンタータップＣＴの電位より高いとき(Ｈ
ｉｇｈ期間)はカウントダウンし、センタータップＣＴ
の電位より低いとき(Ｌｏｗ期間)はカウントアップし
て、Ｈｉｇｈ期間とＬｏｗ期間の差時間を位相誤差とし
て検出する。

【００４０】検出期間中以外の期間は検出マスク期間Ｍ
ＡＳＫとし、位相差検出回路２２をリセットする。な
お、マスク期間ＭＡＳＫのタイミングは図３におけるス
イッチ制御回路ＳＳＣ内において、本ＰＬＬの出力であ
るfcom信号に同期して出力される。また、マスク時間の
長さはfcomの周期NCNTに対して一定の比率で決められて
いる。位相差検出回路２２の出力はfcomの立下りに同期
してサンプリングリングされ、ループフィルタ２３にて
積分され、新たなfcomの周期NCNTが決定される。

【００４１】この実施例の回路の設計において留意すべ
き点は、前述した図２のフローチャートに従った制御で
モータを加速回転できるのは、回転数が３％程度までで
あり、３％〜９０％のような範囲では図４の制御系によ
ってモータを回転させなければならないため、この系の
ＰＬＬには非常に広いロックレンジを持たせなくてはな
らない点と、このようにロックレンジが広いと誤った初
期値の設定で疑似ロックを起こし易くなるので初期値の
設定を正確に行なわなくてはならない点にある。

【００４２】そこで、この実施例の位相制御ループ系に
おいては、この系による位相制御を開始する直前にＵ
相、Ｖ相、Ｗ相の各コイルの端子を一時的にハイインピ
ーダンス状態にして逆起電圧Ｂ−ＥＭＦのゼロクロス点
タイミングｔｚと周波数ｆ０を検出する回転検出モード
を設けて、このモードで検出した値ｔｚ，ｆ０をデジタ
ルコード制御発振回路２４内のレジスタ（もしくはルー
プフィルタ２３）に初期値として設定し、ループ制御を
開始させることでＰＬＬの疑似ロックの発生を防止しつ
つ最短時間で位相ロックできるようにしている。

【００４３】また、この実施例の位相制御ループ系にお
いては、ループフィルタ２３からデジタルコード制御発
振回路２４に与えられる発振周波数情報ＮＣＮＴを、デ
ィレイ回路ＤＬＹで１クロック遅延させてループフィル
タ２３に戻して、この情報によりループフィルタ２３の
ゲインを制御するように構成されている。具体的には、
デジタルコード制御発振回路２４に対して周波数を高く
するよう指令する発振周波数情報ＮＣＮＴが与えられた
ときはループフィルタ２３のゲインが高くなり、デジタ
ルコード制御発振回路２４に対して周波数を低くするよ
う指令する発振周波数情報ＮＣＮＴが与えられたときは
ループフィルタ２３のゲインが低くなるようにループフ
ィルタ２３が構成されている。これは、本制御ループの
ループ利得を、図５のように周波数に比例させるためで
ある。

【００４４】一般的に、制御ループの伝達特性は２次特
性(−４０dＢ／dec)で、０dＢ 帯域の周波数ωoにおい
て1次(−２０dＢ／dec)となるように、周波数ω1（ω1
＜ω０）で１次の零を持たせて位相補償する。本制御ル
ープはサンプリングシステムであり、図６からも分かる
ように、相切替え毎に１回(従って、逆起電圧Ｂ-EMFの
１周期毎に６回)の割合で位相誤差のサンプリングが行
われる。即ちサンプリング周波数は逆起電圧Ｂ-EMFの周
波数の６倍である。ここで、帯域ωoが高いほど、目標
追従性がよくロックアップ時間も短縮できるが、サンプ
リングによる遅延の影響を考慮して、制御ループを安定
に保つためには、０dＢ 帯域の周波数ωoは通常サンプ
リング周波数ωsの１／１０〜１／２０に設定するのが
良い。

【００４５】一方、安定性確保を重視して、定常回転の
数％でのサンプリング周波数をもとにωoを設定した場
合、モータが定常回転数になると追従性が著しく劣化
し、最悪ロックはずれを生じる。上記問題点解決のため
に、本発明では、ω1およびωoを回転数に比例させてい
る。これにより、広範なロックレンジと常に最適な目標
追従性と安定性を得ることができる。なお、この実施例
では、上述のように発振回路２４の設定値であるNCNT(f
comの周期)をディレイ回路ＤＬＹで１クロック遅延させ
てループフィルタ２３の係数および利得にフィードバッ
クすることで実現している。

【００４６】さらに、この実施例の位相制御ループ系に
おいては、デジタルコード制御発振回路２４から位相差
検出回路２２に対して現在の発振周波数の情報ｆdcoを
フィードバックさせて位相差検出回路２２の位相感度を
一定にさせるような制御を行なっている。これは、位相
差検出回路２２に入ってくる信号は逆起電圧Ｂ−ＥＭＦ
のゼロクロス点と当該ＰＬＬの発振信号との絶対的な時
間差を示す信号であるので、モータの回転数が変わると
その時間差に対応する位相が変わってしまうので、回転
数が変わっても位相差検出回路２２に入ってくる時間差
信号は同一の位相差信号とみなせるようにするためであ
る。

【００４７】前述のように広範な回転数(定常の数％〜
定常)に対する逆起電圧Ｂ-EMFの検出信号が入力された
場合、本実施例の位相差検出回路２２はアップダウンカ
ウンタで構成されているので、一定周期のクロックを用
いた動作では、同じ位相誤差が与えられたとしても周波
数が低い（回転数が低い）際に位相誤差の値が大きくな
りすぎて、後段のループフィルタ２３の計算でオーバー
フローを生じ、結局、広範な回転数入力に対応できな
い。

【００４８】そこで回転数に因らず位相差検出回路２２
の利得(位相誤差角度に対する誤差カウント値)を一定に
保てるように、周波数が固定であるシステムクロックで
はなく、発振回路２４の入力設定値NCNT(fcomの周期)の
ｍ倍（例えば２５６倍）の周波数を持つ発振回路２４の
発振周波数情報ｆdcoを位相差検出回路２２へフィード
バックさせて位相差検出回路２２のカウンタをアップダ
ウン動作させるようにしている。

【００４９】図６は、本ＰＬＬループが位相ロックした
状態を表している。マスク信号ＭＡＳＫがロウレベルの
期間であって、逆起電圧Ｂ-EMFが正か負かを示す信号Ｕ
−Ｎがハイレベルの期間は位相差検出回路２２に対する
制御信号ＤＥＣＥＬがハイレベルとされてカウンタはダ
ウンカウントし、マスク信号ＭＡＳＫがロウレベルで信
号Ｕ−Ｎがロウレベルの期間は位相差検出回路２２に対
する制御信号ＡＣＣＥＬがハイレベルとされてカウンタ
はアップカウントし、アップ／ダウンの差が位相差検出
値とされる。

【００５０】図６の位相ロック状態では、位相誤差が生
じないため、アップ／ダウンのカウント数が等しくな
り、位相差検出回路２２の出力はゼロ(ゼロカウント)と
なる。図７は、本ＰＬＬループが位相遅れを検出した状
態を表しており、この場合は、カウントアップの期間が
カウントダウンの期間より長い為、位相差検出回路２２
は(+)の位相誤差を出力し、これによってfcom周期が短
くなり位相を進めて位相誤差を調整する。

【００５１】図８は、本ＰＬＬループが位相進みを検出
した状態を表しており、この場合は、カウントアップの
期間がカウントダウンの期間より短い為、位相差検出回
路２２は(-)の位相誤差を出力し、これによってfcom周
期が長くなり位相を遅らせて位相誤差を調整する。な
お、図６〜図８において、コイルへの駆動出力ＯＵＴＰ
ＵＴが正弦波でなく、３０度〜１３５度および−３０度
〜−１３５度の範囲でフル振幅波形になっているのは、
電力損失を減らすためである。かかる駆動方式について
は、本発明者らが先に出願した特願２００１−１６４３
１４号において説明されている。かかる駆動方式は、本
発明には直接関係しないので説明は省略する。

【００５２】次に、コイルに流れる電流を検出する電流
検出用抵抗ＲNFの電位差を取り込むサンプルホールド回
路１２と、検出された電位差を増幅する電流センスアン
プ１３と、電流値をデジタル値に変換するＡＤ変換回路
１４と、外部のＣＰＵから与えられる電流指示値SPNCRN
Tとの差を検出する電流誤差アンプ２７と、デジタルフ
ィルタ２８と、出力電流＆位相制御回路２１とからなり
コイルに流す駆動電流の制御を行なう駆動電流制御系の
回路部分について、図９を用いて説明する。

【００５３】なお、図９において、図１の回路と同一も
しくは相当する部分には同一の符号を付してある。３１
はＣＰＵから与えられる電流指示値SPNCRNTに係数を掛
けて電流指令値を補正する補正用演算回路、３２，３３
はオフセットキャンセル用の加算器、３４は電流指示値
SPNCRNTと検出されてコイル電流との誤差を得る加算器
で、これらの演算回路によって誤差電流検出回路２７が
構成されている。そして、この誤差電流検出回路２７の
出力に基づいて検出された電流差に応じた値を発生する
フィルタ２８の出力は、出力電流＆位相制御回路２１内
のＰＷＭパルス生成回路２１Ａに供給される。加算器３
３は、電流検出用抵抗ＲNFで検出されＡＤ変換回路１４
で変換されたデジタル値にレジスタ４１に予め保持され
ている値を足し込むことによって、オフセットをキャン
セルした正確な検出電流値Ｉdtcを出力する。この電流
値Ｉdtcはソフトスイッチ制御回路２６に供給される。

【００５４】この回路の設計において留意すべき点は、
電流検出に使用する電流センスアンプ１３やＡＤ変換回
路１４が有するオフセットをキャンセルしないと、微少
電流領域の精度が悪化し、制御可能な電流範囲が狭くな
る点と、電流値のサンプリングクロックφｓをＰＷＭ駆
動のオン期間の中心に合わせなくてはならない点にあ
る。なお、サンプリングクロックφｓをＰＷＭ出力パル
スの中心に合わせるのは、コイルの電流値は変化してお
り、ＰＷＭ駆動のオン期間の中心付近での電流値が最も
平均電流値に一致するので、この点の電流値をサンプリ
ングすることで精度の高い電流制御が可能となるためで
ある。

【００５５】そこで、この実施例の駆動電流制御系にお
いては、ロータの位置検出とそれに基づくモータの回転
制御を開始する前に、コイルに電流を流さない状態で電
流検出用抵抗ＲNFの電位差をサンプルホールド回路１２
に取り込んで、その電位差を電流センスアンプ１３で増
幅し、さらにそれをＡＤ変換回路１４でデジタル値に変
換した値をオフセットレジスタ４１に保持させるととも
に、このレジスタ４１の値を加算器３２で外部のＣＰＵ
から与えられる電流指示値SPNCRNTに足し込むようにし
ている。

【００５６】これによって、電流検出に使用する電流セ
ンスアンプ１３やＡＤ変換回路１４のオフセットを検出
するとともに、そのオフセットをキャンセルして微少電
流領域の精度が悪化し、制御可能な電流範囲が狭くなる
のを防止している。また、一般に電流検出用抵抗ＲNFは
低抵抗であるためディスクリートの部品を用いるとコス
ト高になるが、本実施例では電流センスアンプ１３のオ
フセットをキャンセルできるため、電流検出用抵抗ＲNF
として高価な抵抗部品を使用する必要がなく、ボンディ
ングワイヤやアルミ配線等で代替でき、コストダウンが
可能になる。

【００５７】また、この実施例の駆動電流制御系におい
ては、電流値のサンプリングクロックφｓをＰＷＭ駆動
のオン期間の中心に合わせるため、ＰＷＭパルス生成回
路２１ＡにおいてＰＷＭ制御クロックPWMCLKからサンプ
リングクロックφｓを生成している。具体的には、図１
０に示すように、ＰＷＭ制御クロックPWMCLKの立ち上が
りに同期したサンプリングクロックφｓを生成するとと
もに、ＰＷＭ制御クロックPWMCLKの立ち上がりに基づい
てＰＷＭ駆動の開始と終了を決定しており、破線のよう
にＰＷＭ駆動の終了をΔｔだけ遅らせたときは、次のＰ
ＷＭ駆動の開始をΔｔだけ早くするようにしている。

【００５８】これにより、ＰＷＭ出力パルスはそのパル
ス幅（デューティ）が変化されるときは、ＰＷＭ制御ク
ロックPWMCLKの立ち上がりすなわちサンプリングクロッ
クφｓを基準に前後それぞれ同じ量だけ増減される。そ
の結果、ＰＷＭパルスのデューティが変化しても、電流
値のサンプリングクロックφｓを常にＰＷＭ駆動のオン
期間の中心に合わせ、電流検出用抵抗ＲNFの電位差Ｖｒ
ｎｆをその平均値にほぼ等しいポイントでサンプリング
することができる。また、電流値のサンプリングクロッ
クφｓの周期を常にＰＷＭ制御クロックPWMCLKの周期Ｔ
ｐと一致させることができる。

【００５９】次に、誤差補正回路について図１１を用い
て説明する。本実施例のブラシレスモータ駆動制御装置
においては、例えばＰＷＭパルス生成回路２１Ａにおけ
るＰＷＭ出力パルスの生成に必要な入力制御情報のビッ
ト数よりもＡＤ変換回路１４のビット数を多くしてあ
る。これは、ＡＤ変換回路１４はコイル電流の検出値の
変換や逆起電圧の検出値の変換など複数の用途に兼用す
るため、できるだけ精度が高い方が良い一方、ＰＷＭパ
ルス生成回路２１Ａは回路の規模と動作速度との関係か
ら制御情報は所望の精度が得られるぎりぎりのビット数
を設定している。つまり、ＰＷＭパルス生成回路２１Ａ
から見た場合、ＡＤ変換回路１４のビット数は多い過ぎ
である。

【００６０】しかし、本発明者らは、ＡＤ変換回路１４
の持つ分解能を利用すればＰＷＭパルス生成回路２１Ａ
の精度を本来の回路構成のままでもさらに高めることが
できることに気がついて、図１１に示されているような
誤差補正回路を設けることとした。図１１の回路は、例
えば整数部と小数部とからなる入力データＤｉｎを整数
部ＩＮＴと小数部ＤＥＣとに分離する分離回路ＤＶＤ
と、分離された小数部ＤＥＣを保持するラッチ回路ＬＡ
Ｔと、このラッチ回路ＬＡＴに保持されている小数部Ｄ
ＥＣと次の入力データＤｉｎの小数部とを足し合わせる
加算器ＡＤＤとから構成されている。そして、加算器Ａ
ＤＤは足し合わせた小数部が「１」を越えるとキャリー
を生じさせて入力データＤｉｎの整数部に「１」を加え
て出力するように構成されている。

【００６１】つまり、図１１の回路では、入力データＤ
ｉｎの小数部ＤＥＣの累積値がラッチ回路ＬＡＴに保持
される累積加算器として機能する。これによって、入力
データＤｉｎの小数部ＤＥＣを切り捨てて整数部ＩＮＴ
のみで次段の回路を制御する場合に比べて、より精度の
高い制御が可能になる。本実施例のブラシレスモータ駆
動制御装置においては、図１１のような構成を有する誤
差補正回路が、図４や図９に符号Ｅで示されているよう
に、ループフィルタ２２とデジタルコード制御発振回路
２３との間のような個所やデジタルフィルタ２８とＰＷ
Ｍパルス生成回路２１Ａとの間のような個所に設けられ
ている。これにより、デジタルコード制御発振回路が持
つ本来の精度よりも高い精度で発振周波数を制御するこ
とができるようになっている。

【００６２】次に、本実施例のモータ駆動制御装置にお
いて、ソフトスイッチ制御回路２６により行なわれるコ
イル駆動電流の位相制御の原理を、図１２〜図１４を用
いて説明する。図１２は、３相ブラシレスモータにおけ
る駆動回路とモータの等価回路を示す。図１２におい
て、Ｌm(U)，Ｌm(V)，Ｌm(W)は、それぞれモータＭＴの
Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３つの相のステータコイル、Ｒm
(U)，Ｒm(V)，Ｒm(W)は各相コイルＬm(U)，Ｌm(V)，Ｌm
(W)の内部抵抗、Ｂ-emf(U)，Ｂ-emf(V)，Ｂ-emf(W)は各
相コイルＬm(U)，Ｌm(V)，Ｌm(W)の逆起電圧源を表わし
たものである。また、Ｒon(U)，Ｒon(V)，Ｒon(W)は上
記各コイルＬm(U)，Ｌm(V)，Ｌm(W)に電流を流す相電流
出力回路を構成する出力トランジスタのオン抵抗、Ｖin
put(U)，Ｖinput(V)，Ｖinput(W)は各コイルに印加する
駆動電圧の電圧源を表わしたものである。

【００６３】図１４は、図１２の等価回路における各コ
イルＬm(U)，Ｌm(V)，Ｌm(W)に発生する逆起電圧Ｂ−Ｅ
ＭＦと、コイルのインピーダンス両端に印加されるコイ
ル電圧Ｖcoilと、コイル駆動電圧源Ｖinput(U)，Ｖinpu
t(V)，Ｖinput(W)による印加電圧Vinputの波形との位相
関係を示す。コイルには逆起電圧Ｂ−ＥＭＦと同位相で
交流駆動電流を流したときに最も大きなトルクが得られ
る。

【００６４】しかし、逆起電圧Ｂ−ＥＭＦと同位相でコ
イルに駆動電圧を印加したとしても、コイルの有する内
部抵抗によって実際にコイルに流れる電流Ｉcoilにはコ
イルの時定数によって位相遅れが発生する。そこで、図
１４に示されているように、コイルＬm(U)，Ｌm(V)，Ｌ
m(W)に発生する逆起電圧Ｂ−ＥＭＦの位相に対して、各
相のコイル電圧ＶcoilはΔθcoilだけ位相が早くになる
ように印加し、コイル電流Ｉcoilの位相を逆起電圧Ｂ−
ＥＭＦの位相に一致させるのが望ましい。また、コイル
の外から駆動電圧源Ｖinput(U)，Ｖinput(V)，Ｖinput
(W)により印加される電圧Ｖinputの位相と各相のコイル
電圧Ｖcoilの位相もずれるので、その位相差を考慮して
駆動電圧源Ｖinput(U)，Ｖinput(V)，Ｖinput(W)の位相
を決定する必要がある。

【００６５】ここで、逆起電圧Ｂ−ＥＭＦの位相に対す
るコイル電圧Ｖcoilの位相進み量Δθcoilは、次式
（１） Δθcoil＝ｔａｎ-1（ω・Ｌｍ／Ｒon＋Ｒｍ） ＝ｔａｎ-1｛（２π・fＢ-EMF）・Ｌｍ／（Ｒon＋Ｒｍ）｝…(１) により表わせる。ただし、Δθcoilは使用するモータに
よって異なる値をとる。式（１）において、Ｌｍはコイ
ルのインダクタンス、fＢ-EMFは逆起電圧Ｂ−ＥＭＦの
周波数すなわちモータの所望回転数の整数倍である。

【００６６】次に、コイルの逆起電圧Ｂ−ＥＭＦの位相
と駆動電圧源Ｖinput(U)，Ｖinput(V)，Ｖinput(W)の位
相との差をΔθとすると、上記印加電圧Ｖinputは、図
１３に示すように、ベクトルで表わされたコイル電圧Ｖ
coilと逆起電圧Ｂ−ＥＭＦとの合成ベクトルとして与え
られる。従って、使用するモータからコイルのインダク
タンスＬｍと内部抵抗Ｒｍが決まれば、上記式（１）か
ら位相差Δθcoilを求めることができる。

【００６７】また、コイルのインピーダンス両端に印加
されている電圧Ｖcoilはコイルに流れるｉcoilに比例す
る。従って、ｉcoilをフィードバックすることで、式
（２）よりΔθを決定できる。本実施例では、計算の簡
略化のため、式（２）を微分してΔθ／Δ ｉcoilを求
めておき、ＡＤ変換回路１４から出力される出力電流値
Ｉｄｔｃの平均値Ｉtotalave.との積を求めΔθを得て
いる。 Δθ＝tan^-1［ω・Ｌm・ｉcoil／{ＶB-EFM＋ｉcoil・(Ｒon＋Ｒｍ)}］ ＝tan^-1［２πｆB-EMF・Ｌm・ｉcoil／{ＶB-EFM＋ｉcoil・(Ｒon＋Ｒｍ)}］…(２)

【００６８】そして、コイルの逆起電圧Ｂ−ＥＭＦより
もΔθだけ位相が早くになるように、駆動電圧源Ｖinpu
t(U)，Ｖinput(V)，Ｖinput(W)の位相を設定して駆動波
形を形成してやれば、コイルに最大のトルクを発生させ
てモータを回転させることができる。また、このような
位相制御によりトルクリップル小さなモータの駆動が実
現される。なお、各コイルに発生する逆起電圧Ｂ−ＥＭ
Ｆの位相は、位相制御回路の働きによって、常にモータ
駆動電流の位相と一致しているので、駆動効率も最大と
なる。

【００６９】図１の実施例のモータ駆動制御回路におい
ては、上記位相差ΔθcoilやΔθを求める計算がソフト
スイッチ制御回路２６で行なわれる。そして、この計算
結果に基づいて図１４の位相関係の駆動電圧波形がコイ
ルに印加されるように電流出力回路１１における出力ト
ランジスタの制御が行なわれる。しかも、この出力トラ
ンジスタの制御をＰＷＭ（パルス幅変調）方式で行な
う、つまりＰＷＭ制御された信号（パルス）で出力トラ
ンジスタのゲート端子を制御することで、上記のような
位相関係の駆動電圧波形がコイルに印加されるように構
成されている。

【００７０】ここで、ＰＷＭ信号のデューティ制御は前
の周期で検出された電流値に基づいて行なわれる。さら
に、特に制限されるものでないが、この実施例のモータ
駆動制御回路においては、電気角６０度の範囲当たり例
えば１６個のＰＷＭパルスで駆動電圧波形が形成される
ようにされる。つまり、ロータが電気角で６０度回転す
る間に形成される１６個のパルスによって出力トランジ
スタが１６回オン、オフ制御され、その１６個のパルス
のそれぞれ幅が前記検出された電流値に応じて変化され
る駆動電圧波形が形成される。

【００７１】なお、上記のような駆動方式については、
本発明者らが先に提案した特許出願（特願平２００１−
１６４３１４号）において詳しく説明されている。かか
る駆動方式は本発明に直接関係しないので、本明細書に
おいては詳細な説明を省略する。

【００７２】本実施例においては、ソフトスイッチ制御
回路２６がデジタル回路で構成されているため、上記式
（１）のような複雑な計算を比較的容易に行なうことが
できる。しかも、ソフトスイッチ制御回路２６における
計算に必要なコイル電流Ｉcoilとして電流検出用抵抗Ｒ
NFで検出した電流値Ｉdtcは、図９を用いて説明したよ
うにオフセットをキャンセルされた値であるため、精度
の高い計算が可能となる。その結果、非常に精度の高い
位相制御を行なうことができる。また、負荷が変動して
もその変動すばやく応答して、コイルの駆動電流および
駆動電圧の位相を最適に制御することができ、これによ
って回転ジッタが低減され騒音の小さなモータ回転駆動
が可能となる。

【００７３】図１５は、図１の実施例のモータ駆動制御
回路を別の視点から見た構成を示すブロック図である。
図１の回路と同一もしくは相当する部分には同一もしく
は類似の符号を付してある。図に示されているように、
本実施例においては、電流出力回路１１や出力電流＆位
相制御回路２１、通電相制御回路２５、ソフトスイッチ
制御回路２６など各種制御で必要な演算（積和演算、加
減乗除演算）を行なう主要部分を、演算ユニットＡＬＵ
として共通化している。これにより、システムの回路規
模を小さくすることができる。

【００７４】図１５において、ＲＥＧ２６はソフトスイ
ッチ制御回路２６で用いられるレジスタ、ＲＥＧ２１は
出力電流＆位相制御回路２１で用いられるレジスタ、Ｒ
ＥＧ１１は電流出力回路１１で用いられるレジスタ、Ｒ
ＥＧ２５は通電相制御回路２５で用いられるレジスタで
ある。これらのレジスタの値を、共通バスＢＵＳを介し
て演算ユニットＡＬＵに被演算データとして供給し、シ
ーケンサ３０から演算モードを指定する制御信号を演算
ユニットＡＬＵに供給することにより、所望の演算結果
が得られるように構成されている。

【００７５】次に、上記のように構成された実施例のモ
ータ駆動制御回路によるモータの起動から定常回転に至
るまでの手順を、図１６のフローチャートを用いて説明
する。モータの起動指令があると、先ずコイルの逆起電
圧を検出してモータの回転周波数を検出する（ステップ
Ｓ２０１）。これは、一時的な電源瞬断等があって電源
が回復した後にモータの起動指令がある場合を考慮した
ものであり、通常はモータが停止しているので、次のス
テップＳ２０２でモータの回転速度が例えば３％のよう
な値以下と判定されてステップＳ２１０へ移行してステ
ップＳ２１１の通電相決定処理が行なわれる。この通電
相決定処理は、図２に示されている処理であり、通常は
この処理によってモータの回転が開始される。

【００７６】その後、図２のステップＳ１６やＳ１７，
Ｓ２７，Ｓ２８のアラームがあったか否か判定される
（ステップＳ２１２）。アラームがあったときは、図２
のステップＳ２等におけるセンス時間や図３のステップ
Ｓ１０４等における通電時間などのパラメータの再設定
を行なう（ステップＳ２１３）。そして、ステップＳ２
１４で繰返し回数ｉを「＋１」してステップＳ２１０へ
戻り、繰返し回数ｉが予め設定された規定回数ｎを越え
たか判定し、規定回数を越えたときはステップＳ２０１
へ戻ってコイルの逆起電圧を検出してモータの回転周波
数の検出を行なう。ステップＳ２１１の通電相決定処理
を所定回数行なえばほとんどの場合、モータは回転を始
めるためである。ステップＳ２１２でアラームがなかっ
たときは、既にモータは回転を開始しているので、この
場合もステップＳ２０１へ戻ってコイルの逆起電圧を検
出してモータの回転周波数の検出を行なう。

【００７７】ステップＳ２０２でモータの回転数が３％
を越えていると判定されると、図４を用いて説明したＰ
ＬＬによるコイルの逆起電圧の位相に合わせてコイルに
流す電流の位相制御（相切替え）を行なってモータの回
転速度を加速させる処理を行なう（ステップＳ２０
３）。そして、次のステップＳ２０４でＰＬＬのロック
がはずれているか判定し、ロックが外れたときはステッ
プＳ２０１へ戻って上記動作を繰り返す。

【００７８】一方、ステップＳ２０４でＰＬＬのロック
がはずれていないと判定したときは、ステップＳ２０５
へ移行してモータの回転数が９０％を越えたか否か判定
し、９０％を越えるまではＰＬＬによる制御でモータの
加速を続ける。ＰＬＬ制御によるモータの加速は、発振
回路２４内のレジスタの値を発振周波数が順次高くなる
ように書き換えることで行なわれる。この書き換えは、
シーケンサ３０によって行なわれる。

【００７９】そして、かかる加速制御によってモータの
回転数が９０％を越えるようになったときはステップＳ
２０６へ進んで、図１２〜図１４を用いて説明したソフ
トスイッチ制御回路２６による位相制御処理を行なう。
そして、次のステップＳ２０７で、このソフトスイッチ
制御回路２６による位相制御が不能な状態になっていな
いか判定し、不能になっていないときはステップＳ２０
５へ戻って回転数をチェックし、ステップＳ２０６の制
御を続ける。これによって、通常モータは定常回転に至
る。なお、ステップＳ２０７で、ソフトスイッチ制御回
路２６による位相制御が不能な状態になったと判定した
場合にはステップＳ２０１へ戻って再起動を行なう。

【００８０】以上、本発明者によってなされた発明を実
施態様にもとづき具体的に説明したが、本発明は上記実
施態様に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しな
い範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例
えば、上記実施例のモータ駆動回路では、逆起電圧を検
出することでロータの静止位置を検出して通電開始相を
決定するセンサレス方式を採用したものを説明したが、
ホールセンサなどを用いてロータの静止位置を検出する
ように構成することも可能である。また、モータは３相
でなく多相のモータであっても良い。

【００８１】また、実施例においては、出力トランジス
タとしてＭＯＳトランジスタが用いられているものとし
て説明したが、出力トランジスタとしてバイポーラトラ
ンジスタを使用することも可能である。さらに、実施例
においては、全波駆動方式を説明したが、半波駆動方式
にも本発明を適用することができる。

【００８２】また、以上の説明では主として、本発明者
によってなされた発明をその背景となった利用分野であ
るハードディスク記憶装置のモータ駆動制御装置に適用
した場合について説明したが、それに限定されるもので
はなく、例えばＭＯ（光磁気ディスク）装置やＤＶＤ
（デジタル・ビデオ・ディスク）装置、ＣＤ（コンパクト
・ディスク）装置のディスクを回転させるモータ、レー
ザビームプリンタのポリゴンミラーを回転させるモータ
などのブラシレスモータを駆動するモータ駆動制御装置
に広く利用することができる。

【００８３】

【発明の効果】本願において開示される発明のうち、代
表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、
下記のとおりである。すなわち、本発明に従うと、直流
多相ブラシレスモータを回転駆動制御する制御系回路が
デジタル回路で構成されるため、回転制御のための高度
な演算処理を高速で精度良く行なえ、安定した信頼性の
高い回転制御を行なえるようになる。また、回路を構成
する素子のばらつきによって各部において生じるオフセ
ットを比較的容易にキャンセルすることができ、これに
よって精度の高い制御が可能となり、回転ジッタが小さ
く低騒音で回転させることができる直流多相ブラシレス
モータの駆動制御装置を実現することができる。さら
に、本発明に従うと、モータが定常回転に至るまでの時
間を短縮させることができるようになる。その結果、デ
ィスク型記憶装置のスピンドルモータなどの駆動制御装
置に適用した場合には、高密度の記憶が可能になるとと
もに、リード・ライト動作を高速化させることができる
という効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明を適用した３相ブラシレスモータの駆動
制御回路の一実施例を示すブロック図である。

【図２】実施例のモータ駆動制御回路によるロータの磁
極位置検出および通電相の決定手順を機能的に表わした
フローチャートである。

【図３】図２のフローチャートのステップＳ２〜Ｓ５，
Ｓ７〜Ｓ１０，Ｓ１２〜Ｓ１５の処理を、回路の動作手
順として表わしたフローチャートである。

【図４】実施例のモータ駆動制御回路におけるＰＬＬに
よる位相制御の回路部分を示したブロック図である。

【図５】実施例のモータ駆動制御回路のＰＬＬ回路にお
けるループフィルタのゲインの周波数スケーリングを説
明するグラフである。

【図６】実施例のモータ駆動制御回路のＰＬＬ回路のロ
ック時の各信号のタイミングを示すタイミングチャート
である。

【図７】実施例のモータ駆動制御回路のＰＬＬ回路の位
相遅れ時の各信号のタイミングを示すタイミングチャー
トである。

【図８】実施例のモータ駆動制御回路のＰＬＬ回路の位
相進み時の各信号のタイミングを示すタイミングチャー
トである。

【図９】実施例のモータ駆動制御回路におけるコイルに
流す駆動電流を制御する回路部分を示したブロック図で
ある。

【図１０】実施例のモータ駆動制御回路におけるＰＷＭ
制御クロックとＰＷＭ駆動のオン期間とコイルに流れる
電流を検出するタイミングとの関係を示したタイミング
チャートである。

【図１１】実施例のモータ駆動制御回路における誤差修
正回路の構成を示したブロック図である。

【図１２】本発明を適用して有効な３相ブラシレスモー
タにおける駆動回路とモータの等価回路図である。

【図１３】印加電圧Ｖinputとコイル電圧Ｖcoilと逆起
電圧Ｂ−ＥＭＦをベクトル表示した説明図である。

【図１４】図１の等価回路における各コイルＬm(U)，Ｌ
m(V)，Ｌm(W)に発生する逆起電圧Ｂ−ＥＭＦと、コイル
の両端に印加されるコイル電圧Ｖcoilと、コイル駆動電
圧源Ｖinput(U)，Ｖinput(V)，Ｖinput(W)による印加電
圧Vinputの波形との位相関係を示す波形図である。

【図１５】図１の実施例のモータ駆動制御回路を別の視
点から見た構成を示すブロック図である。

【図１６】実施例のモータ駆動制御回路によるモータの
起動から定常回転に至るまでの手順を示すフローチャー
トである。

【符号の説明】

Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ コイル １１ 電流出力回路 １２ 出力電流値のサンプルホールド回路 １３ 出力電流検出用差動アンプ １４ ＡＤ変換回路 １６ 逆起電圧検出回路 １７ セレクタ ２１ 出力電流制御回路 ２２ 位相比較回路 ２３ ループフィルタ ２４ デジタルコード制御発振回路 ２５ 通電相制御回路 ２６ ソフトスイッチ制御回路 ２７ 誤差電流検出回路 ２８ フィルタ ２９ シリアルポート ３０ シーケンサ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 鴻上 康彦 東京都小平市上水本町５丁目22番１号 株 式会社日立超エル・エス・アイ・システム ズ内 (72)発明者 河内 邦浩 東京都小平市上水本町５丁目22番１号 株 式会社日立超エル・エス・アイ・システム ズ内 (72)発明者 角田 寿之 東京都小平市上水本町５丁目22番１号 株 式会社日立超エル・エス・アイ・システム ズ内 (72)発明者 木村 礼一 群馬県高崎市西横手町１番地１ 日立東部 セミコンダクタ株式会社内 (72)発明者 板垣 吉弥 群馬県高崎市西横手町１番地１ 日立東部 セミコンダクタ株式会社内 Ｆターム(参考） 5H560 AA04 BB04 BB07 DA13 EB01 RR03 TT02 TT06 TT07 TT08 TT11 TT15 TT20 UA02 XA03 XA06 XA12 XB04

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数のコイルを備えたブラシレスモータ
   の各相のコイルに流す電流を切り替えることでモータを
   回転駆動するブラシレスモータの駆動制御装置であっ
   て、 上記モータの各相のコイルに流す電流を生成する電流出
   力回路と、 上記モータの各相のコイルの端子間電圧を検出するコイ
   ル電圧検出回路と、 上記モータのコイルに流れる電流を検出するコイル電流
   検出回路と、 上記コイル電圧検出回路により検出されたコイル電圧と
   上記コイル電流検出回路により検出されたコイル電流を
   デジタル信号に変換するアナログ−デジタル変換回路
   と、 上記アナログ−デジタル変換回路により変換された信号
   に基づいて上記電流出力回路を制御する制御系回路と、
   を備え、上記制御系回路がデジタル回路で構成されてい
   ることを特徴とするブラシレスモータの駆動制御装置。
2. 【請求項２】 上記アナログ−デジタル変換回路は、上
   記コイル電圧検出回路により検出されたコイル電圧と上
   記コイル電流検出回路により検出されたコイル電流を時
   間サンプリングでデジタル信号に変換するように構成さ
   れていることを特徴とする請求項１記載のブラシレスモ
   ータの駆動制御装置。
3. 【請求項３】 上記制御系回路は、制御を開始する前に
   コイルに流れる電流を検出する電流検出回路の出力を上
   記アナログ−デジタル変換回路で変換した値を保持する
   レジスタを備え、制御を開始した後に該レジスタに保持
   されている値を用いてオフセットをキャンセルするよう
   に構成されていることを特徴とする請求項１または２に
   記載のブラシレスモータの駆動制御装置。
4. 【請求項４】 上記制御系回路は、上記コイル電流検出
   回路により検出されたコイル電流と目標電流値との差を
   検出する誤差電流検出回路と、該誤差電流検出回路の出
   力に基づいて上記電流出力回路が出力するコイル電流を
   制御する出力電流制御回路とを含むことを特徴とする請
   求項１に記載のブラシレスモータの駆動制御装置。
5. 【請求項５】 上記制御系回路は、上記モータの各相の
   コイルへロータが反応しない短いパルス電流を順方向と
   逆方向に順次流し、非通電相に誘起された電圧に基づい
   て通電を開始する通電相制御回路を含むことを特徴とす
   る請求項１または２に記載のブラシレスモータの駆動制
   御装置。
6. 【請求項６】 上記制御系回路は、上記通電相制御回路
   は通電を開始する相を決定するための動作をする前に上
   記コイル電圧検出回路の出力を上記アナログ−デジタル
   変換回路で変換した値を保持する第２レジスタを備え、
   動作を開始した後に該第２レジスタに保持されている値
   を用いてオフセットをキャンセルするように構成されて
   いることを特徴とする請求項４に記載のブラシレスモー
   タの駆動制御装置。
7. 【請求項７】 上記制御系回路は、上記コイル電圧検出
   回路により検出されたモータ回転中のコイルの逆起電圧
   のゼロクロス点と上記電流出力回路が出力する電流のゼ
   ロ点の位相差を検出する位相差検出回路と、 該位相差検出回路により検出された位相差を累積するフ
   ィルタ回路と、 該フィルタ回路の出力に応じて周波数が制御される発振
   回路とを含み、 該発振回路の発振信号が各相のコイルに流す電流を切り
   替えるタイミングを与える信号として上記出力電流制御
   回路に供給され、該出力電流制御回路から上記位相差検
   出回路に対して出力電流のゼロ点のタイミングを示す信
   号がフィードバックされることにより位相ロックループ
   を構成していることを特徴とする請求項５に記載のブラ
   シレスモータの駆動制御装置。
8. 【請求項８】 上記制御系回路は、上記コイル電圧検出
   回路により検出されたモータ回転中のコイルの逆起電圧
   に基づいて、コイル駆動電圧の位相を逆起電圧の位相に
   対して所定の位相量だけ早くなるように制御する位相制
   御回路を備えていることを特徴とする請求項７に記載の
   ブラシレスモータの駆動制御装置。
9. 【請求項９】 上記制御系回路は、上記通電相制御回路
   により決定された相のコイルに電流を流して初期回転を
   開始し、その後上記位相ロックループによる加速回転制
   御を行ない、しかる後上記位相制御回路による定常回転
   制御を行なうように構成されていることを特徴とする請
   求項８に記載のブラシレスモータの駆動制御装置。
10. 【請求項１０】 上記出力電流制御回路は、上記誤差電
    流検出回路の出力に基づいて上記電流出力回路がＰＷＭ
    方式でコイル電流を出力するように制御する信号を生成
    することを特徴とする請求項４に記載のブラシレスモー
    タの駆動制御装置。