JP6426420B2 - 半導体装置及び電動機器 - Google Patents

Description

本発明はブラシレスＤＣモータの駆動制御に用いられる半導体装置、更には当該半導体装置を適用した電動機器に関し、例えば電気ドリルなどの電動工具のモータ制御用マイクロコンピュータに適用して有効な技術に関する。

ブラシレスＤＣモータは複数極の永久磁石を持つロータと複数のコイル相例えばＵ，Ｖ，Ｗの３相のコイルを持つステータを備え、ステータに対するロータの位置に応じた相のコイルに通電されることによってロータが回転される。その比較的簡便な駆動制御方法として矩形波駆動方式がある。例えばロータの１２０度回転毎に通電するコイル相を順次切り替える駆動方式であり、ロータの永久磁石がステータのコイルによる交差磁界を受けて一定方向に所定の速度で回転するように回転磁界の発生を制御する。この駆動制御方式では通電するコイル相を順次切り替えるために、ステータに対するロータの回転位置を逐次検出することが必要である。

特許文献１にはモータの逆起電力を基に回転位置を確実に検出する技術について記載がある。これによれば、第１のオン区間設定タイマの設定時間経過時点と、第２のオン区間設定タイマの設定時間経過以降の２段階で逆起電力を検出するための電流比較手段によりモータ電流を設定電流値と比較する。この第１のオン区間設定タイマの設定時間経過時点での比較結果に基づき、直ちにオフ区間へ切り替えて最小オン区間を短くし逆起電力の検出も行わない場合と、比較後もオン区間を継続して逆起電力検出許可タイマの設定時間経過後から第２のオン区間設定タイマの設定時間経過までの区間に確実に逆起電力を検出する場合とに分けることができ、これにより、逆起電力非検出期間で既に電流値が比較参照値に達しているような場合に逆起電力の検出が不可能になる事態の発生を防止することができ、回転位置の検出が行えない危険性の回避に資する。

特開２００３−３１９６８６号公報

本発明者はロータを始動するときの回転位置の検出について検討した。上述のように従来はロータの回転位置はロータを回転させて検出する。通電相のコールに対して非通電相のコイルがロータの永久磁石から受ける逆起電力の影響を検出する。したがって、ロータが停止している始動時には誘導起電力を利用してロータの回転位置を推定することができない。したがって、始動時にはロータの位置に拘わらず強制的にコイルへの通電パターンを変化させることで回転磁界を発生させていた。

しかしながらロータの位置に拘わらず強制的にコイルへの通電パターンを変化させた場合には、ロータが逆回転する場合も有り、逆転の有無を検出してコイルへの通電パターンを変化させなければならず、始動が遅れ、更には逆転によってドリルの切削刃が劣化する虞のあることが本発明者によって明らかにされた。

前記並びにその他の目的と新規な特徴は本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される実施の形態のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば下記の通りである。

すなわち、ブラシレスＤＣモータのステータに設けられている複数のコイル相のコイルに順次一つづつ給電したとき、停止しているロータの磁束による影響を受けて当該通電コイル相に接続する別の複数のコイル相のコイルに夫々流れる電流に応ずる信号の違いを検出する。検出結果とそれを得るコイル相との関係に基づいて、ステータに対するロータの停止位置を判別する。

本願において開示される実施の形態のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記の通りである。

すなわち、ロータの回転を停止させたままその停止位置を検出することができる。

図１はブラシレスＤＣモータとその駆動制御に用いる半導体装置の一例であるマイクロコントローラのブロック図である。 図２はインバータとコイルの接続形態を例示する回路図である。 図３はステータとロータの関係を例示する説明図である。 図４はロータを停止させてＵ相に給電したステータとロータの関係を例示する説明図である。 図５は図４においてＵ相に給電したとき逆起電力の影響を受けるＶ相及びＷ相の信号波形を示す説明図である。 図６はロータを停止させてＶ相に給電したステータとロータの関係を例示する説明図である。 図７は図６においてＶ相に給電したとき逆起電力の影響を受けるＵ相及びＷ相の信号波形を示す説明図である。 図８はロータを停止させてＷ相に給電したステータとロータの関係を例示する説明図である。 図９は図８においてＷ相に給電したとき逆起電力の影響を受けるＵ相及びＶ相の信号波形を示す説明図である。 図１０は給電コイル相を順次切り替えて取得した非給電コイル相の信号を用いてロータの停止位置を推定する方法の説明図である。 図１１はコイルへの給電タイミングとセレクタによる入力の選択タイミングの一例を示すタイミング図である。 図１２はロータの停止位置検出動作の制御タイミングを例示するタイミング図である。 図１３は図１４と共にロータの停止位置検出動作の制御フローの一部を例示するフローチャートである。 図１４は図１３と共にロータの上記停止位置検出動作の制御フローを例示するフローチャートである。 図１５は高速回転モードにおけるゼロクロスの意義を例示する説明図である。 図１６は高速回転モードにおいて回転磁界を形成するための動作タイミングを例示するタイミング図である。 図１７はゼロクロス間における制御の詳細なタイミングを例示するタイミング図である。 図１８は図１９と共にロータの高速回転モードの制御フローを例示するフローチャートである。 図１９は図１８と共にロータの高速回転モードの制御フローを例示するフローチャートである。 図２０は低速回転モードにおいて回転磁界を形成するための概略的な動作タイミングを例示するタイミング図である。 図２１は図２２と共にロータの低速回転モードの制御フローを例示するフローチャートである。 図２２は図２１と共にロータの低速回転モードの制御フローを例示するフローチャートである。 図２３はマイクロコントローラを用いた電動機器の一例である電動ドリルを示す概略構成図である。

１．実施の形態の概要
先ず、本願において開示される代表的な実施の形態について概要を説明する。代表的な実施の形態についての概要説明で括弧を付して参照する図面中の参照符号はそれが付された構成要素の概念に含まれるものを例示するに過ぎない。

〔１〕＜ステータに対するロータの停止位置を判別＞
半導体装置（１）は、複数極の永久磁石を持つロータ（２１）及び複数のコイル相のコイル（２Ｕ，２Ｖ，２Ｗ）を持つステータ（２０）を備えたブラシレスＤＣモータの前記複数のコイル相に選択的に電流を供給して前記ロータを回転駆動するための制御を行なう。この半導体装置は、順次一つのコイル相のコイルに給電したとき、停止しているロータの磁束の影響を受けて当該給電コイル相に接続する別の複数のコイル相のコイルに夫々流れる電流に応ずる信号の違いを検出することにより、上記検出結果とそれを得るコイル相との関係に基づいて、ステータに対するロータの停止位置を判別する。その判別結果に従ってロータを所定方向に回転開始するためのコイルの通電相を決める。

これによれば、給電した一つのコイル相のコイルからこれに接続する別の複数のコイル相のコイルに夫々流れる電流がロータの永久磁石の影響を受けて変化するが、その変化は当該夫々のコイルに対する永久磁石の磁極の相対位置によって異なる。上記半導体装置はその相違を把握することによって、ロータの回転を停止させたままその停止位置を検出することができる。したがって、始動時にロータの逆回転を防止することができ、始動の遅れも回避することができる。

〔２〕＜高速回転制御＞
項１において、接続する複数のコイル相の内の一のコイル相のコイルから他のコイル相のコイルに通電したとき非通電相のコイルに前記ロータの磁束の影響を受けて流れる電流に応ずる信号（Ｕ−ｉｎ，Ｖ−ｉｎ，Ｗ−ｉｎ）が参照信号（１１７、１１８又は６の出力）に達するタイミングに基づいて、前記通電するコイル相の切り替えを行って、ロータの高速回転駆動を制御する。

これによれば、高速回転制御では非通電相のコイルに流れる電流に応ずる信号と参照信号とを比較するから、項１のロータの始動制御で一対の信号の相違を検出する回路を、ロータの高速回転制御における一対の信号の比較に流用することが可能になる。

〔３〕＜低速回転制御＞
項２において、接続する複数のコイル相の内の一のコイル相のコイルから他のコイル相のコイルに通電したとき当該通電相のコイルに流れる電流に応ずる信号と非通電相のコイルに前記ロータの磁束の影響を受けて流れる電流に応ずる信号との和の平均値と、前記非通電相のコイルに流れる電流に応ずる信号との大小関係が反転するタイミングに同期して、前記通電するコイル相の切り替えを行って、ロータの低速回転駆動を制御する。

これによれば、ロータの低速回路では非通電相のコイルに流れる電流は前記ロータの磁束による影響が小さいため、それを高速回転制御のように参照信号と比較してもその違いを検出することが難しいという事情を考慮した。上記和の平均値の変化速度に比べて、前記非通電相のコイルに流れる電流の変化速度のほうが大きくなるので、その変化がクロスするタイミングによって、非通電相のコイルに前記ロータの磁束の影響を受けて流れる電流の変化を推定することができるようになる。

〔４〕＜ステータに対するロータの停止位置を判別＞
項３において、選択回路（１１５，１１６）と、前記選択回路で選択された２個の信号を比較する比較回路（１１４）と、前記比較回路による一致検出タイミングに応ずる計数値を取得するタイマカウンタ（１１１）とを有する。ステータに対するロータの停止位置を判別する制御において、前記選択回路は前記接続する複数のコイル相のコイルに夫々流れる電流に応ずる信号を選択し、前記比較回路は前記選択回路で選択された信号の一致するタイミングを形成し、タイマカウンタは前記一つのコイル相のコイルに給電するタイミングに同期して計数動作を開始してから前記一致するタイミングまでの計数値を取得し、取得した計数値とこれを取得するときの複数のコイル相との関係に基づいてステータに対するロータの停止位置を判別する。

これによれば、比較回路の入力を選択する選択回路による選択を前記給電コイルに接続する別の複数のコイル相のコイルに夫々流れる電流に応ずる信号とすることによって、比較回路を始動時のロータ停止位置の検出に用いることができる。

〔５〕＜タイマカウンタのカウント値キャプチャ＞
項４において、前記タイマカウンタは前記一致するタイミングまでの計数値を前記一致に応答して保持するバッファレジスタ（１３０）を有する。

これによれば、計数値の保持動作を割り込み処理などのソフトウェア処理を介在させることなく高速に行なうことが可能になる。給電コイル相が変化されても、当該給電コイルに接続する別の複数のコイル相のコイルに夫々流れる電流に応ずる信号が一致するタイミングの差は微小であることが予想されるため、保持する計数値を確定するための処理に時間を要することになれば、計数値から得られるその差は更に小さくなってしまうからである。

〔６〕＜高速回転制御＞
項４において、前記ロータを高速回転駆動する制御として、前記選択回路は前記非通電相のコイルに前記ロータの磁束の影響を受けて流れる電流に応ずる信号と参照信号を選択し、前記比較回路は前記選択回路で選択された信号の一致するタイミングを形成し、前記比較回路で取得された一致するタイミングに同期して通電するコイル相の切り替えを制御する。

これによれば、比較回路の入力を選択する選択回路で前記非通電相のコイルに流れる電流に応ずる信号と参照信号とを選択することによって、比較回路をロータの高速回転制御にも用いることができる。

〔７〕＜低速回転制御＞
項４において、ＡＤ変換回路（１１９）を有し、ロータを低速回転駆動する制御として、接続する複数のコイル相の内の一のコイル相のコイルから他のコイル相のコイルに通電したとき当該通電相のコイルに流れる電流に応ずる信号と非通電相のコイルに前記ロータの磁束の影響を受けて流れる電流に応ずる信号との夫々を前記ＡＤ変換回路で変換し、変換したデジタル信号を用いて前記大小関係が反転するタイミングを得る。

これによれば、通電相のコイルに流れる電流に応ずる信号と非通電相のコイルに流れる電流に応ずる信号との夫々を前記ＡＤ変換回路でデジタル信号に変換するから、前記和の平均値を求める演算処理、更に、前記和の平均値と前記非通電相のコイルに流れる電流に応ずる信号との大小関係を判別する処理をＣＰＵ等のソフトウェアを用いた演算処理で簡単に行なうことができる。

〔８〕＜電動機器＞
電動機器は、複数極の永久磁石を持つロータ及び複数のコイル相のコイルを持つステータを備えたブラシレスＤＣモータ（２）と、前記ブラシレスＤＣモータの前記複数のコイル相に選択的に電流を供給して前記ロータを回転駆動するための制御を行なう半導体装置（１）と、前記ブラシレスＤＣモータを動力源として作動する作動機構（２１０，２１１）とを有する。前記半導体装置は、順次一つのコイル相のコイルに給電したとき、停止しているロータの磁束の影響を受けて当該給電コイル相に接続する別の複数のコイル相のコイルに夫々流れる電流に応ずる信号の違いを検出することにより、上記検出動作の結果とそれを得るコイル相との関係に基づいて、ステータに対するロータの停止位置を判別し、その判別結果に従ってロータを所定方向に回転開始するためのコイルの通電相を決める。

これによれば、ステータに対するロータの停止位置を判別することができるから、ロータの始動時にロータの逆回転を防止することができ、始動の遅れも回避することができる。したがって、ロータの逆転による作動機構への悪影響が防止されると共に、ロータの起動後即座に作動機構による作業を開始することが可能になり、電動機器による作業性の向上に資する。

〔９〕＜ステータに対するロータの停止位置を判別＞
複数極の永久磁石を持つロータ（２１）及び複数のコイル相のコイルを持つステータ（２０）を備えたブラシレスＤＣモータ（２）を駆動制御する半導体装置（１）は、前記ブラシレスＤＣモータの複数のコイル相のコイルに選択的に電流を供給するためのパルス制御信号を生成するパルス生成回路（１１０）と、前記夫々のコイルに流れる電流に応ずる検出信号と参照信号の中から任意の２個の信号を選択する選択回路（１１５，１１６）と、前記選択回路で選択された２個の信号を比較する比較回路（１１４）と、タイマカウンタ（１１１）と、制御回路（１００）と、を有する。前記制御回路は、前記ロータを停止させた状態で前記複数のコイル相の一つに給電するためのパルス制御信号を前記パルス生成回路に出力させ、前記検出信号の中から、前記給電されたコイルからこれに接続する別のコイル相の２個のコイルに夫々流れる電流に応ずる検出信号を前記選択回路に選択させ、選択された２個の検出信号が一致する状態を前記比較回路の出力に基づいて判別するまでの時間を前記タイマカウンタに計測させる動作を、前記給電するコイル相を順次切り替えて繰り返し制御することにより、前記タイマカウンタによる計測動作の結果とこれを取得するときの複数のコイル相との関係に基づいて、ステータに対するロータの停止位置を判別する。

これによれば、給電した一つのコイル相のコイルからこれに接続する別の複数のコイル相のコイルに夫々流れる電流がロータの永久磁石の影響を受けて変化するが、その変化は当該一対のコイルに対する永久磁石の磁極の相対位置によって異なる。前記半導体装置はその相違を把握することによって、ロータの回転を停止させたままその停止位置を検出することができる。したがって、始動時にロータの逆回転を防止することができ、始動の遅れも回避することができる。更に、比較回路の入力を選択する選択回路による選択を前記給電コイルに接続する別の複数のコイル相のコイルに夫々流れる電流に応ずる信号とすることによって、比較回路を始動時のロータ停止位置の検出に用いることができる。

〔１０〕＜タイマカウンタのカウント停止とカウント値キャプチャ＞
項９において、前記タイマカウンタは制御回路による前記給電するコイル相の切り替えに基づいて計数動作を開始し、前記比較回路の一致出力に応じてその計数値をバッファレジスタに格納する。

これによれば、計数値の保持動作を割り込み処理などのソフトウェア処理を介在させることなく高速に行なうことが可能になる。

〔１１〕＜割り込み制御＞
項１０において、前記制御回路は前記比較回路の一致出力に応答する割り込み処理によって、前記パルス制御信号の出力、前記セレクタの選択制御、前記タイマカウンタの初期化を制御し、前記タイマカウンタの初期化は前記バッファレジスタに計数値を格納する動作の後のタイミングとする。

これによれば、ステータに対するロータの停止位置を判別する全体的な処理手順はソフトウェアによる割り込み処理で比較的簡単に規定することが可能になる。

〔１２〕＜高速回転制御＞
項９において、前記制御回路は、高速回転モードにおいて、前記パルス生成回路に、前記複数のコイル相の内の一のコイル相のコイルから他方のコイル相のコイルに通電するためのパルス制御信号を出力させ、前記選択回路に、非通電相のコイルに前記ロータの磁束の影響を受けて流れる電流に応ずる信号と参照信号を選択させ、選択された前記非通電相のコイルに流れる電流に応ずる信号が前記参照信号を超えるタイミングを前記比較回路の出力に基づいて判別し、判別したタイミングに同期して、パルス生成回路により通電するコイルの切り替えを制御する。

これによれば、比較回路の入力を選択する選択回路で前記非通電相のコイルに流れる電流に応ずる信号と参照信号とを選択することによって、比較回路をロータの高速回転制御にも用いることができる。

〔１３〕＜低速回転制御＞
項１２において、前記ステータの夫々のコイルに流れる電流に応ずる信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換回路（１１９）を更に有する。前記制御回路は、低速回転モードにおいて、前記パルス生成回路に、前記複数のコイル相の内の一のコイル相のコイルから他のコイル相のコイルに通電するためのパルス制御信号を出力させ、前記ＡＤ変換回路に、前記通電されたコイルに夫々流れる電流に応ずる信号と非通電コイルに前記ロータの磁束の影響を受けて流れる電流に応ずる信号の夫々をデジタル信号に変換させ、変換された夫々の信号の和の平均値と前記非通電相のコイルに流れる電流に応ずる信号のデジタル信号との大小関係が反転するタイミングに同期して、パルス生成回路により通電するコイル相の切り替えを制御する。

これによれば、通電相のコイルに流れる電流に応ずる信号と非通電相のコイルに流れる電流に応ずる信号との夫々を前記ＡＤ変換回路でデジタル信号に変換するから、前記和の平均値を求める演算処理、更に、前記和の平均値と前記非通電相のコイルに流れる電流に応ずる信号との大小関係を判別する処理をＣＰＵ等のソフトウェアを用いた演算処理で簡単に行なうことができる。

〔１４〕＜電動機器＞
電動機器は、複数極の永久磁石を持つロータ（２１）及び複数相のコイルを持つステータ（２０）を備えたブラシレスＤＣモータ（２）と、前記ブラシレスＤＣモータの前記複数のコイル相に選択的に電流を供給して前記ロータを回転駆動するための制御を行なう半導体装置（１）と、前記ブラシレスＤＣモータを動力源として作動する作動機構（２１０，２１１）とを有する。前記半導体装置は、前記ブラシレスＤＣモータの複数相のコイルに選択的に電流を供給するためのパルス制御信号を生成するパルス生成回路（１１０）と、前記夫々のコイルに流れる電流に応ずる検出信号と参照信号の中から任意の２個の信号を選択する選択回路（１１５，１１６）と、前記選択回路で選択された２個の信号を比較する比較回路（１１４）と、タイマカウンタ（１１１）と、制御回路（１００）と、を有する。前記制御回路は、前記ロータを停止させた状態で前記複数のコイル相の一つに給電するためのパルス制御信号を前記パルス生成回路に出力させ、前記検出信号の中から、前記給電されたコイルからこれに接続する別の複数のコイル相の２個のコイルに夫々流れる電流に応ずる検出信号を前記選択回路に選択させ、選択された２個の検出信号が一致する状態を前記比較回路の出力に基づいて判別するまでの時間を前記タイマカウンタに計測させる動作を、前記給電するコイル相を順次切り替えて繰り返し制御することにより、前記タイマカウンタによる計測動作の結果とこれを取得するときのコイル相との関係に基づいて、ステータに対するロータの停止位置を判別する。

これによれば、ロータの回転を停止させたままその停止位置を検出することができるから、ロータの始動時にロータの逆回転を防止することができ、始動の遅れも回避することができる。したがって、ロータの逆転による作動機構への悪影響が防止されると共に、ロータの起動後即座に作動機構による作業を開始することが可能になり、電動機器による作業性の向上に資する。

〔１５〕＜ロータの停止位置と回転位置の判別に同じ比較回路とタイマを用いる＞
複数極の永久磁石を持つロータ（２１）及び複数のコイル相のコイル（２Ｕ，２Ｖ，２Ｗ）を持つステータ（２０）を備えたブラシレスＤＣモータ（２）の前記複数のコイル相に選択的に電流を供給して前記ロータを回転駆動するための制御を行なう半導体装置は、前記ロータの停止状態において、順次一つのコイル相のコイルに給電したとき、停止しているロータの磁束の影響を受けて当該給電コイル相に接続する別の複数のコイル相のコイルに夫々流れる電流に応ずる信号の違いを、比較回路（１１４）とその比較結果を入力するタイマ（１１１）とを用いて検出することにより、上記検出動作の結果とそれを得るコイル相との関係に基づいて、前記ステータに対する前記ロータの停止位置を判別する、そして、前記ロータの回転状態において、接続する複数のコイル相の内の一のコイル相のコイルから他のコイル相のコイルに通電したとき非通電相のコイルに前記ロータの磁束の影響を受けて流れる電流に応ずる信号が参照信号に達するタイミングを前記比較回路と前記タイマとを用いて検出することにより、前記ステータに対する前記ロータの回転位置を判別する。

これによれば、同じ比較回路とタイマを用いてステータに対するロータの停止位置と回転位置を判別することができる。

２．実施の形態の詳細
実施の形態について更に詳述する。

＜モータ制御用のマイクロコントローラ＞
図１にはブラシレスＤＣモータとその駆動制御に用いる半導体装置の一例であるマイクロコントローラ１が例示される。同図に示されるマイクロコントローラ１は、特に制限されないが、単結晶シリコンなどの１個の半導体基板に公知のＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor）集積回路製造技術などによって形成されている。

ブラシレスＤＣモータ２は複数のコイル相例えばＵ相，Ｖ相，Ｗ相の３相のコイル２Ｕ，２Ｖ，２Ｗを持つステータ２０を有し、これと同心で複数極の永久磁石、例えばＳ極とＮ極を併せて４極持つロータ２１が配置されている。ロータ２１の一例は図３に示される。コイル２Ｕ，２Ｖ，２Ｗは図示のように夫々の一端が共通接続され、夫々の他端には駆動回路としてのインバータ３の出力端子に接続される。インバータ３とコイル２Ｕ，２Ｖ，２Ｗの接続形態は図２に例示される。インバータ３は、特に制限されないが、駆動端子が対応するコイル２Ｕ，２Ｖ，２Ｗに接続されたプッシュプル出力回路を有する。夫々のプッシュプル出力回路はｎチャネル型の電流供給ＭＯＳトランジスタ３０Ｕ，３０Ｖ，３０Ｗとｎチャネル型の電流引き抜きＭＯＳトランジスタ３１Ｕ，３１Ｖ，３１Ｗとの直列回路によって構成される。ＭＯＳトランジスタ３０Ｕ，３０Ｖ，３０Ｗはマイクロコントローラ１から出力される駆動制御信号ＴＲＤＩＯＢ０，ＴＲＤＩＯＡ１，ＴＲＤＩＯＢ１をゲート電極に受けてスイッチ制御される。ＭＯＳトランジスタ３１Ｕ，３１Ｖ，３１Ｗはマイクロコントローラ１から出力される駆動制御信号ＴＲＤＩＯＤ０，ＴＲＤＩＯＣ１，ＴＲＤＩＯＤ１をゲート電極に受けてスイッチ制御される。

ここで予め、ロータ２１の回転駆動に必要なステータの回転磁界について簡単に説明する。コイル２Ｕ，２Ｖ，２Ｗは夫々電源ＶＣＣ側に接続される場合にはＳ極、グランドＧＮＤ側に接続される場合にはＮ極となる。ステータ２０に対するロータ２１の位置に従ってコイル２Ｕ，２Ｖ，２Ｗの内から通電する２本のコイルをロータの１２０度回転毎に順次規則的に切り替えることにより、ロータ２１を所定方向に回転させる回転磁界をステータ２０に形成することができる。例えばＵ相のコイル２ＵからＶ相のコイル２Ｖに通電する場合にはインバータ回路３のＭＯＳトランジスタ３０Ｕと３１Ｖをオン状態、その他をオフ状態にする。このとき、Ｗ相のコイル２Ｗは非通電とされる。

電流供給及び引き抜きの双方ともにオフ状態にされたＭＯＳトランジスタに接続するコイルにはロータの永久磁石からの影響を受けて逆起電力が誘起される。この誘起電力によってコイル２Ｕ，２Ｖ，２Ｗに流れる電流を検出可能にするために、インバータ回路３の夫々の出力端子側のコイル端には、高抵抗の抵抗分圧回路を設け、夫々に信号Ｕ−ｉｎ，Ｖ−ｉｎ，Ｗ−ｉｎを形成するようになっている。信号Ｕ−ｉｎは高抵抗４Ｕ，５Ｕの直列回路で生成された分圧電圧、信号Ｖ−ｉｎは高抵抗４Ｖ，５Ｖの直列回路で生成された分圧電圧、信号Ｗ−ｉｎは高抵抗４Ｗ，５Ｗの直列回路で生成された分圧電圧である。

マイクロコントローラ１は、上記回転磁界やロータ２１の位置を検出するための制御を行なう。マイクロコントローラ１は、特に制限されないが、外部メモリ又は内部メモリに格納されているプログラムに従って演算処理を行なう中央処理装置（ＣＰＵ）１００及びＣＰＵ１００のワークＲＡＭ１０１などのプログラム処理の中核部分を有する。マイクロコントローラ１は、その中核部分のプログラム処理に従ってモータ制御を行なうためのタイマ回路として、モータ制御用タイマ（ＴＲＤ）１１０、高分解能タイマ（ＴＲＸ）１１１、第１タイマ（ＴＭＲＦ）１１２、及び第２タイマ（ＴＭＲＳ）１１３を有する。更に上記タイマ回路を用いた計測動作のために、比較回路（ＣＭＰ）１１４、比較回路１１４の非反転入力端子（＋）の入力セレクタ（ＳＥＬ０）１１５、比較回路１１４の反転入力端子（−）の入力セレクタ（ＳＥＬ１）１１６、参照電位を形成するデジタルアナログ変換回路（ＤＡＣ）１１７、基準電圧発生回路１１８、アナログデジタル変換回路１１９が設けられている。それら回路とプログラム処理の中核部分とは内部バス１２０，１２１を介して必要なデータインタフェースが行われる。セレクタ１１５及びセレクタ１１６は選択回路の一例である。

モータ制御用タイマ１１０はモータ制御に特化した最大６４ＭＨｚカウントのタイマであり、そのＰＷＭ（Pulse Width Modulation）機能によって前記駆動制御信号ＴＲＤＩＯＢ０，ＴＲＤＩＯＡ１，ＴＲＤＩＯＢ１，ＴＲＤＩＯＤ０，ＴＲＤＩＯＣ１，ＴＲＤＩＯＤ１を生成する。高分解能タイマ１１１は６４ＭＨｚカウントのタイマであり、ＣＰＵ１００からの割り込処理に従ってカウント値が読み出されて、ロータの位置検出に利用される。第１タイマ１１２及び第２タイマ１１３はＣＰＵ１００への割り込み要求の発生などに用いる。

一方のセレクタ１１５は外部からの信号Ｕ−ｉｎ，Ｖ−ｉｎ，Ｗ−ｉｎ及び外部リファレンス生成回路６の出力の中から一つを選択して出力する。他方のセレクタ１１６は、外部からの信号Ｕ−ｉｎ，Ｖ−ｉｎ，Ｗ−ｉｎ、ＤＡＣ１１７の出力、基準電圧発生回路１１８の出力、及び外部リファレンス生成回路６の出力の中から一つを選択して出力する。セレクタ１１５，１１６の選択形態は、例えばモータの駆動制御モードに応じてＣＰＵ１００が設定する。

モータ制御用タイマ１１０はＣＰＵ１００の設定に従ってＰＷＭ動作を行ってステータ２０のコイルに対する給電及び電流引抜を制御するための駆動制御信号ＴＲＤＩＯＢ０，ＴＲＤＩＯＡ１，ＴＲＤＩＯＢ１，ＴＲＤＩＯＤ０，ＴＲＤＩＯＣ１，ＴＲＤＩＯＤ１を生成する。高分解能タイマ１１１に対する計数動作の開始はモータ制御用タイマ１１０からのカウントスタート信号ＣＮＴＳＴＲＴで指示される。

比較回路１１４の比較結果はカウントストップ信号ＣＮＴＳＴＰとして高分解能タイマ１１１及びモータ制御用タイマ１１０に与えられ、それらの計数値を取得したり計数動作を停止させる。特に制限されないが、比較回路１１４は半転入力端子（−）の入力が非反転入力端子（＋）の入力レベル以上になったときハイレベルパルス信号を出力し、このハイレベルパルス信号がカウントストップ信号ＣＮＴＳＴＰとされる。

モータ２の主な駆動制御モードとして、始動時のロータ停止位置検出モード、高速回転モード、及び低速回転モードなどについて説明する。

＜始動時のロータの停止位置検出＞
始動時のステータ２０に対するロータ２１の位置はロータ２１を停止させた状態で検出する。先ず検出原理について説明する。コイルに大きな電流を流せばコイルで形成される磁界によってロータを回転させる事ができるが、コイルに少しの電流を流した場合には、ロータの磁力による逆起電力の影響によってコイルに流れる電流が妨げられる。図３の例では、コイルに通電される電流の向きが矢印で示された方向に沿うほどロータ２１による逆起電力の影響が小さくされ、この方向がコイルに電流が流れ易い方向となる。

ロータ２１の停止状態で一つのコイル相のコイルに給電したとき、停止しているロータの磁束の影響を受けて当該コイル相に接続する別の複数のコイル相のコイルに夫々に流れる電流は相違する。例えば図３のＵ相のコイル２Ｕに給電したとき、Ｖ相のコイル２Ｖに誘起される逆起電力はＷ相のコイル２Ｗに誘起される逆起電力よりも大きくなり、結果として信号Ｖ−ｉｎとＷ−ｉｎの電圧に差異を生ずることになる。この差は、ロータ２１に対するステータ２０の停止位置と、検出する信号Ｕ−ｉｎ，Ｖ−ｉｎ，Ｗ−ｉｎのペアによって相違する。従ってそのような複数のコイル相のコイル２Ｕ，２Ｖ，２Ｗに夫々に流れる電流に応ずる信号の違いを検出する動作を、給電するコイル相を順次切り替えて行い、その検出動作の結果とそれを得るコイル相との関係に基づいて、ステータ２０に対するロータ２１の停止位置を判別することが可能になる。ロータ２１の停止位置が解れば、それに従ってロータ２１を所定方向に回転開始するための回転磁界をステータ２０のコイル２Ｕ，２Ｖ，２Ｗに形成してやればよい。図４乃至図９に基づいて、その検出動作の具体例を説明する。

最初に図４に例示されるようにＵ相のコイル２Ｕに給電し、Ｖ相のコイル２Ｖからの信号Ｖ−ｉｎとＷ相のコイル２Ｗからの信号Ｗ−ｉｎをセレクタ１１５，１１６で選択して比較回路１１４に入力する場合を考える。この場合、Ｖ相のコイル２ＶがＳ極に最も近いため逆起電力の影響を大きく受けて電流は流れ難くなる。したがって信号Ｖ−ｉｎと信号Ｗ−ｉｎの変化は図５のようになり、電圧が一致するのに時間Ｔ１を要する。ここでは比較回路１１４は反転入力端子（−）の入力が非反転入力端子（＋）の入力レベル以上になったときハイレベルパルス信号を出力するから、この場合にはセレクタ１１５には信号Ｗ−ｉｎを選択させ、セレクタ１１６には信号Ｖ−ｉｎを選択させる。逆の場合には信号Ｖ−ｉｎのレベルが信号Ｗ−ｉｎのレベルに達しても有意の比較結果パルス信号を得ることができないからである。

次に図６に例示されるようにＶ相のコイル２Ｖに給電し、Ｕ相のコイル２Ｕからの信号Ｕ−ｉｎと信号Ｗ相のコイル２Ｗからの信号Ｗ−ｉｎをセレクタ１１５，１１６で選択して比較回路１１４に入力する。この場合、Ｕ相のコイル２ＵがＮ極に最も近いため逆起電力の影響が小さく電流は流れ易くなる。したがって信号Ｕ−ｉｎと信号Ｗ−ｉｎの変化は図７のようになり、時間Ｔ１よりも短い時間Ｔ２で双方の信号電圧が一致する。比較回路１１４の出力に有意のハイレベルパルスが得られるようにするために、セレクタ１１５には信号Ｕ−ｉｎを選択させ、セレクタ１１６には信号Ｗ−ｉｎを選択させる。

最後に、図８に例示されるようにＷ相のコイル２Ｗに給電し、Ｕ相のコイル２Ｕからの信号Ｕ−ｉｎとＶ相のコイル２Ｖからの信号Ｖ−ｉｎをセレクタ１１５，１１６で選択して比較回路１１４に入力する。この場合、Ｖ相のコイル２ＶはＳ極に近いので電流は流れ難く、Ｕ相のコイル２ＵはＮ極に近いので電流は流れ易くなる。したがって信号Ｕ−ｉｎと信号Ｖ−ｉｎの変化は図９のようになり、時間Ｔ１、Ｔ２よりも長い時間Ｔ３で双方の信号電圧が一致する。比較回路１１４の出力に有意のハイレベルパルスが得られるようにするために、セレクタ１１５には信号Ｕ−ｉｎを選択させ、セレクタ１１６には信号Ｖ−ｉｎを選択させる。

上記測定時間Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３とそれぞれに対応する測定対象コイルとの関係に基づいてロータの停止位置を推定することができる。その際に測定時間Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３の大小関係だけでなく、時間差を考慮することにより、停止位置の推定精度が高くなる。例えば、図１０に例示されるようにステータ２０を３０度毎の１２象限に分けてロータ２１の停止位置を推定する場合には、上記測定時間Ｔ１，Ｔ２の時間差，Ｔ１とＴ３の時間差、及びＴ２とＴ３の時間に応じてロータ２１の基準位置がどの象限に入るかをデータテーブル化して予め規定しておけばよい。

図４乃至図９で説明したコイル２Ｕ，２Ｖ，２Ｗへの給電タイミングとセレクタ１１５，１１６による入力の選択タイミングの一例が図１１に示される。前述の如く比較回路１１４の出力はこれを受ける後段回路においてハイレベルからローレベルへの変化を有意とするが、比較回路１１４の非反転入力端子（＋）に入力される信号と反転入力端子（−）に入力される信号の内のどちらが先に立ち上がるかは最初から解り難いので、同一相のコイルに対する給電を夫々２回行い、各回毎に比較回路１１４の入力が非反転入力端子（＋）と反転入力端子（−）で入れ替わるようにセレクタ１１５，１１６による出力選択を切り替えるようにしている。

図１２にはロータ２１の上記停止位置検出動作の制御タイミングが例示される。ここではセレクタ１１５で信号Ｕ−ｉｎを選択し、セレクタ１１６でＶ−ｉｎを選択する場合（図８の場合に対応）を一例とする。ＣＰＵ１００の設定に基づくモータ制御タイマ１１０によるＰＷＭタイマ動作によって時刻ｔ０からＷ相のコイル２Ｗに給電し、その他のコイル２Ｕ，２Ｖへの給電と電流引抜を抑止する動作を開始する。これによって比較回路１１４の入力波形は図８で説明したように変化を開始する。時刻ｔ０に同期してカウントスタート信号ＣＮＴＳＴＲＴが活性化されることにより、分解能タイマ１１１がカウントクロックの１クロック遅延したタイミングで計数動作を開始する。比較回路１１４の入力端子（＋），（−）の双方の入力レベルは時刻ｔ０時点では共に最低レベルにあるため、この段階での比較回路１１４の出力を有意としないためである。要するに、高分解能タイマ１１１はカウント開始後に比較回路１１４からハイレベルパルス信号（ＣＮＴＳＴＰ）が出力されることによって初めて計数動作が停止される。この後、時刻ｔ１で比較回路１１４の双方に入力が一致されると、これに同期して時刻ｔ２にカウントストップ信号ＣＮＴＳＴＰがハイレベルパルス変化される。これに同期して高分解能タイマ１１１はそのときの計数値Ｎをバッファレジスタ（ＢＲＥＧ）１３０に格納し、また、モータ制御用タイマ１１０によるコイルへの給電動作が停止される。カウントストップ信号ＣＮＴＳＴＰはＣＰＵ１００への割り込み要求としても機能され、当該割り込み要求に応答してＣＰＵ１００はバッファレジスタ１３０の計数値ＮをワークＲＡＭ１０１に格納した後、高分解能タイマ１１１の計数動作を停止させて初期化し、更に次の動作のためにタイマ設定やセレクタ設定などの必要な設定を行って、上記同様の処理を繰り返し可能にする。

図１３及び図１４にはロータ２１の上記停止位置検出動作の制御フローが例示される。

先ず、ＣＰＵ１００の制御によって、モータ制御用タイマ１１０、高分解能タイマ１１１、比較回路１１４など、マイクロコントローラ１の初期設定を行い（Ｓ１）、次いでセレクタ１１５に信号Ｖ−ｉｎを、セレクタ１１６にＷ−ｉｎを選択させ（Ｓ２）、モータ制御用タイマ１１０にハイレベルの信号ＴＲＤＩＯＢ０を出力させると共に高分解能タイマ１１１に計数動作を開始させる（Ｓ３）。これによって信号Ｖ−ｉｎ，Ｗ−ｉｎには図５に示されるような信号変化を生じ、信号Ｖ−ｉｎが信号Ｗ−ｉｎのレベル以上になったところで、カウントストップ信号ＣＮＴＳＴＰがパルス変化される（Ｓ４）。これによって、高分解能タイマ１１１によるカウント値がバッファレジスタ１３０に転送され（Ｓ５）、ＣＰＵ１００の割り込み処理によってバッファレジスタ１３０の値がワークＲＡＭ１０１に退避され、且つ、高分解能タイマ１１１のカウント値が初期化される（Ｓ６）。次に、セレクタ１１６に信号Ｖ−ｉｎを、セレクタ１１５にＷ−ｉｎを選択させて、比較回路１１４に反転入力端子（−）の入力と非反転入力端子（＋）の入力とを切り替え（Ｓ７）、上記ステップＳ３乃至Ｓ７の処理を繰り返す。信号Ｖ−ｉｎと信号Ｗ−ｉｎのどちらのほうが信号変化が速いか不明であるので、比較回路１１４の入力を入れ替えて同じ処理絵を繰り返す。従って、何れか一方の計数値はゼロになる。

以下同様に、モータ制御用タイマ１１０にハイレベルの信号ＴＲＤＩＯＡ１を出力させて比較回路１１４に信号Ｕ−ｉｎ，Ｗ−ｉｎを入力してステップＳ２乃至Ｓ８の動作を行い、更に、モータ制御用タイマ１１０にハイレベルの信号ＴＲＤＩＯＢ１を出力させて比較回路１１４に信号Ｕ−ｉｎ，Ｖ−ｉｎを入力してステップＳ２乃至Ｓ８の動作を行なう（Ｓ９）。

ＣＰＵ１００は、以上の動作によってワークＲＡＭに格納された６個の計数値と対応する給電相との関係に基づいてロータ２１の停止位置を判別する（Ｓ１０）。ＣＰＵ１００は判別したロータ２１の停止位置に合わせてモータ制御用タイマ１１０から最初に出力する制御波形を決定して、ロータ２１を所定方向に回転開始する（Ｓ１１）。

上記始動時のロータの停止位置検出動作によれば、給電した一つのコイル相のコイルからこれに接続する別の複数のコイル相のコイルに夫々流れる電流がロータ２１の永久磁石による誘導起電力の影響を受けて変化するが、その変化は当該一対のコイルに対する永久磁石の磁極の相対位置によって異なる。マイクロコントローラ１はその相違を把握することによって、ロータ２１を停止させたまま始動時のロータ２１の停止位置を判別することができる。したがって、始動時にロータ２１の逆回転を防止することができ、始動の遅れも回避することができる。更に、比較回路１１４の入力を選択するセレクタ１１５，１１６による選択を前記給電コイルに接続する別の複数のコイル相のコイルに夫々流れる電流に応ずる信号とすることによって、比較回路１１４を始動時のロータ停止位置の検出に用いることができる。

また、高分解能タイマ１１１は信号ＣＮＴＳＴＰのパルス変化に直接応答して計数値をバッファレジスタ１３０に格納するから、その計数値の保持動作を割り込み処理などのソフトウェア処理を介在させることなく高速に行なうことが可能になる。給電コイル相が変化されても、当該給電コイルに接続する別の複数のコイル相のコイルに夫々流れる電流に応ずる信号が一致するタイミングの差は微小であることが予想されるため、保持する計数値を確定するための処理に時間を要することになれば、計数値から得られるその差は更に小さくなって、検出精度が低下する虞を生ずるからである。

尚、上記の手法は、給電した一つのコイル相のコイルからこれに接続する別のコイル相の２個のコイルに夫々流れる電流の分圧電圧信号を比較回路１１４の双方の入力端子に入力して比較する手法としたが、これに限定されるものではない。セレクタ１１６にＤＡＣ１１７などで生成した固定の参照電圧を入力し、セレクタ１１５に順次非給電コイルから得られる６種類の分圧電圧信号を選択させて、比較動作を行なうようにしてもよい。例えば図４に対応する動作を行なう場合、セレクタ１１６にＤＡＣ１１７などで生成した固定の参照電圧を入力し、セレクタ１１５に先ずＶ−ｉｎを選択させて比較動作を行ってその結果を格納し、次にセレクタ１１５にＷ−ｉｎを選択させて比較動作を行ってその結果を格納すればよい。これによっても同様の効果を得ることができる。

＜高速回転モード＞
ステータ２０のコイル２Ｕ，２Ｖ，２Ｗに回転磁界を形成してロータ２１を高速回転する場合、コイル２Ｕ，２Ｖ，２Ｗに対して所謂１２０度通電制御を行なうことを基本とする。即ち、ロータ２１を１回転する際に、コイル２Ｕ，２Ｖ，２Ｗに対する通電方向の切り替えを６０度毎に６回行なう。例えば通電方向を６０度毎に順次、Ｕ相からＶ相への通電、Ｕ相からＷ相への通電、Ｖ相からＷ相への通電、Ｖ相からＵ相への通電、Ｗ相からＵ相への通電、Ｗ相からＶ相への通電に順次切り替える。このとき、非通電コイルが一つあるので、その非通電コイルがロータ２１の永久磁石から受ける逆方向起電力による誘導電流の波形に基づいてロータ２１の回転位置を検出する。図１５に例示するように、ロータ２１のＮ極とＳ極の境にＷ相の非通電コイル（オープン）がある場合には誘導電流が発生しないので、Ｗ相の信号Ｗ−ｉｎは基準のゼロレベルに対してゼロクロスの状態になる。通電相のコイルの切り替えはゼロクロス位置から３０度回転したタイミングで行われる。その際のゼロクロスのタイミング判定には比較回路１１４を用いる。特に制限されないが、この動作モードにおいて比較回路１１は非反転入力端子（＋）の入力電圧が反転入力端子（−）の入力電圧を横切ったときハイレベルパルスを出力するように機能設定される。この場合、ゼロレベルの参照電圧をセレクタ１１６で選択して比較回路１１４の反転入力端子（−）に供給し、非通電コイルの信号としてセレクタ１１５で順次選択した信号Ｕ−ｉｎ，Ｖ−ｉｎ，Ｗ−ｉｎを比較回路１１４の非反転入力端子（＋）に供給する。

図１６には高速回転モードにおいて回転磁界を形成するための動作タイミングが例示される。図１７にはゼロクロス間における制御の詳細なタイミングが例示される。ここでは１００ＫＲＰＭ（Kilo Rotation Pre Minute）でロータ２１を回転させるものとする。時刻ｔ１、ｔ３、ｔ５はロータの回転角度６０度毎に行われる一部の通電コイル相の切り替えタイミングに対応され、時刻ｔ０、ｔ２、ｔ４は一部のゼロクロスタイミングに対応される。１００ＫＲＰＭで回転駆動する場合にロータの回転角度３０度は５０μｓ（マイクロ秒）に対応する。当該動作モードにおいて、高分解能タイマ１１１はゼロクロス位置の間隔を計測するためにフリーランニングカウンタとして機能され、比較回路１１４の出力によってゼロクロスが検出されたときのそのフリーランニングカウント値が逐次ワークＲＡＭ１０１保持される。タイマＴＭＲＦ１１２は所定時間カウント動作を行なう毎にＣＰＵ１００に割り込み要求を発生し、それまでに蓄積したフリーランニングカウント値を平均してゼロクロス間の時間を取得する。取得した時間が目標時間である１００μｓからずれている場合にはモータ制御用タイマ１１０のクロックデューティを補正してロータ２１の回転速度を調整する。タイマ１１３は比較回路１１４の出力によってゼロクロスが検出されたとき、これに同期して計数動作を開始して５０μｓ（回転角度３０度相当）分の計数動作を完了するタイミングでＣＰＵ１００に割り込み要求を発行し、これによってモータ制御用タイマ１１０に通電コイル相を切り替えさせる。更に比較回路１１４によるゼロクロスの検出によって出力される割り込み要求にＣＰＵが応答することにより、セレクタ１１５による入力信号の切り替えが行われる。尚、モータ制御用タイマ１１０による通電コイル相の切り替えが行われるとき、逆起電力ノイズが発生する場合があり、これがゼロクロス発生として誤って検出されても、ＣＰＵ１００は通電コイル相の切り替え直後の検出結果を無視するようになっている。

図１８及び図１９にはロータ２１の高速回転モードの制御フローが例示される。

先ず、ＣＰＵ１００の制御によって、モータ制御用タイマ１１０、高分解能タイマ１１１、比較回路１１４など、マイクロコントローラ１の初期設定を行なう（Ｓ１１Ｓ）。高分解能タイマ１１１はフリーランニングカウント動作される。次いで、セレクタ１１６にゼロクロスを判定するための基準レベルを選択させ（Ｓ１２）、セレクタ１１５に信号Ｕ−ｉｎを選択させ（Ｓ１３）、タイマＴＭＲＦ１１２にカウント動作を開始させ（Ｓ１４）、モータ制御用タイマ１１０にハイレベルの信号ＴＲＤＩＯＢ１を、ＴＤＲＩＯＣ１を出力させてＷ相のコイル２ＷからＶ相のコイル２Ｖに電流を流す（Ｓ１５）。これにより比較回路１１４がゼロクロスを検出すると、これに応ずるＣＭＰ割り込みを発生する（Ｓ１６）。この割り込み要求に応答してＣＰＵ１００は高分解能タイマ１１１のフリーランニングカウント値をワークＲＡＭ１０１に格納する（Ｓ１７）と共に、セレクタ１１５の入力をＷ相の信号Ｗ−ｉｎに切り替え、且つ、タイマ１１３のカウント動作を開始する（Ｓ１８）。

タイマ１１３が５０μｓ分のカウント動作を終了して割り込み要求を出力すると、ＣＰＵ１００がこれに応答して、Ｕ相のコイル２ＵからＶ相のコイル２Ｖに電流を流すように通電コイル相の切り替えを行なう（Ｓ１９）。これにより比較回路１１４がゼロクロスを検出すると、これに応ずるＣＭＰ割り込みを発生する（Ｓ２０）。この割り込み要求に応答してＣＰＵ１００は高分解能タイマ１１１のフリーランニングカウント値をワークＲＡＭ１０１に格納する（Ｓ２１）と共に、セレクタ１１５の入力をＶ相の信号Ｖ−ｉｎに切り替え、且つ、タイマ１１３のカウント動作を開始する（Ｓ２２）。これにより比較回路１１４がゼロクロスを検出すると、これに応ずるＣＭＰ割り込みを発生する（Ｓ２４）。この割り込み要求に応答してＣＰＵ１００は高分解能タイマ１１１のフリーランニングカウント値をワークＲＡＭ１０１に格納する（Ｓ２５）。この後、タイマ１１２のカウウントアップによる割り込みが発生すると、ＣＰＵ１００はワークＲＡＭ１０１に格納された高分解能タイマ１１１による計数値を用いてその平均を求めて、ロータ２１の回転速度を計算する。計算した回転速度が目標速度からずれている場合にはモータ制御用タイマ１１０が出力するモータ駆動制御信号パルスのデューティ制御を行ってロータ２１の回転速度を目標速度に制御する（Ｓ２６）。

更に、以上のステップＳ１５乃至Ｓ２６を繰り返す。このとき、ステップＳ１５における通電はＶ相からＷ相への通電と読み替え、ステップＳ１９における通電はＶ相からＵ相への通電と読み替え、ステップＳ２３における通電はＷ相からＵ相への通電と読み替える。

以上によってロータ２１に対する１回転分の駆動制御が行われる。ステップＳ２８で回転停止の指示を検出するまで上記処理を繰り返して、モータの高速回転駆動が制御される。モータ２の停止については、特に制限されないが、ゼロクロス地点間の時間が所定時間以上になったら停止と判別する。

上記高速回転モードによる駆動制御によれば、比較回路１１４の反転入力端子（−）及び非反転入力端子（＋）の入力を信号Ｕ−ｉｎ，Ｖ−ｉｎ，Ｗ−ｉｎ及び参照信号の中から任意に選べるセレクタ１１５，１１６を採用しているので、前記ロータ２１の回転停止位置の検出とロータ２１の高速回転制御の双方に同じ比較回路１１４を用いることができる。要するに、一つの比較回路１１４を用いてロータの回転停止時と、１２０度通電制御によるロータの高速回転時の両方でステータ２０の永久磁石に対するロータ２１の位置検出を行なうことができる。位置検出の測定に高精度なタイマ（高分解能タイマ）１１１をハードウェア的に接続している用いることにより、換言すれば、カウントストップ信号ＣＮＴＳＴＰの活性化により高分解能タイマ１１１による計数値をバッファレジスタ１３０に保持して利用可能にするから、高精度な位置検出を行なうことができ、モータ２の回転をきめ細かく制御することが可能になる。

＜低速回転モード＞
上記高速回転モードにおける高速回転とは、ロータ２１の永久磁石からの磁界による逆起電力の影響でステータ２０の非通電コイルの信号に漸次変化を生じさせることができる回転速度を意味する。したがってそのような逆起電力の影響を比較回路１１４で検出できないような場合、即ち、ロータ２１が高速回転するまでの過渡段階、或いは積極的にロータ２１を低速回転させる場合には、１２０度通電制御によるロータの位置検出には比較回路１１４の代わりにＡＤＣ１１９を用いた処理（低速回路モード）を採用する。原理的には、低速回転モードでは、複数のコイル相の内の一のコイル相のコイルから他のコイル相のコイルに通電したとき当該通電相のコイルに流れる電流に応ずる信号と非通電相のコイルに前記ロータの磁束の影響を受けて流れる電流に応ずる信号との和の平均値に対して、前記非通電相のコイルに流れる電流に応ずる信号の値が横切るタイミングをゼロクロス地点と判定押し、このタイミングに同期して、前記通電するコイル相の切り替えを行って、ロータの低速回転駆動を制御するものである。

図２０には低速回転モードにおいて回転磁界を形成するための概略的な動作タイミングが例示される。図２０において、代表的に示された時刻ｔ１、ｔ３はモータ制御用タイマ１１０による通電コイルの切り替えタイミングである。代表的に示された時刻ｔ２、ｔ４は推定されたゼロクロス地点を示す。例えば時刻１でＶ相からＵ相に通電して得られる信号Ｕ−ｉｎ，Ｖ−ｉｎ，Ｗ−ｉｎをＡＤＣ１１９で順次ＡＤ変換してその変換結果が得られる。３相分のＡＤ変換結に対しては、ＣＰＵ１００が逐次その平均値に対してそのときの非通電相の信号Ｗ−ｉｎのＡＤ変換値が横切ったかを判別する。横切った地点をゼロクロス地点と推定し、時刻ｔ２がゼロクロス地点と推定された時刻である。この時刻ｔ２に同期してタイマ（ＴＭＲＳ）１１３による計数動作を開始し、その計数値がロータ２１の３０度分の回転角に相当するとき（時刻ｔ３）、これに応答してモータ制御用タイマ１１０による通電コイル相の切り替えが行われる
図２１及び図２２にはロータ２１の低速回転モードの制御フローが例示される。

先ず、ＣＰＵ１００の制御によって、モータ制御用タイマ１１０、高分解能タイマ１１１、比較回路１１４など、マイクロコントローラ１の初期設定を行なう（Ｓ３１）。高分解能タイマ１１１はフリーランニングカウント動作される。次いで、ＡＤＣ１１９の入力をＵ−ｉｎ，Ｖ−ｉｎ，Ｗ−ｉｎに設定し（Ｓ３２）、タイマ（ＴＲＭＦ）１１２にカウント動作を開始させ（Ｓ３３）、モータ制御用タイマ１１０を用いてＶ相のコイル２ＶからＷ相のコイル２Ｗに電流を流す（Ｓ３４）。ＡＤＣ１１９は、通電相のコイル２Ｖ，２Ｗから得られる信号Ｖ−ｉｎ，Ｗ−ｉｎと非通電相のコイル２Ｕから得られる信号Ｕ−ｉｎを順次ＡＤ変換し、ＣＰＵ１００がその変換結果を用いてゼロクロス地点の通過検出を行なう（Ｓ３５）。即ち、（１）信号Ｖ−ｉｎ，Ｗ−ｉｎ，Ｕ−ｉｎのＡＤ変換値の和、（２）信号Ｖ−ｉｎのＡＤ変換値の３倍、（３）信号Ｕ−ｉｎのＡＤ変換値の３倍、（４）信号Ｗ−ｉｎのＡＤ変換値の３倍、の夫々の値を計算し、（２）、（３）、（４）の何れかの値が（１）の値を横切ったか否かを判別する。これは、３相分のＡＤ変換値の平均値に対してそのときの非通電相の信号のＡＤ変換値が横切ったか否かの判別と等価である。非通電相の信号は誘導逆起電力の影響を受けてロータ２１の位置に応じて刻々と変化するから、上記判別は逐次行なわなければならない。

横切ったことを検出すると、タイマ（ＴＲＭＳ）１１３のカウントを開始し（Ｓ３６）、ロータ２１の３０度分の回転に応ずる計数値に達したところでＣＰＵ１００に割り込みを要求して高分解能タイマ１１１のカウント値をワークＲＡＭ１０１に格納する（Ｓ３７）と共に、ＣＰＵ１００はＶ相からＵ相に通電する（Ｓ３８）。この後、当該通電相との関係においてＳ３５と同様の手法で非通電相Ｗの信号Ｗ−ｎｉに対するゼロクロス地点を判別する（Ｓ３９）。尚、ロータ２１の３０度分の回転に応ずる計数値は、ロータの回転速度から一義的に決まる値であり、例えばステップＳ４６で計算されるロータ２１の回転速度を利用すればよい。

ステップＳ３９でゼロクロス地点の通過を検出すると、タイマ（ＴＲＭＳ）１１３のカウントを開始し（Ｓ４０）、ロータ２１の３０度分の回転に応ずる計数値に達したところでＣＰＵ１００に割り込みを要求し高分解能タイマ１１１のカウント値をワークＲＡＭ１０１に格納する（Ｓ４１）と共に、ＣＰＵ１００はＷ相からＵ相に通電する（Ｓ４２）。この後、当該通電相との関係においてＳ３５と同様の手法で非通電相Ｖの信号Ｖ−ｎｉに対するゼロクロス地点を判別する（Ｓ４３）。

ステップＳ４３でゼロクロス地点の通過を検出すると、タイマ（ＴＲＭＳ）１１３のカウントを開始し（Ｓ４４）、ロータ２１の３０度分の回転に応ずる計数値に達したところでＣＰＵ１００に割り込みを要求して高分解能タイマ１１１のカウント値をワークＲＡＭ１０１に格納する（Ｓ４５）。更に、ステップＳ３４乃至ステップＳ４５の処理を繰り返す。このとき、ステップＳ３４における通電はＷ相からＶ相への通電と読み替え、ステップＳ３８における通電はＵ相からＶ相への通電と読み替え、ステップＳ４２における通電はＵ相からＷ相への通電と読み替える。

最後に、タイマ１１２のカウウントアップによる割り込みが発生すると、ＣＰＵ１００はワークＲＡＭ１０１に格納された高分解能タイマ１１１による計数値を用いてその平均を求めて、ロータ２１の回転速度を計算する。計算した回転速度が目標速度からずれている場合にはモータ制御用タイマ１１０が出力するモータ駆動制御信号パルスのデューティ制御を行ってロータ２１の回転速度を目標速度に制御する（Ｓ４６）し、タイマ１１２をカウントリセットしてカウント動作を再開させる（Ｓ４７）。

以上によってロータ２１に対する１回転分の低速駆動制御が行われる。ステップＳ４８で回転停止の指示を検出するまで上記処理を繰り返して、モータの高速回転駆動が制御される。モータ２の停止については、特に制限されないが、ゼロクロス地点間の時間が所定時間以上になったら停止と判別する。

上記低速回転モードによる駆動制御は、ロータ２１の低速回路では非通電相のコイルに流れる電流がロータ２１の磁束から受ける影響が小さいため、それを高速回転制御のように参照信号と比較してもその違いを検出することが難しいという事情を考慮したものである。ステップＳ３５などで説明したように、上記和の平均値の変化速度に比べて、非通電相のコイルに流れる電流の変化速度のほうが大きくなるので、その変化がクロスするタイミングによって、非通電相のコイルに前記ロータの磁束の影響を受けて流れる電流変化のゼロクロス地点を推定することができる。この処理は、信号Ｕ−ｉｎ，Ｖ−ｉｎ，Ｗ−ｉｎをＡＤ変換したデジタルデータに対して和の平均値を求めたり、大小関係を判別したりすればよく、ＣＰＵ１００等のソフトウェアを用いた演算処理で簡単に実現することができる。

＜電動ドリル＞
図２３には上記マイクロコントローラ１を用いた電動機器の一例として電動ドリルが示される。電動ドリル２０１は、特に制限されないが、バッテリ２０５を動作電源とし、筐体２０２には、モータ２、インバータ３、マイクロコントローラ１、及び電源回路２０７が収容されている。電源回路２０７はバッテリ２０５からの動作電源を受けてマイクロコントローラ１の電源電圧ｖｄｄ及びグランド電圧Ｇｎｄを与える。インバータ３はバッテリ２０５の動作電源を用いてコイル２Ｕ，２Ｖ，２Ｗを駆動する。モータ２のロータ２１の回転はドリルスピンドル２１０に伝達され、ドリルスピンドル２１０にはドリルチャック２１１を介して切刃としてのドリル２０４が着脱自在に装着される。電源の供給／遮断は電源スイッチ２０６で行なわれる。電源スイッチ２０６で電源が投入されると、マイクロコントローラ１が初期化され、ＣＰＵ１００の制御に基づいて、始動時のロータ停止位置検出モードによるステータに対するロータの停止位置が判別され、その結果に従ってロータを所定方向に低速回転モードで回転開始させ、所定の回転速度になったところで、高速回転モードでロータ２１を高速回転する。特に図示はしないが、速度調整スイッチを設けてもよいことは言うまで見ない。

この電動ドリル２０１によれば、ステータ２０に対するロータ２１の停止位置を判別することができるから、ロータ２１の始動時にロータ２１の逆回転を防止することができ、始動の遅れも回避することができる。したがって、ロータ２１の逆転によるドリル２０４の切削刃への悪影響が防止されると共に、ロータ２１の起動後即座にドリル２０４による作業を開始することが可能になり、電動ドリルによる作業性の向上に資する。

以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。

例えば、上記実施の形態では過電流検出による駆動パルスの強制遮断について説明を省略したが、この手法は公知であり、マイクロコントローラ１にこの機能を適宜採用することは妨げられるものではない。

また、上記実施の形態では比較回路１１４の比較機能をロータの停止位置検出モードと高速回転モードで相違させたが、これに限定されるものではない。一方の入力レベルが他方の入力レベルに一致若しくは超えたときにイネーブルパルス又は所定方向にレベル変化するエッジ信号を出力する機能などを持つものとすれば、双方の動作モードで比較機能器脳を相違させることを要しない。

また、低速回転時の制御方法において、ゼロクロスの中点の値が判明している場合（若しくは想定した特定の値とする場合）にはＵ−ｉｎ，Ｖ−ｉｎ，Ｗ−ｉｎの３本全ての信号をＡＤ変換してその値を取得することを要しない。誘導電流が発生する信号（非通電コイルの信号）だけを監視対象にすればよい。

また、モータの回転駆動制御に１８０度制御（コイルの駆動電圧を正弦波状に変化させる制御）を採用する場合であっても、上記ロータの停止位置判定手法を採用することができる。この場合には、モータの回転駆動制御とロータの停止位置判定制御に比較回路及びセレクタなどの同じ回路を用いることはできなくなる。

電動機器は電動ドリルに限定されず、電動鋸など、その他の電動工具に適用できることは言うまでもない。電動工具関係にも限定されず、ブラシレスＤＣモータを用いる家電製品やその他電気機器に広く適用することができる。

また、制御対象とするブラシレスＤＣモータは実施の形態で説明した４極３相３スロットの構成に限定されず、２極３相３スロット、４極３相６スロットなど、適宜の極数、相数及びスロット数を持つものを対象にすることが可能であることは言うまでもない。

１ マイクロコントローラ
２ ブラシレスＤＣモータ（モータ）
２Ｕ，２Ｖ，２Ｗ Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相のコイル
３ インバータ
２０ ステータ
２１ ロータ
３０Ｕ，３０Ｖ，３０Ｗ 電流供給ＭＯＳトランジスタ
３１Ｕ，３１Ｖ，３１Ｗ 電流引き抜きＭＯＳトランジスタ
ＴＲＤＩＯＢ０，ＴＲＤＩＯＡ１，ＴＲＤＩＯＢ１ 駆動制御信号
ＴＲＤＩＯＤ０，ＴＲＤＩＯＣ１，ＴＲＤＩＯＤ１ 駆動制御信号
Ｕ−ｉｎ，Ｖ−ｉｎ，Ｗ−ｉｎ コイル２Ｕ，２Ｖ，２Ｗに流れる電流の検出信号
１００ 中央処理装置（ＣＰＵ）
１０１ ワークＲＡＭ
１１０ モータ制御用タイマ（ＴＲＤ）
１１１ 高分解能タイマ（ＴＲＸ）
１１２ 第１タイマ（ＴＭＲＦ）
１１３ 第２タイマ（ＴＭＲＳ）
１１４ 比較回路（ＣＭＰ）
１１５ 非反転入力端子（＋）の入力セレクタ（ＳＥＬ０）
１１６ 反転入力端子（−）の入力セレクタ（ＳＥＬ１）
１１７ デジタルアナログ変換回路（ＤＡＣ）
１１８ 基準電圧発生回路
１１９ アナログデジタル変換回路
１２０，１２１ 内部バス
２０１ 電動ドリル
２０２ 筐体
２０４ ドリル
２０５ バッテリ
２０６ 電源スイッチ
２０７ 電源回路
２１０ ドリルスピンドル
２１１ ドリルチャック

Claims (10)

1. 複数極の永久磁石を持つロータ及び複数のコイル相のコイルを持つステータを備えたブラシレスＤＣモータの前記複数のコイル相に選択的に電流を供給して前記ロータを回転駆動するための制御を行なう半導体装置であって、
   順次一つのコイル相のコイルに給電したとき、停止しているロータの磁束の影響を受けて当該給電コイル相に接続する別の複数のコイル相のコイルに夫々流れる電流に応ずる信号の違いを検出することにより、上記検出動作の結果とそれを得るコイル相との関係に基づいて、ステータに対するロータの停止位置を判別し、その判別結果に従ってロータを所定方向に回転開始するためのコイルの通電相を決め、
   接続する複数のコイル相の内の一のコイル相のコイルから他のコイル相のコイルに通電したとき非通電相のコイルに前記ロータの磁束の影響を受けて流れる電流に応ずる信号が参照信号に達するタイミングに基づいて、前記通電するコイル相の切り替えを行って、ロータの高速回転駆動を制御し、
   接続する複数のコイル相の内の一のコイル相のコイルから他のコイル相のコイルに通電したとき当該通電相のコイルに流れる電流に応ずる信号と非通電相のコイルに前記ロータの磁束の影響を受けて流れる電流に応ずる信号との和の平均値と、前記非通電相のコイルに流れる電流に応ずる信号との大小関係が反転するタイミングに同期して、前記通電するコイル相の切り替えを行って、ロータの低速回転駆動を制御し、
   選択回路と、前記選択回路で選択された２個の信号を比較する比較回路と、前記比較回路による一致検出タイミングに応ずる計数値を取得するタイマカウンタとを有し、
   ステータに対するロータの停止位置を判別する制御において、前記選択回路は前記接続する複数のコイル相のコイルに夫々流れる電流に応ずる信号を選択し、前記比較回路は前記選択回路で選択された信号の一致するタイミングを形成し、タイマカウンタは前記一つのコイル相のコイルに給電するタイミングに同期して計数動作を開始してから前記一致するタイミングまでの計数値を取得し、取得した計数値とこれを取得するときの複数のコイル相との関係に基づいてステータに対するロータの停止位置を判別する、半導体装置。
2. 請求項１において、前記タイマカウンタは前記一致するタイミングまでの計数値を前記一致に応答して保持するバッファレジスタを有する、半導体装置。
3. 請求項１において、前記ロータを高速回転駆動する制御として、前記選択回路は前記非通電相のコイルに前記ロータの磁束の影響を受けて流れる電流に応ずる信号と参照信号を選択し、前記比較回路は前記選択回路で選択された信号の一致するタイミングを形成し、前記比較回路で取得された一致するタイミングに同期して通電するコイル相の切り替えを制御する、半導体装置。
4. 請求項１において、ＡＤ変換回路を有し、
   ロータを低速回転駆動する制御として、接続する複数のコイル相の内の一のコイル相のコイルから他のコイル相のコイルに通電したとき当該通電相のコイルに流れる電流に応ずる信号と非通電相のコイルに前記ロータの磁束の影響を受けて流れる電流に応ずる信号との夫々を前記ＡＤ変換回路で変換し、変換したデジタル信号を用いて前記大小関係が反転するタイミングを得る、半導体装置。
5. 複数極の永久磁石を持つロータ及び複数のコイル相のコイルを持つステータを備えたブラシレスＤＣモータを駆動制御する半導体装置であって、
   前記ブラシレスＤＣモータの複数のコイル相のコイルに選択的に電流を供給するためのパルス制御信号を生成するパルス生成回路と、
   前記夫々のコイルに流れる電流に応ずる検出信号と参照信号の中から任意の２個の信号を選択する選択回路と、
   前記選択回路で選択された２個の信号を比較する比較回路と、
   タイマカウンタと、
   制御回路と、を有し、
   前記制御回路は、前記ロータを停止させた状態で前記複数のコイル相の一つに給電するためのパルス制御信号を前記パルス生成回路に出力させ、前記検出信号の中から、前記給電されたコイルからこれに接続する別のコイル相の２個のコイルに夫々流れる電流に応ずる検出信号を前記選択回路に選択させ、選択された２個の検出信号が一致する状態を前記比較回路の出力に基づいて判別するまでの時間を前記タイマカウンタに計測させる動作を、前記給電するコイル相を順次切り替えて繰り返し制御することにより、前記タイマカウンタによる計測動作の結果とこれを取得するときのコイル相との関係に基づいて、ステータに対するロータの停止位置を判別する、半導体装置。
6. 請求項５において、前記タイマカウンタは制御回路による前記給電するコイル相の切り替えに基づいて計数動作を開始し、前記比較回路の一致出力に応じてその計数値をバッファレジスタに格納する、半導体装置。
7. 請求項６において、前記制御回路は前記比較回路の一致出力に応答する割り込み処理によって、前記パルス制御信号の出力、セレクタの選択制御、前記タイマカウンタの初期化を制御し、前記タイマカウンタの初期化は前記バッファレジスタに計数値を格納する動作の後のタイミングとする、半導体装置。
8. 請求項５において、前記制御回路は、高速回転モードにおいて、前記パルス生成回路に、前記複数のコイル相の内の一のコイル相のコイルから他のコイル相のコイルに通電するためのパルス制御信号を出力させ、前記選択回路に、非通電相のコイルに前記ロータの磁束の影響を受けて流れる電流に応ずる信号と参照信号を選択させ、選択された前記非通電相のコイルに流れる電流に応ずる信号が前記参照信号を超えるタイミングを前記比較回路の出力に基づいて判別し、判別したタイミングに同期して、パルス生成回路により通電するコイルの切り替えを制御する、半導体装置。
9. 請求項８において、前記ステータの夫々のコイルに流れる電流に応ずる信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換回路を更に有し、
   前記制御回路は、低速回転モードにおいて、前記パルス生成回路に、前記複数のコイル相の内の一のコイル相のコイルから他のコイル相のコイルに通電するためのパルス制御信号を出力させ、前記ＡＤ変換回路に、前記通電されたコイルに夫々流れる電流に応ずる信号と非通電コイルに前記ロータの磁束の影響を受けて流れる電流に応ずる信号の夫々をデジタル信号に変換させ、変換された夫々の信号の和の平均値と前記非通電相のコイルに流れる電流に応ずる信号のデジタル信号との大小関係が反転するタイミングに同期して、パルス生成回路により通電するコイル相の切り替えを制御する、半導体装置。
10. 複数極の永久磁石を持つロータ及び複数相のコイルを持つステータを備えたブラシレスＤＣモータと、前記ブラシレスＤＣモータの前記複数のコイル相に選択的に電流を供給して前記ロータを回転駆動するための制御を行なう半導体装置と、前記ブラシレスＤＣモータを動力源として作動する作動機構とを有する、電動機器であって、
    前記半導体装置は、前記ブラシレスＤＣモータの複数相のコイルに選択的に電流を供給するためのパルス制御信号を生成するパルス生成回路と、
    前記夫々のコイルに流れる電流に応ずる検出信号と参照信号の中から任意の２個の信号を選択する選択回路と、
    前記選択回路で選択された２個の信号を比較する比較回路と、
    タイマカウンタと、
    制御回路と、を有し、
    前記制御回路は、前記ロータを停止させた状態で前記複数のコイル相の一つに給電するためのパルス制御信号を前記パルス生成回路に出力させ、前記検出信号の中から、前記給電されたコイルからこれに接続する別の複数のコイル相の２個のコイルに夫々流れる電流に応ずる検出信号を前記選択回路に選択させ、選択された２個の検出信号が一致する状態を前記比較回路の出力に基づいて判別するまでの時間を前記タイマカウンタに計測させる動作を、前記給電するコイル相を順次切り替えて繰り返し制御することにより、前記タイマカウンタによる計測動作の結果とこれを取得するときのコイル相との関係に基づいて、ステータに対するロータの停止位置を判別する、電動機器。

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