CN101459402A - 电动机驱动装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电动机驱动装置，该电动机驱动装置改进了稳定的位置检测与在其驱动时的噪声之间的权衡关系。无传感器驱动操作电路使用基于在先前区间和当前区间来自比较电路的输出信号所测量的时间信息，通过运算来计算位置检测相的电压在下一区间的零交叉点(点p)。在已经计算点p之后，通过中断预定时间的驱动电流来检测点a和b。

Description

电动机驱动装置

相关申请的交叉引用

于2007年12月14日提交的日本专利申请第2007-322761号的公开内容，包括说明书、附图和摘要，通过包括在此以供参考。

技术领域

本发明涉及一种电动机驱动装置，并且具体地涉及一种无需使用霍耳传感器来驱动3相无刷电动机的电动机驱动装置。

背景技术

迄今为止，已经已知无需使用霍耳传感器来驱动3相无刷电动机的电动机驱动装置。在该电动机驱动装置中，使用转子的转动在定子的线圈中生成的反电动势(B-EMF)来检测转子的转动位置，而不是通过霍耳传感器来检测转子的转动位置。基于检测结果，向3相线圈施加彼此相位差为120°的3相PWM电压。

作为此类电动机驱动装置的一个例子，引用专利文献1(日本未审专利公开第2006-217681号(图1和图2))中公开的一种配置。虽然在专利文献中已经公开了通过检测各个驱动电压的零交叉点来检测转子的转动位置这一配置，但是出于上述目的，需要在预定的定时暂时地中断位置检测相的驱动电流。然而，产生了如下问题：驱动电流的中断造成在电动机驱动时出现电动机的转矩脉动(torqueripples)和噪声。

根据使得与电动机的各相之间的差异和电动机的骤然加速相适应或者相对应的程度，来确定各个驱动电流的中断时间。随着使得与之相适应的范围变大，中断时间增加，且噪声变大。因此使稳定的位置检测和在电动机的驱动时的噪声处于权衡关系。

然而在最近的市场中，已经需要提供这样一种电动机驱动装置，该电动机驱动装置执行驱动以减少无霍耳传感器形式的噪声。已经需要改进在稳定的位置检测与在电动机驱动时的噪声之间的权衡关系。

发明内容

在上述常规电动机驱动装置中，在先于零交叉点检测的预定定时中断对位置检测相各个线圈的驱动电流供应。因此，如果以中断时段变长这样的方式设置预定定时，则有可能与电动机的各相之间的差异和骤然加速相适应。然而，电动机的驱动电流的波形失真，且噪声变大。

产生的问题是：当相反地紧接在零交叉点之前中断电流以减少驱动电流的失真时，这无法跟随电动机的各相之间的差异和加速，也无法检测零交叉点，从而不可能在没有执行位置检测的任何能力的情况下使各个驱动电流在恰当的定时流动，也不可能正常转动电动机。

已经提出本发明以解决上述问题。因此本发明的一个目的在于提供一种电动机驱动装置，该电动机驱动装置改进稳定位置检测与在其驱动时的噪声之间的权衡关系。

在根据本发明的一个实施例中，使用基于在先前区间和当前区间来自比较电路的输出信号而测量的时间信息，通过运算来计算位置检测相的电压在下一区间的零交叉点(点p)。在已经计算点p之后，通过中断预定时间的驱动电流来检测点a和点b。

根据上述实施例，各个驱动电流的中断时段与常规方法相比可以大为减少，而在常规方法中从在检测点p之前的电角度26.25°之前起中断电流并且即使在检测点p之后仍中断该电流。由于无需在长时间段中断驱动电流，所以可以执行稳定的位置检测，并且减少由于伴随着驱动电流中断的各波形失真所造成的噪声。

附图说明

图1是示出了对根据本发明的一个实施例进行图示的电动机驱动装置的配置的框图；

图2是图示了滤波器电路的配置的视图；

图3是描绘了无传感器驱动算术电路的配置的框图；

图4是示出了比较电路的配置的视图；

图5是图示了位置检测电路的配置的视图；

图6是用于典型地描述根据本发明的电动机驱动装置的抑噪操作(silencing operation)的视图；

图7是示出了偏移电压和B-EMF波形之间关系的视图；

图8是用于描述用常规方法检测零交叉点的操作的流程图；

图9是用于描述在根据本发明的电动机驱动装置计算零交叉点的操作的流程图；

图10是示出了根据本发明的电动机驱动装置的操作的时序图；

图11是图示了用于各自相的驱动电流的波形的视图，其中采用了常规零交叉点检测方法；

图12是示出了用于各自相的驱动电流的波形的视图，其中采用了在根据本发明的电动机驱动装置中利用的零交叉点计算方法；

图13是描绘了根据本发明的实施例的变型1的配置的视图；

图14是示出了根据本发明的实施例的变型2的配置的视图；以及

图15是图示了根据本发明的实施例的变型3的配置的视图。

具体实施方式

<实施例><A.装置配置><A-1.整体配置>

图1是示出了对根据本发明的一个实施例进行图示的电动机驱动装置100的配置的框图。如图1中所示，电动机驱动装置100包括输出电路2、滤波器电路24、比较电路3(电压比较单元)、位置检测电路8、无传感器驱动操作电路9(驱动操作单元)、降噪电流波形生成电路11、信号合成电路12和输出晶体管控制电路13。电动机驱动装置100无需使用霍耳传感器来驱动3相无刷电动机21。顺带提一点，电动机驱动装置100形成为一个IC(集成电路)。

3相无刷电动机21具有定子22和在定子周围以可转动的方式提供的转子23。定子22包括U相、V相和W相的Y型耦合线圈。U相、V相和W相的线圈的一端耦合到U相、V相和W相的线圈端子TU、TV和TW，而其另一端耦合到中性点端子TN。在转子23中，沿着转动方向交替地放置多个N型磁极多个P型磁极(在图中为四个磁极)。

当分别向此类3相无刷电动机21中U相、V相和W相的线圈施加彼此相位差为120°的3相PWM电压时，产生旋转磁场以根据该旋转磁场来转动转子23。附带提一点，3相无刷电动机21例如用作快速转动个人计算机的DVD(数字多功能磁盘)和CD(光盘)的主轴电动机。

接着将说明各自的配置。输出电路2包括MOS晶体管Q1至Q6和二极管D1至D6。MOS晶体管Q1和Q2、Q3和Q4以及Q5和Q6分别串联连接在电源电压(VCC)线与地电压(GND)线之间，N沟道MOS晶体管和P沟道MOS晶体管成对。

MOS晶体管Q1与Q2之间的节点N1、MOS晶体管Q3与Q4之间的节点N3以及MOS晶体管Q5与Q6之间的节点N5分别耦合到3相无刷电动机21的线圈端子TU、TV和TW。

二极管D1、D3和D5分别以使其反向并联耦合到MOS晶体管Q1、Q3和Q5的方式而耦合于节点N1、N3和N5与电源电压VCC线之间。二极管D2、D4和D6分别以使其反向并联耦合到MOS晶体管Q2、Q4和Q6的方式而耦合于地电压GND线与节点N1、N3和N5之间。附带提一点，可以取代二极管D1至D6而使用各种MOS晶体管上寄生的寄生二极管。

MOS晶体管Q1至Q6在预定的定时接通/断开，以允许直流电压VCC转换成3相PWM电压。

滤波器电路24耦合到3相无刷电动机21的线圈端子TU、TV和TW以及中性点端子TN。滤波器电路24消除在分别从线圈端子TU、TV和TW输出的反电动势电压U、V和W(线圈端子电压)中以及在中性点电压CT中包含的电流脉动所造成的电压分量，并且将它们作为滤波后反电动势电压U1、V1和W1以及滤波后中性点电压CT1而输出。

也就是，虽然有可能在3相无刷电动机21中，其绕组具有缺陷如针孔的定子22的电感分量有变化并且可能失去具有CT参考的各自相中生成的反电动势电压(B-EMF)之间的平衡，但是可以通过CR滤波器对3相无刷电动机21的线圈端子电压进行积分来检测在无针孔等的状态中保持的B-EMF。

比较电路3具有比较器31、偏移控制电路30、极性切换单元33以及信号切换单元32，其中，偏移控制电路30用于控制比较器31的偏移设置，极性切换单元33耦合到比较器31的+端子和-端子，信号切换单元32用于交替地切换反电动势电压U、V和W或者滤波后反电动势电压U1、V1和W1，以由此将它们之一提供到极性切换单元33。

信号切换单元32具有接收反电动势电压U或者滤波后反电动势电压U1的开关321、接收反电动势电压V或者滤波后反电动势电压V1的开关322以及接收反电动势电压W或者滤波后反电动势电压W1的开关323。以如下方式控制这些开关，该方式使得通过从后文将描述的无传感器驱动操作电路9提供的位置检测相选择信号43来接通它们中的仅任何一个。

极性切换单元33包括开关331和332，用于通过切换向比较器31的+端子或者-端子提供由信号切换单元32选择的信号，以及开关333和334，用于通过切换向比较器31的+端子或者-端子提供中性点电压CT或者滤波后中性点电压CT1。开关331和333耦合到比较器31的+端子，而开关332和334耦合到比较器31的-端子。控制成对开关332和333以及成对开关331和334，以便按照从无传感器驱动操作电路9提供的极性交换信号44来互补地操作。

比较器31执行反电动势电压U、V和W中的任一个与中性点电压CT之间的比较，或者滤波后反电动势电压U1、V1和W1中的任一个与滤波后中性点电压CT1之间的比较。例如，当滤波后反电动势电压U1变为高于滤波后中性点电压CT1时，比较器31的输出信号50变为高电势(“H”)电平。当滤波后反电动势电压U1低于滤波后中性点电压CT1时，输出信号50变为低电势(“L”)电平。

附带提一点，例如，当极性切换单元33将反电动势电压U1、V1和W1提供到比较器31的一个端子时，如果滤波后反电动势电压U1低于滤波后中性点电压CT1，则比较器31的输出信号50变为“H”电平，而如果滤波后反电动势电压U1高于滤波后中性点电压CT1，则其输出信号50变为“L”电平。

位置检测电路8接收比较器31的输出信号50，基于从无传感器驱动操作电路9提供的屏蔽(mask)信号52将屏蔽应用于输出信号50，并且将所得信号作为位置检测信号51提供到无传感器驱动操作电路9。

无传感器驱动操作电路9基于来自位置检测电路8的位置检测信号来生成PWM信号，并且控制PWM信号以在最优定时中断位置检测相的电流。

在无传感器驱动操作电路9基于来自位置检测电路8的位置检测信号来生成脉冲式旋转或者转动信号FG并且将它输出到系统以外的同时，每当检测到旋转信号FG的边沿时，无传感器驱动操作电路9切换极性交换信号44的逻辑，以由此切换比较器31的极性，并且在继检测到旋转信号FG的边沿之后的定时，依次切换或者转换信号切换单元32的开关321至323。

降噪电流波形生成电路11与无传感器驱动操作电路9中生成的PWM信号同步以生成电流波形，从而降低3相无刷电动机21的噪声。

信号合成电路12组合无传感器驱动操作电路9中生成的PWM信号和降噪电流波形生成电路11中生成的电流波形。

输出晶体管控制电路13根据信号合成电路12的输出信号对输出电路2的晶体管Q1至Q6中的每个进行通/断控制。因此，3相PWM电压从输出电路2提供到3相无刷电动机21，以转动转子23。<A-2.滤波器电路的配置>

接着将使用图2来说明滤波器电路24的配置。如图2中所示，滤波器电路24包括：均在相应信号线中提供的低通滤波器和传输门TG1，各低通滤波器包括置于信号线SL中的电阻单元R1和置于信号线SL与GND之间的电容单元L1的CR滤波器，而各传输门TG1置于用于对低通滤波器进行旁路的旁路线PL中。附带提一点，在图2中图示了传输门TG1以及U相信号线中提供的低通滤波器。

经由反相器IV1向传输门TG1的反相门提供控制信号42的反相信号，而向传输门TG1的门提供控制信号42。当控制信号42使传输门TG1为通状态时，信号线SL的信号经过旁路线PL，而低通滤波器基本为断状态。这里，控制信号42是从后文将描述的无传感器驱动操作电路9提供的信号。

附带提一点，可以取代传输门TG1在旁路线PL中使用N沟道型MOS晶体管或者P沟道型MOS晶体管。然而，当使用传输门时，有可以扩大输入范围的优点。

虽然上述示出了其中滤波器电路24由CR滤波器配置的例子，但是如果采用比如能够消除谐波分量这样的低通滤波器，则滤波器电路并不限于CR滤波器。

<A-3.无传感器驱动操作电路的配置>

虽然无传感器驱动操作电路9的基本配置如上文所述，但是下文将使用图3来进一步说明与本发明有关的部分的配置。

无传感器驱动操作电路9具有检测确定电路91，该检测确定电路接受从位置检测电路8提供的位置检测信号51，并且分别响应于对点a(第一检测点)、点b(第二检测点)和点p(零交叉点)的检测使检测信号61、62和63有效，而且将它们从该检测确定电路输出。为了执行点a和b的检测，检测确定电路91将用于切换偏移量的偏移量切换信号53提供到比较电路3的偏移控制电路30，并且在点b的检测结束之后使偏移释放信号54有效(在这一情况中使它为“L”)、继而将其提供到偏移控制电路30。

点a的检测信号61被提供到子计数器92，点b的检测信号62被提供到子计数器92和SC计数器93(第一计数器)，而点p的检测信号63被提供到MC计数器95(第二计数器)。

SC计数器93响应于点b的检测信号62的有效性、基于未图示的时钟信号开始计数，并且将计数结果输出到加法器98。

子计数器92响应于点a的检测信号61的有效性、基于未图示的时钟信号开始计数，并且继续计数直至点b的检测信号62变为有效，由此测量点a与b之间的计数数字(时间)。将关于时间的信息提供到减法器99和子存储器94。

与从点a到b的先前测量时间有关的信息已经存储于子存储器94中。当输入来自点a和b的新时间信息时，将先前的时间信息输出到减法器99。

MC计数器95响应于点p的检测信号63的有效性，基于未图示的时钟信号开始计数，然后测量直到点p的检测信号63变为有效所需的时段或者区间。附带提一点，这一操作对应于其中通过常规技术来执行点p的检测的操作。由于偏移量切换信号53在本发明中的p点检测进行之时变为有效，所以将加法器98和减法器99的运算结果提供到MC计数器95，其中根据运算结果来预测下一点p的被检测位置。

MC计数器95的测量或者预测结果存储于MM存储器96中。接着，当预测点p的被检测位置时，使用它作为与60°的先前电角度对应的区间长度。

已经存储于MM存储器96中的与60°的先前电角度对应的区间长度有关的信息随同MC计数器95的测量或者预测结果一起被提供到屏蔽电路97用于生成屏蔽信号52。

通过采用这样的配置，使用基于在先前区间和当前区间期间来自比较电路的输出信号而测量的时间信息，通过运算来计算与位置检测相在下一区间的电压对应的零交叉点(点p)。

<A-4.比较电路的配置>

接着将使用图4来说明图示了比较电路3中的偏移控制电路30和比较器31的配置的一个例子。

偏移控制电路30是以如下方式配置的电路，该方式使得通过拉动(pulling)差分放大器的一个放大器的电流来使比较器31具有偏移，该差分放大器配置比较器31的输入级。改变上拉电流(偏移控制电流49)的幅度使得可以调节偏移量。

比较器31具有用作差分放大器的+端子(非反相输入端子)的P沟道型MOS晶体管T1、用作其-端子(反相输入端子)的P沟道型MOS晶体管T3、耦合于MOS晶体管T1与地(GND)线之间的N沟道型MOS晶体管T2以及耦合于MOS晶体管T3与地之间的N沟道型MOS晶体管T4。MOS晶体管T2和T4的栅极共同耦合到MOS晶体管T4的漏极。

MOS晶体管T1和T3的源极分别经由电阻器R4和R5共同耦合到电流源CS。

MOS晶体管T1和T2的耦合节点耦合到N沟道型MOS晶体管T6的栅极，MOS晶体管T6的漏极耦合到电流源CS，而MOS晶体管T6的源极接地。

N沟道型MOS晶体管T5插入于MOS晶体管T6的漏极与MOS晶体管T1和T2的耦合节点之间。MOS晶体管T5的栅极耦合到其漏极，而MOS晶体管T5的背栅极接地。

MOS晶体管T6的漏极作为输出节点来工作。反相器G1和G2串联耦合到输出节点，而反相器G2的输出变为比较器31的输出信号50。

偏移控制电路30具有电流放电电路，用于上拉配置比较器31的差分放大器其中一个放大器的电流。

电流放电电路具有：其漏极耦合于比较器31的电阻器R4与MOS晶体管T1的源极之间的N沟道型MOS晶体管T11、依次串联耦合于MOS晶体管T11的源极与地之间的开关SW1以及电阻器R1和R2、插入于对电阻器R2进行旁路的路径中的开关SW2以及其输出耦合到MOS晶体管T11的栅极的放大器A1。

放大器A1的-端子耦合到MOS晶体管T11的源极，而放大器A1的+端子耦合到电压供应电路。

电压供应电路具有其中存储电源电压(VCC)的电容器C1、并联耦合到电容器C1的电阻器R3、接通和断开电源电压对电容器C1的供应的开关SW3以及闭合和断开电阻器R3和电容器C1的耦合路径的开关SW4。当开关SW3接通时，将电源电压提供到放大器A1的+端子。当开关SW3断开时，将与存储于电容器C1中的电荷对应的电压提供到该电容器。

附带提一点，用于对开关SW1至SW3进行通/断控制的信号由触发器F0和F1生成。

也就是，触发器F0具有提供有电源电压的D输入、提供有偏移量切换信号53的时钟输入、提供有偏移释放信号54的反相复位输入、用来对开关SW3进行通/断控制的Q输出以及用来对开关SW1进行通/断控制的反相Q输出。

触发器F1具有提供有电源电压的D输入、提供有触发器F0的Q输出的反相复位输入以及提供有与(AND)电路G11的输出的时钟输入，该与电路G11对比较器31的输出信号50和触发器F0的Q输出执行与运算。触发器F1的Q输出用来对开关SW2和SW4进行通/断控制。

附带提一点，开关SW1、SW3和SW4属于在分别使通/断控制信号为“H”电平时断开的开关。开关SW2属于在使通/断控制信号为“H”电平时接通的开关。

通过采用这样的配置，可以使与放大器A1的+端子侧上的电压成比例的电流流过MOS晶体管T11。结果，流过比较器31的电阻器R4的电流可以由电阻器R1和R2限定或者规定。

具体而言，电流在开关SW1接通而开关SW2断开时流过电阻器R1和R2。如果这两个电阻器的电阻值相同为R，则电流流过2×R的电阻器。因此，流过比较器31的电阻器R4的电流变为相对较小。当流过电阻器R4的电流较小时，比较器31的偏移量也较小。

另一方面，当开关SW1和SW2接通时，电流流过电阻器R1。因此，由于电流流过电阻值R，流过比较器31的电阻器R4的电流变为流过电阻器R1和R2的电流的两倍。如果流过电阻器R4的电流达到两倍，则比较器31的偏移量也变为两倍。

当电流正在流过电阻器R1和R2时，虽然可以用这一方式通过电阻器R1和R2的电阻值来控制比较器31的偏移量，但是开关SW4处于通状态，使放大器A1的+端子的电压按照电阻器R3和电容器C1的时间常数衰减，并且也相应地衰减流过电阻器R4的电流，由此也衰减了偏移量。另一方面，当开关SW4处于断状态时，其中电流正在流过电阻器R1，则放大器A1的+端子的电压维持在与存储于电容器C1中的电荷对应的电压。因此，流过电阻器R4的电流也保持恒定，而偏移量也保持恒定。

<A-5.位置检测电路的配置>

接着将使用图5来说明位置检测电路8的配置的一个例子。如图5中所示，位置检测电路8具有对比较器31的输出信号50和屏蔽信号52执行与运算的与电路81。与电路81的输出作为位置检测信号而输出。附带提一点，位置检测电路8具有边沿检测电路，该边沿检测电路在先于与电路81的级中提供，用于检测输出信号50的上升沿。当输出信号50的上升沿变化时，可以采用检测第一上升沿来确定边沿的配置。

<B.装置操作>

接着将使用图6至图12来说明电动机驱动装置100的操作。图6是示出了电动机驱动装置100的降噪操作的典型视图。图6示出了：图示滤波后反电动势电压U1、V1和W1的波形(B-EMF波形)、与波形对应的旋转信号FG、比较器31的偏移电压与B-EMF波形之间关系的摘录图，图示电流中断定时的典型视图，图示MC计数器95的操作的典型视图，图示SC计数器93的操作的典型视图，图示MM存储器96的操作的典型视图，以及用于MM存储器96中存储的信息的运算表达式。图7示出了将偏移电压与B-EMF波形之间的关系图示为放大视图的摘录视图。

在从无传感器驱动操作电路9输出的旋转信号FG中，如图9中所示与零交叉点(点p)对应设置边沿。然而，旋转信号FG至此已经在检测到零交叉点之前中断了对位置检测相的线圈的驱动电流供应。这是因为如果不这样对驱动电流的提供进行操作，就会因为基于驱动电流的回扫电流而无法检测B-EMF电压。

根据这一方法，尽管在电动机的驱动电流的波形中出现失真，但是如果电动机仅与等速率旋转关联则中断时段或者区间可以是短暂的，而驱动电流的波形失真所造成的噪声也相对较低。然而，为了应对从等速率旋转对电动机进行加速这一情况，必须预先将中断时段设置为长，并且噪声已经增加。

下文将参照图6和图7、使用图8和图9中所示流程图来说明电动机驱动装置100的操作。

假设电动机21(图1)是在按等速率旋转的状态中。一个区段或者区间(等效于60°的电角度)限定于各个驱动电压的零交叉点与其零交叉点之间。分别地，等速率区设置于区间1与8之间以及区间11与13之间，而加速区设置于区间9与10之间。

<B-1.在区间3和4的检测操作>

为了使与本发明的区别更明显，将先以位于等速率区中的区间3和4为例、使用图8中所示流程图来说明电动机驱动装置100中通过常规方法检测各零交叉点的操作。在图8的步骤ST31中，电动机21通常在它的启动之后或者从制动状态开始转动。

在常规操作时，在位置检测之前中断驱动电流。也就是，在图6示出了电流中断定时的典型图中，带状区域对应于其间正在传送驱动电流的时段。在步骤ST32中，为了检测下一零交叉点、即在区间3的零交叉点(点p)，无传感器驱动操作电路9在区间2期间在驱动电流位于作为预测零交叉点的电角度的26.25°之前时，中断驱动电流。在步骤ST32中，当在中断驱动电流之后已经经过18.75°的电角度时，释放屏蔽信号52(图1)(在这一情况中使它为“H”电平)。附带提一点，当释放屏蔽信号52时，驱动电流位于在区间3的点p之前7.5°。

接着在步骤ST33中，无传感器驱动操作电路9使偏移释放信号54有效(在这一情况中使它为“L”)并将其提供至偏移控制电路30。这对应于用于释放比较器31的偏移的操作。当偏移释放信号54变为有效时，使偏移控制电路30(图4)中触发器F0的反相Q输出为“H”电平，使得开关SW1处于断状态。因此，停止对来自比较器31的电流的拉动以释放偏移。

接着在步骤ST34中，将与用来预测点p的被检测位置的运算表达式(后文具体描述)中使用的系数对应的α和β分别设置为0和1。

接着在步骤ST35中，比较器31在其中正在中断驱动电流的时段期间执行对在区间3的各点p的检测。也就是说，比较器31执行各相的滤波后B-EMF(U1、V1和W1)中的每个与中性点电压CT1之间的比较。当B-EMF变为高于中性点电压CT1时(当B-EMF变为低于在各波形的极性相反时的B-EMF时)，将比较器31的输出信号50输出为“H”电平。

由于如图4中所示，N沟道型MOS晶体管T5耦合于MOS晶体管T1和T2的耦合节点与比较器31中的MOS晶体管T6的漏极之间，所以MOS晶体管T5随MOS晶体管T6一起接通。当MOS晶体管T6的漏极电压变为等于它的栅极电压时，MOS晶体管T6断开，以停止电流经过该MOS晶体管T6的流动。因此检测到点p(零交叉点)，使比较器31的输出为“H”电平。

随后，位置检测电路8检测到比较器31的输出信号50已经处于“H”电平。转换从无传感器操作电路9输出的偏移量切换信号53以使触发器F0的反相Q输出为“L”电平，使得开关SW1为通状态，由此尽管对应的B-EMF继续保持于高状态中这一事实，但是在比较器31的检测中出现偏移而输出信号保持于“L”电平。

在检测点p时，黑圆圈表示与图6中区间3的开始对应的部分。在这里，检测W相的B-EMF电压W1。

接着在步骤ST36中，复位MC计数器95(图3)，以开始对时钟信号进行计数的操作。

在检测点p之后，维持电流的中断状态直至经过7.5°的电角度(步骤ST37)。在经过7.5°之后的步骤ST38中，传送驱动电流以设置屏蔽信号52(在这一情况中使它为“L”电平)。屏蔽信号52是属于用于在比较器31的输出信号50消除未经确认信号的信号。

随后在步骤ST39中，从MC计数器95(图3)读取先前长度的长度，即为了执行从区间2的点p到区间3的点p的检测而需要的时间的长度，并且将该长度存储于MM存储器96(图3)中。也就是，存储于MM存储器96中的数据在区间3期间称为MM2。存储于其中的数据变为MC计数器95测量区间2的长度(时间)而获得的计数值MC2。这在用公式表达时以如下方式来表示：

MM(n-1)＝MC(n-1)，其中n表示区间编号并且是从1开始的整数。

这里，在步骤ST39中存储于MM存储器96中的数据属于在对区间2的长度的计数结束之后、在MC计数器95的复位之前、在位于MC计数器95内的临时存储部分中保持的数据。因此可以认为MC计数器95属于具有锁存器功能的计数器。MC计数器95继续对区间3的长度进行计数，并且继续计数直到检测到下一区间4的点p。通过步骤ST36的复位，将其计数的结果作为与区间3的长度(时间)相关的数据保持在临时存储部分中。

通过重复这样的操作，检测在相应区间的零交叉点(点p)，并且无传感器驱动操作电路9使用被检测零交叉点来输出旋转信号FG。

<B-2.在区间5的检测操作>

接着将以位于等速率区中的区间5至区间7为例，使用图9中所示流程图来说明根据本发明计算各零交叉点的操作。附带提一点，由于图9中步骤ST1至ST6的操作与使用图8描述的步骤ST31至ST36的操作相同，所以将省略它们的重复说明。

与在步骤ST6中复位MC计数器95同时地在步骤ST7中中断驱动电流，并且释放屏蔽信号52。然而，由于在区间5期间根据步骤ST2已经中断驱动电流并且已经释放屏蔽信号52，所以维持驱动电流的中断状态并且维持屏蔽信号52的释放状态。

接着在步骤ST8中，使偏移量切换信号53有效，以通过偏移控制电路30设置偏移值。当偏移量切换信号53变为有效时，使偏移控制电路30的触发器F0的反相Q输出为“L”电平，使得开关SW1为通状态。因此可以经由电阻器R1和R2从比较器31上拉电流(偏移控制电流49)。通过经由电阻器R1和R2拉动电流而设置的偏移值称为“双(×1)偏移(第一偏移值)”。

附带提一点，当触发器F0的反相Q输出变为“L”电平时，使Q输出为“H”电平，使得开关SW3变为断状态。维持开关SW1的通状态和开关SW3的断状态直至偏移释放信号54变为有效。

即使开关SW3变为断状态，通过存储于电容器C1中的电荷仍向放大器A1的+端子施加电压，使得由MOS晶体管T11的栅极和放大器A1的输出而完成反馈操作。因此，放大器A1的-端子变为与+端子相同的电压，而电流流过MOS晶体管T11。由于这时触发器F1的Q输出在“L”状态中并且开关SW4在通状态中，所以存储于电容器C1中的电荷经由电阻器R3流至地，并且按照电阻器R3和电容器C的时间常数来衰减向放大器A1的+端子施加的电压。随着这一衰减，流过比较器31的电阻器R4(图4)的电流也衰减，并且偏移量也衰减。

在图6示出了比较器31的偏移电压与B-EMF波形之间关系的摘录图中图示了这一状态。

由于对应B-EMF电压在相对于衰减的偏移电压而言处于增加状态中，所以存在偏移电压和B-EMF电压变为相等的点。比较器31将二者已经相互重合的点检测为点a。附带提一点，图6中以与区间5的点相邻的部分处的黑圆圈表示对点a的检测。这里检测V相的B-EMF电压V1。

在步骤ST7中检测点p之后，监视直到7.5°的电角度经过所需的时段。确认在该时段期间是否已经检测点a(步骤ST10)。

当即使7.5°的电角度已经经过但在步骤ST9和ST10中并未检测出点a时，在步骤ST19中传送驱动电流并且设置屏蔽信号52(在这一情况中使它为“L”电平)。

随后在步骤ST20中，从MC计数器95(图3)读取先前区间的长度，即，为了执行在区间4的点p与区间5的点p之间的检测而需要的时间的长度，并且将该长度存储于MM存储器96(图3)中。

另一方面，当在步骤ST9和ST10中在7.5°的电角度经过之前检测点a时，复位SC计数器93(图3)以开始对时钟信号进行计数的操作(步骤ST11)。

附带提一点，在与检测到点a作为信号出现在比较器31的输出信号50上的定时匹配地执行MC计数器95的复位。与此同时，改变偏移控制电路30的偏移量(步骤ST12)。

也就是说，当检测到点a并且比较器31的输出信号50上升到“H”状态时，触发器F1的Q输出变为“H”状态，使得开关SW4为断状态而使开关SW2为通状态。因此，经由电阻器R1执行对来自比较器31的电流的拉动，由此因电阻值的减少而拉出的电流的值增加。当在此处将电阻器R1和R2的电阻值设置为彼此相同时，电流量变为两倍，因此比较器31的偏移量变为两倍。因而，通过经由电阻器R1拉动电流而设置的偏移值称为二倍(×2)偏移(第二偏移值)。附带提一点，维持开关SW2的通状态和开关SW4的断状态直至偏移释放信号54变为有效。

比较器31将偏移电压和对应B-EMF电压相对于设置的双偏移电压而言变为相等的点检测为点b。图6中所示的区间5表示其中未检测点b的情况。图6中开圆或者轮廓圆圈表示与区间5的点a相邻的部分。

在步骤ST7中检测点p之后，持续地监视直到7.5°的电角度经过所需的时段(步骤ST13)。确认在该时段期间是否检测到点b(步骤ST14)。

当即使7.5°的电角度已经经过但在步骤ST13和ST14中并未检测到点b时，在步骤ST19中传送驱动电流并且设置屏蔽信号52(在这一情况中使它为“L”电平)。

随后在步骤ST20中，从MC计数器95(图3)读取先前区间的长度，即为了执行区间4的点p与区间5的点p之间的检测而需要的时间的长度，并且将该长度存储于MM存储器96(图3)中。

由于这里在区间5期间并未检测到点b，所以存储于MM存储器96中的数据MM4是通过MC计数器95测量区间4的长度(时间)而获得的计数值MC4。接着重复继步骤ST2之后的操作，以检测在区间6的点p。

<B-3.区间6的检测操作>

区间6对应于在应用根据本发明计算零交叉点的操作的区间与应用常规检测操作的区间(不能应用根据本发明计算各个零交叉点的操作的区间)之间的区段或者区间。通过常规检测操作来检测点p，并且检测点a和b，由此计算在下一区间7的对应零交叉点。

因此，区间6位于区间5与7之间，并且属于在根据本发明计算零交叉点的操作之前所必需的区间。与常规检测操作相似的步骤ST2至ST5的提供可适应于这样的区间。

即使在图6中所示区间6的情况中，仍重复步骤ST2至ST4的操作。然而由于在区间6期间检测到点b，所以检测操作进行至步骤ST15。

步骤ST15是用于存储SC计数器93和MC计数器95计数的值的处理。基于以下运算表达式而运算或者计算的计数值存储在MM存储器96中：

MM(n-1)＝β×MC(n-1)+α{SC(n-1)+t(n-1)-t(n)}，其中n表示区间编号，并且是从1开始的整数。

由于系数α和β在步骤ST4中分别被设置为0和1，所以上述运算表达式变为MM(n-1)＝MC(n-1)，并且由此变为与步骤ST20中的运算相同。

也就是，存储于MM存储器95中的数据在区间6期间称为MM5。存储于其中的数据是通过MC计数器95测量区间5的长度(时间)而获得的计数值MC5。

在数据存储于MM存储器96中之后，在步骤ST16中传送驱动电流并且设置屏蔽信号52(在这一情况中使它为“L”电平)。

接着在步骤ST17中确定在步骤ST11中已经开始计数的SC计数器93的计数值是否达到通过从存储于MM存储器96中的计数值(MC(n-1))中减去与时间t(n)等效的计数值而获得的值(SC(n)＝MM(n-1)-t(n))。

这里，时间t(n)在区间6期间对应于表示为t6的时间。将使用图7进一步说明时间t6。

图7以放大形式示出了图示在区间6的偏移电压与B-EMF波形之间关系的摘录视图。竖直轴表示电压(v)而水平轴表示时间(t)。在图7中示出了检测到的点p、点a和点b，并且在点a与点b之间所需的时间对应于t6。由于在检测到点a之后，在步骤ST11中在时间t6开始SC计数器93的计数，所以可以获取直到检测到点b的时间(计数数字)。

附带提一点，可以将从点p到点a的时间作为与关于时间t6的实际检测时间对应的与时间t6近似相等的预测时间。也就是，由于检测点b的偏移电压v1等于检测点a的偏移电压v1的两倍，所以外推该比例关系，由此使得可以将从点p到点a的时间视为约等于时间t6的预测时间。这即使在区间7至12的情况中也一样。这里，在本发明中的一个重要因素在于，将点p与点a之间的时间视为约等于时间t6的预测时间。

将上述运算表达式应用于该时段或者区间6获得SC6＝MM5-t6。由于如上文提到的那样MM5＝MC5，所以SC6等于MC5-t6(SC6＝MC5-t6)。

这一运算表达式意味着当SC计数器93的计数值是在检测到区间6的点a之后通过从存储于MM存储器96中的在区间5的计数值中减去与时间t6对应的计数值而获得的值时，SC计数器93的计数值已经达到区间7的点p(它已经经过点p)。这意味着点p的位置已经通过预测来计算，而无需实际测量p的位置。附带提一点，即使在计算点p之后，SC计数器93仍继续计数直至检测到在区间7的点。

在步骤ST17中已经计算了在区间7的点p的位置之后，检测操作进行至步骤ST18，在该步骤，将系数α和β分别设置为1和0。这一操作意味着由于计算点p的位置而已经达到预测模式(p点预测模式)。附带提一点，重复步骤ST17直至可以检测点p的位置。<B-4.在区间7的计算操作>

由于在图6中所示区间7期间达到p点预测模式，所以重复步骤ST6至ST18的操作。由于虽然直至步骤ST14的操作与在区间6的操作相似，但是α和β在步骤ST15中分别设置为1和0，所以运算表达式MM(n-1)＝β×MC(n-1)+α{SC(n-1)+t(n-1)-t(n)}变为：

MM(n-1)＝SC(n-1)+t(n-1)-t(n)。

因此，上述运算表达式在区间7期间变为MM6＝SC6+t6-t7。也就是，存储于MM存储器96中的数据在区间7期间称为MM6。存储于其中的数据达到如下计数值，该计数值是通过将与在区间6期间测量的时间t6对应的计数值和与SC计数器93的计数值对应的SC6相加并且从相加结果减去与在区间7期间测量的时间t7对应的计数值而获得的，其中SC计数器93在区间6检测到点a之后已经开始计数并且继续计数直至在区间7期间检测到点a为止。

这一运算表达式意味着计数值t6(与从点p到点a的时间近似相同)与计数值SC6相加以使计数值SC6为与从在区间6的点p开始计数时基本上相同的值，并且从中减去计数值t7(与从点p到点a的时间近似相同)以使计数值SC6为与在区间7的点p的位置处结束计数时基本上相同的值。因此，MM6最终代表从在区间6的点p到在区间7的点p的位置的时间，即区间6的长度。

在将数据存储于MM存储器96中之后，在步骤ST16中传送驱动电流并且设置屏蔽信号52(在这一情况中使它为“L”电平)。

接着，在步骤ST17中确定在步骤ST11中已经开始计数的SC计数器93的计数值是否达到通过从存储于MM存储器96中的计数值(MC(n-1))减去与时间t(n)等效的计数值而获得的值(SC(n)＝MM(n-1)-t(n))。

如果上述运算表达式应用于时段或者区间7，则SC7＝MM6-t7。然而由于如在这一情况中提到的那样，MM6＝SC6+t6-t7，所以SC7变为SC7＝SC6+t6-2t7，并且SC计数器93的计数值达到这一计数值，由此达到在区间8的点p的位置，从而可以通过预测来计算点p的位置而无需实际测量。附带提一点，SC计数器93即使在计算点p之后仍继续计数直至检测到区间8的点a。

在步骤ST17中，在已经计算了在区间8的点p的位置之后，检测操作进行至步骤ST18，在该步骤18中将系数α和β分别设置为1和0。

附带提一点，在区间8期间通过上述运算来计算点p的位置，以由此中断驱动电流(步骤ST7)，而在步骤ST14中检测点b以由此传送驱动电流(步骤ST16)。因此，基本上仅在计算点p与检测点b之间中断电流。这一时段或者区间在等速率区中作为电角度约为3°。与其中如在常规情况中一样需在检测点p之前的26.25°中断电流并且即使在检测点p之后仍需中断电流的情况相比，驱动电流的中断时段可以明显减少。

<B-5.在区间10的计算操作>

接着将说明在与加速区对应的区间10的计算操作。尽管由于在区间10的加速，在检测到区间9的点a之后已经开始的SC计数器93的计数操作变得比在等速率区中的计数操作更久，但是计算在区间11的点p的操作与在等速率区中的操作相同。

也就是，复位在检测到在区间9的点a之后已经开始的SC计数器93的计数操作，并且将偏移量设置为两倍(步骤ST12)。随后重复步骤ST13和ST14的操作直至检测到点b。

如图6中所示，在步骤ST15中从检测到点a到检测到点b之间所需的时间达到t10，而MM9变为MM9＝SC9+t9-t10。

在步骤ST16中已经传送驱动电流之后，在步骤ST17中确定在步骤ST11中已经开始计数的SC计数器93的计数值是否达到通过从存储于MM存储器96中的计数值MC9中减去与时间t10对应的计数值而获得的值(SC10＝MM9-t10)。

由于如在这一情况中提到的那样，MM9＝SC9+t9-t10，所以SC10变为SC10＝SC9+t9-2t10，并且SC计数器93的计数值达到这一计数值，由此使得获得了在区间11的点p的位置，从而可以通过预测来计算点p的位置而无需实际测量。附带提一点，SC计数器93即使在计算点p之后仍继续计数直至检测到在区间11的点a。

因此，由于即使在加速区的情况中，仍以与等速率区相似的方式计算点p而无需长时间中断驱动电流，所以可以在稳定的位置检测的同时减少由于伴随着驱动电流中断的各波形失真所造成的噪声。

附带提一点，如图6的区间10中所示，从计算点p到检测到点a所需的时间和从检测到点a到检测到点b所需的时间由于加速而变长。然而，当这些时间超过7.5°的电角度时，在步骤ST9和ST13中释放p点预测模式，并且模式返回到常规模式。虽然在图6中示出了在继区间13之后的区间期间达到常规模式并且检测到点p，但是这是仅通过例子来图示。

<B-6.时序图>

在图10中示出了图示上述电动机驱动装置100的操作的时序图。在图10中，从上方起以W相、V相和U相的顺序示出了表示输出晶体管控制信号的波形，依次示出了屏蔽信号52、比较器31的输出信号50、偏移量切换信号53、偏移释放信号54、位置检测信号51、开关SW1的控制信号、开关SW3的控制信号和开关SW2的控制信号，并且还一起示出了偏移控制电流49的波形和向放大器A1的+端子输入的电压。

由于在对图8和图9中所示流程图的描述中已经基本上描述了时序图中所示操作，所以省略重复说明。然而应当理解，由于如偏移控制电流49的波形所示，比较器31的偏移量在检测到区间5之后的点a之后被设置为两倍，所以偏移控制电流49加倍。

<C.有益效果>

在上述电动机驱动装置100中，在中断各驱动电流情况下测量继点p之后的点a和b而无需实际测量驱动电流的零交叉点(点p)，并且基于测量结果来计算(预测)在下一区间的点p。因此，与从在检测到点p之前的26.25°电角度之前起就中断电流并且即使在检测到点p之后仍中断电流的常规方法相比，驱动电流的中断时段可以大为减少。这即使在等速率区和加速区的情况中也是相似的。由于无需长时间中断驱动电流，所以可以执行稳定的位置检测并且减少由于伴随着驱动电流中断的各波形失真所造成的噪声。

现在，图11示出了其中采用常规p点检测方法的各自相的驱动电流的波形。图12示出了其中采用p点预测方法的各自相的驱动电流的波形。

应当理解，当如图11中所示在给定的相执行电流中断时，对应于电角度移位120°的相的部分与电流中断相对应地严重失真。这在电流中断时段或者区间变长时变得明显。另一方面，由于在通过计算获取各个驱动电流的零交叉点(点p)之后中断各电流来检测图12中所示各波形中的点a和b，所以它的中断时段作为电角度可能约为3°。因此应当理解，在对应于电角度移位120°的相的各个部分的失真也微乎其微。

<D.第一变型>

虽然电动机驱动装置100具有如使用图1和图4所述的配置，比较电路3具有比较器31和偏移控制电路30并且偏移控制电路30以两级形式改变偏移控制电流49以由此使得可以设置两个偏移值，但是可以将电动机驱动装置设置为如下配置，该配置如在图13中所示比较电路3α中那样，具有偏移值不同的偏移控制电路30A和30B以及由偏移控制电路30A和30B分别控制的两个比较器31。附带提一点，对于与图1和图4中所述比较电路3的部件相同的部件，分别给予相同标号，并且省略它们的重复说明。

在这一情况中，由偏移控制电路30A控制的比较器31通过偏移控制电流49A而被设置为用于检测点a的偏移值，并且将输出信号50A输出。由偏移控制电路30B控制的比较器31通过偏移控制电流49B而被设置为用于检测点b的偏移值，并且将输出信号50B输出。在这一情况中，偏移控制电流49B变为偏移控制电流49A的两倍。

采用这样的配置使得可以简化偏移控制电路30A和30B的配置。

附带提一点，作为偏移控制电路30A的配置，可以采用如下配置，该配置具有偏移控制电路30的电阻器R1和R2而不包括开关SW2。作为偏移控制电路30B的配置，可以采用这样的配置，该配置不包括电阻器R2和开关SW2。

<E.第二变型>

电动机驱动装置100具有如使用图1和图4所述的配置，比较电路3具有一个比较器31和一个偏移控制电路30，并且包括用以向比较器31单独提供各自相的B-EMF电压的信号开关单元32和极性切换单元33。然而，如在图14中所示比较电路33中那样，可以采用如下配置，该配置提供了分别输入有B-EMF电压U1、V1和W1的比较器31a、31b和31c，并且从偏移控制电路30B控制比较器31a至31c。附带提一点，对于与图1和图4中所述比较电路3的部件相同的部件，分别给予相同标号，并且省略它们的重复说明。

在这一情况中，偏移控制电路30B具有如下配置，该配置使得在为供应各自相的电流而提供的定时，将控制切换到比较器31a、31b和31c。

通过采用这样的配置，信号切换单元32和极性切换单元33变得不必要，因此比较电路3β在配置上变得简单。

<F.第三变型>

电动机驱动装置100具有如使用图1所述的配置，滤波器电路24耦合到3相无刷电动机21的线圈端子TU、TV和TW及其中性点端子TN，向信号切换单元31提供滤波后反电动势电压U1、V1和W1，而极性切换单元33提供有滤波后中性点电压CT1。然而可以采用如下配置，该配置使得向信号切换单元32直接提供反电动势电压U、V和W，并且如图15所述的比较电路3γ中那样，提供用于对信号切换单元32所选的一个信号进行滤波的滤波器电路24A。在这一情况中，可以在比较电路3γ外提供或者在该比较电路内提供关于中性点电压CT的滤波器电路24B。附带提一点，对于与图1和图4中描述的比较电路3的部件相同的部件，分别给予相同标号，并且省略它们的重复说明。

采用这样的配置使得无需为每个相提供滤波器电路，并且实现了装置配置简化。

Claims (7)

1.一种无需使用霍耳传感器来驱动3相无刷电动机的电动机驱动装置，该电动机驱动装置包括：

电压比较单元，具有比较器，该比较器用于比较三相的线圈端子的各个电压与3相线圈的中性点的电压，以确定哪个电压较高或者较低；以及

驱动操作单元，用于基于从所述电压比较单元输出的信号，通过运算来计算各自相的所述线圈端子电压中的、位置检测相电压的零交叉点，以及用于在从所述零交叉点起的第一时间中断所述位置检测相的电流，

其中，一个区间被限定在对于所述线圈端子电压在所述相的所述零交叉点之间，以及

其中，所述驱动操作单元使用基于在先前区间和当前区间来自所述电压比较单元的输出信号所测量的时间信息来执行运算，以及使用运算结果来计算在下一区间的所述零交叉点。

2.根据权利要求1所述的电动机驱动装置，其中，当无法基于在所述先前区间来自所述电压比较单元的所述输出信号通过运算来计算在所述当前区间的所述零交叉点时，所述驱动操作单元在从预测的所述零交叉点起的第二时间之前中断所述位置检测相的电流，以及在其中断时段期间，通过比较器来检测所述零交叉点，由此获取在所述当前区间的所述零交叉点。

3.根据权利要求2所述的电动机驱动装置，

其中，所述电压比较单元具有能够将第一偏移值和第二偏移值设置到所述比较器的偏移控制电路，

其中，所述比较器：在设置了所述第一偏移值时，检测所述位置检测相在与所述零交叉点间隔开的第一检测点的第一电压；在设置了所述第二偏移值时，检测所述位置检测相在与所述第一检测点间隔开的第二检测点的第二电压；以及在为了检测所述第一电压而提供的第一定时和为了检测所述第二电压而提供的第二定时，使所述输出信号有效，以将所述输出信号从所述比较器输出，

其中，所述驱动单元具有：

第一计数器，用于从已经使所述输出信号在所述当前区间的所述第一定时为有效之后起，开始对时间的测量，以及继续所述测量直至所述输出信号在下一区间的所述第一定时变为有效；以及

子计数器，用于在已经使所述输出信号在所述第一定时有效之后测量实际检测时间直至所述输出信号在所述第二定时变为有效，

其中，在所述先前区间测量的所述第一计数器的总计数值和在所述先前区间测量的所述实际检测时间被限定为在所述先前区间的所述时间信息，

其中，在所述当前区间测量的所述实际检测时间被限定为在所述当前区间的所述时间信息，以及

其中，当在所述当前区间测量的所述第一计数器的计数值变得等于所述运算结果时的时间点被计算为在所述下一区间的所述零交叉点。

4.根据权利要求3所述的电动机驱动装置，其中，所述驱动操作单元将从所述零交叉点到所述输出信号在所述第一定时变得有效为止所需的时间视为等于所述实际检测时间的预测时间，以及使用通过进一步从操作后计数值中减去与在所述当前区间测量的所述实际检测时间对应的计数值而获得的结果作为所述运算结果，所述操作后计数值是通过将与在所述先前区间测量的所述实际检测时间对应的计数值与在所述先前区间测量的所述第一计数器的所述总计数值相加、并从中减去与在所述当前区间测量的所述实际检测时间对应的计数值而获得的。

5.根据权利要求3所述的电动机驱动装置，其中，所述驱动操作单元：在检测到所述零交叉点之后或者在计算所述零交叉点之后，控制所述移位控制电路，以将所述第一偏移值设置到所述比较器；在已经使所述输出信号在所述第一定时有效之后，控制所述偏移控制电路，以将所述第二偏置值设置到所述比较器；以及在已经使所述输出信号在所述第二定时有效之后执行所述运算。

6.根据权利要求3所述的电动机驱动装置，

其中，所述驱动操作单元具有第二计数器，所述第二计数器从检测到在所述零交叉点或者计算所述零交叉点之后起，开始测量时间，以及继续测量直至在所述下一区间的所述零交叉点被检测，或者直至在所述下一区间的所述零交叉点被计算，以及

其中，当无法基于在所述先前区间来自所述电压比较单元的所述输出信号通过所述运算来计算在所述当前区间的所述零交叉点时，所述驱动操作单元使用通过从所述第二计数器的总计数值中减去与在所述当前区间测量的所述实际测量时间对应的计数值而获得的结果作为所述运算结果。

7.根据权利要求3所述的电动机驱动装置，其中，所述第二偏移值被设置为所述第一偏移值的两倍。

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