TWI406494B - 驅動電路 - Google Patents

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Kosaku Hioki
Kazumasa Takai
Takeshi Naganuma
Yoshihiro Niwa
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Sanyo Electric Co
Sanyo Semiconductor Co Ltd
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Description

驅動電路
本發明有關一種包括2個線圈且使提供給該2個線圈的供給電流的相位不同來旋轉由線圈驅動的轉子的步進電動機的驅動電路。
雖然電動機中存在各種電動機，但是作為能準確決定位置的電動機的典型，有步進電動機，並被廣泛應用於各種裝置中。例如，舉出照相機的對焦、手抖動校正及工作機械的定位等。另外，在需要大電流的OA(Office Automation；辦公室自動化)設備等中該需求大。
該步進的驅動通常是藉由以提供給2個定子線圈的電流相位來變更轉子的旋轉位置而進行的。因此，如果轉子進行與提供給線圈的電流相位相應的旋轉，則與提供給線圈的電流量無關，轉子進行預定旋轉。因此，一般而言，為了使轉子能可靠地旋轉，提供給線圈的電流量非常大。
[專利文獻1]：日本特開2006-288056號公報
[專利文獻2]：日本特開平8-37798號公報
在此，存在電氣設備中的消耗功率儘量小的需求。特別是，在電池驅動的移動設備等中該需求大。另一方面，在步進電動機的驅動中，將電流量設定為能可靠地旋轉轉子的大小，可以說在線圈中流動額外的電流且消耗了額外的功率。
本發明的驅動電路，係包括2個線圈且使提供給該2個線圈的供給電流的相位不同以旋轉由線圈驅動的轉子的步進電動機的驅動電路，其特徵在於，前述驅動電路在一方線圈處於高阻抗(High impedance)狀態的階段(phase)檢測在該線圈中產生的感應電壓，並根據該感應電壓的狀態來控制提供給2個線圈的電動機驅動電流的大小。
另外，較佳為前述感應電壓的檢測是檢測處於前述高阻抗狀態的階段內的前述感應電壓的時間性變化。
另外，較佳為前述感應電壓的檢測是檢測前述感應電壓與前述預定值交叉的時刻，並以檢測結果成為前述階段的中央附近所設定的預定範圍的方式來控制電動機驅動電流的大小。
另外，較佳為前述預定值是能變更的。
另外，較佳為前述驅動電路具有比較前述線圈的兩端電壓的比較器，並以該比較器的比較結果的信號變化的時刻成為前述預定位移的方式來控制電動機驅動電流的大小。
另外，較佳為將偏位電壓(offset voltage)與前述比較器的輸入的一方相加，從而前述預定值是能變更的。
根據本發明，能將電動機驅動電流的大小控制為適當的值。
以下，基於附圖對本發明的實施形態進行說明。
第1圖是表示整體結構的圖，系統由驅動器100和電動機200所構成。輸入信號被輸入到驅動器100，驅動器100將與輸入信號相應的驅動電流提供給電動機200。如此，根據輸入信號控制電動機200的旋轉。
在此，驅動器100具有輸出控制電路12，輸入信號被提供給該輸出控制電路12。輸出控制電路12根據輸入信號來決定預定頻率的驅動波形(相位)，並且根據PWM(Pulse Width Modulation；脈波寬度調變)控制來決定該驅動電流的振幅，生成驅動控制信號。並且，將生成的驅動控制信號提供給輸出電路14。
輸出電路14由複數個電晶體所構成，藉由這些電晶體的切換來控制來自電源的電流，以產生電動機驅動電流，並將該電動機驅動電流提供給電動機200。
電動機200是步進電動機，具有2個線圈22、24和轉子26。2個線圈22、24在電氣角彼此偏離90°位置進行配置，因此，與轉子26相對的磁場的方向也相對轉子的中心角，電氣角彼此偏離了90°。另外，轉子26例如包括永久磁鐵，根據來自2個線圈22、24的磁場來決定穩定的位置。亦即，藉由將彼此相差90°相位的交流電流提供給配置在相對轉子的旋轉角偏離90°的位置處的2個線圈，從而能藉由該電流相位使轉子26移動並旋轉。另外，藉由在特定的電流相位的時序(timing)內停止電流相位的變化，從而能將轉子停止於與此時的電流相位相應的位置，因此能抑制電動機200的旋轉。
提供給2個線圈22、24的電流路徑的電壓係經由開關32被提供給比較器34。在此，開關32對比較器34依序選擇提供給2個線圈22、24內的一方線圈的電流路徑的電壓。因此，施加到線圈22、24的電壓被依序提供給比較器34。比較器34比較施加到線圈22、24兩端的電壓，並生成與該結果相對的信號。
比較器34將與比較結果相對的信號提供給驅動電流調整電路36。驅動電流調整電路36基於比較器34的比較結果來決定提供給電動機200的電流振幅。並且，將與該電流振幅相對的調整信號提供給輸出控制電路12。因此，輸出控制電路12根據輸入信號及調整信號生成驅動控制信號。另外，來自偏位電壓產生電路38的輸出與比較器34的一個輸入端連接。因此，根據從偏位電壓產生電路38產生的偏位電壓能將任意的偏位值附加於2個輸入的比較。亦即，若偏位電壓為0，則線圈22、24的兩端電壓之差以0為界且比較器34的輸出反相，但是根據偏位電壓能夠任意移動該點。
此外，比較器34及驅動電流調整電路36相當於感應電壓檢測機構，輸出控制電路12及輸出電路14相當於控制機構。
第2圖顯示輸出電路14的一部分和電動機200的一個線圈22(24)的結構。
如第2圖所示，在電源與地線(earth)之間設置有由2個電晶體Q1、Q2的串聯連接所構成的支路(arm)和由2個電晶體Q3、Q4的串聯連接所構成的支路，且在電晶體Q1、Q2的中間點與電晶體Q3、Q4的中間點之間連接有線圈22(24)。並且，藉由將電晶體Q1、Q4導通(ON)、將電晶體Q2、Q3斷開(OFF)，從而在線圈22(24)中流動一個方向的電流，且藉由將電晶體Q1、Q4斷開、將電晶體Q2、Q3導通，從而在線圈22(24)中流動相反方向的電流，驅動線圈22、24。
藉由設置2個這種電路，從而能分別控制提供給2個線圈22、24的電流。
第3圖顯示輸出控制電路12的結構。向計數器40提供預定的時脈，且該計數器40依序遞增計數時脈。計數器40輸出的複數位元的信號被輸入到2個「及」(AND)電路42、44。「及」電路42的另一輸入端被輸入了以與從設定電路46提供的計數器40的輸出相同的位元數表示的周期設定值。因此，在計數器40的計數值和周期設定值一致時，「及」電路42輸出高位準(High level)。並且，該「及」電路42的輸出與計數器40的重置(reset)端子連接。因此，計數器40對時脈進行計數，在該計數值與周期設定值一致時藉由「及」電路42的輸出進行重置。亦即，計數器40反復進行直到周期設定值為止的計數。
另一方面，從設定電路46向「及」電路44的另一輸入端提供反相設定值。因此，在計數器40的輸出成為反相設定值的情況下，從「及」電路44輸出高位準。
「及」電路42的輸出被提供給正反器48的時脈輸入端C，「及」電路44的輸出被提供給正反器48的重置端。該正反器48的D輸入端被設定(set)為高位準。因此，在計數器40的值成為周期設定值時被設定為高位準，在計數器40的值成為反相設定值的情況下返回低位準(Low level)，並反復進行。因此，在正反器48的輸出中能夠得到1個周期由周期設定值決定、高位準期間(空作比(duty ratio))由反相設定值決定的矩形波(PWM波形)。
並且，輸入信號和來自驅動電流調整電路36的調整信號被提供給設定電路46。輸入信號是電動機200的旋轉控制指令，因此能決定周期設定值，且能決定一次旋轉的時間(旋轉速度)。在此，第4圖顯示電動機的旋轉相位。提供給一個線圈22的驅動電流，其作為以電氣角表示的轉子的旋轉角，在旋轉角為0°、180°時驅動電流為100%，在旋轉角為90°、270°時驅動電流為0%，在旋轉角為45°、135°、225°、315°時驅動電流為71%，在另一方線圈24中與此相差90°相位。因此，例如若是1-2相驅動(8階段)，則在控制一方線圈22的驅動電流的系統中，藉由將反相設定值設定為0、71、100、71、0、71、100、71、0，從而能將轉子的一次旋轉的電流劃分為8個階段進行控制。此外，在第二次的100的情況下，流經線圈的電流是與第一次的100的情況相反的方向。另外，在第三次、第四次的71的情況下，流過線圈的電流是與第一次、第二次的71的情況相反的方向。
在此，上述空作比表示最大轉矩下的驅動的情況。在此，在電動機200的供給電流不充分的情況下，功率不足且不能進行希望的旋轉驅動。因此，以往提供了十分大的電動機驅動電流。只是，這種驅動是一種能量的浪費。
在本實施形態中，根據調整信號而降低空作比。例如，71%降到57%，100%降到80%等。如上前述，藉由根據調整信號來變更反相設定值，從而能容易地進行。此外，減少的比例可以不是相同的比例。
在此，第5圖顯示驅動電壓十分充裕的情況下線圈22(24)中的驅動電壓波形和感應電壓波形。此外，感應電壓波形雖然不一定是正弦波，但是這裏表現為近似正弦波。另外，驅動電壓波形是將線圈22(24)兩端的電位差作為波形。在此，在90°、270°中，提供給線圈的電壓為0，第2圖顯示的電晶體Q1至Q4全部斷開，成為一種高阻抗狀態。因此，對線圈直接表現感應電壓波形。並且，該感應電壓波形與驅動電壓波形相比相位超前。亦即，在高阻抗期間最初已經與0交叉。這被認為：由於流經另一側的線圈的電流十分大，故轉子提前旋轉，整體的感應電壓波形超前。
若降低驅動電壓的空作比，則感應電壓波形逐漸一致於驅動電壓波形的相位。並且，在不能進行預定旋轉的失調前，感應電壓波形相對驅動電壓波形會延遲。並且，若成為失調狀態，則轉子不會旋轉，進而不能得到感應電壓波形。
第6圖顯示提供適當的驅動電流的情況下的驅動電壓波形和感應電壓波形。如此，處於高阻抗期間的正中時存在零交叉(zero cross)。
如此，認為：零交叉處於高阻抗的期間中央附近為最適驅動。進一步地說，電動機200旋轉所需的轉矩也會變動，為了避免失調而需要些許充裕。特別是，在轉矩變動大的情況下，驅動電流需要十分充裕。
在使電動機200的旋轉的轉矩具有餘裕的情況下，較佳為以感應電壓波形的相位對於驅動電流波形的相位超前的方式進行控制。亦即，以感應電壓波形的零交叉存在於比高阻抗期間的正中超前的位置的方式進行控制。藉由以感應電壓波形的相位對於驅動電流波形的相位超前的方式進行控制，從而既能防止電動機200失調又能降低在電動機200中消耗的能量。
在本實施形態中，在第1圖中的開關32中，選擇線圈22(24)的高阻抗期間以將線圈兩端電壓提供給比較器34。因此，藉由線圈34的輸出反相的時序，能夠檢測感應電壓的零交叉的時序。此外，雖然圖示省略，但是在輸出控制電路12中，線圈22(24)的高阻抗期間被預先識別，利用來自該輸出控制電路12的信號來控制開關32，此外，驅動電流調整電路36只要在高阻抗期間的任意時序檢測比較器34的輸出是否業已反相即可。
另外，藉由來自偏位電壓產生電路38的信號可以將驅動功率設為較大值或設為最適值。一般而言，由於可根據電動機200的用途預先決定具有什麽程度的充裕比較好，故偏位電壓產生電路38的輸出較佳為設為在上升過程中設定的固定值。但是，也可以根據失調的產生其後自動地增大偏位值等，可以設為可變，也可以由使用者進行調整。
另外，較佳為驅動電流調整電路36在感應電壓波形的零交叉進入到預定期間(例如，高阻抗期間的中央±25%的期間)的情況下，輸出維持原樣驅動的調整信號，在從該期間偏離出的情況下，產生增減驅動電流的信號。
此外，附加偏位值進行比較的方式並不限定上述例，也可以採用其他方式。例如，可以放大線圈的兩端電壓並將其與可變的基準電壓進行比較。基準電壓也可以進行電源電壓的電阻分割得到或藉由DAC(Digital to Analog Converter；數位類比轉換器)將從暫存器讀取出的數位值變更為類比電壓。偏位電壓產生電路38也同樣能採用電壓產生機構。
而且，較佳為在比較器34的輸出中，只對上升方向或下降方向的其中一方的零交叉進行取樣。有在上升方向和下降方向中存在零交叉位置不同的可能性，藉由只對一方進行取樣，從而能進行更穩定的控制。
如此，根據本實施形態，因為能將電動機的驅動功率設定為適當的值，故能抑制無用功率的消耗。特別是，由於檢測感應電壓並根據該狀態來控制電動機驅動功率，故既能防止失調又能謀求節省功率。
亦即，能夠進行與電動機負載的狀態、速度等的電動機的旋轉狀態相應的適當的電動機驅動控制。
另外，在以大功率進行電動機驅動時，由於以需求以上的力度使轉子旋轉，故容易產生微震等，且容易產生噪音。根據本實施形態能夠抑制噪音的產生。
而且，在該控制中，不需要霍爾元件等的轉子的旋轉位置檢測元件。因此，能謀求低價格、佈線數的降低等，還能得到不需要檢測元件的安裝區域這一效果。另外，由於無霍爾元件，故耐高溫、還不會在檢測時產生驅動電流的損耗。
另外，作為驅動器的驅動方式，除了具有在不流動電動機電流時將輸出設為高阻抗的方式以外，還具有將輸出固定為0V的方式。亦即，雖然在設為高阻抗的情況下斷開第2圖的電晶體Q1至Q4，但在將輸出設為0V的方式中，斷開電晶體Q1、Q3，導通電晶體Q2、Q4，並將線圈22(24)的兩端固定為0V。
若將輸出設為0V則無法檢測感應電壓波形。而且，在2相勵磁驅動中不存在能檢測感應電壓的高阻抗期間。因此，在這些情況下，只要在不影響驅動的範圍內適當插入高阻抗期間以在該期間檢測感應電壓波形即可。
接著，基於附圖對本發明的其他實施形態進行說明。上述本發明實施形態與以下說明的其他實施形態的不同之處在於：比較被施加到線圈22、24兩端上的電壓的電路的結構，具體地說，驅動電流調整電路70比較被施加到線圈22、24兩端上的電壓。此外，由於賦予與本發明實施形態相同的符號的電路其結構和動作也大致相同，故省略其說明。
[整體結構]
第7圖是表示整體結構的圖，系統由驅動器100、電動機200構成。除了驅動電流調整電路70以外，是與本發明的實施形態相同的結構。
提供給2個線圈22、24的4個電流線路的輸出OUT1至OUT4的電壓被提供給驅動電流調整電路70。驅動電流調整電路70基於輸出OUT1至OUT4的電壓決定提供給電動機200的電流振幅。並且，將與該電流振幅相對的調整信號提供給輸出控制電路12。因此，輸出控制電路12根據輸入信號及調整信號生成驅動控制信號。此外，驅動電流調整電路70相當於感應電壓檢測機構。
[驅動電流調整電路的結構]
第8圖顯示驅動電流調整電路70的結構例，OUT1至OUT4的電壓分別經由4個開關72被輸入到ADC 74。ADC 74將由開關72選擇並被輸入進來的電壓轉換為數位信號後依序輸出。ADC 74的輸出被提供給控制邏輯電路76。該控制邏輯電路76基於所提供的OUT1至OUT4的電壓波形決定提供給電動機200的電流振幅，將與該電流振幅相對的調整信號提供給輸出控制電路12。
雖然輸出控制電路12根據調整信號生成PWM控制下的驅動控制信號，但是在此PWM控制的方式中存在直接(direct)PWM控制方式和恆定電流截斷(chopping)方式。
在直接PWM控制方式的情況下，假設矩形波的空作比和電流輸出成正比而進行PWM控制。此時，若在電動機中產生感應電壓則實際的電流輸出值變小。在直接PWM控制方式下，藉由控制成為目標的矩形波的空作比和調整矩形波的振幅的係數，從而能調整電流輸出值。
在恆定電流截斷方式的情況下，藉由檢測流經電源與地線之間的電流而檢測驅動電動機的電流，且以該電流值成為目標值的方式進行變更矩形波的脈衝寬度的控制。在恆定電流截斷方式下，藉由變更上述目標值，從而能調整電流輸出值。
對在本實施形態中進行採用直接PWM控制方式的驅動電路的說明。
在此，在本實施形態中在ADC 74中直接對提供給4個線圈端的輸出電壓OUT1至OUT4進行AD轉換。
如此，驅動電路具有時序電路78，該時序電路78基於各線圈的驅動相位來控制開關72的切換並且控制輸出電路14中的電晶體Q2、Q4的切換。亦即，在線圈22(24)中，一方的端子OUT與接地(grand)連接，將另一方的端子OUT設為開路。如此，在開路側的端子OUT出現感應電壓。將其輸入到ADC 74，ADC 74輸出表示振幅的數位值。
在此，如上前述，與一個線圈22(24)相對的輸出電路具有第2圖所示的結構。並且，一個線圈22(24)的驅動係重復進行以導通電晶體Q4的狀態PWM控制電晶體Q1的狀態和導通電晶體Q2來PWM控制電晶體Q3的狀態。
第9圖顯示向線圈22施加驅動電壓的OUT1-OUT2期間的電壓波形和向線圈24施加驅動電壓的OUT3-OUT4期間的電壓波形。如此，提供給2個線圈22、24的驅動波形相差90度相位，線圈22的驅動波形與線圈24的驅動波形相比超前90度。
並且，在OUT3-OUT4期間的電壓波形的例子中，在第2圖中從導通電晶體Q4且PWM控制電晶體Q1的狀態向導通電晶體Q2且PWM控制電晶體Q3的狀態移行時、亦即驅動波形為180度的步驟；和從導通電晶體Q2且PWM控制電晶體Q3的狀態向導通電晶體Q4且PWM控制電晶體Q1的狀態移行時、亦即驅動波形為0度的步驟中，檢測感應電壓。
亦即，在該期間電晶體Q1、Q3一直斷開，在下一階段中導通應導通的電晶體Q2(或Q4)。此外，電晶體Q4(或Q2)一直斷開。
在第9圖的例子中，在電氣角0度附近，在與線圈22相對的OUT1-OUT2中為導通電晶體Q4且PWM控制電晶體Q1的狀態，在電氣角90度的步驟中，導通電晶體Q2從而OUT1與接地GND連接，斷開電晶體Q1、Q3、Q4從而OUT2處於開路狀態。如此，在OUT2得到線圈22中的感應電壓，藉由導通開關72-2從而感應電壓被輸入到ADC 74。在電氣角270度的步驟中，導通電晶體Q4從而OUT2與接地GND連接，斷開電晶體Q1、Q2、Q3從而OUT1處於開路狀態。如此，在OUT1得到線圈22中的感應電壓，藉由導通開關72-1從而感應電壓被輸入到ADC 74。由於線圈24相位延遲90度，故在電氣角0度時OUT3變為開路，OUT4與接地連接，開關72-3變為導通，OUT3的感應電壓被提供給ADC 74，在電氣角180度時OUT4變為開路，OUT3與接地連接，開關72-4變為導通，OUT4的感應電壓被提供給ADC 74。
在與用於計測這種感應電壓的線圈22、24相對的輸出電路14中各電晶體Q1至Q4的切換、開關72的控制是時序電路78基於來自輸出控制電路12的切換相位的信號而進行的。
作為兩端電壓的差求出線圈22(24)的感應電壓。但是，在本實施形態中，由於在測量感應電壓時線圈22(24)的一端與接地連接，故在變為開路狀態的另一端能直接得到線圈22(24)的兩端的電位差的值。因此，無需由運算放大器檢測線圈兩端的電位差，從而電路變得簡單。另外，開路側的OUT是感應電壓上升側的端子，提供給ADC 74的輸入基本上是為正的電壓，在ADC 74中能直接轉換為數位信號。
如此，藉由ADC 74能依序檢測驅動電流波形變為0的相位的感應電壓。因此，在2個線圈22、24中，在電動機的電氣角一周期內能進行4次檢測。此外，感應電壓的檢測期間在本實施形態採用的1-2相勵磁模式下為1/8周期，在W1-2相勵磁模式下為1/16周期。
第10圖顯示驅動電流調整電路70的其他結構例。驅動電流調整電路70具備差分放大電路82、ADC 84及偏位電壓產生電路86。差分放大電路82對線圈22兩端的電位或線圈24兩端的電位進行差分放大，並輸出到ADC 84。ADC 84將從差分放大電路82輸出的類比值轉換為數位值，並輸出到輸出控制電路12。
以下，對差分放大電路82的具體結構進行說明。差分放大電路82包括：運算放大器OP1、第一電阻R1、第二電阻R2、第三電阻R3及第四電阻R4。
線圈22或線圈24的一端的電位經由第一電阻R1被輸入到運算放大器OP1的反相輸入端子。運算放大器OP1的反相輸入端子和輸出端子經由第二電阻R2連接。第一電阻R1與第二電阻R2串聯連接。
線圈22或線圈24的一端的電位經由第三電阻R3被輸入到運算放大器OP1的非反相輸入端子。另外，運算放大器OP1的非反相輸入端子經由第四電阻R4與偏位電壓產生電路86連接。第三電阻R3和第四電阻R4串聯連接。此外，在未設置偏位電壓產生電路86的情況下，第四電阻R4代替偏位電壓產生電路86而與接地連接。
將第一電阻R1和第三電阻R3的電阻值設定為相同的值，將第二電阻R2和第四電阻R4的電阻值設定為相同的值。在該條件下，差分放大電路82的放大率是由R2/R1決定的。設計者或使用者藉由調整第一電阻R1(=第三電阻R3)及第二電阻R2(=第四電阻R4)的電阻值，從而能調整差分放大電路82的放大率。
偏位電壓產生電路86包括第五電阻R5及第六電阻R6。第五電阻R5及第六電阻R6串聯連接，該串聯電路被連接在電源與接地之間。第五電阻R5和第六電阻R6的分壓點與第四電阻R4連接。設計者或使用者藉由調整第五電阻R5及第六電阻R6的電阻值，從而能調整第五電阻R5和第六電阻R6的分壓比且能調整加到差分放大電路82的偏位電壓。
第一開關S1是用於使線圈22的第一端子和差分放大電路82的反相輸入端子導通或不導通的開關。第二開關S2是用於使線圈22的第一端子和差分放大電路82的非反相輸入端子導通或不導通的開關。第三開關S3是用於使線圈22的第二端子和差分放大電路82的反相輸入端子導通或不導通的開關。第四開關S4是用於使線圈22的第二端子和差分放大電路82的非反相輸入端子導通或不導通的開關。
第五開關S5是用於使線圈24的第一端子和差分放大電路82的反相輸入端子導通或不導通的開關。第六開關S6是用於使線圈24的第一端子和差分放大電路82的非反相輸入端子導通或不導通的開關。第七開關S7是用於使線圈24的第二端子和差分放大電路82的反相輸入端子導通或不導通的開關。第八開關S8是用於使線圈24的第二端子和差分放大電路82的非反相輸入端子導通或不導通的開關。
在檢測出線圈22的感應電壓的情況下，從線圈22可以看出，按照輸出電路14被控制為高阻抗狀態的階段而交替切換第一狀態和第二狀態，其中前述第一狀態是第一開關S1導通和第二開關S2斷開以及第三開關S3斷開和第四開關S4導通的狀態，前述第二狀態是第一開關S1斷開和第二開關S2導通以及第三開關S3導通和第四開關S4斷開的狀態。
在檢測出線圈24的感應電壓的情況下，從線圈24可以看出，按照輸出電路14被控制為高阻抗狀態的階段而交替切換第三狀態和第四狀態，其中前述第三狀態是第五開關S5導通和第六開關S6斷開以及第七開關S7斷開和第八開關S8導通的狀態，前述第四狀態是第五開關S5斷開和第六開關S6導通以及第七開關S7導通和第八開關S8斷開的狀態。
在該控制方式下，在感應電壓以零為界在上升方向變化時或在下降方向變化時都能將運算放大器OP1的輸出電壓的極性例如統一為正。因此，能使運算放大器OP1的輸出電壓範圍及ADC 84的輸入電壓範圍變窄，且能抑制運算放大器OP1及ADC 84的成本。此外，由於感應電壓的極性按照被控制為高阻抗狀態的階段交替切換，故在ADC 84的後級能將極性資訊容易地追加到該輸出數位值中。
另外，在不使運算放大器OP1的輸出電壓的極性統一的情況下，無需設置第二開關S2、第三開關S3、第六開關S6及第七開關S7。另外，即使在該結構中，若跳過一個階段來執行感應電壓的取樣，則能使該極性統一。其中，與在整個階段取樣的情況比較，會聚時間延遲。
另外，藉由差分放大電路及類比數位轉換電路構成驅動電流調整電路70，從而能更精確地檢測感應電壓。亦即，在以低電壓驅動的步進電動機中，雖然感應電壓也成為小的值，但是即使在該情況下也能將線圈的兩端電位輸入到差分放大電路的兩個輸入端子，藉由對其進行差分放大，從而能更精確地檢測感應電壓。另外，藉由將該檢測結果轉換為數位值，從而能進行基於數位值的反饋控制且能提高校正精度。
[感應電壓檢測時序]
如上前述，根據本實施形態，在線圈處於高阻抗狀態的期間，檢測在此產生的感應電壓並基於該檢測值來控制電動機驅動電流。在此，如第1圖所示，在電動機200中存在2個線圈22、24。並且，在一方線圈22(24)為高阻抗的情況下，另一方的線圈24(22)以較高的空作比被驅動。
因此，在一方線圈22(24)產生的感應電壓中，產生另一方的線圈24(22)的影響，特別是產生了由PWM引起的電流變化的影響。因此，較佳為在不受到另一方線圈24(22)影響的時序檢測感應電壓。
第11圖顯示為此採取的結構例。來自設定電路46的周期設定值及計數器40的輸出被提供給時序設定電路50。時序設定電路50在一個周期內生成不受另一方線圈24(22)影響的時序(噪音少的時序)，並將該時序信號提供給第1圖中的驅動電流調整電路36。在驅動電流調整電路36中，基於時序信號對感應電壓進行取樣，並基於此生成調整信號。如此，能檢測準確的感應電壓。
第12圖顯示2個線圈兩端電壓。在一方線圈22(24)為高阻抗的情況下，另一方線圈24(22)成為空作比大的驅動狀態。並且，隨著該另一方線圈24(22)中的電壓變化，感應電壓中附有噪音。因此，藉由避開該期間來檢測感應電壓，從而能排除隨著另一線圈24(22)的電流變化帶來的噪音影響。亦即，輸出控制電路12生成2個線圈22、24的PWM波形，且具有與PWM波形的轉換時序相對的資料。因此，在時序設定電路50中，將另一方線圈24(22)的信號無變化的時刻作為取樣時序，例如另一方線圈24(22)的電壓特定在一定的時序以在PWM波形的一個周期中對感應電壓取樣一次。並且，能夠根據取樣得到的感應電壓的變化來判斷感應電壓的零交叉時刻是否落入預定範圍內。
另外，第13圖顯示驅動一方線圈22(24)的PWM波形、步幅信號、及成為生成PWM波形基準的時脈。
步幅信號是與電動機的旋轉相對的信號，是空作比50%的矩形波，藉由該步幅信號能識別電氣角的一次旋轉(360°)。此外，電動機的機械式一次旋轉根據極數(pole)等而變化。
由於在第11圖的電路中計數器40輸出時脈的計數值，故在時序設定電路50中藉由將特定的計數值作為取樣時序，從而能夠設定適當的取樣時序。
另外，對於一個階段(高阻抗期間)中的正中的周邊期間而言，在第13圖中，將一個階段的長度表示為B，將從一個階段的開始直到判斷出零交叉的位置為止的長度表示為A。若電動機驅動電流的充裕相同，則A/B比較佳為與旋轉速度無關而成為恆定的方式進行控制。
而且，藉由檢測該A/B比為恆定的時刻的感應電壓的值且使該檢測值(電壓值)在0附近、亦即相對0在預定的範圍內，從而也能控制電動機驅動電流。此時，感應電壓的檢測也可以在一個高阻抗期間只進行一次。
[考慮機械角的判斷]
第14圖顯示轉子是分別具有N、S極的2極，並利用4個線圈22-1、22-2、24-1、24-2來驅動該轉子的例子。定子側的線圈22-1和22-2、線圈24-1和24-2分別流動彼此相差180°相位的電流。另外，線圈22-1及22-2和線圈24-1及24-2分別相差90°相位。因此，一個周期對應電動機的一次旋轉與上述例子同樣。因此，能夠產生上述的轉子26的旋轉。
在第15圖中，將轉子設為4極，將線圈22、24的機械角偏離45°。此外，在如上前述進行驅動的情況下，較佳為分別設置電流相位相差180°的線圈，並設置總共8個定子線圈。並且，藉由將相位相差90°的電流提供給相鄰的線圈22、24，從而根據電氣相位360°而轉子26的旋轉變為180°。如此，藉由變更電動機的極數，從而能夠變更與電氣角的一次旋轉對應的機械(轉子)旋轉角。
因此，電氣角的一個周期不與機械角的一個周期對應，電氣角的一個周期相當於轉子的旋轉角的1/4。此時，即使是電氣角為恆定角度中的感應電壓，也會變為在機械角不同的位置檢測出的感應電壓。若機械角不同，則也會存在基於電動機的機械式結構而在感應電壓中產生變化的情況。
在此，機械角和電氣角的關係毫無疑義地由電動機決定。例如，若已知機械角360°與例如電氣角4×360°對應，則能夠測量電氣角為1440°的感應電壓並根據該測量結果的平均值等準確地求出零交叉點。
此外，也能只對相同機械角中的檢測值進行取樣，基於此來檢測零交叉點。此時，也可以根據在機械角相差360°的點上的感應電壓測量結果來檢測零交叉。
第16圖顯示本實施形態的結構。作為比較器34的比較結果的線圈兩端電壓被輸入到取樣電路62中。該取樣電路62如上前述提供表示PWM波形中的噪音不進入的時序的時序信號，並在該時序對感應電壓進行取樣，並將其提供給零交叉檢測機構64。零交叉檢測機構64根據提供來的感應電壓的值來判斷正負反相的零交叉點。該判斷例如是判斷相鄰2個檢測電壓、亦即正負反相的電壓是否處於中央附近的設定區域內。此外，藉由提供給該線圈的驅動電壓的變化狀態和檢測出的零交叉點位置或檢測出的感應電壓為正為負可知電氣相位延遲或超前。
如此，在一次高阻抗期間檢測出與感應電壓相應的零交叉的情況下，其檢測結果被提供給零交叉判斷機構66。零交叉判斷機構66儲存有機械角1周份(360°)的零交叉檢測結果，將該平均而得到機械角1周份的平均零交叉檢測結果。並且，根據該平均結果進行是否應變更驅動電流量的判斷，生成並輸出調整信號。此外，在該例子中，雖然採取機械角1周份的平均，但是1周份並不是必須的，也可以是2周份。另外，也可以利用多數決定來決定是否處於預定範圍內。而且，在偏離大的情況下，也能發送表示該偏離程度的調整信號以增大驅動電流量的變更量。另外，由於想儘量避免電動機的失調，故較佳為最初以幾乎滿功率側的驅動開始並逐漸調整為減少功率的方向。
此外，零交叉檢測機構64、零交叉判斷機構66也可以由硬體構成，也可以使用微電腦等功能以軟體構成。
12‧‧‧輸出控制電路
14‧‧‧輸出電路
22、24‧‧‧線圈
26‧‧‧轉子
32、72‧‧‧開關
34‧‧‧比較器
36、70‧‧‧驅動電流調整電路
38、86‧‧‧偏位電壓產生電路
40‧‧‧計數器
42、44‧‧‧「及」電路
46‧‧‧設定電路
48‧‧‧正反器
50‧‧‧時序設定電路
62‧‧‧取樣電路
64‧‧‧零交叉檢測機構
66‧‧‧零交叉判斷機構
74、84‧‧‧ADC
76‧‧‧控制邏輯電路
78‧‧‧時序電路
82‧‧‧差分放大電路
100‧‧‧驅動器
200‧‧‧電動機
OP1‧‧‧運算放大器
Q1至Q4‧‧‧電晶體
R1至R8‧‧‧電阻
S1至S8‧‧‧開關
第1圖是表示包括實施形態的驅動電路的系統的整體結構的圖。
第2圖是表示輸出電路的一部分結構的圖。
第3圖是表示輸出控制電路的結構的圖。
第4圖是表示旋轉相位的圖。
第5圖是表示驅動電壓波形及感應電壓波形(過剩功率)的圖。
第6圖是表示驅動電壓波形及感應電壓波形(適當功率)的圖。
第7圖是表示包括其他實施形態的驅動電路的系統的整體結構的圖。
第8圖是表示驅動電流調整電路的結構的圖。
第9圖是表示輸出電路的輸出及控制狀態的圖。
第10圖是表示驅動電流調整電路的結構的圖。
第11圖是表示輸出控制電路的其他結構例的圖。
第12圖是說明感應電壓的取樣時序的圖。
第13圖是表示PWM波形與零交叉位置的關係的圖。
第14圖是表示電動機的驅動方式的一例的圖。
第15圖是表示電動機的驅動方法的其他例子的圖。
第16圖是表示用於考慮了機械角的零交叉檢測的結構的圖。
12．．．輸出控制電路
14．．．輸出電路
22、24．．．線圈
26．．．轉子
32．．．開關
34．．．比較器
36．．．驅動電流調整電路
38．．．偏位電壓產生電路
100．．．驅動器
200．．．電動機

Claims (9)

  1. 一種驅動電路，係包括2個線圈且使提供給該2個線圈的供給電流的相位不同來旋轉由線圈驅動的轉子的步進電動機的驅動電路，其特徵在於，前述驅動電路在一方線圈處於高阻抗狀態的階段檢測在該線圈中產生的感應電壓，並根據該感應電壓的狀態來控制提供給線圈的電動機驅動電流的大小。
  2. 如申請專利範圍第1項之驅動電路，其中，前述感應電壓的檢測是檢測處於前述高阻抗狀態的階段內的前述感應電壓的時間性變化。
  3. 如申請專利範圍第2項之驅動電路，其中，前述感應電壓的檢測是檢測前述感應電壓與前述預定值交叉的時刻，並以檢測結果成為前述階段的中央附近所設定的預定範圍的方式來控制電動機驅動電流的大小。
  4. 如申請專利範圍第2項或第3項之驅動電路，其中，前述預定值是能變更的。
  5. 如申請專利範圍第3項之驅動電路，其中，前述驅動電路具有比較前述線圈的兩端電壓的比較器；以該比較器的比較結果的信號變化的時刻成為前述預定位移的方式來控制電動機驅動電流的大小。
  6. 如申請專利範圍第4項之驅動電路，其中，前述驅動電路具有比較前述線圈的兩端電壓的比 較器；以該比較器的比較結果的信號變化的時刻成為前述預定位移的方式來控制電動機驅動電流的大小。
  7. 如申請專利範圍第5項之驅動電路，其中，能將偏位電壓與前述比較器的輸入的一方相加，藉此前述預定值是能變更的。
  8. 如申請專利範圍第1項之驅動電路，其中，前述驅動電路以感應電壓的波形的相位相對於提供給線圈的供給電流的波形的相位而言超前的方式，控制提供給線圈的電動機驅動電流的大小。
  9. 一種驅動電路，係包括2個線圈且使提供給2個前述線圈的供給電流的相位不同來旋轉由前述線圈驅動的轉子的步進電動機的驅動電路，其特徵在於，前述驅動電路在一方線圈處於高阻抗狀態的階段檢測在該線圈中產生的感應電壓，以前述感應電壓的波形的相位相對於提供給前述一方線圈的供給電流的波形的相位而言超前的方式，控制提供給線圈的電動機驅動電流的大小。
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