JP2010178476A - ドライバ回路 - Google Patents

Abstract

【課題】モータ駆動電流の大きさを適切なものに制御するために誘起電圧を適切に検出する。
【解決手段】２つのコイル２２，２４を含み、この２つのコイル２２，２４への供給電流の位相を異ならせて、コイル２２，２４によりロータ２６を回転する。一方のコイル２２（２４）がハイインピーダンス状態にあるフェーズに、そのコイル２２（２４）において発生する誘起電圧を検出する。出力制御回路１２は誘起電圧の状態に応じて、２つのコイル２２，２４に供給するモータ駆動電流の大きさを制御する。出力制御回路１２は、２つのコイル２２，２４をそれぞれＰＷＭ駆動する。また、駆動電流調整回路３６は、誘起電圧を検出するコイルではないコイルにおける前記制御手段における切り換えタイミングを避けて当該コイルの誘起電圧を検出する。
【選択図】図１

Description

２つのコイルを含み、この２つのコイルへの供給電流の位相を異ならせて、コイルにより駆動されるロータを回転するステッピングモータのドライバ回路に関する。

モータには各種のものがあるが、位置を正確に決定できるモータの代表的なものとしてステッピングモータがあり、各種の装置において広く利用されている。例えば、カメラの焦点合わせ、手ぶれ補正や、工作機械の位置決めなどが挙げられる。

このステッピングの駆動は、通常２つのステータコイルへの電流位相で、ロータの回転位置を変更することで行われる。従って、ロータがコイルへの電流位相に応じた回転をするのであれば、コイルへの電流量に関係なく、ロータが所定回転する。そこで、一般的には、ロータが確実に回転できるように、コイルへの電流量は十分大きなものにしている。

特開２００６−２８８０５６号公報 特開平８−３７７９８号公報

ここで、電気機器における消費電力はなるべく小さくしたいという要求がある。特に、バッテリ駆動の携帯機器などではその要求が大きい。一方、ステッピングモータの駆動において、電流量を、ロータを確実に回転できる大きさに設定するということは、コイルに余分の電流を流し、余分な電力を消費しているといえる。そして、コイルへの電流量を適切に制御するためには、モータが脱調しない範囲でモータ駆動電流を減少したいという要求があり、そのためにモータの駆動状態を正確に検出する必要がある。

本発明は、２つのコイルを含み、この２つのコイルへの供給電流の位相を異ならせて、コイルにより駆動されるロータを回転するステッピングモータのドライバ回路であって、一方のコイルがハイインピーダンス状態にあるフェーズに、そのコイルにおいて発生する誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段と、検出した誘起電圧に応じて、モータ駆動電流を制御する制御手段と、を含み、前記制御手段は、前記２つのコイルをそれぞれＰＷＭ駆動し、前記誘起電圧検出手段は、誘起電圧を検出するコイルではないコイルにおける前記制御手段における切り換えタイミングを避けて当該コイルの誘起電圧を検出することを特徴とする。

また、前記制御手段は、ＰＷＭ生成クロックをカウントするカウンタを有し、このカウンタのカウント値によりＰＷＭ波形を生成し、前記誘起電圧検出手段における検出タイミングは、前記ＰＷＭ生成クロックをカウントして決定することが好適である。

また、前記制御手段は、ＰＷＭ波形生成の１周期内の反転タイミングを決定するカウンタのカウント値を変更し、前記誘起電圧検出手段は、前記１周期および前記反転タイミングを決定するカウント値に基づいて、誘起電圧検出タイミングについてのカウント値を決定することが好適である。

また、前記誘起電圧検出手段は、前記１周期を決定するカウント値と、１周期内の検出タイミングを決定するカウント値の比をモータ回転速度によらず一定に維持することが好適である。

本発明によれば、モータ駆動電流の大きさを適切なものに制御するための誘起電圧を適切に検出することができる。特に、ハイインピーダンス状態でないコイルへの電流変化によるノイズの誘起電圧検出に対する影響を抑制できる。

実施形態に係るドライバ回路を含むシステムの全体構成を示す図である。 出力回路の一部構成を示す図である。 出力制御回路の構成を示す図である。 回転位相を示す図である。 駆動電圧波形および誘起電圧波形（過剰電力）を示す図である。 駆動電圧波形および誘起電圧波形（適正電力）を示す図である。 出力制御回路の他の構成例を示す図である。 誘起電圧のサンプリングタイミングを説明する図である。 ＰＷＭ波形とゼロクロス位置の関係を示す図である。 モータの駆動方式の一例を示す図である。 モータの駆動方式の他の例を示す図である。 機械角を考慮したゼロクロス検出のための構成を示す図である。

以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。

図１は、全体構成を示す図であり、システムは、ドライバ１００と、モータ２００とから構成される。入力信号は、ドライバ１００に入力され、ドライバ１００が入力信号に応じた駆動電流をモータ２００に供給する。これによって、モータ２００の回転が入力信号に応じて制御される。

ここで、ドライバ１００は、出力制御回路１２を有しており、入力信号はこの出力制御回路１２に供給される。出力制御回路１２は、入力信号に応じて所定周波数の駆動波形（位相）を決定するとともに、その駆動電流の振幅をＰＷＭ制御によって決定し、駆動制御信号を作成する。そして、作成した駆動制御信号を出力回路１４に供給する。

出力回路１４は、複数のトランジスタから構成され、これらのスイッチングによって電源からの電流を制御してモータ駆動電流を発生し、これをモータ２００に供給する。

モータ２００は、ステッピングモータであり、２つのコイル２２，２４とロータ２６を有している。２つのコイル２２，２４は、互いに電気角で９０°位置がずれて配置されており、従って、ロータ２６に対する磁界の方向もロータの中心角について互いに電気角で９０°ずれている。また、ロータ２６は例えば永久磁石を含んでおり、２つのコイル２２，２４からの磁界に応じて安定する位置が決定される。すなわち、ロータの回転角について９０°ずれた位置に配置された２つのコイルに互いに９０°位相の異なる交流電流を供給することで、その電流位相によりロータ２６を移動させ、回転することができる。また、特定の電流位相のタイミングで、電流位相の変化を停止することで、その時の電流位相に応じた位置にロータを停止することができ、これによってモータ２００の回転が制御される。

２つのコイル２２，２４への電流経路の電圧は、スイッチ３２を介しコンパレータ３４に供給される。ここで、スイッチ３２は、コンパレータ３４に２つのコイル２２，２４の内の一方のコイルに供給する電流経路の電圧を順次選択する。従って、コンパレータ３４には、コイル２２，２４に印加される電圧が順次供給されることになる。コンパレータ３４は、コイル２２，２４の両端に印加される電圧を比較し、その結果についての信号を生成する。

コンパレータ３４は、比較結果についての信号を駆動電流調整回路３６に供給する。駆動電流調整回路３６は、コンパレータ３４の比較結果に基づき、モータ２００への電流振幅を決定する。そして、この電流振幅についての調整信号を出力制御回路１２に供給する。従って、出力制御回路１２は、入力信号および調整信号から駆動制御信号を生成する。また、オフセット発生回路３８からの出力がコンパレータ３４の一方の入力端に接続されている。従って、オフセット発生回路３８から発生するオフセット電圧によって、２つの入力の比較に任意のオフセットを付加することができる。すなわち、オフセットが０であれば、コイル２２，２４の両端電圧の差が０を境界としてコンパレータ３４の出力が反転するが、オフセット電圧によって、その点を任意に移動することができる。

なお、コンパレータ３４および駆動電流調整回路３６が誘起電圧検出手段に該当し、出力制御回路１２および出力回路１４が制御手段に該当する。

図２には、出力回路１４の一部とモータ２００の１つのコイル２２（２４）の構成を示す。

このように、電源とアースの間に２つのトランジスタＱ１、Ｑ２の直列接続からなるアームと、２つのトランジスタＱ３、Ｑ４の直列接続からなるアームが設けられており、トランジスタＱ１、Ｑ２の中間点と、トランジスタＱ３、Ｑ４の中間点との間にコイル２２（２４）が接続される。そして、トランジスタＱ１、Ｑ４をオン、トランジスタＱ２、Ｑ３をオフすることで、コイル２２（２４）に一方向の電流を流し、トランジスタＱ１、Ｑ４をオフ、トランジスタＱ２、Ｑ３をオンすることで、コイル２２（２４）に反対方向の電流を流し、コイル２２，２４を駆動する。

このような回路が２つ設けられることで、２つのコイル２２，２４に供給する電流を個別に制御することができる。

図３には、出力制御回路１２の構成が示されている。所定のクロックがカウンタ４０に供給され、このカウンタ４０がクロックを順次カウントアップする。カウンタ４０が出力する複数ビットの信号は２つのアンド回路４２，４４に入力される。アンド回路４２の他の入力端には、設定回路４６から供給されるカウンタ４０の出力と同じビット数で示される周期設定値が入力されている。従って、アンド回路４２は、カウンタ４０のカウント値と周期設定値とが一致したときにＨレベルを出力する。そして、このアンド回路４２の出力がカウンタ４０のリセット端子に接続されている。従って、カウンタ４０は、クロックをカウントして、そのカウント値が周期設定値と一致するとアンド回路４２の出力によってリセットされる。すなわち、カウンタ４０は、周期設定値までのカウントを繰り返すことになる。

一方、アンド回路４４の他方の入力端には、設定回路４６から反転設定値が供給されている。従って、カウンタ４０の出力が反転設定値となった場合にアンド回路４４からＨレベルが出力される。

アンド回路４２の出力は、フリップフロップ４８のクロック入力端Ｃに供給され、アンド回路４４の出力は、フリップフロップ４８のリセット端に供給される。このフリップフロップ４８のＤ入力端は、Ｈレベルにセットされている。従って、カウンタ４０の値が周期設定値になるとＨレベルにセットされ、反転設定値になった場合にＬレベルに戻り、これを繰り返すことになる。従って、フリップフロップ４８の出力には、１周期が周期設定値によって定められ、Ｈレベルの期間（デューティー比）が反転設定値で定められる矩形波（ＰＷＭ波形）が得られる。

そして、設定回路４６には、入力信号と、駆動電流調整回路３６からの調整信号が供給されている。入力信号は、モータ２００の回転制御指令であり、これによって周期設定値が決定され、１回転の時間（回転速度）が決定される。ここで、図４にモータの回転位相を示す。１つのコイル２２に対し供給する駆動電流は、電気角で示すロータの回転角として、０°，１８０°において１００％、９０°，２７０°において０％であり、４５°，１３５°，２２５°，３１５°において、７１％であり、他方のコイル２４において、これと９０°位相が異なる。従って、例えば１−２相駆動（８フェーズ）であれば、一方のコイル２２の駆動電流を制御する系統において、反転設定値を０，７１，１００，７１，０，７１，１００，７１，０のように設定することでロータの１回転の電流を８つのフェーズに分けて制御できる。なお、２回目の１００の場合、コイルに流す電流は１回目の１００の場合と反対方向である。また、３回目、４回目の７１の場合、コイルに流す電流は、１枚目、２回目の７１の場合と反対方向である。

ここで、上記デューティー比は、最大トルクでの駆動の場合を示している。ここで、モータ２００の供給電流が十分でない場合、パワー不足となり、所望の回転駆動が行えなくなる。そこで、従来は十分大きなモータ駆動電流を供給していた。しかし、このような駆動は、エネルギーの浪費である。

本実施形態では、調整信号に応じて、デューティー比を下げる。例えば、７１％→５７％、１００％→８０％等にする。これは上述のように調整信号に応じて、反転設定値を変更することで、容易に行うことができる。なお、減少させる割合は、同一の割合でなくてもよい。

ここで、図５に、駆動電力に十分余裕がある場合における、コイル２２（２４）における駆動電圧波形と、誘起電圧波形を示す。なお、誘起電圧波形は、必ずしも正弦波にならないが、ここでは正弦波に近いものとして表現している。また、駆動電圧波形は、コイル２２（２４）の両端の電位差を波形にしたものである。ここで、９０°、２７０°においては、コイルへの電圧供給は、０となり、図２で示すトランジスタＱ１〜Ｑ４は全てオフとなり、ハイインピーダンス状態となっている。そこで、コイルには、誘起電圧波形がそのまま現れる。そして、この誘起電圧波形は、駆動電圧波形に比べ位相が進んでいる。すなわち、ハイインピーダンスの期間の当初において既に、０をクロスしてしまう。これは他方側のコイルに流れる電流が十分大きいため、早期にロータが回転し、全体として誘起電圧波形が進んでいるためと考えられる。

駆動電圧のデューティー比を落としていくと、誘起電圧波形が段々駆動電圧波形の位相にそろってくる。そして、所定の回転が行えなくなる脱調前には、誘起電圧波形は駆動電圧波形に対し遅れるようになる。そして、脱調状態となると、ロータが回転せず、誘起電圧波形が得られなくなる。

図６には、適切な駆動電流を供給した場合の駆動電圧波形および誘起電圧波形が示してある。このように、ハイインピーダンスの期間の真ん中当たりにゼロクロスが存在する。

これより、ゼロクロスがハイインピーダンスの期間中央付近にあるのが最適駆動と考えられる。もっとも、モータ２００の回転に必要なトルクは、変動することもあり、脱調を避けるためには、若干余裕が必要である。特に、トルク変動が大きい場合には、駆動電流に十分余裕が必要となる。

本実施形態では、図１におけるスイッチ３２において、コイル２２（２４）のハイインピーダンス期間を選択して、コイル両端電圧をコンパレータ３４に供給する。従って、コンパレータ３４の出力が反転するタイミングにより誘起電圧のゼロクロスのタイミングを検出できる。なお、図示は省略したが、出力制御回路１２においてコイル２２（２４）のハイインピーダンス期間は認識されており、この出力制御回路１２からの信号で、スイッチ３２を制御し、また駆動電流調整回路３６がハイインピーダンスの期間のどのタイミングでコンパレータ３４の出力が反転したかを検出すればよい。

また、オフセット発生回路３８からの信号によって、駆動電力を比較的大きめにしたり、最適値にしたりすることが可能となる。一般的にモータ２００の用途によって、どの程度の余裕を持たせればよいかは予め決定できるので、オフセット発生回路３８の出力は向上において設定した固定値にするとよい。しかし、脱調の発生に応じてその後自動的にオフセットを大きくするなど、可変としてもよく、さらにユーザによって調整可能としてもよい。

また、駆動電流調整回路３６は、誘起電圧波形のゼロクロスが所定期間（例えば、ハイインピーダンスの期間の中央±２５％の期間）に入っている場合には、そのままの駆動を維持する調整信号を出力し、この期間から外れた場合に、駆動電流を増減する信号を発生することが好適である。

なお、オフセットを付加して比較する方式は、上記例に限定されることなく、他の方式を採用してもよい。例えば、コイルの両端電圧を増幅しておき、これを可変の基準電圧と比較してもよい。基準電圧は、電源電圧の抵抗分割や、レジスタから読み出したデジタル値をＤＡＣによりアナログ電圧に変更してもよい。オフセット発生回路３８も同様に電圧発生手段を採用できる。

さらに、コンパレータ３４の出力において、上昇方向または下降方向のいずれか一方のゼロクロスのみをサンプリングすることも好適である。上昇方向と、下降方向では、ゼロクロス位置が異なる可能性があり、一方のみをサンプリングすることで、より安定した制御を行うことができる。

このように、本実施形態によれば、モータの駆動電力を適切なものに設定できるので、無駄な電力の消費を抑制することができる。特に、誘起電圧を検出し、この状態に応じてモータ駆動電力を制御するため、脱調を防止しつつ省電力化を図ることができる。

すなわち、モータ負荷の状態、速度などモータの回転駆動状態に応じた適切なモータ駆動制御が行える。

また、大電力でモータ駆動をすると、必要以上の力で、ロータを回転させるため、また脈動などを発生しやすく、騒音が発生しやすい。本実施形態によって、騒音の発生を抑制することができる。

さらに、この制御では、ホール素子などのロータの回転位置検出素子が不要である。従って、低価格化、配線数の低減などを図ることができ、さらに検出素子の取り付けエリアが不要であるという効果も得られる。また、ホール素子がないため、高温にも強く、さらに検出の際に駆動電流のロスも発生しない。

また、ドライバの駆動方式としては、モータ電流を流さないときに出力をハイインピーダンスにする方式の他に、出力を０Ｖに固定する方式がある。すなわち、ハイインピーダンスにする場合は、図２のトランジスタＱ１〜Ｑ４をオフするが、出力を０Ｖにする方式では、トランジスタＱ１，Ｑ３をオフ、トランジスタＱ２，Ｑ４をオンし、コイル２２（２４）の両端を０Ｖに固定する。

出力を０Ｖにすると、誘起電圧波形を検出することができない。さらに、２相励磁駆動では、誘起電圧を検出することができるハイインピーダンス期間が存在しない。そこで、これらの場合には、駆動に影響が出ない範囲で、ハイインピーダンス期間を適宜挿入して、その期間に誘起電圧波形を検出すればよい。

「誘起電圧検出タイミング」
上述のように、本実施形態によれば、コイルがハイインピーダンス状態にある期間においてここに生じる誘起電圧を検出し、この検出値に基づいてモータ駆動電流を制御する。ここで、図１に示すように、モータ２００には、２つのコイル２２，２４が存在する。そして、一方のコイル２２（２４）がハイインピーダンスの場合には、他方側のコイル２４（２２）は比較的高デューティー比で駆動されている。

従って、一方のコイル２２（２４）に生じる誘起電圧には、他方のコイル２４（２２）の影響、特にＰＷＭによる電流変化の影響が生じる。そこで、他方のコイル２４（２２）の影響を受けないタイミングで誘起電圧を検出することが好適である。

図７には、このための構成例が示されている。設定回路４６からの周期設定値およびカウンタ４０の出力はタイミング設定回路５０に供給される。タイミング設定回路５０は、１周期のうちで、他方のコイル２４（２２）の影響を受けないタイミング（ノイズの少ないタイミング）を生成し、このタイミング信号を図１における駆動電流調整回路３６に供給する。駆動電流調整回路３６では、タイミング信号に基づいて誘起電圧をサンプリングし、これに基づいて調整信号を生成する。このため、正確な誘起電圧を検出することができる。

図８には、２つのコイル両端電圧を示している。一方のコイル２２（２４）がハイインピーダンスの場合、他方のコイル２４（２２）は、デューティー比が大きな駆動状態になっている。そして、この他方のコイル２４（２２）における電圧変化に伴い、誘起電圧にノイズがのる。そこで、この期間を避けて誘起電圧を検出することで、他のコイル２４（２２）の電流変化に伴うノイズの影響を排除することができる。すなわち、出力制御回路１２は、２つのコイル２２，２４のＰＷＭ波形を作成しており、ＰＷＭ波形の変換タイミングについてのデータを有している。そこで、タイミング設定回路５０において、他方のコイル２４（２２）の信号が変化しない時点をサンプリングタイミングとして、誘起電圧を例えばＰＷＭ波形の１周期に１回、他方のコイル２４（２２）の電圧が一定のタイミングを特定してサンプリングする。そして、サンプリングして得た誘起電圧の変化から、誘起電圧のゼロクロス時点が所定の範囲に入っているかを判定することができる。

また、図９には、一方のコイル２２（２４）を駆動するＰＷＭ波形と、ステップ信号、ＰＷＭ波形を作成する基になるクロックを示す。

ステップ信号は、モータの回転についての信号で、デューティー比５０％の矩形波であり、このステップ信号によって、電気角の１回転（３６０°）が認識される。なお、モータの機械的な１回転はポール数（極数）などによって変化する。

図７の回路において、カウンタ４０がクロックのカウント値を出力するため、タイミング設定回路５０において、特定のカウント値をサンプリングタイミングとすることによって、適切なサンプリングタイミングを設定することができる。

また、１つのフェーズ（ハイインピーダンス期間）における真ん中の周辺期間について、図９においては、１フェーズの長さをＢとし、１フェーズの開始からゼロクロスが判定された位置までの長さをＡとして示している。モータ駆動電流の余裕が同一であれば、比Ａ／Ｂは、回転速度によらず一定になるように制御することが好適である。

さらに、この比Ａ／Ｂが一定である時点での誘起電圧の値を検出し、この検出値（電圧値）が０付近、すなわち０に対し所定の範囲内であることにより、モータ駆動電流を制御することもできる。この場合には、誘起電圧の検出は、１つのハイインピーダンス期間に１回でよい。

「機械角を考慮した判定」
図１０には、ロータがＮ，Ｓ極を１つずつ有する２極で、これを４つのコイル２２−１，２２−２，２４−１，２４−２で駆動する例を示す。ステータ側のコイル２２−１と、２２−２、コイル２４−１と、２４−２はそれぞれ互いに１８０°異なる位相の電流を流す。また、コイル２２−１および２２−２と、コイル２４−１および２４−２とは、それぞれ位相が９０°異なる。従って、１周期がモータの１回転に対応することは、上述の例と同様である。これによって、上述のようなロータ２６の回転を生起できる。

図１１には、ロータを４極とし、コイル２２，２４の機械角を４５°ずれたものにしている。なお、上述のようにして駆動する場合には、電流位相が１８０°異なるコイルをそれぞれ設け、トータル８つのステータコイルを設けることが好適である。そして、隣接するコイル２２，２４に位相が９０°異なる電流を供給することで、電気位相の３６０°により、ロータ２６の回転は１８０°になる。このようにして、モータの極数を変更することで、電気角の１回転に対応する機械（ロータ）回転角を変更することができる。

このように、電気角の１周期が、機械角の１周期と対応せず、電気角の１周期がロータの回転角に１／４であったりする。このような場合、電気角が一定角度における誘起電圧であっても、機械角が異なる位置において検出した誘起電圧となる。機械角が異なれば、モータの機械的な構成に基づき誘起電圧に変化が生じる場合もある。

ここで、機械角と電気角の関係は、モータによって一意に決まる。例えば、機械角３６０°が例えば電気角の４×３６０°に対応することがわかっていれば、電気角の１４４０°分の誘起電圧を測定し、その測定結果の平均値などからゼロクロス点を正確に求めることができる。

なお、同一の機械角における検出値のみをサンプリングして、これに基づいてゼロクロス点を検出することもできる。この場合も、機械角の３６０°分の異なる点での誘起電圧測定結果からゼロクロスを検出すればよい。

図１２には、この実施形態の構成が示されている。コンパレータ３４の比較結果であるコイル両端電圧は、サンプリング回路６２に入力される。このサンプリング回路６２は、上述のように、ＰＷＭ波形におけるノイズの入らないタイミングを示すタイミング信号が供給されており、そのタイミングで誘起電圧をサンプリングし、それをゼロクロス検出手段６４に供給する。ゼロクロス検出手段６４は、供給されてくる誘起電圧の値から正負が反転するゼロクロス点を判定する。この判定は、例えば隣接する２つの検出電圧であって正負が変転するものが中央付近の設定領域内にあるか否かで判定する。なお、電気位相が遅れているか、進んでいるかは、そのコイルへの駆動電圧の変化状態と、検出したゼロクロス点位置または検出した誘起電圧が正か負かでわかる。

このようにして、１回のハイインピーダンス期間における誘起電圧についてのゼロクロスを検出した場合には、その検出結果がゼロクロス判定手段６６に供給される。ゼロクロス判定手段６６は、機械角の１周分（３６０°分）のゼロクロス検出結果を記憶しておき、これを平均して、機械角１周分の平均的なゼロクロス検出結果を得る。そして、この平均結果から、駆動電流量を変更すべきか、否かの判定を行い、調整信号を生成し出力する。なお、この例では、機械角の１周分の平均をとったが、必ずしも１周分とする必要はなく、２周分の平均でもよい。また、所定範囲内にあるか否かを多数決で決定してもよい。さらに、大きく外れている場合には、その外れ具合を示す調整信号を発生して、駆動電流量の変更量を大きくすることもできる。また、モータの脱調は、できるだけ避けたいため、最初はほぼフルパワー側の駆動でスタートし、徐々にパワーを減らす方向に調整することも好適である。

なお、ゼロクロス検出手段６４、ゼロクロス判定手段６６は、ハードで構成してもよいし、マイコンなどの機能を用いてソフトで構成してもよい。

１２ 出力制御回路、１４ 出力回路、２２，２４ コイル、２６ ロータ、３２ スイッチ、３４ コンパレータ、３６ 駆動電流調整回路、３８ オフセット発生回路、４０ カウンタ、４２，４４ アンド回路、４６ 設定回路、４８ フリップフロップ、５０ タイミング設定回路、６２ サンプリング回路、６４ ゼロクロス検出手段、６６ ゼロクロス判定手段、１００ ドライバ、２００ モータ。

Claims (4)

1. ２つのコイルを含み、この２つのコイルへの供給電流の位相を異ならせて、コイルにより駆動されるロータを回転するステッピングモータのドライバ回路であって、
   一方のコイルがハイインピーダンス状態にあるフェーズに、そのコイルにおいて発生する誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段と、
   検出した誘起電圧に応じて、モータ駆動電流を制御する制御手段と、
   を含み、
   前記制御手段は、前記２つのコイルをそれぞれＰＷＭ駆動し、
   前記誘起電圧検出手段は、誘起電圧を検出するコイルではないコイルにおける前記制御手段における切り換えタイミングを避けて当該コイルの誘起電圧を検出することを特徴とするドライバ回路。
2. 請求項１に記載のドライバ回路において、
   前記制御手段は、ＰＷＭ生成クロックをカウントするカウンタを有し、このカウンタのカウント値によりＰＷＭ波形を生成し、
   前記誘起電圧検出手段における検出タイミングは、前記ＰＷＭ生成クロックをカウントして決定することを特徴とするドライバ回路。
3. 請求項２に記載のドライバ回路において、
   前記制御手段は、ＰＷＭ波形生成の１周期内の反転タイミングを決定するカウンタのカウント値を変更し、
   前記誘起電圧検出手段は、前記１周期および前記反転タイミングを決定するカウント値に基づいて、誘起電圧検出タイミングについてのカウント値を決定することを特徴とするドライバ回路。
4. 請求項３に記載のドライバ回路において、
   前記誘起電圧検出手段は、前記１周期を決定するカウント値と、１周期内の検出タイミングを決定するカウント値の比をモータ回転速度によらず一定に維持することを特徴とするドライバ回路。

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