JP2010268553A - ドライバ回路 - Google Patents

Abstract

【課題】モータ駆動電流の大きさを適切なものに制御する。
【解決手段】２つのコイル２２，２４を含み、この２つのコイル２２，２４への供給電流の位相を異ならせて、コイル２２，２４によりロータ２６を回転する。一方のコイル２２（２４）がハイインピーダンス状態にある期間に、そのコイル２２（２４）において発生する誘起電圧を検出する。出力制御回路１２は誘起電圧の状態に応じて、２つのコイル２２，２４に供給するモータ駆動電流の大きさを制御する。そして、駆動状態からハイインピーダンス期間に入る前に、当該コイル２２（２４）の両端を短絡する短絡期間を設ける。
【選択図】図１

Description

２つのコイルを含み、この２つのコイルへ印加する駆動電圧の位相を異ならせて、コイルにより駆動されるロータを回転するステッピングモータのドライバ回路に関する。

モータには各種のものがあるが、位置を正確に決定できるモータの代表的なものとしてステッピングモータがあり、各種の装置において広く利用されている。例えば、カメラの焦点合わせ、手ぶれ補正や、工作機械の位置決めなどが挙げられる。

このステッピングの駆動は、通常２つのステータコイルへの電流比で、ロータの回転位置を変更することで行われる。従って、ロータがコイルへの電流位相に応じた回転をするのであれば、コイルへの電流量に関係なく、ロータが所定回転する。そこで、一般的には、ロータが確実に回転できるように、コイルへの電流量は十分大きなものにしている。

特開２００６−２８８０５６号公報 特開平８−３７７９８号公報

ここで、電気機器における消費電力はなるべく小さくしたいという要求がある。特に、バッテリ駆動の携帯機器などではその要求が大きい。一方、ステッピングモータの駆動において、電流量を、ロータを確実に回転できる大きさに設定するということは、コイルに余分の電流を流し、余分な電力を消費しているといえる。

本発明は、２つのコイルを含み、この２つのコイルへ印加する駆動電圧の位相を異ならせて、コイルにより駆動されるロータを回転するステッピングモータのドライバ回路であって、一方のコイルがハイインピーダンス状態にあるハイインピーダンス期間に、そのコイルにおいて発生する誘起電圧を検出し、この誘起電圧の状態に応じて、２つのコイルに供給するモータ駆動電流の大きさを制御するとともに、駆動状態からハイインピーダンス期間に入る前に、当該コイルの両端を短絡する短絡期間を設けることを特徴とする。

また、前記短絡期間とハイインピーダンス期間とを合計した期間に対する、短絡期間の割合は５０％以下とすることが好適である。

また、ロータに対する回転力についての寄与が小さい駆動電圧の極性が反転する付近の通電を禁止して、この期間を前記短絡期間とハイインピーダンス期間とすることが好適である。

本発明によれば、ハイインピーダンス期間を設けることによって、誘起電圧を測定することが可能であり、測定された誘起電圧に基づきモータ駆動電力をより適切なものに制御することができる。そして、ハイインピーダンス状態の際に発生するキックバックによるノイズを低減することができる。

実施形態に係るドライバ回路を含むシステムの全体構成を示す図である。 出力回路の一部構成を示す図である。 出力制御回路の構成を示す図である。 回転位相を示す図である。 駆動電圧波形および誘起電圧波形（過剰電力）を示す図である。 駆動電圧波形および誘起電圧波形（適正電力）を示す図である。 コイル端電圧およびコイル電流の状態を示す図である。 他の実施形態に係るドライバ回路を含むシステムの全体構成を示す図である。 図８の実施形態におけるコイルの駆動波形および誘導電圧波形を示す図である。

以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。

図１は、全体構成を示す図であり、システムは、ドライバ１００と、モータ２００とから構成される。入力信号は、ドライバ１００に入力され、ドライバ１００が入力信号に応じた駆動電流をモータ２００に供給する。これによって、モータ２００の回転が入力信号に応じて制御される。

ここで、ドライバ１００は、出力制御回路１２を有しており、入力信号はこの出力制御回路１２に供給される。出力制御回路１２は、入力信号に応じて所定周波数の駆動波形（位相）を決定するとともに、その駆動電流の振幅をＰＷＭ制御によって決定し、駆動制御信号を作成する。そして、作成した駆動制御信号を出力回路１４に供給する。

出力回路１４は、複数のトランジスタから構成され、これらのスイッチングによって電源からの電流を制御してモータ駆動電流を発生し、これをモータ２００に供給する。

モータ２００は、ステッピングモータであり、２つのコイル２２，２４とロータ２６を有している。２つのコイル２２，２４は、互いに電気角で９０°位置がずれて配置されており、従って、ロータ２６に対する磁界の方向もロータの中心角について互いに電気角で９０°ずれている。また、ロータ２６は、例えば永久磁石を含んでおり、２つのコイル２２，２４からの磁界に応じて安定する位置が決定される。すなわち、ロータの回転角について９０°ずれた位置に配置された２つのコイルに互いに９０°位相の異なる交流電流を供給することで、その電流位相によりロータ２６を移動させ、回転することができる。また、特定の電流位相のタイミングで、電流位相の変化を停止することで、その時の電流位相に応じた位置にロータを停止することができる。このようにして、モータ２００の回転が制御される。

２つのコイル２２，２４への電流経路の電圧は、スイッチ３２を介しコンパレータ３４に供給される。ここで、スイッチ３２は、コンパレータ３４に２つのコイル２２，２４の内の一方のコイルに供給する電流経路の電圧を順次選択する。従って、コンパレータ３４には、コイル２２，２４に印加される電圧が順次供給されることになる。コンパレータ３４は、コイル２２，２４の両端に印加される電圧を比較し、その結果についての信号を生成する。

コンパレータ３４は、比較結果についての信号を駆動電流調整回路３６に供給する。駆動電流調整回路３６は、コンパレータ３４の比較結果に基づき、モータ２００への電流振幅を決定する。そして、この電流振幅についての調整信号を出力制御回路１２に供給する。従って、出力制御回路１２は、入力信号および調整信号から駆動制御信号を生成する。また、オフセット発生回路３８からの出力がコンパレータ３４の一方の入力端に接続されている。従って、オフセット発生回路３８から発生するオフセット電圧によって、２つの入力の比較に任意のオフセットを付加することができる。すなわち、オフセットが０であれば、コイル２２，２４の両端電圧の差が０を境界としてコンパレータ３４の出力が反転するが、オフセット電圧によって、その点を任意に移動することができる。

なお、コンパレータ３４および駆動電流調整回路３６が誘起電圧検出手段に該当し、出力制御回路１２および出力回路１４が制御手段に該当する。

図２には、出力回路１４の一部とモータ２００の１つのコイル２２（２４）の構成を示す。

このように、電源とアースの間に２つのトランジスタＱ１、Ｑ２の直列接続からなるアームと、２つのトランジスタＱ３、Ｑ４の直列接続からなるアームが設けられており、トランジスタＱ１、Ｑ２の中間点と、トランジスタＱ３、Ｑ４の中間点との間にコイル２２（２４）が接続される。そして、トランジスタＱ１、Ｑ４をオン、トランジスタＱ２、Ｑ３をオフすることで、コイル２２（２４）に一方向の電流を流し、トランジスタＱ１、Ｑ４をオフ、トランジスタＱ２、Ｑ３をオンすることで、コイル２２（２４）に反対方向の電流を流し、コイル２２，２４を駆動する。

このような回路が２つ設けられることで、２つのコイル２２，２４に供給する電流を個別に制御することができる。

図３には、出力制御回路１２の構成が示されている。所定のクロックがカウンタ４０に供給され、このカウンタ４０がクロックを順次カウントアップする。カウンタ４０が出力する複数ビットの信号は２つのアンド回路４２，４４に入力される。アンド回路４２の他の入力端には、設定回路４６から供給されるカウンタ４０の出力と同じビット数で示される周期設定値が入力されている。従って、アンド回路４２は、カウンタ４０のカウント値と周期設定値とが一致したときにＨレベルを出力する。そして、このアンド回路４２の出力がカウンタ４０のリセット端子に接続されている。従って、カウンタ４０は、クロックをカウントして、そのカウント値が周期設定値と一致するとアンド回路４２の出力によってリセットされる。すなわち、カウンタ４０は、周期設定値までのカウントを繰り返すことになる。

一方、アンド回路４４の他方の入力端には、設定回路４６から反転設定値が供給されている。従って、カウンタ４０の出力が反転設定値となった場合にアンド回路４４からＨレベルが出力される。

アンド回路４２の出力は、フリップフロップ４８のクロック入力端Ｃに供給され、アンド回路４４の出力は、フリップフロップ４８のリセット端に供給される。このフリップフロップ４８のＤ入力端は、Ｈレベルにセットされている。従って、カウンタ４０の値が周期設定値になるとＨレベルにセットされ、反転設定値になった場合にＬレベルに戻り、これを繰り返すことになる。従って、フリップフロップ４８の出力には、１周期が周期設定値によって定められ、Ｈレベルの期間（デューティー比）が反転設定値で定められる矩形波（ＰＷＭ波形）が得られる。

そして、設定回路４６には、入力信号と、駆動電流調整回路３６からの調整信号が供給されている。入力信号は、モータ２００の回転制御指令であり、これによって周期設定値が決定され、１回転の時間（回転速度）が決定される。ここで、図４にモータの回転位相を示す。１つのコイル２２に対し供給する駆動電流は、電気角で示すロータの回転角として、０°，１８０°において１００％、９０°，２７０°において０％であり、４５°，１３５°，２２５°，３１５°において、７１％であり、他方のコイル２４において、これと９０°位相が異なる。従って、例えば１−２相駆動（８期間）であれば、一方のコイル２２の駆動電流を制御する系統において、反転設定値を０，７１，１００，７１，０，７１，１００，７１，０のように設定することでロータの１回転の電流を８つの期間に分けて制御できる。なお、２回目の１００の場合、コイルに流す電流は１回目の１００の場合と反対方向である。また、３回目、４回目の７１の場合、コイルに流す電流は、１回目、２回目の７１の場合と反対方向である。

ここで、上記デューティー比は、最大トルクでの駆動の場合を示している。ここで、モータ２００の供給電流が十分でない場合、パワー不足となり、所望の回転駆動が行えなくなる。そこで、従来は十分大きなモータ駆動電流を供給していた。しかし、このような駆動は、エネルギーの浪費である。

本実施形態では、調整信号に応じて、デューティー比を下げる。例えば、７１％→５７％、１００％→８０％等にする。これは上述のように調整信号に応じて、反転設定値を変更することで、容易に行うことができる。なお、減少させる割合は、同一の割合でなくてもよい。

ここで、図５に、駆動電力に十分余裕がある場合における、コイル２２（２４）における駆動電圧波形と、誘起電圧波形を示す。なお、誘起電圧波形は、必ずしも正弦波にならないが、ここでは正弦波に近いものとして表現している。また、駆動電圧波形は、コイル２２（２４）の両端の電位差を波形にしたものである。ここで、９０°、２７０°においては、コイルへの電圧供給は、０となり、図２で示すトランジスタＱ１〜Ｑ４は全てオフとなり、ハイインピーダンス状態となっている。そこで、コイルには、誘起電圧波形がそのまま現れる。そして、この誘起電圧波形は、駆動電圧波形に比べ位相が進んでいる。すなわち、ハイインピーダンスの期間の当初において既に、０をクロスしてしまう。これは他方側のコイルに流れる電流が十分大きいため、早期にロータが回転し、全体として誘起電圧波形が進んでいるためと考えられる。

駆動電圧のデューティー比を落としていくと、誘起電圧波形が段々駆動電圧波形の位相にそろってくる。そして、所定の回転が行えなくなる脱調前には、誘起電圧波形は駆動電圧波形に対し遅れるようになる。そして、脱調状態となると、ロータが回転せず、誘起電圧波形が得られなくなる。

図６には、適切な駆動電流を供給した場合の駆動電圧波形および誘起電圧波形が示してある。このように、ハイインピーダンスの期間の真ん中当たりにゼロクロスが存在する。

これより、ゼロクロスがハイインピーダンスの期間中央付近にあるのが最適駆動と考えられる。もっとも、モータ２００の回転に必要なトルクは、変動することもあり、脱調を避けるためには、若干余裕が必要である。特に、トルク変動が大きい場合には、駆動電流に十分余裕が必要となる。

本実施形態では、図１におけるスイッチ３２において、コイル２２（２４）のハイインピーダンス期間を選択して、コイル両端電圧をコンパレータ３４に供給する。従って、コンパレータ３４の出力が反転するタイミングにより誘起電圧のゼロクロスのタイミングを検出できる。なお、図示は省略したが、出力制御回路１２においてコイル２２（２４）のハイインピーダンス期間は認識されており、この出力制御回路１２からの信号で、スイッチ３２を制御し、また駆動電流調整回路３６がハイインピーダンスの期間のどのタイミングでコンパレータ３４の出力が反転したかを検出すればよい。

また、オフセット発生回路３８からの信号によって、駆動電力を比較的大きめにしたり、最適値にしたりすることが可能となる。一般的にモータ２００の用途によって、どの程度の余裕を持たせればよいかは予め決定できるので、オフセット発生回路３８の出力は工場において設定した固定値にするとよい。しかし、脱調の発生に応じてその後自動的にオフセットを大きくするなど、可変としてもよく、さらにユーザによって調整可能としてもよい。

また、駆動電流調整回路３６は、誘起電圧波形のゼロクロスが所定期間（例えば、ハイインピーダンスの期間の中央±２５％の期間）に入っている場合には、そのままの駆動を維持する調整信号を出力し、この期間から外れた場合に、駆動電流を増減する信号を発生することが好適である。

なお、オフセットを付加して比較する方式は、上記例に限定されることなく、他の方式を採用してもよい。例えば、コイルの両端電圧を増幅しておき、これを可変の基準電圧と比較してもよい。基準電圧は、電源電圧の抵抗分割や、レジスタから読み出したデジタル値をＤＡＣによりアナログ電圧に変更してもよい。オフセット発生回路３８も同様に電圧発生手段を採用できる。

さらに、コンパレータ３４の出力において、上昇方向または下降方向のいずれか一方のゼロクロスのみをサンプリングすることも好適である。上昇方向と、下降方向では、ゼロクロス位置が異なる可能性があり、一方のみをサンプリングすることで、より安定した制御を行うことができる。

このように、本実施形態によれば、モータの駆動電力を適切なものに設定できるので、無駄な電力の消費を抑制することができる。特に、誘起電圧を検出し、この状態に応じてモータ駆動電力を制御するため、脱調を防止しつつ省電力化を図ることができる。

すなわち、モータ負荷の状態、速度などモータの回転駆動状態に応じた適切なモータ駆動制御が行える。

また、大電力でモータ駆動をすると、必要以上の力で、ロータを回転させるため、また脈動などを発生しやすく、騒音が発生しやすい。本実施形態によって、騒音の発生を抑制することができる。

さらに、この制御では、ホール素子などのロータの回転位置検出素子が不要である。従って、低価格化、配線数の低減などを図ることができ、さらに検出素子の取り付けエリアが不要であるという効果も得られる。また、ホール素子がないため、高温にも強く、さらに検出の際に駆動電流のロスも発生しない。

ここで、上述の図５，６において、記載した誘起電圧波形には、キックバックを省略して記載してある。すなわち、実際には、モータ駆動電圧をオフすると、その時のコイル電流の停止に伴い、キックバック電圧が発生する。図７には、コイル端電圧、コイル電流の状態およびコイル電流制御の状態が示してある。

すなわち、上述のように、駆動電圧の極性が反転するポイント（ゼロクロス）付近の区間において、通電を禁止して、ハイインピーダンス状態として、その時の誘起電圧を計測すると、通電停止直後にキックバックが発生する。そして、このキックバックにより騒音が発生しやすい。

そこで、本実施形態においては、この通電禁止について、当初はコイルの両端を短絡する。すなわち、図２におけるトランジスタＱ１，Ｑ３をオフ、トランジスタＱ２，Ｑ４をオンとし、コイル２２（または２４）の両端をアースに接続して短絡する。そして、所定期間の短絡の後、トランジスタＱ２，Ｑ４をオフして、コイル２２（または２４）をハイインピーダンス状態とする。これによって、コイル２２（または２４）の端部に誘起電圧が現れ、これを検出することで、上述のような駆動電力制御が行える。

ここで、非通電期間は、短絡期間をあまり長くすると、ハイインピーダンス期間が短くなり、電圧測定が確実に行えない可能性が増える。そこで、短絡期間はハイインピーダンス期間を十分に確保できるよう設定することが好ましい。

このように、短絡期間を挿入することでキックバック自体は生じるが、キックバックによる騒音発生を抑制することができる。図７に示すように、短絡期間が終了したのちにキックバックによる波形が生じている。このとき、キックバックによるコイル端の電圧値は、短絡期間を挿入しない場合と比べて変化は少ない。しかし、キックバックによってコイル端の電圧値が高くなる期間は、短絡期間を挿入しない場合と比べて短くなる。また、コイルに流れる電流の変化は、短絡期間を挿入しない場合と比べて穏やかになる。このため、キックバックによる騒音発生を抑制することができる。

なお、他方のコイル２４（または２２）には電流供給がなされており、測定タイミングは他方のコイル２４（または２２）へのＰＷＭ制御におけるオンオフタイミングを外して誘起電圧を測定することが好ましい。

また、コイルの数を増やしたり、ロータのポール数を増やすことも可能であり、またコイルを０度，４５度の位置に配置することも可能である。

本実施形態では、コイル２２（２４）に通電しても寄与の少ないゼロクロス近辺を通電禁止にすることで、省電力化が図れる。また、ハイインピーダンス期間において、誘起電圧を検出し、このゼロクロスの位置を通電位相のゼロ近辺に制御することで、通電電圧を適切なものとして、さらなる省電力化が図れる。さらに、通電禁止期間の当初に短絡期間を設けることによって、キックバックによる騒音発生を抑制することができる。

なお、本実施形態では、コンパレータ３４を用いて誘起電圧を検出する構成としたが、この構成に限定されない。例えば、図８に示すように、差動増幅回路７４及びアナログーデジタル変換回路（ＡＤＣ）７６を用いて、誘起電圧を検出することができる。

２つのコイル２２、２４への電流経路の電圧は、スイッチ７２を介して差動増幅回路７４に供給される。ここで、スイッチ７２は差動増幅回路７４に２つのコイル２２、２４のうちの一方のコイルに供給する電流経路の電圧を順次選択する。従って、差動増幅回路７４には、コイル２２、２４に印加される電圧が順次供給されることになる。差動増幅回路７４は、コイル２２、２４の両端に印加される電圧の差を増幅し、増幅されたアナログ信号を生成する。

差動増幅回路７４は、増幅されたアナログ信号をＡＤＣ７６に供給する。ＡＤＣ７６は、コイル２２、２４の両端に印加される電圧の差を示す、例えば８ビットのデジタル信号を生成する。駆動電流調整回路３６は、ＡＤＣ７６の８ビットの出力信号に基づき、モータ２００への電流振幅を決定する。そして、この電流振幅についての調整信号を出力制御回路１２に供給する。

図８に記載のドライバ１００において、駆動電流調整回路３６は複数ビットのデジタル値に基づいてモータ２００による誘起電圧を観測することができるため、駆動電流調整回路３６は調整信号の生成処理を好適に行うことができる。例えば、ＡＤＣ７６が出力するデジタル信号が所定のしきい値より大きい場合は、モータ２００への電流振幅を小さくするような調整信号を生成する。また、ＡＤＣ７６が出力するデジタル信号が所定のしきい値より小さい場合には、モータ２００への電流振幅を大きくするような調整信号を生成する。このように、ＡＤＣ７６が出力するデジタル信号の値に応じて調整信号の変更量を制御することによって、速やかに最適な電流振幅となるように制御することができる。

図８に記載のドライバ１００を用いる場合、コイル２２、２４の両端の端子ＯＵＴ１Ａ、ＯＵＴ１Ｂ、ＯＵＴ２Ａ、ＯＵＴ２Ｂを差動増幅回路７４の入力端ＩＮＡ、ＩＮＢに選択的に接続可能なスイッチ７２を用いることが好適である。

コイル２２の両端に印加される電圧の差を検出する場合、端子ＯＵＴ１ＡをＩＮＡに接続し、端子ＯＵＴ１Ｂを入力端ＩＮＢに接続する。このとき、差動増幅回路７６は図９（Ａ）に示すような波形を出力する。この場合、検出される誘起電圧ＯＵＴ１Ａ−ＯＵＴ１Ｂは、図９（Ａ）の位相９０°と２７０°のように２パターンの波形を出力することとなり、駆動電流調整回路３６はこの２パターンの波形に対応できる回路を備えなければならず、回路規模が大きくなる。

そこで、位相９０°の場合、端子ＯＵＴ１Ａを入力端子ＩＮＢに接続し、端子ＯＵＴ１Ｂを入力端ＩＮＡに接続し図９（Ａ）に示すようなＯＵＴ１Ｂ−ＯＵＴ１Ａを得る。一方、位相２７０°の場合、端子ＯＵＴ１Ａを入力端子ＩＮＡに接続し、端子ＯＵＴ１Ｂを入力端子ＩＮＢに接続し図９（Ｂ）に示すようなＯＵＴ１Ａ−ＯＵＴ１Ｂを得る。これにより、差動増幅回路７６は位相によりＯＵＴ１Ａ−ＯＵＴ１ＢもしくはＯＵＴ１Ｂ−ＯＵＴ１Ａを出力することとなるが、図９（Ｅ）に示すような誘起電圧は常に右上がりの波形の１パターンのみとして観測することができる。このため駆動電流調整回路３６は２パターンの波形に対応できる回路を備える必要がなくなり、ドライバ１００の回路面積増大を防ぐことができる。

同様に、コイル２４の両端に印加される電圧の差を検出する場合、位相０°の場合、端子ＯＵＴ２Ａを入力端子ＩＮＡに接続し、端子ＯＵＴ２ＢをＩＮＢに接続し図９（Ｃ）に示すようなＯＵＴ２Ａ−ＯＵＴ２Ｂを得る。一方、位相１８０°の場合、端子ＯＵＴ２Ａを入力端子ＩＮＢに接続し、端子ＯＵＴ２Ｂを入力端子ＩＮＡに接続し図９（Ｄ）に示すようなＯＵＴ２Ｂ−ＯＵＴ２Ａを得る。これにより差動増幅回路７６はロータ位相によりＯＵＴ２Ａ−ＯＵＴ２ＢもしくはＯＵＴ２Ｂ−ＯＵＴ２Ａを出力することとなるが、図９（Ｅ）に示すような誘起電圧は常に右上がりの波形１パターンのみとして観測することができる。このため駆動電流調整回路３６は２パターンの波形に対応できる回路を備える必要がなくなる。

なお、駆動電流調整回路３６はモータ２００のロータの位相情報を保持しているため、スイッチ７２は駆動電流調整回路３６の制御に応じて適宜切り替えられる。

１２ 出力制御回路、１４ 出力回路、２２，２４ コイル、２６ ロータ、３２，７２ スイッチ、３４ コンパレータ、３６ 駆動電流調整回路、３８ オフセット発生回路、４０ カウンタ、４２，４４ アンド回路、４６ 設定回路、４８ フリップフロップ、５０ タイミング設定回路、６２ サンプリング回路、６４ ゼロクロス検出手段、６６ ゼロクロス判定手段、７４ 差動増幅回路、７６ ＡＤＣ、１００ ドライバ、２００ モータ。

Claims (3)

1. ２つのコイルを含み、この２つのコイルへ印加する駆動電圧の位相を異ならせて、コイルにより駆動されるロータを回転するステッピングモータのドライバ回路であって、
   一方のコイルがハイインピーダンス状態にあるハイインピーダンス期間に、そのコイルにおいて発生する誘起電圧を検出し、この誘起電圧の状態に応じて、２つのコイルに供給するモータ駆動電流の大きさを制御するとともに、
   駆動状態からハイインピーダンス期間に入る前に、当該コイルの両端を短絡する短絡期間を設けることを特徴とすることを特徴とするドライバ回路。
2. 請求項１に記載のドライバ回路において、
   前記短絡期間とハイインピーダンス期間を十分に確保できるよう設定することを特徴とするドライバ回路。
3. 請求項１または２に記載のドライバ回路において、
   ロータに対する回転力についての寄与が小さい駆動電圧の極性が反転する付近の通電を禁止して、この期間を前記短絡期間とハイインピーダンス期間とすることを特徴とするドライバ回路。

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