JP5701503B2 - モータ駆動回路 - Google Patents

Description

本発明は、二つのコイルに異なる位相の電流を供給することにより、ロータを回転させるモータ駆動回路に関する。

モータには様々な種類があるが、位置を正確に決定できるモータの代表例としてステッピングモータがあり、各種の装置において広く利用されている。たとえば、カメラの焦点合わせ、手ぶれ補正、工作機械の位置決めなどに利用されている。

一般的なステッピングモータでは、二つのステータコイルに供給される電流の位相差により、ロータの回転位置が制御される。したがって、原理的に二つのステータコイルに供給する電流量に関係なく、ロータを回転させることができる。ただし、ステータコイルに供給する電流が小さすぎるとトルクが小さすぎて、脱調する可能性がある。したがって、ロータを確実に回転させるには、ステータコイルに比較的大きな電流を供給することが好ましい。

特開２００６−２８８０５６号公報 特開平８−３７７９８号公報

しかしながら、電気機器における消費電力はできるだけ小さくしたいという要求がある。とくに、バッテリ駆動の携帯機器などではその要求が大きい。したがって、脱調を抑制しつつ、低消費電力で駆動することができる駆動方式が求められている。

本発明はこうした状況に鑑みなされたものであり、その目的は、ステッピングモータを高精度で高効率駆動する技術を提供することにある。

本発明のある態様のモータ駆動回路は、第１コイル、第２コイルおよびロータを含むモータの駆動回路であって、第１コイルおよび第２コイルに位相の異なる電流を供給して、ロータを回転させる駆動部と、第１コイルまたは第２コイルからみて駆動部がハイインピーダンス状態のとき、第１コイルの両端電圧または第２コイルの両端電圧を検出して、第１コイルまたは第２コイルに発生する誘起電圧を検出する誘起電圧検出部と、外部から設定される入力信号をもとに駆動信号を生成し、誘起電圧検出部により検出される誘起電圧に応じて駆動信号を調整して駆動部に設定する制御部と、を備える。誘起電圧検出部は、第１コイルの両端の電位または第２コイルの両端の電位を差動増幅する差動増幅回路と、差動増幅回路から出力されるアナログ値をデジタル値に変換し、制御部に出力するアナログデジタル変換回路と、を含む。

本発明によれば、ステッピングモータを高精度で高効率駆動することができる。

ステッピングモータおよびその駆動回路の構成を示す図である。 駆動部の構成例を説明するための図である。 ステッピングモータの回転位相を示す図である。 第１コイルの駆動電圧波形および誘起電圧波形を示す図（トルク高）である。 第１コイルの駆動電圧波形および誘起電圧波形を示す図（トルク適切）である。 制御部の構成例を示す図である。 更新部による、更新値保持部に保持される更新値の更新処理を説明するためのフローチャートである。 誘起電圧検出部の詳細な構成よびステッピングモータと誘起電圧検出部との詳細な接続関係を示す図である。

図１は、ステッピングモータ２００およびその駆動回路１００の構成を示す図である。ステッピングモータ２００の制御装置（図示せず）から供給される入力信号は、駆動回路１００に入力される。駆動回路１００は、当該入力信号に応じた駆動電流をステッピングモータ２００に供給する。これにより、当該入力信号に応じたステッピングモータ２００の回転制御が実現される。

ステッピングモータ２００は、第１コイル２２、第２コイル２４およびロータ２６を含む。第１コイル２２および第２コイル２４は、互いに電気角で９０°位置がずれて配置される。したがって、ロータ２６に対する磁界の方向もロータの中心角に対して、互いに電気角で９０°ずれている。

ロータ２６は、磁性体（たとえば、永久磁石）を含んでおり、第１コイル２２および第２コイル２４からの磁界に応じて安定する位置が決定される。駆動回路１００は、第１コイル２２および第２コイル２４に互いに９０°位相の異なる交流電流を供給することにより、両者の電流位相に差を設け、ロータ２６を回転させることができる。

また、駆動回路１００は、電流位相の変化を特定のタイミングで停止させることにより、そのタイミングの電流位相に応じた、特定の位置にロータ２６を停止させることができる。これらの処理により、ステッピングモータ２００の回転を制御することができる。

以下、駆動回路１００についてより具体的に説明する。駆動回路１００は、制御部１０、駆動部３０および誘起電圧検出部４０を含む。制御部１０は、外部から設定される入力信号をもとに駆動信号を生成し、駆動部３０に設定する。駆動部３０は、第１コイル２２および第２コイル２４に位相の異なる電流を供給して、ロータ２６を回転させる。

図２は、駆動部３０の構成例を説明するための図である。この構成例では、Ｈブリッジ回路により第１コイル２２を駆動する。Ｈブリッジ回路は、第１トランジスタＱ１、第２トランジスタＱ２、第３トランジスタＱ３および第４トランジスタＱ４を含む。第１トランジスタＱ１と第２トランジスタＱ２との第１直列回路、および第３トランジスタＱ３と第４トランジスタＱ４との第２直列回路が、それぞれ電源とグラウンド間に接続される。第１トランジスタＱ１と第２トランジスタＱ２との接続点と、第３トランジスタＱ３および第４トランジスタＱ４との接続点との間に、第１コイル２２が接続される。

この構成にて、第１トランジスタＱ１と第４トランジスタＱ４がオン、および第２トランジスタＱ２と第３トランジスタＱ３がオフで、第１コイル２２に順方向電流が流れ、第１トランジスタＱ１と第４トランジスタＱ４がオフ、および第２トランジスタＱ２と第３トランジスタＱ３がオンで、第１コイル２２に逆方向電流が流れる。

第２コイル２４についても、第１コイル２２と同様にＨブリッジ回路で駆動することができる。このようなＨブリッジ回路を二つ設けることにより、第１コイル２２および第２コイル２４を個別に制御することができる。

図１に戻る。駆動部３０がＨブリッジ回路で構成される場合、制御部１０は、上記入力信号に応じたデューティ比を持つＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を上記駆動信号として生成し、上記Ｈブリッジ回路を構成するトランジスタのゲート端子に入力する。すなわち、第１コイル２２および第２コイル２４に供給される電力は、このＰＷＭ信号により制御される。

誘起電圧検出部４０は、第１コイル２２または第２コイル２４からみて駆動部３０がハイインピーダンス状態のとき、第１コイル２２の両端電圧または第２コイル２４の両端電圧を検出して、第１コイル２２または第２コイル２４に発生する誘起電圧を検出する。誘起電圧検出部４０の構成例は後述する。

なお、第１コイル２２からみて駆動部３０がハイインピーダンス状態のときとは、第１コイル２２を駆動するＨブリッジ回路に含まれるトランジスタがすべてオフのときである。第２コイル２４からみて駆動部３０がハイインピーダンス状態のときとは、第２コイル２４を駆動するＨブリッジ回路に含まれるトランジスタがすべてオフのときである。

制御部１０は、第１コイル２２または第２コイル２４に発生する誘起電圧の目標値と、誘起電圧検出部４０により検出される誘起電圧の値との差分が小さくなるよう、上記駆動信号を適応的に変化させることにより、上記誘起電圧の位相を調整する。この位相調整を実現するための構成例は後述する。

図３は、ステッピングモータ２００の回転位相を示す図である。第１コイル２２に供給する駆動電流のデューティ比は、電気角で示すロータ２６の回転角が０°および１８０°のとき１００％、９０°および２７０°のとき０％、ならびに４５°、１３５°、２２５°および３１５°のとき７１％である。第２コイル２４では、駆動電流のデューティ比とロータ２６の回転角との関係が、第１コイル２２のものと９０°位相がずれる。

たとえば、１−２相駆動では、第１コイル２２に供給する駆動電流のデューティ比を、０％→７１％→１００％→７１％→０％→７１％→１００％→７１％→０％のように設定する。すなわち、ロータ２６の１回転を８フェーズに分けて制御する。なお、２回目の１００％のときの電流は、１回目の１００％のときの電流と逆方向の電流である。また、３回目および４回目の７１％のときの電流は、１回目および２回目の７１％のときの電流と逆方向の電流である。

ここで、上記デューティ比は、最大トルクでの駆動を想定したものである。ステッピングモータ２００に供給する電流が十分でない場合、パワー不足となり、所望の回転精度が得られなくなる可能性がある。そこで、従来は十分に大きな電流を供給していた。しかしながら、このような駆動方式では、無駄なエネルギーロスが発生する。

本実施の形態では、誘起電圧検出部４０により検出される誘起電圧に応じて、上記デューティ比を下げる制御を行う。たとえば、７１％を５７％に、１００％を８０％に下げる。なお、それぞれのデューティ比を減少させる割合は、同一の割合でなくてもよい。

図４は、第１コイル２２の駆動電圧波形および誘起電圧波形を示す図（トルク高）である。ここでは、第１コイル２２に十分に余裕を持った電流を供給して、高トルクで駆動している例を示している。なお、誘起電圧波形は必ずしも正弦波にならないが、ここでは正弦波に近いものとして表現している。また、駆動電圧波形は第１コイル２２の両端の電位差を波形で描いたものである。ここで、ロータ２６の回転角が９０°、２７０°では、第１コイル２２の電圧供給が０となる。図２に示したＨブリッジ回路に含まれるすべての第１〜第４トランジスタＱ１〜Ｑ４はオフに制御され、ハイインピーダンス状態となっている。したがって、第１コイル２２の両端には、誘起電圧波形がそのまま現れる。

図４にて、誘起電圧波形の位相は、駆動電圧波形の位相に対して進んでいる。すなわち、誘起電圧波形は、ハイインピーダンス期間に突入する前に、すでにゼロクロスしている。これは、第２コイル２４に流れる電流が十分に大きいため、ロータ２６が早期に回転するためである。

駆動電圧のデューティ比を下げていくと、誘起電圧波形が徐々に駆動電圧波形の位相に近づいていく。そして、脱調する直前では、誘起電圧波形は駆動電圧波形に対し遅れるようになる。そして、脱調すると、ロータ２６が回転せず、誘起電圧波形が得られなくなる。

図５は、第１コイル２２の駆動電圧波形および誘起電圧波形を示す図（トルク適切）である。ここでは、第１コイル２２に適切な電流を供給して、適切なトルクで駆動している例を示している。図５では、誘起電圧波形の位相と駆動電圧波形の位相とが、略一致している。すなわち、誘起電圧波形は、ハイインピーダンス期間の中央付近でゼロクロスする。逆にいえば、ゼロクロスがハイインピーダンス期間の中央付近で発生している場合、回転精度および消費電力の両方の観点を踏まえた最適駆動と考えられる。なお、大きなトルク変動による脱調を避けるために、駆動電流に多少余裕を持たせてもよい。

このように、誘起電圧波形の位相を、できるだけ駆動電圧波形の位相に近づけるよう制御することにより、消費電力を低減することができる。以下、それを実現するための具体的構成について説明する。

図６は、制御部１０の構成例を示す図である。この構成例では、制御部１０は、減算部１１、ＰＩＤ演算部１２、加算部１３、駆動信号生成部１４、固定値保持部１５、大小比較部１６、更新部１７、更新値保持部１８、第１モード切替スイッチＳ１１および第２モード切替スイッチＳ１２を有する。

減算部１１は、上記誘起電圧の目標値と、誘起電圧検出部４０により検出される誘起電圧の値との差分を算出し、誤差信号を生成する。ここで、当該誘起電圧の値は、当該誘起電圧そのものの値であってもよいし、後述するように当該誘起電圧が所定の増幅率で増幅された値であってもよい。後者の場合、上記誘起電圧の目標値も、その増幅率で増幅された値に設定される。

上記誘起電圧の目標値は、後述する調整信号の理想値に設定される。この理想値は、ステッピングモータ２００の回転制御に関する実験やシミュレーションにもとづき、導きだされる値である。すなわち、上記誘起電圧波形の位相と上記駆動電圧波形の位相とが一致する際の調整信号の値、またはその調整信号の値に一定のオフセット値を加えた値である。

また、上記目標値および上記出力値は、アナログ値であってもよいし、デジタル値であってもよいが、以下の説明では、デジタル値で規定される例を説明する。

ＰＩＤ演算部１２は、減算部１１により生成された誤差信号をＰＩＤ演算する。ＰＩＤ演算部１２は、積分演算部１２ａ、比例演算部１２ｂおよび微分演算部１２ｃを含む。積分演算部１２ａは、入力される誤差信号を所定の増幅率により増幅し、増幅した誤差信号を積分して出力する。たとえば、前回の出力値を保持するレジスタを含み、前回の出力値と今回の入力値（増幅後）とを加算して、今回の出力値とする。比例演算部１２ｂは、入力される誤差信号を所定の増幅率により増幅し、出力する。微分演算部１２ｃは、入力される誤差信号を微分し、微分した誤差信号を所定の増幅率により増幅して出力する。たとえば、前回の入力値（増幅前）を保持するレジスタを含み、前回の入力値（増幅前）と今回の入力値（増幅前）との差分を算出し、その値を増幅して、今回の出力値とする。

積分演算部１２ａ、比例演算部１２ｂおよび微分演算部１２ｃのうち、有効化する演算部をユーザが任意に設定することができる。たとえば、三つの演算部をすべて有効化して用いてもよいし、比例演算部１２ｂのみを有効化して用いてもよいし、積分演算部１２ａおよび比例演算部１２ｂのみを有効化して用いてもよい。

加算部１３は、ＰＩＤ演算部１２に含まれる積分演算部１２ａ、比例演算部１２ｂおよび微分演算部１２ｃのうち、有効化されている演算部から出力される信号を加算して調整信号を生成する。その際、加算部１３は、ＰＩＤ演算部１２から入力される信号に、第１モード切替スイッチＳ１１を介して入力される固定値、または第２モード切替スイッチＳ１２を介して入力される調整信号の前回値をさらに加算して、調整信号を生成する。この追加的に加算される値に関する詳細な説明は後述する。

駆動信号生成部１４は、上述した入力信号、および加算部１３により生成された調整信号をもとに駆動信号を生成する。本実施の形態では、当該入力信号にもとづいて生成されたＰＷＭ信号のデューティ比を、当該調整信号に応じて調整する。より具体的には、ＰＩＤ演算部１２から出力される信号の合計が正の値の場合、当該ＰＷＭ信号のデューティ比を下げて、第１コイル２２および第２コイル２４に供給される電流量を小さくする。反対に、ＰＩＤ演算部１２から出力される信号の合計が負の値の場合、当該ＰＷＭ信号のデューティ比を上げて、第１コイル２２および第２コイル２４に供給される電流量を大きくする。

また、当該調整信号の絶対値が大きいほど、当該ＰＷＭ信号のデューティ比の調整量を大きくする。なお、当該調整信号の値と、当該ＰＷＭ信号のデューティ比の調整量との変換比は、あらかじめ駆動信号生成部１４に設定されている。

固定値保持部１５は、所定の固定値を保持し、その固定値を加算部１３に出力する。この固定値は、ステッピングモータ２００の運転が開始されるときの調整信号の初期値として使用される。加算部１３は、ステッピングモータ２００の運転が開始されるとき、固定値保持部１５から入力される固定値を調整信号の初期値として、駆動信号生成部１４に出力する。

当該固定値が加算部１３に供給されることにより、ＰＩＤ演算部１２からの有効な信号が加算部１３に入力される前から、有効な調整信号を駆動信号生成部１４に供給することができる。上記固定値は、ＰＩＤ演算部１２からの有効な信号が加算部１３に入力されるようになった後も、オフセット成分として加算部１３に供給され続ける。

上記固定値は、外部から設定される固有の値であってもよいし、適応的に調整される値であってもよい。前者の例として、上記目標値より高い値が設定される。その場合にて、上記目標値に近い値が設定された場合、上記目標値と近い位置から上記位相の調整を開始できるが、回転開始時のトルク不足による脱調の可能性がその分、大きくなる。上記目標値から離れた値が設定された場合、回転開始時のトルク不足による脱調の可能性は低くなるが、上記目標値と離れた位置から上記位相の調整を開始することになり、上記誘起電圧の位相が適切な位置に調整されるまでの時間がその分、長くなる。設計者またはユーザはこのトレードオフ関係を考慮して、上記固定値を設定することができる。

以下、上記固定値を適応的に調整するための構成について説明する。大小比較部１６は、固定値保持部１５に保持される固定値と、加算部１３から出力される調整信号の値との大小関係を比較する。更新部１７は、大小比較部１６による比較結果に応じて、上記固定値を更新する。

更新値保持部１８には、固定値保持部１５に保持される固定値が初期値として設定される。以下、更新値保持部１８に保持される固定値は、更新部１７により順次、更新される。すなわち、更新値保持部１８は、更新部１７により更新される更新値を保持する。更新値保持部１８に保持される更新値は、ステッピングモータ２００の今回の運転が終了した後、固定値保持部１５に設定され、固定値保持部１５に保持される新たな固定値となる。この固定値が、ステッピングモータ２００の次回の運転時の調整信号の初期値となる。

以下、固定値保持部１５に保持される固定値の更新処理をより具体的に説明する。なお、以下の説明では、１回のハイインピーダンス期間に１回、誘起電圧検出部４０により誘起電圧がサンプリングされる例を前提とする。したがって、１回のハイインピーダンス期間に１回、加算部１３から更新された新たな調整信号が出力されることになる。なお、ハイインピーダンス期間のどのタイミングで誘起電圧をサンプリングするかは、設計者またはユーザが任意に設定することができる。

図７は、更新部１７による、更新値保持部１８に保持される更新値の更新処理を説明するためのフローチャートである。大小比較部１６は、固定値保持部１５に保持される固定値と、加算部１３から出力される調整信号の値とを、モータを駆動して最初に現れるハイインピーダンス状態に制御されるフェーズに比較する（Ｓ１０１）。更新部１７は、当該固定値が当該調整信号の値より大きいとき（Ｓ１０１の＞）、更新値保持部１８に保持される、当該固定値を初期値とする更新値をデクリメントする（Ｓ１０２）。当該固定値が当該調整信号の値より小さいとき（Ｓ１０１の＜）、更新値保持部１８に保持される、当該固定値を初期値とする更新値をインクリメントする（Ｓ１０３）。当該固定値と当該調整信号の値とが等しいとき（Ｓ１０１の＝）、更新値保持部１８に保持される値は更新されない。

上記インクリメント処理および上記デクリメント処理により加算および減算される値は、上記更新値の最小制御単位であってもよいし、それより大きな値であってもよい。たとえば、±１であってもよいし、±２であってもよいし、±５であってもよい。

なお、固定値保持部１５に保持される固定値を、調整信号の初期値として加算部１３に供給するフィードフォワード制御は、必須の制御ではなく、フィードフォワード制御を用いない場合、第１モード切替スイッチＳ１１をオフする。その場合、当該固定値がオフセット成分として加算部１３で調整信号に加算されなくなる。その代わりに、第２モード切替スイッチＳ１２をオンして、調整信号の前回値をオフセット成分として加算部１３に供給する。なお、フィードフォワード制御を用いる場合、第２モード切替スイッチＳ１２はオフされる。

図８は、誘起電圧検出部４０の詳細な構成よびステッピングモータ２００と誘起電圧検出部４０との詳細な接続関係を示す図である。誘起電圧検出部４０は、差動増幅回路４２、アナログデジタル変換回路４４およびオフセット発生回路４６を備える。差動増幅回路４２は、第１コイル２２の両端の電位または第２コイル２４の両端の電位を差動増幅して、アナログデジタル変換回路４４に出力する。アナログデジタル変換回路４４は、差動増幅回路４２から出力されるアナログ値をデジタル値に変換し、制御部１０（より厳密には減算部１１）に出力する。

制御部１０は、誘起電圧の目標値にもとづくデジタル値と、アナログデジタル変換回路４４から入力されるデジタル値との差分が小さくなるよう駆動信号を適応的に変化させることにより、誘起電圧の位相を調整する。ここで、上記誘起電圧の目標値にもとづくデジタル値とは、差動増幅回路４２の増幅率に対応させて当該目標値を増幅させた値である。

以下、差動増幅回路４２の具体的構成について説明する。差動増幅回路４２は、オペアンプＯＰ１、第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２、第３抵抗Ｒ３および第４抵抗Ｒ４を含む。

オペアンプＯＰ１の反転入力端子には、第１抵抗Ｒ１を介して第１コイル２２または第２コイル２４の一端の電位が入力される。オペアンプＯＰ１の、反転入力端子と出力端子とは第２抵抗Ｒ２を介して接続される。第１抵抗Ｒ１と第２抵抗Ｒ２は直列に接続される。

オペアンプＯＰ１の非反転入力端子には、第３抵抗Ｒ３を介して第１コイル２２または第２コイル２４の一端の電位が入力される。また、オペアンプＯＰ１の非反転入力端子は、第４抵抗Ｒ４を介してオフセット発生回路４６に接続される。第３抵抗Ｒ３と第４抵抗Ｒ４は直列に接続される。なお、オフセット発生回路４６を設けない場合、第４抵抗Ｒ４はオフセット発生回路４６の代わりに、グラウンドに接続される。

第１抵抗Ｒ１と第３抵抗Ｒ３の抵抗値を同じ値に設定し、第２抵抗Ｒ２と第４抵抗Ｒ４の抵抗値を同じ値に設定する。この条件では、差動増幅回路４２の増幅率はＲ２／Ｒ１により決定される。設計者またはユーザは、第１抵抗Ｒ１（＝第３抵抗Ｒ３）および第２抵抗Ｒ２（＝第４抵抗Ｒ４）の抵抗値を調整することにより、差動増幅回路４２の増幅率を調整することができる。

オフセット発生回路４６は、第５抵抗Ｒ５および第６抵抗Ｒ６を含む。第５抵抗Ｒ５および第６抵抗Ｒ６は直列に接続され、その直列回路は電源とグラウンドとの間に接続される。第５抵抗Ｒ５と第６抵抗Ｒ６との分圧点は第４抵抗Ｒ４に接続される。設計者またはユーザは、第５抵抗Ｒ５および第６抵抗Ｒ６の抵抗値を調整することにより、第５抵抗Ｒ５と第６抵抗Ｒ６との分圧比を調整し、差動増幅回路４２に加えるオフセット電圧を調整することができる。

第１スイッチＳ１は、第１コイル２２の第１端子と、差動増幅回路４２の反転入力端子とを導通または非導通させるためのスイッチである。第２スイッチＳ２は、第１コイル２２の第１端子と、差動増幅回路４２の非反転入力端子とを導通または非導通させるためのスイッチである。第３スイッチＳ３は、第１コイル２２の第２端子と、差動増幅回路４２の反転入力端子とを導通または非導通させるためのスイッチである。第４スイッチＳ４は、第１コイル２２の第２端子と、差動増幅回路４２の非反転入力端子とを導通または非導通させるためのスイッチである。

第５スイッチＳ５は、第２コイル２４の第１端子と、差動増幅回路４２の反転入力端子とを導通または非導通させるためのスイッチである。第６スイッチＳ６は、第２コイル２４の第１端子と、差動増幅回路４２の非反転入力端子とを導通または非導通させるためのスイッチである。第７スイッチＳ７は、第２コイル２４の第２端子と、差動増幅回路４２の反転入力端子とを導通または非導通させるためのスイッチである。第８スイッチＳ８は、第２コイル２４の第２端子と、差動増幅回路４２の非反転入力端子とを導通または非導通させるためのスイッチである。

第１コイル２２の誘起電圧が検出される場合、第１スイッチＳ１がオンおよび第２スイッチＳ２がオフ、ならびに第３スイッチＳ３がオフおよび第４スイッチＳ４がオンの第１状態と、第１スイッチＳ１がオフおよび第２スイッチＳ２がオン、ならびに第３スイッチＳ３がオンおよび第４スイッチＳ４がオフの第２状態とが、第１コイル２２からみて駆動部３０がハイインピーダンス状態に制御されるフェーズごとに交互に切り替えられる。

第２コイル２４の誘起電圧が検出される場合、第５スイッチＳ５がオンおよび第６スイッチＳ６がオフ、ならびに第７スイッチＳ７がオフおよび第８スイッチＳ８がオンの第３状態と、第５スイッチＳ５がオフおよび第６スイッチＳ６がオン、ならびに第７スイッチＳ７がオンおよび第８スイッチＳ８がオフの第４状態とが、第２コイル２４からみて駆動部３０がハイインピーダンス状態に制御されるフェーズごとに交互に切り替えられる。

この制御方式では、誘起電圧がゼロを境に上昇方向に変化しているときも下降方向に変化しているときも、オペアンプＯＰ１の出力電圧の極性を、たとえば正に、統一することができる。したがって、オペアンプＯＰ１の出力電圧範囲およびアナログデジタル変換回路４４の入力電圧範囲を狭くすることができ、オペアンプＯＰ１およびアナログデジタル変換回路４４のコストを抑制することができる。なお、誘起電圧の極性は、ハイインピーダンス状態に制御されるフェーズごとに交互に切り替わるため、アナログデジタル変換回路４４の後段で、その出力デジタル値に極性情報を容易に追加することができる。

また、オペアンプＯＰ１の出力電圧の極性を統一させない場合、第２スイッチＳ２、第３スイッチＳ３、第６スイッチＳ６および第７スイッチＳ７は設ける必要がない。また、この構成でも、誘起電圧のサンプリングを一フェーズ飛ばしで実行すれば、当該極性を統一させることができる。ただし、収束時間が全フェーズでサンプリングする場合と比較し、遅くなる。

以上説明したように本実施の形態によれば、誘起電圧を検出し、その位相を駆動電圧の位相に近づけるようフィードバック制御することにより、ステッピングモータを高効率駆動することができる。すなわち、脱調を抑制しつつ、消費電力を低減することができる。また、フィードバック制御としてＰＩＤ制御を用いることにより、ユーザのニーズをきめ細かく反映したフィードバック制御を実現することができる。

また、フィードバック制御開始時に、所定の固定値を上記調整信号の初期値に設定するフィードフォワード制御を採用することにより、収束時間を短縮することができる。また、当該固定値を学習により最適値に向けて更新することにより、収束時間をさらに短縮することができる。

また、誘起電圧検出回路を、差動増幅回路およびアナログデジタル変換回路により構成することにより、誘起電圧を精度よく検出することができる。すなわち、低電圧で駆動されるステッピングモータでは誘起電圧も小さな値となるが、その場合でも、コイルの両端電位を差動増幅回路の二つの入力端子に入力し、それを差動増幅することにより、誘起電圧を精度よく検出することができる。また、その検出結果をデジタル値に変換することにより、デジタル値によるフィードバック制御が可能となり、補正精度を向上させることができる。

以上、本発明をいくつかの実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

上述した実施の形態では、主に、ハイインピーダンス状態に制御されるフェーズごとに、誘起電圧を１回サンプリングする例を説明した。この点、当該フェーズごとに複数回サンプリングしてもよい。

また、上述した実施の形態では、二つのステータコイルでロータを回転させる例を説明したが、四つや八つなど、三つ以上のステータコイルでロータを回転させる構成のステッピングモータにも適用可能である。

１０ 制御部、 １１ 減算部、 １２ ＰＩＤ演算部、 １２ａ 積分演算部、 １２ｂ 比例演算部、 １２ｃ 微分演算部、 １３ 加算部、 １４ 駆動信号生成部、 １５ 固定値保持部、 １６ 大小比較部、 １７ 更新部、 １８ 更新値保持部、 Ｓ１１ 第１モード切替スイッチ、 Ｓ１２ 第２モード切替スイッチ、 ２２ 第１コイル、 ２４ 第２コイル、 ２６ ロータ、 ３０ 駆動部、 Ｑ１ 第１トランジスタ、 Ｑ２ 第２トランジスタ、 Ｑ３ 第３トランジスタ、 Ｑ４ 第４トランジスタ、 ４０ 誘起電圧検出部、 ４２ 差動増幅回路、 ＯＰ１ オペアンプ、 Ｒ１ 第１抵抗、 Ｒ２ 第２抵抗、 Ｒ３ 第３抵抗、 Ｒ４ 第４抵抗、 Ｒ５ 第５抵抗、 Ｒ６ 第６抵抗、 ４４ アナログデジタル変換回路、 ４６ オフセット発生回路、 Ｓ１ 第１スイッチ、 Ｓ２ 第２スイッチ、 Ｓ３ 第３スイッチ、 Ｓ４ 第４スイッチ、 Ｓ５ 第５スイッチ、 Ｓ６ 第６スイッチ、 Ｓ７ 第７スイッチ、 Ｓ８ 第８スイッチ、 １００ 駆動回路、 ２００ ステッピングモータ。

Claims (3)

1. 第１コイル、第２コイルおよびロータを含むモータの駆動回路であって、
   前記第１コイルおよび前記第２コイルに電気角で９０度位相の異なる交流電流を供給して、前記ロータを回転させる駆動部と、
   前記第１コイルまたは前記第２コイルからみて前記駆動部がハイインピーダンス状態のとき、前記第１コイルの両端電圧または前記第２コイルの両端電圧を検出して、前記第１コイルまたは前記第２コイルに発生する誘起電圧を検出する誘起電圧検出部と、
   外部から設定される入力信号をもとに駆動信号を生成し、前記誘起電圧検出部により検出される誘起電圧に応じて前記駆動信号を調整して前記駆動部に設定する制御部と、を備え、
   前記誘起電圧検出部は、
   前記第１コイルの両端の電位または前記第２コイルの両端の電位を差動増幅する差動増幅回路と、
   前記差動増幅回路から出力されるアナログ値をデジタル値に変換し、前記制御部に出力するアナログデジタル変換回路と、を含み、
   本モータ駆動回路は、
   前記第１コイルの第１端子と、前記差動増幅回路の第１入力端子とを導通または非導通させるための第１スイッチと、
   前記第１コイルの第１端子と、前記差動増幅回路の第２入力端子とを導通または非導通させるための第２スイッチと、
   前記第１コイルの第２端子と、前記差動増幅回路の第１入力端子とを導通または非導通させるための第３スイッチと、
   前記第１コイルの第２端子と、前記差動増幅回路の第２入力端子とを導通または非導通させるための第４スイッチと、
   前記第２コイルの第１端子と、前記差動増幅回路の第１入力端子とを導通または非導通させるための第５スイッチと、
   前記第２コイルの第１端子と、前記差動増幅回路の第２入力端子とを導通または非導通させるための第６スイッチと、
   前記第２コイルの第２端子と、前記差動増幅回路の第１入力端子とを導通または非導通させるための第７スイッチと、
   前記第２コイルの第２端子と、前記差動増幅回路の第２入力端子とを導通または非導通させるための第８スイッチと、
   をさらに備えることを特徴とするモータ駆動回路。
2. 前記制御部は、前記誘起電圧の目標値にもとづくデジタル値と、前記アナログデジタル変換回路から入力されるデジタル値との差分が小さくなるよう前記駆動信号を適応的に変化させることにより、前記誘起電圧の位相を調整することを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動回路。
3. 前記第１コイルの誘起電圧が検出される場合、
   前記第１スイッチがオンおよび第２スイッチがオフ、ならびに前記第３スイッチがオフおよび前記第４スイッチがオンの第１状態と、前記第１スイッチがオフおよび第２スイッチがオン、ならびに前記第３スイッチがオンおよび前記第４スイッチがオフの第２状態と、が、前記第１コイルからみて前記駆動部がハイインピーダンス状態に制御されるフェーズごとに交互に切り替えられ、
   前記第２コイルの誘起電圧が検出される場合、
   前記第５スイッチがオンおよび第６スイッチがオフ、ならびに前記第７スイッチがオフおよび前記第８スイッチがオンの第３状態と、前記第５スイッチがオフおよび第６スイッチがオン、ならびに前記第７スイッチがオンおよび前記第８スイッチがオフの第４状態と、が、前記第２コイルからみて前記駆動部がハイインピーダンス状態に制御されるフェーズごとに交互に切り替えられることを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動回路。

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