JP7094910B2 - ステッピングモータの制御装置、ステッピングモータの制御方法およびステッピングモータ駆動制御システム - Google Patents

Description

本実施形態は、ステッピングモータの制御装置、ステッピングモータの制御方法およびステッピングモータ駆動システムに関する。

従来、ステッピングモータの効率を改善する為、トルクに応じて駆動電流を制御する技術が開示されている。必要とするトルクが低下した状態では駆動電流を減らし、効率を高める試みである。ステッピングモータは、低速回転から高速回転まで広範囲に亘って動作する。脱調を回避する為、必要とするトルクに対してマージンを持たせた駆動電流を供給することが一般的に行われている。しかしながら、余剰の駆動電流の供給は消費電力を増大させる。

特許第５５５６７０９号公報

一つの実施形態は、低速回転から高速回転まで広範囲な動作状態においてステッピングモータの効率を改善することができる制御装置および制御方法を提供することを目的とする。

一つの実施形態によれば、ステッピングモータの制御装置は、駆動電流の設定値を変更する切替信号の第１の周波数において生じる第１の誘起電圧と第２の周波数において生じる第２の誘起電圧の値を用いて、前記切替信号の周波数が所定の周波数よりも低い動作領域において前記切替信号の周波数に比例する閾値のデータテーブルを生成するテーブル生成部と、前記閾値と検出した誘起電圧とを比較し、その比較結果に応じて前記駆動電流の値を制御する電流制御部と、を具備する。

図１は、ステッピングモータの制御装置の一つの実施形態を示す図。 図２は、駆動電流と切替信号の関係を示す図。 図３は、低速側における制御方法の一つの例を示す図。 図４は、低速側における制御方法の他の例を示す図。 図５は、低速側における制御方法のフローチャート。 図６は、高速側における制御方法の例を示す図。 図７は、励磁モードの変更の例を示す図。 図８は、高速側における制御方法のフローチャート。 図９は、効果を説明する為の図。

以下に添付図面を参照して、実施形態にかかるステッピングモータの制御装置、ステッピングモータの制御方法およびステッピングモータ駆動システムを詳細に説明する。なお、これらの実施形態により本発明が限定されるものではない。

（第１の実施形態）
図１は、ステッピングモータの制御装置の一つの実施形態を示す図である。１相分の構成を示す。本実施形態は、励磁コイル１０に駆動電流を供給するＨスイッチを構成するＰＭＯＳトランジスタ１１、１３、ＮＭＯＳトランジスタ１２、１４を有する。

ＰＭＯＳトランジスタ１１とＮＭＯＳトランジスタ１２のソース・ドレイン路が、電源端子１１０と接地端子１１１間に直列に接続される。同様に、ＰＭＯＳトランジスタ１３とＮＭＯＳトランジスタ１４のソース・ドレイン路が電源端子１１０と接地端子１１１間に直列に接続される。ＰＭＯＳトランジスタ１１とＮＭＯＳトランジスタ１２のドレインは、出力端子１１２に接続される。ＰＭＯＳトランジスタ１３とＮＭＯＳトランジスタ１４のドレインは出力端子１１３に接続される。出力端子１１２と１１３間に励磁コイル１０が接続される。駆動電流を励磁コイル１０に供給して磁界を発生させて、ステッピングモータのロータ（図示せず）を回転させる。励磁コイル１０とロータは、ステッピングモータを構成する。ステッピングモータは制御装置と共に、ステッピングモータ駆動制御システムを構成する。

各ＭＯＳトランジスタ１１～１４は、寄生ダイオード１１Ｄ～１４Ｄを有する。各寄生ダイオード１１Ｄ～１４Ｄは、逆方向のドレイン電流が流れる各々のＭＯＳトランジスタのソース・ドレイン路に対して並列に接続される電流路を形成する。

ＮＭＯＳトランジスタ１２のドレインを基準にしてソース・ドレイン間の電圧を検出する電圧検出回路２０を備える。電圧検出回路２０は、逆方向のドレイン電流が流れるＮＭＯＳトランジスタ１２のドレイン・ソース間電圧を検出する。電圧検出回路２０の検出値は、セレクト回路２３に供給される。

接地電位を基準にしてＮＭＯＳトランジスタ１２のドレイン・ソース間電圧を検出する電圧検出回路２１を備える。電圧検出回路２１は、順方向のドレイン電流が流れるＮＭＯＳトランジスタ１２のドレイン・ソース間電圧を検出する。電圧検出回路２１の検出値は、セレクト回路２３に供給される。セレクト回路２３は、タイミング制御回路２４によって電圧検出回路２０、２１のいずれか一方の出力を選択して駆動制御回路４１に供給する。

ＮＭＯＳトランジスタ１４には、電圧検出回路３０、３１、セレクト回路３３、及びタイミング制御回路３４が設けられる。

電圧検出回路３０は、ドレインを基準にして、逆方向のドレイン電流が流れるＮＭＯＳトランジスタ１４のドレイン・ソース間電圧を検出する。電圧検出回路３０の検出値は、セレクト回路３３に供給される電圧検出回路３１は、接地電位を基準として、順方向のドレイン電流が流れるＮＭＯＳトランジスタ１４のソース・ドレイン電圧を検出する。電圧検出回路３１の検出値は、セレクト回路３３に供給される。

セレクト回路３３は、タイミング制御回路３４によって電圧検出回路３０、３１のいずれか一方の出力を選択して駆動制御回路４１に供給する。

タイミング制御回路２４、３４は、各ＭＯＳトランジスタ１１～１４をオン／オフさせるタイミングを制御する。例えば、ＰＭＯＳトランジスタ１１とＮＭＯＳトランジスタ１４がオンするチャージモード、ＮＭＯＳトランジスタ１２とＰＭＯＳトランジスタ１３がオンするディスチャージモード、ＮＭＯＳトランジスタ１２と１４がオンする低速ディスチャージモード等に切替える。

また、タイミング制御回路２４、３４は、各マイクロステップの駆動電流の設定値を変更する切替信号をＰＷＭ制御回路４０、及び駆動制御回路４１に供給する。ＰＷＭ制御回路４０は、切替信号に応答して、駆動電流の設定値に応じたデューティ比のＰＷＭ信号を生成して、各ＭＯＳトランジスタ１１～１４に供給する。

励磁モードが同じ場合、切替信号の周波数に応じてステッピングモータの回転周波数は変化する。従って、駆動制御回路４１は、切替信号の周波数によりステッピングモータの回転周波数を検知することができる。この為、便宜的に、切替信号の周波数とステッピングモータの回転周波数の両方を示す用語として回転周波数を用いる場合がある。

また、タイミング制御回路２４、３４は、誘起電圧あるいは駆動電流を検出するタイミングを制御する信号をセレクト回路２３、３３に供給する。セレクト回路２３、３３は、タイミング制御信号に応答して選択された電圧検出回路２０、２１、３０、３１の出力（誘起電圧情報）を駆動制御回路４１に供給する。

駆動制御回路４１は、セレクト回路２３、３３からの出力に応じて励磁コイル１０に供給する駆動電流を制御する制御信号をＰＷＭ制御回路４０に供給する。駆動制御回路４１には参照電圧Ｖｒｅｆを供給する電源５０が接続されている。参照電圧Ｖｒｅｆは、駆動電流を設定する電圧として用いる。例えば、駆動電流の上限値を設定する電圧として用いる。

駆動制御回路４１は、モード設定部４１１を有する。モード設定部４１１は、ステッピングモータの励磁モードを設定する。また、モード設定部４１１は、誘起電圧情報に基づいて励磁モードを設定する。励磁モードは、２相励磁、１－２相励磁、Ｗ１－２相励磁、２Ｗ１－２相励磁、４Ｗ１－２相励磁等を含む。

駆動制御回路４１は、テーブル生成部４１２を有する。テーブル生成部４１２は、誘起電圧情報に基づいて、誘起電圧を検出する閾値を補正したデータテーブルを作成する。回転周波数が低い為に発生する誘起電圧が小さい低速側の動作領域においては、周波数に比例して小さくなる閾値の補正テーブルを作成する。これにより、回転周波数の小さい動作領域においてもトルクに応じて駆動電流を適切に調整することができる。

駆動制御回路４１は、記憶部４１３を有する。記憶部４１３は、励磁モードに関連した駆動電流の設定値、切替信号の周波数等の各種パラメータや誘起電圧情報等を記憶する。

駆動制御回路４１は、電流制御部４１４を有する。電流制御部４１４は、誘起電圧と閾値との比較結果に応じて駆動電流を制御する。例えば、誘起電圧が閾値よりも大きい場合には、駆動電流を減少させる制御を行う。

駆動制御回路４１は、演算部４１５を有する。演算部４１５は、駆動電流がゼロになった時点から次の切替信号が供給されるまでの判定時間と記憶部４１３に記憶されている所定の設定時間との時間差を算出する。所定の設定時間は、例えば、演算部４１５の処理速度を考慮して設定する。例えば、判定時間内に発生するクロック信号（図示せず）をカウントすることで、駆動電流がゼロになった時点から次の切替信号までの判定時間を算出する。尚、切替信号の周期は、励磁モードに応じて予め設定することができる。従って、駆動電流がゼロになった時点と予め設定した切替信号の周期の情報から判定時間を算出してもよい。

ＰＷＭ制御回路４０は、オン／オフを制御するＰＷＭ信号を各ＭＯＳトランジスタ１１～１４のゲートに供給する。ＰＷＭ制御回路４０は、駆動制御回路４１からの制御信号に応じて、各ＭＯＳトランジスタ１１～１４のオン時間を制御して励磁コイル１０に供給される駆動電流を増減させ、ステッピングモータの励磁モードを変更する制御を行うＰＷＭ信号を生成する。

駆動制御回路４１は、出力端子１１２、１１３において検出される誘起電圧に従って、駆動電流を調整する制御信号をＰＷＭ制御回路４０に供給する。必要とするトルクに対して駆動電流が余剰な場合には、誘起電圧が発生することが知られている。従って、誘起電圧に応じて駆動電流を調整することで、余剰な駆動電流の供給を回避して消費電力を効率的に削減することができる。

誘起電圧は、駆動電流がゼロの時の出力電圧として現れる。従って、駆動電流がゼロの時の出力端子１１２、あるいは１１３の電圧を検出することで、誘起電圧を検出する。すなわち、誘起電圧は駆動電流がゼロの時の出力電圧として捉える。

例えば、駆動電流がゼロの時にＮＭＯＳトランジスタ１２をオフにし、その時の出力端子１１２の電圧、すなわち、ＮＭＯＳトランジスタ１２のソース・ドレイン間電圧により誘起電圧を検出する。また、ＮＭＯＳトランジスタ１２がオンの時のソース・ドレイン間電圧を検出し、その電圧がゼロになった時に駆動電流がゼロになったことを検出する。ＮＭＯＳトランジスタ１４についても同様である。

従って、ＮＭＯＳトランジスタ１２、１４の導通状態に応じて誘起電圧を検出し、あるいは、駆動電流がゼロになったことを検出する。

駆動制御回路４１は、判定時間が所定の時間よりも短くなった時に、切替信号の周期を長くする励磁モードに変更する制御を行う信号をＰＷＭ制御回路４０とタイミング制御回路２４、３４に供給する。これにより、駆動電流のマイクロステップの幅を広げて誘起電圧の検出を確実に行う期間を確保し、トルクに応じて発生する誘起電圧に基づいて駆動電流を制御する。

本実施形態によれば、回転周波数が低い為に誘起電圧が小さい動作領域においては、誘起電圧の閾値を周波数に比例して小さくする。これにより、誘起電圧が検出できる動作範囲を拡大することができる為、トルクに応じた駆動電流の制御範囲を広げることができる。従って、脱調を回避しつつ、消費電力を適切に低減することができる。

また、回転周波数が高速の為に誘起電圧の検出が困難になった場合には、マイクロステップの幅を広げる励磁モードに変更することで誘起電圧の検出を可能にする。これにより、検出した誘起電圧に基づいてトルクに応じて駆動電流を調整する。すなわち、トルクに応じた駆動電流の調整を行い、脱調の回避と低消費電力化を図ることができる。

また、低速側における閾値の補正も、高速側の切替信号の周期の調整も、実際の動作状態に応じてリアルタイムで行うことができる。すなわち、ステッピングモータの動作状態に応じた適切な制御を、広範囲な動作領域において行うことができる。

図２は、駆動電流と切替信号の関係を示す図。上段にマイクロステップの駆動電流波形Ｌ１、下段に切替信号を示す。切替信号の立上りタイミングで、ステップが切替わっている。図２は、１６ステップでステッピングモータが１回転する励磁モードの例を示す。例えば、切替信号によりステップ数を変更することで、励磁モードを変更する制御を行う。

切替信号の各タイミングＳ１からＳ１６においてＰＷＭ信号のデューティ比を調整することで、各ステップにおける駆動電流の値が調整される。図２のタイミングＳ４からＳ５では、ＰＷＭ信号のデューティ比によって、駆動電流の上限値を調整している。

各ステップにおける駆動電流の値は、各ＭＯＳトランジスタ１１～１４のオン／オフの制御によって維持される。駆動電流がゼロに設定されるステップにおいて、誘起電圧の検出、あるいは、駆動電流がゼロになった時点の検出を行う。すなわち、駆動電流がゼロ（０％）に設定されるステップが、誘起電圧を検出してトルクに応じた制御を行う為の検出期間となる。図２に示す検出期間は、タイミングＳ８からＳ９の間、及び、タイミングＳ１６からＳ１の間のステップである。

ステップ数が同じ励磁モードにおいては、切替信号の周波数によりステッピングモータの回転周波数が変化する。すなわち、切替信号の周波数を上げることによって、ステッピングモータの回転周波数が上昇する。従って、切替信号の周波数は、ステッピングモータの回転周波数を示す指標となる。

図３は、低速側における制御方法の例を示す図である。横軸にステッピングモータの回転周波数、縦軸に誘起電圧の閾値を示す。すなわち、横軸の回転周波数は、切替信号の周波数に対応する。以降、同様である。実線Ｌ２は、誘起電圧を示す。

ステッピングモータを無負荷状態で動作させ、誘起電圧が飽和状態となった時の切替信号の周波数を回転周波数ｆ３とする。このときの回転周波数ｆ３における誘起電圧Ｖ３を検出する。誘起電圧が、検出された誘起電圧Ｖ３よりも大きい時には必要とするトルクに対して駆動電流が余剰に供給されている状態を示す。従って、誘起電圧Ｖ３は、回転周波数ｆ３よりも高い回転周波数における駆動電流の制御の為の閾値とする。

次に、例えば、切替信号の周波数を回転周波数ｆ１に下げ、その時の誘起電圧Ｖ１を検出する。回転周波数ｆ１は、回転周波数ｆ３の１／２である。

回転周波数ｆにおける閾値の補正データ線Ｌ３は、回転周波数ｆ１、ｆ３と誘起電圧Ｖ１、Ｖ３の値から、式（１）で示される。Ｖ０は、回転周波数がゼロ（０）の時の閾値として算出される。式（１）の算出は、演算部４１５で行う。
Ｖ＝Ｖ０＋［（Ｖ３－Ｖ１）／（ｆ３－ｆ１）］×ｆ ・・・ （１）

式（１）により得られる閾値Ｖと、対応する回転周波数ｆで検出された誘起電圧の値を比較する。閾値よりも誘起電圧が高い場合には駆動電流を減らす制御を行う。逆に、閾値よりも誘起電圧が低い場合には、駆動電流を増やす制御を行う。かかる制御により、低速動作における脱調の回避と、トルクに応じて駆動電流を適切に調整することができる。

図４は、低速側における制御方法の他の例を示す図である。横軸にステッピングモータの回転周波数、縦軸に誘起電圧の閾値を示す。実線Ｌ４は、誘起電圧を示す。図３の場合と同様に、誘起電圧が飽和状態となる時の回転周波数ｆ３における誘起電圧Ｖ３を検出し、記録する。

切替信号の周波数を、例えば、回転周波数ｆ３の半分の回転周波数ｆ１に下げる。誘起電圧の検出が出来ない場合には、検出できる状態となるまで回転周波数を上昇させる。誘起電圧が検出された下限の回転周波数ｆ２とその時の誘起電圧Ｖ２を記録する。

閾値の補正データ線Ｌ５は、回転周波数ｆ２、ｆ３とその時の誘起電圧Ｖ２、Ｖ３の値から式（２）で示される。
Ｖ＝Ｖ０＋［（Ｖ３－Ｖ２）／（ｆ３－ｆ２）］×ｆ ・・・ （２）
回転周波数ｆ２からｆ３における低速動作範囲において、式（２）により得られる閾値と対応する回転周波数ｆで検出された誘起電圧を比較する。閾値よりも誘起電圧が高い場合には駆動電流を減らす制御を行う。逆に、閾値よりも誘起電圧が低い場合には、駆動電流を増やす制御を行う。かかる制御により、低速動作における脱調の回避と、トルクに応じて駆動電流を適切に調整することができる。

上記制御方法の例においては、一つの補正データ線の場合を説明したが、複数の補正データ線を設けても良い。例えば、図３の例において、回転周波数ｆ１とｆ３の中間の回転周波数とその時の誘起電圧の値を用いて、式（１）と同様に、回転周波数ｆ３から中間回転周波数までの範囲、及び、中間回転周波数から回転周波数ｆ１までの範囲、における補正データ線を算出してもよい。尚、回転周波数ｆ１は、回転周波数ｆ３の１／２に限らず、１／３等、任意に設定してもよい。

図５は、低速側における制御方法のフローチャートである。上記制御方法に対応する。低速側の閾値をセットして、例えば無負荷状態で動作をスタートさせる（Ｓ１０１）。初期値は、記憶部４１３に記憶される。各マイクロステップに対応した駆動電流の値と誘起電圧、励磁モード等が初期値としてセットされる。次に、切替信号の周波数を上げることにより、回転周波数を上げる（Ｓ１０２）。

誘起電圧が最大になったか否かを判断する（Ｓ１０３）。すなわち、誘起電圧が飽和したか否かを検知する。誘起電圧が最大になった場合（Ｓ１０３：Ｙｅｓ）は、その時の回転周波数ｆ３と誘起電圧Ｖ３を記録する（Ｓ１０４）。誘起電圧が最大になっていない場合（Ｓ１０３：Ｎｏ）は、更に回転周波数を上昇させる。次に、切替信号の周波数を下げることにより、回転周波数を下げる（Ｓ１０５）。

回転周波数がｆ３／２になった場合（Ｓ１０６：Ｙｅｓ）は、誘起電圧の検出を行う。誘起電圧の発生が検出された場合（Ｓ１０７：Ｙｅｓ）は、その時の回転周波数ｆ１と検出した誘起電圧Ｖ１を記録する（Ｓ１０８）。

誘起電圧が検出されなかった場合（Ｓ１０７：Ｎｏ）には、回転周波数を上げる（Ｓ１０９）。回転周波数の上昇により誘起電圧が発生した場合（Ｓ１１０：Ｙｅｓ）には、その時の回転周波数ｆ２と検出した誘起電圧Ｖ２の値を記録する（Ｓ１１１）。誘起電圧が発生していない場合（Ｓ１１０：Ｎｏ）には、回転周波数を上昇させる。

式（１）または式（２）を用いて、夫々の回転周波数に応じて補正された閾値を算出し、補正テーブルを作成する（Ｓ１１２）。誘起電圧が発生している場合は式（１）を用い、発生していない場合は式（２）を用いる。補正テーブルは、記憶部４１３に記憶される。補正テーブルの閾値と動作中に検出された誘起電圧の比較結果に応じて、駆動電流を制御する（Ｓ１１３）。

かかる制御のフローにより、補正した閾値に基づいて、低速側における、トルクに応じた制御の範囲を拡大することができる。従って、必要なトルクに応じて駆動電流をリアルタイムで制御する為、脱調を回避しつつ消費電力を低減することができる。

図６は、高速側における制御方法を説明する為の図である。上段の実線Ｌ６は駆動電流、一点鎖線Ｌ７は出力電圧を示し、下段は切替信号を示す。図２のタイミングＳ８からＳ９の間、すなわち、駆動電流の設定値がゼロ（０％）のステップに対応する。

誘起電圧は、駆動電流がゼロになった後の出力電圧として検出される。従って、図６において、駆動電流がゼロとなった時点ｔ０から次の切替信号が供給されるタイミングＳ９までの判定時間ｔの間における出力電圧の上昇分が誘起電圧を示す。

切替信号の周波数が上昇し、高速動作となった場合にはステップ間の周期Ｔが短くなる。駆動電流は、出力電圧の立下りに対して、一定の時間遅れを持って低下する。従って、周期Ｔが短くなると、判定時間ｔが短くなり、誘起電圧の検出が困難になる。この為、判定時間ｔが所定の検出可能時間よりも短くなった場合には、周期Ｔが長い励磁モードに変更する。例えば、４Ｗ１－２相励磁を２Ｗ１－２相励磁に変更する。

この制御により、誘起電圧の検出を確実に行い、誘起電圧と閾値の比較によって駆動電流を適切に制御することができる。すなわち、高速側における誘起電圧の検出範囲を拡大させ、閾値に対して誘起電圧が高い場合には駆動電流を減らすことで、低消費電力化を図ることができる。

図７は、励磁モードを変更する制御方法の例を示す為の図である。左側に励磁モードを変更する前の状態、右側に励磁モードを変更した後の状態を示す。
左側に示す駆動電流波形Ｌ８は、切替信号に応じてタイミングＳ０、Ｓ０１からＳ０７への移行に応じて駆動電流が小さくなるステップを有する。

右側に示す駆動電流波形Ｌ９は、周波数が変更された切替信号に応じて、駆動電流波形Ｌ８の２段分のステップに相当する、ステップの幅が長い励磁モードに変更されている。例えば、左側に示す４Ｗ１－２相励磁のモードを、右側に示す２Ｗ１－２相励磁のモードに変更する。

励磁モードの変更により、切替信号間の周期が長くなり、誘起電圧の判定期間を長くすることができる。これにより、誘起電圧の検出と検出した誘起電圧に基づく駆動電流の調整を行う為、トルクに応じて駆動電流を適切に制御することができる。

なお、励磁モードを変更しても回転周波数は同じにすることができる。例えば、１個の切替信号に対して駆動電流を、ステップ１段分変化させていた励磁モードを、ステップ２段分変化させる励磁モードに変更することにより、切替信号の周波数が１／２になってもステッピングモータの回転周波数を同じにすることができる。従って、判定時間が短くなった場合に自動的に励磁モードを変更してもステッピングモータの回転周波数を同じにする為、ユーザーは励磁モードが変更されたことを意識することなく、ステッピングモータを使用することができる。

図８は、高速側における制御方法のフローチャートである。ステッピングモータの回転周波数を上げ、高速側での動作をスタートさせ、駆動電流の設定値がゼロのステップでの検知を行う（Ｓ２０１）。

出力電圧がゼロになったか否かを検出する（Ｓ２０２）。出力電圧がゼロになったことを検出した場合（Ｓ２０２：Ｙｅｓ）は、駆動電流がゼロになる時点の検出を行う（Ｓ２０３）。出力電圧がゼロでない場合（Ｓ２０２：Ｎｏ）には、検出を継続する。駆動電流がゼロになったことを検出した場合（Ｓ２０３：Ｙｅｓ）は、ゼロになった時点から次の切替信号が供給されるまでの時間、すなわち判定時間と所定の設定時間を比較する（Ｓ２０４）。駆動電流がゼロにならない場合（Ｓ２０３：Ｎｏ）は、検出を継続する。

判定時間が設定時間よりも短い場合（Ｓ２０４：Ｙｅｓ）は、励磁モードの変更が可能となった判定回数としてカウントする（Ｓ２０５）。判定時間が設定時間よりも長い場合（Ｓ２０４：Ｎｏ）は、ステップ数を増やす励磁モードへ変更する（Ｓ２０６）。すなわち、ステップ幅を短くする励磁モードへ変更する。ステップの段数を増やすことにより、回転角度を細かく制御するマイクロステップによる特性を活かすことができる。

判定回数のカウント数が所定回数以上になった場合（Ｓ２０７：Ｙｅｓ）は、ステップ数を減らす、すなわち、ステップ幅を長くする励磁モードへ変更する（Ｓ２０８）。これにより、誘起電圧を検知できる時間が長くなる為、誘起電圧を確実に検出することができる。所定回数以上になった場合に励磁モードを変更する制御とすることで、励磁モードの変更の可否判定の信頼性を高めることができる。判定回数のカウント数が所定回数より少ない場合（Ｓ２０７：Ｎｏ）は、判定時間と設定時間を比較する処理を継続する。

判定時間と所定の設定時間との比較に応じて励磁モードを変更することにより、高速側において、誘起電圧の検出を確実に行うことができる。これにより、検出した誘起電圧に応じて駆動電流を適切に制御する為、必要とするトルクに対して余剰の駆動電流の供給を回避して低消費電力化を図ることができる。

図９は、本実施形態の効果を説明する為の図である。横軸は回転周波数、縦軸は駆動電流の削減効果を相対的に示す。本実施形態のステッピングモータの制御装置、及びステッピングモータの制御方法によれば、低速動作側ＬＡと高速動作側ＨＡにおいて誘起電圧を検出することでトルクに応じて駆動電流を適切に制御している。

すなわち、低速側ＬＡにおいて、誘起電圧の閾値を周波数に比例させて低下させることにより、図３で説明した様にトルクに応じた駆動電流の制御可能領域を破線Ｌ１０から実線Ｌ１１まで拡大することができる。また、高速側ＨＡにおいて、切替信号の周期を長くすることにより誘起電圧が検出できる動作領域を、同様に破線Ｌ１０から実線Ｌ１１に示す範囲まで拡大させることができる。

すなわち、余剰の駆動電流を削減して低消費電力化を図ることができる制御可能領域をＤＷ３からＤＷ１に拡大させることができる。広範囲の動作領域において必要なトルクに応じて駆動電流を適切に調整する為、脱調を回避しつつ、低消費電力化を図ることができる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１０ 励磁コイル、１１乃至１４ ＭＯＳトランジスタ、１１Ｄ乃至１４Ｄ 寄生ダイオード、４０ ＰＷＭ制御回路、４１ 駆動制御回路。

Claims (7)

1. 駆動電流の設定値を変更する切替信号の第１の周波数において生じる第１の誘起電圧と第２の周波数において生じる第２の誘起電圧の値を用いて、前記切替信号の周波数が所定の周波数よりも低い動作領域において前記切替信号の周波数に比例する閾値のデータテーブルを生成するテーブル生成部と、
   前記閾値と検出した誘起電圧とを比較し、その比較結果に応じて前記駆動電流の値を制御する電流制御部と、
   を具備することを特徴とするステッピングモータの制御装置。
2. 前記第１の周波数は前記誘起電圧が飽和する下限の周波数であることを特徴とする請求項１に記載のステッピングモータの制御装置。
3. 前記駆動電流がゼロになった時点から次の切替信号が出力されるまでの時間が所定の時間よりも短くなった時に、前記切替信号の周期を長くする励磁モードに変更するモード設定部を備えることを特徴とする請求項１または２に記載のステッピングモータの制御装置。
4. 前記テーブル生成部は、前記駆動電流がゼロの時の前記第１の誘起電圧と前記第２の誘起電圧の値を用いて前記閾値のデータテーブルを生成することを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載のステッピングモータの制御装置。
5. 駆動電流の設定値を変更する切替信号の第１の周波数において生じる第１の誘起電圧と第２の周波数において生じる第２の誘起電圧の値を用いて、前記切替信号の周波数が所定の周波数よりも低い動作領域において前記切替信号の周波数に比例する閾値のデータテーブルを生成し、
   前記切替信号の周波数が前記所定の周波数よりも低い動作領域において前記閾値と検出した誘起電圧とを比較し、その比較結果に応じて前記駆動電流の値を制御することを特徴とするステッピングモータの制御方法。
6. 前記駆動電流がゼロになった時点から次の切替信号が出力されるまでの時間が所定の時間よりも短くなった時に、前記切替信号の周期を長くする励磁モードに変更することを特徴とする請求項５に記載のステッピングモータの制御方法。
7. 駆動電流によって磁界を発生する励磁コイルを有するステッピングモータと、
   前記駆動電流を制御する制御装置を備え、
   前記制御装置は、
   前記駆動電流の設定値を変更する切替信号の第１の周波数において生じる第１の誘起電圧と第２の周波数において生じる第２の誘起電圧の値を用いて、前記切替信号の周波数が所定の周波数よりも低い動作領域において前記切替信号の周波数に比例する閾値のデータテーブルを生成するテーブル生成部と、
   前記閾値と検出した誘起電圧とを比較し、その比較結果に応じて前記駆動電流の値を制御する電流制御部と、
   を具備することを特徴とするステッピングモータ駆動制御システム。

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