JP2011078222A - モータ駆動制御回路 - Google Patents

Abstract

【課題】モータの誘起電流を効率的に検出する。
【解決手段】差動アンプ３０は、同期モータ２０の定常回転時におけるコイル電流Ｉｓを検出する。そのときの印加電圧Ｓ０をＡＴＴ回路１４からの出力などから検出する。検出されたコイル電流Ｉｓと、その時の印加電圧Ｓ０と、予め決定したスケーリングファクタＡｓを用い、誘起電流Ｉｂを、Ｉｂ＝Ａｓ・Ｓ０−Ｉｓにより求める。求められた誘起電流Ｉｂに基づいて、モータへの印加電圧を制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、同期モータの駆動を制御する駆動制御回路に関する。

同期モータの制御においては、ロータ位置を検出し、検出したロータ位置に応じてモータ駆動電流を制御することが重要である。

同期モータには、ＩＰＭＳＭ（インターナル パーマネント マグネティック シンクロナスモータ）、ＳＰＭＳＭ（サーフィス パーマネント マグネティック シンクロナスモータ）、ＰＭ（パーマネント マグネティック）、ＶＲ（バリアブル リラクタンス）、ＨＢ（ハイブリッド）、ＢＬＤＣＭ（ブラシレス直流モータ）などが知られており、これら同期モータの回転位置を検出する方法としては、ホール素子などの各種センサを用いる方法と、速度起電圧（誘起電圧）を検出するセンサレスの方法が知られている。

コスト、スペースなどを考えれば、センサレスの方が優れており、センサレスの方法について各種の提案がある。例えば、モータの速度起電圧を用いる方法があり、モータステータ電圧・電流とモータモデル式からベクトル演算をして位置推定する方法や、モータの駆動ラインを特定の期間ハイインピーダンス状態として、直接的に速度起電圧を測定する方法などが知られている。

特開２００７−２７４７６０号公報

モータモデル式から推定する方法では、モデル式中のインダクタンス、直流抵抗成分などを定数として設定しなければならないが、これらが誤差の原因になる。また、ハイインピーダンスにする方法では、モータ駆動出力を検出期間において停止する必要があり、電流の連続性が損なわれる。

本発明は、同期モータの定常回転時におけるコイル電流と、そのときの印加電圧を検出し、前記コイル電流または前記印加電圧に、予め決定したスケーリングファクタを乗算し、前記コイル電流の成分と前記印加電圧の成分との差分を算出して前記同期モータの誘起電力に応じた信号を検出し、前記誘起電流に応じた信号に基づいて、前記同期モータへの印加電圧を制御することを特徴とする。

また、前記スケーリングファクタを、前記同期モータの非回転時において検出した印加電圧とモータ電流との比から求めることが好適である。

また、前記スケーリングファクタを、前記同期モータの非回転時において検出した印加電圧とモータ電流との比と、前記同期モータのステータのインダクタンス成分と、から求めることが好適である。

また、前記誘起電力に応じた信号と、その微分信号との論理演算に基づいて、前記同期モータの回転数に応じた周波数の回転速度信号を得ることが好適である。

また、前記誘起電力に応じた信号と、前記印加電圧との位相差を求め、求められた位相差に基づいてモータの駆動を制御することが好適である。

本発明によれば、定常運転状態の誘起電流を、コイルをハイインピーダンス状態にすることなく検出できるため、モータ駆動の連続性を維持しつつ誘起電流を検出できる。

実施形態の全体構成を示す図である。 同期外れ検出器の構成を示す図である。 同期外れ検出の動作を示す図である。 回転速度検出器の構成を示すである。 回転速度検出の動作を示す図である。 位相差検出の動作を示す図である。 他の実施形態の全体構成を示す図である。 さらに他の実施形態の構成を示すである。 さらに他の実施形態の構成を示すである。 Ｈブリッジドライバの構成を示すである。 他の実施形態の全体構成を示す図である。

以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。

図１は、全体構成を示すブロック図である。この例では、ステッピングモータを駆動対象としている。

スケーリングファクタＡｓを検出することを指令するスケーリング指令、通常の励磁を行うことを指示する通常励磁指令が励磁タイミング生成器１０に供給される。

通常励磁指令により通常励磁が指示された場合には、励磁タイミング生成器１０は、その時のモータ駆動指令に基づき、励磁タイミングについての信号を生成して励磁振幅生成器１２に供給する。励磁振幅生成器１２は、その時のモータ駆動に適切なモータ印加電圧指令Ｓ０を作成し、これをＡＴＴ回路１４において振幅調整をして出力する。なお、スケーリング指令の場合には、スケーリングファクタＡｓを検出するために好適な印加電圧指令値ＶｄｃがＡＴＴ回路１４から出力される。

ＡＴＴ回路１４の出力はＰＷＭ回路１６に供給され、ＡＴＴ回路１４からの出力である指令値に応じたデューティー比のＰＷＭ制御信号が出力される。

ＰＷＭ制御信号は、Ｈブリッジドライバ１８に供給される。Ｈブリッジドライバ１８は、複数のトランジスタから構成され、これらのスイッチングによって電源からの電流を制御してモータ電流（コイル電流）を発生し、これをモータ２０に供給する。

モータ２０は、ステッピングモータであり、２つのコイル２２，２４とロータ２６を有している。２つのコイル２２，２４は、互いに電気角で９０°位置がずれて配置されており、従って、ロータ２６に対する磁界の方向もロータの中心角について互いに電気角で９０°ずれている。また、ロータ２６は例えば永久磁石を含んでおり、２つのコイル２２，２４からの磁界に応じて安定する位置が決定される。すなわち、ロータの回転角について９０°ずれた位置に配置された２つのコイルに互いに９０°位相の異なる交流電流を供給することで、その電流位相によりロータ２６を移動させ、回転することができる。また、特定の電流位相のタイミングで、電流位相の変化を停止することで、その時の電流位相に応じた位置にロータを停止することができ、これによってモータ２０の回転が制御される。

２つのコイル２２の電流経路には、抵抗Ｒｓが配置されており、この両端にはコイル２２に流れる電流、すなわち抵抗Ｒｓに流れる電流に応じた電圧が生じる。この抵抗Ｒｓの両端電圧は、差動アンプ３０に入力され、ここで抵抗Ｒｓの両端電圧が得られる。なお、この例では、差動アンプ３０には、ローパスフィルタＬＰＦが追加されており、このローパスフィルタによって、差動アンプ３０の出力における細かな変動を除去して、安定した出力を得ている。なお、差動アンプ３０では、オフセットが生じるので、このオフセットをオフセット調整指令に基づいてオフセット調整を行うオフセット調整器３２が接続されている。例えば、駆動電流がゼロの時に差動アンプ３０の出力をオフセット調整器３２が検出記憶して、これによって差動アンプ３０のオフセットが調整される。

差動アンプ３０の出力であるモータ駆動電流についての信号はＡＤＣ３４に供給されここでデジタル信号に変換される。ＡＤＣ３４の出力は、スケーリング指令による検出の場合には、非回転時における直流モータ電流Ｉｄｃであり、回転時にはモータ電流（コイル電流）Ｉｓとなる。

このＡＤＣ３４の出力は、符号判定部３６に供給され、ここで符号判定して、抵抗Ｒｓを流れる電流の向きについて検出し、検出結果がＡＴＴｓ回路３８に供給される。ＡＴＴｓ回路３８は、スケーリングファクタＡｓを記憶し、これをＡＴＴ回路１４から出力されるＶｄｃ、Ｓ０に乗算する回路である。スケーリング時には、Ａｓ・Ｖｄｃ＝Ｉｄｃにより直流モータ電流Ｉｄｃが得られ、通常励磁時には、Ａｓ・Ｓ０が得られる。

ＡＴＴｓ回路３８の出力は、比較調整器４０に供給される。比較調整器４０には、スケーリング指令が供給されており、スケーリング時にＡＴＴｓ回路３８から供給されるＡｓ・Ｖｄｃと、ＡＤＣ３４から供給されるＩｄｃを比較して、スケーリングファクタＡｓを更新し、更新したＡｓをＡＴＴｓ回路３８に供給する。

通常励磁時のＡＴＴｓ回路３８の出力である、Ａｓ・Ｓ０は、減算器４２に供給され、ここで、通常励磁時のＡＤＣ３４の出力であるＩｓが減算され、Ａｓ・Ｓ０−Ｉｓ＝Ｉｂにより、速度起電圧に対応する誘起電流Ｉｂが算出される。

すなわち、Ｓ０は、モータ印加電圧であり、これにスケーリングファクタＡｓを乗算することで、誘起電流がない場合におけるモータ電流成分が検出されるので、これから実際に測定されたモータ電流を減算することで、誘起電流Ｉｂが算出される。

減算器４２において得られた誘起電流Ｉｂは、アンプ（ＡＭＰ）４４において増幅された後、デジタルローパスフィルタ（Ｄ−ＬＰＦ）４６において、高周波ノイズを除去する。このデジタルローパスフィルタ４６には、励磁タイミング生成器１０からサンプリングクロックが供給されている。励磁速度は指令に基づいて励磁タイミング生成器１０において生成されており、この励磁タイミング生成器１０がサンプリングクロックを生成することで、デジタルローパスフィルタ４６のカットオフ周波数を励磁速度に応じて変更し常に適切なものに設定することができる。

デジタルローパスフィルタ４６の出力は、微分器（Ｄｉｖ）４８に供給され、ここから微分値Ｖｂ’が出力される。なお、微分器４８による微分によって位相が９０度進むことになる。

微分器４８の出力は、同期外れ検出器５０に供給される。この同期外れ検出器５０には、励磁タイミング生成器１０から励磁速度情報も供給されており、これらから同期外れを検出する。

また、デジタルローパスフィルタ４６の出力であるＶｂと、微分器４８の出力であるＶｂ’は、回転速度検出器６０に入力され、ここで回転数についてのＦＧ信号が検出され出力される。

さらに、デジタルローパスフィルタ４６の出力であるＶｂと、微分器４８の出力であるＶｂ’は、それぞれゼロクロス検出回路７０，７２に入力され、それぞれのゼロクロスポイントが検出され、検出結果が位相差検出器７４に入力される。この位相差検出器７４には、励磁タイミング生成器１０から互いに９０度位相が異なる２つの励磁タイミングについての信号Ｔｐ０，Ｔｚ０と、計数クロックＣＬＫが供給されている。そして、モータ印加電圧と、速度起電圧成分Ｖｂ，Ｖｂ’との位相差が検出される。

「誘起電流Ｉｂの算出」
ここで、この誘起電流Ｉｂの算出について、説明する。例えば、ＰＭ同期モータが一定回転数で回転する定常状態について、ｄｑ軸で動作を解析するとその電圧方程式は、次のように表せる。

ここで、Ｖｄ：ｄ軸電圧、Ｖｑ：ｑ軸電圧、ｒ：ステータ巻線抵抗、ｉｄ：ｄ軸電流、ｉｑ：ｑ軸電流、ω：回転角速度、Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス、Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス、φｍ：ＰＭロータの磁束である。

この式（１）の第２項が速度起電圧成分であり、これを各成分で書き直すと、
（モータのステータ電流）＝（端子電圧／ステータコイルの直流抵抗（ＤＣＲ）成分）−(速度起電圧成分/ステータコイルのＤＣＲ成分）となる。

これを書き直せば、
(速度起電圧成分/ステータコイルのＤＣＲ成分）＝端子電圧／ステータコイルのＤＣＲ成分）−（モータのステータ電流）
である。

すなわち、式（１）の右辺第１項は、速度起電力がゼロの場合のステータコイルに流れる電流である。

ステータが直流励磁状態で、定常状態にあるときは、インダクタンスＤＳＥ成分の影響はなく、ＤＣＲ成分のみでモータ印加電圧に対する電流が決まる。従って、直流励磁状態で検出された直流モータ電流値（Ｉｄｃ）と、直流励磁状態での直流印加電圧値（Ｖｄｃ）を同一にスケーリングしたときのスケーリングファクタ（Ａｓ）をモータ回転運転時の端子電圧値（Ｓ０）に適用して生成される電流値Ｓｓから、モータ回転時に検出された電流値(Ｉｓ）を減算することで、速度起電圧成分の誘起電流値（ｉｖ）を検出できる。

すなわち、Ｉｂ＝Ａｓ・Ｓ０-Ｉｓ＝Ｓｓ−Ｉｓである。ここで、ＶｄｃとＳ０のスケールは同一、ＳＤｃ：Ｓ０＝１：１である。なお、Ｉｂは、１／ＤＣＲのスカラー量が乗じられているが、ベクトルの向きは速度起電圧成分（誘起電圧成分）を表している。

速度起電圧成分は、図１に記載の駆動制御回路に限られず、例えば、図１１に記載の駆動制御回路によっても検出することができる．図１１の駆動制御回路は、図１におけるＡＴＴｓ回路３８に代えて配置位置が異なるＡＴＴｓ回路３８’が採用されており、検出される信号が速度起電圧である点が異なる。

ＡＴＴｓ回路３８’は、スケーリングファクタＡｓを記憶し、ＡＤＣ３４から出力されるＩｄｃ，Ｉｓに乗算する回路である。スケーリング時には、Ａｓ・Ｉｄｃにより直流モータ電圧Ｖｄｃが得られ、通常励磁時にはＡｓ・Ｉｓが得られる。

「誘起電圧Ｖｂの算出」
ここで、この誘起電圧Ｖｂの算出について、説明する。ｄｑ軸で動作を解析するとその電圧方程式は、次のように表せる。

この式（２）の第２項が速度起電圧成分であり、これを各成分で書き直すと、
（モータのステータ電流）＝（端子電圧／ステータコイルの抵抗成分Ｒ）−(速度起電圧成分/抵抗成分Ｒ）となる。なお、抵抗成分Ｒは、式（３）に示す成分である。

これを書き直せば、
(速度起電圧成分）＝（端子電圧）−（モータのステータ電流・抵抗成分Ｒ）
である。

すなわち、式（２）の右辺第１項は、速度起電力がゼロの場合のステータコイルに流れる電流である。

ステータが直流励磁状態で、定常状態にあるときは、インダクタンスＤＳＥ成分の影響はなく、抵抗成分Ｒのみでモータ印加電圧に対する電流が決まる。従って、直流励磁状態で検出された直流モータ電流値（Ｉｄｃ）と、直流励磁状態での直流印加電圧値（Ｖｄｃ）を同一にスケーリングしたときのスケーリングファクタ（Ａｓ）をモータ回転運転時の電流Ｉｓに適用して生成される値Ａｓ・Ｉｓを、端子電圧（Ｓ０）から減算することで、速度起電圧Ｖ０を検出できる。スケーリングファクタＡｓの適用時に、直流ゲインとした一次遅れ伝達関数を持ったフィルタ処理を行うことが好適である。つまり、スケーリングファクタＡｓが、モータのステータのインダクタンス成分に基づいて決定される。

「同期外れの検出」
図２には、同期外れ検出器５０の構成が示されている。励磁タイミング生成器１０からの励磁速度情報は、可変判定閾値部５２に入力される。可変判定閾値部５２は、励磁速度に基づき、判定連続時間と、判定閾値を決定して、閾値未満連続判定部５４に供給する。閾値未満連続判定部５４は、Ｖｂ’が所定範囲内に一定時間以上とどまることから同期外れを検出する。

すなわち、図３に示すように、Ｖｂ’の大きさが、ゼロに対し対称に位置する閾値＋と閾値−の間に入った場合に、閾値判定信号として、Ｈレベルを発生する。そして、設定された連続時間たっても、閾値判定信号がＨレベルのままの場合に同期外れ検出信号ＳｅをＨレベルにする。Ｖｂ’は、速度起電圧成分であるＶｂの微分量であるので、その振幅成分は、回転速度に比例する。また、Ｖｂ’の周波数は回転数に一致する。従って、励磁タイミング生成器１０からその時点での励磁速度情報を得て、判定閾値、および反転連続時間を可変判定閾値部５２が適切なものに決定する。

「回転速度検出」
回転速度検出器６０では、モータの回転に同期し、互いに９０度位相の異なる２つの信号Ｖｂ，Ｖｂ’から回転速度信号ＦＧを生成する。このために、Ｖｂ，Ｖｂ’は、ヒステリシスコンパレータ６２，６４にそれぞれ入力される。ヒステリシスコンパレータ６２，６４は、図５に示すように、ゼロに対し対称に位置する閾値＋と閾値−を有しており、閾値＋を超えるとＨレベルを出力し、閾値−下回るとＬレベルに戻る。ヒステリシスコンパレータ６２，６４からは、９０度位相の異なる判定信号Ａ，Ｂが出力され、これがＥＸオア回路６６に入力される。従って、ＥＸオア回路６６からは、Ｖｂ，Ｖｂ’の２倍の周波数のＦＧ信号が得られる。なお、閾値＋、閾値−は、上記同期外れ検出器５０において用いたものをそのまま利用することが好適である。

「位相差検出」
位相差検出器７４は、Ｖｂ、Ｖｂ’のゼロクロスポイントから駆動電圧位相と速度起電圧の位相差を検出する。この動作について、図６に基づいて説明する。励磁タイミング生成器１０は、モータ２０の２つのコイル２２，２４に対し、９０度位相が異なる駆動を行うために、２つのモータ印加電圧制御のための信号を有している。これがＴｐ０とＴｚ０の２つの信号であり、モータ印加電圧に同期してその２倍の周波数の信号である（ＦＧ信号と同一周波数）。一方、位相差検出器７４には、Ｖｂのゼロクロスについての信号Ｔｚと、Ｖｂ’のゼロクロスについての信号Ｔｐも供給されている。

そして、位相差検出器７４では、２つのカウンタを有しており、Ｔｚ０の立ち下がりからＴｚの立ち下がりまでと、Ｔｐ０の立ち下がりからＴｐの立ち下がりまでをカウントする。これによって、２つのカウンタには、Ｃ０，Ｃ１がカウント値として発生され、このＴｚ，Ｔｐの立ち下がりの時点で、その時のカウント値がＣｏｕｔ０，Ｃｏｕｔ１として得られる。

ここで、検出回路には、オフセットがあるので、上述のようにして、得られたカウント値Ｃｏｕｔ０，Ｃｏｕｔ１に対し、所定の定数Ｐｃを減算して、モータ印加電圧と、速度起電力の位相差を得ることができる。

モータ印加電圧に対する速度起電力の位相は、モータ印加電圧に応じて変動する。位相差検出回路７４の出力する位相差情報を示す信号Ｐｐ，Ｐｚは、ＡＴＴ回路１４に出力される。ＡＴＴ回路１４は信号Ｐｐ，Ｐｚに基づいて振幅調整の処理を行う。従って、この速度起電力の位相を適切なものに制御することで、駆動電力の最適化制御を行うことができる。

「他の実施形態」
図７には、他の実施形態が示されている。この例では、Ｈブリッジドライバ１８の出力であるモータ印加電圧を検出するための差動アンプ８０を有している。従って、直流印加電圧Ｖｄｃ、モータ印加電圧Ｓ０は、この差動アンプ８０の出力に得られる。そして、減算器４２による減算処理、Ｉｂ＝Ａｓ・Ｓ０−Ｉｓや、比較調整器４０に検出されるＡｓもアナログ信号の状態で行われる。

そして、減算器４２の出力がアンプ４４を経てＡＤＣに供給され、Ｉｂがデジタルデータに変換され、その後の処理に供される。

図８は、図１に対応する実施形態であり、差動アンプ３０の出力についてのローパスフィルタにスイッチトキャパシタで構成したローパスフィルタ３０ａを採用している。スイッチトキャパシタフィルタは、その動作クロックにより、カットオフ周波数を変更できる。このため、モータ駆動の周波数に応じて、動作クロックを変更して常にカットオフ周波数を最適なものに制御することが容易である。

図９は、図７に対応する実施形態であり、差動アンプ３０，８０のローパスフィルタとして、スイッチトキャパシタで構成したローパスフィルタ３０ａ，８０ａを採用している

「Ｈブリッジドライバ１８の構成」
図１０には、Ｈブリッジドライバ１８の一部とモータ２０の１つのコイル２２（２４）の構成を示す。

このように、電源とアースの間に２つのトランジスタＱ１、Ｑ２の直列接続からなるアームと、２つのトランジスタＱ３、Ｑ４の直列接続からなるアームが設けられており、トランジスタＱ１、Ｑ２の中間点と、トランジスタＱ３、Ｑ４の中間点との間にコイル２２（２４）が接続される。そして、トランジスタＱ１、Ｑ４をオン、トランジスタＱ２、Ｑ３をオフすることで、コイル２２（２４）に一方向の電流を流し、トランジスタＱ１、Ｑ４をオフ、トランジスタＱ２、Ｑ３をオンすることで、コイル２２（２４）に反対方向の電流を流し、コイル２２，２４を駆動する。

このような回路が２つ設けられることで、２つのコイル２２，２４に供給する電流を個別に制御することができる。

「実施形態の効果」
このようにして、各実施形態によれば、定常運転時においては、連続して誘起電流Ｉｂを得ることができる。このため、得られたＩｂから、誘起電流の位相検出することができる。また、モータ印加電圧はわかっているので、モータ印加電圧と誘起電流の位相差を検出すれば、ステッピングモータの印加電圧を適切なものに制御してステッピングモータの高効率制御に利用できる。また、位相差を検出することで、進角制御も行える。さらに、誘起電流Ｉｂの変化が所定以下であることによって、脱調を検出することもできる。

また、誘起電流Ｉｂ（または速度起電圧Ｖｂ）およびこれと９０度位相が異なるＩｂの微分Ｉｂ’（またはＶｂ’）の論理演算によって、ＦＧ信号を作成し、このＦＧ信号のカウントによって、回転速度を検出することができる。

また、２つのコイルの位相差はわかっており、２つのコイルについてのＩｂとＩｂ’を比較することによって、両者がどのように位置するかで、回転方向も検出することができる。なお、上述の実施形態では、Ｉｂ，Ｉｂ’ではなく、Ｖｂ、Ｖｂ’を用いている。しかし、Ｉｂ，Ｉｂ’とＶｂ，Ｖｂ’は比例関係にあり、位相差検出、回転速度検出について、振幅は関係ないので、同様の検出が行える。なお、Ｖｂ、Ｖｂ’は、ＡｓをＩｂ，Ｉｂ’に乗算することによって得られる。アンプ４４において、このＡｓの乗算が行われて、Ｖｂが得られる。

１０ 励磁タイミング生成器、１２ 励磁振幅生成器、１４ ＡＴＴ回路、１６ ＰＷＭ回路、１８ Ｈブリッジドライバ、２０ モータ、２２，２４ コイル、２６ ロータ、３０，８０ 差動アンプ、３０ａ，８０ａ ローパスフィルタ、３２ オフセット調整器、３６ 符号判定部、３８ ＡＴＴｓ回路、４０ 比較調整器、４２ 減算器、４４ アンプ、４６ デジタルローパスフィルタ、４８ 微分器、５０ 同期外れ検出器、５２ 可変判定閾値部、５４ 閾値未満連続判定部、６０ 回転速度検出器、６２，６４ ヒステリシスコンパレータ、６６ ＥＸオア回路、７０，７２ ゼロクロス検出回路、７４ 位相差検出器。

Claims (5)

1. 同期モータの定常回転時におけるコイル電流と、そのときの印加電圧を検出し、
   前記コイル電流または前記印加電圧に、予め決定したスケーリングファクタを乗算し、
   前記コイル電流の成分と前記印加電圧の成分との差分を算出して前記同期モータの誘起電力に応じた信号を検出し、
   前記誘起電流に応じた信号に基づいて、前記同期モータへの印加電圧を制御することを特徴とするモータ駆動制御回路。
2. 請求項１に記載のモータ駆動制御回路であって、
   前記スケーリングファクタを、前記同期モータの非回転時において検出した印加電圧とモータ電流との比から求めることを特徴とするモータ駆動制御回路。
3. 請求項１に記載のモータ駆動制御回路であって、
   前記スケーリングファクタを、前記同期モータの非回転時において検出した印加電圧とモータ電流との比と、前記同期モータのステータのインダクタンス成分と、から求めることを特徴とするモータ駆動制御回路。
4. 請求項１〜３のいずれか１つに記載のモータ駆動制御回路であって、
   前記誘起電力に応じた信号と、その微分信号との論理演算に基づいて、前記同期モータの回転数に応じた周波数の回転速度信号を得ることを特徴とするモータ駆動制御回路。
5. 請求項１〜４のいずれか１つに記載のモータ駆動制御回路であって、
   前記誘起電力に応じた信号と、前記印加電圧との位相差を求め、求められた位相差に基づいてモータの駆動を制御することを特徴とするモータ駆動制御回路。