TWI419459B

TWI419459B - 同步馬達驅動控制電路

Info

Publication number: TWI419459B
Application number: TW099132732A
Authority: TW
Inventors: Kazumasa Takai
Original assignee: Sanyo Electric Co; Sanyo Semiconductor Co Ltd
Priority date: 2009-09-30
Filing date: 2010-09-28
Publication date: 2013-12-11
Also published as: US8344672B2; CN102035447B; TW201125279A; JP5559504B2; KR101106872B1; KR20110035873A; US20110074321A1; CN102035447A; JP2011078222A

Description

同步馬達驅動控制電路

本發明係有關一種控制同步馬達的驅動的驅動控制電路。

在同步馬達(亦稱同步電動機)的控制中，檢測轉子(rotor)位置並根據檢測出的轉子位置控制馬達驅動電流很重要。

作為同步馬達，公知有IPMSM(Interior Permanent Magnet Synchronous Motor；內置永久磁鐵同步馬達)、SPMSM(Surface Permanent Magnet Synchronous Motor；表面永久磁鐵同步馬達)、PM(Permanent Magnet；永久磁鐵)、VR(Variable Reluctance；可變磁阻)、HB(Hybrid；混合型)、BLDCM(Brushless DC Motor；無電刷直流馬達)等，作為檢測這些同步馬達的旋轉位置的方法，公知有利用霍爾元件(Hall element)等各種感測器(sensor)的方法、檢測速度感應電壓(induced voltage)的無感測器的方法。

若考慮成本、空間等，則無感測器的方法比較出色，針對無感測器的方法提出了各種方案。例如，有使用馬達的速度感應電壓的方法，並且公知有根據馬達定子(stator)電壓/電流和馬達模型公式進行向量運算來推測位置的方法、或者將馬達的驅動線路設為特定期間的高阻抗(impedance)狀態來測量速度感應電壓的方法等。

(專利文獻1)日本特開2007-274760號公報

在根據馬達模型公式進行推測的方法中，必須將直流電阻成分等作為常數來設定，因此導致誤差的產生。此外，在設為高阻抗的方法中，需要在檢測期間停止馬達驅動輸出，電流的連續性受損。

本發明的馬達驅動控制電路係檢測同步馬達穩定運行時的線圈電流和此時的施加電壓，在前述線圈電流或前述施加電壓上相乘預先決定的比例因數(scaling factor)，並計算前述線圈電流成分和前述施加電壓成分的差分來檢測與前述同步馬達的感應電力相對應的信號，根據對應於前述感應電力的信號，控制向前述同步馬達施加的電壓。

此外，較佳為根據在前述同步馬達的非運行時檢測出的施加電壓和馬達電流之比，求出前述比例因數。

此外，較佳為根據在前述同步馬達的非運行時檢測出的施加電壓和馬達電流之比、前述同步馬達的定子的電感，求出前述比例因數。

此外，較佳為根據對應於前述感應電力的信號與其微分信號的邏輯運算，獲得與前述同步馬達的轉數相對應的頻率的轉速信號。

此外，較佳為求出對應於前述感應電力的信號與前述施加電壓的相位差，並根據求出的相位差控制馬達的驅動。

根據本發明，無需使線圈置於高阻抗狀態就能夠檢測穩定運行狀態的感應電流，因此能夠在維持馬達驅動的連續性的同時檢測感應電流。

以下，根據圖式說明本發明的實施方式。

第1圖是表示整體結構的圖。在該例中，將步進電機作為驅動對象。

將指示檢測比例因數(scaling factor)As的比例運算指令、指示進行通常的激磁的通常激磁指令提供給激磁時序(timing)產生器10。

在由通常激磁指令指示了通常激磁的情况下，激磁時序產生器10根據此時的馬達驅動指令，產生針對激磁時序的信號，並提供給激磁振幅產生器12。激磁振幅產生器12產生適合於此時的馬達驅動的馬達施加電壓指令S0，並在ATT電路14中對該指令進行振幅調整之後輸出。另外，在比例運算指令的情况下，為了檢測比例因數As，從ATT電路14輸出最佳的施加電壓指令值Vdc。

將ATT電路14的輸出提供給PWM電路16，輸出作為來自ATT電路14的輸出且對應於指令值的工作週期(duty)比的PWM控制信號。

將PWM控制信號提供給H型橋式驅動器18。H型橋式驅動器18由多個電晶體構成，藉由這些電晶體的開關(switching)來控制來自電源的電流並產生馬達電流(線圈電流)，並將該電流提供給馬達20。

馬達20是步進馬達，具有兩個線圈22、24和轉子26。兩個線圈22、24配置為彼此以電角度錯開了90°位置，因此磁場相對於轉子26的方向也針對轉子的中心角彼此以電角度錯開了90°。此外，轉子26例如包括永久磁鐵，根據來自兩個線圈22、24的磁場決定穩定的位置。即，藉由向針對轉子的轉角配置在錯開了90°的位置上的兩個線圈提供彼此的相位相差90°的交流電流，從而藉由該電流相位能夠使轉子26移動、旋轉。此外，在特定的電流相位的時序，藉由停止電流相位的變化，能夠在對應於此時的電流相位的位置處停止轉子，由此，控制馬達20的旋轉。

兩個線圈22、24的電流路徑中配置有電阻器Rs，在該電阻器的兩端產生對應於流過線圈22的電流即流過電阻器Rs的電流的電壓。將該電阻器Rs的兩端電壓輸入給差動放大器30，在差動放大器30中獲得電阻器Rs的兩端電壓。另外，在該例中，在差動放大器30中追加低通濾波器LPF，藉由該低通濾波器消除差動放大器30的輸出中的微細的變動，從而獲得穩定的輸出。另外，由於在差動放大器30中產生偏置量(offset)，因此連接有根據偏置量調整指令對該偏置量進行偏置量調整的偏置量調整器32。例如，在驅動電流為零時，偏置量調整器32檢測並儲存差動放大器30的輸出，由此調整差動放大器30的偏置量。

將針對作為差動放大器30的輸出的馬達驅動電流的信號提供給ADC34，並在ADC34中轉換為數位(digital)信號。ADC34的輸出在進行根據比例運算指令的檢測的情况下是非旋轉時的直流馬達電流Idc，在旋轉時變為馬達電流(線圈電流)Is。

將該ADC34的輸出提供給符號判定部36，在符號判定部36中判定符號之後，對流過電阻器Rs的電流的方向進行檢測，並將檢測結果提供給ATTs電路38。ATTs電路38是儲存比例因數As且將其相乘在從ATT電路14輸出的Vdc、S0上的電路。進行比例運算時，根據As‧Vdc=Idc獲得直流馬達電流Idc，在通常激磁時，獲得As‧S0。

將ATTs電路38的輸出提供給比較調整器40。向比較調整器40提供比例運算指令，在進行比例運算時，對從ATTs電路38提供的As‧Vdc和從ADC34提供的Idc進行比較之後，更新比例因數As，並將更新後的As提供給ATTs電路38。

將通常激磁時的ATTs電路38的輸出即As‧S0提供給減法器42，並在減法器42中減去通常激磁時的ADC34的輸出即Is，且根據As‧S0-Is=Ib來計算出對應於速度感應電壓的感應電流Ib。

即，S0是馬達施加電壓，藉由在S0上相乘比例因數As，從而檢測沒有感應電流時的馬達電流成分，因此藉由從該成分中減去實際測量出的馬達電流，計算出感應電流Ib。

在減法器42中獲得的感應電流Ib在放大器(AMP)44中被放大之後，在數位低通濾波器(D-LPF)46中去除高頻雜訊(noise)。從激磁時序產生器10向該數位低通濾波器46提供取樣時脈(sampling colck)。激磁速度係根據指令在激磁時序產生器10中產生，藉由該激磁時序產生器10產生取樣時脈，從而能夠根據激磁速度變更數位低通濾波器46的截止(cut off)頻率，並且能夠設定為適當的值。

將數位低通濾波器46的輸出提供給微分器(Div)48，從微分器48輸出微分值Vb’。另外，藉由微分器48進行的微分，相位超前90度。

將微分器48的輸出提供給失步檢測器50。還從激磁時序產生器10向該失步檢測器50提供激磁速度資訊，並且根據這些資訊檢測失步。

此外，將數位低通濾波器46的輸出即Vb和微分器48的輸出即Vb’輸入到轉速檢測器60，在轉速檢測器60中檢測並輸出針對轉數的FG信號。

並且，將數位低通濾波器46的輸出即Vb和微分器48的輸出即Vb’分別輸入到零交叉(zero cross)檢測電路70、72，檢測各自的零交叉點(zero cross point)，並將其檢測結果輸入到相位差檢測器74。從激磁時序產生器10向該相位差檢測器74提供針對彼此相位相差90度的兩個激磁時序的信號Tp0、Tz0和計數時脈CLK。之後，檢測馬達施加電壓與速度感應電壓成分Vb、Vb’的相位差。

[感應電流Ib的計算]

這裏，說明該感應電流Ib的計算。例如，以dq軸對PM同步馬達按一定轉速旋轉的穩定狀態分析動作時，其電壓方程式如下所示。

其中，Vd：d軸電壓；Vq：q軸電壓；r：定子繞組電阻；id：d軸電流；ia：q軸電流；ω：旋轉角速度；Lq：q軸電感；Ld：d軸電感；φm：PM轉子磁通量。

該式(1)的第二項是速度感應電壓成分，若利用各成分對其進行改寫，則變為(馬達的定子電流)=(端子電壓/定子線圈的直流電阻(DRC)成分)-(速度感應電壓成分/定子線圈的DCR成分)。

若將上述改寫後的式再改寫，則變為(速度感應電壓成分/定子線圈的DCR成分)=(端子電壓/定子線圈的直流電阻(DRC)成分)-(馬達的定子電流)。

即，式(1)的右邊第一項是速度感應電力為零時的流過定子線圈的電流。

在定子為直流激磁狀態即處於穩定狀態時，沒有電感DSE成分的影響，只藉由DCR成分來決定與馬達施加電壓相對應的電流。因此，從將直流激磁狀態下檢測出的直流馬達電流值(Idc)、和直流激磁狀態下的直流施加電壓值(Vdc)比例運算(scaling)為相等時的比例因數(AS)適用於馬達旋轉運行時的端子電壓值(S0)而產生的電流值Ss中減去馬達旋轉時檢測出的電流值(Is)，從而能夠檢測速度感應電壓成分的感應電流值(iv)。

即，Ib=As‧S0-Is=Ss-Is。其中，Vdc和S0的比例相同，即Sdc：S0=1：1。另外，Ib是乘以1/DCR的標量的值，向量的方向表示速度感應電壓成分。

速度感應電壓成分並非限於第1圖記載的驅動控制電路，例如，也可以藉由第11圖記載的驅動控制電路來進行檢測。第11圖的驅動控制電路採用配置位置不同的ATTs電路38’來代替了第1圖中的ATTs電路38，不同點在於所檢測的信號是速度感應電壓。

ATTs電路38’是儲存比例因數As且在從ADC34輸出的Idc、Is上相乘該比例因數As的電路。比例運算時，根據As‧Idc獲得直流馬達電壓Vdc，並在通常激磁時獲得As‧Is。

[感應電壓Vb的計算]

這裏，說明該感應電壓Vb的計算。以dq軸分析動作時，可以用下式表示該電壓方程式。

該式(2)的第二項是速度感應電壓成分，若利用各成分對其進行改寫，則變為(馬達的定子電流)=(端子電壓/定子線圈的電阻成分R)-(速度感應電壓成分/電阻成分R)。其中，電阻成分R是式(3)所示的成分。

若將上述改寫後的式再改寫，則變為(速度感應電壓成分)=(端子電壓)-(馬達的定子電流．電阻成分R)

即，式(2)的右邊第一項是速度感應電力為零時的流過定子線圈的電流。

定子在直流激磁狀態即處於穩定狀態時，沒有電感DSE成分的影響，只藉由電阻成分R來決定對於馬達施加電壓的電流。因此，從端子電壓值(S0)減去將直流激磁狀態下檢測出的直流馬達電流值(Idc)、和直流激磁狀態下的直流施加電壓值(Vdc)比例運算為相等時的比例因數(As)適用於馬達旋轉運行時的電流Is而產生的值As、Is，從而能夠檢測速度感應電壓V0。應用比例因數As時，較佳為進行具有作為直流增益的一次超前轉移函數的濾波器處理。即，根據馬達定子的電感成分決定比例因數As。

[失步檢測]

第2圖表示失步檢測器50的結構。將來自激磁時序產生器10的激磁速度資訊輸入到可變判定臨限值部52。可變判定臨限值部52根據激磁速度決定判定連續時間和判定臨限值，並提供給臨限值未滿連續判定部54。臨限值未滿連續判定部54根據Vb’在預定範圍內停留一定時間以上的情况檢測失步。

即，如第3圖所示，在Vb’的大小進入相對於零對稱的臨限值+和臨限值-之間的情况下，作為臨限值判定信號而產生H位準(level)。並且，即使在設定的連續時間內，臨限值判定信號保持H位準不變時，也將失步檢測信號Se 設為H位準。由於Vb’是速度感應電壓成分即Vb的微分量，因此其振幅成分與轉速成比例。另外，Vb’的頻率與轉數一致。因此，從激磁時序產生器10獲得該時序下的激磁速度資訊，可變判定臨限值部52將判定臨限值以及反向連續時間決定為適當的值。

[轉速檢測]

在轉速檢測器60中，與馬達的旋轉同步地，根據彼此相位相差90度的兩個信號Vb、Vb’，產生轉速信號FG。因此，分別向滯後(hysteresis)比較器62、64輸入Vb、Vb’。如第5圖所示，滯後比較器62、64具有相對於零對稱的臨限值+和臨限值-，若超過臨限值+，則輸出H位準，若小於臨限值-，則輸出L位準。從滯後比較器62、64輸出相位相差90度的判定信號A、B，並將這些信號輸入給互斥或電路(xor circuit)66。因此，從互斥或電路66獲得頻率為Vb、Vb’的兩倍的FG信號。另外，臨限值+、臨限值-較佳為直接利用上述失步檢測器50中所利用的資訊。

[相位差檢測]

相位差檢測器74從Vb、Vb’的零交叉點檢測驅動電壓相位和速度感應電壓的相位差。根據第6圖說明該動作。激磁時序產生器10為了對馬達20的兩個線圈22、24進行相位相差90度的驅動，具有兩個用於馬達施加電壓控制的信號。換言之是Tp0和Tz0這兩個信號，且是與馬達施加電壓同步的頻率為馬達施加電壓的兩倍的信號(與FG信號相同的頻率)。另一方面，向相位差檢測器74還提供針對Vb的零交叉點的信號Tz、針對Vb’的零交叉點的信號Tp。

並且，在相位差檢測器74中具有兩個計數器，對Tz0的下降邊緣到Tz的下降邊緣、Tp0的下降邊緣到Tp的下降邊緣進行計數。由此，在兩個計數器中作為計數值而產生C0、C1，在該Tz、Tp的下降邊緣的時序作為Cout0、Cout1而獲得此時的計數值。

這裏，由於檢測電路具有偏置量，因此如上所述那樣，從所獲得的計數值Cout0、Cout1中減去預定的常數Pc，從而能夠獲得馬達施加電壓和速度感應電力的相位差。

相對於馬達施加電壓的速度感應電壓的相位係根據馬達施加電壓而變動。向ATT電路14輸出表示相位差檢測電路74所輸出的相位差資訊的信號Pp、Pz。ATT電路14根據信號Pp、Pz進行振幅調整的處理。因此，藉由將該速度感應電壓的相位控制為適當的值，能夠進行驅動電力的最佳化控制。

[其他實施方式]

第7圖表示其他實施方式。在該例中，具有用於檢測H型橋式驅動器18的輸出即馬達施加電壓的差動放大器80。因此，從該差動放大器80的輸出獲得直流施加電壓Vdc、馬達施加電壓S0。並且，根據減法器42的減法處理、Ib=As‧S0-Is和比較調整器40中檢測的As都在類比(analog)信號的狀態下進行。

並且，將減法器42的輸出經由放大器44被提供給ADC，將Ib轉換為數位資料之後將其提供給後續的處理。

第8圖是與第1圖相對應的實施方式，在針對差動放大器30的輸出的低通濾波器中採用由切換式電容器(switched capacitor)構成的低通濾波器30a。切換式電容器可根據其動作時脈來變更截止頻率。因此，根據馬達驅動的頻率，變更動作時脈，通常容易將截止頻率控制為適當的值。

第9圖是對應於第7圖的實施方式，採用由切換式電容器構成的低通濾波器30a、80a，作為差動放大器30、80的低通濾波器。

[H型橋式驅動器18的結構]

第10圖表示H型橋式驅動器18的一部分和馬達20的一個線圈22(24)的結構。

如上前述，在電源和地之間設有由兩個電晶體Q1、Q2的串聯連接構成的橋臂(arm)、由兩個電晶體Q3、Q4的串聯連接構成的橋臂，在電晶體Q1、Q2的中間點和電晶體Q3、Q4的中間點之間連接線圈22(24)。並且，藉由使電晶體Q1、Q4導通(on)、電晶體Q2、Q3關斷(off)，從而使一個方向的電流流過線圈22(24)，藉由使電晶體Q1、Q4關斷、電晶體Q2、Q3導通，從而使相反方向的電流流過線圈22(24)，驅動線圈22、24。

藉由設置兩個這種電路，從而可以分開單獨控制提供給兩個線圈22、24的電流。

[實施方式的效果]

如上所述，根據各實施方式，在穩定運行時，能夠連續獲得感應電流Ib。因此，根據獲得的Ib，能夠檢測感應電流的相位。此外，由於馬達施加電壓是已知的，因此若檢測馬達施加電壓和感應電流，則能夠將步進電機的施加電壓控制為適當的值，從而利用在步進電機的高效率控制中。此外，藉由檢測相位差，也可進行超前角控制。而且，由於感應電流Ib的變化在預定以下，因此也能夠檢測失步。

此外，根據感應電流Ib(或速度感應電壓Vb)和相位與其相差90度的Ib的微分Ib’(或Vb’)的邏輯運算，能夠產生FG信號，根據該FG信號的計數，能夠檢測轉速。

此外，兩個線圈的相位差是已知的，藉由比較針對兩個線圈的Ib和Ib’，來確認兩者位置如何，從而也能夠檢測轉速。另外，在上述的實施方式中，使用了Vb、Vb’，而沒有使用Ib、Ib’。但是，Ib、Ib’與Vb、Vb’是比例關係，且由於相位差檢測、轉速檢測與振幅無關，因此能夠進行同樣的檢測。另外，在Vb、Vb’上相乘As就能夠獲得Ib、Ib’。在放大器44中，進行該As的乘法運算而獲得Vb。

10‧‧‧激磁時序產生器

12‧‧‧激磁振幅產生器

14‧‧‧ATT電路

16‧‧‧PWM電路

18‧‧‧H型橋式驅動器

20‧‧‧馬達

22、24‧‧‧線圈

26‧‧‧轉子

30、80‧‧‧差動放大器

30a、80a‧‧‧低通濾波器

32‧‧‧偏置量調整器

34‧‧‧ADC

36‧‧‧符號判定部

38‧‧‧ATTs電路

40‧‧‧比較調整器

42‧‧‧減法器

44‧‧‧放大器

46‧‧‧數位低通濾波器

48‧‧‧微分器

50‧‧‧失步檢測器

52‧‧‧可變判定臨限值部

54‧‧‧臨限值未滿連續判定部

60‧‧‧轉速檢測器

62、64‧‧‧滯後比較器

66‧‧‧互斥或電路

70、72‧‧‧零交叉檢測電路

74‧‧‧相位差檢測器

第1圖是表示實施方式的整體結構的圖。

第2圖是表示失步檢測器的結構的圖。

第3圖是表示失步檢測的動作的圖。

第4圖是表示轉速檢測器的結構的圖。

第5圖是表示轉速檢測的動作的圖。

第6圖是表示相位差檢測的動作的圖。

第7圖是表示另一實施方式的整體結構的圖。

第8圖是表示其它實施方式的結構的圖。

第9圖是表示其它實施方式的結構的圖。

第10圖是表示H型橋式驅動器的結構的圖。

第11圖是表示又一實施方式的整體結構的圖。