CN101789744A - 驱动电路 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种驱动电路。其中，包括2个线圈(22、24)且使提供给该2个线圈(22、24)的供给电流的相位不同，由线圈(22、24)旋转转子(26)。在一方线圈(22)或(24)处于高阻抗状态的阶段检测在该线圈(22)或(24)中产生的感应电压。输出控制电路(12)根据感应电压的状态来控制提供给2个线圈(22、24)的电动机驱动电流的大小。从而，能将电动机驱动电流的大小控制为适当的值。

Description

驱动电路
技术领域
本发明涉及包括2个线圈且使提供给该2个线圈的供给电流的相位不同来旋转由线圈驱动的转子的步进电动机的驱动电路。
背景技术
虽然电动机中存在各种电动机，但是作为能准确确定位置的电动机的典型，有步进电动机，并被广泛应用于各种装置中。例如，举出照相机的对焦、手抖动校正及施工机械的定位等。另外，在需要大电流的OA设备等中该需求大。
该步进的驱动通常是通过以提供给2个定子线圈的电流相位来变更转子的旋转位置而进行的。因此，如果转子进行与提供给线圈的电流相位相应的旋转，则与提供给线圈的电流量无关，转子进行规定旋转。因此，一般地，为了使转子能可靠地旋转，提供给线圈的电流量非常大。
【专利文献1】：日本特开2006-288056号公报【专利文献2】：日本特开平8-37798号公报
在此，存在电气设备中的消耗功率尽量小的需求。特别是，在电池驱动的移动设备等中该需求大。另一方面，在步进电动机的驱动中，将电流量设定为能可靠地旋转转子的大小，可以说在线圈中流动额外的电流且消耗了额外的功率。
发明内容
本发明的驱动电路，其是包括2个线圈且使提供给该2个线圈的供给电流的相位不同以旋转由线圈驱动的转子的步进电动机的驱动电路，其特征在于，所述驱动电路在一方线圈处于高阻抗状态的阶段(phase)检测在该线圈中产生的感应电压，并根据该感应电压的状态来控制提供给2个线圈的电动机驱动电流的大小。
另外，优选所述感应电压的检测是检测处于所述高阻抗状态的阶段内的所述感应电压的时间性变化。
另外，优选所述感应电压的检测是检测所述感应电压与所述规定值交叉的时刻，并以检测结果成为所述阶段的中央附近所设定的规定范围的方式来控制电动机驱动电流的大小。
另外，优选所述规定值是能变更的。
另外，优选所述驱动电路具有比较所述线圈的两端电压的比较器，并以该比较器的比较结果的信号变化的时刻成为所述规定位移的方式来控制电动机驱动电流的大小。
另外，优选通过将偏置电压与所述比较器的输入的一方相加，从而所述规定值是能变更的。
根据本发明，能将电动机驱动电流的大小控制为适当的值。
附图说明
图1是表示包括实施方式相关的驱动电路的系统的整体结构的图。图2是表示输出电路的一部分结构的图。图3是表示输出控制电路的结构的图。图4是表示旋转相位的图。图5是表示驱动电压波形及感应电压波形(过剩功率)的图。图6是表示驱动电压波形及感应电压波形(适当功率)的图。图7是表示包括其他实施方式相关的驱动电路的系统的整体结构的图。图8是表示驱动电流调整电路的结构的图。图9是表示输出电路的输出及控制状态的图。图10是表示驱动电流调整电路的结构的图。图11是表示输出控制电路的其他结构例的图。图12是说明感应电压的采样定时的图。图13是表示PWM波形与零交叉位置的关系的图。图14是表示电动机的驱动方式的一例的图。图15是表示电动机的驱动方法的其他例子的图。图16是表示用于考虑了机械角的零交叉检测的结构的图。符号说明：12-输出控制电路，14-输出电路，22、24-线圈，26-转子，32、72-开关，34-比较器，36、70-驱动电流调整电路，38、86-偏置电压产生电路，40-计数器，42、44-与电路，46-设定电路，48-触发器，50-定时设定电路，62-采样电路，64-零交叉检测机构，66-零交叉判断机构，74、84-ADC、76-控制逻辑电路，78-定时电路，82-差分放大电路，100-驱动器，200-电动机。
具体实施方式
以下，基于附图对本发明的实施方式进行说明。
图1是表示整体结构的图，系统由驱动器100和电动机200构成。输入信号被输入到驱动器100，驱动器100将与输入信号相应的驱动电流提供给电动机200。由此，根据输入信号能控制电动机200的旋转。
在此，驱动器100具有输出控制电路12，输入信号被提供给该输出控制电路12。输出控制电路12根据输入信号来确定规定频率的驱动波形(相位)，并且根据PWM控制来确定该驱动电流的振幅，生成驱动控制信号。并且，将生成的驱动控制信号提供给输出电路14。
输出电路14由多个晶体管构成，通过这些晶体管的切换来控制来自电源的电流，以产生电动机驱动电流，并将该电动机驱动电流提供给电动机200。
电动机200是步进电动机，其具有2个线圈22、24和转子26。2个线圈22、24在电气角彼此偏离90°位置进行配置，因此，与转子26相对的磁场的方向也相对转子的中心角，电气角彼此偏离了90°。另外，转子26例如包括永久磁铁，根据来自2个线圈22、24的磁场来确定稳定的位置。即、通过将彼此相差90°相位的交流电流提供给配置在相对转子的旋转角偏离90°的位置处的2个线圈，从而由该电流相位能使转子26移动并旋转。另外，通过在特定的电流相位的定时内停止电流相位的变化，从而能将转子停止于与此时的电流相位相应的位置，因此能抑制电动机200的旋转。
提供给2个线圈22、24的电流线路的电压经由开关32被提供给比较器34。在此，开关32对比较器34依次选择提供给2个线圈22、24内的一方线圈的电流线路的电压。因此，施加到线圈22、24上的电压被依次提供给比较器34。比较器34比较施加到线圈22、24两端上的电压，并生成与该结果相对的信号。
比较器34将与比较结果相对的信号提供给驱动电流调整电路36。驱动电流调整电路36基于比较器34的比较结果来确定提供给电动机200的电流振幅。并且，将与该电流振幅相对的调整信号提供给输出控制电路12。因此，输出控制电路12根据输入信号及调整信号生成驱动控制信号。另外，来自偏置电压产生电路38的输出与比较器34的一个输入端连接。因此，根据从偏置电压产生电路38产生的偏置电压能将任意的偏置值附加于2个输入的比较。即，若偏置电压为0、则线圈22、24的两端电压之差以0为界且比较器34的输出反相，但是根据偏置电压能够任意移动该点。
且有，比较器34及驱动电流调整电路36相当于感应电压检测机构，输出控制电路12及输出电路14相当于控制机构。
图2示出输出电路14的一部分和电动机200的一个线圈22(24)的结构。
由此，在电源与地线(earth)之间设置有由2个晶体管Q1、Q2的串联连接构成的支路和由2个晶体管Q3、Q4的串联连接构成的支路，且在晶体管Q1、Q2的中间点与晶体管Q3、Q4的中间点之间连接有线圈22(24)。并且，通过将晶体管Q1、Q4导通、将晶体管Q2、Q3断开，从而在线圈22(24)中流动一个方向的电流，且通过将晶体管Q1、Q4断开、将晶体管Q2、Q3导通，从而在线圈22(24)中流动相反方向的电流，驱动线圈22、24。
通过设置2个这种电路，从而能分别控制提供给2个线圈22、24的电流。
图3示出了输出控制电路12的结构。向计数器40提供规定的时钟，且该计数器40依次递增计数时钟。计数器40输出的多比特的信号被输入到2个与电路42、44。与电路42的另一输入端被输入了以与从设定电路46提供的计数器40的输出相同的比特数表示的周期设定值。因此，在计数器40的计数值和周期设定值一致时，与电路42输出高电平。并且，该与电路42的输出与计数器40的复位端子连接。因此，计数器40对时钟进行计数，在该计数值与周期设定值一致时通过与电路42的输出进行复位。即、计数器40反复进行直到周期设定值为止的计数。
另一方面，从设定电路46向与电路44的另一输入端提供反相设定值。因此，在计数器40的输出成为反相设定值的情况下，从与电路44输出高电平。
与电路42的输出被提供给触发器48的时钟输入端C，与电路44的输出被提供给触发器48的复位端。该触发器48的D输入端被置为高电平。因此，在计数器40的值成为周期设定值时被置为高电平，在计数器40的值成为反相设定值的情况下返回低电平，并反复进行。因此，在触发器48的输出中能够得到1个周期由周期设定值确定、高电平期间(占空比)由反相设定值确定的矩形波(PWM波形)。
并且，输入信号和来自驱动电流调整电路36的调整信号被提供给设定电路46。输入信号是电动机200的旋转控制指令，因此能确定周期设定值，且能确定一次旋转的时间(旋转速度)。在此，图4示出电动机的旋转相位。提供给一个线圈22的驱动电流作为以电气角表示的转子的旋转角，在旋转角为0°、180°时驱动电流为100％，在旋转角为90°、270°时驱动电流为0％，在旋转角为45°、135°、225°、315°时驱动电流为71％，在另一方线圈24中与此相差90°相位。因此，例如若是1-2相驱动(8阶段)，则在控制一方线圈22的驱动电流的系统中，通过将反相设定值设定为0、71、100、71、0、71、100、71、0，从而能将转子的一次旋转的电流划分为8个阶段进行控制。且有，在第二次的100的情况下，流经线圈的电流是与第一次的100的情况相反的方向。另外，在第三次、第四次的71的情况下，流过线圈的电流是与第一次、第二次的71的情况相反的方向。
在此，上述占空比表示最大转矩下的驱动的情况。在此，在电动机200的供给电流不充分的情况下，功率不足且不能进行希望的旋转驱动。因此，以往提供了十分大的电动机驱动电流。只是，这种驱动是一种能量的浪费。
在本实施方式中，根据调整信号能降低占空比。例如，71％降到57％，100％降到80％等。如上所述，通过根据调整信号来变更反相设定值，从而能容易地进行。且有，能减少的比例可以不是相同的比例。
在此，图5示出驱动电压十分充裕的情况下线圈22(24)中的驱动电压波形和感应电压波形。且有，感应电压波形虽然不一定是正弦波，但是这里表现为近似正弦波。另外，驱动电压波形是将线圈22(24)两端的电位差作为波形的。在此，在90°、270°中，提供给线圈的电压为0，图2示出的晶体管Q1～Q4全部断开，成为一种高阻抗状态。因此，对线圈直接表现感应电压波形。并且，该感应电压波形与驱动电压波形相比相位超前了。即、在高阻抗期间最初已经与0交叉了。这被认为：由于流经另一侧的线圈的电流十分大，故转子提前旋转，作为整体感应电压波形超前了。
若降低了驱动电压的占空比，则感应电压波形逐渐一致于驱动电压波形的相位。并且，在不能进行规定旋转的失调前，感应电压波形相对驱动电压波形会延迟。并且，若成为失调状态，则转子不会旋转，进而不能得到感应电压波形。
图6示出了提供了适当的驱动电流的情况下的驱动电压波形和感应电压波形。由此，正值高阻抗期间的正中时存在零交叉。
由此，认为：零交叉处于高阻抗的期间中央附近为最适驱动。进一步地说，电动机200旋转所需的转矩也会变动，为了避免失调而需要些许充裕。特别是，在转矩变动大的情况下，驱动电流需要十分充裕。
在使电动机200的旋转的转矩具有余裕的情况下，优选以感应电压波形的相位对于驱动电流波形的相位超前的方式进行控制。即、以感应电压波形的零交叉存在于比高阻抗期间的正中超前的位置的方式进行控制。通过以感应电压波形的相位对于驱动电流波形的相位超前的方式进行控制，从而既能防止电动机200失调又能降低在电动机200中消耗的能量。
在本实施方式中，在图1中的开关32中，选择线圈22(24)的高阻抗期间以将线圈两端电压提供给比较器34。因此，通过线圈34的输出反相的定时，能够检测感应电压的零交叉的定时。且有，虽然图示省略了，但是在输出控制电路12中，线圈22(24)的高阻抗期间被预先识别，也可以利用来自该输出控制电路12的信号来控制开关32，驱动电流调整电路36还可以在高阻抗期间的任意定时检测比较器34的输出是否反相了。
另外，通过来自偏置电压产生电路38的信号可以将驱动功率设为较大值或设为最适值。一般地，由于可根据电动机200的用途预先确定具有什么程度的充裕比较好，故偏置电压产生电路38的输出优选设为在上升过程中设定的固定值。但是，也可以根据失调的产生其后自动地增大偏置值等，可以设为可变，还可以由用户进行调整。
另外，优选驱动电流调整电路36在感应电压波形的零交叉进入到规定期间(例如，高阻抗期间的中央±25％的期间)的情况下，输出维持原样驱动的调整信号，在从该期间偏离出的情况下，产生增减驱动电流的信号。
且有，附加偏置值进行比较的方式并不限定上述例，也可以采用其他方式。例如，可以放大线圈的两端电压并将其与可变的基准电压进行比较。基准电压也可以进行电源电压的电阻分割得到或通过DAC将从寄存器读取出的数字值变更为模拟电压。偏置电压产生电路38也同样能采用电压产生机构。
而且，优选在比较器34的输出中，只对上升方向或下降方向的其中一方的零交叉进行采样。在上升方向和下降方向中存在零交叉位置不同的可能性，通过只对一方进行采样，从而能进行更稳定的控制。
由此，根据本实施方式，因为能将电动机的驱动功率设定为适当的值，故能抑制无用功率的消耗。特别是，由于检测感应电压并根据该状态来控制电动机驱动功率，故既能防止失调又能谋求节省功率。
即，能够进行与电动机负载的状态、速度等的电动机的旋转状态相应的适当的电动机驱动控制。
另外，在以大功率进行电动机驱动时，由于以需求以上的力度使转子旋转，故容易产生微震等、且容易产生噪音。根据本实施方式能够抑制噪声的产生。
而且，在该控制中，霍尔元件等的转子的旋转位置检测元件是不需要的。因此，能谋求低价格、布线数的降低等，还能得到不需要检测元件的安装区域这一效果。另外，由于无霍尔元件，故耐高温、还不会在检测时产生驱动电流的损耗。
另外，作为驱动器的驱动方式，除了具有在不流动电动机电流时将输出设为高阻抗的方式以外，还具有将输出固定为0V的方式。即、虽然在设为高阻抗的情况下断开图2的晶体管Q1～Q4，却在将输出设为0V的方式中，断开晶体管Q1、Q3，导通晶体管Q2、Q4，并将线圈22(24)的两端固定为0V。
若将输出设为0V则无法检测感应电压波形。而且，在2相励磁驱动中不存在能检测感应电压的高阻抗期间。因此，在这些情况下，也可以在不影响驱动的范围内适当插入高阻抗期间以在该期间检测感应电压波形。
接着，基于附图对本发明的其他实施方式进行说明。上述的本发明实施方式与以下说明的其他实施方式的不同之处在于：比较被施加到线圈22、24两端上的电压的电路的结构，具体地说，驱动电流调整电路70比较被施加到线圈22、24两端上的电压。且有，由于赋予与本发明实施方式相同的符号的电路其结构和动作也大致相同，故省略其说明。
【整体结构】图7是表示整体结构的图，系统由驱动器100、电动机200构成。除了驱动电流调整电路70以外，是与本发明的实施方式相同的结构。
提供给2个线圈22、24的4个电流线路的输出OUT1～OUT4的电压被提供给驱动电流调整电路70。驱动电流调整电路70基于输出OUT1～OUT4的电压确定提供给电动机200的电流振幅。并且，将与该电流振幅相对的调整信号提供给输出控制电路12。因此，输出控制电路12根据输入信号及调整信号生成驱动控制信号。且有，驱动电流调整电路70相当于感应电压检测机构。
【驱动电流调整电路的结构】图8示出驱动电流调整电路70的结构例，OUT1～OUT4的电压分别经由4个开关72被输入到ADC74。ADC74将由开关72选择并被输入进来的电压变换为数字信号后依次输出。ADC74的输出被提供给控制逻辑电路76。该控制逻辑电路76基于所提供的OUT1～OUT4的电压波形确定提供给电动机200的电流振幅，将与该电流振幅相对的调整信号提供给输出控制电路12。
虽然输出控制电路12根据调整信号生成PWM控制下的驱动控制信号，但是在此PWM控制的方式中存在直接(direct)PWM控制方式和恒定电流截断(chopping)方式。
在直接PWM控制方式的情况下，假设矩形波的占空比和电流输出成正比而进行PWM控制。此时，若在电动机中产生感应电压则实际的电流输出值变小。在直接PWM控制方式下，通过控制成为目标的矩形波的占空比和调整矩形波的振幅的系数，从而能调整电流输出值。
在恒定电流截断方式的情况下，通过检测流经电源与地线之间的电流而检测驱动电动机的电流，且以该电流值成为目标值的方式进行变更矩形波的脉冲宽度的控制。在恒定电流截断方式下，通过变更上述目标值，从而能调整电流输出值。
对在本实施方式中进行采用了直接PWM控制方式的驱动电路的说明。
在此，在本实施方式中在ADC74中直接对提供给4个线圈端的输出电压OUT1～OUT4进行AD变换。
由此，驱动电路具有定时电路78，该定时电路78基于各线圈的驱动相位来控制开关72的切换并且控制输出电路14中的晶体管Q2、Q4的切换。即，在线圈22(24)中，一方的端子OUT与接地(grand)连接，将另一方的端子OUT设为开路。由此，在开路侧的端子OUT出现感应电压。将其输入到ADC74，ADC74输出表示振幅的数字值。
在此，如上所述，与一个线圈22(24)相对的输出电路具有图2所示的结构。并且，一个线圈22(24)的驱动重复进行以导通晶体管Q4的状态PWM控制晶体管Q1的状态和导通晶体管Q2来PWM控制晶体管Q3的状态。
图9示出了向线圈22施加驱动电压的OUT1-OUT2期间的电压波形和向线圈24施加驱动电压的OUT3-OUT4期间的电压波形。由此，提供给2个线圈22、24的驱动波形相差90度相位，线圈22的驱动波形与线圈24的驱动波形相比超前90度。
并且，在OUT3-OUT4期间的电压波形的例子中，在图2中从导通晶体管Q4且PWM控制晶体管Q1的状态向导通晶体管Q2且PWM控制晶体管Q3的状态移行时、即驱动波形为180度的步骤；和从导通晶体管Q2且PWM控制晶体管Q3的状态向导通晶体管Q4且PWM控制晶体管Q1的状态移行时、即驱动波形为0度的步骤中，检测感应电压。
即、在该期间晶体管Q1、Q3一直断开，在下一阶段中导通应导通的晶体管Q2(或Q4)。且有，晶体管Q4(或Q2)一直断开。
在图9的例子中，在电气角0度附近，在与线圈22相对的OUT1-OUT2中为导通晶体管Q4且PWM控制晶体管Q1的状态，在电气角90度的步骤中，导通晶体管Q2从而OUT1与接地GND连接，断开晶体管Q1、Q3、Q4从而OUT2处于开路状态。由此，在OUT2得到线圈22中的感应电压，通过导通开关72-2从而感应电压被输入到ADC74。在电气角270度的步骤中，导通晶体管Q4从而OUT2与接地GND连接，断开晶体管Q1、Q2、Q3从而OUT1处于开路状态。由此，在OUT1得到线圈22中的感应电压，通过导通开关72-1从而感应电压被输入到ADC74。由于线圈24相位延迟90度，故在电气角0度时OUT3变为开路，OUT4与接地连接，开关72-3变为导通，OUT3的感应电压被提供给ADC74，在电气角180度时OUT4变为开路，OUT3与接地连接，开关72-4变为导通，OUT4的感应电压被提供给ADC74。
在与用于计测这种感应电压的线圈22、24相对的输出电路14中各晶体管Q1～Q4的切换、开关72的控制是定时电路78基于来自输出控制电路12的切换相位的信号而进行的。
作为两端电压的差求出线圈22(24)的感应电压。但是，在本实施方式中，由于在测定感应电压时线圈22(24)的一端与接地连接，故在变为开路状态的另一端能直接得到线圈22(24)的两端的电位差的值。因此，无需由运算放大器检测线圈两端的电位差，从而电路变得简单。另外，开路侧的OUT是感应电压上升侧的端子，提供给ADC74的输入基本上是为正的电压，在ADC74中能直接变换为数字信号。
由此，通过ADC74能依次检测驱动电流波形变为0的相位的感应电压。因此，在2个线圈22、24中，在电动机的电气角一个周期内能进行4次检测。且有，感应电压的检测期间在本实施方式采用的1-2相励磁模式下为1/8周期，在W1-2相励磁模式下为1/16周期。
图10示出驱动电流调整电路70的其他结构例。驱动电流调整电路70具备差分放大电路82、ADC84及偏置电压产生电路86。差分放大电路82对线圈22两端的电位或线圈24两端的电位进行差分放大，并输出到ADC84。ADC84将从差分放大电路82输出的模拟值变换为数字值，并输出到输出控制电路12。
以下，对差分放大电路82的具体结构进行说明。差分放大电路82包括：运算放大器OP1、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3及第四电阻R4。
线圈22或线圈24的一端的电位经由第一电阻R1被输入到运算放大器PO1的反相输入端子。运算放大器OP1的反相输入端子和输出端子经由第二电阻R2连接。第一电阻R1与第二电阻R2串联连接。
线圈22或线圈24的一端的电位经由第三电阻R3被输入到运算放大器OP1的非反相输入端子。另外，运算放大器OP1的非反相输入端子经由第四电阻R4与偏置电压产生电路86连接。第三电阻R3和第四电阻R4串联连接。且有，在未设置偏置电压产生电路86的情况下，第四电阻R4代替偏置电压产生电路86而与接地连接。
将第一电阻R1和第三电阻R3的电阻值设定为相同的值，将第二电阻R2和第四电阻R4的电阻值设定为相同的值。在该条件下，差分放大电路82的放大率是由R2/R1确定的。设计者或用户通过调整第一电阻R1(＝第三电阻R3)及第二电阻R2(＝第四电阻R4)的电阻值，从而能调整差分放大电路82的放大率。
偏置电压产生电路86包括第五电阻R5及第六电阻R6。第五电阻R5及第六电阻R6串联连接，该串联电路被连接在电源与接地之间。第五电阻R5和第六电阻R6的分压点与第四电阻R4连接。设计者或用户通过调整第五电阻R5及第六电阻R6的电阻值，从而能调整第五电阻R5和第六电阻R6的分压比且能调整加到差分放大电路82上的偏置电压。
第一开关S1是用于使线圈22的第一端子和差分放大电路82的反相输入端子导通或不导通的开关。第二开关S2是用于使线圈22的第一端子和差分放大电路82的非反相输入端子导通或不导通的开关。第三开关S3是用于使线圈22的第二端子和差分放大电路82的反相输入端子导通或不导通的开关。第四开关S4是用于使线圈22的第二端子和差分放大电路82的非反相输入端子导通或不导通的开关。
第五开关S5是用于使线圈24的第一端子和差分放大电路82的反相输入端子导通和不导通的开关。第六开关S6是用于使线圈24的第一端子和差分放大电路82的非反相输入端子导通或非导通的开关。第七开关S7是用于使线圈24的第二端子和差分放大电路82的反相输入端子导通或不导通的开关。第八开关S8是用于使线圈24的第二端子和差分放大电路82的非反相输入端子导通或不导通的开关。
在检测出线圈22的感应电压的情况下，从线圈22可以看出，按照输出电路14被控制为高阻抗状态的阶段而交替切换第一状态和第二状态，其中所述第一状态是第一开关S1导通和第二开关S2断开以及第三开关S3断开和第四开关S4导通的状态，所述第二状态是第一开关S1断开和第二开关S2导通以及第三开关S3导通和第四开关S4断开的状态。
在检测出线圈24的感应电压的情况下，从线圈24可以看出，按照输出电路14被控制为高阻抗状态的阶段而交替切换第三状态和第四状态，其中所述第三状态是第五开关S5导通和第六开关S6断开以及第七开关S7断开和第八开关S8导通的状态，所述第四状态是第五开关S5断开和第六开关S6导通以及第七开关S7导通和第八开关S8断开的状态。
在该控制方式下，在感应电压以零为界在上升方向变化时或在下降方向变化时都能将运算放大器OP1的输出电压的极性例如统一为正。因此，能使运算放大器OP1的输出电压范围及ADC84的输入电压范围变窄，且能抑制运算放大器OP1及ADC84的成本。且有，由于感应电压的极性按照被控制为高阻抗状态的阶段交替切换，故在ADC84的后级能将极性信息容易地追加到该输出数字值中。
另外，在不使运算放大器OP1的输出电压的极性统一的情况下，无需设置第二开关S2、第三开关S3、第六开关S6及第七开关S7。另外，即使在该结构中，若跳过一个阶段来执行感应电压的采样，则能使该极性统一。其中，与在整个阶段采样的情况比较，会聚时间延迟。
另外，通过由差分放大电路及模拟数字变换电路构成驱动电流调整电路70，从而能更精确地检测感应电压。即、在以低电压驱动的步进电动机中，虽然感应电压也成为小的值，但是即使在该情况下也能将线圈的两端电位输入到差分放大电路的两个输入端子，通过对其进行差分放大，从而能更精确地检测感应电压。另外，通过将该检测结果变换为数字值，从而能进行基于数字值的反馈控制且能提高校正精度。
【感应电压检测定时】如上所述，根据本实施方式，在线圈处于高阻抗状态的期间，检测在此产生的感应电压并基于该检测值来控制电动机驱动电流。在此，如图1所示，在电动机200中存在2个线圈22、24。并且，在一方线圈22(24)为高阻抗的情况下，另一方的线圈24(22)以较高的占空比被驱动。
因此，在一方线圈22(24)产生的感应电压中，产生另一方的线圈24(22)的影响，特别是产生了由PWM引起的电流变化的影响。因此，优选在不受到另一方线圈24(22)影响的定时检测感应电压。
图11示出了为此采取的结构例。来自设定电路46的周期设定值及计数器40的输出被提供给定时设定电路50。定时设定电路50在一个周期内生成不受另一方线圈24(22)影响的定时(噪声少的定时)，并将该定时信号提供给图1中的驱动电流调整电路36。在驱动电流调整电路36中，基于定时信号对感应电压进行采样，并基于此生成调整信号。由此，能检测准确的感应电压。
图12示出2个线圈两端电压。在一方线圈22(24)为高阻抗的情况下，另一方线圈24(22)成为占空比大的驱动状态。并且，随着该另一方线圈24(22)中的电压变化，感应电压中附有噪声。因此，通过避开该期间来检测感应电压，从而能排除随着另一线圈24(22)的电流变化带来的噪声影响。即、输出控制电路12生成2个线圈22、24的PWM波形，且具有与PWM波形的变换定时相对的数据。因此，在定时设定电路50中，将另一方线圈24(22)的信号无变化的时刻作为采样定时，例如另一方线圈24(22)的电压特定一定的定时以在PWM波形的一个周期中对感应电压采样一次。并且，能够根据采样得到的感应电压的变化来判断感应电压的零交叉时刻是否落入规定范围内。
另外，图13示出了驱动一方线圈22(24)的PWM波形、步幅信号、及成为生成PWM波形基准的时钟。
步幅信号是与电动机的旋转相对的信号，是占空比50％的矩形波，通过该步幅信号能识别电气角的一次旋转(360°)。且有，电动机的机械式一次旋转根据极数(极数)等而变化。
由于在图11的电路中计数器40输出时钟的计数值，故在定时设定电路50中通过将特定的计数值作为采样定时，从而能够设定适当的采样定时。
另外，对于一个阶段(高阻抗期间)中的正中的周边期间而言，在图13中，将一个阶段的长度表示为B，将从一个阶段的开始直到判断出零交叉的位置为止的长度表示为A。若电动机驱动电流的充裕相同，则比A/B优选以不根据旋转速度而成为恒定的方式进行控制。【0085】而且，通过检测该比A/B为恒定的时刻的感应电压的值且使该检测值(电压值)在0附近、即相对0在规定的范围内，从而也能控制电动机驱动电流。此时，感应电压的检测也可以在一个高阻抗期间只进行一次。
【考虑了机械角的判断】图14示出了转子是分别具有N、S极的2极，并利用4个线圈22-1、22-2、24-1、24-2来驱动该转子的例子。定子侧的线圈22-1和22-2、线圈24-1和24-2分别流动彼此相差180°相位的电流。另外，线圈22-1及22-2和线圈24-1及24-2分别相差90°相位。因此，一个周期对应电动机的一次旋转与上述例子同样。因此，能够产生上述的转子26的旋转。
在图15中，将转子设为4极，将线圈22、24的机械角偏离45°。且有，在如上所述进行驱动的情况下，优选分别设置电流相位相差180°的线圈，并设置总共8个定子线圈。并且，通过将相位相差90°的电流提供给相邻的线圈22、24，从而根据电气相位360°而转子26的旋转变为180°。由此，通过变更电动机的极数，从而能够变更与电气角的一次旋转对应的机械(电动机)旋转角。
因此，电气角的一个周期不与机械角的一个周期对应，电气角的一个周期相当于转子的旋转角的1/4。此时，即使是电气角为恒定角度中的感应电压，也会变为在机械角不同的位置检测出的感应电压。若机械角不同，则也会存在基于电动机的机械式结构而在感应电压中产生变化的情况。
在此，机械角和电气角的关系毫无疑义地由电动机决定。例如，若已知机械角360°例如与电气角4×360°对应，则能够测量电气角为1440°的感应电压并根据该测量结果的平均值等准确地求出零交叉点。
且有，也能只对相同机械角中的检测值进行采样，基于此来检测零交叉点。此时，也可以根据在机械角相差360°的点上的感应电压测量结果来检测零交叉。
图16示出了本实施方式的结构。作为比较器34的比较结果的线圈两端电压被输入到采样电路62中。该采样电路62如上所述提供表示PWM波形中的噪声不进入的定时的定时信号，并在该定时对感应电压进行采样，并将其提供给零交叉检测机构64。零交叉检测机构64根据提供来的感应电压的值来判断正负反相的零交叉点。该判断例如是判断相邻2个检测电压、即正负反相的电压是否处于中央附近的设定区域内。且有，通过提供给该线圈的驱动电压的变化状态和检测出的零交叉点位置或检测出的感应电压为正为负可知电气相位延迟或超前。
由此，在一次高阻抗期间检测出与感应电压相应的零交叉的情况下，其检测结果被提供给零交叉判断机构66。零交叉判断机构66存储有机械角1周份(360°)的零交叉检测结果，将该平均得到的机械角1周份的平均零交叉检测结果。并且，根据该平均结果进行是否应变更驱动电流量的判断，生成并输出调整信号。且有，在该例子中，虽然采取了机械角1周份的平均，但是1周份并不是必须的，也可以是2周份。另外，也可以利用多数决定来决定是否处于规定范围内。而且，在偏离大的情况下，也能发送表示该偏离程度的调整信号以增大驱动电流量的变更量。另外，由于想尽量避免电动机的失调，故也能优选最初以几乎满功率侧的驱动开始并逐渐调整为减少功率的方向。
且有，零交叉检测机构64、零交叉判断机构66也可以由硬件构成，也可以使用个人计算机等的功能以软件构成。

Claims (8)

1.一种驱动电路，其是包括2个线圈且使提供给该2个线圈的供给电流的相位不同来旋转由线圈驱动的转子的步进电动机的驱动电路，其特征在于，
所述驱动电路在一方线圈处于高阻抗状态的阶段检测在该线圈中产生的感应电压，并根据该感应电压的状态来控制提供给线圈的电动机驱动电流的大小。
2.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，
所述感应电压的检测是检测处于所述高阻抗状态的阶段内的所述感应电压的时间性变化。
3.根据权利要求2所述的驱动电路，其特征在于，
所述感应电压的检测是检测所述感应电压与所述规定值交叉的时刻，并以检测结果成为所述阶段的中央附近所设定的规定范围的方式来控制电动机驱动电流的大小。
4.根据权利要求2或3所述的驱动电路，其特征在于，
所述规定值是能变更的。
5.根据权利要求3或4所述的驱动电路，其特征在于，
所述驱动电路具有比较所述线圈的两端电压的比较器，
以该比较器的比较结果的信号变化的时刻成为所述规定位移的方式来控制电动机驱动电流的大小。
6.根据权利要求5所述的驱动电路，其特征在于，
通过能将偏置电压与所述比较器的输入的一方相加，从而所述规定值是能变更的。
7.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于，
所述驱动电路以感应电压的波形的相位相对于提供给线圈的供给电流的波形的相位而言超前的方式，控制提供给线圈的电动机驱动电流的大小。
8.一种驱动电路，其是包括2个线圈且使提供给2个所述线圈的供给电流的相位不同来旋转由所述线圈驱动的转子的步进电动机的驱动电路，其特征在于，
所述驱动电路检测在一方线圈产生的感应电压，
以所述感应电压的波形的相位相对于提供给所述一方线圈的供给电流的波形的相位而言超前的方式，控制提供给线圈的电动机驱动电流的大小。
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