CN103151976B

CN103151976B - 用于多相旋转电机的控制系统

Info

Publication number: CN103151976B
Application number: CN201310048124.2A
Authority: CN
Inventors: 黑田昌宽; 泷浩志; 植田展正; 赤间贞洋; 长田喜芳; 大竹晶也
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2008-01-09
Filing date: 2009-01-09
Publication date: 2015-07-08
Anticipated expiration: 2029-01-09
Also published as: DE102008054487A1; CN103151976A; US20090174350A1; US8593092B2; US20130147406A1; US8395338B2; DE102008054487A8

Abstract

一种控制系统，其通过120°通电过程和PWM过程来控制多相旋转电机（2）。在120°通电过程中，接通电力变换电路（3）的高侧臂的开关元件（SW1，SW3，SW5）和低侧臂的开关元件（SW2，SW4，SW6）中的相应的一些。在PWM过程中，接通/切断电力变换电路的开关元件，从而交替地使连接到接通状态的开关元件的两相与电力变换电路的高电势侧输入端子和低电势侧输入端子导通。

Description

用于多相旋转电机的控制系统

本申请是申请日为2009年1月9日、申请号为200910002604.9、发明名称为“用于多相旋转电机的控制系统”的申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及一种用于多相旋转电机的控制系统，该控制系统通过操作电力变换电路的开关元件而向多相旋转电机施加电压。

背景技术

在一种用于多相电动机的常规控制系统中，例如在JP-9-312993A中，在通过120°通电方法（系统）向三相电动机施加矩形波形电压时，调制矩形波形电压的脉冲宽度。在该系统中，与用于施加矩形波形电压的切换的转换时刻同步执行脉冲宽度调制（PWM）。这抑制了在对执行脉冲宽度调制的开关元件进行切换时的噪声。

在以上述方式执行PWM处理时，无电刷电动机的中性点电势与脉冲宽度调制同步发生变化。另一方面，因为电动机的中性点一般通过绝缘体设置成与导体相邻，因此中性点电势被等价地通过电容器接地。在这种情况下，当中性点电势与脉冲宽度调制同步变化时，电流从中性点通过绝缘体在导体侧中流动，而该电流可能会成为噪声。

在另一种用于多相旋转电机的常规控制系统中，在以无传感器方式驱动三相电动机时，在改变相位的同时执行两次从一个特定相到另一相的通电过程，从而获取旋转角的初始值，由此固定旋转角。即使因为这样通过两次通电过程控制旋转角使其到达最终旋转角而将通电过程开始前的转子旋转角设置为相对于最终旋转角成接近电气角180°（死点）的不可控角度，也可以将电动机的旋转角控制到最终的旋转角。亦即，当开始通电过程之前的转子旋转角接近死点时，不能通过通电过程改变转子以将旋转角控制到最终旋转角。然而，通电过程被执行两次，由此能够将电动机的旋转角控制到最终旋转角。

在两次通电过程中，例如JP3244800（US5396159）提出了一项技术，其中设置相应的通电过程次数，使得第一处理的频率f1（1/2×（处理时间））、第二处理的频率f2（1/2×（处理时间））和电动机的固有频率满足关系f1>F0>f2。结果，在电动机启动时可以安全地正向旋转电动机。

被通电的电动机将旋转角收敛到给定角度所需的收敛时间取决于电动机的惯性和转子与轴承之间的摩擦力。亦即，收敛时间随着惯性变大或摩擦力变小而变长。因此，当基于上述范例中的固有频率设置第一通电过程的时间时，根据电动机的不同，第二通电过程的开始时间点的旋转角有可能变成接近死点的不可控角度。在这种情况下，不能正常启动电动机。

在另一种用于多相旋转电机的常规控制系统中，通过检测无任何转子位置检测器（例如霍尔元件）的定子绕组的端电压中出现的感应电压来检测转子位置。例如，在通过120°通电方法驱动三相无电刷直流电动机时，基于开路相端电压与参考电压的比较结果来检测位置信号。在这种情况下，为了控制施加到电动机的电压和电动机中流过的电流，进行脉冲宽度调制控制或限流控制。

当在PWM控制或限流控制下将定子绕组的通电状态从切断状态（off-state）变成接通状态（on-state）时，端电压中会发生振铃振荡（ringing）（周期性波动）。当端电压中出现振铃振荡时，在通过比较端电压和参考电压提供的位置信号中发生相移（随时间的变化），造成旋转不均匀、噪音或不同相（step-out phase）。

因此，JP3308680提出将在PWM信号从接通状态到切断状态的下降时刻的端电压和参考电压的比较结果信号锁存。因此，可以提供位置信号而不会受到端电压中发生的振铃振荡的影响。然而，必需要向迄今一直使用的微型计算机或逻辑电路添加锁存器电路作为新的功能电路，或者调节作为微型计算机中装配的资源之一的锁存器电路，使其从实现另一预定目的变为实现上述目的。结果，电路被复杂化。

发明内容

因此本发明的第一目的是提供一种用于多相旋转电机的控制系统，其能够通过在向多相旋转电机施加电压时操作电力变换电路的开关元件来适当地抑制噪声的发生。

本发明的第二目的是提供一种用于旋转电机的控制系统，其对旋转电机的旋转角进行位置控制，使其通过中间角到达最终角，由此适当地启动旋转电机。

本发明的第三目的是提供一种用于多相旋转电机的控制系统，其能够精确地检测位置信号而不会使系统结构复杂化。

根据用于实现第一目的的第一方面，为多相旋转电机提供控制单元，通过具有多个开关元件的电力变换电路控制该控制单元。控制单元操作所述开关元件，以便交替地变换分别使所述第一相与所述高电势侧输入端子导通且使所述第二相与所述低电势侧输入端子导通的状态以及分别使所述第一相与所述低电势侧输入端子导通且使所述第二相与所述高电势侧输入端子导通的状态。控制单元由此调制施加到旋转电机的矩形波形电压的脉冲宽度。

或者，控制单元操作所述电力变换电路以将其余相分成第一相和第二相，并交替使所述第一相和所述第二相与所述高电势侧输入端子和所述低电势侧输入端子导通。

根据用于实现第二目的的第二方面，控制单元多次执行允许电流从旋转电机的一个相流入另一相的过程，同时改变所述一个相和另一相中的至少一个，以将旋转电机的旋转角通过中间角控制到最终角。控制单元由此确定在根据最终角启动旋转电机时的旋转角的初始值。将所述多个过程中紧靠最后过程的前一过程开始之后直到所述最后过程开始所需的时间设置为长于第一时间，在所述第一时间期间，假设由紧靠所述最后过程的前一过程导致的旋转角的目标值与所述最后过程造成的相对于最终角的不可控角之间的角间隔与所述旋转电机的所述旋转角变动幅度一致。

或者，在实际旋转角收敛到由所述多个过程中紧靠最后过程的前一过程导致的旋转角段目标值的收敛条件下，将所述过程转换到所述最后过程。在由紧靠所述最后过程的前一过程导致的旋转角的变动衰减直到所述旋转角的变动落在一区域之内时，满足所述收敛条件，其中，所述区域以紧靠所述最后过程的前一过程导致的所述旋转角的目标值为中心且比所述最后过程的不可控角更靠近。

根据用于实现第三目的的第三方面，控制单元产生屏蔽信号，在用于电力变换电路的开关元件的PWM信号从接通状态变为切断状态的同时或之前使所述屏蔽信号有效，并在所述PWM信号从切断状态变为接通状态之后过去给定延迟时间之后使其无效。控制单元在相应相的比较信号的逻辑与所述旋转电机的旋转的接下来预定的规则逻辑（regular logic）一致的条件下产生逻辑的通信信号，所述比较信号的逻辑是作为比较旋转电机的端电压与参考电压的结果而输出的。电力变换电路基于所述PWM信号和所述通信信号对所述定子绕组通电。

或者，所述电力变换器以电流控制信号取代PWM信号来控制旋转电机的通电。使用屏蔽信号来屏蔽比较的结果。

附图说明

通过参考附图所作的以下详细说明，本发明的上述和其他目的、特征和优点将变得更加明显。在附图中：

图1是本发明第一实施例的系统的电路图；

图2为示出了根据第一实施例的开关控制操作的时序图；

图3A和3B为示出了根据第一实施例的PWM处理的优点的电路图；

图4A到4D为示出了根据第一实施例的PWM处理的模拟结果的时序图；

图5A到5D为示出了比较例的PWM处理的模拟结果的时序图；

图6A到6D为示出了上述实施例的修改范例中的PWM处理的模拟结果的时序图；

图7A到7D为示出了对130°通电过程的范例进行常规PWM处理的模拟结果的时序图；

图8是示出了本发明第二实施例的系统电路图；

图9为示出了定位过程中的问题的时序图；

图10A和10B为示出了根据第二实施例的定位模式的时序图；

图11为示出了根据第二实施例的用于调节第一定位时间的过程流程的流程图；

图12是示出了根据第二实施例的定位过程流程的流程图；

图13是示出了根据第三实施例的定位过程流程的流程图；

图14是示出了根据第四实施例的定位过程流程的流程图；

图15A和15B为示出了根据相应的第二到第四实施例的修改范例的调节第一定位时间的方式的时序图；

图16是示出了本发明第五实施例的电路图；

图17为示出了根据第五实施例的施加到U相、V相和W相的信号的波形图；

图18为示出了根据第五实施例的开路相的PWM信号、屏蔽信号和端电压的波形图；

图19为示出了比较信号Cu、Cv和Cw的规则逻辑的生成次序的表格；

图20是示出了本发明第六实施例的电路图；

图21为示出了根据第六实施例的施加到U相、V相和W相的信号的波形图；

图22为示出了根据第六实施例的开路相的PWM信号、屏蔽信号和端电压的波形图；

图23是示出了本发明第七实施例的电路图；

图24是示出了本发明第八实施例的电路图；

图25为示出了根据第八实施例的施加到U相、V相和W相的信号的波形图；

图26是示出了本发明第九实施例的电路图；以及

图27为示出了根据本发明第十实施例的电流控制信号发生器电路的电路图。

具体实施方式

将参考各实施例详细描述本发明，在各实施例中采用旋转电机的控制系统作为用于车载无电刷电动机的控制系统。

（第一实施例）

首先参考图1，无电刷电动机2是一个以永磁体作为转子的三相电动机，被用作车载内燃机的燃料泵的致动器。无电刷电动机2的三相（U相、V相、W相）与诸如逆变器的电力变换电路3相连，逆变器是一种从直流电到交流电的电力变换器。电力变换电路3为三相电力变换电路，将电池12一侧的电压适当施加到无电刷电动机2的三相。具体而言，电力变换电路3具有并联连接电路，其包括开关元件SW1、SW2，开关元件SW3、SW4和开关元件SW5、SW6，以便使三相中的每一个与电池12的正电极侧或负电极侧导通。将串联连接开关元件SW1和开关元件SW2的连接点连接到无电刷电动机2的U相。将串联连接开关元件SW3和开关元件SW4的连接点连接到无电刷电动机2的V相。此外，将串联连接开关元件SW5和开关元件SW6的连接点连接到无电刷电动机2的W相。分别将开关元件SW1到SW6并联连接到续流二极管D1到D6。

串联电路的高电势侧（高侧）臂的每个开关元件SW1、SW3和SW5由p沟道MOSFET形成。低电势侧（低侧）臂的每个开关元件SW2、SW4和SW6由n沟道MOSFET形成。续流二极管D1到D6为MOS场效应晶体管的寄生二极管。

提供电子控制单元20来控制无电刷电动机2并操作电力变换电路3。在该范例中，基本上通过120°通电方法或过程进行开关控制。基于如下原理执行该处理：利用无电刷电动机2的相应相的端电压Vu、Vv和Vw中产生感应电压的时刻来检测感应电压到达无电刷电动机2的中性点电压（参考电压Vr）的时刻（过零时刻）。通过电阻元件RU、RV和RW对无电刷电动机2的相应相的端电压Vu、Vv和Vw进行分压来提供参考电压Vr。具体而言，由滤波器27对所分的电压进行滤波。将过零时刻引导到比较器21、22和23的输出的反转时刻，比较器将相应相的端电压Vu、Vv和Vw与参考电压Vr比较。在从过零时刻延迟给定电气角（例如30°）的时刻（调整时刻），切换开关元件SW1到SW6的操作。控制单元20包括过零检测电路20a，且可以被配置为逻辑电路，或可以被配置为包括中央处理单元和存储控制程序的存储器的程序控制计算机。

在图2中，（a1）到（f1）示出了120°通电过程中开关元件SW1到SW6的开关操作模式的转换。具体而言，（a1）示出了开关元件SW1的工作信号的转换，（b1）示出了开关元件SW3的工作信号的转换，（c1）示出了开关元件SW5的工作信号的转换，（d1）示出了开关元件SW2的工作信号的转换，（e1）示出了开关元件SW4的工作信号的转换，（f1）示出了开关元件SW6的工作信号的转换。

如图所示，在无电刷电动机2旋转一圈（360°）期间，各开关元件SW1到SW6接通彼此相等的时间。具体而言，因为分别间隔120°依次接通高侧臂开关元件SW1、SW3和SW5，因此这些开关元件SW1、SW3和SW5的相应接通时间段不会彼此交迭。类似地，因为分别间隔120°依次接通低侧臂开关元件SW2、SW4和SW6，因此这些开关元件SW2、SW4和SW6的相应接通时间段也不会彼此交迭。

在以上控制单元20中，当无电刷电动机2中流动的电流超过电流极限值时，通过反复变换开关元件的接通和切断来进行PWM控制，以限制无电刷电动机2中流动的电流（通电量）。类似地，在将要限制无电刷电动机2的转矩和旋转速度时，进行PWM控制。通过执行PWM控制，与120°通电过程相比减小了无电刷电动机2的通电量，从而能够限制电流或限制旋转速度。在图2中，（a2）到（f2）示出了PWM控制中开关元件SW1到SW6的开关模式。在图2中，（a2）到（f2）分别对应于（a1）到（f1）。

如图所示，交替地使连接到通过120°通电过程接通的开关元件的两相与电力变换电路1的高电势侧输入端子（电池12的正电极）和低电势侧输入端子（电池12的负电极）导通。在相应两相中，交替接通高侧臂的开关元件SW1、SW3和SW5和低侧臂的开关元件SW2、SW4和SW6，此时这两相之一位于高侧臂侧而另一相位于低侧臂侧。结果，抑制了无电刷电动机2的中性点电势的变动。在下文中将参考图3描述上述操作。

图3A例示了如下情况：与在PWM控制下120°通电方法以相同的开关状态接通U相高侧臂的开关元件SW1和V相低侧臂的开关元件SW4。在这种情况下，U相的端电压Vu变成电池12的电压VB（更准确地讲是比电压VB大约高开关元件SW1的源极漏极间的压降量的值）。在该范例中，剩余的一相，即W相变成高阻抗状态，因为高侧臂和低侧臂的开关元件SW5和SW6都被切断。为此，在忽略感应电压的影响时，无电刷电动机2的中性点电压变成大约“VB/2”。

图3B示出了在PWM控制下从图3A的状态变换开关状态的情况。因为在切换之前电流已经流入U相，所以即使在切换之后也会由无电刷电动机2的电感器部件产生电动势，该电动势允许同样方向的电流流动。因此，电流从新接通的U相低侧臂的开关元件SW2流入U相。在这种情况中，没有电流流入与开关SW2并联的二极管D2，因为开关元件SW2的源极和漏极之间的压降量小于二极管D2的压降量。另一方面，在图3A的状态下，因为电流从V相流出，所以即使在切换之后也会由无电刷电动机2的电感组件产生电动势，该电动势允许同样方向的电流流动。因此，电流从无电刷电动机2的V相流入新接通的V相高侧臂的开关元件SW3。在这种情况中，没有电流流入与开关SW3并联连接的二极管D3的原因是因为开关元件SW3源极和漏极之间的压降量小于二极管D2的压降量。

在图3B所示的状态下，U相的端电压Vu变为地电势GND（更准确地讲，是比地电势GND低大约为开关元件SW4的源极和漏极之间压降量的值）。V相的端电压Vv变成电池12的电压VB（更准确地讲是比电压VB大约高开关元件SW1的源极漏极间的压降量的值）。然后，剩余的一相，即W相变成高阻抗状态，因为高侧臂和低侧臂的开关元件SW5和SW6都被切断。为此，在忽略感应电压影响时，无电刷电动机2的中性点电压变成大约“VB/2”。亦即，图3A和3B的切换前后的中性点电压几乎不变。为此，可以在适当抑制中性点电压变化的同时进行PWM处理。

图4A到4D示出了PWM处理的结果。具体而言，图4A示出了在这种情况下的端电压的转换，图4B示出了相电流的转换，图4C示出了中性点电压的转换，图4D示出了电压谱的转换。

如图4C所示，中性点电压仅仅根据感应电压而基本上平稳地变化。因此，中性点电压可以容易地检测到作为参考电压Vr的过零时刻。更具体而言，时间常数充分小的滤波器27仅仅在图1中使用，由此能够稳定参考电压Vr。因此，可以简单地配置过零检测电路20a。此外，如图4D所示，也将噪声水平保持在低水平。因此，可以适当地避免在PWM控制下AC电流通过无电刷电动机2的中性点和绝缘体流入相邻导体的事件，并可以适当地抑制或避免共模噪声。

相反，图5A到5D示出了接通或切断120°通电过程中处于接通状态的开关元件的比较例的情况。图5A到5D分别对应于图4A到4D。

如图5C所示，在这种情况下中性点电压变化很大。因此，为了检测过零时刻，使检测过零时刻的过程复杂化，例如使在伴随开关操作的电压变动期间禁止过零时刻检测过程的过程复杂化。此外，如图5D所示，噪声变大。因此，在进行PWM控制时，在PWM控制下AC电流通过无电刷电动机2的中性点N和绝缘体流入相邻导体，并且在车辆中发生共模噪声。

根据本实施例，实现了以下优点。

(1)交替地使第一相和第二相与高电势侧输入端子和低电势侧输入端子导通，以进行PWM控制，其中，第一相在120°通电过程期间被导通到电力变换电路3的高电势侧输入端子（电池12的正电极侧），第二相被导通到低电势侧输入端子（电池12的负电极侧）。结果，能够恰当地抑制PWM控制下噪声的发生。

(2)采用了一种无传感器系统，其根据过零时刻的间隔时间，计算从无电刷电动机2的感应电压变为参考电压Vr的过零时刻之后直到由于120°通电过程引起开关元件工作状态的改变时刻所需的时间。在这种情况下，当中性点电压变化较大时，必需在屏蔽变化的同时检测过零时刻。然而，根据本实施例的PWM控制，不会发生以上问题。因此，可以由无传感器系统通过简单过程来驱动无电刷电动机2。

(3)采用了120°通电过程，其中由所有相平均划分无电刷电动机2一次回转的角度以提供角间隔，并向无电刷电动机2施加矩形波形电压，以免在每个相中彼此交迭。结果，可以更恰当地稳定中性点电压。

(4)采用了开关元件SW1到SW6，其中一对端子（源极和漏极）允许电流沿两个方向流动。结果，因为电流在开关元件SW1到SW6中沿着与PWM控制下120°通电过程中的电流流动方向相反的方向流动，所以与电流在二极管D1到D6中流动的情况相比可以减小功率损耗。

（第一实施例的变型）

可以如下所述对第一实施例进行修改。

向无电刷电动机2施加矩形波形电压的系统不限于120°通电过程。例如，可以采用130°通电过程，其中在每个130°处接通相应相的相应开关元件SW1到SW6。在这种情况下，在每个臂中，存在着同时接通多个相的开关元件SW1、SW3和SW5（开关元件SW2、SW4、SW6）的交迭期，即使通过以上实施例例示的过程执行PWM控制，中性点电势不会像图6A到6D所示的情况那样保持恒定。然而，即使在这种情况下，也观察到了减小噪声的效果。

图6A到6D示出了基于对应于图4A到4D的通电过程进行PWM控制的情况。从图6D可以理解，即使在这种情况下也恰当地减小了噪声。相反，图7A到7D示出了基于130°通电方法进行常规PWM控制的情况。在该范例中，图7A到7D对应于图6A到6D。如图所示，与图6A到6D中所示的情况相比，噪声增大了。为了比较，在图6A到6D所示的范例中，在交迭期中，交替地使接通高侧臂的相和接通低侧臂的相与高电势侧输入端子和低电势侧输入端子导通。

不执行PWM控制时的通电控制不限于120°通电控制或130°通电控制，而是可以是窄于120°通电角的控制系统或通电角宽于130°的控制系统。在这种情况下，优选该系统为通电角为“120°±30°”的控制系统。施加到无电刷电动机2的矩形波形电压优选为“120°±30°”的电压。

第一实施例及其变型例示了在施加矩形波形电压的整个时间段进行脉冲宽度调制的情况，但不限于这种配置。例如，为了进行瞬时扭矩控制，可以仅在矩形波形电压的末端部分进行脉冲宽度调制。

可以由微型计算机过程，而不是由比较器21、22和23对端电压Vu、Vv、Vw和参考电压Vr进行彼此比较。

参考电压Vr可以是对应于无电刷电动机2的中性点电压的电压或电源电压的“1/2”而不是虚拟中性点电压。

通过无电刷电动机2的感应电压检测旋转角不限于基于感应电压检测过零时刻。例如，可以将无电刷电动机2的端电压中出现的感应电压与电池12的电压的“1/2”进行比较。例如，如JP11-18478A中所披露的，可以基于感应电压检测出除过零时刻之外提供给定电气角的时刻。即使在这种情况下，也可以利用本发明的方式容易地执行无传感器处理，这能够抑制无电刷电动机2的中性点电压和虚拟中性点电压的变化。

本实施例不限于基于感应电压获取无电刷电动机2的旋转角信息并基于旋转角信息操作开关元件SW1到SW6的无传感器系统。例如，即使在提供诸如霍尔元件的旋转角检测部分时，应用本实施例对减小由PWM处理造成的噪声也是有效的。

高侧臂的开关元件SW1、SW3和SW5可以由n沟道MOS场效应晶体管形成。

允许电流双向流动的开关元件不限于MOS场效应晶体管。例如，开关元件可以是MIS场效应晶体管。而且，开关元件不限于场效应晶体管。

开关元件SW1到SW6不限于其一对端子（漏极和源极）允许电流双向流动的元件，而可以是例如绝缘栅极双极晶体管（IGBT）。

与无电刷电动机2相连的电源不限于电池12，而可以是产生基本为直流电的一般电源，该直流电例如是来电力发电机或交流电源的整流器产生的直流电。

无电刷电动机2不限于车载燃料泵的致动器，而可以是例如用于车载冷却风扇的电动机。此外，无电刷电动机2可以是家用电器，如电冰箱或洗碗机的电动机。

旋转电机不限于三相无电刷直流电动机，而可以是其他多相电动机。

（第二实施例）

在图8中所示的第二实施例中，与在第一实施例中相同的方式构造电力变换电路3，且控制单元20通过操作电力变换电路3控制无电刷直流电动机2。在该范例中，基本上通过120°通电方法进行开关控制。具体而言，利用无电刷电动机2的相应相的端电压Vu、Vv和Vw中出现感应电压的时刻来检测感应电压变成无电刷电动机2的中性点电压（参考电压Vr）的时刻（过零时刻）。假设通过电阻元件RU、RV和RW对无电刷电动机2相应相的端电压Vu、Vv和Vw进行分压来提供参考电压Vr。假设过零时刻为比较器21、22和23的输出的反转时刻，比较器将相应相的端电压Vu、Vv和Vw与参考电压Vr比较。在从过零时刻延迟给定电气角（例如30°）的时刻（调整时刻），改变开关元件SW1到SW6的操作。

在无电刷电动机2中流动的电流超过电流极限值时执行PWM控制以限制无电刷电动机2中流动的电流（通电量）。即使在作为允许接通操作期的120°的时间段内也通过在电流超过电流极限值时禁止接通操作来执行PWM控制，在允许接通操作期内通过120°通电方法接通开关元件SW1到SW6。控制单元20可以由逻辑电路形成，或者可以由包括中央处理单元和其中存储控制程序等的存储器的程序控制计算机形成。

无电刷电动机2的感应电压随着无电刷电动机2的旋转而生成。因此，在基于无电刷电动机2的感应电压获取旋转角的同时驱动无电刷电动机2的无传感器系统中，出现了这样的问题，即，在从无电刷电动机2的旋转速度极低的状态启动无电刷电动机2时如何提供旋转角的初始值。因此，当无电刷电动机2启动时，在变相的同时执行从特定相到另一相的通电过程，由此将转子控制到特定位置（角度）。通过这种方式，通过两次通电过程将旋转角控制到最终旋转角（第二定位目标角）。因此，即使开始通电过程之前的转子旋转角是不可控角（死点附近）也可以将无电刷电动机2的旋转角控制到最终旋转角，在不可控角处，不能根据用于将旋转角控制到最终旋转角的通电过程（第二定位过程）来改变转子。

然而，在如本实施例中的车载燃料泵中，内燃机很可能无法启动，因为除非快速执行定位过程就无法为内燃机供应燃料。因此，优选尽快执行定位过程。从以上角度来说，建议在无电刷电动机2的转子停止之前终止用于定位的第一通电过程（第一定位过程）并转换到第二定位过程。然而，在这种情况下，如果在第一定位过程转换到第二定位过程时旋转角位于死点附近，很可能无法将目标角控制到第二定位目标角。在图9中，（a）示出了端电压的转换，（b）示出了电气角的转换，（c）示出了旋转速度的转换。

如图所示，如果在第一定位过程转换到第二定位过程时无电刷电动机2的旋转角在死点附近，则无法通过第二定位过程改变旋转速度。因此，在这种情况下，因为必需要通过定位后的启动过程来改变旋转角，所以启动性质劣化了。

在以上情况下，以图10A和10B所示的模式调节第一定位时间（第一所需时间T1）和第二定位时间（第二所需时间T2）。图10A示出了第一所需时间T1的设置模式。如图所示，在执行第一定位过程时，在主要阻尼和振荡第一定位目标角（双点划线）的同时将无电刷电动机2的旋转角（实线）收敛到第一定位目标角。在该范例中，由一对虚线表示的曲线是指一对包络曲线，这是连接第一定位过程执行的旋转角的极大和极小值的一对曲线。可以在被一对包络曲线环绕的区域之内在不存在死点的时间逝去的同时，在将第一定位过程转换到第二定位过程时将第一定位目标角切换成第二定位目标角。因此，将包络曲线不包括死点的时间称为第一所需时间T1。

图10B示出了第二所需时间T2的设置模式。如图所示，在执行第二定位过程时，在主要阻尼和振荡第二定位目标角（短划线）的同时将无电刷电动机2的旋转角（实线）收敛到第二定位目标角。在该范例中，在图中，由一对虚线表示的曲线是指一对包络曲线，这是连接第二定位过程执行的旋转角的极大和极小值的一对曲线。在一对包络曲线包围的区域变成可以适当执行无电刷电动机2的启动过程的区域（第二定位目标区域）时，可以恰当地启动无电刷电动机2。在以上情况下，在本实施例中，假设将包络曲线包围的区域与第二定位目标区域重合的时间称为第二所需时间T2。

第二定位目标区域优选宽度等于或小于旋转角的相邻旋转角间隔，假设在其以第二定位目标角为中心时其为固定的，并分别继续进行从无电刷电动机2的两个任意相之一到另一相的六种通电方式。更优选的是，事先通过测量直到无电刷电动机2启动完成所需的时间和旋转角之间的关系作为初始条件，将目标区域设置成直到已经完成启动所需的时间可以等于或低于给定时间的区域。

为了比较，将第二所需时间T2设置成比第一所需时间T1长。

图11示出了根据本实施例的用于调节第一所需时间T1的过程。在无电刷电动机2的控制单元20产品装货之前执行该过程。

在上述的一系列处理中，首先在S10中准备多个具有目标技术指标的无电刷直流电动机2。在该范例中，优选反映出产品允许的个体差异。亦即，优选产品包括相对于转子惯性而言的上限变动产品和下限变动产品。在接下来的S12中，在这样制备的相应无电刷直流电动机2上进行第一定位过程。结果，无电刷电动机2的旋转角被衰减并在第一定位目标角周围振动。在接下来的S14中，监测无电刷电动机2的旋转角衰减。在接下来的S16中，在被标记为“i”的相应无电刷直流电动机2中，计算变动幅度变得低于上限值Amax的时间Ti。在该范例中，该上限值Amax为第二定位过程的死点和第一定位目标角之间的旋转角。该过程针对相应的无电刷直流电动机2计算对应于图10A所示的第一所需时间T1的时间Ti。

在接下来的S18中，假设特定的无电刷直流电动机2（标记为“j”）的时间Tj为第一所需时间T1。在该范例中，时间Tj优选处于S16中计算的时间Ti中的最大值附近。

如图12所示，执行根据本实施例的无电刷电动机2的启动过程，从而设置第一所需时间T1和第二所需时间T2。例如，以给定周期由控制单元20反复执行该过程。

在该系列处理中，首先在S20中，从特定相到另一相执行通电以执行第一定位过程。然后，在过去第一所需时间T1（S22中为“是”）时，在S24中执行第二定位过程。在该范例中，将第一定位目标角和第二定位目标角之间的差值绝对值设置为低于180°。该设置是基于第二定位过程的死点为距第二定位目标角180°的位置这一事实。然后，在过去第二给定时间T2（S26中为“是”）时，在S28中启动无电刷电动机2。

如上所述，在本实施例中，因为是在过去第一给定时间T1之后执行的第二定位过程，所以能够通过第二定位过程适当地将旋转角控制到第二定位目标角。此外，旋转角收敛到第二定位目标范围之内以转换到启动过程。结果，与尽管无电刷电动机2正常启动也在无电刷电动机2停止在第二定位目标角之后启动无电刷电动机2的情况相比，可以迅速执行启动。

根据第二实施例，实现了以下优点。

(1)使得执行第一定位过程的时间（第一所需时间T1）长于假定第一定位目标角和第二定位过程的死点之间的角间隔与旋转角变化幅度重合的时间。结果，通过第二定位过程可以可靠地将目标角控制到第二定位目标角。

(2)基于实际测量了提供多个无电刷直流电动机2并进行第一定位过程时的旋转角变动的阻尼程度这一事实来设置第一给定时间T1。结果，可以适当地调节第一给定时间T1。

(3)基于旋转角变动幅度变得小于第一定位目标角和第二定位过程的死点之间的角间隔的时间Ti设置第一给定时间T1。结果，可以更适当地设置第一给定时间T1。

(4)通过两次通电过程来执行定位过程。结果，可以实现可靠地将目标角控制到最终角的最小数量过程，并可以尽可能地缩短启动无电刷电动机2所需的时间。

(5)将第二所需时间T2设置成比第一所需时间T1长。结果，可以适当地启动无电刷电动机2。

(6)设置第二所需时间T2，使得旋转角的变动范围落在第二定位目标范围内。结果，可以适当地执行在第二定位过程之后执行的启动过程。

（第三实施例）

在第三实施例中，例如，如图13所示，由控制单元20以给定周期反复执行无电刷电动机2的启动过程。

在该系列处理中，首先在S30中执行第一定位过程。第一定位过程通过允许电流从无电刷电动机2的一个特定相流到其余两相而将目标角控制到第一定位目标角。根据上述通电方法，因为施加了用于减小无电刷电动机2从第一定位目标角进行旋转角相移的力，能够减少第一定位目标角的收敛时间。因此，如第二实施例中那样基于旋转角变动幅度短于第一定位目标角和第二定位过程死点之间角间隔的时间调节执行第一定位过程的时间（第一所需时间T1），且可以使第一所需时间t1短于第一所需时间T1。

当第一定位过程的执行时间到达第一所需时间t1时（S32中为“是”），在S34中执行第二定位过程。在该过程中，电流从无电刷电动机2的一个特定相流到其余两相以将目标角控制到第二定位目标角。第一定位过程和第二定位过程在通电模式上彼此不同。然后，在第二所需时间t2（<第二所需时间T2）过去时（S36中为“是”），在S38中启动无电刷电动机2。

根据第三实施例，除了第二实施例的优点之外还实现了以下优点。

(7)执行第一定位过程以从无电刷电动机2的一个相对其余两相进行通电。结果，可以减少第一定位目标角的收敛时间。

(8)执行第二定位过程以从无电刷电动机2的一个相对其余两相进行通电。结果，可以减少第二定位目标角的收敛时间。

（第四实施例）

在第四实施例中，例如，如图14所示，由控制单元20以给定周期反复执行无电刷电动机2的启动过程。

在该系列处理中，首先在S40中执行第一定位过程。在根据本实施例的第一定位过程中，在以上第二实施例所示的通电过程之后，接通高侧臂的所有开关元件SW1、SW3和SW5或低侧臂的所有开关元件SW2、SW4和SW6，由此使无电刷电动机2的所有相都短路。根据该所有相短路过程，由无电刷电动机2旋转导致的感应电压使电流流入无电刷电动机2，并由诸如电流通路中的电阻器的影响使电流衰减。

具体而言，使转动能衰减。结果，可以减少第一定位目标角的收敛时间。因此，在本实施例中，如第二实施例中那样基于旋转角变动幅度短于第一定位目标角和第二定位过程死点之间的角间隔的时间来调节执行第一定位过程的第一所需时间TT1，且可以使第一所需时间TT1短于第一所需时间T1。

当第一定位过程的执行时间到达第一所需时间TT1时（S42中为“是”），在S44中执行第二定位过程。类似地，在该过程中，在以上第二实施例所示的通电过程之后，接通高侧臂的所有开关元件SW1、SW3和SW5或低侧臂的所有开关元件SW2、SW4和SW6，由此使无电刷电动机2的所有相都短路。然后，在第二所需时间t2（<第二所需时间T2）过去时（S46中为“是”），在S48中启动无电刷电动机2。

根据第四实施例，除了第二实施例的以上各优点之外还实现了以下优点。

(9)该第一定位过程包括两个过程：从无电刷电动机2的一个特定相对另一相通电的过程，以及所有相短路过程。结果，可以减少第一定位目标角的收敛时间。

(10)该第二定位过程包括两个过程：从无电刷电动机2的一个特定相对另一相通电的过程，以及所有相短路过程。结果，可以减少第二定位目标角的收敛时间。

（第二到第四实施例的变型）

可以如下修改和实施第二到第四实施例。

在第四实施例中，第一定位过程和第二定位过程中的每个都包括所有相短路过程。然而，可以在第一和第二定位过程的任一个中提供所有相短路过程。在这种情况下，优选在没有所有相短路过程的过程中将所需时间设置成第二实施例中的值。

类似地，在根据第三实施例的第一定位过程或第二定位过程中，可以提供执行所有相短路过程的时间段来替代在所有所需时间上执行通电过程。在这种情况下，优选使第一所需时间T1或第二所需时间T2比在第二实施例中短。

在第二到第四实施例中，在每个无电刷电动机2中，都测量由第一定位过程导致的旋转角变动幅度低于第一定位过程目标角和第二定位过程死点之间的角间隔的时间。将根据那些测量值的统计分布确定的特定测量值（关于最大值的值）设置为第一所需时间T1。然而，例如，可以将最小值加上变动的一个周期的时间所得的值设置为第一所需时间T1。结果，如图15A所示，可以迅速启动收敛最快的无电刷电动机2，因为即使相对于所需时间在一个周期之前最快收敛尚未抵达死点，也可以在旋转角固定之前将过程转换到第二定位过程。

例如，可以将最小值加上5ms获得的值设置为第一所需时间T1。结果，如图15B所示，可以迅速启动收敛最快的无电刷电动机2，因为即使相对于第一所需时间T1在“5ms”之前最快收敛尚未抵达死点，也可以在旋转角固定之前将过程转换到第二定位过程。

第一所需时间T1的设置不限于基于有关统计分布的最大值或其最小值的值的第一所需时间T1。例如，在具有平均特性（中心特性）的产品中可以通过向比角间隔低的时间加上变动的半个周期或2.5ms来确定第一所需时间T1。结果，预计在所有批量生产的无电刷直流电动机2都从第一定位过程转换到第二定位过程时不会产生死点。因为可以将相对于低于角间隔的时间的转换时刻延迟时间的最大值设置设置为变动的大约一个周期或大约5ms，所以可以迅速启动无电刷电动机2。

无电刷电动机2不限于安装于燃料泵上的致动器，而可以是例如冷却车载内燃机散热片的风扇的致动器。此外，无电刷电动机2可以是装备在车载导航系统中的数据记录装置或再现装置，即，诸如DVD（数字多用盘）、CD-ROM（光盘只读存储器）或硬盘的盘介质的数据记录装置或再现装置中提供的电动机。而且，旋转电机不限于电动机，而可以是电力发电机。此外，风扇不限于安装于车辆中的风扇。

电源不限于电池12，而可以是例如将车载内燃机的转动能转换成电能的电力发电机。

（第五实施例）

在第五实施例中，如图16所示，控制系统通过120°通电方法依次对三相无电刷直流电动机2的定子绕组2u、2v和2w通电，同时确保一相开路（未通电），并基于开路相的端电压Vu、Vv和Vw中出现的感应电压来检测转子（未示出）的位置，以执行无传感器驱动。

起到通电部分作用的电力变换电路3包括形成高侧臂的开关元件（MOSFET）SW1、SW3和SW5以及形成低侧臂的开关元件SW2、SW4和SW6。开关元件SW1到SW6分别装备有续流二极管D1到D6。通过二极管11将电力变换电路3的直流电源线10连接到电池12，并将电力变换电路3的直流电源线13连接到地14。电源线12和14供应电池电压VB。

电阻器15、16和17产生虚拟中性点电压，电阻器15、16和17的一端分别连接到电力变换电路3的输出端子，其另一端共同连接到一起形成虚拟中性点N'。虚拟中性点电压的振幅电平在端电压Vu、Vv和Vw中出现的感应电压的变化范围内并适于检测感应电压的改变时刻。在电池12和虚拟中性点N'之间连接pnp型晶体管18。由电阻器15、16、17、晶体管18和控制单元20形成参考电压发生电路19。

比较器21、22和23将直接从电力变换电路3的输出端子产生的端电压Vu、Vv和Vw与虚拟中性点N'中产生的参考电压Vr（虚拟中性点电压或VB）进行比较，以输出相应的比较信号Cu、Cv和Cw。从电力变换电路3的输出端子到相应比较器21、22和23的检测线充当着电压检测部分24。在对电力变换电路3的输出电压进行分压以检测端电压Vu、Vv和Vw时，分压器电路充当电压检测部分24。

控制单元20由微型计算机形成并执行存储器（未示出）中存储的控制程序以作为PWM信号产生部分、屏蔽信号产生部分、参考电压产生部分（其部分）、控制部分和通电部分（其部分）工作。将从控制单元20输出的通电信号通过驱动器25供应给开关元件SW1到SW6的栅极。

图17在（a）、（b）和（c）中分别示出了U相、V相和W相的参考电压Vr（各相公共的）、端电压Vu、Vv和Vw、比较信号Cu、Cv和Cw和位置信号Pu、Pv和Pw。控制单元20（例如）执行旋转速度控制计算并产生占空比对应于输出电压幅度的PWM信号。PWM信号具有电源电压被施加到定子绕组2u、2v和2w的接通状态（H电平）和从定子绕组2u、2v和2w切断电源电压的切断状态（L电平）。

作为控制部分的控制单元20和通电部分分别使将要介绍的位置信号Pu、Pv和Pw位移30°，以产生通信信号，并基于通信信号轮流以120°来对相应相的低侧臂通电。同样，控制单元20基于通过对通信信号和PWM信号进行“与”逻辑操作产生的通电信号轮流间隔120°以PWM方式驱动相应相的高侧臂。在120°通电方法中，三相之一为宽度为60°的开路相，在开路相的端电压中产生感应电压。

在PWM信号接通（H电平）的时间段中，通过高侧臂和低侧臂的开关元件在任两相的定子绕组端子之间施加电源电压VB-Vf（Vf为二极管11的正向电压）。另一方面，在PWM信号切断（L电平）的时间段中，电源被切断，电流通过低侧臂的开关元件和续流二极管流回任两相的定子绕组。

当PWM信号从切断状态（L电平）变为接通状态（H电平）时，在端电压中发生振铃振荡。图18示出了开路相PWM信号、屏蔽信号和端电压的波形。为了使振铃振荡的影响更加可辨识，以夸大方式示出了振铃振荡的持续时间和屏蔽时间段。当将其上叠加了振铃振荡的开路相端电压与实际的虚拟中性点电压相比较时，尽管开路相端电压未达到虚拟中性点电压，比较信号也会翻转，且位置信号Pu、Pv和Pw的检测时刻为关。而且，在PWM信号为切断的时间段中，由于电流回流，且开路相的端电压固定到地电平附近，因此不能检测出感应电压的变化。

在上述情况下，在PWM信号的切断时间段和振铃振荡的发生时间段中屏蔽信号被生效为H电平，在其他时间段中使屏蔽信号无效，即为L电平。更具体而言，当PWM信号从接通状态变为切断状态的同时将屏蔽信号设置为H电平，在PWM信号从切断状态变为接通状态之后充分减小振铃振荡所需的延迟时间Td过去之后，将屏蔽信号设置为L电平。基于从事先实际测量的振铃振荡发生到振铃振荡消退的振铃振荡持续时间来设置所需的延迟时间Td，并可以利用例如计时器（未示出）来执行延迟操作。

控制单元20在屏蔽信号为L电平的时间段内向晶体管18输出切断驱动电压（VB），在屏蔽信号为H电平的时间段内向晶体管18输出导通驱动电压（电压VB-Vf或更低）。结果，参考电压发生部分19产生与屏蔽信号同步交替重复虚拟中性点电压和VB的参考电压Vr，如图17所示。通过执行屏蔽过程，PWM信号的切断时间段内和振铃振荡的发生时间段内的参考电压Vr变成电压VB，其高于端电压Vu、Vv和Vw可以采取的最高电压VB-Vf。结果，在该时间段中，未检测到位置信号Pu、Pv和Pw。

通过执行屏蔽过程，在H电平原本应当如图17所示保持恒定的半周期时间段中，比较信号Cu、Cv和Cw与屏蔽信号同步地在H和L电平之间变化。为了应对这种现象，控制单元20将一致的电平视为规则逻辑，并在比较信号Cu、Cv和Cw的逻辑与电动机2旋转接下来预定的规则逻辑一致的条件下产生位置信号Pu、Pv和Pw。

图19中示出了在正常旋转时产生比较信号Cu、Cv和Cw的规则逻辑的次序。在反向旋转时产生的次序相反。例如，在图17中所示的时间t1，比较信号Cu、Cv、Cw分别从L、L、H变为H、L、H。由于在图19中这是从1到2的规则变化，因此控制单元20将位置信号Pu从L电平变为H电平。在t1之后的t2时刻，由于屏蔽信号有效，比较信号Cu、Cv、Cw分别从H、L、H变为L、L、L。因为这些电平不是规则逻辑，控制单元20继续将位置信号Pu保持在H电平。结果，提供了消除了屏蔽信号影响的位置信号Pu、Pv和Pw。

如上所述，将端电压Vu、Vv和Vw与具有高电压电平的参考电压Vr比较，该高电压电平超过了端电压Vu、Vv和Vw至少在PWM信号的切断时间段和打开PWM而使振铃振荡消失之前的时间段中的端电压Vu、Vv和Vw所能提供的电压范围。结果，可以防止由于发生振铃振荡而导致比较信号Cu、Cv和Cw的定时的关闭（off）。

在比较信号Cu、Cv和Cw的逻辑不与电动机2的旋转的接下来预定的规则逻辑一致时，控制单元20不进行逻辑改变。结果，控制单元20消除了屏蔽过程所伴随的比较信号Cu、Cv和Cw中发生的不必要的电平变化，由此能够提供正确的位置信号Pu、Pv和Pw。控制单元20可以用无传感器方式基于位置信号Pu、Pv和Pw来驱动电动机2。

可以通过仅仅向常规构造增加一个晶体管来简单地构造出产生参考电压Vr的参考电压发生部分19。因此，参考电压发生部分19不需要使用微型计算机中提供的资源，成本低且容易应用到常规构造。

（第六实施例）

在第六实施例中，如图20所示，参考电压发生部分32在虚拟中性点N'和负电源33之间具有npn型晶体管34。向晶体管34施加低于地电平的电压-Va。

图21是对应于图17的波形图。控制单元20对低侧臂进行PWM驱动。当PWM信号从切断状态（L电平）变为接通状态（H电平）时，如图22所示，在端电压中发生振铃振荡。在这种情况下，如在第五实施例那样，在PWM信号的切断时间段和振铃振荡的发生时间段内屏蔽信号被生效为H电平，在其他时间段中使屏蔽信号无效，即为L电平。

控制单元20在屏蔽信号为L电平的时间段内向晶体管34输出切断驱动电压（-Va），在屏蔽信号为H电平的时间段内向晶体管34输出导通驱动电压（-Va+Vf或更高）。通过执行屏蔽过程，PWM信号切断时间段和振铃振荡的发生时间段内的参考电压Vr变成电压-Va，其低于端电压Vu、Vv和Vw可以采取的最低电压0V。结果，在该时间段中，未检测到位置信号Pu、Pv和Pw。以与第五实施例中相同的方式消除了比较信号Cu、Cv和Cw中出现的屏蔽信号的影响。通过这种方式，即使在对低侧臂进行PWM驱动的本实施例中，也可以实现与第五实施例中同样的操作和优点。

（第七实施例）

在第七实施例中，如图23所示，参考电压发生部分19采用直流电压的分压电压而非虚拟中性点电压作为屏蔽无效时间段中的参考电压Vr。在直流电力线10和13之间串联连接电阻相同的电阻器43和44。将这些电阻器43和44的公共连接点连接到比较器21、22和23的倒相输入端子和晶体管18的集电极。其他配置与第五实施例中所述的控制系统1相同，且实现了相同的操作和优点。

（第八实施例）

在第八实施例中，如图24所示，将参考电压发生部分52构造成不断向比较器21、22和23输出虚拟中性点电压作为参考电压Vr。

将比较器21、22和23输出的比较信号Cu、Cv和Cw分别输入到作为屏蔽部分的“或”门53、54和55，以产生比较信号Cu'、Cv'和Cw'，它们是与控制单元20输出的屏蔽信号之间的“或”信号。控制单元20将一致的电平视为规则逻辑，并在比较信号Cu'、Cv'和Cw'的逻辑与电动机2的旋转的接下来预定的规则逻辑一致的条件下产生位置信号Pu、Pv和Pw。

图25为波形图，示出了在通过120°通电方法对高侧臂进行PWM驱动时的（a）U相、（b）V相和（c）W相。参考电压V为（VB-VF)/2。当PWM信号从切断状态变为接通状态时，在端电压中发生振铃振荡。结果，存在着由于振铃振荡导致比较信号Cu、Cv和Cw的改变时刻关闭的情况。在这种情况下，在包括PWM信号的切断时间段和振铃振荡的发生时间段的屏蔽有效时间段中，通过迫使比较信号Cu、Cv和Cw的电平处于H电平来产生比较信号Cu'、Cv'和Cw'。

根据本实施例，在不能检测出感应电压的PWM信号的切断时间段以及在PWM信号从切断状态变为接通状态之后充分降低振铃振荡所需的延迟时间段中，比较信号Cu、Cv和Cw被屏蔽。结果，提供了没有相移的比较信号Cu'、Cv'和Cw'和位置信号Pu、Pv和Pw。由于可以仅仅用三个“或”门53、54和55来形成屏蔽部分，因此本实施例不需要使用微型计算机中提供的资源，成本低且容易应用到常规构造。

可以用三个“与”门而非三个”“或”门53、54和55来形成屏蔽部分。在这种情况下，在包括PWM信号的切断时间段和振铃振荡的发生时间段的屏蔽有效时间段中，通过迫使比较信号Cu、Cv和Cw的电平处于L电平来产生比较信号Cu'、Cv'和Cw'。控制单元20将一致的电平视为规则逻辑，并在比较信号Cu'、Cv'和Cw'的逻辑与如上所述的规则逻辑一致时产生位置信号Pu、Pv和Pw。

（第九实施例）

在第九实施例中，如图26所示，在比较器21、22和23的输出端子和地14之间提供npn型晶体管62、63和64作为屏蔽部分，并从控制单元20向晶体管62、63和64的基极提供屏蔽信号。

在该实施例中，如在第八实施例中利用“与”门的情况中那样，在包括PWM信号的切断时间段和振铃振荡的发生时间段的屏蔽有效时间段中，通过迫使比较信号Cu、Cv和Cw的电平处于L电平来产生比较信号Cu'、Cv'和Cw'。因此，实现了与第八实施例中相同的操作和优点。

（第十实施例）

在第十实施例中，将控制系统配置成执行限流控制而非PWM控制。限流控制用于控制开关元件SW1、SW3和SW5（图16）的接通/切断状态，使得流入高侧臂开关元件SW1、SW3和SW5中的电流分别等于或低于给定的极限值。

因此，如图27所示，提供电流控制信号发生器电路71以接通/切断开关元件SW1。向其他开关元件SW3和SW5施加同样的构造。在图中，省略了低侧臂的开关元件SW2。在直流电力线10和13之间串联连接感测n沟道开关元件72、二极管73、npn晶体管74和电阻器75。开关元件SW1和开关元件72的栅极彼此相连，且漏极彼此相连。运算放大器76输入这些开关元件SW1和72的相应源极电势并驱动晶体管74。比较器77输入电阻器75的电压和参考电压发生器电路78输出的参考电压Vi，以输出电流控制信号。

运算放大器76将开关元件SW1和72的源极电势控制得彼此相等，从而使开关元件SW1和72的反射系数Nm保持恒定。连接二极管73，以便防止电流反向流动。在电阻器75中流动的是开关元件SW1中流动的电流的1/Nm的检测电流。比较器77基于参考电压Vi在检测电流等于或高于极限电流时输出H电平的电流控制信号，并基于参考电压Vi在检测电流低于极限电流时输出L电平的电流控制信号。当电流控制信号为H电平时，控制单元20切断开关元件SW1，当电流控制信号为L电平时接通开关元件SW1。

类似地，在进行限流控制的本实施例中，当电流控制信号从切断状态（H电平）变为接通状态（L电平）时，端电压中会发生振铃振荡。相反，可以采用第五到第九实施例的配置，并可以防止位置信号Pu、Pv和Pw的生成时刻发生相移。

（第五到第十实施例的变型）

在第七到第十实施例中，可以像第六实施例那样对低侧臂进行PWM驱动或限流驱动。

在第五到第十实施例中，在可以检测到电动机2的中性点N电压时，可以用实际的中性点电压替代虚拟中性点电压或直流电压的分压来产生参考电压Vr。

控制单元20可以在PWM信号或电流控制信号从接通状态变为切断状态之前使屏蔽信号有效。

可以用npn晶体管取代pnp晶体管18。可以用pnp晶体管取代npn晶体管34。而且，可以采用诸如FET的开关元件或开关电路。

当高侧臂和低侧臂从接通状态变换为切断状态时，在目标相的端电压中出现回扫电压。为了防止由于回扫电压导致误检测，优选在从位置信号Pu、Pv和Pw的改变时间点开始的给定时间段中利用另一屏蔽信号执行屏蔽过程。

无电刷直流电动机2不限于三相。

Claims

1.一种用于多相旋转电机的控制系统，包括：

电力变换电路(3)，其连接到所述旋转电机，以便为所述旋转电机供应电流；

控制单元(20)，其用于控制从所述电力变换电路向所述旋转电机供应电流，所述控制单元多次执行一过程，该过程允许电流从所述旋转电机的一个相流入另一相，同时改变所述一个相和所述另一相中的至少一个以将所述旋转电机的旋转角通过中间角控制到最终角，所述控制单元由此在根据所述最终角启动所述旋转电机时确定旋转角的初始值，

其中，将多个所述过程中紧靠最后过程的前一过程开始之后直到所述最后过程开始所需的时间设置为长于假定的一致时间，在所述假定的一致时间期间，假定由紧靠所述最后过程的前一过程导致的旋转角的目标值和由所述最后过程导致的相对于最终角的不可控角之间的角间隔与所述旋转电机的所述旋转角的变动的幅度一致，并且将所述所需的时间设置成等于比所述假定的一致时间长的时间，或比长于所述假定的一致时间的时间短所述变动的一个周期时间。

2.一种用于多相旋转电机的控制系统，包括：

其中，将多个所述过程中紧靠最后过程的前一过程开始之后直到所述最后过程开始所需的时间设置为一时间，所述一时间被假定为紧靠由紧靠所述最后过程的前一过程导致的旋转角的目标值和由所述最后过程导致的相对于最终角的不可控角之间的角间隔与所述旋转电机的所述旋转角的变动的幅度一致之后。

3.根据权利要求1或2所述的用于多相旋转电机的控制系统，其中：

基于在多个旋转电机上执行紧靠所述最后过程的前一过程时所述旋转角的所述变动的阻尼程度的实际测量值来设置所述所需的时间。

4.根据权利要求3所述的用于多相旋转电机的控制系统，其中：

将所述所需的时间设置为所述旋转电机的所述旋转角的所述变动的幅度低于由紧靠所述最后过程的前一过程导致的旋转角目标值与由所述最后过程导致的相对于所述最终角的不可控角之间的角间隔的时间的测量值。

5.根据权利要求1到4中的任一项所述的用于多相旋转电机的控制系统，其中：

将多个所述过程执行两次。

6.根据权利要求1到5中的任一项所述的用于多相旋转电机的控制系统，还包括：

启动部分(20)，其用于在所述最后过程之后启动所述旋转电机，

其中，将从所述最后过程开始之后直到由所述启动部分导致的过程开始的时间设置为比所述所需的时间长。