JP4513863B2 - 多相回転機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換回路のスイッチング素子を操作することで、多相回転機に電圧を印加する多相回転機の制御装置に関する。

この種の制御装置としては、例えば下記特許文献１に見られるように、３相電動機に１２０°通電方式にて矩形波形状の電圧を印加するに際し、矩形波形状の電圧を、パルス幅変調するものも提案されている。ここで、パルス幅変調は、上記矩形波形状の電圧を印加するためのスイッチングの切り替えタイミングに同期して行われる。これにより、パルス幅変調を行うアームを切り替える際のノイズを抑制することができるとしている。
特開平９−３１２９９３号公報

ところで、上記態様にてＰＷＭ処理を行ったのでは、ブラシレスモータ１０の中性点電位が上記パルス幅変調に同期して変動する。一方、電動機の中性点は、一般に、絶縁物を介して導体に隣接して配置されるため、中性点は、コンデンサを介して接地されているのと等価なものとなっている。ここで、中性点電位がパルス幅変調に同期して変動する場合、上記中性点から絶縁物を介して導体側に電流が流れ、これがノイズとなるおそれがある。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、電力変換回路のスイッチング素子を操作することで、多相回転機に電圧を印加するに際し、ノイズの発生を好適に抑制することのできる多相回転機の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、多相回転機の第１の相を電力変換回路の高電位側入力端子に導通させて且つ第２の相を前記電力変換回路の低電位側入力端子に導通させるように前記電力変換回路のスイッチング素子を操作することで、前記多相回転機に矩形波形状の電圧を印加する多相回転機の制御装置において、前記スイッチング素子は、双方向に電流を流すものであり、前記回転機の端子電圧に現れる誘起電圧が、前記回転機の端子電圧から把握される中性点電圧となるゼロクロスタイミングの検出に基づき、前記矩形波形状の電圧の印加に利用される回転機の回転角度を検出する手段と、該手段によって検出される回転角度を利用しつつ前記矩形波形状の電圧をパルス幅変調すべく、前記第１の相が前記高電位側入力端子に前記第２の相が前記低電位側入力端子にそれぞれ導通された状態と、前記第１の相が前記低電位側入力端子に前記第２の相が前記高電位側入力端子にそれぞれ導通された状態とを交互に切り替えるように前記スイッチング素子を操作するパルス幅変調手段とを備えることを特徴とする。

上記発明では、第１の相を高電位側入力端子に導通させる際には第２の相を低電位側入力端子に導通させ、また、第１の相を低電位側入力端子に導通させる際には第２の相を高電位側入力端子に導通させることで、パルス幅変調手段によるパルス幅変調処理時における多相回転機の中性点電圧を、パルス幅変調処理を行わない場合と略等しくすることができる。このため、パルス幅変調処理時におけるノイズの発生を好適に抑制することができる。また、上記パルス幅変調手段によって、中性点電圧の変動を好適に抑制することができるため、回転角度の検出に際して中性点電圧の変動の影響を好適に除去することができる。このため、位置センサレス駆動を簡易に行うことができる。

なお、上記矩形波形状の電圧とは、「多相回転機の一対の回転角度にて規定される角度領域に渡って印加される略一定の電圧のこと」とする。より正確には、「前記多相回転機の一対の回転角度にて規定される角度領域に渡って前記多相回転機に前記電力変換回路の入力端子の電圧を印加する際のその印加電圧のこと」とする。

また、上記スイッチング素子は、多相回転機の各相を高電位側入力端子に各別に導通させる高電位側スイッチング素子と、前記多相回転機の各相を低電位側入力端子に各別に導通させる低電位側スイッチング素子とを備える。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記パルス幅変調手段によるパルス幅変調処理を、前記多相回転機の回転速度、トルク、及び電流の少なくとも１つを制限する要求が生じる場合に行って且つ前記要求が生じない場合には前記多相回転機に前記矩形波形状の電圧を直接印加することを特徴とする。

上記発明では、多相回転機の回転速度や、トルク、電流を制限する場合の中性点電圧を矩形波形状の電圧を印加する場合と略同一とすることができる。

請求項３記載の発明は、請求項１または２記載の発明において、前記多相回転機のうちの前記第１の相および前記第２の相以外の相を電力変換回路の高電位側入力端子及び低電位側入力端子のいずれとも導通されないハイインピーダンス状態とすることを特徴とする。

請求項４記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１項に記載の発明において、前記電力変換回路は、前記多相回転機の各相のそれぞれを前記高電位側入力端子に接続する高電位側スイッチング素子及び該スイッチング素子に並列接続されて且つ前記高電位側入力端子側へと進む方向を順方向とする整流手段と、前記各相のそれぞれを前記低電位側入力端子に接続する低電位側スイッチング素子及び該スイッチング素子に並列接続されて且つ前記高電位側スイッチング素子側へと進む方向を順方向とする整流手段とを備えることを特徴とする。

上記発明特定事項を有して且つ、第１の相と第２の相とを高電位側入力端子及び低電位側入力端子に交互に導通させる代わりに、いずれか一方の相についてスイッチング素子をオン・オフ操作する場合には、上記整流手段を介して電流が流れることに起因して中性点電圧が大きく変動する。このため、上記請求項１〜３の発明の適用価値が高い。

また、上記発明特定事項を有して且つ、スイッチング素子として一対の端子の一方から他方への片方向への電流の流通のみを許容する素子を用いる場合には、オン状態にあるにもかかわらず電流が流れないスイッチング素子に並列接続される整流手段に電流が流れることとなる。そしてこれにより、中性点電圧の変動を抑制することができる。

以下、本発明にかかる回転機の制御装置を車載ブラシレスモータの制御装置に適用した一実施の形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかるブラシレスモータの制御装置の全体構成を示す。

図示されるブラシレスモータ１０は、永久磁石を回転子とする３相モータであり、車両に搭載される内燃機関のフューエルポンプのアクチュエータである。ブラシレスモータ１０の３つの相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）には、インバータ１２が接続されている。このインバータ１２は、３相インバータであり、バッテリ１４側の電圧をブラシレスモータ１０の３つの相に適宜印加する。詳しくは、インバータ１２は、３つの相のそれぞれとバッテリ１４の正極側又は負極側とを導通させるべく、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２とスイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４とスイッチング素子ＳＷ５，ＳＷ６との並列接続体を備えて構成されている。そして、スイッチング素子ＳＷ１及びスイッチング素子ＳＷ２を直列接続する接続点がブラシレスモータ１０のＵ相と接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ３及びスイッチング素子ＳＷ４を直列接続する接続点がブラシレスモータ１０のＶ相と接続されている。更に、スイッチング素子ＳＷ５及びスイッチング素子ＳＷ６を直列接続する接続点がブラシレスモータ１０のＷ相と接続されている。そして、これらスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６にはそれぞれ、フライホイールダイオードＤ１〜Ｄ６が並列接続されている。

なお、本実施形態では、上側アームのスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３，ＳＷ５は、ＰチャネルＭＯＳ電界効果型トランジスタにて構成され、下側アームのスイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ４，ＳＷ６は、ＮチャネルＭＯＳ電界効果型トランジスタにて構成されている。そして、上記フライホイールダイオードＤ１〜Ｄ６は、上記ＭＯＳ電界効果型トランジスタの寄生ダイオードとして構成されている。

制御装置２０は、ブラシレスモータ１０を制御対象とし、インバータ１２を操作する。ここでは、基本的には、１２０°通電方式にてスイッチング制御を行う。この処理は、制御装置２０内のゼロクロス検出部２０ａによって、ブラシレスモータ１０の各相の端子電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗに誘起電圧が現れるタイミングを利用して、誘起電圧がブラシレスモータ１０の中性点電圧（基準電圧ｖｒｅｆ）となるタイミング（ゼロクロスタイミング）が検出されることに基づき行われる。ここで、本実施形態では、基準電圧ｖｒｅｆを、ブラシレスモータ１０の各相の端子電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを抵抗体ＲＵ，ＲＶ，ＲＷにて分圧したものとする。詳しくは、分圧したものをフィルタ２２にてフィルタ処理したものとする。また、ゼロクロスタイミングは、各相の端子電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗと基準電圧ｖｒｅｆとの大小関係を比較する比較器２４，２６，２８の出力の反転タイミングとする。そして、ゼロクロスタイミングから所定の電気角度(例えば「３０°」)遅角したタイミング（規定タイミング）においてスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６の操作を切り替える。なお、制御装置２０は、論理回路にて構成してもよく、また中央処理装置及びプログラムを記憶する記憶装置によって構成してもよい。

図２（ａ１）〜図２（ｆ１）に、１２０°通電処理時におけるスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６のスイッチング操作態様の推移を示す。詳しくは、図２（ａ１）に、スイッチング素子ＳＷ１の操作信号の推移を示し、図２（ｂ１）に、スイッチング素子ＳＷ３の操作信号の推移を示し、図２（ｃ１）に、スイッチング素子ＳＷ５の操作信号の推移を示し、図２（ｄ１）に、スイッチング素子ＳＷ２の操作信号の推移を示し、図２（ｅ１）に、スイッチング素子ＳＷ４の操作信号の推移を示し、図２（ｆ１）に、スイッチング素子ＳＷ６の操作信号の推移を示す。

図示されるように、各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６は、ブラシレスモータ１０の１回転において一回、互いに等しい期間だけオン状態とされる。詳しくは、上側アームのスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３，ＳＷ５は、それぞれ「１２０°」ずつ順次オン状態とされるために、これらスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３，ＳＷ５の互いのオン期間がオーバーラップすることはない。また、下側アームのスイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ４，ＳＷ６についても、それぞれ「１２０°」ずつ順次オン状態とされるために、これらスイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ４，ＳＷ６の互いのオン期間がオーバーラップすることはない。

上記制御装置２０では、ブラシレスモータ１０を流れる電流が電流制限値を越える際には、ブラシレスモータ１０を流れる電流（通電量）を制限すべく、ＰＷＭ制御を行う。同様に、ブラシレスモータ１０のトルクや回転速度を制限する場合にも、ＰＷＭ制御を行う。ＰＷＭ制御を行うことで、ブラシレスモータ１０の通電量が１２０°通電処理時と比較して低減されるため、電流を制限したりトルクや回転速度を制限したりすることができる。図２（ａ２）〜図２（ｆ２）に、本実施形態にかかるＰＷＭ制御時のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６のスイッチング態様を示す。なお、図２（ａ２）〜図２（ｆ２）は、それぞれ図２（ａ１）〜図２（ｆ１）に対応している。

図示されるように、本実施形態では、１２０°通電処理によってオン状態とされるスイッチング素子と接続される２相を、インバータ１２の高電位側入力端子（バッテリ１４の正極）と低電位側入力端子(バッテリ１４の負極)とに交互に導通させる。換言すれば、上記２相のそれぞれについては、上側アームのスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３、ＳＷ５と下側アームのスイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ４，ＳＷ６とを交互にオン状態として且つ、これら２相について一方が上側アーム側でオン状態とする際には他方は下側アーム側でオン状態とする。これにより、ブラシレスモータ１０の中性点電位の変動の抑制を図る。以下、これについて、図３に基づき説明する。

図３（ａ）に、ＰＷＭ制御時に１２０°通電方式と同一のスイッチング状態となっている場合のうち、特に、Ｕ相の上側アームのスイッチング素子ＳＷ１とＶ相の下側アームのスイッチング素子ＳＷ４とがオン状態となっている場合を例示する。この場合、Ｕ相の端子電圧ｖｕは、バッテリ１４の電圧ＶＢ(より正確には、これよりもスイッチング素子ＳＷ１のソース及びドレイン間の電圧降下量程度低い値)となる。また、Ｖ相の端子電圧ｖｖは、接地電位ＧＮＤ（より正確には、これによりもスイッチング素子ＳＷ４のソース及びドレイン間の電圧降下量程度高い値）となる。ここで、残りの１相であるＷ相については、上側アーム及び下側アームの双方のスイッチング素子ＳＷ５，ＳＷ６がオフ状態とされるために、ハイインピーダンス状態となっている。このため、ブラシレスモータ１０の中性点電圧は、誘起電圧の影響を無視すれば「ＶＢ／２」程度となる。

図３（ｂ）に、ＰＷＭ制御によって図３（ａ）の状態からスイッチング状態を切り替えた場合を示す。この切り替え前まではＵ相へと電流が流入していたため、ブラシレスモータ１０のインダクタ成分によって、切り替え後であっても同一方向の電流を流そうとする起電力が生じる。このため、新たにオン状態とされたＵ相の下側アームのスイッチング素子ＳＷ２からＵ相へと電流が流れる。この際、これに並列接続されるダイオードＤ２に電流が流れないのは、スイッチング素子のソース及びドレイン間の電圧降下量の方がダイオードの電圧降下量よりも小さいことによる。一方、図３（ａ）の状態においては、Ｖ相から電流が流出していたため、ブラシレスモータ１０のインダクタ成分によって、切り替え後であっても同一方向の電流を流そうとする起電力が生じる。このため、ブラシレスモータ１０のＶ相から、新たにオン状態とされるＶ相の上側アームのスイッチング素子ＳＷ３へと電流が流れる。この際、並列接続されるダイオードＤ３に電流が流れないのは、スイッチング素子のソース及びドレイン間の電圧降下量の方がダイオードの電圧降下量よりも小さいことによる。

図３（ｂ）に示す状態となる場合、Ｕ相の端子電圧ｖｕは、接地電位ＧＮＤ（より正確には、これによりもスイッチング素子ＳＷ４のソース及びドレイン間の電圧降下量程度低い値）となる。また、Ｖ相の端子電圧ｖｖは、バッテリ１４の電圧ＶＢ(より正確には、これよりもスイッチング素子ＳＷ１のソース及びドレイン間の電圧降下量程度高い値)となる。そして、残りの１相であるＷ相については、上側アーム及び下側アームの双方のスイッチング素子ＳＷ５，ＳＷ６がオフ状態とされるために、ハイインピーダンス状態となっている。このため、ブラシレスモータ１０の中性点電圧は、誘起電圧の影響を無視すれば「ＶＢ／２」程度となる。すなわち、図３（ａ）及び図３（ｂ）の切り替え前後で中性点電圧はほとんど変化しない。このため、中性点電圧の変動を好適に抑制しつつＰＷＭ処理を行うことができる。

図４に、上記ＰＷＭ処理の結果を示す。詳しくは、図４（ａ）に、この場合の端子電圧の推移を示し、図４（ｂ）に、相電流の推移を示し、図４（ｃ）に、中性点電位の推移を示し、図４（ｄ）に、電圧スペクトルの推移を示す。

図４（ｃ）に示されるように、中性点電圧は、基本的には、誘起電圧に応じて滑らかに変化するのみである。このため、中性点電圧が基準電圧ｖｒｅｆとなるゼロクロスタイミングを容易に検出することができる。具体的には、本実施形態では、先の図１に示したフィルタ２２として、時定数の十分に小さいフィルタを用いるのみで、基準電圧ｖｒｅｆを安定なものとすることができる。このため、ゼロクロス検出部２０ａを簡易な構成とすることができる。更に、図４（ｄ）に示されるように、ノイズレベルも小さく抑えられている。したがって、ＰＷＭ制御時に、ブラシレスモータ１０の中性点と絶縁体を介して隣接する導体へと交流電流が流れる事態を好適に回避することができ、ひいてはコモンモードノイズを好適に抑制又は回避することができる。

これに対し、図５に、通常のＰＷＭ処理を行った場合、すなわち、１２０°通電処理においてオン状態とされるスイッチング素子をオン・オフ操作する場合を示す。なお、図５（ａ）〜図５（ｄ）は、図４（ａ）〜図４（ｄ）に対応している。

図５（ｃ）に示されるように、この場合には、中性点電圧が大きく変動する。このため、ゼロクロスタイミングを検出するためには、スイッチングに伴う電圧の変動期間の間ゼロクロスタイミングの検出処理を禁止する処理を行う等、ゼロクロスタイミングを検出するための処理が煩雑化する。更に、図５（ｄ）に示されるように、ノイズも大きなものとなる。このため、ＰＷＭ制御を行うことで、ブラシレスモータ１０の中性点と絶縁体を介して隣接する導体へと交流電流が流れ、車両にコモンモードノイズが生じることとなる。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）１２０°通電処理時にインバータ１２の高電位側入力端子(バッテリ１４の正極側)と導通される第１の相と低電位側入力端子(バッテリ１４の負極側)と導通される第２の相とを、高電位側入力端子及び低電位側入力端子に交互に導通させることでＰＷＭ制御を行った。これにより、ＰＷＭ制御時におけるノイズの発生を好適に抑制することができる。

（２）ブラシレスモータ１０の誘起電圧が基準電圧ｖｒｅｆとなるゼロクロスタイミングから１２０°通電処理によるスイッチング素子の操作状態の切り替えタイミングまでの所要時間をゼロクロスタイミングの間隔に基づき算出するセンサレス方式とした。この場合、中性点電圧が大きく変動するなら、この変動をマスクしつつゼロクロスタイミングを検出する必要が生じるが、本実施形態にかかるＰＷＭ制御によればそうした問題も生じない。このため、ブラシレスモータ１０を、簡易な処理にてセンサレス方式によって駆動することができる。

（３）通常時においては、ブラシレスモータ１０の１回転角度を全相で均等分割した角度間隔を有して且つ各相で互いにオーバーラップしないようにしてブラシレスモータ１０に矩形波形状の電圧を印加する１２０°通電方式を採用した。これにより、中性点電圧をより好適に安定させることができる。

（４）スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６として、一対の端子(ソース及びドレイン)が双方向に電流を流すものを採用した。これにより、ＰＷＭ制御時には、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６に、１２０°通電処理時における電流の流通方向とは逆方向の電流が流れるため、この電流がダイオードＤ１〜Ｄ６に流れる場合と比較して、電力損失を低減することができる。

（その他の実施形態）
なお、上記実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・矩形波形状の電圧をブラシレスモータ１０に印加するものとしては、１２０°通電方式によるものに限らない。例えば、各相の各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６を１３０°ずつオン状態とする１３０°通電方式によるものであってもよい。この場合、各アームにおいて、複数相のスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３、ＳＷ５(スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ４，ＳＷ６)が同時にオン状態となるオーバーラップ期間が存在するため、上記実施形態で例示した要領でＰＷＭ制御を行ったとしても、中性点電位は、上記実施形態ほどには一定とならない。しかし、この場合であっても、ノイズを低減する効果があることが発明者らによって見出されている。

図６（ａ）〜図６（ｄ）に、１３０°通電処理をベースにＰＷＭ制御を行った場合について、先の図４（ａ）〜図４（ｄ）に対応するものを示す。図６(ｄ)等からわかるように、この場合であっても、ノイズを好適に低減している。これに対し、図７に、１３０°通電方式をベースとして且つ従来のＰＷＭ制御を行う場合を示す。ここで、図７（ａ）〜図７（ｄ）は、先の図６（ａ）〜図６（ｄ）に対応している。図示されるように、図６に示す場合と比較して、ノイズが増大している。ちなみに、図６に示した例では、オーバーラップ期間においては、１３０°通電制御によれば上側アームがオン状態となる相と下側アームがオン状態となる相とを、交互に高電位側入力端子及び低電位側入力端子と導通させている。

・ＰＷＭ制御を行わない場合の通電制御としては、１２０°通電制御や１３０°通電制御にも限らず、１２０°よりも狭い通電角度の制御方式や、１３０°よりも広い通電角度の制御方式であってもよい。この際、「１２０°±３０°」の通電角度の制御方式であることが望ましい。換言すれば、ブラシレスモータ１０に印加する矩形波形状の電圧としては、「１２０°±３０°」の電圧であることが望ましい。

・上記実施形態では、矩形波形状の電圧の印加期間の全てに渡ってパルス幅変調を行う場合を例示したが、これに限らない。例えば、瞬時トルク制御等を目的として、矩形波形状の電圧の端部のみにおいてパルス幅変調を施してもよい。

・上記実施形態において、比較器２４，２６，２８の代わりに、マイコン処理によって端子電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗと基準電圧ｖｒｅｆとを比較してもよい。

・基準電圧ｖｒｅｆを仮想中性点電圧とする代わりに、ブラシレスモータ１０の中性点電圧、又は電源電圧の「１／２」に相当する電圧としてもよい。

・ブラシレスモータ１０の誘起電圧を利用して回転角度を検出する手段としては、誘起電圧に基づきゼロクロスタイミングを検出するものに限らない。例えば、ブラシレスモータ１０の端子電圧に現れる誘起電圧とバッテリ１４の電圧の「１／２」とを比較するものであってもよい。また例えば、特開平１１−１８４７８号公報に見られるように、誘起電圧に基づきゼロクロスタイミング以外の所定の電気角度となるタイミングを検出するものであってもよい。こうした場合であっても、ブラシレスモータ１０の中性点電圧や仮想中性点電圧の変動を抑制することのできる本発明の手法を利用することで、センサレス処理を簡易に行うことができる。

・誘起電圧に基づきブラシレスモータ１０の回転角度情報を取得してこれに基づきスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６を操作するセンサレスシステムに限らない。例えば、ホール素子等の回転角度検出手段を備えるものにあっても、ＰＷＭ処理に伴うノイズを低減するうえでは、本発明の適用が有効である。

・上側アームのスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ３，ＳＷ５を、ＮチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタにて構成してもよい。

・双方向に電流を流すスイッチング素子としては、ＭＯＳ電界効果トランジスタに限らない。例えば、ＭＩＳ電界効果トランジスタ等であってもよい。更に、電界効果トランジスタにも限らない。

・スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６としては、一対の端子(ドレイン及びソース)が双方向に電流を流すものに限らず、例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等であってもよい。

・ブラシレスモータ１０と接続される電源としては、バッテリ１４に限らず、発電機又は交流電源から整流等の手段で生成された直流等、略直流となる電源一般であってもよい。

・ブラシレスモータ１０としては、車載燃料ポンプのアクチュエータに限らず、例えば、車載冷却ファンのモータであってもよい。更に例えば、冷蔵庫、洗濯機等の家電用品のモータ等であってもよい。

・回転機としては、３相のブラシレスモータに限らず、複数相の電動機であればよい。更に、電動機に限らず、発電機であってもよい。

一実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるスイッチング制御態様を示すタイムチャート。 同実施形態にかかるＰＷＭ処理のメリットを説明するための回路図。 同実施形態にかかるＰＷＭ処理のシミュレーション結果を示すタイムチャート。 従来のＰＷＭ処理のシミュレーション結果を示すタイムチャート。 上記実施形態の変形例におけるＰＷＭ処理のシミュレーション結果を示すタイムチャート。 従来の１３０°通電処理をベースとするＰＷＭ処理のシミュレーション結果を示すタイムチャート。

符号の説明

１０…ブラシレスモータ、１２…インバータ、１４…バッテリ、２０…制御装置、ＳＷ１〜ＳＷ６…スイッチング素子。

Claims (5)

1. 多相回転機の第１の相を電力変換回路の高電位側入力端子に導通させて且つ第２の相を前記電力変換回路の低電位側入力端子に導通させるように前記電力変換回路のスイッチング素子を操作することで、前記多相回転機に矩形波形状の電圧を印加する多相回転機の制御装置において、
   前記スイッチング素子は、双方向に電流を流すものであり、
   前記回転機の端子電圧に現れる誘起電圧が、前記回転機の端子電圧から把握される中性点電圧となるゼロクロスタイミングの検出に基づき、前記矩形波形状の電圧の印加に利用される回転機の回転角度を検出する手段と、
   該手段によって検出される回転角度を利用しつつ前記矩形波形状の電圧をパルス幅変調すべく、前記第１の相が前記高電位側入力端子に前記第２の相が前記低電位側入力端子にそれぞれ導通された状態と、前記第１の相が前記低電位側入力端子に前記第２の相が前記高電位側入力端子にそれぞれ導通された状態とを交互に切り替えるように前記スイッチング素子を操作するパルス幅変調手段とを備えることを特徴とする多相回転機の制御装置。
2. 前記パルス幅変調手段によるパルス幅変調処理を、前記多相回転機の回転速度、トルク、及び電流の少なくとも１つを制限する要求が生じる場合に行って且つ前記要求が生じない場合には前記多相回転機に前記矩形波形状の電圧を直接印加することを特徴とする請求項１記載の多相回転機の制御装置。
3. 前記多相回転機のうちの前記第１の相および前記第２の相以外の相を電力変換回路の高電位側入力端子及び低電位側入力端子のいずれとも導通されないハイインピーダンス状態とすることを特徴とする請求項１または２記載の多相回転機の制御装置。
4. 前記電力変換回路は、前記多相回転機の各相のそれぞれを前記高電位側入力端子に接続する高電位側スイッチング素子及び該スイッチング素子に並列接続されて且つ前記高電位側入力端子側へと進む方向を順方向とする整流手段と、前記各相のそれぞれを前記低電位側入力端子に接続する低電位側スイッチング素子及び該スイッチング素子に並列接続されて且つ前記高電位側スイッチング素子側へと進む方向を順方向とする整流手段とを備えることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の多相回転機の制御装置。
5. 前記パルス幅変調対象となる矩形波形状の電圧の電気角度間隔は、「１２０°」よりも大きく、「１２０°＋３０°」以下であることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の多相回転機の制御装置。

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