JPH0530759A - 断続通電用ｍｏｓ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】インバータ装置やチョッパ装置用のＭＯＳトラ
ンジスタにより構成される負荷給電回路の断続通電時の
転流動作に伴う電力損失を減少させ、同時に回路構成を
簡単化する。 【構成】ＭＯＳトランジスタで構成されたブリッジ回路
とブリッジの対向辺のＭＯＳトランジスタ対を同時にオ
ンオフ制御するゲート制御回路を設け、一方のＭＯＳト
ランジスタ対のオフ動作時の負荷電流の転流時間内にゲ
ート制御回路により他方のＭＯＳトランジスタ対をオン
動作させることにより、その低いオン抵抗で転流を促進
して転流時のむだな電力消費を減少させ、かつ転流ダイ
オード等を用いる必要をなくす。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はインバータ装置やチョッ
パ装置のようにモータ等の誘導性負荷に流す電流をＰＷ
Ｍ制御方式等で断続的に制御する場合に適するＭＯＳト
ランジスタで構成される断続通電用ＭＯＳ回路に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】周知のように、負荷に供給する電流の大
きさを制御する際には電流を断続させながら通電率によ
り負荷電流値を制御するＰＷＭ制御方式等が一般に採用
されており、このための断続通電用回路にはトランジス
タ等をスイッチング素子とするブリッジ回路が広く利用
されるが、負荷が誘導性の場合は負荷電流を切った際の
転流用にダイオードをこれに組み込むのがふつうであ
る。以下、図２以降を参照してかかる断続通電用回路の
従来例を説明する。

【０００３】図３はスイッチング素子にバイポーラトラ
ンジスタを用いた回路例であって、４個のこの例では n
pn形のバイポーラトランジスタ51〜54によりブリッジ回
路60が構成されており、通例のように図では上下側であ
るその一方の対向接続点間に電源１が，図の左右側の他
方の対向接続点間に断続通電すべき誘導性の負荷２がそ
れぞれ接続される。ブリッジ接続された４個のトランジ
スタ51〜54中の図では襷掛け状の対向辺のトランジスタ
対51と53，および他の対向辺のトランジスタ対52と54は
もちろんそれらのベースに受ける信号によりそれぞれ同
時にかつ交互にオンオフ制御される。

【０００４】図４はこのオンオフ状態を示すもので、同
図(a) にトランジスタ対51と53の，同図(b) にトランジ
スタ対52と54のそれぞれの状態が示されている。また、
図の左半分が図３の負荷２に電流Ｉを図示の正方向に流
す時，右半分がその矢印とは反対の逆方向に流す時に対
応する。いずれの電流方向に対しても、２個のトランジ
スタ対の一方をオフ状態に保ち他方を所定の短い周期Ｔ
でオンオフ動作させ、この際の各周期Ｔ内のオン時間で
ある通電率を制御しながら負荷電流Ｉの大きさの実効的
な平均値を制御する。

【０００５】しかし、かかるオンオフ動作により負荷電
流Ｉが断続され、負荷２がモータ等の誘導性である場合
は電流断時にそれに過大な逆起電力が発生するので、図
３に示すように各トランジスタ51〜54に転流ダイオード
61を並列に接続するのが通例である。例えば、トランジ
スタ対51と53をオンさせ負荷２に電流Ｉを図の方向に流
した後にオフさせた時に他のトランジスタ対52と54に対
応する２個の転流ダイオード61が一斉に導通して、負荷
２に流れていた電流Ｉをそれまでの方向のまま電源１の
方に短時間内だけ転流して負荷２のインダクタンス内の
蓄積エネルギを吸収させる。なお、電源１にはキャパシ
タがふつう含まれているので、この転流により上述のイ
ンダクタンス内のエネルギはこのキャパシタ内に少時預
けられ、次に負荷２に電流Ｉを同方向ないしは逆方向に
供給する際のいわば電流源として有効利用すなわち回生
される。

【０００６】バイポーラトランジスタで構成した図３の
断続通電用回路はインバータ装置やチョッパ装置に適す
るが、騒音等の障害を軽減するには負荷電流Ｉの断続周
期Ｔを短縮するのが有利なので、最近では高周波動作が
容易なＭＯＳトランジスタをスイッチング素子に用いる
場合が多い。本発明はかかる断続通電用ＭＯＳ回路に関
し、以下その従来例を図５を参照して説明する。

【０００７】４個のＭＯＳトランジスタ71〜74にはふつ
うは縦形構造の数十ｋHzの高周波用の電力用素子を用い
てブリッジ回路80に接続する。このブリッジ回路80に対
する電源１と負荷２の接続要領は図３の場合と同じであ
る。各トランジスタ71〜74に対し原理上は転流ダイオー
ド81を並列接続するのであるが、ＭＯＳトランジスタに
は寄生ダイオード75が付随していて転流時にこれに電流
が流れるとその逆回復動作が遅れるので、それと導通方
向が逆なダイオード82を各トランジスタ71〜74に直列接
続した上でこの直列回路に対して並列に転流ダイオード
81を接続する。なお、この図５のＭＯＳ回路では負荷電
流Ｉの断続周期が図３の場合より短くて高速動作が必要
なので転流ダイオード81には逆回復時間が短い高速ダイ
オードを用い、かつ回路の内部損失を減少させるため直
列ダイオード82には順方向電圧が小さいショットキーバ
リアダイオードを用いるのがふつうである。

【０００８】このように構成された図５の断続通電用Ｍ
ＯＳ回路では、図３の場合と同様にブリッジ接続中の一
方の対向辺のトランジスタ対71と73，および他方の対向
辺のトランジスタ対72と74がそれらのゲートに受ける信
号によってそれぞれ図４(a)と(b) に示したと同じ態様
で同時にかつ交互にオンオフ制御される。断続周期Ｔ内
の通電率を制御して負荷電流Ｉを制御するのも同じであ
る。負荷電流Ｉを図５に示す方向に流すようにトランジ
スタ対71と73をオンさせるともちろん対応する直列ダイ
オード82が導通状態になり、これらをオフさせると他の
トランジスタ対72と74に対応する２個の転流ダイオード
81が導通して負荷電流Ｉを電源１の方に転流させるが、
この転流時間内では直列ダイオード82が不導通状態にな
って寄生ダイオード75に電流が流れないようにして回路
動作を速める。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】しかし、図５の従来回
路では、転流ダイオード81内にpn接合がもつ堰層電圧が
あるため、上述の転流動作の際にその順方向電圧が必ず
介在して転流が不完全になりやすい。なお、この順方向
電圧は0.5V程度ではあるが、上述の短い周期Ｔで繰り返
される通電の断続のつど必ず回路損失が発生するので、
回路の動作周波数が高くなるとともに回路効率の低下が
問題になって来る。

【００１０】また、従来回路の動作速度を上げるには、
ＭＯＳトランジスタ71〜74の逆回復が遅い寄生ダイオー
ド75により転流動作速度が落ちないよう直列ダイオード
82を接続する必要があるので回路構成が複雑になり、か
つ回路効率の低下を防ぐにはこれにショットキーバリア
ダイオードを用いる必要があるのでかなり高価につきや
すい。さらに、転流ダイオード81にも高速ダイオードを
用いる必要があるのでこれも高価につく問題がある。

【００１１】本発明は、従来技術がもつかかる問題点を
解決して、簡単な回路構成で負荷に対する通電断続時の
転流動作を改善できる断続通電用ＭＯＳ回路を提供する
ことを目的とする。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明においては、ＭＯ
Ｓトランジスタで構成され一方の対向接続点間に電源
が，他方の対向接続点間に負荷がそれぞれ接続されたブ
リッジ回路と、ブリッジの対向辺の１対のトランジスタ
を同時にオンオフさせるゲート制御回路とにより断続通
電回路を構成し、一方のトランジスタ対のオフ動作時の
転流時間内に他方のトランジスタ対をオンさせることに
より前述の目的を達成する。なお、上記のゲート制御回
路はその動作時定数をオン制御時よりオフ制御時に短く
なるように設定するのが有利であり、さらにブリッジ回
路の一方のトランジスタ対に対するオフ制御と同時に他
方のトランジスタ対に対するオン制御を開始するように
構成するのが望ましい。

【００１３】

【作用】本発明はＭＯＳトランジスタがチャネル伝導性
なのでそのオン状態ではpn接合に伴う堰層電圧を含まな
い点に着目して、ブリッジ回路を構成するＭＯＳトラン
ジスタを従来の転流ダイオードのかわりに使用すること
によって問題を解決するものである。すなわち、本発明
ではブリッジ回路を構成する４個のＭＯＳトランジスタ
中の一方の対向辺のトランジスタ対がオフ動作した際の
負荷電流の転流が必要な転流時間内に、前項の構成にい
うとおり他方の対向辺のトランジスタ対をゲート制御回
路によりオンさせて転流ダイオードのかわりに利用す
る。

【００１４】この転流側のＭＯＳトランジスタは堰層電
圧がないから従来の転流ダイオードの順方向電圧より低
いオン電圧で導通して負荷電流を転流させることができ
る。従って、本発明では転流時の回路損失が従来より減
少し、かつ転流ダイオードを省けるので回路構成が簡単
になる。なお、転流動作中のＭＯＳトランジスタにはそ
のオン抵抗と並列に前述の寄生ダイオードが順方向に入
ることになるが、電流は当然低いオン抵抗の方に主に流
れて寄生ダイオードにはそのごく一部が流れるだけなの
で、転流動作が実際上その逆回復時間により影響される
おそれはなく、従って従来の直列ダイオードも省いて回
路構成を一層簡単化できる。

【００１５】

【実施例】以下、図を参照しながら本発明の実施例を説
明する。図１は本発明による断続通電用ＭＯＳ回路の実
施例回路とＭＯＳトランジスタのオンオフ動作の様子
を，図２はゲート制御回路の要部の構成例と動作波形を
それぞれ示す。

【００１６】図１(a) に示すように、本発明の断続通電
用ＭＯＳ回路は４個のＭＯＳトランジスタ11〜14からな
るブリッジ回路20とゲート制御回路30により構成され、
通例のようにブリッジ回路20の図では上下の一方の対向
接続点間には例えば整流装置である直流の電源１が，図
では左右の他方の対向接続点間に例えばモータである誘
導性の負荷２がそれぞれ接続される。

【００１７】なお、図１(a) のブリッジ回路20は単相ブ
リッジであって例えば負荷２が直流モータの場合その可
変速かつ可逆駆動に用いるが、負荷２が三相モータの場
合はもちろんブリッジ回路20を三相ブリッジとし、図の
負荷２をモータの各相コイルとする可変速かつ可逆駆動
用のインバータ回路として用いる。かかる負荷駆動用の
ＭＯＳトランジスタ11〜14には耐圧が数十Ｖ，電流定格
が数十Ａで、使用可能周波数が数十ｋHzの個別素子であ
るふつうは縦形の高周波用ＭＯＳトランジスタが用いら
れる。また、図の例ではブリッジ回路20はすべてｎチャ
ネル形のＭＯＳトランジスタ11〜14で構成されている
が、電源１の正の電圧点側のＭＯＳトランジスタ11と12
にＰチャネル形を用いる場合もある。

【００１８】図の例ではＭＯＳトランジスタ11〜14がす
べてｎチャネル形なので、ブリッジの一方の対向辺のト
ランジスタ対11と13，および他方の対向辺のトランジス
タ対12と14はそれぞれ共通ゲート接続され、ゲート制御
回路30から与えられるゲート制御信号v1とv2をそれぞれ
共通ゲートに受けて図１(b) と(c) に示すようにオンオ
フ制御される。図ではブロックで示されたゲート制御回
路30は、このオンオフの周期Ｔを指定するクロックパル
スCPと各周期内の通電率等の指定データである指定信号
SDを受けるＰＷＭ制御回路と, その出力に基づきゲート
制御信号v1とv2を発する図２(a) に示すようなゲート駆
動回路とを含む。

【００１９】図１(b) と(c) はかかるゲート制御信号v1
とv2を受ける一方のトランジスタ対11, 13と他方のトラ
ンジスタ対12, 14のオンオフの様子をそれぞれ示すもの
で、図４の場合と同様にその左半分が同図(a) の負荷電
流Ｉを図示のとおり正方向に流す場合, 右半分が図とは
逆方向に流す場合にそれぞれ対応する。前者の場合、一
方のトランジスタ対11, 13はゲート制御信号v1を受けて
図１(b) に示すようにオンオフ動作する。もちろん、こ
のオンオフの周期Ｔとそれに対するオン時間の比である
通電率はゲート制御信号v1により指定される。例えば、
周期ＴはＭＯＳトランジスタを20ｋHzで動作させる場合
50μｓで、通電率は本発明の場合ふつうどおりではある
が例えば０〜50％の範囲内で指定するのがよい。

【００２０】本発明では、上述の一方のトランジスタ対
11, 13のオフ動作時に負荷電流Ｉを転流させるために、
図１(b) に示すように他方のトランジスタ対12, 14をゲ
ート制御信号v2によりそれで指定される時間内オン動作
させる。負荷電流Ｉの転流に要する時間は負荷２のイン
ダクタンス等の回路定数によってもちろん異なるが、上
述の周期Ｔがこの転流時間tfより元々かなり長めに設定
されているので、この実施例ではトランジスタ対12, 14
を転流のためにオンさせる時間を転流時間tfと同じに設
定され、ふつうはこのように設定するのが転流効果を高
める上で有利である。さらに、この実施例では、負荷２
への断続通電側のトランジスタ対11, 13をオフ制御する
と同時に転流側のトランジスタ対12, 14に対するオン制
御を開始させる。かかる転流開始のタイミングは転流の
促進上望ましく、かつゲート制御回路30の構成を簡単化
できる点で有利である。

【００２１】このトランジスタ対12, 14のオン動作によ
り、図１(a) の負荷２内にそれまで図の方向に流れてい
た負荷電流Ｉはその方向のまま両トランジスタ12と14の
オン抵抗を介して負荷２のインダクタンス内の蓄積エネ
ルギが消失するまで電源１の方に還流される。これによ
り、誘導性負荷２内の蓄積エネルギは前に図３で説明し
たように電源１内のキャパシタ等に一旦預けられて次に
負荷２に電流Ｉを供給する際に回生される。

【００２２】かかる転流に際してチャネル伝導性のＭＯ
Ｓトランジスタ12と14は従来の転流ダイオードの順方向
電圧よりも低いオン電圧で導通して、堰層電圧による制
約を受けることなく負荷電流Ｉを転流させる。例えば、
12Ｖの電源１から給電される断続通電用ＭＯＳ回路をイ
ンバータとして単相の負荷２を駆動する場合、従来の図
５の回路では１個の転流ダイオード81あたり 0.5Ｖの順
方向電圧があるので、２個で１Ｖの電圧損失が転流時に
発生するが、図１の場合はＭＯＳトランジスタ11〜14に
60Ｖの耐圧のものを用いたとしてオン抵抗が20ｍΩ程度
なので、転流時の電流を10Ａとすると１個あたり 0.2
Ｖ, ２個で 0.4Ｖの電圧損失でよく、従来の半分程度以
下に回路損失を低減できる。

【００２３】なお、この転流動作中にトランジスタ12と
14内ではそのオン抵抗と並列に寄生ダイオード15が順方
向に入るが、転流時の電流は堰層電圧がない低いオン抵
抗の方にのみ流れて寄生ダイオード15にはごく一部が流
れるだけなので、転流動作が寄生ダイオード15の逆回復
時間の影響を受けるおそれはほとんどない。

【００２４】以上、図１(b) と(c) の左半分に対応する
動作を説明したが、もちろん右半分についてもトランジ
スタ対11, 13とトランジスタ対12, 14のオンオフ状態が
逆になるだけで動作は全く同じなので説明を省略する。
なお、図１(a) を従来の図５と比べるとわかるように、
本発明回路では従来必要であった転流ダイオード81と直
列ダイオード82が省けるので構成が格段に簡易化され
る。

【００２５】次に、図２を参照してゲート制御回路30内
のゲート駆動回路の構成例と動作を説明する。図２(a)
は符号10が付されたＭＯＳトランジスタとゲート制御回
路30内のそのゲート駆動部分を示す。周知のように、Ｍ
ＯＳトランジスタ10はゲート電圧ｖにより可変なゲート
キャパシタンスをもち、かつ本発明では短い周期Ｔ内に
転流動作を含めたオンオフ動作を繰り返すので、キャパ
シタンスの電圧依存性に則した転流に有利な波形をゲー
ト電圧ｖに与えるのが望ましく、図２のゲート駆動回路
ではオフ制御の時定数をオン制御時より短く設定する。

【００２６】図２(a) に示すゲート駆動回路は抵抗31
と, 抵抗32とダイオード33の直列回路を並列接続してな
り、ダイオード33はゲートを正の電圧に充電する際に非
導通で放電時に導通する方向に挿入される。図２(b) は
ゲート駆動回路にｎチャネル形ＭＯＳトランジスタ10の
オン制御時に正の電圧Vgを与えてゲートキャパシタンス
を充電する際のゲート電圧ｖを示す。電圧Vgを与えた時
刻t0の直後はキャパシタンスが小さいので充電が急速に
進み、ゲート電圧ｖは短時間後の時刻t1に電圧Vtに達す
るが、キャパシタンスが大きくなる時刻t2まではほぼ一
定で、それ以降は抵抗31と大なキャパシタンスで決まる
時定数で緩やかに上昇し、時刻t3でＭＯＳトランジスタ
10が完全オンの状態になる電圧Vgに達する。

【００２７】図２(c) はＭＯＳトランジスタ10のオフ制
御時にゲート駆動回路への電圧Vgを消失させてキャパシ
タンスを放電させる際のゲート電圧ｖの波形を示す。電
圧Vgを切った時刻t0の直後のキャパシタンスは大きいが
ダイオード33が導通するのでそれと抵抗31と32の並列抵
抗値で決まる時定数で急速に放電されてゲート電圧ｖは
比較的短時間後の時刻t1に電圧Vtに下がり、暫く一定値
を保った後の時刻t2にキャパシタンスが小さくなるので
ごく短時間後の時刻t3に０にまで落ちてＭＯＳトランジ
スタ10が完全オフの状態になる。なお、図２(b) と(c)
のゲート電圧ｖの波形がほぼ一定値である時刻t1〜t2の
間はＭＯＳトランジスタ10がオフからオンの状態に, あ
るいは逆にオンからオフの状態に移る時間である。

【００２８】図２(a) のように構成されたゲート駆動回
路では、その抵抗31と32の合成抵抗をオフ制御時に負荷
２に過大な逆起電力が生じない程度に設定し、かつもち
ろん場合によりかなり異なるが例えば抵抗32を抵抗31の
２〜３分の１程度に設定して図２(c) のt0〜t3のオフ動
作時間が同図(b) のt0〜t3の例えば１μｓ程度のオン動
作時間の半分かこれを若干下回るようにするのが、図１
の回路の転流時の動作を速める上で有利である。すなわ
ち、これによって図１のＭＯＳトランジスタ対11, 13の
オフ動作を速めてＭＯＳトランジスタ対12, 14への転流
を促進することができるからである。

【００２９】なお、かかる転流動作を速めるだけであれ
ば転流側のトランジスタ対12, 14に対するゲート制御信
号v2の立ち上がりも短くすればよいことになるが、オフ
動作中のトランジスタ対11, 13のオフ抵抗がまだ充分に
立ち上がらない内に、転流側のトランジスタ対12, 14の
オン抵抗があまり早く低くなり過ぎると電源１が短絡さ
れたに近い状態になって大きな短絡阻止が発生するおそ
れがあるので、これを防止するため転流側へのゲート制
御信号v2の立ち上がりをオフ動作側へのゲート制御信号
v1の立ち下がりより回路条件に則した程度に遅らせるの
が有利になる。図２の実施例では、このようにして合理
的に転流動作を速めながら図１の回路の動作速度を向上
することができる。

【００３０】

【発明の効果】以上の説明からわかるように本発明で
は、一方の対向接続点間に電源が，他方の対向接続点間
に断続通電すべき誘導性負荷がそれぞれ接続されたＭＯ
Ｓトランジスタで構成されたブリッジ回路と、ブリッジ
の対向辺のＭＯＳトランジスタ対をそれぞれ同時にオン
オフ制御するゲート制御回路とにより断続通電回路を構
成して、一方のＭＯＳトランジスタ対のオフ動作時の負
荷電流の転流時間内に他方のＭＯＳトランジスタ対をゲ
ート制御回路によりオン制御することにより、次の効果
を得ることができる。

【００３１】(a) ブリッジ回路内のＭＯＳトランジスタ
を従来の転流ダイオードのかわりに利用することによ
り、転流ダイオードの順方向電圧より低いオン電圧で負
荷電流を転流させて転流動作時の回路損失を減少させる
ことができる。 (b) ブリッジ回路のＭＯＳトランジスタを転流ダイオー
ドのかわりに活用することにより回路構成を簡単化する
ことができ、かつ転流ダイオードの逆回復時の電力損失
をなくすことができる。 (c) 転流動作中にＭＯＳトランジスタの寄生ダイオード
を低いオン抵抗でほぼ短絡することによりそれに流れる
電流を減少させ、寄生ダイオードの逆回復時間が転流動
作に与える悪影響をなくすことができるので、従来の直
列ダイオードを省いて回路構成を一層簡単化することが
できる。 (d) ＭＯＳトランジスタの低いオン抵抗を利用して回路
の転流動作を促進することにより、断続通電回路の動作
速度を高めてより高い周波数で動作させることができ、
例えばモータに給電するインバータとして使用する場合
に従来より正確な正弦波形の断続電流をモータに通電さ
せることができる。

【００３２】このように、本発明はインバータ装置やチ
ョッパ装置の断続通電用ＭＯＳ回路に適用して、転流に
伴う回路内のむだな電力損失を減少させ、回路構成を簡
易化して装置を合理化し、さらには装置の性能を高める
効果を有するもので、本発明の実施によりこれら装置技
術の一層の発展に貢献することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による断続通電用ＭＯＳ回路の実施例を
示し、同図(a) はその回路図、同図(b) と(c) はＭＯＳ
トランジスタのオンオフ波形図である。

【図２】本発明におけるゲート制御回路内のゲート駆動
部の構成例を示し、同図(a) はその回路図、同図(b) と
(c) はＭＯＳトランジスタに対するそれぞれオン制御時
とオフ制御時のゲート電圧の波形図である。

【図３】バイポーラトランジスタを用いる従来の断続通
電用回路の回路図である。

【図４】図３と図５に対応する従来の断続通電用回路の
トランジスタのオンオフ波形図である。

【図５】ＭＯＳトランジスタを用いる従来の断続通電用
ＭＯＳ回路の回路図である。

【符号の説明】

１ 電源 ２ 誘導性の負荷 11 ブリッジ回路を構成するＭＯＳトランジスタ 12 ブリッジ回路を構成するＭＯＳトランジスタ 13 ブリッジ回路を構成するＭＯＳトランジスタ 14 ブリッジ回路を構成するＭＯＳトランジスタ 15 ＭＯＳトランジスタの寄生ダイオード 20 ブリッジ回路 30 ゲート制御回路 Ｉ 負荷電流 Ｔ 通電の断続周期 tf 転流時間

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】ＭＯＳトランジスタで構成され一方の対向
   接続点間に電源が，他方の対向接続点間に断続通電すべ
   き誘導性負荷がそれぞれ接続されたブリッジ回路と、ブ
   リッジの対向辺の１対のＭＯＳトランジスタを同時にオ
   ンオフさせるゲート制御回路とを備え、一方のＭＯＳト
   ランジスタ対のオフ動作時の負荷電流の転流時間内に他
   方のＭＯＳトランジスタ対をゲート制御回路によってオ
   ン制御するようにしたことを特徴とする断続通電用ＭＯ
   Ｓ回路。
2. 【請求項２】請求項１に記載の回路において、ゲート制
   御回路のオフ制御時の時定数がそのオン制御時の時定数
   よりも短く設定されたことを特徴とする断続通電用ＭＯ
   Ｓ回路。
3. 【請求項３】請求項１または２に記載の回路において、
   一方のＭＯＳトランジスタ対のオフ制御と同時に他方の
   ＭＯＳトランジスタ対のオン制御を開始するようにした
   ことを特徴とする断続通電用ＭＯＳ回路。